JP2008219151A

JP2008219151A - アンテナ整合方式

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Publication number: JP2008219151A
Application number: JP2007050195A
Authority: JP
Inventors: Hisashi Miwa; 寿三輪; Hideji Araki; 秀司荒木
Original assignee: SANPA KOGYO KK
Current assignee: SANPA KOGYO KK
Priority date: 2007-02-28
Filing date: 2007-02-28
Publication date: 2008-09-18

Abstract

【課題】最適なアンテナ条件により短波回線の高品質なデータ通信を実現する。
【解決手段】短波送受信機１とアンテナ２との中間に第１の整合器３Ａおよび第２の整合器３Ｂを直列に接続し、第２の整合器３Ｂはインダクタンス、キャパシタンス値を固定として軽量化しアンテナ給電点２１近傍に設置するとともに、アンテナ２には扇形多条形のものを採用して、送信、受信ともに最適なアンテナ状態を実現する。
【選択図】図４

Description

本発明は、短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式に関する。

従来の短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式においては、アンテナ整合用のインダクタンス（以下Ｌと略記することがある）、キャパシタンス（同じく以下Ｃと略記することがある）は固定素子を選択してＬ、Ｃ回路を構成していたためハードウエアも大型になり重量も重く、かりにＬ、Ｃ値を変化させて整合を図る場合には周波数チャネルを切り替える都度進行波／反射波監視用のメータによりＬ、Ｃ値を設定していたので、最適な整合回路を構成することが困難であり、アンテナ放射効率も悪くかつＬ、Ｃ値設定に長時間を要するため、選択周波数によって時々刻々回線品質が変化するような遠距離データ通信では、最適周波数チャネル変更が現実問題として困難であった。

また、船舶等では設置場所に制約があり、送受信機とアンテナ給電点までの距離が長くなる場合や、送信出力が例えば１ｋＷ以上と大きく、回路素子も大きいために整合器が大型になって重量や寸法が大きくなった場合に、設置が困難であるという問題点があった。また、これらの場合には送受信機の送信出力側からアンテナをみたＶＳＷＲ（電圧定在波比）が規格設定値に収まらないため、アンテナ放射効率が満足できる値に到達しないまま送受信機を接続するのでアンテナ放射効率が低く、十分な回線品質が得られないという問題点もあった。ＶＳＷＲが大きいと短波帯における整合範囲がせまくなり、周波数の選定にも制約があった。

さらに、アンテナの種類によっては、アンテナが設置不可能なほど長くなったり、良好な放射特性が得られないという問題もあった。

本発明は、送信が大出力で、また送受信機とアンテナ給電点までの距離が長い場合に、整合器の大きさや重量を軽減して設置スペースの問題を解決し、最適な整合回路を迅速に構成してアンテナ放射効率を改善するとともに、最適な種類のアンテナを選定することによって、最適なアンテナ状態による短波帯の低い周波数帯域の高品質なデータ通信を実現することを目的とする。

本発明は、短波送受信機とアンテナとの中間に整合器を接続してなる短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式において、送受信機とアンテナとの中間に整合器を２台直列に配置し、送受信機の近傍に配置する第１の整合器は進行波／反射波、負荷抵抗、位相の各検出部ならびに並列インダクタンス、直列インダクタンス、並列キャパシタンスの各可変部をそれぞれＣＰＵに接続してなるインダクタンス、キャパシタンス値が可変のものであり、アンテナの給電点近傍に配置する第２の整合器はインダクタンス、キャパシタンス値が固定の小型のものであり、整合周波数範囲内において、前記第１の整合器からアンテナをみたＶＳＷＲが規格値以下となるように第２の整合器を設定した後、前記第１の整合器の各検出部の出力により各可変部のインダクタンス、キャパシタンスをくり返し変化、収束させて、送信、受信ともに最適なアンテナ整合状態を実現できるようにしたことを特徴とする短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式において、前記アンテナが、上が開いた扇形多条のアンテナ素子がマストを中心に左右両側に対称に配置され、短波帯の低い周波数帯域に適したものであり、前記アンテナの水平面からの展張角度を最適な角度に設定し、送信機出力がアンテナから効率よく広角に放射されるようにしたことを特徴とする短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式である。

本発明では送受信機近傍に設置する第１の整合器に加えて、アンテナ給電点近傍に第２の整合器を設け、これら第１、第２の整合器を直列に接続することにより個々の整合器の大型化を回避するとともに、距離や設置スペースの問題をクリアし、アンテナ近傍の第２の整合器の作用によって第１の整合器からアンテナ側をみたＶＳＷＲを規格設定値以下に低下させ、アンテナ効率が改善される。

また、第１の整合器のインダクタンス、キャパシタンス値を可変としたことにより、最適周波数チャネルを迅速、かつ容易に変更でき、送信時にはアンテナからの放射効率が大きく改善され、受信時には送信時に設定された整合回路を効率よく使用することができる。
さらにアンテナとして上が開いた扇形多条のアンテナ素子がマストを中心に左右両側に対称に配置され、短波帯の低い周波数帯域に適したものを選定することによりアンテナの占用スペースを小さくし、前記アンテナの水平面からの展張角度を最適な角度に設定し、送信機出力がアンテナから効率よく広角に放射されるようにすることができ、特に短波帯の低い周波数帯においてデータ通信の品質を大きく向上させるという、すぐれた効果を奏する。

アンテナの長さは使用する波長の１／４以上が必要とされているが、長波、中波帯では波長が数百ｍ以上であり、アンテナの高さを１／４波長とすることは現実的でない。そこでアンテナを共振させるために回路にインダクタンスＬを挿入して共振周波数を１／４波長よりも低いものとしている。
一方、短波帯の場合は、波長が数十ｍ以下となるので、アンテナの長さを波長の１／２あるいは１／４とすることが可能である。

本発明では上記の短波帯の低い周波数帯域を使用する送受信機において、アンテナがいかなる条件下においても送信時にはその出力が効率よくアンテナに共振して出力し、受信時にはアンテナからの入力を受信部に効率よく入力するようにすることを目的としている。
アンテナ導線の中央から給電する形式のアンテナをタブレットアンテナといい、特に図１２に示すようにアンテナ２の長さが選択した波長λの１／２のものを「半波長ダイポールアンテナ」という。半波長ダイポールアンテナは通常の短波通信で一般的に使用される。このアンテナは図１２にみられるように一対のλ／４長さの導線を一直線に並べ、中央の端部２１Ａ、２１Ｂ（給電点という）に給電線を接続して給電するもので、２本の導線の中央端部における間隔は平行な給線の間隔と同じにする。

半波長ダイポールアンテナにおいてアンテナからもっとも効率よく電波が発射されるときは、電圧、電流ともに正弦波の定常流で、位相差は90度（π／４）である。また、給電点２１Ａ、２１Ｂからアンテナを見たインピーダンスが給電点インピーダンスである。給電点では電圧がゼロになる筈であるが、アンテナの放射抵抗があるためゼロとはならず、最小値を示している。半波長ダイポールアンテナの給電点インピーダンスは通常実数部と虚数部とからなり、およそ（７３＋ｊ４３）Ωである。ここでｊで表わした項はインピーダンスのリアクタンス分を表わす符号であり、＋ｊとなっているのでインダクタンス分を示しているが、もし−ｊとなっていればキャパシタンス分を意味する。

短波用のアンテナとしては図１３に示すように半波長ダイポールアンテナの一端から給電する方法もある。このときの給電点インピーダンスは、２Ｚ₀ ²／Ｚとなる。ここにＺ₀はアンテナ導線の特性インピーダンスであって、波長λと線直径ｄとにより決定され、Ｚは半波長ダイポールアンテナの放射インピーダンスであって、（１００＋j６３）Ωである。

短波用のアンテナとしてはこれら図１２、図１３に示すものが基本であるが、変形としてコニカルアンテナ、インバーテッドコーンアンテナ、指向性を持たせてアンテナ利得を上げたログペリアンテナなどがある。
いずれの場合でも短波用のアンテナの給電点インピーダンスは実数部と虚数部とからなり、Ｒ＋ｊωＬ、またはＲ−ｊωＣ（ω＝２πｆ、Ｌはインダクタンス、Ｃはキャパシタンス）となる。本発明は上記のあらゆる短波用のアンテナに適用できる。

給電点インピーダンスをベクトル図で表わすと図１４のようになる。ＯＺ₁は虚数部がリアクタンス分のとき、ＯＺ₂は虚数部がキャパシタンス分のときのインピーダンスで、前記したように送信機からの出力がアンテナに最も効率よく共振してアンテナからの輻射電力が限りなく100％に近づくのはθ₁＝θ₂≒０のときであり、送受信機からアンテナ側を見たときに実効抵抗Ｒに限りなく等しいときである。

上記のように送受信機からアンテナに最大電力が供給できるようにするためには、図１５に示すように送受信機１とアンテナ２との間に整合器３を接続する。
この整合器３を使って送受信機１側からアンテナ２側を見たインピーダンスを限りなく図１４のベクトル図において実効抵抗Ｒに近づけるため、整合器の内部は通常Ｌ、Ｃの直列、あるいは並列回路の組み合わせで構成される。

短波通信においては、選択周波数により、たとえば周波数チャネルをｆ₁からｆ₂に変えたときに、整合条件におけるＬ、Ｃの値が大きく変化する。特に選択周波数が高い方に変わる場合にＬ、Ｃの変化が大きい。
したがって短波帯の中で近接周波数、例えばｆ₁≒ｆ₂≒ｆ₃の間で送受信を行う場合には整合回路は固定回路で構成できるが、ｆ₁、ｆ₂、ｆ₃が短波帯の中で大きく離れている場合には、その選択したチャネル周波数によって、追って説明するようにＬ、Ｃを可変としてその値を周波数に応じて適宜変更することが必要となる。

公知の事実として知られているように、アンテナ整合の理論は下記のとおりである。
図１６は図１５の構成図に対応する回路図である。この図において、送信時に送受信機１の信号源Ｖ_gから整合器３を経てアンテナ２（負荷）Ｚ_Lに最大の電力を供給するための整合条件は次のようになる。
図１６で整合回路を流れる電流Ｉは、
Ｉ＝Ｖ_g／（Ｚ_t＋Ｚ₁）・・・・・・・・（１）
である。ここで信号源、すなわち送受信機Ｖ_gの内部インピーダンスＺ_tは、
Ｚ_t＝Ｒ_t＋ｊＸ_t ・・・・・・・（２）
とする。

図１６の整合回路の(a)、(b)点から負荷側を見たインピーダンスを
Ｚ₁＝Ｒ₁＋ｊＸ₁ ・・・・・・・（３）
で表わせば、整合回路側に供給される平均電力Ｐ_Lは、
Ｐ_L＝１／２｜Ｉ｜²Ｒe（Ｚ₁）
＝１／２｜Ｖ_g／（Ｚ_t＋Ｚ₁）｜²・Ｒ_１
＝１／２｜Ｖ_g｜²・Ｒ₁／（（Ｒ_t＋Ｒ₁）²＋（Ｘ_t＋Ｘ₁）²）・・・（４）
である。（４）式でＲe（Ｚ₁）は（３）式における実数部を表わす。

アンテナに供給される電力Ｐ_Lが最大になる条件のＲ₁およびＸ₁は、
∂Ｐ_L／∂Ｒ₁＝１／２｜Ｖ_g｜²・（（Ｒ_t＋Ｒ₁）²＋（Ｘ_t＋Ｘ₁）²−２（Ｒ_t＋Ｒ₁）Ｒ₁）／（（Ｒ_t＋Ｒ₁）²＋（Ｘ_t＋Ｘ₁）²）²
＝０・・・・・・・（５）
より
Ｒ₁＝Ｒ_t ・・・・・・・・・・・・・（６）
Ｘ₁＝−Ｘ_t ・・・・・・・・・・（７）
により、
Ｚ₁＝Ｚ_t ・・・・・・・・・・（８）
となり、両者は共役複素数の関係である。

そして、このとき整合回路側に供給される最大電力（Ｐ_L）maxは、
（Ｐ_L）max＝｜Ｖ_g｜²／８Ｒ_g＝Ｖ_ge ²／４Ｒ_g ・・・・・・・・（９）
ただしＶ_geはＶ_gの実効値で、
Ｖ_ge＝Ｖ_g／２^1/2 ・・・・・・・・（１０）
である。以上の中で式（８）が整合条件を満たす基本的条件である。

前記したように整合回路はインダクタンスＬとキャパシタンスＣにより構成される。最も簡単な回路例を図１７に示す。
前記の式（８）により、
Ｚ₁＝Ｚ_t＝（（ｊωＬ＋Ｒ_L＋ｊＸ_L）・１／ｊωＣ）／（ｊωＬ＋１／ｊωＣ＋Ｒ_L＋ｊＸ_L）・・・・・・・・・（１１）
ここでＺ_L＝Ｒ_L＋ｊＸ_L、Ｘ_a＝ωＬ、Ｂ_c＝ωＣとおけば、式（１１）は式（６）〜（８）から、
Ｒ_t−ｊＸ_t＝（（ｊＸ_a＋Ｒ_L＋ｊＸ_L）・１／ｊＢ_c）／（ｊＸ_a＋１／ｊＢ_c＋Ｒ_L＋ｊＸ_L）・・・・・・・・・（１２）
さらに変形して
（Ｘ_L＋Ｘ_t＋Ｘ_a−Ｂ_c（Ｒ_LＲ_t＋Ｘ_tＸ_a＋Ｘ_tＸ_L））＋ｊ（Ｒ_t−Ｒ_L−Ｂ_c（Ｘ_aＲ_t＋Ｘ_LＲ_t−Ｘ_tＲ_L））＝０・・・・・・・・・・・（１３）
となり、整合条件においてはこの式は各々実数部＝０、虚数部＝０の条件から、
Ｘ_L＋Ｘ_t＋Ｘ_a−Ｂ_c（Ｒ_LＲ_t＋Ｘ_tＸ_a＋Ｘ_L）＝０・・・（１４）
Ｒ_t−Ｒ_L−Ｂ_c（Ｘ_aＲ_t＋Ｘ_LＲ_t−Ｘ_tＲ_L）＝０・・・（１５）
となり、この両式と先のＸ_a＝ωＬ、Ｂ_c＝ωＣとから、
Ｂ_c＝（（Ｘ_t±（Ｒ_t／Ｒ_L（Ｒ_t ²＋Ｘ_t ²）−Ｒ_t ²）^1/2）／（Ｒ_t ²＋Ｘ_t ²）
・・・・・（１６）
Ｘ_a＝１／Ｂ_c−（Ｒ_L（１−Ｂ_cＸ_t）／Ｂ_cＲ_t−Ｘ_L ・・・・・（１７）
と求めることができる。

これらの条件を満たすインダクタンスＬ、キャパシタンスＣが選択できれば、インピーダンスの整合がとれ、アンテナから最大輻射電力が発射されることになる。
通常短波通信で使用される整合器においては、Ｌ、Ｃの可変にはインダクタンスＬはステッピングモータ、キャパシタンスＣは真空コンデンサまたはギヤステップによる可変コンデンサで駆動する。またアンテナに供給される電力は通常図１８に示すような電力ベクトル図で実数部に供給される電力Ｐ_fが進行波電力で、虚数部Ｐ_rが反射波電力となり、Ｐ_rは送信機内部で無効電力となって熱放射される。すなわち、送受信機に接続された整合器で、図１４に示したベクトル図において虚数部を限りなくゼロにするようにＬ、Ｃ回路を設定することができれば図１８に示した電力ベクトル図θ_L≒０となり、アンテナ放射電力ＯＰは最大となる。

反射波電圧Ｖ_rと進行波電圧Ｖ_fとの比を反射係数Γとすると、
Γ＝Ｖ_r／Ｖ_f ・・・・・・・（１８）
Γ²＝Ｖ_r ²／Ｖ_f ²＝Ｐ_r／Ｐ_f ・・・・・・・（１９）
であり、Ｐ_rは図１８で示した反射波電力、Ｐ_fは進行波電力である。
ＶＳＷＲ（電圧定在波比、電圧反射係数ともいう）は次式によって定義される１より大きい数値である。

VSWR＝（１＋｜Γ｜）／（１−｜Γ｜）・・・・・（２０）
これを変形すると、
Γ＝（VSWR−１）／（VSWR＋１）・・・・・・・・・（２１）
となり、VSWR ＝１のときΓ＝０となって、反射波電力は０である。
通常、短波帯においてアンテナから出力される電力の目安としては、
アンテナ効率＝（Ｐ_f−Ｐ_r）／Ｐ_f
＝１−｜Γ｜² ・・・（２２）
が使用される。この式からも、反射係数が小さいほどアンテナ効率はよく、VSWR ＝１のとき全電力がアンテナから輻射されることになる。

これまでの各式を使用してＶＳＷＲ、Γ、Γ²およびアンテナ効率を計算してみると表１のようになる。例えばＶＳＷＲ＝3.0のとき、送信出力の25％が送信機側に反射していることがわかる。目標とするアンテナ効率を75％以上とすれば、ＶＳＷＲの規格設定値を３以下とするのがよい。

まず本発明の基本となる構成例を説明する。
構成として先の図１５に示したように送受信機１とアンテナ２との中間に整合器３を接続する。整合器３は、送信時には送受信機１の出力とアンテナ２間のインピーダンス整合を取り、ＶＳＷＲを限りなく１に近づけてアンテナ効率を良好に保持する。受信時も、送信時と同条件とすることにより、アンテナ２から送受信機１を見た場合にインピーダンス整合が取れ、受信電力を効率よく受信することができる。

以下、送信時について説明するが、送信時に整合器３のインピーダンス整合が取れていれば、受信時も同条件で受信し、アンテナ効率がよい。
図７は整合器３の機能を示すブロック図である。整合周波数範囲が大きく、かつアンテナ自身のインピーダンス特性の虚数部分が周波数によって大きく変化する場合、すなわちＶＳＷＲの変化が大きい場合は、固定定数のＬ、Ｃ回路では良好な整合が取れない。そこで選択された送信周波数によりＬ、Ｃを適正値とするため、可変Ｌ、Ｃ回路構成とする。

図７において、送信時には左側のＲＦＩＮは送信切替スイッチＫ₁が送信部に接続され、右側のＲＦＯＵＴはスイッチＫ₂がアンテナ入力部に接続される。逆に受信時は、右側のＫ２はそのままであるが、Ｋ₁は受信部の高周波入力部に接続される。なお、送受信機１の送信出力が例えば１ｋＷ以上の大電力の場合、周波数切替時に右側のＫ₂リレーはまずＲ（＝５０Ω）終端で作動させてＬ、Ｃ値の粗調整を行い、それからＫ₂を切り替えてアンテナに接続して微調整を行うようにする。これによって終端のパワーアンプをインピーダンス解放状態で使用することが回避され、送信部終段半導体を保護することができる。以下はアンテナ接続後の状況について説明する。

図７において、進行波／反射波検出部３１では進行波Ｐ_fと反射波Ｐ_rを検出し、Ｐ_f／Ｐ_rの値を、負荷抵抗検出部３２はアンテナの負荷抵抗分Ｒを検出し、位相検出部３３は送受信機からアンテナ側を見た場合の位相差を直流電圧分で検出し、それぞれＣＰＵ３７に入力し記憶させる。
並列インダクタンス可変部３４、直列インダクタンス可変部３５、並列キャパシタンス可変部３６は、前記の記憶された直流電圧値から、可動インダクタンスの場合にはステッピングモータを、可変空気コンデンサの場合はギヤステップを駆動して値を決定する。真空コンデンサの場合は直接直流電圧を印加する。通常は直流電圧の大きさによりＬ、Ｃそれぞれが一義的に対応して駆動され、最適値が選択される。

図８は図７の左側半分に示した検出部、すなわち整合器３における進行波／反射波検出部３１、負荷抵抗検出部３２、位相検出部３３の各検出部をさらに具体的に示したもの、図９は同じく図７の右側半分に示した各可変部、すなわち並列インダクタンス可変部３４、直列インダクタンス可変部３５、並列キャパシタンス可変部３６の各可変部をさらに具体的に示したものである。

進行波／反射波検出部３１では、送信出力をトランスＴ₁₁を通して２次側トランスの対アース電圧によってＣＲ₁₁、ＣＲ₁₂で交流分を検波した際に出力される直流電圧により進行波電力Ｐ_f、反射波電力Ｐ_rが決定される。各ｒはＣＲのアノード側電圧設定用の抵抗、各ＣはＣＲの直流電圧出力を決定する設定用コンデンサ、ＶＲはＰ_f、Ｐ_rの電圧比を設定するための可変直流抵抗である。最適アンテナ整合がとれた条件ではＰ_fはＰ_rよりもはるかに大きい値となる。

負荷抵抗検出部３２では、負荷抵抗Ｒを検出する。アンテナの実効負荷抵抗Ｒは通常50Ωが標準であるが、送受信機からアンテナ側を見た負荷抵抗は０〜数ｋΩまで変化する。そこで先に示した図１４のインピーダンスベクトル図において横軸Ｒ分が50Ωに近づくように、ベクトル合成の負荷抵抗Ｒを検出する。
トランスＴ₂₁とコンデンサＣ₂₁、Ｃ₂₂によって抵抗ｒ₂₀の両端に誘起されるアンテナ負荷抵抗による高周波電圧が決定され、ＣＲにおいて検波の後、入力抵抗を介して差動アンプＡ₂₁に直流電圧が入力され、抵抗ｒ₂₄から負荷抵抗Ｒが出力される。抵抗ｒ₂₀の両端に誘起される電圧は、送受信機からアンテナ側を見たとき図１４における実効抵抗分Ｒが大きいほど大であり、出力も大きくなる。小さい場合は限りなく０に近づき、出力も０に近い値となる。

位相検出部３３では、送信機側からアンテナ側を見たとき、図１４に示したインピーダンスベクトル図で横軸の抵抗分の位相θがどの値であるかを検出する。アンテナからの実効輻射効率を向上させるためには、θ₁、θ₂をできるだけ０に近づけることが必要である。図８においてトランスＴ₃₁、コンデンサＣ₃₁、Ｃ₃₂は位相検出のためにチャネル切替を行う際の送信高周波出力を取り出し、各抵抗および可変抵抗で構成される抵抗分でコンデンサＣから位相変差に相当する電圧成分を取り出す。図１０は位相対電圧のカーブである。これをＣＰＵ３７に記憶させておき、図８におけるインダクタンスＬ₃₁、コンデンサＣ₃₆を介して出力された位相変化分を電圧で取り出すのである。

図１０の位相検出特性によれば、横軸と縦軸の交点は位相検出値が０であるから、図１４におけるインピーダンス特性ではθ₁＝θ₂＝０となり、抵抗分Ｒのみとなる。図１０における＋Ｖ成分はインダクタンス、−Ｖ成分はキャパシタンスとなり、Ｖ₁₃でθ₁₃、−Ｖ₁₃で−θ₁₃の位相となる。位相検出回路より出力される直流により、図７に示すＣＰＵ３７の内部で記憶し、図１０の特性で直流電圧によって位相検出を行い、整合器のインダクタンスＬおよびキャパシタンスＣを駆動する。位相検出電圧により、前記図７、図８の回路構成で得られた直流電圧によってＬ、Ｃの変化量をＣＰＵ内部で演算し、図９に示す各駆動回路、すなわち並列インダクタンス可変部３４、直列インダクタンス可変部３５、並列キャパシタンス可変部３６のそれぞれのＬ、Ｃをステッピングモータ、可変コンデンサ、大電力の場合は耐圧の大きいコンデンサをアンテナ整合がとれるまで駆動する。なお図７のＣＰＵ３７と図９のＣＰＵ３７とは同じものである。

図１５、図１６では説明のため整合回路は省略して示しているが、実際の回路は少なくとも図７〜９に示すような直並列の組み合わせによる複雑な回路である。アンテナのインピーダンス特性によってその回路構成は異なり、短波帯で整合すべき周波数帯域をどの範囲で選択するかにより回路構成が異なるものとなる。Ｌ、Ｃの大きさ、重量等によって駆動するモータの規格も変わってくる。図１４のインピーダンスベクトル図で限りなく実効抵抗分が50Ωに近づくまで、ＣＰＵ内部で設定されたＶＳＷＲの最終収束値は繰り返し計算される。図９における並列インダクタンス可変部３４、直列インダクタンス可変部３５、並列キャパシタンス可変部３６のそれぞれのＬ、Ｃを変化させながら演算を繰り返す。そして収束条件すなわち停止条件は図７において、Ｐ_f、Ｐ_r、Ｒ、θに相当する各出力の直流電圧が全てＣＰＵ内部に設定された規定値以下に到達したときである。

なお、同じ周波数で２回目以降の整合を行うときは、ＣＰＵ内部の学習効果により整合時間が早くなる。
図９の並列インダクタンス可変部３４に示されているＭ₄₁は可変インダクタンスＬ₄₁を駆動するための直流ステッピングモータで、ＣＰＵからのＶＬ₁出力により駆動される。Ｌ₄₂はＬ₄₁の可変範囲を少なくするための固定インダクタンスで、Ｃ₄₁、Ｃ₄₂は高周波バイパスコンデンサである。

同じく図９の直列インダクタンス可変部３５では、Ｍ₅₁は可変インダクタンスＬ₅₂を駆動する直流ステッピングモータで、ＣＰＵからのＶＬ₂出力により駆動される。一般にＭ₄₁、Ｍ₅₁とも印加される電圧が大きければモータの可変範囲は大きくなり、それに伴ってＬ₄₁、Ｌ₅₂の可変範囲も大きくなる。
図９の並列キャパシタンス可変部３６では、送信出力が小さい場合はＶＬＣ₁の電圧により可変コンデンサに連動するモータからのギヤを使用してコンデンサＣ₆₁、Ｃ₆₂、Ｃ₆₃を駆動し、Ｌ₆₁の固定インダクタンスと並列の整合回路を構成して整合をとる。大電力の場合には前記のようにこの可変コンデンサに代えて真空コンデンサを使用する。

なお、前記Ｌ、Ｃの可変動作は最初のスタート時から図７の進行波／反射波検出部３１の直流電圧をＣＰＵ３７に取り込んで一時記憶させ、つづいて負荷抵抗検出部３２によって直流電圧をＣＰＵ３７に一時記憶させ、順次上記の検出した直流電圧の大きさにより並列インダクタンス可変部３４、直流インダクタンス可変部３５、並列キャパシタンス可変部３６のＬ、Ｃを駆動する前記作動を検出回路直流電圧によりくり返し行い、収束するまで作動させる。

なお、周波数に対するＬ、Ｃの値は２回目以降はＣＰＵが学習してあるので、2回目以降の同じ近辺の周波数ではＬ、Ｃの収束が早くなる。
図１１は整合器を設けることにより、横軸の整合範囲の周波数に対してＶＳＷＲがどのように改善されているかを示すグラフである。曲線（１）は整合器が接続されていない場合の送受信機側から見たアンテナ側のＶＳＷＲの一例で、いま規定値（規格設定値）を3とすれば、この例では短波帯の低い周波数帯で特にＶＳＷＲが規定値以上となっている。曲線（２）は整合器を接続した場合であり、使用する周波数帯においてＶＳＷＲを規定値以下に確保できることがわかる。

以上説明した整合器３の回路構成により、整合周波数の範囲内でＶＳＷＲを限りなく１に近づけることができ、送信時には送信出力側から整合器３を通してアンテナ側を見たインピーダンス整合が良好にとれ、受信時には受信アンテナから送受信機１の受信部側を見たインピーダンス整合がとれて受信電力を最大に入力でき、短波帯における良品質のデータ伝送が可能となる。

以上が本発明の基本となる整合方式の説明であるが、前記したように本発明においては解決すべきさらなる課題がある。
すなわち従来の整合方式において、ハードウエアが大型で重量も重く、Ｌ、Ｃ値を変化させて整合を図る場合にも周波数チャネルを切り替える都度進行波／反射波監視用のメータによりＬ、Ｃ値を設定していたので、設定に長時間を要していたという問題と、
船舶等で設置場所の制約から送受信機とアンテナ給電点までの距離が長くなり、かつ送信出力が大きく、回路素子も大きいために整合器が大型になって重量や寸法が大きくなった場合に、設置が困難であるばかりでなく、前記の式（２０）により、アンテナインピーダンスのＶＳＷＲ値が大きくなってしまうという問題である。例えば送受信機の出力が１ｋＷ以上で、送受信機近傍の整合器からアンテナまでの距離が10ｍ以上の場合、規定値を３とすれば、短波帯の低い周波数帯ではＶＳＷＲ値が規定値を大きく超え、整合器のＬ、Ｃ回路を構成することが困難である。また、短波周波数帯に整合周波数範囲を大きく取りたい場合にも、１台の整合機のみでＶＳＷＲを規格設定値以下とすることが困難である。

本発明では、整合器を送受信機近傍のみでなく、アンテナ近傍にも接続することにより前記の諸問題を解決するとともに、最適な整合回路を迅速に構成してアンテナ放射効率を改善し、最適なアンテナ状態による短波回線の高品質なデータ通信を実現するようにした。この第２の整合器はインダクタンス、キャパシタンスが固定で、軽量、小型であるから設置場所の制約も少なく、アンテナ給電点のすぐ近傍に設置できる。この結果、送受信機近くに接続する第１の整合器から第２の整合器およびアンテナを見たＶＳＷＲを規格設定値以下とすることができる。

さらにアンテナとして上が開いた扇形多条のアンテナ素子がマストを中心に左右両側に対称に配置され、短波帯の低い周波数帯域に適したものを選定することによりアンテナの占用スペースを小さくし、前記アンテナの水平面からの展張角度を最適な角度に設定し、送信機出力がアンテナから効率よく広角に放射されるようにした。

本発明の実施例を説明する。
図１は実施例における無線系統図である。送受信機１とアンテナ２との距離が長いので、送受信機近傍に第１の整合器３Ａ、アンテナ近傍に第２の整合器３Ｂを設けている。ちなみに第１の整合器３Ａはさきに図７〜９に示したような構成で、インダクタンス、キャパシタンス値は可変であるが、第２の整合器３Ｂは第１の整合器３Ａに比較してハードウエアが軽く、かつ整合能力からみてもやや劣る簡易なものである。第２の整合器３Ｂの内部回路を図２に示す。固定値インダクタンスＬ₇₁Ｌ₇₂、固定値キャパシタンスＣ₇₁Ｃ₇₂を組み合わせて構成されている。このようにすれば整合器３Ｂは小型、軽量であるから設置場所も自由に選択でき、アンテナ２の近傍の高い位置でも設置可能である。一方整合器３Ａは送受信機１の近傍に設置して、整合器３Ａから整合器３Ｂ側、すなわちアンテナ側を見たＶＳＷＲを規格設定値以下とすることができる。

図３はこの実施例における周波数対ＶＳＷＲ改善効果を示すグラフで、横軸は整合周波数、縦軸はそのときのＶＳＷＲ値である。
（１）は整合器を全く装備しない場合の送受信機１からアンテナ側を見たときのＶＳＷＲ値で、低い周波数帯では規定値をオーバーする。（２）は図１、２に示した本実施例において整合器３Ａから整合器３Ｂ側、すなわちアンテナ側を見たＶＳＷＲ値で、図２に示した第２の整合器３Ｂをアンテナ近傍に設置したことにより、上記周波数帯においてもＶＳＷＲが規格設定値以下となっている。（３）は送受信機１からアンテナ側を見たＶＳＷＲ値で、第１の整合器３Ａによって（２）よりもさらにＶＳＷＲ値が改善されている。第２の整合器３Ｂを設けることによって第１の整合器３Ａの能力が存分に発揮され、アンテナ放射効率が大きく向上する。

受信時にもアンテナから受信機側を見たインピーダンス整合が図られるので受信電力を最大に入力でき、短波帯における遠距離データ通信において高品質な無線回路を実現することができる。
図４は、船舶、大型車両等の移動体に図１の構成の短波送受信システムを配置した例を示す船首側から見た概念図で、アンテナとして上が開いた扇形多条のアンテナ素子がマストを中心に左右両側に対称に配置されたもの（以下、「扇形多条アンテナ」という）を採用している。Ｓは船体、Ｍはマストである。送受信機１およびこの近傍に接続する第１の整合器３Ａは例えば船室内の比較的広いスペースに設置する。一方マストＭに高周波ケーブルを沿わせ、例えば海面上高さ約20ｍの位置にアンテナの給電点２１を設け、その近傍に第２の整合器３Ｂを設置する。

扇形多条アンテナ２の形状は図５に示すようにマストＭを対称軸として平面上対称にｎ本（ｎは２〜５）のアンテナ素子２２を扇形に張った形状である。マストＭ自体がその一部として作用し、アンテナ素子２２が比較的短くても固有振動数が低いので周波数付近の実効抵抗値は標準値50Ωに近付く。また、アンテナ素子２２が扇形多条であることから、帯域幅もさきの図１３で示した半波長のダイポールアンテナよりも広い。

このアンテナの整合方法は、第２の整合器３Ｂを図２で示した固定値の回路構成とし、キャパシタンスＣ₇₁およびインダクタンスＬ₇₂をアンテナに直列に、またキャパシタンスＣ₇₂およびインダクタンスＬ₇₁をアンテナに並列に挿入し、使用する周波数帯でのＶＳＷＲを目標とする規定値以下になるようにする。すなわち選択した周波数毎にＣおよびＬに連動するダイヤルで最適値を設定するか、整合特性を多少犠牲にして固定値を設定する。

なお、整合以前の問題として、アンテナ自体のインピーダンス特性が整合範囲内であることが重要である。移動体が船舶の場合、アンテナの艤装条件によっては周囲の構造物の影響でアンテナ特性が著しく変化する場合がある。マストＭの構造にもよるが、図５において、アンテナ素子２２の長さ（Ｇ＋Ｈ）が16〜19ｍ、追って説明する展張角度θが約40度、展張スパン（上側）がＢ、Ｃは１〜1.5ｍ、展張スパン（下側）がＤは2.6〜5.5ｍ、Ｅ、Ｆは0.3〜0.5ｍに設計する。Ａは給電点からアンテナ素子への給電線で２〜４ｍである。

このアンテナでは２台の整合器により、送信時には第２の整合器によって第１の整合器から見たＶＳＷＲが３以下となり、送受信機の出力側から見たＶＳＷＲは1.3以下となる。このように、送信電力の放射効率および受信の際のＶＳＷＲが改善されるので受信利得も大きく向上する。
図６（ａ）は実施例の短波送受信システムを搭載した船体の主要部を示す部分側面図で、Ｍはマスト、２はアンテナ（アンテナ素子も同じ）である。アンテナ２は展張角度θで傾斜して張られている。傾斜させることにより、図６（ｂ）の放射特性図に示すように斜め上方に最大放射され、送信機出力がアンテナから効率よく広角に放射される。

このように、本発明によれば短波帯における遠距離データ通信において高品質な無線回路を実現することができる。

本発明の実施例における無線系統図である。図１における第２の整合器の内部回路図である。本発明の実施例における周波数対ＶＳＷＲ改善効果を示すグラフである。本発明の実施例を示す短波送受信システムの概念図である。本発明の実施例の扇形多条アンテナの説明図である。（ａ）は実施例の短波送受信システムを搭載した船体の側面図、（ｂ）はアンテナの放射特性を示すグラフである。本発明における整合器の機能を示すブロック図である。図７の左半分を具体的に示した回路図である。図７の右半分を具体的に示した回路図である。本発明における位相対電圧の関係を示すグラフである。本発明における整合器による周波数対ＶＳＷＲ改善効果を示すグラフである。本発明に係わる短波用ダイポールアンテナを示す説明図である。同じく本発明に係わる短波用ダイポールアンテナを示す説明図である。本発明に係わるインピーダンスベクトル図である。従来一般に行われている送受信システムの構成図である。図１５に対応する回路図である。図１６の整合器の部分を簡単な回路で示した回路図である。本発明においてアンテナに供給される電力のベクトル図である。

符号の説明

１送受信機
２アンテナ
３、３Ａ、３Ｂ整合器
２１給電点
２２アンテナ素子
３１進行波／反射波検出部
３２負荷抵抗検出部
３３位相検出部
３４並列インダクタンス可変部
３５直列インダクタンス可変部
３６並列キャパシタンス可変部
３７ＣＰＵ
Ｍマスト
Ｓ船体（移動体）

Claims

短波送受信機とアンテナとの中間に整合器を接続してなる短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式において、
送受信機とアンテナとの中間に整合器を２台直列に配置し、送受信機の近傍に配置する第１の整合器は進行波／反射波、負荷抵抗、位相の各検出部ならびに並列インダクタンス、直列インダクタンス、並列キャパシタンスの各可変部をそれぞれＣＰＵに接続してなるインダクタンス、キャパシタンス値が可変のものであり、アンテナの給電点近傍に配置する第２の整合器はインダクタンス、キャパシタンス値が固定の小型のものであり、
整合周波数範囲内において、前記第１の整合器からアンテナをみたＶＳＷＲが規格値以下となるように第２の整合器を設定した後、
前記第１の整合器の各検出部の出力により各可変部のインダクタンス、キャパシタンスをくり返し変化、収束させて、
送信、受信ともに最適なアンテナ整合状態を実現できるようにしたことを特徴とする短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式において、
前記アンテナが、上が開いた扇形多条のアンテナ素子がマストを中心に左右両側に対称に配置され、短波帯の低い周波数帯域に適したものであり、前記アンテナの水平面からの展張角度を最適な角度に設定し、送信機出力がアンテナから効率よく広角に放射されるようにしたことを特徴とする
短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式。