JP2008216359A - Noise suppressing device and receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、雑音抑圧装置、受信装置に関する。 The present invention relates to a noise suppressing device and a receiving device.
従来の雑音抑圧方法として、スペクトルサブトラクション(Spectral Subtraction)法が提案されている。図14は、従来のスペクトルサブトラクション法の概要を示すフローチャートである(例えば、以下に示す特許文献1の従来技術を参照)。まず、雑音が重畳された音声信号が入力されると(S140)、音声信号に対しフーリエ変換を施すことで音声信号のパワースペクトルを求めるとともに(S141)、音声信号の位相情報を抽出する(S142)。そして、音声信号のパワースペクトルから推定雑音のパワースペクトルを減算し(S143)、その減算結果に対して音声信号の位相情報を参照しつつ逆フーリエ変換を施す(S144)。これにより、雑音が抑圧された音声信号が出力される(S145)。
ところで、スペクトルサブトラクション法では、雑音の推定自体が困難である場合や、雑音をたとえ推定できたとしても非定常的な推定外の雑音が音声信号に重畳された場合には、音声信号のパワースペクトルから推定雑音のパワースペクトルの減算不足若しくはパワースペクトルを減算し過ぎる場合がある。この場合、雑音抑圧された音声信号の波形に歪みが生じてしまい、却って聞き取りづらくなる現象も知られている。 By the way, in the spectral subtraction method, when the noise estimation itself is difficult, or even if the noise can be estimated, the non-stationary noise outside the estimation is superimposed on the speech signal. In some cases, the power spectrum of the estimated noise is insufficiently subtracted or the power spectrum is excessively subtracted. In this case, a phenomenon is also known in which the waveform of a noise-suppressed audio signal is distorted, making it difficult to hear.
さらに、各周波数成分の間で無時間的な相関な白色雑音をスペクトルサブトラクション法によって抑圧した場合、白色雑音がそのまま抑圧されて聞こえてくるのではなく、各周波数成分の間で偏りのある有色雑音として聞こえる現象が知られている。尚、この有色雑音は、各周波数成分に対応した一音一音ごとに、音の粒立ち(一音ごとの強弱感)が有る音楽的雑音とも呼ばれている。 Furthermore, when white noise that is correlated indefinitely between each frequency component is suppressed by the spectral subtraction method, the white noise is not suppressed as it is, but it is not heard and the colored noise is biased between the frequency components. The phenomenon that can be heard as is known. In addition, this colored noise is also called musical noise in which there is a graininess (feeling of strength for each sound) for each sound corresponding to each frequency component.
以上のように、スペクトルサブトラクション法では、雑音を抑圧したことに伴って音声信号の方にも影響を与えてしまい、音声信号の元々の特徴(音の粒立ち等)を変えてしまう恐れがあった。 As described above, in the spectral subtraction method, the noise is suppressed and the sound signal is also affected, and the original characteristics (such as sound graininess) of the sound signal may be changed. It was.
前述した課題を解決する主たる本発明は、入力信号に重畳された雑音を抑圧する雑音抑圧装置において、前記入力信号が入力され、所定のノイズの周波数特性に対応した第1の中心周波数を含む第1の帯域幅で前記入力信号を減衰させた第1のフィルタ出力を生成する第1のフィルタ部と、前記第1のフィルタ出力が入力され、所定の重み付け係数と前記第1のフィルタ出力との畳み込み積分を行い第2のフィルタ出力を生成する第2のフィルタ部と、前記第1のフィルタ出力と前記第2のフィルタ出力との間の誤差に基づき前記重み付け係数を調整する重み付け係数調整部と、を有することとする。 A main present invention that solves the above-described problem is a noise suppression device that suppresses noise superimposed on an input signal. The noise suppression apparatus receives the input signal and includes a first center frequency corresponding to a predetermined frequency characteristic of noise. A first filter unit that generates a first filter output obtained by attenuating the input signal with a bandwidth of 1; the first filter output is input; and a predetermined weighting coefficient and the first filter output A second filter unit that performs a convolution integral to generate a second filter output; and a weighting factor adjustment unit that adjusts the weighting factor based on an error between the first filter output and the second filter output; It shall have.
本発明によれば、入力信号に与える影響を抑えて雑音を抑圧可能な雑音抑圧装置、受信装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the noise suppression apparatus and receiver which can suppress the noise which suppresses the influence which it has on an input signal can be provided.
<<<AM/FM受信機のシステム構成>>>
図1は、本発明に係る車載用等のAM/FM受信機100のシステム構成を示す図である。尚、図1に示すAM/FM受信機100は、受信アンテナ101で受信したAM/FM変調信号を周波数変換して得られたIF(Intermediate Frequency)信号をAD変換し、そのAD変換以降の処理をデジタル化したものである。
<<<< System configuration of AM / FM receiver >>>>
FIG. 1 is a diagram showing a system configuration of an in-vehicle AM /
受信アンテナ101は、ラジオ放送局等の送信アンテナ(不図示)より送信されたAM/FM変調信号を受信するためのアンテナである。尚、現実的に、受信したAM/FM変調信号には様々な雑音が重畳される。例えば、弱電界受信時のランダムノイズをはじめ、マルチパス環境下において障害物に反射した電波の影響によって発生するマルチパスノイズが挙げられる。さらに、自動車のエンジンの点火栓から発生するイグニッションノイズや、その他の電装系の機械的動作によって発生するパルス性ノイズがある。
The
高周波増幅器102は、受信アンテナ101において受信した受信信号の中から予め設定された受信周波数f1のAM/FM変調信号を選択し、それをRF信号へと変換すべく高周波増幅する増幅器である。
The
周波数変換器103は、受信周波数f1とは異なる発振周波数f2の発振信号を局所発振器により生成した上で、高周波増幅器102より出力されるRF信号(高周波信号)と混合させて、周波数成分(f2−f1)及び周波数成分(f2+f1)の信号を生じさせる回路である。また、周波数変換器103は、不図示のBPF(Band Pass Filter)によって、周波数成分(f2−f1)又は周波数成分(f2+f1)のいずれか一方を有したIF信号(中間周波信号)が取り出される。
The
中間周波増幅器104は、受信アンテナ101において受信されるAM/FM変調信号の電界強度に応じて、周波数変換器103によって取り出されたIF信号のレベルを調整する。
AD変換器105は、中間周波増幅器104より出力されるアナログ値のIF信号をデジタル値のIF信号へと変換するものである。
The
The
オーディオ用DSP200は、AM/FM検波部300と、雑音抑圧部400と、を有する。尚、以下の実施形態において、AM/FM検波部300と雑音抑圧部400は、オーディオ用DSP200のDSPコアが実行するプログラムにより実施される場合とする。
AM/FM検波部300は、AD変換器105から供給されるIF信号に基づいてAM/FM検波を行い、AM/FM復調信号Sを出力する。
雑音抑圧部400は、AM/FM検波部300から出力されたAM/FM復調信号Sに対して本発明に係る雑音抑圧を行う。尚、雑音抑圧の制御の詳細については後述する。
The audio DSP 200 includes an AM /
The AM /
The
DA変換器106は、雑音抑圧部400により雑音抑圧がなされたデジタル値のAM/FM復調信号S’をDA変換してアナログ値のAM/FM復調信号を出力する。
低周波増幅器107は、DA変換後のAM/FM復調信号(低周波信号)を増幅して、スピーカー108へと出力する。
The
The
プロセッサ800は、ROM810に格納されたプログラムを読み出して実行することにより、AM/FM受信機100全体の制御を司るものである。
The
<<<雑音抑圧部:第1実施形態>>>
===全体ブロック構成===
図2は、本発明の第1実施形態に係る雑音抑圧部400のブロック構成を示す図である。図2により、雑音抑圧部400は、ノッチフィルタ(又は、バンドストップフィルタとも呼ばれる。)410と、ライン・エンハンサ430と、を有する。尚、ノッチフィルタ410は、本発明に係る「第1のフィルタ部」の一実施形態であり、ライン・エンハンサ430のトランスバーサルフィルタ436は、本発明に係る「第2のフィルタ部」の一実施形態である。
<<< Noise Suppression Unit: First Embodiment >>>
=== Entire block configuration ===
FIG. 2 is a diagram illustrating a block configuration of the
ノッチフィルタ410は、図7の周波数特性に示すように、所定のパルス性ノイズの周波数特性に対応した第1の中心周波数を含む第1の帯域幅において急峻な減衰を与えるためのフィルタである。具体的には、ノッチフィルタ410は、AM/FM復調信号Sに対し、スペクトル分布が第1の中心周波数付近に偏っており且つオーディオ信号処理において不要な雑音、すなわち所定のパルス性ノイズを除去するものである。尚、パルス性ノイズは、スペクトル分布が高周波成分に偏っており、スペクトル分布がランダムな白色雑音やマルチパスノイズとは異なった周波数特性を示す。
As shown in the frequency characteristic of FIG. 7, the
ライン・エンハンサ430は、AM/FM復調信号S(例えば、音声信号)は一般的になだらかに変化して時間的な相関を有するのに対し、雑音は一般的にランダムに発生して時間的な相関が無いという特性の相違を利用して、雑音を除去するトランスバーサルフィルタにより構成される。このため、ライン・エンハンサ430は、i)入力信号が時間的な相関の無い(スペクトル分布がランダムである)場合、ii)雑音が時間的な相関を有する(スペクトル分布がランダムでない)場合、有効に機能しない。例えば、前述したパルス性ノイズは、スペクトル分布が高周波成分に偏っており、ライン・エンハンサ430によって雑音として除去することが困難である。そこで、本実施形態の雑音抑圧部400は、ライン・エンハンサ430の機能を補完すべく、ライン・エンハンサ430では除去困難なパルス性ノイズを除去可能なノッチフィルタ410を具備している。
In the
また、本実施形態の雑音抑圧部400は、前段部にノッチフィルタ410を、後段部にライン・エンハンサ430を具備する。このことは、ノッチフィルタ410の処理時間と対比して、ライン・エンハンサ430の処理時間が一般的に長くかかることを考慮したためである。雑音抑圧部400は、前段部においてノッチフィルタ410を設けることで、ライン・エンハンサ430におけるパルス性ノイズの影響を排除しつつ、ライン・エンハンサ430の処理時間の短縮化を図っている。
In addition, the
===ノッチフィルタの詳細な構成===
<Gray−Markel方式>
本発明に係るノッチフィルタ410として、Gray−Markel方式を採用することができる。Gray−Markel方式とは、基本格子を複数段縦続接続して構成されるオールパス(All Pass)伝達関数を基準として、任意のフィルタ(ハイパスフィルタ、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ノッチフィルタ等)を設計する方式のことである。以下、図3、図4を用いて、Gray−Markel方式を採用したノッチフィルタ410について詳述する。
=== Detailed Configuration of Notch Filter ===
<Gray-Markel method>
As the
図3は、Gray−Markel方式の基本格子4100を示した図である。尚、図3に示す基本格子4100は、二入力(Wm+1(z)、Sm(z))二出力(Wm(z)、Sm+1(z))である。ここで、「m」は基本格子4100の段数を示す自然数であり、「z」はz変換の複素数である。基本格子4100は、入力Wm+1(z)と乗算部4102aの出力を加算する加算部4101a、乗算部4102bの出力と遅延部4103の出力を加算する加算部4101b、遅延部4103の出力と係数「−km」を乗算する乗算部4102a、加算部4101aの出力と係数「km」を乗算する乗算部4102b、入力Sm(z)をサンプリングの1周期分遅延させる遅延部4103を具備する。
FIG. 3 is a diagram illustrating a
基本格子4100の入出力関係は、つぎの式(1)、式(2)で表現される。
式(1)、式(2)を用いて、つぎの式(3)のマトリクスが得られる。
つぎに、図4に示すように、2つの基本格子4100a、4100bを2段縦続接続した場合を考える。この場合の行列表現としては、式(3)を用いてつぎの式(4)として表現される。尚、k1はm=1の場合のkmであり、k2はm=2の場合のkmである。
ここで、S1(z)はW1(z)と同一である場合、式(4)からつぎの式(5)が得られる。
尚、式(5)におけるd1、d2は、つぎの式(5’)のように定義した。
さらに、式(5)からつぎの式(6)が得られる。
尚、式(6)におけるD2(z)は、つぎの式(6’)のように定義した。
式(6)は、2次のオールポール(All Pole)伝達関数を表している。一方、2次のオールパス(All Pass)伝達関数A3(z)は、式(7)で表現される。
オールポール伝達関数の式(6)とオールパス伝達関数の式(7)の分母同士を対比すると同一であることが分かる。ところで、Gray−Markel方式では、式(7)に示すオールパス伝達関数を基準としてフィルタ係数を調整するものである。このため、Gray−Markel方式のフィルタは、基本的には、図3に示した基本格子4100を縦続接続し、最終段の出力を折り返して構成可能である。尚、この状態では、式(7)の分子に相当する構成が存在しないので、複数段縦続接続した基本格子4100の各出力Sm(z)を重み付けした上で総和をとる必要がある。この総和した結果が、Gray−Markel方式のフィルタの最終的な出力となる。
The input / output relationship of the
The following equation (3) matrix is obtained using equations (1) and (2).
Next, as shown in FIG. 4, consider a case where two
Here, when S1 (z) is the same as W1 (z), the following equation (5) is obtained from equation (4).
In addition, d1 and d2 in Formula (5) were defined like following Formula (5 ').
Further, the following equation (6) is obtained from the equation (5).
In addition, D2 (z) in Formula (6) was defined like the following formula (6 ′).
Equation (6) represents a second-order All Pole transfer function. On the other hand, the secondary All Pass transfer function A3 (z) is expressed by Expression (7).
It can be seen that the denominators of the all-pole transfer function equation (6) and the all-pass transfer function equation (7) are the same. By the way, in the Gray-Markel system, the filter coefficient is adjusted based on the all-pass transfer function shown in Expression (7). For this reason, the Gray-Markel filter can be basically configured by cascading the
尚、式(7)に示すようなオールパス伝達関数が全てのフィルタの基準であることを示すために、ラプラス演算子sを用いたノッチフィルタの一般的な二次の伝達関数Hn(s)と、ラプラス演算子sを用いたバンドパスフィルタの一般的な二次の伝達関数Hb(s)と、を例に挙げて、それぞれ式(8)、式(9)に示す。尚、式(8)、式(9)におけるQは、フィルタの共振の鋭さを示す品質係数(Quality Factor)と呼ばれる値である。
<Gray−Markel方式によるノッチフィルタ>
図5は、Gray−Markel方式による二次のノッチフィルタ410の構成を示した図である。
In order to show that the all-pass transfer function as shown in Equation (7) is a reference for all filters, a general second-order transfer function Hn (s) of a notch filter using a Laplace operator s A typical second-order transfer function Hb (s) of a bandpass filter using the Laplace operator s is taken as an example, and is represented by equations (8) and (9), respectively. In the equations (8) and (9), Q is a value called a quality factor indicating the sharpness of resonance of the filter.
<Notch filter by Gray-Markel method>
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of a second-
ノッチフィルタ410は、基本的には、Gray−Markel方式の基本格子4100a、4100bを2段縦続接続して構成される。さらに、本実施形態のGray−Markel方式は、フィルタ係数α1、β1をそれぞれ自動的に調整する適応フィルタの構成をとるものとする。このため、基本格子4100a、4100bは、図3に示した基本格子4100の構成に加えて、フィルタ係数α1、β1を調整するための仕組みとして、乗算部4104a、4104bと、加算部4105a、4105bと、を有する。
The
基本格子4100aの入出力関係は、入力側をWm+1(z)、Sm(z)とし、出力側をWm(z)、Sm+1(z)とすると、つぎの式(10)、式(11)で表現される。
式(10)、(11)を整理すると、つぎの式(12)が得られる。
基本格子4100bの入出力関係は、入力側Wm(z)、Sm−1(z)とし、出力側をWm−1(z)、Sm(z)とすると、つぎの式(13)、式(14)で表現される。
式(13)、(14)を整理すると、つぎの式(15)が得られる。
従って、式(12)、式(15)により、基本格子4100a、4100bを二段縦続接続した構成の伝達関数は、つぎの式(16)によって表現される。尚、式(16)は、式(6)に示すオールポール伝達関数として表現できる。
増幅部4106a、4106bと、加算部4107は、ノッチフィルタ出力S1を定めるための構成ブロックである。1段目の基本格子4100aの出力、すなわち加算部4101bの出力Sm+1(z)は、ゲインg1の増幅部4106aにより増幅されて、加算部4107へと入力される。AM/FM復調信号Sは、ゲインg2の増幅部4106bにより増幅されて、加算部4107へと入力される。加算部4107は、増幅部4106a、4106bの各出力を加算した結果を、ノッチフィルタ出力S1として出力する。即ち、ノッチフィルタ出力S1は、つぎの式(17)で表現される。
S1 = g1・Sm+1(z)+g2・S ・・・(17)
ここで、式(16)及び式(17)により定まるノッチフィルタ410の伝達関数と、式(8)に示す一般的な伝達関数Hn(s)と、を対比して、所望の第1の中心周波数及び所望の第1の帯域幅に応じた極と零点から、式(16)に示すフィルタ係数α1、β1の各基準値を定めることができる。しかしながら、このようにフィルタ係数α1、β1を定めることは困難である。そこで、本実施形態のノッチフィルタ410は、所定の適応アルゴリズムに従ってフィルタ係数α1、β1を適応的に探索する最適化手法を採用し、フィルタ係数α1を調整するフィルタ係数調整部455aと、フィルタ係数β1を調整するフィルタ係数調整部455bを具備する。
When the input side is Wm + 1 (z) and Sm (z) and the output side is Wm (z) and Sm + 1 (z), the input / output relationship of the
When the equations (10) and (11) are arranged, the following equation (12) is obtained.
When the input / output relationship of the
By arranging the equations (13) and (14), the following equation (15) is obtained.
Therefore, the transfer function of the configuration in which the
The amplifying
S1 = g1 · Sm + 1 (z) + g2 · S (17)
Here, by comparing the transfer function of the
加算部451a、452a、レジスタ453a、フィルタ係数調整部455aは、フィルタ係数α1を適応的に調整するための構成ブロックである。フィルタ係数α1は、図7に示すように、第1の帯域幅を可変させるためのパラメータとして用いる。尚、本実施形態では、フィルタ係数α1が大きくなれば第1の帯域幅は拡大し、フィルタ係数α1が小さくなれば第1の帯域幅は狭くなる特性を有する。
The
加算部451aは、AM/FM復調信号Sから加算部4101bの出力Sm+1(z)を減算する。加算部452aは、加算部451aの出力からAM/FM復調信号Sを減算して誤差E1を生成する。誤差E1は、式(18)に示すように、加算部4101bの出力Sm+1(z)、すなわち基本格子4100aの出力Sm+1(z)を反転した信号となる。
E1=S−Sm+1(z)−S=−Sm+1(z) ・・・(18)
レジスタ453aは、フィルタ係数調整部455aがフィルタ係数α1を調整していく際の調整ステップC1を格納する。
フィルタ係数調整部455aは、AM/FM復調信号S、加算部452aより出力される誤差E1、レジスタ453aに格納される調整ステップC1が入力される。そして、誤差E1を最小化させるべく、フィルタ係数α1、ひいては第1の帯域幅を調整する。
The
E1 = S−Sm + 1 (z) −S = −Sm + 1 (z) (18)
The
The filter
図6は、フィルタ係数調整部455aのブロック構成を示した図である。尚、図6に示すフィルタ係数調整部455aは、誤差E1を最小化させる単純勾配法(又は最急降下法とも呼ばれる。)を具現化したものである。
FIG. 6 is a diagram showing a block configuration of the filter
AM/FM復調信号Sと誤差E1を乗算部4551により乗算し、さらに、乗算部4551の出力と調整単位C1を乗算部4552により乗算する。そして、加算部4553と遅延部4554により、乗算部4552の出力を累積加算していく。フィルタ係数調整部455aは、この累積加算の結果をフィルタ係数α1として出力する。以上のフィルタ係数調整部455aの演算を式で表現すると、つぎの式(19)となる。
α1(t+1)=α1(t)+C1・E1・S
=α1(t)−C1・Sm+1(z)・D1 ・・・(19)
式(19)の第2項目より、フィルタ係数α1は、誤差E1の勾配情報として“C1・S”を用いて、誤差E1を最小化させる値に調整される。尚、式(19)に示す“t”は、遅延部4554の遅延時間を表す。
The
α1 (t + 1) = α1 (t) + C1 · E1 · S
= Α1 (t) −C1 · Sm + 1 (z) · D1 (19)
From the second item of Equation (19), the filter coefficient α1 is adjusted to a value that minimizes the error E1, using “C1 · S” as the gradient information of the error E1. Note that “t” shown in Expression (19) represents the delay time of the
加算部451b、452b、レジスタ453b、フィルタ係数調整部455bは、フィルタ係数β1を調整するための構成ブロックである。フィルタ係数β1は、図7に示すように、第1の中心周波数を可変させるためのパラメータとして用いる。尚、本実施形態では、フィルタ係数β1が大きくなれば第1の中心周波数は低くなり、フィルタ係数β1が小さくなれば第1の中心周波数は高くなる特性を有する。
The
フィルタ係数調整部455bは、図6に示したフィルタ係数調整部455aと同様に、誤差E2を最小化させる単純勾配アルゴリズムを具現化した構成となる。尚、フィルタ係数調整部455bで用いる誤差E2は、加算部451bにおいてAM/FM復調信号Sと加算部4101bの出力Sm+1(z)を加算した結果から、加算部452bにおいてAM/FM復調信号Sを減算した結果となる。誤差E2は、式(20)のとおり、加算部4101bの出力Sm+1(z)そのものとなる。
E2=S+Sm+1(z)−S=Sm+1(z)・・・(20)
フィルタ係数調整部455bの演算式を表現すると、つぎの式(21)となる。
β1(t+1)=β1(t)+C2・E2・S
=β1(t)+C2・Sm+1(z)・D2 ・・・(21)
式(21)の第2項目より、フィルタ係数β1は、誤差E2の勾配情報として“C2・S”を用いて、誤差E2を最小化させる値に調整される。尚、式(21)に示す“t”は、式(19)と同様に、遅延部4554の遅延時間を表す。
Similar to the filter
E2 = S + Sm + 1 (z) −S = Sm + 1 (z) (20)
When the arithmetic expression of the filter
β1 (t + 1) = β1 (t) + C2 · E2 · S
= Β1 (t) + C2 · Sm + 1 (z) · D2 (21)
From the second item of the equation (21), the filter coefficient β1 is adjusted to a value that minimizes the error E2, using “C2 · S” as the gradient information of the error E2. Note that “t” in Expression (21) represents the delay time of the
===ライン・エンハンサの詳細な構成===
図8は、本実施形態に係るライン・エンハンサ430の構成を示した図である。尚、図8に示すライン・エンハンサ430は、トランスバーサルフィルタ436と、適応アルゴリズムの一種であるLMS(Least Mean Square)アルゴリズムを用いた重み付け係数調整部(432a、432b、・・・)と、によって主に構成される。
=== Detailed configuration of the line enhancer ===
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of the
トランスバーサルフィルタ436は、ノッチフィルタ出力S1を、N個の遅延部(431a、431b、・・・)を直列接続した遅延線431を用いて順次遅延させる。そして、各遅延部(431a、431b、・・・)の出力を、乗算部(433a、433b、・・・)において各重み付け係数(γ1、γ2、・・・)と乗算した上で、加算部434において総和をとる。この総和した結果が、ライン・エンハンサ430の出力S’、すなわち雑音が抑圧されたAM/FM復調信号S’となる。以上のトランスバーサルフィルタ436の演算式を表現すると、つぎの式(22)となる。
S’(t)=γ1・S1(t−1)+γ2・S1(t−2)+・・・
=Σγi・S1(t−i) <i=1〜N> ・・・ (22)
式(22)より、トランスバーサルフィルタ436は、重み付け係数(γ1、γ2、・・・)とノッチフィルタ出力S1との離散的な畳み込み積分を演算していることが分かる。
The
S ′ (t) = γ1 · S1 (t−1) + γ2 · S1 (t−2) +.
= Σγi · S1 (t−i) <i = 1 to N> (22)
From equation (22), it can be seen that the
尚、加算部435は、ノッチフィルタ出力S1からライン・エンハンサ430の出力S’を減算して誤差Eを生成する。即ち、時刻tの誤差E(t)は、式(23)により表現される。誤差E1(t)は、各重み付け係数調整部(432a、432b、・・・)において各重み付け係数(γ1、γ2、・・・)を調整する際に用いられる。
E(t)=S1(t)−S’(t)
=S1(t)−Σγi・S1(t−i) ・・・(23)
各重み付け係数調整部(432a、432b、・・・)は、基本的には、誤差Eの二乗平均を最小化させるLMSアルゴリズムを具現化したものである。尚、LMSアルゴリズムは、RLSアルゴリズムが再帰的に過去の誤差Eを平均化したものを利用するのに対し、平均化しない瞬時の誤差Eを用いるので、計算量が少なく済むという利点を有する。
The adding
E (t) = S1 (t) −S ′ (t)
= S1 (t) -Σγi · S1 (t-i) (23)
Each weighting coefficient adjustment unit (432a, 432b,...) Basically embodies an LMS algorithm that minimizes the mean square of the error E. Note that the LMS algorithm uses an RLS algorithm that recursively averages past errors E, but uses an instantaneous error E that is not averaged.
例えば、重み付け係数γ1を調整する重み付け係数調整部432aは、加算部435で生成された誤差Eとレジスタ439に格納された調整ステップCを乗算部4321aにより乗算し、さらに、乗算部4321aの出力と遅延部431aの出力S1(t−1)を乗算部4322aにより乗算する。そして、加算部4323aと遅延部4324aにより、乗算部4322aの出力を累積加算していく。重み付け係数調整部432aは、この累積加算の結果を重み付け係数γ1として出力する。重み付け係数調整部432aの演算式を表現すると、つぎの式(24)となる。尚、遅延線431における遅延部(431a、431b、・・・)の遅延時間を“t”、重み付け係数調整部(432a、432b、・・・)における遅延部(4324a、4324b、・・・)の遅延時間を“τ”と表現する。
γ1(τ+1)=γ1(τ)+C5・E(τ)・S1(t−1)
=γ1(τ)+C5・{S1(τ)−Σγi・S1(τ−i)}・S1(t−1)
・・・ (24)
式(24)の第2項目より、重み付け係数γは、誤差Eの自乗平均を最小化させる値に調整される。
For example, the weighting
γ1 (τ + 1) = γ1 (τ) + C5 · E (τ) · S1 (t−1)
= Γ1 (τ) + C5 · {S1 (τ) −Σγi · S1 (τ−i)} · S1 (t−1)
(24)
From the second item of equation (24), the weighting coefficient γ is adjusted to a value that minimizes the mean square of the error E.
ところで、元のAM/FM復調信号Sは一般的に時間的な相関を有するのに対し、雑音は一般的に時間的な相関が無いことが知られている。そこで、ライン・エンハンサ430は、時間的な相関の無い雑音を排除すべく、LMSアルゴリズムに従って重み付け係数(γ1、γ2、・・・)を変化させる。この結果、スペクトルで観察した場合、線状(ライン)のスペクトルのみを強調(エンハンサ)させ、それ以外の平坦な箇所は時間的な相関のない雑音と解釈して減衰させることになる。
Meanwhile, it is known that the original AM / FM demodulated signal S generally has a temporal correlation, whereas noise generally has no temporal correlation. Therefore, the
<<<雑音抑圧部:第2実施形態>>>
図9は、本発明の第2実施形態に係る雑音抑圧部500のブロック構成を示す図である。図9に示すとおり、雑音抑圧部500は、ノッチフィルタ510と、バンドパスフィルタ520と、ライン・エンハンサ530と、を有する。即ち、本実施形態の雑音抑圧部500は、本発明の第1実施形態に係る雑音抑圧部400と相違して、ノッチフィルタ510と、ライン・エンハンサ530と、の間にバンドパスフィルタ520を設けた点にある。尚、バンドパスフィルタ520は、本発明に係る「第3のフィルタ部」の一実施形態である。
<<< Noise Suppression Unit: Second Embodiment >>>
FIG. 9 is a diagram illustrating a block configuration of a
以下では、ノッチフィルタ510、ライン・エンハンサ530は、本発明の第1実施形態におけるノッチフィルタ410、ライン・エンハンサ430と同一のものであるため、バンドパスフィルタ520のみに焦点を絞って説明する。
In the following description, the
AM/FM復調信号Sは、一般的に数十kH程度の低周波成分なので、パルス性ノイズの高周波成分とは切り離した取り扱いが可能である。そこで、ノッチフィルタ510は、AM/FM復調信号Sからパルス性ノイズを除去したノッチフィルタ出力S1を生成し、バンドパスフィルタ520へと入力する。そして、バンドパスフィルタ520は、AM/FM復調信号Sの周波数特性に対応した第2の中心周波数を含む第2の帯域幅でノッチフィルタ出力S1を通過させたバンドパスフィルタ出力S2を生成し、ライン・エンハンサ530へと入力する。
Since the AM / FM demodulated signal S is generally a low-frequency component of about several tens of kilohertz, it can be handled separately from the high-frequency component of pulse noise. Therefore, the
この結果、ライン・エンハンサ530は、ノッチフィルタ510によってパルス性ノイズが除去され、且つ、バンドパスフィルタ520によって雑音を除去すべき所望の周波数帯域に制限されたAM/FM復調信号Sを取り扱うことができる。これにより、ライン・エンハンサ530における雑音抑圧の効果が、より高められる。
As a result, the
図10は、Gray−Markel方式を用いた二次のバンドパスフィルタ520の構成を示した図である。
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a second-
図10に示すバンドパスフィルタ520は、基本的には、図5に示した第1実施形態のノッチフィルタ410の構成と同様であり、Gray−Markel方式の基本格子4100c、dを二段縦続接続して構成される。尚、フィルタ係数α2、β2を用いる。図10に示す基本格子4100a、4100bを二段縦続接続した構成の伝達関数は、つぎの式(25)によって表現される。
The band-
ところで、バンドパスフィルタ出力S2は、乗算部5206aにおいてノッチフィルタ出力S1をゲインg3と乗算した結果と、乗算部5206bにおいて加算部4101fの出力Sm+1(z)をゲインg4と乗算した結果と、を加算部5207において減算した結果となる。式で表現すると、つぎの式(26)となる。
S2 = g3・S1 − g4・Sm+1(z) ・・・ (26)
式(25)と式(26)とを対比して、加算部4101fの出力Sm+1(z)は互いに逆極性であり、バンドパスフィルタ520の特性は、ノッチフィルタ510の特性を裏返したものであることが分かる。ここで、式(25)及び式(26)により定まるバンドパスフィルタ520の伝達関数と、式(9)に示す一般的な伝達関数Hb(s)と、を対比して、所望の第2の中心周波数及び所望の第2の帯域幅に応じた極と零点から、式(25)に示すフィルタ係数α2、β2の各基準値を定めることができる。しかしながら、フィルタ係数α1、β1の場合と同様、フィルタ係数α2、β2それぞれの基準値を定めることは困難である。そこで、本実施形態のバンドパスフィルタ520は、所定の適応アルゴリズムに従ってフィルタ係数α2、β2を適応的に探索する最適化手法を採用し、フィルタ係数α2を調整するフィルタ係数調整部525a、フィルタ係数β2を調整するフィルタ係数調整部525bを具備する。
By the way, the bandpass filter output S2 is obtained by adding the result obtained by multiplying the notch filter output S1 by the gain g3 in the
S2 = g3 · S1−g4 · Sm + 1 (z) (26)
Comparing Expression (25) and Expression (26), the output Sm + 1 (z) of the
フィルタ係数調整部525aは、本発明に係る「第2の帯域幅可変部」の一実施形態である。フィルタ係数調整部525aにおいて調整されるフィルタ係数α2は、図11に示すように、第2の帯域幅を可変させるためのパラメータとして用いる。尚、本実施形態では、フィルタ係数α2が大きくなれば第2の帯域幅は拡大し、フィルタ係数α2が小さくなれば第2の帯域幅は狭くなる特性を有する。
The filter
フィルタ係数調整部525bは、本発明に係る「第2の中心周波数可変部」の一実施形態である。フィルタ係数調整部525bにおいて調整されるフィルタ係数β2は、図11に示すように、第2の中心周波数を可変させるためのパラメータとして用いる。尚、本実施形態では、フィルタ係数β2が大きくなれば第2の中心周波数は低くなり、フィルタ係数β2が小さくなれば第2の中心周波数は高くなる特性を有する。
The filter
<<雑音抑圧部による効果>>
図12(a)は、雑音が重畳された入力信号の波形を示した図であり、図12(b)は、本発明によって雑音が抑圧された後の入力信号の波形を示した図である。
図13(a)は、雑音が重畳された入力信号の波形を示した図であり、図13(b)は、従来のスペクトルサブトラクション法によって雑音が抑圧された後の入力信号の波形を示した図であり、図13(c)は、本発明によって雑音が抑圧された後の入力信号の波形を示した図である。
図12(a)と図12(b)との対比により、本発明によって入力信号に重畳された雑音が確かに抑圧されていることが分かる。また、図13(b)と図13(c)との対比により、従来のスペクトルサブトラクション法では雑音が抑圧されたことに伴い入力信号が減衰しているのに対し、本発明では入力信号に影響を与えることなく雑音が抑圧されていることが分かる。
<< Effects of noise suppression unit >>
FIG. 12A is a diagram showing a waveform of an input signal on which noise is superimposed, and FIG. 12B is a diagram showing a waveform of the input signal after noise is suppressed according to the present invention. .
FIG. 13A is a diagram showing the waveform of the input signal on which noise is superimposed, and FIG. 13B shows the waveform of the input signal after the noise is suppressed by the conventional spectral subtraction method. FIG. 13C is a diagram showing the waveform of the input signal after noise is suppressed according to the present invention.
From the comparison between FIG. 12A and FIG. 12B, it can be seen that the noise superimposed on the input signal is certainly suppressed by the present invention. 13 (b) and FIG. 13 (c), the input signal is attenuated as noise is suppressed in the conventional spectral subtraction method, whereas in the present invention, the input signal is affected. It can be seen that noise is suppressed without giving.
<<<その他の実施形態>>>
以上、本発明の実施形態について説明したが、前述した実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更/改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。
<<< Other Embodiments >>>>
As mentioned above, although embodiment of this invention was described, embodiment mentioned above is for making an understanding of this invention easy, and is not for limiting and interpreting this invention. The present invention can be changed / improved without departing from the spirit thereof, and the present invention includes equivalents thereof.
本発明に係る雑音抑圧部400、500を有するシステムとしては、前述したAM/FM受信機100に限らず、AM受信機やFM受信機であってもよく、また、光ディスク記録再生装置であってもよい。
The system having the
本発明に係る雑音抑圧部400、500は、オーディオ用DSP200のDSPコアが実行するプログラムに基づく場合として説明したが、それらのプログラムの機能を実現するアナログ/デジタル回路として実施してもよい。
The
本発明に係るライン・エンハンサ430、530における各段の重み付け係数γi(i=1〜N)を調整するための適応アルゴリズムとしては、前述したLMSアルゴリズムに限らず、その他のアルゴリズム(RLS(Recursive Least Squares)等)を採用してもよい。
The adaptive algorithm for adjusting the weighting coefficient γi (i = 1 to N) at each stage in the
同様に、ノッチフィルタ410、510のフィルタ係数調整部455a、455b、525a、525bにおけるフィルタ係数α1、α2、β1、β2を調整する適応アルゴリズムとしては、前述した単純勾配アルゴリズム以外に、その他の適応アルゴリズム(共役勾配法等)を採用してもよい。
Similarly, as the adaptive algorithm for adjusting the filter coefficients α1, α2, β1, and β2 in the filter
100 AM/FM受信機
101 受信アンテナ
102 高周波増幅器
103 周波数変換器
104 中間周波増幅器
105 AD変換器
106 DA変換器
107 低周波増幅器
108 スピーカー
200 オーディオ用DSP
300 AM/FM検波部
400、500 雑音抑圧部
410、510 ノッチフィルタ
520 バンドパスフィルタ
430、530 ライン・エンハンサ
4100、4100a、4100b 基本格子
4101a、4101b、4101c、4101d、4105a、4105b、451a、451b、4107、452a、452b、4553、4323a、4323b、434、435、521a、521b、5207、522a、522b、5207 加算部
4102a、4102b、4102c、4102d、4104a、4104b、4106a、4106b、4551、4552、4321a、4321b、4322a、4322b、433a、433b、5206a、5206b 乗算部
4103、4103a、4103b、4554、431a、431b、4324a、4324b 遅延部
453a、453b、439、523a、523b レジスタ
455a、455b、525a、525b フィルタ係数調整部
431 遅延線
800 プロセッサ
810 ROM
100 AM /
300 AM /
Claims (9)
前記入力信号が入力され、所定のノイズの周波数特性に対応した第1の中心周波数を含む第1の帯域幅で前記入力信号を減衰させた第1のフィルタ出力を生成する第1のフィルタ部と、
前記第1のフィルタ出力が入力され、所定の重み付け係数と前記第1のフィルタ出力との畳み込み積分を行い第2のフィルタ出力を生成する第2のフィルタ部と、
前記第1のフィルタ出力と前記第2のフィルタ出力との間の誤差に基づき前記重み付け係数を調整する重み付け係数調整部と、
を有することを特徴とする雑音抑圧装置。 In a noise suppression device that suppresses noise superimposed on an input signal,
A first filter unit that receives the input signal and generates a first filter output obtained by attenuating the input signal with a first bandwidth including a first center frequency corresponding to a predetermined frequency characteristic of noise; ,
A second filter unit that receives the first filter output, performs a convolution integration of a predetermined weighting coefficient and the first filter output, and generates a second filter output;
A weighting coefficient adjusting unit that adjusts the weighting coefficient based on an error between the first filter output and the second filter output;
A noise suppression device comprising:
前記入力信号が入力され、所定のノイズの周波数特性に対応した第1の中心周波数を含む第1の帯域幅で前記入力信号を減衰させた第1のフィルタ出力を生成する第1のフィルタ部と、
前記第1のフィルタ出力が入力され、前記入力信号の周波数特性に対応した第2の中心周波数を含む第2の帯域幅で前記第1のフィルタ出力を通過させた第3のフィルタ出力を生成する第3のフィルタ部と、
前記第3のフィルタ出力が入力され、所定の重み付け係数と前記第1のフィルタ出力との畳み込み積分を行い第2のフィルタ出力を生成する第2のフィルタ部と、
前記第3のフィルタ出力と前記第2のフィルタ出力との間の誤差に基づき前記重み付け係数を調整する重み付け係数調整部と、
を有することを特徴とする雑音抑圧装置。 In a noise suppression device that suppresses noise superimposed on an input signal,
A first filter unit that receives the input signal and generates a first filter output obtained by attenuating the input signal with a first bandwidth including a first center frequency corresponding to a predetermined frequency characteristic of noise; ,
The first filter output is input, and a third filter output is generated by passing the first filter output with a second bandwidth including a second center frequency corresponding to the frequency characteristic of the input signal. A third filter unit;
A second filter unit that receives the third filter output, performs a convolution integration of a predetermined weighting coefficient and the first filter output, and generates a second filter output;
A weighting coefficient adjusting unit that adjusts the weighting coefficient based on an error between the third filter output and the second filter output;
A noise suppression device comprising:
前記第1のフィルタ部は、前記入力信号と前記第1のフィルタ出力との間の誤差に基づき、前記第1の中心周波数を可変させるべく第1のフィルタ係数の調整を行う第1の中心周波数可変部を有すること、を特徴とする雑音抑圧装置。 The noise suppression device according to claim 1 or 2,
The first filter unit adjusts a first filter coefficient to vary the first center frequency based on an error between the input signal and the first filter output. A noise suppression device comprising a variable unit.
前記第1の中心周波数可変部は、前記誤差を最小化させるアルゴリズムにより、前記第1のフィルタ係数の調整を行うこと、を特徴とする雑音抑圧装置。 The noise suppression device according to claim 3.
The noise suppression apparatus according to claim 1, wherein the first center frequency variable unit adjusts the first filter coefficient by an algorithm for minimizing the error.
前記第1のフィルタ部は、前記入力信号と前記第1のフィルタ出力との間の誤差に基づき、前記第1の帯域幅を可変させるべく第1のフィルタ係数の調整を行う第1の帯域幅可変部を有すること、を特徴とする雑音抑圧装置。 The noise suppression device according to claim 1 or 2,
The first filter unit adjusts a first filter coefficient to vary the first bandwidth based on an error between the input signal and the first filter output. A noise suppression device comprising a variable unit.
前記第3のフィルタ部は、前記第1のフィルタ出力と前記第3のフィルタ出力との間の誤差に基づき、前記第2の中心周波数を可変させるべく第2のフィルタ係数の調整を行う第2の中心周波数可変部を有すること、を特徴とする雑音抑圧装置。 The noise suppression device according to claim 2,
The third filter unit adjusts a second filter coefficient to vary the second center frequency based on an error between the first filter output and the third filter output. And a center frequency variable unit.
前記第3のフィルタ部は、前記第1のフィルタ出力と前記第3のフィルタ出力との間の誤差に基づき、前記第2の帯域幅を可変させるべく第2のフィルタ係数の調整を行う第2の帯域幅可変部を有すること、を特徴とする雑音抑圧装置。 The noise suppression device according to claim 2,
The third filter unit adjusts a second filter coefficient to vary the second bandwidth based on an error between the first filter output and the third filter output. A noise suppression device comprising: a bandwidth variable unit.
前記重み付け係数調整部は、
前記誤差の二乗平均を最小化させるアルゴリズムにより、前記重み付け係数を調整すること、を特徴とする雑音抑圧装置。 The noise suppression device according to claim 1,
The weighting coefficient adjustment unit includes:
A noise suppression apparatus, wherein the weighting coefficient is adjusted by an algorithm that minimizes a mean square of the error.
前記受信信号が入力され、所定のノイズの周波数特性に対応した第1の中心周波数を含む第1の帯域幅で前記受信信号を減衰させた第1のフィルタ出力を生成する第1のフィルタ部と、
前記第1のフィルタ出力が入力され、所定の重み付け係数と前記第1のフィルタ出力との畳み込み積分を行い第2のフィルタ出力を生成する第2のフィルタ部と、
前記第1のフィルタ出力と前記第2のフィルタ出力との間の誤差に基づき前記重み付け係数を調整する重み付け係数調整部と、
を有することを特徴とする受信装置。 In a receiving apparatus that demodulates a modulated reception signal received by an antenna,
A first filter unit that receives the received signal and generates a first filter output in which the received signal is attenuated by a first bandwidth including a first center frequency corresponding to a frequency characteristic of predetermined noise; ,
A second filter unit that receives the first filter output, performs a convolution integration of a predetermined weighting coefficient and the first filter output, and generates a second filter output;
A weighting coefficient adjusting unit that adjusts the weighting coefficient based on an error between the first filter output and the second filter output;
A receiving apparatus comprising:
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Citations (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03104322A (en) * | 1989-09-19 | 1991-05-01 | Japan Radio Co Ltd | Urban noise elimination circuit |
JPH09270671A (en) * | 1996-03-29 | 1997-10-14 | Icom Inc | Digital filter system |
JP2001175298A (en) * | 1999-12-13 | 2001-06-29 | Fujitsu Ltd | Noise suppression device |
JP2001285986A (en) * | 2000-03-30 | 2001-10-12 | Toa Corp | Howling suppression device utilizing adaptive notch filter |
JP2002258897A (en) * | 2001-02-27 | 2002-09-11 | Fujitsu Ltd | Device for suppressing noise |
JP2002278585A (en) * | 2001-03-22 | 2002-09-27 | Meiji Univ | Noise-removing device |
JP2002354576A (en) * | 2001-05-25 | 2002-12-06 | Sony Corp | Apparatus and method for cancelling noise |
JP2004264377A (en) * | 2003-02-27 | 2004-09-24 | Toa Corp | Frequency characteristics determination method of dip filter |
JP2006331567A (en) * | 2005-05-27 | 2006-12-07 | Sony Corp | Signal processing circuit and signal processing method, voice signal processing circuit and voice signal processing method, imaging apparatus and voice signal processing method of imaging apparatus, recording device and recording method, and reproducing device and reproducing method |
JP2007147736A (en) * | 2005-11-24 | 2007-06-14 | Nec Access Technica Ltd | Voice communication device |
JP2007288640A (en) * | 2006-04-19 | 2007-11-01 | Oki Electric Ind Co Ltd | Noise removal device of voice communication terminal |
-
2007
- 2007-02-28 JP JP2007050342A patent/JP4974708B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03104322A (en) * | 1989-09-19 | 1991-05-01 | Japan Radio Co Ltd | Urban noise elimination circuit |
JPH09270671A (en) * | 1996-03-29 | 1997-10-14 | Icom Inc | Digital filter system |
JP2001175298A (en) * | 1999-12-13 | 2001-06-29 | Fujitsu Ltd | Noise suppression device |
JP2001285986A (en) * | 2000-03-30 | 2001-10-12 | Toa Corp | Howling suppression device utilizing adaptive notch filter |
JP2002258897A (en) * | 2001-02-27 | 2002-09-11 | Fujitsu Ltd | Device for suppressing noise |
JP2002278585A (en) * | 2001-03-22 | 2002-09-27 | Meiji Univ | Noise-removing device |
JP2002354576A (en) * | 2001-05-25 | 2002-12-06 | Sony Corp | Apparatus and method for cancelling noise |
JP2004264377A (en) * | 2003-02-27 | 2004-09-24 | Toa Corp | Frequency characteristics determination method of dip filter |
JP2006331567A (en) * | 2005-05-27 | 2006-12-07 | Sony Corp | Signal processing circuit and signal processing method, voice signal processing circuit and voice signal processing method, imaging apparatus and voice signal processing method of imaging apparatus, recording device and recording method, and reproducing device and reproducing method |
JP2007147736A (en) * | 2005-11-24 | 2007-06-14 | Nec Access Technica Ltd | Voice communication device |
JP2007288640A (en) * | 2006-04-19 | 2007-11-01 | Oki Electric Ind Co Ltd | Noise removal device of voice communication terminal |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
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