JP3537150B2 - Noise control device - Google Patents

Noise control device

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JP3537150B2
JP3537150B2 JP11339792A JP11339792A JP3537150B2 JP 3537150 B2 JP3537150 B2 JP 3537150B2 JP 11339792 A JP11339792 A JP 11339792A JP 11339792 A JP11339792 A JP 11339792A JP 3537150 B2 JP3537150 B2 JP 3537150B2
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和也 佐古
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和広 崎山
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Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は騒音と逆相等音圧の信号
をスピーカから出力することにより騒音を消去する騒音
制御装置に関し、特に本発明では騒音周波数の変化に対
応して消去特性を向上させることを目的とする。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a noise control device for canceling noise by outputting a signal having the same sound pressure in opposite phase to noise from a speaker. In particular, the present invention improves the noise canceling characteristics in response to a change in noise frequency. The purpose is to let them.

【0002】[0002]

【従来の技術】従来内燃機関等から発生する騒音を低減
するためにはマフラ等の受動的な消音装置が使用されて
きたが、サイズ、消音特性等の観点から改善がなされて
いた。これに対し、音源から発生された騒音と逆位相・
等音圧の補償音をスピーカから出力し、騒音を相殺する
能動型の騒音制御装置が提案されている。ところで、こ
の能動型の騒音制御装置自体の周波数特性あるいは安定
性等が十分でなく実用化が遅れていた。しかし、近年デ
ィジタル回路を使用した信号処理技術が発展し取り扱う
周波数範囲も拡大した結果、実用的な騒音制御装置が多
数提案されている(例えば特開昭63−311396号
公報)。
2. Description of the Related Art Conventionally, a passive muffler such as a muffler has been used to reduce noise generated from an internal combustion engine or the like, but improvements have been made in view of size, muffling characteristics, and the like. On the other hand, the noise generated from the sound source
There has been proposed an active noise control device that outputs a compensation sound of equal sound pressure from a speaker and cancels noise. By the way, the frequency characteristics or the stability of the active noise control device itself are not sufficient, and its practical use has been delayed. However, in recent years, as a signal processing technique using a digital circuit has been developed and a frequency range to be handled has been expanded, a number of practical noise control devices have been proposed (for example, JP-A-63-31396).

【0003】これはダクト上流に設置した騒音源用のマ
イクロフォンで騒音を検出し信号処理回路により騒音と
逆相・等音圧の信号をダクト下流に設置したスピーカか
ら出力し、消音された結果を消音点用のマイクロフォン
で検出してフィードバックするフィードバック系と、フ
ィードフォワード系と組み合わせたいわゆる2マイクロ
フォン・1スピーカ型の能動型の騒音制御装置である。
[0003] The noise is detected by a noise source microphone installed upstream of the duct, and a signal having a reverse phase and equal sound pressure to the noise is output from a speaker installed downstream of the duct by a signal processing circuit. This is a so-called 2-microphone / 1-speaker type active noise control device that is combined with a feedback system that detects and feeds back a sound using a microphone for a silencing point.

【0004】[0004]

【発明が解決しようとする課題】ところで、騒音制御装
置にはディジタル回路を使用した信号処理技術としてD
SP(Digital Signal Processor) が使用され、DSP
には適応型フィルタ(Adaptive Filter)が構成されてい
る。しかしながら騒音の周波数が種々変化すると、適応
型フィルタの規模が大となり、さらにはその収束時間が
大になるという問題がある。
By the way, the noise control device employs a signal processing technique using a digital circuit.
SP (Digital Signal Processor) is used and DSP
Is configured with an adaptive filter. However, when the frequency of the noise changes variously, there is a problem that the scale of the adaptive filter becomes large and the convergence time becomes long.

【0005】したがって本発明は上記問題点に鑑み騒音
の周波数が変化しても消去特性を向上を図れる騒音制御
装置を提供することを目的とする。
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a noise control device capable of improving the erasing characteristics even when the frequency of noise changes, in view of the above problems.

【0006】[0006]

【課題を解決するための手段】本発明は前記問題点を解
決するために、騒音源(1)からの騒音信号を入力し、
該騒音と逆相等音圧の音波を出力するスピーカ(4)
と、該スピーカ(4)によって騒音を消去して生じる誤
差信号を検出するマイクロフォン(8)とを有する騒音
制御装置に、適応型フィルタ、フィルタ係数更新手段、
伝達特性模擬手段、周波数検出手段及び可変帯域フィル
タを設ける。
The present invention solves the above problems by inputting a noise signal from a noise source (1),
A speaker (4) that outputs a sound wave having the same phase and opposite sound pressure as the noise
An adaptive filter, a filter coefficient updating means, and a noise control device having a microphone (8) for detecting an error signal generated by eliminating noise by the speaker (4).
A transfer characteristic simulation means, a frequency detection means, and a variable bandpass filter are provided.

【0007】前記適応型フィルタはフィルタ係数を自動
的に調整し逆相等音圧の補償信号を形成する。前記フィ
ルタ係数更新手段は前記騒音信号及び誤差信号により更
新される前記フィルタ係数を形成する。前記伝達特性模
擬手段は該フィルタ係数更新手段の入力騒音信号を、前
記適応型フィルタから前記誤差信号を形成するまでの伝
達特性を模擬した特性により、補正する。
[0007] The adaptive filter automatically adjusts the filter coefficients to form a compensating signal of opposite phase equal sound pressure. The filter coefficient updating means forms the filter coefficient updated by the noise signal and the error signal. The transfer characteristic simulating means corrects an input noise signal of the filter coefficient updating means by a characteristic simulating a transfer characteristic from the adaptive filter to forming the error signal.

【0008】前記周波数検出手段は前記騒音源からの騒
音周波数分布を検出する。前記可変帯域フィルタは前記
周波数検出手段によって検出された周波数分布により、
騒音信号の通過周波数帯を任意に設定し、前記適応型フ
ィルタ及び伝達特性模擬手段の入力信号を制御する。
The frequency detecting means detects a noise frequency distribution from the noise source. The variable bandpass filter has a frequency distribution detected by the frequency detection unit,
A pass frequency band of the noise signal is arbitrarily set, and an input signal of the adaptive filter and the transfer characteristic simulating means is controlled.

【0009】[0009]

【作用】本発明の騒音制御装置によれば、前記適応型フ
ィルタによってフィルタ係数が自動的に調整され逆相等
音圧の補償信号が形成される。前記フィルタ係数更新手
段によって前記騒音信号及び誤差信号に基づき更新され
る前記フィルタ係数が形成される。前記伝達特性模擬手
段によって、該フィルタ係数更新手段の入力騒音信号
が、前記適応型フィルタから前記誤差信号を形成するま
での伝達特性を模擬した特性により、補正される。前記
周波数検出手段によって、前記騒音源からの騒音周波数
分布が検出される。前記可変帯域フィルタによって、前
記周波数検出手段が検出した周波数分布により、騒音信
号の通過周波数帯が任意に設定され、前記適応型フィル
タ及び伝達特性模擬手段の入力信号が制御される。した
がって騒音信号を所望の周波数帯のものだけに限定して
通過させることが可能になり、消去特性の向上が図れ、
希望の消去特性とすることができ、適応型フィルタの規
模増大を抑制できる。
According to the noise control device of the present invention, the filter coefficient is automatically adjusted by the adaptive filter, and a compensation signal of opposite phase equal sound pressure is formed. The filter coefficient updated by the filter coefficient updating means based on the noise signal and the error signal is formed. The transfer noise simulating means corrects the input noise signal of the filter coefficient updating means by a characteristic simulating a transfer characteristic from the formation of the error signal by the adaptive filter. A noise frequency distribution from the noise source is detected by the frequency detecting means. The pass band of the noise signal is arbitrarily set by the variable bandpass filter according to the frequency distribution detected by the frequency detection unit, and the input signals of the adaptive filter and the transfer characteristic simulation unit are controlled. Therefore, it becomes possible to pass the noise signal only to those in the desired frequency band, and the erasing characteristics can be improved.
Desired erasure characteristics can be obtained, and an increase in the scale of the adaptive filter can be suppressed.

【0010】[0010]

【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図1は本発明の第1の実施例の前提となる騒
音制御装置を示す図である。本図の騒音制御装置は、自
動車等のエンジンの騒音源1からの騒音を物理的に消音
し一定の伝達特性を有するマフラ2からの出口のテール
パイプ付近に消音用の空間3に残存騒音を消音するため
に設置されたスピーカ4と、該スピーカ4を駆動する電
力増幅器5と、該電力増幅器5の前段に設置されてアナ
ログ信号の高周波成分を除去する低域通過フィルタ6
と、該低域通過フィルタ6に対してディジタル信号をア
ナログ信号に変換するD/A変換器7(Digital to Anal
og Converter)と、前記スピーカ4の近傍に設置されて
誤差信号を検出するマイクロフォン8と、該マイクロフ
ォン8の電気信号を増幅する増幅器9と、該増幅器9の
増幅信号の高周波成分を除去する低域通過フィルタ10
と、該低域通過フィルタ10のアナログ信号をディジタ
ル信号に変換するA/D変換器11(Analog to Digita
lConverter)と、前記騒音源1の騒音源信号としてエン
ジンの回転数等の信号を入力し、前記A/D変換器11
から消音点での誤差信号が最小になるように前記D/A
変換器6に騒音を消去するための補償信号を形成するデ
ィジタル信号処理装置12(Digital Signal Processo
r) と、該ディジタル信号処理装置12のプログラムを
格納するRAM13(Random Access Memory)と、該RA
M13にROM15(Read Only Memory)からプログラム
を転送させたり、そのためにプログラムをRAM16に
一時保管させたりする中央演算処理装置14とを備え
る。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing a noise control device which is a premise of the first embodiment of the present invention. The noise control device of this figure physically silences noise from a noise source 1 of an engine of an automobile or the like, and removes residual noise in a silencing space 3 near a tail pipe at an exit from a muffler 2 having a constant transmission characteristic. A speaker 4 installed to mute the sound, a power amplifier 5 for driving the speaker 4, and a low-pass filter 6 installed in front of the power amplifier 5 to remove high-frequency components of an analog signal
And a D / A converter 7 (Digital to Analyze) for converting the digital signal into an analog signal for the low-pass filter 6.
og Converter), a microphone 8 installed near the speaker 4 for detecting an error signal, an amplifier 9 for amplifying an electric signal of the microphone 8, and a low-frequency component for removing a high-frequency component of the amplified signal of the amplifier 9. Pass filter 10
And an A / D converter 11 (Analog to Digita) for converting an analog signal of the low-pass filter 10 into a digital signal.
lConverter) and a signal such as the number of revolutions of the engine as a noise source signal of the noise source 1, and the A / D converter 11
From the D / A so that the error signal at the silence point becomes minimum
A digital signal processor 12 (Digital Signal Processor) for forming a compensation signal for eliminating noise in the converter 6.
r), a RAM 13 (Random Access Memory) for storing a program of the digital signal processing device 12,
A central processing unit 14 for transferring a program from the ROM 15 (Read Only Memory) to the M13 and temporarily storing the program in the RAM 16 for this purpose is provided.

【0011】図2は図1のディジタル信号処理装置の構
成を示す図である。本図に示すディジタル信号処理装置
は騒音源1であるエンジンの回転数を入力し、騒音の周
波数を検出する周波数検出手段121と、エンジンの回
転数を入力し前記周波数検出手段121からの周波数の
情報により周波数帯を可変にする可変帯域フィルタ12
2と、該可変帯域フィルタ122で選択された周波数の
信号を入力し、自動的にフィルタ係数を更新し騒音の補
償信号を形成する適応型フィルタ123と、マイクロフ
ォン8で検出された誤差信号と適応型フィルタ123へ
の入力信号から適応型フィルタ123のフィルタ係数を
形成するフィルタ係数更新手段124と、該適応型フィ
ルタ123の出力からフィルタ係数更新手段124まで
の信号の伝達特性を模擬する手段であって、適応型フィ
ルタ123への入力信号を入力して模擬信号を形成して
フィルタ係数更新手段124にその模擬信号を供給する
伝達特性模擬手段125とを含む。ここで適応型フィル
タ123からマイクロフォン8までの伝達特性をHd 、
マイクロフォン8からフィルタ係数更新手段124まで
の伝達特性をHm とすると、伝達特性模擬手段125の
模擬伝達特性Hd1は、 Hd1=Hd ・Hm …(1) となる。
FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the digital signal processing device of FIG. The digital signal processing device shown in FIG. 1 receives the number of revolutions of the engine, which is the noise source 1, and detects the frequency of the noise. Variable bandpass filter 12 that makes frequency band variable according to information
2, an adaptive filter 123 for inputting a signal of the frequency selected by the variable bandpass filter 122 and automatically updating the filter coefficient to form a noise compensation signal; Filter coefficient updating means 124 for forming a filter coefficient of the adaptive filter 123 from an input signal to the adaptive filter 123, and means for simulating a transfer characteristic of a signal from the output of the adaptive filter 123 to the filter coefficient updating means 124. And a transfer characteristic simulating means 125 for inputting an input signal to the adaptive filter 123 to form a simulation signal and supplying the simulation signal to the filter coefficient updating means 124. Here, the transfer characteristic from the adaptive filter 123 to the microphone 8 is Hd,
Assuming that the transfer characteristic from the microphone 8 to the filter coefficient updating means 124 is Hm, the simulated transfer characteristic Hd1 of the transfer characteristic simulating means 125 is as follows: Hd1 = Hd · Hm (1)

【0012】図3図2の周波数検出手段121の構成
を示す図である。本図に示す周波数検出手段121は、
騒音源1からのエンジン回転数信号、即ち騒音源信号S
r を入力する複数の帯域フィルタ1211−1、121
1−2、…、1211−nと、各該複数の帯域フィルタ
1211に接続され、その出力レベルを平均化する複数
のレベル形成手段1212−1、1212−2、…、1
212−nと、該レベル形成手段1212からのレベル
を比較し最大のレベルの周波数帯を検出する最大周波数
帯域検出手段1213とを含む。なお各複数の帯域フィ
ルタ1211は後述する二次のディジタルフィルタで構
成してもよい。
FIG . 3 is a diagram showing the configuration of the frequency detecting means 121 of FIG. The frequency detecting means 121 shown in FIG.
The engine speed signal from the noise source 1, that is, the noise source signal S
A plurality of bandpass filters 1211-1 and 121 for inputting r
, 1211-n, and a plurality of level forming means 1212-1, 1212-2,..., 12 connected to the plurality of bandpass filters 1211 and averaging their output levels.
212-n and a maximum frequency band detecting means 1213 for comparing the level from the level forming means 1212 and detecting the frequency band of the maximum level. Each of the plurality of band filters 1211 may be constituted by a secondary digital filter described later.

【0013】図4は図2の可変帯域フィルタの構成を示
す図である。本図に示す可変帯域フィルタ122は、二
次のディジタルフィルタであって、入力信号を1サンプ
リング周期の時間だけ遅延して一次遅延信号を出力する
遅延手段1221と、その出力をさらに遅延して二次遅
延信号を出力する遅延手段1222と、出力信号を遅延
して一次フィードバック信号として出力する遅延手段1
223と、さらに遅延して二次フィードバック信号とし
て出力する遅延手段1224と、入力信号に対して所定
の係数a0 を乗算し、出力する乗算手段1225と、一
次遅延信号に対して所定の係数a1 を乗算して出力する
乗算手段1226と、二次遅延信号に対して所定の係数
a2 を乗算して出力する乗算手段1227と、一次フィ
ードバック信号に対して所定の係数b1 を乗算して出力
する乗算手段1228と、二次フィードバック信号に対
して所定の係数b2 を乗算して出力する乗算手段122
9と、乗算手段1225、1226、1227、122
8、1229の出力をすべて加算して出力信号とする加
算手段1230とを含む。上記乗算手段の係数a0、a1
、a2 、b1 、b2 は種々の騒音の周波数帯域のもの
がRAM13に記憶され、周波数検出手段121から検
出された周波数分布により所定の周波数帯域の定数が前
記乗算手段に設定される。
FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the variable bandpass filter of FIG. The variable bandpass filter 122 shown in the figure is a secondary digital filter, which is a delay means 1221 for delaying an input signal by the time of one sampling cycle to output a primary delay signal, and further delaying the output to obtain a second order. Delay means 1222 for outputting the next delay signal, and delay means 1 for delaying the output signal and outputting it as a primary feedback signal
223, delay means 1224 for further delaying and outputting as a secondary feedback signal, multiplication means 1225 for multiplying the input signal by a predetermined coefficient a0 and outputting the result, and a predetermined coefficient a1 for the primary delayed signal. Multiplying means 1226 for multiplying and outputting a multiplied signal; multiplying means 1227 for multiplying and outputting a secondary delayed signal by a predetermined coefficient a2; multiplying means for multiplying and outputting a primary feedback signal by a predetermined coefficient b1 Multiplying means 122 for multiplying the secondary feedback signal by a predetermined coefficient b2 and outputting the result
9, multiplication means 1225, 1226, 1227, 122
8 and 1229 are added to generate an output signal. Coefficients a0 and a1 of the above multiplication means
, A2, b1, and b2 are stored in the RAM 13 in frequency bands of various noises, and a constant of a predetermined frequency band is set in the multiplication means according to the frequency distribution detected by the frequency detection means 121.

【0014】図5は図2の適応型フィルタの構成を示す
図である。本図に示す適応型フィルタ123は、非巡回
型FIR(Finite Impulse Response)であって、可変帯
域フィルタ122からの信号を入力して、遅延時間τで
逐次する複数の遅延手段1231−1、1231−2、
…、1231−(k−1)と、入力信号、各該遅延手段
1231からの出力に後述するフィルタ係数C0(n)、C
1(n)、C2(n)、…、Ck(n)を乗算する乗算手段1232
−1、1232−2、1232−3、…、1232−k
と、各乗算手段1232の出力を加算して補償信号Sc
を形成する加算手段1233−1、1233−2、…、
1233−(k−1)とを含む。
FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the adaptive filter of FIG. The adaptive filter 123 shown in the figure is a non-recursive FIR (Finite Impulse Response), and receives a signal from the variable bandpass filter 122 and sequentially outputs a plurality of delay units 1231-1 and 1231 with a delay time τ. -2,
, 1231- (k-1), the input signal, and the output from each of the delay means 1231, filter coefficients C0 (n) and C
Multiplying means 1232 for multiplying 1 (n), C2 (n),..., Ck (n)
-1,1232-2,1232-3, ..., 1232-k
And the output of each multiplying means 1232 to add a compensation signal Sc
, The addition means 1233-1, 1233--2,.
1233- (k-1).

【0015】図6は図2のフィルタ係数更新手段(LS
M)の構成を示す図である。本図に示すフィルタ係数更
新手段124は、A/D変換器11からの誤差信号Sm
(n)に一定の定数αを乗算する乗算手段1241と、伝
達特性模擬手段125からの信号を、遅延時間τで逐次
遅延する遅延手段1242−1、1242−2、…、1
242−(k−1)と、乗算手段1241の出力信号
を、伝達特性模擬手段125からの入力信号、各遅延手
段1242の出力信号で除算して正規化する正規化手段
1243−1、1243−2、…、1243−(k−
1)と、各該正規化の出力に接続されて後述する信号と
加算されてフィルタ係数C0(n)、C1(n)、C2(n)、…、
Ck(n)を形成して各前記乗算手段1232に出力する加
算手段1244−1、1244−2、…、1244−k
と、各該加算手段1244の出力を遅延時間τだけ遅延
して各該加算手段1244に加算する遅延手段1245
−1、1245−2、…、1245−kとを含む。
FIG. 6 shows the filter coefficient updating means (LS
FIG. 3M is a diagram showing the configuration of FIG. The filter coefficient updating means 124 shown in FIG.
(n) is multiplied by a constant α, and delay means 1242-1, 1242-2,..., 1 are used to sequentially delay the signal from the transfer characteristic simulating means 125 by a delay time τ.
242- (k-1) and normalization means 1243-1 and 1243- which divide the output signal of the multiplication means 1241 by the input signal from the transfer characteristic simulation means 125 and the output signal of each delay means 1242 to normalize them. 2, ..., 1243- (k-
1) is connected to the output of each of the normalizations and is added to a signal to be described later to obtain filter coefficients C0 (n), C1 (n), C2 (n),.
.., 1244-k which form Ck (n) and output to each of the multiplying means 1232
Delay means 1245 for delaying the output of each of said adding means 1244 by a delay time τ and adding to said adding means 1244
-1, 1245-2, ..., 1245-k.

【0016】以上の構成により、次のように、乗算手段
1232へのフィルタ係数が形成される。図5におい
て、適応型フィルタ123への入力データをq(n) とす
ると、各遅延手段1231の出力データはq(n-1) 、q
(n-2) 、q(n-3) 、…、q(n-k+1) となる。ここで、各
乗算手段1231に設定されるフィルタ係数が上記のよ
うに、C0(n) 、C1(n) 、C2(n) 、C3(n) 、…、Ck(n) で
あるとすると、適応型フィルタ151の出力データSc
(n)は下記のようになる。
With the above configuration, a filter coefficient for the multiplying means 1232 is formed as follows. In FIG. 5, if the input data to the adaptive filter 123 is q (n), the output data of each delay means 1231 is q (n−1), q
(n−2), q (n−3),..., q (n−k + 1). Here, assuming that the filter coefficients set in the respective multiplying means 1231 are C0 (n), C1 (n), C2 (n), C3 (n),..., Ck (n) as described above. Output data Sc of the adaptive filter 151
(n) is as follows.

【0017】 Sc(n)=C0(n)・q(n) +C1(n)・q(n-1) +C2(n)・q(n-2) +C3(n)・q(n-3) +、…、+Ck(n)・q(n-k+1) …(2) 次に図6において、A/D変換器11から各乗算手段1
241への一方の入力データをSm(n)とし、乗算手段1
241への他方データとしての係数更新定数をαとし、
伝達特性模擬手段125から遅延手段1242への入力
データを前記と同様にq(n) とし、各遅延手段1242
の出力データはq(n-1) 、q(n-2) 、q(n-3) 、…、q
(n-k+1) となる。このため、加算手段1241からの出
力データは、各正規化手段1243で各遅延手段124
2からの信号で正規化されて、各加算手段1244及び
遅延手段1245で下記フィルタ係数に形成される。
Sc (n) = C0 (n) · q (n) + C1 (n) · q (n−1) + C2 (n) · q (n−2) + C3 (n) · q (n−3) +,..., + Ck (n) · q (n−k + 1) (2) Next, in FIG.
241 is set as Sm (n), and the multiplication means 1
The coefficient update constant as the other data to the H.241 is α,
The input data from the transfer characteristic simulation means 125 to the delay means 1242 is set to q (n) in the same manner as described above, and each delay means 1242
Output data of q (n-1), q (n-2), q (n-3),.
(n-k + 1). For this reason, the output data from the adding means 1241 is added to each of the delay means 124 by each of the normalizing means 1243.
The signal is normalized by the signal from 2 and is formed into the following filter coefficient by each adding means 1244 and delay means 1245.

【0018】 Ck(n)=Ck(n-1)+(Sm(n)・α)/q(n+k-1) 、(k=1 〜 k) …(3) かくして本実施例によれば、周波数検出手段121によ
ってエンジンの回転数を検出して騒音の周波数が特定さ
れ、この特定された周波数の騒音のみが可変帯域フィル
タ122を通過するので、適応型フィルタ123は、従
来のようにすべての周波数の信号を処理しなくてもよく
なり、すなわち影響の大きい周波数帯域のみを消去すれ
ばよいので、処理の負担が軽減され消去特性の向上が図
れる。
Ck (n) = Ck (n−1) + (Sm (n) · α) / q (n + k−1), (k = 1 to k) (3) Thus, according to the present embodiment, For example, the frequency of the noise is specified by detecting the engine speed by the frequency detecting means 121, and only the noise of the specified frequency passes through the variable bandpass filter 122. It is not necessary to process signals of all frequencies, that is, only the frequency band having a large influence needs to be erased, so that the processing load is reduced and the erasing characteristics can be improved.

【0019】図7は本発明の第2の実施例に係るディジ
タル信号処理装置の構成を示す図である。本図に示すデ
ィジタル信号処理装置12は、図2に示す可変帯域フィ
ルタ122を複数の可変帯域フィルタ131にしたもの
である。該可変帯域フィルタ131は、エンジンの回転
数Sr を入力する複数の帯域フィルタ132−1、13
2−2、…、132−nと、前記周波数検出手段121
の結果により各該帯域フィルタ132の出力レベルを可
変にし所望周波数の騒音を通過させるための乗算手段1
33−1、133−2、…、133−nと、各該乗算手
段133の出力を加算してこの結果を適応型フィルタ1
23、伝達特性模擬手段125に出力する加算手段13
4とを含む。
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a digital signal processing device according to a second embodiment of the present invention. The digital signal processing device 12 shown in this figure is obtained by changing the variable bandpass filter 122 shown in FIG. The variable bandpass filter 131 includes a plurality of bandpass filters 132-1 and 13-3 for inputting an engine speed Sr.
2-2,..., 132-n and the frequency detecting means 121
Multiplication means 1 for making the output level of each bandpass filter 132 variable according to the result of
, 133-n and the output of each of the multiplying means 133, and the result is added to the adaptive filter 1
23, adding means 13 for outputting to transfer characteristic simulating means 125
4 is included.

【0020】図8は本実施例に係る帯域フィルタの特性
を示す図である。本図(a)は各帯域フィルタに入力す
る信号の周波数スペクトルを示す。これに対し本図
(b)は各帯域フィルタの周波数に対するゲインを示
す。周波数検出手段121では、本図(a)から最大ピ
ークの周波数fm を検出し、本図(b)に対応する帯域
フィルタ132−1(BPF1)を選択するため、乗算
手段133−1の乗算係数を「1」に設定し他の乗算手
段を「0」に設定する。
FIG. 8 is a diagram showing characteristics of the bandpass filter according to the present embodiment. FIG. 3A shows a frequency spectrum of a signal input to each band filter. On the other hand, FIG. 2B shows the gain of each band filter with respect to the frequency. The frequency detecting means 121 detects the frequency fm of the maximum peak from the drawing (a), and selects the bandpass filter 132-1 (BPF1) corresponding to the drawing (b). Is set to “1” and the other multiplication means are set to “0”.

【0021】以上は説明の簡単化のために最大ピークの
周波数の検出について説明を行ったが、希望の検出周波
数帯についてのみ通過させるように設定してもよい。
は本発明の第3の実施例に係るディジタル信号処理装
置の構成を示す図である。本図に示すディジタル信号処
理装置12は、図2の第1の実施例のものが可変帯域フ
ィルタ122を適応型フィルタ123の入力前段に設け
ていたが、この代わりに、この可変帯域フィルタ122
をフィルタ係数更新手段124のA/D変換器11から
の入力段の位置に、かつ伝達特性模擬手段125からの
入力段の位置に可変帯域フィルタ122’を設けるよう
にした。そしてこれらの二つの可変帯域フィルタ12
2、122’は周波数検出手段121により前記と同様
に制御される。
Although the detection of the frequency of the maximum peak has been described above for the sake of simplicity, it may be set so that only the desired detection frequency band is passed. Figure
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a digital signal processing device according to a third embodiment of the present invention. In the digital signal processing device 12 shown in FIG. 2, the variable band filter 122 is provided before the input of the adaptive filter 123 in the first embodiment of FIG.
Is provided at the position of the input stage from the A / D converter 11 of the filter coefficient updating means 124 and at the position of the input stage from the transfer characteristic simulation means 125. And these two variable bandpass filters 12
2, 122 'are controlled by the frequency detecting means 121 in the same manner as described above.

【0022】上記式(3)によれば、フィルタ係数更新
手段124では誤差信号の正規化のためにエンジンの回
転数を入力信号に使用している。さらにマイクロフォン
8で検出される誤差信号も騒音の最大周波数の成分が残
存することが考えられる。このため、フィルタ係数更新
手段124でも騒音の最大周波数の成分を可変帯域フィ
ルタ122で抽出し、この入力信号及び誤差信号により
フィルタ係数を構成して、最大周波数に最も反応するで
きる。したがってフィルタ係数の最適点に収束する時間
を短縮できる。
According to the above equation (3), the filter coefficient updating means 124 uses the engine speed as an input signal for normalizing the error signal. Further, it is conceivable that the error signal detected by the microphone 8 also has a component of the maximum frequency of noise remaining. For this reason, the filter coefficient updating unit 124 also extracts the component of the maximum frequency of the noise by the variable bandpass filter 122, configures the filter coefficient with the input signal and the error signal, and can most respond to the maximum frequency. Therefore, the time required to converge to the optimum point of the filter coefficient can be reduced.

【0023】図10は本発明の第4の実施例に係るディ
ジタル信号処理装置12を示す図である。本図に示すデ
ィジタル信号処理装置12は、第3の実施例の変形とし
て、前記可変帯域フィルタ122を、図2に示す可変帯
域フィルタ131で置き換えたもので、第3の実施例と
同様な作用効果が得られる。以上はフィードフォーワド
系の信号処理系であったが、次にフィードバック系の構
成について説明する。
FIG. 10 is a diagram showing a digital signal processing device 12 according to a fourth embodiment of the present invention. As a modification of the third embodiment, the digital signal processing device 12 shown in this figure is the same as that of the third embodiment except that the variable bandpass filter 122 is replaced with the variable bandpass filter 131 shown in FIG. The effect is obtained. The above is the signal processing system of the feedforward system. Next, the configuration of the feedback system will be described.

【0024】図11は本発明の第5の実施例に係るディ
ジタル信号処理装置に構成を示す図である。本図に示す
ディジタル信号処理装置12は、適応型フィルタ123
と、該適応型フィルタ123の入力信号から伝達模擬特
性信号を形成する伝達特性模擬手段125と、A/D変
換器11からの信号と第1の伝達特性模擬手段125と
の信号から適応型フィルタ123のフィルタ係数を形成
するフィルタ係数更新手段124と、適応型フィルタ1
23の出力側に設けられ第1の伝達特性模擬手段125
と同様の第2の伝達特性模擬手段126と、該第2の伝
達特性模擬手段126からの信号とA/D変換器11か
らの信号との差を演算してフィードバック信号から騒音
信号を再現する差信号演算手段127と、該差信号演算
手段127と適応型フィルタ123との間に設けられた
可変帯域フィルタ122と、エンジンの回転数の信号に
より騒音の最大周波数を検出する周波数検出手段121
とを含む。
FIG. 11 is a diagram showing the configuration of a digital signal processing apparatus according to a fifth embodiment of the present invention. The digital signal processing device 12 shown in FIG.
A transfer characteristic simulating means 125 for forming a transfer simulated characteristic signal from an input signal of the adaptive filter 123; and an adaptive filter based on a signal from the A / D converter 11 and a signal from the first transfer characteristic simulated means 125. A filter coefficient updating unit 124 for forming a filter coefficient of the filter 123;
First transfer characteristic simulation means 125 provided on the output side
And a difference between the signal from the second transfer characteristic simulating means 126 and the signal from the A / D converter 11 to reproduce the noise signal from the feedback signal. A difference signal calculating means 127, a variable bandpass filter 122 provided between the difference signal calculating means 127 and the adaptive filter 123, and a frequency detecting means 121 for detecting a maximum frequency of noise based on a signal of an engine speed.
And

【0025】ここで、騒音源1から消音用の空間3まで
の伝達特性をHnoise とすると、消音用の空間3でマイ
クロフォン8により検出される信号Sm0は、 Sm0=Sn ・Hnoise +Sc ・Hd …(4) となる。ここでSn は騒音源の騒音信号である。適応型
フィルタ123の入力信号Se は、 Se =Sm0・Hm −Sc ・Hd1 =(Sn ・Hnoise +Sc ・Hd )・Hm −Sc ・Hd ・Hm ((3)式参照) =Sn ・Hnoise ・Hm +Sc ・Hd ・Hm −Sc ・Hd ・Hm =Sn ・Hnoise ・Hm となり、騒音信号をマイクロフォン8で検出したと同様
な信号が得られる。
Here, assuming that the transfer characteristic from the noise source 1 to the silencing space 3 is Hnoise, the signal Sm0 detected by the microphone 8 in the silencing space 3 is Sm0 = Sn · Hnoise + Sc · Hd ( 4) Here, Sn is the noise signal of the noise source. The input signal Se of the adaptive filter 123 is as follows: Se = Sm0.Hm-Sc.Hd1 = (Sn.Hnoise + Sc.Hd) .Hm-Sc.Hd.Hm (see equation (3)) = Sn.Hnoise.Hm + Sc Hd.Hm-Sc.Hd.Hm = Sn.Hnoise.Hm, and a signal similar to the noise signal detected by the microphone 8 is obtained.

【0026】この信号Se は、第1の実施例と同様に、
周波数検出手段121、可変帯域フィルタ122で処理
されて、例えば騒音周波数の最大となるもたけ処理され
ることになる。なお第2、3、4、の実施例のフィード
フォワード系を上記と同様にフィードバック系にしても
よい。
This signal Se is, as in the first embodiment,
The signal is processed by the frequency detecting means 121 and the variable band-pass filter 122, and is subjected to, for example, a processing for maximizing the noise frequency. Note that the feedforward system of the second, third, and fourth embodiments may be a feedback system as described above.

【0027】図12は本発明の第6の実施例に係るディ
ジタル信号処理装置12の構成を示す図である。本図に
示すディジタル信号処理装置12は、フィードフォワー
ド系とフィードバック系とを組合わせたもので、図11
の構成と異なるものは、エンジン回転数を入力する第1
の可変帯域フィルタ128と、差信号演算手段127か
らの再現信号を入力する第2の可変帯域フィルタ129
と、第1及び2の可変帯域フィルタ128と129との
出力信号を加算して適応型フィルタ123に出力する加
算手段130と、第1及び2の可変帯域フィルタ128
と129の周波数帯を相補する特性に制御する周波数検
出手段121である。
FIG. 12 is a diagram showing the configuration of a digital signal processing device 12 according to a sixth embodiment of the present invention. The digital signal processing device 12 shown in the figure is a combination of a feedforward system and a feedback system.
Is different from the first configuration in that the first engine speed is input.
And a second variable bandpass filter 129 for inputting the reproduction signal from the difference signal calculating means 127.
Addition means 130 for adding the output signals of the first and second variable bandpass filters 128 and 129 and outputting the sum to the adaptive filter 123;
And a frequency detecting means 121 for controlling the frequency bands 129 and 129 to have complementary characteristics.

【0028】第1及び2の可変帯域フィルタ128と1
29は図4のように乗算手段の係数を可変にするもので
もよく、さらには、図7のように複数の帯域フィルタの
可変乗算手段の乗算係数を可変にするものでもよい。図
13は第6の実施例に係る可変帯域フィルタの特性を示
す図である。本図(a)に示すのは周波数検出手段12
1に入力するスペクトルである。この場合本図に示すよ
うに周波数f1 でピークが発生しているとすると、周波
数検出手段121はこれを検出して、第1の可変帯域フ
ィルタ128のゲインを、本図(b)のようにエンジン
回転数の入力信号のうち周波数f1 付近のみを通過させ
るように、調整する。一方第2の可変周波数帯域フィル
タ129のゲインを、本図(c)に示すように差信号演
算手段127の信号のうち周波数のみを通過させないよ
うに、調整する。
First and second variable bandpass filters 128 and 1
Numeral 29 may be such as to make the coefficient of the multiplying means variable as shown in FIG. 4, or further to make the multiplying coefficient of the variable multiplying means of plural band filters variable as shown in FIG. FIG. 13 is a diagram illustrating characteristics of the variable bandpass filter according to the sixth embodiment. FIG. 6A shows the frequency detecting means 12.
1 is a spectrum to be input to FIG. In this case, assuming that a peak is generated at the frequency f1 as shown in the figure, the frequency detecting means 121 detects this and changes the gain of the first variable bandpass filter 128 as shown in the figure (b). The input signal of the engine speed is adjusted so as to pass only near the frequency f1. On the other hand, the gain of the second variable frequency bandpass filter 129 is adjusted so that only the frequency of the signal of the difference signal calculating means 127 is not passed as shown in FIG.

【0029】このため、基本波は、フィードフォワード
系の入力を第1の可変帯域フィルタ128で通過させ、
それ以外の周波数、すなわち高調波は、フィードバック
系の入力を第2の可変周波数帯域フィルタ129で通過
させて適応型フィルタ123に入力することになる。し
たがって、基本波以外の騒音周波数がマフラ2で発生す
るときでも消音効果が得られることになる。
For this reason, the fundamental wave passes the input of the feedforward system through the first variable bandpass filter 128,
Other frequencies, that is, harmonics, are passed through the input of the feedback system by the second variable frequency bandpass filter 129 and input to the adaptive filter 123. Therefore, even when a noise frequency other than the fundamental wave is generated in the muffler 2, a noise reduction effect can be obtained.

【0030】[0030]

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、検
出した周波数分布により、騒音信号の通過周波数帯が任
意に選択され、この選択された信号のみが適応型フィル
タで処理されるので、消去特性の向上が図れ、希望の消
去特性とすることができる。
As described above, according to the present invention, the pass frequency band of the noise signal is arbitrarily selected according to the detected frequency distribution, and only the selected signal is processed by the adaptive filter. The erasing characteristics can be improved, and desired erasing characteristics can be obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の第1の実施例の前提となる騒音制御装
置を示す図である。
FIG. 1 is a diagram illustrating a noise control device that is a premise of a first embodiment of the present invention.

【図2】図1のディジタル信号処理装置の構成を示す図
である。
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the digital signal processing device of FIG. 1;

【図3】図2の周波数検出手段121の構成を示す図で
ある。
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a frequency detection unit 121 in FIG. 2;

【図4】図2の可変帯域フィルタの構成を示す図であ
る。
FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of a variable bandpass filter of FIG. 2;

【図5】図2適応型フィルタの構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing the configuration of an adaptive filter.

【図6】図2のフィルタ係数更新手段(LSM)の構成
を示す図である。
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a filter coefficient updating means (LSM) of FIG. 2;

【図7】本発明の第2の実施例に係るディジタル信号処
理装置の構成を示す図である。
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a digital signal processing device according to a second embodiment of the present invention.

【図8】本実施例に係る帯域フィルタの特性を示す図で
ある。
FIG. 8 is a diagram illustrating characteristics of the bandpass filter according to the embodiment.

【図9】本発明の第3の実施例に係るディジタル信号処
理装置の構成を示す図である。
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a digital signal processing device according to a third embodiment of the present invention.

【図10】本発明の第4の実施例に係るディジタル信号
処理装置12を示す図である。
FIG. 10 is a diagram showing a digital signal processing device 12 according to a fourth embodiment of the present invention.

【図11】本発明の第5の実施例に係るディジタル信号
処理装置に構成を示す図である。
FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a digital signal processing device according to a fifth embodiment of the present invention.

【図12】本発明の第6の実施例に係るディジタル信号
処理装置12の構成を示す図である。
FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a digital signal processing device 12 according to a sixth embodiment of the present invention.

【図13】第6の実施例に係る可変帯域フィルタの特性
を示す図である。
FIG. 13 is a diagram illustrating characteristics of a variable bandpass filter according to a sixth embodiment.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1…騒音源 4…スピーカ 8…マイクロフォン 12…ディジタル信号処理装置 121…周波数検出手段 122、128、129、131…可変帯域フィルタ 123…適応型フィルタ 124…フィルタ係数更新手段 125、126…伝達特性模擬手段 127…差信号演算手段 130…加算手段 1. Noise source 4: Speaker 8 ... Microphone 12 ... Digital signal processing device 121 ... frequency detecting means 122, 128, 129, 131 ... variable bandpass filters 123 ... Adaptive filter 124 ... Filter coefficient updating means 125, 126 ... Transfer characteristic simulation means 127 ... difference signal calculating means 130 addition means

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 崎山 和広 兵庫県神戸市兵庫区御所通1丁目2番28 号 富士通テン株式会社内 (56)参考文献 特開 平1−117978(JP,A) 特開 平1−314500(JP,A) 特開 平2−241215(JP,A) 特開 平4−359297(JP,A) 特開 平5−11770(JP,A) 特開 平5−209563(JP,A) 特開 平5−273987(JP,A) 特開 平5−289679(JP,A) 特開 平5−307393(JP,A) 特開 平5−333871(JP,A) 特開 平5−39710(JP,A) 特開 平6−12083(JP,A) 国際公開91/013429(WO,A1) 国際公開91/12579(WO,A1) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) G10K 11/178 F01N 1/00 F01N 1/06 H03H 21/00 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (72) Inventor Kazuhiro Sakiyama 1-2-28, Goshodori, Hyogo-ku, Kobe-shi, Hyogo Prefecture Inside Fujitsu Ten Co., Ltd. (56) References JP-A-1-117978 (JP, A) JP-A-1-314500 (JP, A) JP-A-2-241215 (JP, A) JP-A-4-359297 (JP, A) JP-A-5-11770 (JP, A) JP-A-5-209563 ( JP, A) JP-A-5-273787 (JP, A) JP-A-5-289679 (JP, A) JP-A-5-307393 (JP, A) JP-A-5-333871 (JP, A) JP-A-5-39710 (JP, A) JP-A-6-12083 (JP, A) WO 91/013429 (WO, A1) WO 91/12579 (WO, A1) (58) Fields investigated (Int. Cl) . 7, DB name) G10K 11/178 F01N 1/00 F01N 1/06 H03H 21/00

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】 騒音源(1)からの騒音に対して逆相等
音圧の音波を出力するスピーカ(4)と、該騒音源から
の騒音と該スピーカ(4)からの音波との差信号を検
出するマイクロフォン(8)とを有する騒音制御装置に
おいて、 前記騒音源(1)から出力される騒音源信号Srを入力
とし、その周波数分布を検出する周波数検出手段(12
1)と、 前記騒音源信号Srが供給され、フィルタ係数を調整し
前記逆相等音圧をスピーカーに出力するための補償信号
を生成する適応型フィルタ(123)と、 前記騒音源信号Srが供給され、前記適応型フィルタ
(123)の出力から後記フィルタ係数更新手段(12
4)への入力までの信号の伝達特性を模擬する伝達特性
模擬手段(125)と、 前記周波数検出手段(121)から供給される前記検出
された前記周波数分布を用いて、前記伝達特性模擬手段
(125)から供給される信号の通過周波数帯域を設定
する第1可変帯域フィルタ(122)と、 前記周波数検出手段(121)から供給される前記検出
された前記周波数分布を用いて、前記誤差信号(Sm)
の通過周波数帯域を設定する第2可変帯域フィルタ(1
22’)と、 前記第1可変帯域フィルタ( 122 )から供給される信号
及び前記第2可変帯域フィルタ( 122’ )から供給され
る信号に基づいて、前記適応型フィルタ(123)の前
記フィルタ係数を決定し、該フィルタ係数を表す信号を
前記適応型フィルタ(123)に供給するフィルタ係数
更新手段(124)とを有する騒音制御手段。
And 1. A speaker for outputting the sound waves of the inverse phase equal sound pressure with respect to the noise from the noise source (1) (4), error of the sound waves from the noise and the speaker from該騒sound source (4) A noise control device having a microphone (8) for detecting a signal, comprising: a noise source signal (Sr) output from the noise source (1) as an input; and a frequency detection unit (12) for detecting a frequency distribution thereof.
1), the noise source signal Sr is supplied, an adaptive filter (123) for adjusting a filter coefficient and generating a compensation signal for outputting the opposite phase equal sound pressure to a speaker, and the noise source signal Sr is supplied. The output of the adaptive filter (123) is used to update the filter coefficient updating means (12).
(4) a transfer characteristic simulating means (125) for simulating a transfer characteristic of a signal up to an input to the input, and the transfer characteristic simulating means using the detected frequency distribution supplied from the frequency detecting means (121). a first variable band-pass filter for setting the pass frequency band of the signal supplied from the (125) (122), using the said detected frequency distribution supplied from the frequency detecting means (121), said error signal (Sm)
The second variable bandpass filter (1
22 ′) and the filter coefficient of the adaptive filter (123) based on the signal supplied from the first variable bandpass filter ( 122 ) and the signal supplied from the second variable bandpass filter ( 122 ′ ). And a filter coefficient updating means (124) for supplying a signal representing the filter coefficient to the adaptive filter (123).
【請求項2】 前記二つの可変フィルタ(122、12
2’)は、それぞれ、前記伝達特性模擬手段(125)
から供給される信号及び誤差信号を制御するために、 該被制御信号の周波数を複数分割して通過させる複数の
帯域フィルタ( 132-1 132- 2、… 132-n )と、 前記周波数検出手段(121)によって検出された周波
数分布により、各該複数のフィルタ( 132-1 132- 2、
132-n )の出力レベルを調整する可変乗算手段(13
3)と、 各該可変乗算手段(133)の出力を加算する加算手段
(134)と、を有することを特徴とする請求項1記載
の騒音制御手段。
2. The two variable filters (122, 12).
2 ′) are transfer characteristic simulation means (125), respectively.
In order to control the signal and the error signal supplied from the
Bandpass filter (132-1, 132- 2, ... 132 -n) and was detected by the frequency detecting means (121) frequency
According to the number distribution, each of the plurality of filters ( 132-1 , 132-2 ,
.. 132-n ) to adjust the output level.
3) and adding means for adding the outputs of the variable multiplying means (133).
(134) and (134).
Noise control means.
【請求項3】 騒音源(1)からの騒音に対して逆相等
音圧の音波を出力するスピーカ(4)と、該騒音源から
の騒音と該スピーカ(4)からの音波との差信号を検出
するマイクロフォン(8)とを有する騒音制御装置にお
いて、 前記騒音源(1)から出力される騒音源信号Srを入力
とし、その周波数分布を検出する周波数検出手段(12
1)と、 フィルタ係数を調整し逆相等音圧をスピーカーに出力す
るための補償信号を生成する適応型フィルタ(123)
と、 前記適応型フィルタ(123)に前記フィルタ係数を表
す信号を供給するフィルタ係数更新手段(124)と、 前記適応型フィルタ(123)の出力から前記フィルタ
係数更新手段への入力までの信号の伝達特性を模擬する
第1の伝達特性模擬手段(125)と、 前記適応型フィルタ(123)の出力信号を入力とし、
前記第1の伝達特性模擬手段と同一の特性を有する第2
の伝達特性模擬手段(126)と、 該第2の伝達特性模擬手段(126)の出力信号と前記
差信号をデジタル変換した誤差信号(Sm)との差を演
算する減算手段(127)と、 前記騒音源信号Srを入力とし、前記周波数検出手段
(121)によって検出された周波数分布を用いて、前
記騒音源信号Srの通過周波数帯域を設定する第1可変
帯域フィルタ(128)と、 前記減算手段(127)の出力信号が供給され、前記周波
数検出手段(121)によって検出された周波数分布を
用いて、前記減算手段の出力信号の通過周波数帯域を設
定する第2可変帯域フィルタ(129)と、 前記第1可変帯域フィルタ(128)及び前記第2可変
帯域フィルタ(129)の出力を加算し、その出力を前
記適応型フィルタ123及び前記模擬手段(125)に
供給する加算手段(130)とを有し、 前記フィルタ係数更新手段(124)は、該模擬手段
(125)の出力と前記誤差信号(Sm)とに基づい
て、前記適応型フィルタ(123)のフィルタ係数を決
定することを特徴とする騒音制御装置。
3. A loudspeaker (4) for outputting a sound wave having an opposite phase equal sound pressure to noise from a noise source (1), and a difference signal between the noise from the noise source and the sound wave from the loudspeaker (4). And a microphone (8) for detecting the noise source signal, a noise source signal Sr output from the noise source (1) being input, and a frequency detecting means (12) for detecting a frequency distribution thereof.
1) and an adaptive filter (123) for adjusting a filter coefficient and generating a compensation signal for outputting an opposite-phase equal sound pressure to a speaker.
A filter coefficient updating unit (124) for supplying a signal representing the filter coefficient to the adaptive filter (123); and a signal from an output of the adaptive filter (123) to an input to the filter coefficient updating unit. A first transfer characteristic simulating means (125) for simulating transfer characteristics, and an output signal of the adaptive filter (123) as an input;
A second transfer characteristic having the same characteristics as the first transfer characteristic simulation means;
A transfer characteristic simulating means (126); a subtraction means (127) for calculating a difference between an output signal of the second transfer characteristic simulating means (126) and an error signal (Sm) obtained by digitally converting the difference signal; A first variable bandpass filter (128) that receives the noise source signal Sr and sets a pass frequency band of the noise source signal Sr using a frequency distribution detected by the frequency detection means (121); A second variable bandpass filter (129) to which an output signal of the means (127) is supplied and which sets a pass frequency band of an output signal of the subtraction means using a frequency distribution detected by the frequency detection means (121); The outputs of the first variable bandpass filter (128) and the second variable bandpass filter (129) are added, and the output is added to the adaptive filter 123 and the simulation unit (1). 25), the filter coefficient updating means (124) based on the output of the simulating means (125) and the error signal (Sm). 123) A noise control device characterized by determining the filter coefficient.
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