JP2008206270A - High-voltage power supply unit - Google Patents

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JP2008206270A JP2007038262A JP2007038262A JP2008206270A JP 2008206270 A JP2008206270 A JP 2008206270A JP 2007038262 A JP2007038262 A JP 2007038262A JP 2007038262 A JP2007038262 A JP 2007038262A JP 2008206270 A JP2008206270 A JP 2008206270A
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Hiroaki Onitsuka
博明 鬼束
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To stably control the output voltage of a high-voltage power supply unit using a piezoelectric transformer. <P>SOLUTION: The high-voltage power supply unit has a controller which compares first control voltage with first reference voltage and outputs second control voltage, an oscillator which compares second reference voltage with voltage charged by a specified time constant and generates an oscillation signal, according to the comparison results, and varies the duty ratio of the oscillation signal and outputs it, a driver which is supplied with the oscillation signal from the above oscillator and outputs a rectangular wave, a transformer which is supplied with voltage that is generated by an inductor and a capacitor, being switched by the rectangular waves output by the above driver, and outputs voltage multiplied by a specified number, and a high-voltage rectifier which is supplied with output voltage led out of the transformer and rectifies the output voltage. It controls the oscillating frequency and the duty ratio at the same time, and outputs stable high voltage. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、高電圧電源装置に関し、特に電子写真法を用いた複写機、あるいはプリンタ装置等の複写機に用いる圧電トランスを用いた高電圧電源装置に関する。   The present invention relates to a high voltage power supply device, and more particularly to a high voltage power supply device using a piezoelectric transformer used in a copying machine using electrophotography or a copying machine such as a printer.

従来、電子写真法を用いた複写機、あるいはプリンタ等の電子写真装置には帯電、現像、転写工程で直流の高電圧を印加するため高電圧電源装置が使用されている。
これらに使われている高電圧電源装置の出力電圧は数１０Ｖ〜３ＫＶ位の高電圧を出力する電源や、１ＫＶ〜８ＫＶ位まで出力する電源などがあり、出力の負荷は数１０ＫΩ（キロオーム）〜１０ＧΩ（ギガオーム）と大きく変化する場合もある。 2. Description of the Related Art Conventionally, a high-voltage power supply device is used in an electrophotographic apparatus such as a copying machine or a printer using an electrophotographic method in order to apply a high DC voltage in charging, developing, and transferring processes.
The output voltage of the high-voltage power supply devices used for these includes power supplies that output high voltages on the order of several tens to 3 KV and power supplies that output up to about 1 KV to 8 KV, and the output load is several tens of kilohms (kiloohms) to There may be a large change of 10 GΩ (gigaohm).

圧電トランスを使った高電圧電源装置が使用されており、セラミックを素材とした圧電トランスは有機絶縁物を必要としないので耐熱性、耐火性の問題もなく、高電圧電源装置を小型化且つ軽量化できる優れた特徴を持っている。
上述した圧電トランスは、共振周波数は長さや形状で決まる。圧電トランスの１次側は厚さ方向に固有の共振周波数を持っていて、交流電圧を印加すると逆電圧効果により機械振動を起こす。２次側では、１次側で発生した機械振動が圧電効果により再度電気信号に変換され、電圧が導出される。周波数（λ）のλ／２、λ、３λ／２で共振し、共振周波数で最大の出力電圧を発生し、共振周波数から離れるに従い出力電圧は低下する。このように、圧電トランスにおける出力電圧は周波数に依存する。 High-voltage power supply devices using piezoelectric transformers are used. Piezoelectric transformers made of ceramic do not require organic insulation, so there is no problem with heat resistance and fire resistance, and the high-voltage power supply device is reduced in size and weight. It has excellent characteristics that can be
In the above-described piezoelectric transformer, the resonance frequency is determined by the length and shape. The primary side of the piezoelectric transformer has a specific resonance frequency in the thickness direction, and when an AC voltage is applied, mechanical vibration is caused by a reverse voltage effect. On the secondary side, the mechanical vibration generated on the primary side is converted again into an electrical signal by the piezoelectric effect, and a voltage is derived. Resonance occurs at λ / 2, λ, and 3λ / 2 of the frequency (λ), the maximum output voltage is generated at the resonance frequency, and the output voltage decreases with distance from the resonance frequency. Thus, the output voltage in the piezoelectric transformer depends on the frequency.

圧電トランスを駆動するための回路として例えば特許文献１に、出力電圧に対応して駆動周波数を変化させることが開示してある。
またこの特許文献１に示してあるように、他励もしくは自励による固定された周波数において、デューティー比制御回路で制御された波形に同期して圧電トランスの入力電圧をスイッチングして変化させる駆動回路がある。また、さらに、特許文献２には、周波数制御とデューティー比制御を消費電力に応じて切り替えて制御する方式が開示されている。 As a circuit for driving the piezoelectric transformer, for example, Patent Document 1 discloses that the driving frequency is changed in accordance with the output voltage.
Further, as shown in Patent Document 1, a driving circuit that switches and changes the input voltage of a piezoelectric transformer in synchronization with a waveform controlled by a duty ratio control circuit at a fixed frequency by other excitation or self-excitation. There is. Furthermore, Patent Document 2 discloses a method of switching and controlling frequency control and duty ratio control according to power consumption.

特開昭６１−１５２１６５号公報JP 61-152165 A 特開２００３−２３５２５５号公報JP 2003-235255 A 特開２００５−１９８４６２号公報JP 2005-198462 A

図８に圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電気的特性の例を示す。圧電トランス１６（ＰＺＴ１）は共振点（周波数）で最大の電圧を出力し、この共振点を基準にして周波数を上げても下げても出力電圧は低下する。周波数を制御して圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の出力電圧を制御する場合、デューティー比を一定にすると、共振点の周波数から周波数を変化させても例えば数１００Ｖ以下にはならない特性があり、さらに周波数を大きく変化させると隣接した共振点近くなりまた出力が上昇してしまう。そのため出力電圧が数１０Ｖで無負荷状態のときには、制御できない。   FIG. 8 shows an example of electrical characteristics of the piezoelectric transformer 16 (PZT1). The piezoelectric transformer 16 (PZT1) outputs the maximum voltage at the resonance point (frequency), and the output voltage decreases even if the frequency is increased or decreased with reference to this resonance point. When controlling the output voltage of the piezoelectric transformer 16 (PZT1) by controlling the frequency, if the duty ratio is made constant, there is a characteristic that does not become, for example, several hundred volts or less even if the frequency is changed from the frequency at the resonance point. If the value is greatly changed, the adjacent resonance point is approached and the output is increased. Therefore, control is not possible when the output voltage is several tens of volts and no load is applied.

また、デューティー比制御では他励もしくは自励による固定された周波数が例えば１００ＫＨｚを超える場合、１周期の時間は１０μｓｅｃ（マイクロ秒）となり、デューティー比を絞って（小さくして）出力を制限しようとしても駆動パルスを発生するＩＣ（集積回路）や圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の入力をスイッチングするＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の能力により制限され数μｓｅｃ（マイクロ秒）を制御することができない。また、数１０Ｖの低電圧を得ることができなかった。これらのことにより周波数制御とデューティー比制御を消費電力に応じて切り替えて制御する方式でも数１０Ｖの低電圧を得ることはできない。   In the duty ratio control, when the fixed frequency by other excitation or self-excitation exceeds 100 KHz, for example, the time of one cycle is 10 μsec (microseconds), and the duty ratio is narrowed (decreased) to limit the output. However, it is limited by the ability of an IC (integrated circuit) that generates a drive pulse and an FET (field effect transistor) that switches the input of the piezoelectric transformer 16 (PZT1), and cannot control several μsec (microseconds). Moreover, a low voltage of several tens of volts could not be obtained. For these reasons, it is not possible to obtain a low voltage of several tens of volts even if the control is performed by switching between frequency control and duty ratio control according to power consumption.

また、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の入力に正弦波を入力した場合デューティー比約５０％のとき効率が良いことが知られているが、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の入力をＦＥＴ等でスィッチングしコイル（インダクタ）とコンデンサで生成された擬似正弦波を入力する場合、高調波が多く含まれるためデューティー比約５０％のとき最大効率とはならない場合がある。例えば３０％または４０％付近が最大効率になる場合があるが、従来の周波数制御とデューティー比制御ではどちらか片方しか制御できず高効率での制御ができない。   In addition, when a sine wave is input to the input of the piezoelectric transformer 16 (PZT1), it is known that the efficiency is good when the duty ratio is about 50%. However, the input of the piezoelectric transformer 16 (PZT1) is switched by an FET or the like to form a coil. When a pseudo sine wave generated by an (inductor) and a capacitor is input, there are cases where the maximum efficiency is not achieved when the duty ratio is about 50% because many harmonics are included. For example, the maximum efficiency may be around 30% or 40%, but only one of the conventional frequency control and duty ratio control can be controlled, and high efficiency control cannot be performed.

このため、本願出願人は特許文献３で周波数制御とデューティー比制御を同時に行う回路方式を提案した。この回路方式は、比較的に出力電圧、電流が低く、周波数制御において共振点より十分高い周波数での制御であれば有効に機能した。しかし、ある程度共振周波数に近い周波数での制御では、周波数の時間を決めているコンデンサの充電電流を制御しているために充電電流の僅かな変化でも大きく周波数が変化し、ノイズで充電電流が影響を受け周波数が不安定になり、その結果制御が不安定となる現象があった。また、特許文献３に開示した周波数制御とデューティー比制御を同時に行う回路方式は部品点数が多く、製造工数もかかり高価になる。
以上の点から、充電電流を変化させることなく周波数とデューティー比制御を同時に行い、ノイズに対しても安定して動作し、共振点（周波数）近傍でも安定して制御できる巻線トランスや圧電トランスを用いた高電圧電源装置が要望されている。 For this reason, the applicant of the present application has proposed a circuit system that simultaneously performs frequency control and duty ratio control in Patent Document 3. This circuit system has a relatively low output voltage and current, and functions effectively as long as frequency control is performed at a frequency sufficiently higher than the resonance point. However, in the control at a frequency close to the resonance frequency to some extent, since the charging current of the capacitor that determines the frequency time is controlled, the frequency changes greatly even if the charging current slightly changes, and the charging current is affected by noise. The frequency becomes unstable and the control becomes unstable as a result. In addition, the circuit method disclosed in Patent Document 3 that simultaneously performs frequency control and duty ratio control has a large number of parts, and requires a large number of manufacturing steps and is expensive.
From the above points, winding transformers and piezoelectric transformers that simultaneously control the frequency and duty ratio without changing the charging current, operate stably against noise, and can be controlled stably near the resonance point (frequency). There has been a demand for a high-voltage power supply device using the above.

また、本発明の高電圧電源装置は、第１の制御電圧と第１の基準電圧を比較して第２の制御電圧を出力する制御部と、第２の基準電圧と所定の時定数で電圧が充電される電圧とが比較され、比較結果に応じて発振信号が生成され、該発振信号のデューティー比を可変して出力する発振部と、上記発振部から発振信号が供給され矩形波を出力する駆動部と、上記駆動部から出力された矩形波によりスイッチングされてインダクタとコンデンサにより発生した電圧が供給され、所定倍された電圧を出力する圧電トランスと、圧電トランスから導出された出力電圧が供給され、該出力電圧を整流する高圧整流部とを有する。   Further, the high voltage power supply device of the present invention includes a control unit that compares the first control voltage with the first reference voltage and outputs the second control voltage, and the second reference voltage and the voltage with a predetermined time constant. Is compared with the charged voltage, and an oscillation signal is generated according to the comparison result. The oscillation unit outputs the oscillation signal by changing the duty ratio of the oscillation signal, and the oscillation signal is supplied from the oscillation unit to output a rectangular wave. A driving unit that is switched by a rectangular wave output from the driving unit, a voltage generated by an inductor and a capacitor is supplied, and a voltage that is multiplied by a predetermined voltage is output, and an output voltage derived from the piezoelectric transformer is And a high-voltage rectifier that rectifies the output voltage.

また、本発明の高電圧電源装置は、第１の制御電圧と第１の基準電圧を比較して第２の制御電圧を出力する増幅器を有する制御部と、上記第２の制御電圧に応じて生成される第２の基準電圧と所定の時定数で電圧が放電される電圧が第１の比較器で比較され、比較結果に応じて上記充電を放電して発振信号を生成し、該発振信号のデューティー比を第２の比較器を用いて可変して出力する発振部と、上記発振部から発振信号が供給され矩形波を出力する駆動部と、上記駆動部から出力された矩形波によりスイッチングされてインダクタで昇圧された電圧が供給され、所定倍された電圧を出力する圧電トランスと、圧電トランスから導出された出力電圧が供給され、該出力電圧を整流する高圧整流部とを有する。   The high-voltage power supply device according to the present invention includes a control unit having an amplifier that compares the first control voltage with the first reference voltage and outputs the second control voltage, and the second control voltage. The generated second reference voltage is compared with the voltage at which the voltage is discharged with a predetermined time constant by the first comparator, and the charge is discharged according to the comparison result to generate an oscillation signal. An oscillation unit that outputs a variable duty ratio using a second comparator, a drive unit that outputs a rectangular wave when an oscillation signal is supplied from the oscillation unit, and a rectangular wave that is output from the drive unit The piezoelectric transformer that is supplied with the voltage boosted by the inductor and outputs a voltage multiplied by a predetermined value, and the high-voltage rectifier that is supplied with the output voltage derived from the piezoelectric transformer and rectifies the output voltage.

本発明の高電圧電源装置は、外部から供給された制御電圧と基準電圧を比較して増幅器の出力電圧を可変してダイオードのカソード電圧を制御し、発振部の基準電圧を可変する。この可変された基準電圧に応じて発振周波数を可変し、さらに発振信号のデューティー比を可変して駆動部のスイッチ素子を制御して矩形波を生成し、矩形波により昇圧部から高電圧を発生させ、圧電トランスに供給し、巻線トランスや圧電トランスで高電圧を発生し整流して直流電圧を出力する。   The high-voltage power supply device of the present invention compares the control voltage supplied from the outside with a reference voltage, changes the output voltage of the amplifier, controls the cathode voltage of the diode, and changes the reference voltage of the oscillation unit. The oscillation frequency is varied according to the varied reference voltage, and the duty ratio of the oscillation signal is varied to control the switch element of the drive unit to generate a rectangular wave, and the rectangular wave generates a high voltage from the boosting unit. The high voltage is generated by a winding transformer or a piezoelectric transformer and rectified to output a DC voltage.

本発明の高電圧電源装置は、発振器の発振周波数を決めるのに充電電流を制御することなく基準電圧を制御するので、充電電流の僅かな変化で大きく周波数が変化し、ノイズで充電電流が影響を受け周波数が不安定になり、制御が不安定になることを防止することができる。
また、本発明は、周波数とデューティー比を同時に制御し、広範囲の出力電圧を得るようにし、また圧電トランスの共振周波数近傍でも安定して制御できる。 Since the high voltage power supply device of the present invention controls the reference voltage without controlling the charging current to determine the oscillation frequency of the oscillator, the frequency changes greatly with a slight change in the charging current, and the charging current is affected by noise. The frequency becomes unstable and the control can be prevented from becoming unstable.
Further, the present invention controls the frequency and the duty ratio at the same time so as to obtain a wide range of output voltage, and can be stably controlled near the resonance frequency of the piezoelectric transformer.

図１に本発明の実施形態に係る高電圧電源装置１０のブロック構成図、図２に具体的な回路図を示す。以下圧電トランスを用いた高電圧電源装置について説明するが、本発明の基本原理は巻線トランスを用いた高電圧電源装置にも適用できる。
高電圧電源装置１０は、例えば、基準電圧部１１、制御部１２、発振部１３、駆動部１４、昇圧部１５、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）、高圧整流部１７、出力電圧（電流）検出部１８などで構成される。 FIG. 1 is a block diagram of a high-voltage power supply device 10 according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 shows a specific circuit diagram. A high voltage power supply device using a piezoelectric transformer will be described below, but the basic principle of the present invention can also be applied to a high voltage power supply device using a winding transformer.
The high voltage power supply device 10 includes, for example, a reference voltage unit 11, a control unit 12, an oscillation unit 13, a driving unit 14, a boosting unit 15, a piezoelectric transformer 16 (PZT 1), a high voltage rectifying unit 17, and an output voltage (current) detection unit 18. Etc.

基準電圧（発生）部１１はツェナーダイオードＤ１を用いて定電圧を発生し、他の機能ブロックに直流電圧を供給している。
制御部１２は主に増幅器（ＡＭＰ）ＩＣ３を用いた構成で、コントロール電圧（制御電圧）と出力電圧検出部１８から帰還された電圧（電流）が供給され、発振部の基準電圧を制御する。
発振部１３は、比較器（ＣＯＭ）ＩＣ１、抵抗、容量（コンデンサ）などで構成され、所定の時定数でコンデンサに充電される電圧と基準電圧が比較され、この比較値が反転する電圧でスィッチを介して、コンデンサに蓄積された電荷（電圧）を放電する動作を繰り返し、例えば三角波の発振信号を生成する。また、比較器ＩＣ１の出力に比較器（ＣＯＭ）ＩＣ２が設けられ、この比較器ＩＣ２でデューティー比制御部が制御される。
駆動部１４は、コンプリメンタリープッシュプル回路とスイッチ回路で構成され、デューティー比が制御された発振信号が供給され、スイッチ回路から矩形波が出力される。
昇圧部１５は、インダクタＬ１、コンデンサＣ５などで構成され、昇圧された矩形波が圧電トランス１６（ＰＺＴ１）に擬似正弦波として供給される。
高圧整流部１７は、ダイオードＤ３，Ｄ４とコンデンサＣ６で構成され、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）から出力された電圧を整流する。
出力電圧（電流）検出部１８は、抵抗Ｒ１４，Ｒ１３とコンデンサＣ７、またはダイオード、コンデンサで構成され、出力電圧（電流）の一部を検出して制御部１２に帰還する。 The reference voltage (generation) unit 11 generates a constant voltage using the Zener diode D1, and supplies a DC voltage to other functional blocks.
The control unit 12 mainly has an amplifier (AMP) IC 3 and is supplied with a control voltage (control voltage) and a voltage (current) fed back from the output voltage detection unit 18 to control the reference voltage of the oscillation unit.
The oscillating unit 13 includes a comparator (COM) IC1, a resistor, a capacitor (capacitor), and the like. The voltage charged in the capacitor is compared with a reference voltage with a predetermined time constant, and the switch is switched at a voltage at which the comparison value is inverted. The operation of discharging the electric charge (voltage) accumulated in the capacitor is repeated through the, to generate, for example, a triangular wave oscillation signal. In addition, a comparator (COM) IC2 is provided at the output of the comparator IC1, and the duty ratio control unit is controlled by the comparator IC2.
The drive unit 14 includes a complementary push-pull circuit and a switch circuit, is supplied with an oscillation signal with a controlled duty ratio, and outputs a rectangular wave from the switch circuit.
The step-up unit 15 includes an inductor L1, a capacitor C5, and the like, and a boosted rectangular wave is supplied to the piezoelectric transformer 16 (PZT1) as a pseudo sine wave.
The high voltage rectification unit 17 includes diodes D3 and D4 and a capacitor C6, and rectifies the voltage output from the piezoelectric transformer 16 (PZT1).
The output voltage (current) detection unit 18 includes resistors R14 and R13 and a capacitor C7, or a diode and a capacitor. The output voltage (current) detection unit 18 detects a part of the output voltage (current) and feeds back to the control unit 12.

直流電圧Ｖｉｎが端子Ｔ１に入力されると、基準電圧部１１と制御部１２に電圧が供給される。そして、基準電圧部１１で発生した直流電圧は発振部１３、駆動部１４に供給される。端子Ｔ３から供給される制御電圧（コントロール電圧）Ｖｒｅｆと出力電圧（電流）検出部１８で検出された制御電圧が制御部１２に入力され、制御電圧が出力され、発振部の基準電圧が制御される。すなわち、制御電圧Ｖｒｅｆにより、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の発振周波数が制御される。
発振部１３でこの基準電圧と発振部１３の一部を構成する発振器から出力される電圧が比較され、三角波の発振信号を生成し、さらにこの三角波と基準電圧を比較してデューティー比を制御する。すなわち、周波数とデューティー比を同時に制御する。この制御された発振信号は駆動部１４で矩形波を発生し、昇圧部１５に出力し、昇圧された矩形波が擬似正弦波に変換されて圧電トランス１６（ＰＺＴ１）に供給される。圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）で発生した高電圧は高圧整流部１７で整流され、直流電圧に変換され、端子Ｔ５から負荷に出力される。また、高圧整流部１７に接続された出力電圧(電流)検出部１８から出力電圧（電流）が検出され、制御部１２に帰還され発振周波数と同時にデューティー比が制御されて出力電圧の変動が防止される。 When the DC voltage Vin is input to the terminal T1, a voltage is supplied to the reference voltage unit 11 and the control unit 12. The DC voltage generated in the reference voltage unit 11 is supplied to the oscillation unit 13 and the drive unit 14. The control voltage (control voltage) Vref supplied from the terminal T3 and the control voltage detected by the output voltage (current) detection unit 18 are input to the control unit 12, the control voltage is output, and the reference voltage of the oscillation unit is controlled. The That is, the oscillation frequency of the piezoelectric transformer 16 (PZT1) is controlled by the control voltage Vref.
The oscillation unit 13 compares this reference voltage with the voltage output from the oscillator constituting a part of the oscillation unit 13 to generate a triangular wave oscillation signal, and further compares the triangular wave with the reference voltage to control the duty ratio. . That is, the frequency and the duty ratio are controlled simultaneously. The controlled oscillation signal generates a rectangular wave in the driving unit 14 and outputs the rectangular wave to the boosting unit 15. The boosted rectangular wave is converted into a pseudo sine wave and supplied to the piezoelectric transformer 16 (PZT1). The high voltage generated at the electrode (3) of the piezoelectric transformer 16 (PZT1) is rectified by the high voltage rectifying unit 17, converted into a DC voltage, and output from the terminal T5 to the load. Further, the output voltage (current) is detected from the output voltage (current) detection unit 18 connected to the high voltage rectification unit 17, and is fed back to the control unit 12 to control the duty ratio at the same time as the oscillation frequency, thereby preventing fluctuations in the output voltage. Is done.

このように、本発明は、発振器の発振周波数を決めるのに充電電流を制御することなく、制御部１２で制御電圧Ｖｒｅｆに応じて基準電圧を発生し発振周波数を決めるので、充電電流の僅かな変化で大きく周波数が変化し、ノイズで充電電流が影響を受け周波数が不安定になり、制御が不安定になることを防止することができる。
また、本発明は、発振周波数とデューティー比を同時に制御することにより広範囲の出力電圧を得ることができる。また、本発明は部品点数を増やすことなく、ノイズの影響を受けにくくすると共に圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の共振周波数近傍でも安定した動作ができる。 Thus, according to the present invention, the control unit 12 generates the reference voltage according to the control voltage Vref and determines the oscillation frequency without controlling the charging current to determine the oscillation frequency of the oscillator. It is possible to prevent the frequency from changing greatly due to the change, the charging current from being affected by noise and the frequency becoming unstable and the control becoming unstable.
In the present invention, a wide range of output voltages can be obtained by simultaneously controlling the oscillation frequency and the duty ratio. In addition, the present invention makes it less susceptible to noise without increasing the number of components, and also enables stable operation near the resonance frequency of the piezoelectric transformer 16 (PZT1).

図２に、図１に示した高電圧電源装置１０の具体的回路構成例を示す。図２の高電圧電源装置５０は出力電圧を検出して制御部１２に制御電圧を帰還する構成である。
図２に示すように、基準電圧部１１は、抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＤ１、コンデンサＣ２で構成される。基準電圧部１１の入力側に、入力の端子Ｔ１とＧＮＤ（グランド；接地）端子Ｔ２間にコンデンサＣ１が接続される。端子Ｔ１に抵抗Ｒ１の一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端はツェナーダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ２の一端に接続され、このツェナーダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２の他端は端子Ｔ２に接続される。そしてツェナーダイオードＤ１のカソードから基準電圧が各機能ブロックに出力される。 FIG. 2 shows a specific circuit configuration example of the high-voltage power supply device 10 shown in FIG. The high voltage power supply device 50 of FIG. 2 is configured to detect the output voltage and feed back the control voltage to the control unit 12.
As shown in FIG. 2, the reference voltage unit 11 includes a resistor R1, a Zener diode D1, and a capacitor C2. On the input side of the reference voltage unit 11, a capacitor C1 is connected between an input terminal T1 and a GND (ground) terminal T2. One end of the resistor R1 is connected to the terminal T1, the other end of the resistor R1 is connected to the cathode of the Zener diode D1 and one end of the capacitor C2, and the anode of the Zener diode D1 and the other end of the capacitor C2 are connected to the terminal T2. . Then, a reference voltage is output to each functional block from the cathode of the Zener diode D1.

制御部１２は、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５、増幅器ＩＣ３（ＡＭＰ；アンプ）、ダイオードＤ２とコンデンサＣ３で構成される。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３で増幅器ＩＣ３の帰還回路を構成し、安定した動作が得られるようにしている。
制御（コントロール）電圧Ｖｒｅｆが供給される抵抗Ｒ２は増幅器ＩＣ３の非反転入力端子に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ３とＲ４の一端に接続される。増幅器ＩＣ３の出力端子はダイオードＤ２のカソードとコンデンサＣ３の一端に接続され、コンデンサＣ３の他端は抵抗Ｒ３の他端に接続される。ダイオードＤ２のアノードは抵抗Ｒ５の一端に接続され、この抵抗Ｒ５の他端は比較器ＩＣ１の反転入力端子に接続される。また、抵抗Ｒ４の他端は出力電圧検出部１８の出力に接続される。なお、増幅器ＩＣ３の電源端子は端子Ｔ１と端子Ｔ２に接続されている。 The control unit 12 includes resistors R2, R3, R4, and R5, an amplifier IC3 (AMP), a diode D2, and a capacitor C3. The capacitor C3 and the resistor R3 constitute a feedback circuit of the amplifier IC3 so that stable operation can be obtained.
The resistor R2 to which the control voltage Vref is supplied is connected to the non-inverting input terminal of the amplifier IC3, and the inverting input terminal is connected to one ends of the resistors R3 and R4. The output terminal of the amplifier IC3 is connected to the cathode of the diode D2 and one end of the capacitor C3, and the other end of the capacitor C3 is connected to the other end of the resistor R3. The anode of the diode D2 is connected to one end of the resistor R5, and the other end of the resistor R5 is connected to the inverting input terminal of the comparator IC1. The other end of the resistor R4 is connected to the output of the output voltage detector 18. The power supply terminal of the amplifier IC3 is connected to the terminal T1 and the terminal T2.

発振部１３は、発振器とデューティー比制御回路で構成される。発振器は比較器ＩＣ１、抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９、コンデンサＣ４とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１で構成される。
抵抗Ｒ６の一端はツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、他端は抵抗Ｒ５の他端と抵抗Ｒ７の一端に接続される。抵抗Ｒ７の他端は端子Ｔ２に接続される。抵抗Ｒ８の一端はツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、他端は比較器ＩＣ１の非反転入力端子とコンデンサＣ４の一端とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに接続される。コンデンサＣ４の他端は端子Ｔ２に接続される。抵抗Ｒ９の一端は、ツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、他端は比較器ＩＣ１の出力端子とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに接続される。またＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のソースは端子Ｔ２に接続される。なお、比較器ＩＣ１の電源端子はツェナーダイオードＤ１のカソードと端子Ｔ２に接続されている。 The oscillation unit 13 includes an oscillator and a duty ratio control circuit. The oscillator includes a comparator IC1, resistors R6, R7, R8, and R9, a capacitor C4, and an N-channel MOS transistor Q1.
One end of the resistor R6 is connected to the cathode of the Zener diode D1, and the other end is connected to the other end of the resistor R5 and one end of the resistor R7. The other end of the resistor R7 is connected to the terminal T2. One end of the resistor R8 is connected to the cathode of the Zener diode D1, and the other end is connected to the non-inverting input terminal of the comparator IC1, one end of the capacitor C4, and the drain of the N-channel MOS transistor Q1. The other end of the capacitor C4 is connected to the terminal T2. One end of the resistor R9 is connected to the cathode of the Zener diode D1, and the other end is connected to the output terminal of the comparator IC1 and the gate of the N-channel MOS transistor Q1. The source of N channel MOS transistor Q1 is connected to terminal T2. The power supply terminal of the comparator IC1 is connected to the cathode of the Zener diode D1 and the terminal T2.

デューティー比制御回路は、比較器ＩＣ２、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２で構成される。抵抗Ｒ１０の一端はツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、他端は比較器ＩＣ２の反転入力端子と抵抗Ｒ１１の一端に接続される。抵抗Ｒ１１の他端は端子Ｔ２に接続される。また比較器ＩＣ２の出力は抵抗Ｒ１２を介してツェナーダイオードＤ１のカソードに接続される。また、比較器の非反転入力端子はコンデンサＣ４の一端に接続される。なお、比較器ＩＣ２の電源端子はツェナーダイオードＤ１のカソードと端子Ｔ２に接続されている。   The duty ratio control circuit includes a comparator IC2 and resistors R10, R11, and R12. One end of the resistor R10 is connected to the cathode of the Zener diode D1, and the other end is connected to the inverting input terminal of the comparator IC2 and one end of the resistor R11. The other end of the resistor R11 is connected to the terminal T2. The output of the comparator IC2 is connected to the cathode of the Zener diode D1 through the resistor R12. The non-inverting input terminal of the comparator is connected to one end of the capacitor C4. The power supply terminal of the comparator IC2 is connected to the cathode of the Zener diode D1 and the terminal T2.

駆動部１４は、コンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３で構成される。コンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ２を構成するＮＰＮトランジスタＱ２ａのベースとＰＮＰトランジスタＱ２ｂのベースは共通接続され、比較器ＩＣ２の出力に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ２ａのコレクタはツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、エミッタはＰＮＰトランジスタＱ２ｂのエミッタとＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに接続される。ＰＮＰトランジスタＱ２ｂのコレクタは端子Ｔ２に接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のソースは端子Ｔ２に接続され、ドレインはインダクタＬ１の他端に接続される。   The drive unit 14 includes a complementary push-pull transistor Q2 and an N-channel MOS transistor Q3. The base of the NPN transistor Q2a and the base of the PNP transistor Q2b constituting the complementary push-pull transistor Q2 are connected in common and connected to the output of the comparator IC2. NPN transistor Q2a has a collector connected to the cathode of Zener diode D1, and an emitter connected to the emitter of PNP transistor Q2b and the gate of N-channel MOS transistor Q3. The collector of the PNP transistor Q2b is connected to the terminal T2, the source of the N-channel MOS transistor Q3 is connected to the terminal T2, and the drain is connected to the other end of the inductor L1.

昇圧部１５は、インダクタＬ１とコンデンサＣ５で構成される。インダクタＬ１の一端は端子Ｔ１に接続され、他端はコンデンサＣ５の一端と圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（１）に接続される。コンデンサＣ５の他端は端子Ｔ２に接続される。   The booster unit 15 includes an inductor L1 and a capacitor C5. One end of the inductor L1 is connected to the terminal T1, and the other end is connected to one end of the capacitor C5 and the electrode (1) of the piezoelectric transformer 16 (PZT1). The other end of the capacitor C5 is connected to the terminal T2.

圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（２）は端子Ｔ２に接続され、また出力の電極（３）は高圧整流部１７に接続される・   The electrode (2) of the piezoelectric transformer 16 (PZT1) is connected to the terminal T2, and the output electrode (3) is connected to the high voltage rectifying unit 17.

高圧整流部１７は、ダイオードＤ３，Ｄ４とコンデンサＣ６で構成される。圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）はダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードに接続され、ダイオードＤ３のカソードは抵抗Ｒ１５の一端と出力電圧検出部１８に接続される。ダイオードＤ４のアノードとコンデンサＣ６の他端は端子Ｔ２に接続される。また、抵抗Ｒ１５の他端から整流された高電圧が端子Ｔ５に接続された負荷に出力される。   The high voltage rectification unit 17 includes diodes D3 and D4 and a capacitor C6. The electrode (3) of the piezoelectric transformer 16 (PZT1) is connected to the anode of the diode D3 and the cathode of the diode D4, and the cathode of the diode D3 is connected to one end of the resistor R15 and the output voltage detector 18. The anode of the diode D4 and the other end of the capacitor C6 are connected to the terminal T2. Further, the high voltage rectified from the other end of the resistor R15 is output to the load connected to the terminal T5.

出力電圧検出部１８は、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４とコンデンサＣ７で構成される。抵抗Ｒ１４の一端はダイオードＤ３のカソードに接続され、他端は抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ７の一端に接続される。また、抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ７の他端は端子Ｔ２に接続される。   The output voltage detector 18 includes resistors R13 and R14 and a capacitor C7. One end of the resistor R14 is connected to the cathode of the diode D3, and the other end is connected to one end of the resistor R13 and the capacitor C7. The other ends of the resistor R13 and the capacitor C7 are connected to the terminal T2.

次に、図２に示す高電圧電源装置５０の動作について説明する。
まず、制御部１２に設けられたダイオードＤ２が非導通の場合について説明する。このとき、抵抗Ｒ６とＲ７の抵抗比で決まる電圧が比較器ＩＣ１の反転入力端子に基準電圧として供給される。一方、コンデンサＣ４の電圧は、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４で決まる時定数で上昇する。コンデンサＣ４の電圧が上昇し、所定時間後にコンデンサＣ４の電圧、すなわち反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧（基準電圧）より大きくなると、比較器ＩＣ１の出力端子（ノードＮ３）は上昇する。出力電圧が上昇し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の閾値電圧（Ｖｔｈ）以上になると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオン動作し、ドレイン−ソース間は導通し、コンデンサＣ４から電流が端子Ｔ２に流れ、コンデンサＣ４の電圧は低下し、端子Ｔ２のレベル（例えば０Ｖ）になる。
すると、比較器ＩＣ１の反転入力端子が非反転入力端子の電圧より高くなり、比較器ＩＣ１の出力電圧が下がりＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧が下がるのでＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオフする。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオフすると、コンデンサＣ４に抵抗Ｒ８を介して電流が充電され、コンデンサＣ４の電圧が抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４で決まる時定数で上昇する。時定数が大きいと三角波となり、また小さいと入力波形が指数関数的に上昇する矩形波となる。しかし、発振器として動作させるには、一般に三角波を発生させる。なお、反転入力端子の電圧が一定のとき、発振器から出力される三角波の周期（周波数）は一定である。 Next, the operation of the high voltage power supply device 50 shown in FIG. 2 will be described.
First, the case where the diode D2 provided in the control unit 12 is non-conductive will be described. At this time, a voltage determined by the resistance ratio of the resistors R6 and R7 is supplied as a reference voltage to the inverting input terminal of the comparator IC1. On the other hand, the voltage of the capacitor C4 increases with a time constant determined by the resistor R8 and the capacitor C4. When the voltage of the capacitor C4 rises and the voltage of the capacitor C4, that is, the voltage of the inverting input terminal becomes higher than the voltage of the non-inverting input terminal (reference voltage) after a predetermined time, the output terminal (node N3) of the comparator IC1 rises. . When the output voltage rises and becomes equal to or higher than the threshold voltage (Vth) of the N channel MOS transistor Q1, the N channel MOS transistor Q1 is turned on, conduction between the drain and source occurs, current flows from the capacitor C4 to the terminal T2, and the capacitor The voltage of C4 decreases and reaches the level of the terminal T2 (for example, 0V).
Then, the inverting input terminal of the comparator IC1 becomes higher than the voltage of the non-inverting input terminal, the output voltage of the comparator IC1 decreases and the gate voltage of the N channel MOS transistor Q1 decreases, and the N channel MOS transistor Q1 is turned off. When N channel MOS transistor Q1 is turned off, current is charged in capacitor C4 via resistor R8, and the voltage of capacitor C4 rises with a time constant determined by resistor R8 and capacitor C4. When the time constant is large, it becomes a triangular wave, and when it is small, the input waveform becomes a rectangular wave that rises exponentially. However, in order to operate as an oscillator, a triangular wave is generally generated. When the voltage at the inverting input terminal is constant, the period (frequency) of the triangular wave output from the oscillator is constant.

このように、発振器から出力される三角波の発振信号がデューティー比制御部を構成する比較器ＩＣ２の非反転入力に供給される。一方この比較器ＩＣ２の反転入力端子には抵抗Ｒ１０、Ｒ１１の抵抗比で決定される電圧が基準電圧として供給される。その結果、比較器ＩＣ２の非反転入力端子に供給される電圧が、反転入力端子に供給されている基準電圧より高くなると、出力（ノードＮ５）の出力電圧は高くなる。
一方、比較器ＩＣ２の非反転入力端子に供給される電圧が、反転入力端子に供給されている基準電圧より低くなると、ノードＮ５の出力電圧は低くなる。
その結果、比較器ＩＣ２の出力から、１周期におけるオン、オフ期間が制御された（デューティー比が可変された）矩形波が出力される。 In this way, the triangular wave oscillation signal output from the oscillator is supplied to the non-inverting input of the comparator IC2 constituting the duty ratio control unit. On the other hand, a voltage determined by the resistance ratio of the resistors R10 and R11 is supplied as a reference voltage to the inverting input terminal of the comparator IC2. As a result, when the voltage supplied to the non-inverting input terminal of the comparator IC2 becomes higher than the reference voltage supplied to the inverting input terminal, the output voltage of the output (node N5) increases.
On the other hand, when the voltage supplied to the non-inverting input terminal of the comparator IC2 becomes lower than the reference voltage supplied to the inverting input terminal, the output voltage of the node N5 becomes low.
As a result, a rectangular wave whose ON / OFF period in one cycle is controlled (duty ratio is varied) is output from the output of the comparator IC2.

ノードＮ５の出力電圧が高くなるとコンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ２のＮＰＮトランジスタＱ２ａがオンし、エミッタ電圧（ノードＮ６）が高くなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３の閾値電圧（Ｖｔｈ）以上になるとオンする。
ノードＮ５の電圧が低くなるとＮＰＮトランジスタＱ２ａがオフし、ＰＮＰトランジスタＱ２ｂがオンし、ノードＮ６の電圧は下がる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３の閾値電圧（Ｖｔｈ）以下になるのでオフする。
このようにして、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３がオン、オフ動作して矩形波の電圧がドレインから出力される。 The NPN transistor Q2a of the complementary push-pull transistor Q2 is turned on when the output voltage of the node N5 is increased, the emitter voltage (node N6) is increased, and is turned on when the output voltage is equal to or higher than the threshold voltage (Vth) of the N-channel MOS transistor Q3.
When the voltage at the node N5 becomes low, the NPN transistor Q2a is turned off, the PNP transistor Q2b is turned on, and the voltage at the node N6 is lowered. Since it is equal to or lower than the threshold voltage (Vth) of N channel MOS transistor Q3, it is turned off.
In this way, the N-channel MOS transistor Q3 is turned on and off, and a rectangular wave voltage is output from the drain.

インダクタＬ１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３、コンデンサＣ５とドレインの共通接続点（ノードＮ７）で発生する電圧が、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（１）に供給され、電極（３）から発振周波数とデューティー比で決まる電圧が出力される。電極（３）から出力された高電圧は高圧整流部１７に供給され、そこで整流されてプラス極性の高電圧が抵抗Ｒ１５を介して端子Ｔ５から出力される。
また、高圧整流部１７の出力に出力電圧検出部１８が接続され、ここで検出された電圧に応じた制御電圧が抵抗Ｒ４を介して、制御部１２の増幅器ＩＣ３の反転入力端子に供給され、出力電圧の変動などを防止する。 A voltage generated at the common connection point (node N7) of the inductor L1, the N-channel MOS transistor Q3, the capacitor C5 and the drain is supplied to the electrode (1) of the piezoelectric transformer 16 (PZT1), and the oscillation frequency from the electrode (3) A voltage determined by the duty ratio is output. The high voltage output from the electrode (3) is supplied to the high voltage rectifying unit 17, where it is rectified and a positive high voltage is output from the terminal T5 via the resistor R15.
An output voltage detector 18 is connected to the output of the high voltage rectifier 17, and a control voltage corresponding to the detected voltage is supplied to the inverting input terminal of the amplifier IC3 of the controller 12 via the resistor R4. Prevents fluctuations in output voltage.

次に、端子Ｔ３から供給される制御電圧Ｖｒｅｆを可変したときの高電圧電源装置５０の動作例を図３〜図６に基いて説明する。
ここで、図２に示す高電圧電源装置５０において、例えば端子Ｔ１（Ｖｉｎ）に供給される直流電圧が２４Ｖ、端子Ｔ２をＧＮＤ（接地）とし、基準電圧部１１のツェナーダイオードＤ１の出力電圧を５．３Ｖとする。
端子Ｔ３から制御電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ２を介して増幅器ＩＣ３の非反転入力端子（＋）に供給され、反転入力端子（−）に供給される電圧と比較される。その結果、例えば出力電圧（ノードＮ８）がノードＮ１の電圧ＶＮ１からＶｆ（ダイオードの順方向接合電圧）を減算した電圧（ＶＮ１−Ｖｆ）以下になると、ダイオードＤ２は導通する。その結果、ダイードＤ２に流れる電流が抵抗Ｒ６に流れ、抵抗Ｒ６に流れる電流が増加するのでノードＮ１の電圧はダイオードＤ２が非導通時より低下する。
一方、ノードＮ８の電圧が電圧（ＶＮ１−Ｖｆ）以上になると、ダイオードＤ２は非導通となり、ノードＮ１の電圧は抵抗Ｒ６とＲ７の抵抗比で決まる電圧となる。 Next, an operation example of the high voltage power supply device 50 when the control voltage Vref supplied from the terminal T3 is varied will be described with reference to FIGS.
Here, in the high voltage power supply device 50 shown in FIG. 2, for example, the DC voltage supplied to the terminal T1 (Vin) is 24 V, the terminal T2 is GND (ground), and the output voltage of the Zener diode D1 of the reference voltage unit 11 is Set to 5.3V.
The control voltage Vref is supplied from the terminal T3 to the non-inverting input terminal (+) of the amplifier IC3 through the resistor R2, and is compared with the voltage supplied to the inverting input terminal (−). As a result, for example, when the output voltage (node N8) becomes equal to or lower than the voltage (V N1 −Vf) obtained by subtracting Vf (diode forward junction voltage) from the voltage V N1 of the node N1, the diode D2 becomes conductive. As a result, the current flowing through the diode D2 flows through the resistor R6, and the current flowing through the resistor R6 increases, so that the voltage at the node N1 is lower than when the diode D2 is non-conductive.
On the other hand, when the voltage at the node N8 becomes equal to or higher than the voltage (V N1 −Vf), the diode D2 becomes non-conductive, and the voltage at the node N1 becomes a voltage determined by the resistance ratio of the resistors R6 and R7.

制御電圧Ｖｒｅｆが供給され、増幅器ＩＣ３の反転入力端子の電圧と比較された結果、出力（ノードＮ８）の電圧が“Ｈ”レベル、たとえば５．２４Ｖになったとする（図３の波形ａ）。この状態において、ダイオードＤ２は非導通状態となり、ノードＮ１の電圧は上述した抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗比で決まり、この電圧が比較器ＩＣ１の反転入力端子に供給される。一方、比較器ＩＣ１の非反転入力端子には抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の時定数で決まるほぼ三角波形の電圧が供給され、コンデンサＣ４の電圧が反転入力端子の電圧より高くなると、それに伴い比較器ＩＣ１の出力(ノードＮ３)電圧が上昇する。ノードＮ３の電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の閾値電圧Ｖｔｆ以上になると導通し、コンデンサＣ４に蓄積された電荷を放電し、コンデンサＣ４の端子電圧すなわち非反転入力端子は０Ｖとなる。   Suppose that the control voltage Vref is supplied and compared with the voltage at the inverting input terminal of the amplifier IC3, and as a result, the voltage of the output (node N8) becomes “H” level, for example, 5.24 V (waveform a in FIG. 3). In this state, the diode D2 becomes non-conductive, the voltage at the node N1 is determined by the resistance ratio of the resistors R6 and R7, and this voltage is supplied to the inverting input terminal of the comparator IC1. On the other hand, the voltage of the substantially triangular waveform determined by the time constant of the resistor R8 and the capacitor C4 is supplied to the non-inverting input terminal of the comparator IC1, and when the voltage of the capacitor C4 becomes higher than the voltage of the inverting input terminal, the comparator IC1 Output (node N3) voltage rises. When the voltage at the node N3 becomes equal to or higher than the threshold voltage Vtf of the N-channel MOS transistor Q1, it becomes conductive and the charge accumulated in the capacitor C4 is discharged, and the terminal voltage of the capacitor C4, that is, the non-inverting input terminal becomes 0V.

比較器ＩＣ１の非反転入力端子の電圧が０Ｖになると、反転入力端子の電圧が高いので、比較器ＩＣ１の出力は下がり、例えば０Ｖとなる。するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧は閾値電圧以下となるので、非道通(オフ)状態になり、ドレインからソースへ電流は流れない。その結果、コンデンサＣ４に抵抗Ｒ８を介して電流が流れ込み、コンデンサＣ４の電圧、すなわち非反転入力端子の電圧は上昇する。非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧以上となり、出力（ノードＮ３）の電圧が上昇し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１をオンする。以下このような動作を繰り返すことにより、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ８の共通接続点（ノードＮ２）でほぼ三角波の発振信号が得られ、この発振信号が比較器ＩＣ２の非反転入力端子（ノードＮ２）に供給される。図３の波形ｃにノードＮ２における三角波の発振信号を示す。   When the voltage at the non-inverting input terminal of the comparator IC1 becomes 0V, the voltage at the inverting input terminal is high, so the output of the comparator IC1 decreases, for example, 0V. Then, since the gate voltage of N channel MOS transistor Q1 becomes equal to or lower than the threshold voltage, the N channel MOS transistor Q1 is turned off and no current flows from the drain to the source. As a result, a current flows into the capacitor C4 via the resistor R8, and the voltage of the capacitor C4, that is, the voltage at the non-inverting input terminal increases. The voltage at the non-inverting input terminal becomes equal to or higher than the voltage at the inverting input terminal, the voltage at the output (node N3) rises, and the N-channel MOS transistor Q1 is turned on. By repeating this operation, an approximately triangular wave oscillation signal is obtained at the common connection point (node N2) of the capacitor C4 and the resistor R8, and this oscillation signal is applied to the non-inverting input terminal (node N2) of the comparator IC2. Supplied. A waveform c in FIG. 3 shows a triangular wave oscillation signal at the node N2.

比較器ＩＣ２は、発振周期を一定に維持した状態で、デューティー比を可変する機能を有する。比較器ＩＣ２の反転入力端子（ノードＮ４）に抵抗Ｒ１０とＲ１１の抵抗比で決まる一定電圧が供給され、非反転入力端子には、三角波の発振信号が供給される。
図３に示すように、時刻ｔ１において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオンした結果、ノードＮ１の電圧が急激に低下し、たとえば０Ｖに低下する。比較器ＩＣ２で、ノードＮ４の電圧（図３の波形ｂ）と発振信号（図３の波形ｃ）が比較され、ノードＮ５の出力は急激に０Ｖに遷移する。そして、ノードＮ５の出力は０Ｖの状態を維持する（波形ｄ）。 The comparator IC2 has a function of changing the duty ratio while maintaining the oscillation cycle constant. A constant voltage determined by the resistance ratio of the resistors R10 and R11 is supplied to the inverting input terminal (node N4) of the comparator IC2, and a triangular wave oscillation signal is supplied to the non-inverting input terminal.
As shown in FIG. 3, at time t1, N channel MOS transistor Q1 is turned on. As a result, the voltage at node N1 rapidly decreases, for example, to 0V. The comparator IC2 compares the voltage at the node N4 (waveform b in FIG. 3) with the oscillation signal (waveform c in FIG. 3), and the output of the node N5 rapidly changes to 0V. The output of the node N5 is maintained at 0V (waveform d).

時刻ｔ２になると、ノードＮ２の電圧は上昇してノードＮ４の電圧より高くなる。すると比較器ＩＣ２の出力（ノードＮ５）は“Ｈ”レベルに遷移する（図３波形ｄ参照）。このノードＮ５の“Ｈ”レベルは、時刻ｔ３まで維持される。以下同様な動作が繰り返される。なお、時刻ｔ１から時刻ｔ３の期間が発振信号の１周期を示し、時刻ｔ２から時刻ｔ３の“Ｈ”レベルの期間と１周期の比がデューティー比として定義される。   At time t2, the voltage at the node N2 rises and becomes higher than the voltage at the node N4. Then, the output of the comparator IC2 (node N5) transitions to the “H” level (see waveform d in FIG. 3). The “H” level of the node N5 is maintained until time t3. Thereafter, the same operation is repeated. The period from time t1 to time t3 indicates one cycle of the oscillation signal, and the ratio of the period of “H” level from time t2 to time t3 and one cycle is defined as the duty ratio.

図３の波形ｄの矩形波がコンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ２に供給され、この入力が“Ｈ”レベルのとき、ＮＰＮトランジスタＱ２ａがオン（ＯＮ）し、ＰＮＰトランジスタＱ２ｂがオフ（ＯＦＦ）する。その結果、ＮＰＮトランジスタＱ２ａのエミッタは“Ｈ”レベルとなり、この“Ｈ”レベルの電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに供給される。すると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３はオンし、ノードＮ７の電圧は０Ｖとなる。
一方、入力が“Ｌ”レベルのとき、ＮＰＮトランジスタＱ２ａはオフ（ＯＦＦ）し、ＰＮＰトランジスタＱ２ｂがオン（ＯＮ）する。その結果、ＰＮＰトランジスタＱ２ｂのエミッタは“Ｌ”レベルとなり、この“Ｌ”レベルの電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに供給される。すると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３はオフし、ノードＮ７の電圧は高電圧となる。 When the rectangular wave of the waveform d in FIG. 3 is supplied to the complementary push-pull transistor Q2, and this input is at "H" level, the NPN transistor Q2a is turned on (ON) and the PNP transistor Q2b is turned off (OFF). As a result, the emitter of NPN transistor Q2a becomes "H" level, and this "H" level voltage is supplied to the gate of N channel MOS transistor Q3. Then, N channel MOS transistor Q3 is turned on, and the voltage at node N7 becomes 0V.
On the other hand, when the input is at "L" level, the NPN transistor Q2a is turned off (OFF), and the PNP transistor Q2b is turned on (ON). As a result, the emitter of the PNP transistor Q2b becomes “L” level, and this “L” level voltage is supplied to the gate of the N-channel MOS transistor Q3. Then, N channel MOS transistor Q3 is turned off, and the voltage at node N7 becomes a high voltage.

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３をオン、オフ動作させてインダクタＬ１、コンデンサＣ５の昇圧部１５で発生した高電圧が圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（１）に供給される。電極（３）からは、発振周波数とデューティー比で決まる高電圧が出力され、高圧整流部１７に出力される。
高圧整流部１７で整流されて高電圧の直流電圧が導出され、端子Ｔ５に接続される負荷に出力される。また、高圧整流部１７の電圧を出力電圧検出部１８で検出し、この検出した電圧を制御部１２の増幅器ＩＣ３の反転入力端子にフィードバックする。
図３に示す波形図において、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７で最大パワー時の発振周波数が決定され、例えばその周波数は約１６４ＫＨｚで、デューティー比は約４７％である。 The N-channel MOS transistor Q3 is turned on and off to supply the high voltage generated in the booster 15 of the inductor L1 and the capacitor C5 to the electrode (1) of the piezoelectric transformer 16 (PZT1). A high voltage determined by the oscillation frequency and the duty ratio is output from the electrode (3), and is output to the high voltage rectification unit 17.
A high DC voltage is rectified by the high voltage rectifier 17 and output to a load connected to the terminal T5. Further, the voltage of the high voltage rectifier 17 is detected by the output voltage detector 18, and this detected voltage is fed back to the inverting input terminal of the amplifier IC 3 of the controller 12.
In the waveform diagram shown in FIG. 3, the oscillation frequency at the maximum power is determined by the resistor R6 and the resistor R7. For example, the frequency is about 164 KHz and the duty ratio is about 47%.

次に、端子Ｔ３から供給される制御電圧Ｖｒｅｆが下がり、それに伴い増幅器ＩＣ３の出力(ノードＮ８)が下がり、ダイオードＤ２がオンする。ダイオードＤ２に流れる電流が増加するに伴い、比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノード１）の電圧は低下する。すると、ノードＮ１の電圧、すなわち三角波を形成する基準電圧が下がるので、発振周波数は増加する。この増加した発振周波数のデューティー比が制御されて、上述した動作により、所望の高圧の出力電圧が端子Ｔ５から得られる。   Next, the control voltage Vref supplied from the terminal T3 decreases, and accordingly, the output (node N8) of the amplifier IC3 decreases, and the diode D2 is turned on. As the current flowing through the diode D2 increases, the voltage at the inverting input terminal (node 1) of the comparator IC1 decreases. Then, since the voltage at the node N1, that is, the reference voltage forming the triangular wave is lowered, the oscillation frequency is increased. The duty ratio of the increased oscillation frequency is controlled, and a desired high output voltage is obtained from the terminal T5 by the above-described operation.

図４に、制御電圧Ｖｒｅｆが下がったときの高電圧電源装置５０の波形図を示す。具体例として、増幅器ＩＣ３の出力（ノードＮ８）の電圧が“Ｌ”レベル、たとえば０Ｖとなったときの動作を示す。
増幅器ＩＣ３の出力（ノードＮ８）が“Ｌ”レベル、例えば０Ｖになると、ダイオードＤ２はオンし、抵抗Ｒ５に流れる電流は最大となる。このとき、抵抗Ｒ６に流れる電流も最大となるので、この抵抗Ｒ６で発生する電圧も最大となり、比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノードＮ１）の電圧は、最小で４．１Ｖとなる（図４の波形ａ’参照）。 FIG. 4 shows a waveform diagram of the high voltage power supply device 50 when the control voltage Vref is lowered. As a specific example, an operation when the voltage of the output of the amplifier IC3 (node N8) becomes “L” level, for example, 0V, is shown.
When the output (node N8) of the amplifier IC3 becomes “L” level, for example, 0V, the diode D2 is turned on, and the current flowing through the resistor R5 becomes maximum. At this time, since the current flowing through the resistor R6 is also maximized, the voltage generated at the resistor R6 is also maximized, and the voltage at the inverting input terminal (node N1) of the comparator IC1 is at least 4.1 V (FIG. 4). Waveform a ′).

いま、ノードＮ１の発振信号の波形の時定数は一定であるので、コンデンサＣ４の電圧（ノードＮ２）の電圧の上昇波形は変わらないが、非反転入力端子（ノードＮ１）の電圧が低くなり（図４の波形ａ’参照）、比較器ＩＣ１の出力は以前より早くプラス側に上昇し、“Ｈ”レベルとなる。その結果、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１をオン動作する時間が早くなる。すなわち発振周波数が高くなり、またその周期は短くなる（図４の波形ｃ’参照）。   Now, since the time constant of the waveform of the oscillation signal at the node N1 is constant, the rising waveform of the voltage of the capacitor C4 (node N2) does not change, but the voltage at the non-inverting input terminal (node N1) becomes low ( 4), the output of the comparator IC1 rises to the plus side earlier than before and becomes “H” level. As a result, the time for turning on N-channel MOS transistor Q1 is shortened. That is, the oscillation frequency is increased and the period is shortened (see waveform c ′ in FIG. 4).

この周波数が高くなった発振信号が、上述したように、発振信号の１周期期間内でデューティー比が制御されて駆動部１４に供給される。圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（１）に電圧が供給され、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）から高電圧が導出された後、整流されて端子Ｔ５から高電圧が負荷に出力される。図４の波形ｄ’に示すように、駆動部１４から出力される矩形波は、例えば周波数が約２５６ＫＨｚ、デューティー比が約１６％である。   As described above, the oscillation signal with the increased frequency is supplied to the drive unit 14 with the duty ratio controlled within one period of the oscillation signal. A voltage is supplied to the electrode (1) of the piezoelectric transformer 16 (PZT1), a high voltage is derived from the electrode (3) of the piezoelectric transformer 16 (PZT1), and then rectified and output from the terminal T5 to the load. The As shown by the waveform d ′ in FIG. 4, the rectangular wave output from the drive unit 14 has a frequency of about 256 KHz and a duty ratio of about 16%, for example.

このように、制御電圧Ｖｒｅｆを可変して、増幅器ＩＣ３の出力電圧を制御して、ダイオードＤ２をオン、オフまたオン時における導通電流を可変することにより、発振部１３の基準電圧を可変し、発振周波数を制御する。このダイオードＤ２を図２に示す接続にすると、ノードＮ１の電圧は抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の抵抗比で決定される電圧より高く設定することはできないので、発振器の発振周波数を一定以下にならない。一方ダイオードＤ２の接続を図２と逆にすると発振周波数を一定以上にすることはできない。したがって、このダイオードＤ２は周波数を制限する役目を果す。   In this way, the control voltage Vref is varied to control the output voltage of the amplifier IC3, and the conduction current when the diode D2 is turned on, off, or on is varied, thereby varying the reference voltage of the oscillation unit 13. Controls the oscillation frequency. When the diode D2 is connected as shown in FIG. 2, the voltage of the node N1 cannot be set higher than the voltage determined by the resistance ratio of the resistor R6 and the resistor R7, so that the oscillation frequency of the oscillator does not become lower than a certain level. On the other hand, if the connection of the diode D2 is reversed from that shown in FIG. Therefore, this diode D2 serves to limit the frequency.

もしダイオードＤ２を除去すると、増幅器ＩＣ３の出力が極端の場合、“Ｈ”レベルとなり、抵抗Ｒ６と並列接続された構成となると、比較器ＩＣ１の反転入力端子の電圧は上昇する、その結果、コンデンサＣ４に蓄積された電荷の充放電の周期が長くなり、発振周波数が下がり、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の共振周波数を超える現象が生じる。この共振周波数近傍で動作が不安定になったり、また制御電圧を上昇させても発振器の周波数が下り、出力電圧が減少したりする。すなわち、制御状態が統一されなくなり制御が難しくなる。   If the diode D2 is removed, the output of the amplifier IC3 becomes “H” level in an extreme case, and the voltage at the inverting input terminal of the comparator IC1 rises in the configuration connected in parallel with the resistor R6. As a result, the capacitor The charging / discharging cycle of the charge accumulated in C4 becomes longer, the oscillation frequency is lowered, and a phenomenon that exceeds the resonance frequency of the piezoelectric transformer 16 (PZT1) occurs. Operation becomes unstable near this resonance frequency, and even if the control voltage is increased, the frequency of the oscillator decreases and the output voltage decreases. That is, the control state is not unified and the control becomes difficult.

次に、出力電圧が最大、最小のときの波形図を図５、図６に示す。
図５に最大電圧を出力するときの高電圧電源装置５０の波形図を示す。制御電圧Ｖｒｅｆを下げ、発振信号の発振周波数を例えば約１６９ＫＨｚに設定する。そのとき、デューティー比は約４６％となる。デューティー比を制御する比較器ＩＣ２の出力（ノードＮ５）における出力波形を図５の波形ｆに示す。波形ｆの矩形波をした発振信号がコンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ２に入力され、ＮＰＮトランジスタＱ２ａ、ＰＮＰトランジスタＱ２ｂのエミッタから出力する。その出力を波形ｇに示す。この波形ｇはノードＮ５における波形ｆと振幅は異なるが同相である。 Next, waveforms when the output voltage is maximum and minimum are shown in FIGS.
FIG. 5 shows a waveform diagram of the high-voltage power supply device 50 when the maximum voltage is output. The control voltage Vref is lowered, and the oscillation frequency of the oscillation signal is set to about 169 KHz, for example. At that time, the duty ratio is about 46%. An output waveform at the output (node N5) of the comparator IC2 for controlling the duty ratio is shown as a waveform f in FIG. An oscillation signal having a rectangular waveform having a waveform f is input to the complementary push-pull transistor Q2, and is output from the emitters of the NPN transistor Q2a and the PNP transistor Q2b. The output is shown in waveform g. This waveform g is in phase with the waveform f at the node N5 although the amplitude is different.

波形ｇがＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに入力され、スイッチング動作して得られた出力波形を波形ｈに示す。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３がオンすると、ドレイン電圧は０Ｖとなり、オフすると、昇圧部１５で例えば振幅が約７３Ｖで擬似正弦波が発生する。波形ｆ（ノードＮ７）に示す“Ｈ”レベル期間に擬似正弦波のプラス側の半周期を示す波形となる。この擬似正弦波が入力されると、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）でさらに高電圧が発生し、それを整流して約２，０００Ｖの直流電圧を端子Ｔ５から導出する。   A waveform h is an output waveform obtained by switching the waveform g to the gate of the N-channel MOS transistor Q3 and performing the switching operation. When the N-channel MOS transistor Q3 is turned on, the drain voltage becomes 0V. When the N-channel MOS transistor Q3 is turned off, a pseudo sine wave is generated in the booster 15 with an amplitude of about 73V, for example. It becomes a waveform indicating the plus-side half cycle of the pseudo sine wave during the "H" level period indicated by the waveform f (node N7). When this pseudo sine wave is input, a higher voltage is generated in the piezoelectric transformer 16 (PZT1), and this is rectified to derive a DC voltage of about 2,000 V from the terminal T5.

次に、制御電圧Ｖｒｅｆを上げ、出力電圧を最小値４００Ｖにしたときの高電圧電源装置５０の動作例について説明する。このときの発振周波数は約１８２ＫＨｚ、デューティー比は約４１％である。図６に出力電圧が最小のときのノードＮ５，Ｎ６，Ｎ７の波形図を示す。
ノードＮ５の電圧を波形ｆ’に示し、ノードＮ６の電圧を波形ｇ’に、またノードＮ７の電圧を波形ｈ’にそれぞれ示す。この波形ｆ’、ｇ’に示す波形は、図５の波形ｆ、波形ｇと比較して、周波数（周期）が異なり、またデューティー比も異なる。さらに、波形ｈ’の最大電圧は約５８Ｖで、波形ｈより低い。 Next, an operation example of the high voltage power supply device 50 when the control voltage Vref is increased and the output voltage is set to the minimum value 400V will be described. The oscillation frequency at this time is about 182 KHz, and the duty ratio is about 41%. FIG. 6 shows waveform diagrams of the nodes N5, N6, and N7 when the output voltage is minimum.
The voltage at node N5 is shown in waveform f ′, the voltage at node N6 is shown in waveform g ′, and the voltage at node N7 is shown in waveform h ′. The waveforms shown in the waveforms f ′ and g ′ have different frequencies (cycles) and different duty ratios as compared with the waveforms f and g shown in FIG. Further, the maximum voltage of the waveform h ′ is about 58 V, which is lower than the waveform h.

次に、図７に他の高電圧電源装置１００の実施形態を示す。高電圧電源装置１００の構成素子で図２に示す高電圧電源装置５０と同一の構成素子は同じ番号（符号）を付与する。図７に示す高電圧電源装置１００は高電圧電源装置５０と比較して、制御部に基準電圧を供給する出力電流検出部の構成が異なり、高圧整流部１７で出力電流を検出して電圧に変換して基準電圧を発生する。しかし、この高電圧電源装置１００は高電圧電源装置５０に備えられた、比較器ＩＣ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３間に接続されたコンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ３が省略された構成となっている。ここでは、図２の高電圧電源装置５０と同じ構成の説明は省略し、異なる部分について説明する。   Next, FIG. 7 shows another embodiment of the high-voltage power supply device 100. Constituent elements of the high voltage power supply apparatus 100 that are the same as those of the high voltage power supply apparatus 50 shown in FIG. 2 are given the same numbers (symbols). The high voltage power supply device 100 shown in FIG. 7 differs from the high voltage power supply device 50 in the configuration of the output current detection unit that supplies the reference voltage to the control unit. The high voltage rectification unit 17 detects the output current and converts it into a voltage. Convert to generate a reference voltage. However, the high-voltage power supply device 100 has a configuration in which the complementary push-pull transistor Q3 connected to the comparator IC2 and the N-channel MOS transistor Q3 provided in the high-voltage power supply device 50 is omitted. Here, the description of the same configuration as that of the high-voltage power supply device 50 of FIG. 2 is omitted, and different portions will be described.

出力電流検出部の具体構成について説明する。圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）にダイオードＤ４のカソードが接続され、アノードが抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２０の一端に接続される。この抵抗Ｒ２１の他端はツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、コンデンサＣ２０の他端は端子Ｔ２（グランド）に接続される。   A specific configuration of the output current detection unit will be described. The cathode of the diode D4 is connected to the electrode (3) of the piezoelectric transformer 16 (PZT1), and the anode is connected to one end of the resistor R21 and the capacitor C20. The other end of the resistor R21 is connected to the cathode of the Zener diode D1, and the other end of the capacitor C20 is connected to the terminal T2 (ground).

次に、高電圧電源装置１００の動作は、増幅器ＩＣ３に出力電流を検出し基準電圧を発生する出力電流検出部を除き図２に示す高電圧電源装置５０と同じであるので、ここでは詳細な説明は省略する。
増幅器ＩＣ３の反転入力端子に供給された制御電圧Ｖｒｅｆが非反転入力端子に供給された基準電圧と比較され出力端子から所定の電圧が出力される。出力電圧によりダイオードＤ２がオン、オフ制御され比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノードＮ１）の電圧が設定される。比較器ＩＣ１でノードＮ１とノードＮ２の電圧が比較され、ノードＮ２で発生する三角波の電圧がノードＮ１の電圧より高くなると出力からプラス電圧が出力され、この電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の閾値電圧Ｖｔｈより高くなるとオンし、コンデンサＣ４の電荷を放電し、ノードＮ２の電圧は０Ｖになる。すると、比較器ＩＣ１の出力電圧は下がりＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の閾値電圧以下となり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１はオフする。その結果、コンデンサＣ４の電圧は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の定数で決定される時定数で上昇する。このようにして、ノードＮ２で三角波の発振信号が生成される。 Next, the operation of the high voltage power supply apparatus 100 is the same as that of the high voltage power supply apparatus 50 shown in FIG. 2 except for an output current detection unit that detects an output current in the amplifier IC3 and generates a reference voltage. Description is omitted.
The control voltage Vref supplied to the inverting input terminal of the amplifier IC3 is compared with the reference voltage supplied to the non-inverting input terminal, and a predetermined voltage is output from the output terminal. The diode D2 is turned on and off by the output voltage, and the voltage at the inverting input terminal (node N1) of the comparator IC1 is set. The comparator IC1 compares the voltages of the node N1 and the node N2, and when the triangular wave voltage generated at the node N2 becomes higher than the voltage of the node N1, a positive voltage is output from the output, and this voltage is the threshold voltage of the N channel MOS transistor Q1. When it becomes higher than Vth, it is turned on, the electric charge of the capacitor C4 is discharged, and the voltage of the node N2 becomes 0V. Then, the output voltage of the comparator IC1 decreases and becomes lower than the threshold voltage of the N-channel MOS transistor Q1, and the N-channel MOS transistor Q1 is turned off. As a result, the voltage of the capacitor C4 increases with a time constant determined by the constants of the resistor R8 and the capacitor C4. In this way, a triangular wave oscillation signal is generated at the node N2.

ノードＮ２で発生した三角波の発振信号は比較器ＩＣ２に供給し、そこでデューティー比が制御され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに出力される。
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３がオン、オフ動作して矩形波を発生され、ノードＮ７で高圧の擬似正弦波を発生し圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（１）に供給する。
圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）から高圧の電圧が発生し、この電圧が正極性のとき、高圧整流部で整流して端子Ｔ５から所定の直流電圧を出力する。
一方、出力電圧が負極性のときダイオードＤ４が導通し、端子Ｔ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２１を介して圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）、（２）、端子Ｔ２に電流が流れる。その結果、出力電圧の変動に伴い、ダイオードＤ４に流れる電流が変化し、その電流変化に対応した電圧が抵抗Ｒ２１に発生し基準電圧として増幅器ＩＣ３の非反転入力端子に供給される。これにより、出力電圧（電流）が変動したとき、その変動分で制御部の基準電圧を制御して、増幅器ＩＣ３の出力電圧を制御し、出力電圧の変動を防止する。 The triangular wave oscillation signal generated at node N2 is supplied to comparator IC2, where the duty ratio is controlled and output to the gate of N channel MOS transistor Q3.
N-channel MOS transistor Q3 is turned on and off to generate a rectangular wave, and a high-voltage pseudo sine wave is generated at node N7 and supplied to electrode (1) of piezoelectric transformer 16 (PZT1).
When a high voltage is generated from the electrode (3) of the piezoelectric transformer 16 (PZT1) and this voltage is positive, the voltage is rectified by the high voltage rectifier and a predetermined DC voltage is output from the terminal T5.
On the other hand, when the output voltage is negative, the diode D4 conducts, and current flows to the electrodes (3), (2) and the terminal T2 of the piezoelectric transformer 16 (PZT1) via the terminal T1 and resistors R1, R21. As a result, as the output voltage varies, the current flowing through the diode D4 changes, and a voltage corresponding to the current change is generated in the resistor R21 and supplied as a reference voltage to the non-inverting input terminal of the amplifier IC3. As a result, when the output voltage (current) fluctuates, the reference voltage of the control unit is controlled by the fluctuation, and the output voltage of the amplifier IC3 is controlled to prevent the fluctuation of the output voltage.

このように、本発明は、発振器の発振周波数を決めるのに充電電流を制御することなく基準電圧を制御するので、充電電流の僅かな変化で大きく周波数が変化し、ノイズで充電電流が影響を受け周波数が不安定になり、制御が不安定になることを防止することができる。
また、本発明は、周波数とデューティー比を同時に制御するので広範囲の出力電圧を得ることができ、また圧電トランスの共振周波数近傍でも安定して制御できる。 In this way, the present invention controls the reference voltage without controlling the charging current to determine the oscillation frequency of the oscillator, so the frequency changes greatly with a slight change in charging current, and the charging current is affected by noise. It is possible to prevent the receiving frequency from becoming unstable and the control from becoming unstable.
Further, since the present invention controls the frequency and the duty ratio at the same time, a wide range of output voltage can be obtained, and it can be controlled stably even near the resonance frequency of the piezoelectric transformer.

高電圧電源装置のブロック構成を示す図である。It is a figure which shows the block configuration of a high voltage power supply device. 正出力電圧の高電圧電源装置の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the high voltage power supply device of a positive output voltage. 高電圧電源装置の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of a high voltage power supply device. 高電圧電源装置の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of a high voltage power supply device. 高電圧電源装置の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of a high voltage power supply device. 高電圧電源装置の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of a high voltage power supply device. 他の高電圧電源装置の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of another high voltage power supply device. 圧電トランスの周波数―出力電圧特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency-output voltage characteristic of a piezoelectric transformer.

符号の説明Explanation of symbols

１０，５０，１００…高電圧電源装置、１１…基準電圧部、１２…制御部、１３…発振部、１４…駆動部、１５…昇圧部、１６，ＰＺＴ１…圧電トランス、１７…高圧整流部、１８…出力電圧（電流）検出部、Ｑ２…コンプリメンタリープッシュプルトランジスタ、Ｑ２ａ…ＮＰＮトランジスタ、Ｑ２ｂ…ＰＮＰトランジスタ、Ｑ１，Ｑ３…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ２０，Ｒ２１…抵抗、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７，Ｃ２０…コンデンサ、Ｄ１…ツェナーダイオード、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…ダイオード、ＩＣ１，ＩＣ２…比較器、ＩＣ３…増幅器、Ｌ１…インダクタ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10,50,100 ... High voltage power supply device, 11 ... Reference voltage part, 12 ... Control part, 13 ... Oscillation part, 14 ... Drive part, 15 ... Boosting part, 16, PZT1 ... Piezoelectric transformer, 17 ... High voltage rectification part, 18 ... Output voltage (current) detector, Q2 ... Complementary push-pull transistor, Q2a ... NPN transistor, Q2b ... PNP transistor, Q1, Q3 ... N-channel MOS transistor, R1, R2, R3, R4, R5, R6, R7 , R8, R9, R10, R11, R12, R13, R14, R15, R20, R21 ... resistors, C1, C2, C3, C4, C5, C6, C7, C20 ... capacitors, D1 ... Zener diodes, D2, D3 D4 ... Diode, IC1, IC2 ... Comparator, IC3 ... Amplifier, L1 ... Inductor.

Claims (12)

第１の制御電圧と第１の基準電圧を比較して第２の制御電圧を出力する制御部と、
第２の基準電圧と所定の時定数で電圧が充電される電圧とが比較され、比較結果に応じて発振信号が生成され、該発振信号のデューティー比を可変して出力する発振部と、
上記発振部から発振信号が供給され矩形波を出力する駆動部と、
上記駆動部から出力された矩形波によりスイッチングされてインダクタとコンデンサにより発生した電圧が供給され、所定倍された電圧を出力するトランスと、
上記トランスから導出された出力電圧が供給され、該出力電圧を整流する高圧整流部と
を有する高電圧電源装置。 A control unit that compares the first control voltage with the first reference voltage and outputs a second control voltage;
An oscillation unit that compares the second reference voltage with a voltage charged with a predetermined time constant, generates an oscillation signal according to the comparison result, and outputs the oscillation signal by varying the duty ratio;
A drive unit that is supplied with an oscillation signal from the oscillation unit and outputs a rectangular wave;
A transformer that is switched by a rectangular wave output from the driving unit and is supplied with a voltage generated by an inductor and a capacitor, and outputs a voltage multiplied by a predetermined value;
And a high voltage rectifier that is supplied with an output voltage derived from the transformer and rectifies the output voltage. 上記高電圧電源装置は、上記高圧整流部で得られた直流電圧を検出し上記制御部に上記第１の基準電圧として帰還する出力電圧検出部を有する
請求項１記載の高電圧電源装置。 The high-voltage power supply device according to claim 1, further comprising: an output voltage detection unit that detects a DC voltage obtained by the high-voltage rectification unit and feeds back to the control unit as the first reference voltage. 上記高電圧電源装置は、上記高電整流部の電流を検出し、該電流に応じた電圧を発生して上記第１の基準電圧とする
請求項１記載の高電圧電源装置。 The high-voltage power supply device according to claim 1, wherein the high-voltage power supply device detects a current of the high-voltage rectification unit, generates a voltage corresponding to the current, and uses the voltage as the first reference voltage. 上記制御部は、出力にダイオードを有し、上記第１の制御電圧に応じて該ダイオードのカソード電圧を制御して上記発振部の第２の基準電圧を可変する
請求項１記載の高電圧電源装置。 2. The high voltage power supply according to claim 1, wherein the control unit includes a diode at an output, and controls a cathode voltage of the diode according to the first control voltage to vary the second reference voltage of the oscillation unit. apparatus. 上記制御部は増幅器を有し、該増幅器の出力に上記ダイオードと抵抗が直列接続されて上記第２の基準電圧を可変する
請求項４記載の高電圧電源装置。 The high-voltage power supply apparatus according to claim 4, wherein the control unit includes an amplifier, and the diode and a resistor are connected in series to an output of the amplifier to vary the second reference voltage. 上記ダイオードのカソードは上記増幅器の出力に接続され、上記第２の基準電圧の電圧を所定電圧以下となるように設定する
請求項５記載の高電圧電源装置。 The high voltage power supply apparatus according to claim 5, wherein a cathode of the diode is connected to an output of the amplifier, and a voltage of the second reference voltage is set to be equal to or lower than a predetermined voltage. 上記発振部は比較器を有し、該比較器で上記発振信号と第３の基準信号を比較しデューティー比を可変した発振信号を出力する
請求項１記載の高電圧電源装置。 The high-voltage power supply device according to claim 1, wherein the oscillation unit includes a comparator, and the comparator compares the oscillation signal with a third reference signal and outputs an oscillation signal having a variable duty ratio. 第１の制御電圧と第１の基準電圧を比較して第２の制御電圧を出力する増幅器を有する制御部と、
上記第２の制御電圧に応じて生成される第２の基準電圧と所定の時定数で電圧が放電される電圧が第１の比較器で比較され、比較結果に応じて上記充電を放電して発振信号を生成し、該発振信号のデューティー比を第２の比較器を用いて可変して出力する発振部と、
上記発振部から発振信号が供給され矩形波を出力する駆動部と、
上記駆動部から出力された矩形波によりスイッチングされてインダクタで昇圧された電圧が供給され、所定倍された電圧を出力する圧電トランスと、
上記圧電トランスから導出された出力電圧が供給され、該出力電圧を整流する高圧整流部と
を有する高電圧電源装置。 A control unit having an amplifier that compares the first control voltage with the first reference voltage and outputs the second control voltage;
The second reference voltage generated according to the second control voltage is compared with the voltage at which the voltage is discharged with a predetermined time constant by the first comparator, and the charge is discharged according to the comparison result. An oscillating unit that generates an oscillating signal and variably outputs a duty ratio of the oscillating signal using a second comparator;
A drive unit that is supplied with an oscillation signal from the oscillation unit and outputs a rectangular wave;
A piezoelectric transformer that is switched by a rectangular wave output from the driving unit and is boosted by an inductor, and outputs a voltage multiplied by a predetermined value;
A high-voltage power supply apparatus comprising: a high-voltage rectification unit that is supplied with an output voltage derived from the piezoelectric transformer and rectifies the output voltage. 上記高電圧電源装置は、上記高圧整流部で得られた直流電圧を検出し上記制御部に上記第１の基準電圧として帰還する出力電圧検出部を有する
請求項８記載の高電圧電源装置。 The high-voltage power supply device according to claim 8, further comprising an output voltage detection unit that detects a DC voltage obtained by the high-voltage rectification unit and feeds back to the control unit as the first reference voltage. 上記高電圧電源装置は、上記高圧整流部の電流を検出し、該電流に応じた電圧を発生して上記第１の基準電圧とする
請求項９記載の高電圧電源装置。 The high-voltage power supply device according to claim 9, wherein the high-voltage power supply device detects a current of the high-voltage rectifying unit, generates a voltage corresponding to the current, and uses the voltage as the first reference voltage. 上記制御部は増幅器を有し、該増幅器の出力にダイオードと抵抗が直列接続されて上記第２の基準電圧を可変する
請求項９記載の高電圧電源装置。 The high voltage power supply apparatus according to claim 9, wherein the control unit includes an amplifier, and a diode and a resistor are connected in series to an output of the amplifier to vary the second reference voltage. 上記ダイオードのカソードは上記増幅器の出力に接続され、上記第２の基準電圧の電圧を所定電圧以下となるように設定する
請求項１１記載の高電圧電源装置。 The high-voltage power supply apparatus according to claim 11, wherein a cathode of the diode is connected to an output of the amplifier, and the voltage of the second reference voltage is set to be equal to or lower than a predetermined voltage.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7679262B2 (en) * 2007-07-09 2010-03-16 Microbase Technology Corp. Piezoelectric micro-pump and driving circuit thereof

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