JP2008203201A - Sensor threshold circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、各種センサに適応可能なセンサ閾値回路に関し、特にセンサ出力インピーダンスとバイアス電流との積によりセンサ出力のデジタル出力化の為の閾値を決めるセンサ閾値回路に関する。 The present invention relates to a sensor threshold circuit applicable to various sensors, and more particularly to a sensor threshold circuit that determines a threshold for digital output of a sensor output by a product of sensor output impedance and bias current.
図5に、従来のセンサ閾値回路を示す。このセンサ閾値回路は、4端子型センサ10と、電圧比較器20と、センサ駆動電流検出回路30と、センサバイアス電流発生回路55と、バイアス電流切り替え回路95とを具備し、外部から印加される例えば磁場のようなセンサ入力BINに対して、センサ出力VSO(=VP−VN)を得る。ここで、バイアス電流切り替え回路95で抵抗器RO、RRを切り替え、バイアス電流IBを変化させることにより、センサ入力BINに対して、図6に示すようなヒステリシス特性をもつデジタル出力VOを得ることができる回路である(例えば、特許文献1参照)。
FIG. 5 shows a conventional sensor threshold circuit. This sensor threshold circuit includes a four-terminal sensor 10, a voltage comparator 20, a sensor drive
図6はヒステリシス特性をもつセンサ閾値回路のセンサ入力BINと出力電圧VOの関係を示す図である。センサ入力BINを増加させると閾値BOPにおいて出力電圧VOはVOHからVOLに減少する。一方、センサ入力BINを減少させると閾値BOPより小さい閾値BRPにおいて出力電圧VOは逆にVOLからVOHに増加し、ヒステリシス幅|BH|を備えたヒステリシス特性をもつデジタル出力VOを得る。 FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the sensor input BIN and the output voltage VO of the sensor threshold circuit having hysteresis characteristics. When the sensor input BIN is increased, the output voltage VO decreases from VOH to VOL at the threshold BOP. On the other hand, when the sensor input BIN is decreased, the output voltage VO is increased from VOL to VOH at a threshold BRP smaller than the threshold BOP, and a digital output VO having a hysteresis characteristic with a hysteresis width | BH | is obtained.
次に、従来のセンサ閾値回路の動作を、図5を参照して説明する。
始めに、図5におけるバイアス電流切り替え回路95のスイッチSWOが導通し、スイッチSWRが開放している時の閾値点について、図7を参照して説明する。図7は、説明を簡単にするために、図5に示すバイアス電流切り替え回路95のスイッチSWOが導通し、スイッチSWRが開放している状態で、4端子型センサ10、電圧比較器20、バイアス電流IBOを取り出した回路構成を示す図である。
Next, the operation of the conventional sensor threshold circuit will be described with reference to FIG.
First, the threshold point when the switch SWO of the bias current switching circuit 95 in FIG. 5 is conductive and the switch SWR is open will be described with reference to FIG. FIG. 7 shows the four-terminal sensor 10, the voltage comparator 20, the bias in a state where the switch SWO of the bias current switching circuit 95 shown in FIG. 5 is conductive and the switch SWR is open for the sake of simplicity. It is a figure which shows the circuit structure which took out electric current IBO.
まず、解析しやすくするため、センサ駆動電流を検出する抵抗器RSの抵抗値をセンサ抵抗器R1、R2、R3、R4の抵抗値に比べて非常に小さいと考え、それによりセンサの駆動端子電圧VCC2はVCCに等しいとする。後で導かれる結果から、センサ駆動電圧VCCに閾値点が依存しないことがわかるので、センサ駆動電流検出抵抗器RSの抵抗値は、任意の値でかまわない。
このとき、センサバイアス電流発生回路55が発生する電流IBOはセンサ駆動電流ISを用いて次式(1)となる。
IBO=IS×RS/RO …(1)
ここで簡単にする為に、次のように電流ミラー比1/KOを定義する。
1/KO=RS/RO …(2)
First, for ease of analysis, the resistance value of the resistor RS that detects the sensor driving current is considered to be very small compared to the resistance values of the sensor resistors R1, R2, R3, and R4, and thereby the driving terminal voltage of the sensor. Assume that VCC2 is equal to VCC. Since the result derived later indicates that the threshold point does not depend on the sensor drive voltage VCC, the resistance value of the sensor drive current detection resistor RS may be an arbitrary value.
At this time, the current IBO generated by the sensor bias current generation circuit 55 is expressed by the following equation (1) using the sensor drive current IS.
IBO = IS × RS / RO (1)
For simplicity, the current mirror ratio 1 / KO is defined as follows.
1 / KO = RS / RO (2)
このとき、図7に示すように、センサ抵抗器R1に流れる電流をI1、センサ抵抗器R3及びR4に流れる電流をI2とし、センサ抵抗器R1、R2の接続点の電位をVP、センサ抵抗器R3、R4の接続点の電位をVNとすると、次式(3a)〜(3c)が成立する。
I1=(VCC−VP)/R1 …(3a)
I2=VCC/(R3+R4) …(3b)
VP/R2=I1+(I1+I2)/KO …(3c)
VPについて解くと、
VP=VCC×((1+1/KO)/R1+1/(KO×(R3+R4)))/(1/R2+(1+1/KO)/R1) …(4)
となる。電圧比較器20は、VP=VNとなる電圧でスイッチするので、次式(5)が成立する。
VCC×((1+1/KO)/R1+1/(KO×(R3+R4)))/(1/R2+(1+1/KO)/R1)=R4×VCC/(R3+R4) …(5)
At this time, as shown in FIG. 7, the current flowing through the sensor resistor R1 is I1, the current flowing through the sensor resistors R3 and R4 is I2, the potential at the connection point of the sensor resistors R1 and R2 is VP, and the sensor resistor When the potential at the connection point of R3 and R4 is VN, the following equations (3a) to (3c) are established.
I1 = (VCC-VP) / R1 (3a)
I2 = VCC / (R3 + R4) (3b)
VP / R2 = I1 + (I1 + I2) / KO (3c)
Solving for VP,
VP = VCC × ((1 + 1 / KO) / R1 + 1 / (KO × (R3 + R4))) / (1 / R2 + (1 + 1 / KO) / R1) (4)
It becomes. Since the voltage comparator 20 switches at a voltage satisfying VP = VN, the following equation (5) is established.
VCC × ((1 + 1 / KO) / R1 + 1 / (KO × (R3 + R4))) / (1 / R2 + (1 + 1 / KO) / R1) = R4 × VCC / (R3 + R4) (5)
4端子型センサ10は、外部から印加されるセンサ入力BINに応じて、抵抗器R1、R2、R3、R4がバランスを崩し、R1=R4=R+ΔR、R2=R3=R−ΔR、または、R1=R4=R−ΔR、R2=R3=R+ΔRとなりセンサ出力電圧VSOを発生すると考えることができる。これより、R1=R4=R+ΔR、R2=R3=R−ΔRとすると、
((1+1/KO)/(R+ΔR)+1/(KO×(R−ΔR+R+ΔR)))/(1/( R−ΔR)+(1+1/KO)/( R+ΔR)=( R+ΔR)/( R−ΔR + R+ΔR) …(6)
In the four-terminal sensor 10, the resistors R1, R2, R3, and R4 lose their balance according to the sensor input BIN applied from the outside, and R1 = R4 = R + ΔR, R2 = R3 = R−ΔR, or R1 = R4 = R−ΔR, R2 = R3 = R + ΔR, and it can be considered that the sensor output voltage VSO is generated. From this, when R1 = R4 = R + ΔR and R2 = R3 = R−ΔR,
((1 + 1 / KO) / (R + ΔR) + 1 / (KO × (R−ΔR + R + ΔR))) / (1 / (R−ΔR) + (1 + 1 / KO) / (R + ΔR) = (R + ΔR) / (R−ΔR) + R + ΔR) (6)
上式(6)が成立するΔR/Rを求める。
ΔR/R=1/(2×KO×(1+1/(2×KO))
≒1/(2×KO) ≡BOP …(7)
すなわち、上式(7)が成り立つΔR/Rが閾値BOPとなる。ここで、通常のセンサ出力電圧は数百μVから数十mV程度であり、センサ駆動電圧は1Vから5V程度である。これより、KOは十分に大きい値として近似をおこなっている。
ΔR / R that satisfies the above equation (6) is obtained.
ΔR / R = 1 / (2 × KO × (1 + 1 / (2 × KO))
≒ 1 / (2 × KO) ≡BOP (7)
That is, ΔR / R that satisfies the above equation (7) is the threshold value BOP. Here, the normal sensor output voltage is about several hundred μV to several tens mV, and the sensor drive voltage is about 1 V to 5 V. Accordingly, KO is approximated as a sufficiently large value.
同様にして、図5における電流切り替え回路95のスイッチSWOが開放し、スイッチSWRが導通している時の閾値点について、図8を参照して説明する。図8は、説明を簡単にするために、図5のバイアス電流切り替え回路95のスイッチSWOが開放し、スイッチSWRが導通している状態で、4端子型センサ10、電圧比較器20、バイアス電流IBOを取り出した回路構成を示す図である。 Similarly, threshold points when the switch SWO of the current switching circuit 95 in FIG. 5 is open and the switch SWR is conducting will be described with reference to FIG. FIG. 8 shows a four-terminal sensor 10, a voltage comparator 20, a bias current in a state in which the switch SWO of the bias current switching circuit 95 in FIG. It is a figure which shows the circuit structure which took out IBO.
このとき、センサバイアス電流発生回路55が発生する電流IBRは次式(8)となる。
IBR=IS×RS/RR …(8)
ここで簡単にする為に、次のように電流ミラー比1/KRを定義する。
1/KR=RS/RR …(9)
このとき、図8に示すように電流を定めバイアス電流IBRの時の電流ミラー比1/KOを1/KRとすることで同様に考えることができ、VP=VNが成り立つときのΔR/Rは次の式(10)で与えられる。
ΔR/R≒1/(2×KR)≡BRP …(10)
すなわち、上式(10)が成り立つΔR/Rが閾値BRPとなる。
At this time, the current IBR generated by the sensor bias current generating circuit 55 is expressed by the following equation (8).
IBR = IS × RS / RR (8)
For simplicity, the current mirror ratio 1 / KR is defined as follows.
1 / KR = RS / RR (9)
At this time, as shown in FIG. 8, it is possible to consider the same by setting the current and setting the current mirror ratio 1 / KO at the time of the bias current IBR to 1 / KR, and ΔR / R when VP = VN is established. It is given by the following equation (10).
ΔR / R≈1 / (2 × KR) ≡BRP (10)
That is, ΔR / R that satisfies the above equation (10) is the threshold value BRP.
次に、電流切り替え回路95のスイッチSWO、スイッチSWRの切り替えによってつくられるヒステリシス幅|BH|について説明する。
ヒステリシス幅|BH|は以下の式(11)で書ける。
|BH|=|BOP−BRP|=|1/(2×KO)−1/(2×KR)|
=|RS×(1/RA−1/RB)/2| …(11)
上式(7)、(10)、(11)から得られる閾値BOP及びBRP、ヒステリシス幅|BH|とセンサ駆動電流検出抵抗器RSの関係を図9に示す。
この図9に示すように、従来のセンサ閾値回路においては、センサ駆動電流検出回路30の抵抗器RSを変化させることで閾値点を変化させた場合、ヒステリシス幅|BH|も同様に変化することが分かる。これは、上式(11)からも分かる。
The hysteresis width | BH | can be expressed by the following equation (11).
| BH | = | BOP-BRP | = | 1 / (2 × KO) −1 / (2 × KR) |
= | RS × (1 / RA−1 / RB) / 2 | (11)
FIG. 9 shows the relationship between the threshold values BOP and BRP and the hysteresis width | BH | obtained from the above equations (7), (10), and (11) and the sensor drive current detection resistor RS.
As shown in FIG. 9, in the conventional sensor threshold circuit, when the threshold point is changed by changing the resistor RS of the sensor drive
しかし、従来のセンサ閾値回路においては、上記のように抵抗器RSを変化させることで閾値点を変化させた際に、これと同様に変化するヒステリシス幅|BH|は、センサ出力ノイズによる出力のばらつきを軽減させる働きをする。このため、閾値点を変化させた場合には、ヒステリシス幅|BH|の変化によりセンサ出力ノイズによるばらつきの影響が異なることが生じる問題があった。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、閾値点の変化に依存しないヒステリシス幅を与えることができるセンサ閾値回路を提供することを目的としている。
However, in the conventional sensor threshold circuit, when the threshold point is changed by changing the resistor RS as described above, the hysteresis width | BH | that changes in the same manner is the output of the sensor output noise. It works to reduce variation. For this reason, when the threshold point is changed, there is a problem in that the influence of variation due to sensor output noise differs depending on the change in the hysteresis width | BH |.
The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a sensor threshold circuit capable of providing a hysteresis width that does not depend on a change in threshold point.
上記目的を達成するために、本発明の請求項1によるセンサ閾値回路は、センサの入力に対しヒステリシス特性をもったデジタル信号を出力するセンサ閾値回路において、前記センサの出力電圧を2値化する電圧比較器と、前記センサの駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出回路と、該センサ駆動電流検出回路で検出されたセンサ駆動電流の1/K倍(K>0)の閾値電流を発生する閾値電流発生回路と、前記センサと同じ温度特性をもつ温度補償抵抗器と、前記温度補償抵抗器に流れる温度補償電流を検出する温度補償電流検出回路と、該温度補償電流検出回路で検出された温度補償電流の1/A倍(A>0)のヒステリシス電流を発生するヒステリシス電流発生回路と、前記電圧比較器により2値化された信号に基づいて前記ヒステリシス電流を制御すると共に、前記閾値電流と前記制御されたヒステリシス電流に基づいたバイアス電流を、前記センサの出力電圧を出力する端子に供給するバイアス電流演算回路とを具備することを特徴とする。 To achieve the above object, a sensor threshold circuit according to claim 1 of the present invention binarizes an output voltage of the sensor in a sensor threshold circuit that outputs a digital signal having hysteresis characteristics with respect to an input of the sensor. A voltage comparator; a sensor drive current detection circuit for detecting a drive current of the sensor; and a threshold value for generating a threshold current that is 1 / K times (K> 0) the sensor drive current detected by the sensor drive current detection circuit A current generation circuit; a temperature compensation resistor having the same temperature characteristics as the sensor; a temperature compensation current detection circuit for detecting a temperature compensation current flowing through the temperature compensation resistor; and a temperature detected by the temperature compensation current detection circuit. A hysteresis current generating circuit for generating a hysteresis current 1 / A times the compensation current (A> 0), and the hysteresis based on the signal binarized by the voltage comparator. It controls the scan current, the bias current based on the threshold current and the control hysteresis current, characterized by comprising a bias current calculation circuit supplies the terminal for outputting the output voltage of the sensor.
また、本発明の請求項2によるセンサ閾値回路は、請求項1において、前記バイアス電流演算回路は、第1及び第2のスイッチを備え、前記第1及び第2のスイッチを切り替えることにより前記ヒステリシス電流を制御し、前記閾値電流と前記ヒステリシス電流との減算を行い、前記バイアス電流を発生させることを特徴とする。 The sensor threshold circuit according to claim 2 of the present invention is the sensor threshold circuit according to claim 1, wherein the bias current calculation circuit includes first and second switches, and the hysteresis is switched by switching the first and second switches. The bias current is generated by controlling current and subtracting the threshold current and the hysteresis current.
また、本発明の請求項3によるセンサ閾値回路は、請求項1において、前記バイアス電流演算回路は、第1及び第2のスイッチを備え、前記第1及び第2のスイッチを切り替えることにより前記ヒステリシス電流を制御し、前記閾値電流と前記ヒステリシス電流との加算を行い、バイアス電流を発生させることを特徴とする。
また、本発明の請求項4によるセンサ閾値回路は、請求項1から3の何れか1項において、前記センサは、4端子型のセンサであって、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速度センサのいずれか1つであることを特徴とする。
According to a third aspect of the present invention, there is provided the sensor threshold circuit according to the first aspect, wherein the bias current calculation circuit includes first and second switches, and the hysteresis is switched by switching the first and second switches. A bias current is generated by controlling a current and adding the threshold current and the hysteresis current.
A sensor threshold circuit according to a fourth aspect of the present invention is the sensor threshold circuit according to any one of the first to third aspects, wherein the sensor is a four-terminal type sensor, and includes a Hall element, a magnetoresistive element, a strain sensor, a pressure sensor. It is any one of a sensor, a temperature sensor, and an acceleration sensor.
以上説明したように本発明によれば、バイアス電流IBをセンサ駆動電流ISと温度補償電流ITで発生することにより、ヒステリシス幅|BH|は抵抗比A、Bにより与えられるので、A、Bが決定されればヒステリシス幅|BH|はセンサ電流検出抵抗器RSによらず、一定に保たれる。また、定数A、Bが決定されれば、ヒステリシス幅|BH|はひとつの値にきまり、ばらつきや温度変動、経時変化がない。従って、本発明によれば、センサ駆動電流検出抵抗器RSに依存しないヒステリシス幅|BH|を得ることを可能としたセンサ閾値回路を提供することができるという効果がある。 As described above, according to the present invention, when the bias current IB is generated by the sensor drive current IS and the temperature compensation current IT, the hysteresis width | BH | is given by the resistance ratios A and B. If determined, the hysteresis width | BH | is kept constant irrespective of the sensor current detection resistor RS. Further, if the constants A and B are determined, the hysteresis width | BH | becomes a single value, and there is no variation, temperature variation, or change with time. Therefore, according to the present invention, it is possible to provide a sensor threshold circuit capable of obtaining the hysteresis width | BH | that does not depend on the sensor drive current detection resistor RS.
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
但し、本発明の構成回路として2つの実施形態があるので、これらを第1及び第2の実施形態として各々説明し、この後に双方の作用及び効果を纏めて説明する。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. However, parts corresponding to each other in all the drawings in this specification are denoted by the same reference numerals, and description of the overlapping parts will be omitted as appropriate.
However, since there are two embodiments as the constituent circuit of the present invention, these will be described as the first and second embodiments, respectively, and then the actions and effects of both will be described together.
(第1の実施形態の構成)
図1は、本発明の第1の実施形態におけるセンサ閾値回路の構成を示す回路図である。
このセンサ閾値回路は、4端子型センサ10と、電圧比較器20と、センサ駆動電流検出回路30と、閾値電流発生回路50と、温度補償抵抗器80と、温度補償電流検出回路70と、ヒステリシス電流発生回路60と、バイアス電流演算回路190とを備えて構成されている。なお、4端子型センサ10は、例えばホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速度センサのいずれかである。
(Configuration of the first embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a sensor threshold circuit according to the first embodiment of the present invention.
This sensor threshold circuit includes a four-terminal sensor 10, a voltage comparator 20, a sensor drive
また、このセンサ閾値回路は、4端子型センサ10の出力端子にバイアス電流演算回路190で発生したセンサバイアス電流IBを流し込み、センサバイアス電流IBと4端子型センサ10の出力端子VPのインピーダンスROUTとの積IB×ROUTによる電圧ドロップを利用し、出力VSO(=VP−VN)にヒステリシス特性を有している。
このような構成のセンサ閾値回路において、センサ駆動電流検出回路30の抵抗器RSを用いてセンサ駆動電流ISを検出し、抵抗器RS、抵抗器RO、演算増幅器51及びPMOSトランジスタ52から成る閾値電流発生回路50で、センサ駆動電流ISの1/K倍(K>0)の閾値電流IOを発生する。
Further, the sensor threshold circuit feeds the sensor bias current IB generated by the bias current calculation circuit 190 to the output terminal of the four-terminal sensor 10, and the sensor bias current IB and the impedance ROUT of the output terminal VP of the four-terminal sensor 10 The output VSO (= VP−VN) has a hysteresis characteristic using a voltage drop due to the product IB × ROUT.
In the sensor threshold circuit having such a configuration, the sensor drive current IS is detected using the resistor RS of the sensor drive
また、4端子型センサ10と同じ温度特性を持つ温度補償抵抗器RT1を用いて温度補償電流ITを発生する。この温度補償電流ITを温度補償電流検出回路70の抵抗器RT2で検出し、抵抗器RHと演算増幅器61及びPMOSトランジスタ62から成るヒステリシス電流発生回路60で温度補償電流ITの1/A倍(A>0)のヒステリシス電流IHを発生する。また、バイアス電流演算回路190のスイッチ切り替えにより、閾値電流IOを用いてバイアス電流IBOを発生し、閾値電流IOとヒステリシス電流IHを減算することによりバイアス電流IBRを発生する。
Further, the temperature compensation current IT is generated using the temperature compensation resistor RT1 having the same temperature characteristics as the four-terminal sensor 10. The temperature compensation current IT is detected by the resistor RT2 of the temperature compensation current detection circuit 70, and the hysteresis current generation circuit 60 including the resistor RH, the operational amplifier 61 and the
(第2の実施形態の構成)
図2は、本発明の第2の実施形態におけるセンサ閾値回路の構成を示す回路図である。
このセンサ閾値回路は、4端子型センサ10と、電圧比較器20と、センサ駆動電流検出回路30と、閾値電流発生回路50と、温度補償抵抗器80と、温度補償電流検出回路70と、ヒステリシス電流発生回路60と、バイアス電流演算回路290とを備えて構成されている。
また、このセンサ閾値回路は、4端子型センサ10の出力端子にバイアス電流演算回路190で発生したセンサバイアス電流IBを流し込み、センサバイアス電流IBと4端子型センサ10の出力端子VPのインピーダンスROUTとの積IB×ROUTによる電圧ドロップを利用し、出力VSO(=VP−VN)にヒステリシス特性を有している。
(Configuration of Second Embodiment)
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a sensor threshold circuit according to the second embodiment of the present invention.
This sensor threshold circuit includes a four-terminal sensor 10, a voltage comparator 20, a sensor drive
Further, the sensor threshold circuit feeds the sensor bias current IB generated by the bias current calculation circuit 190 to the output terminal of the four-terminal sensor 10, and the sensor bias current IB and the impedance ROUT of the output terminal VP of the four-terminal sensor 10 The output VSO (= VP−VN) has a hysteresis characteristic using a voltage drop due to the product IB × ROUT.
本実施形態のセンサ閾値回路では、センサ駆動電流検出回路30の抵抗器RSを用いてセンサ駆動電流ISを検出し、抵抗器RSと抵抗器ROと演算増幅器51とPMOSトランジスタ52からなる閾値電流発生回路50でセンサ駆動電流ISの1/K倍(K>0)の閾値電流IOを発生する。また、4端子型センサ10と同じ温度特性をもつ温度補償抵抗器RT1を用いて温度補償電流ITを発生する。この温度補償電流ITを温度補償電流検出回路70の抵抗器RT2で検出し、抵抗器RHと演算増幅器61とPMOSトランジスタ62からなるヒステリシス電流発生回路60で温度補償電流ITの1/A倍(A>0)のヒステリシス電流IHを発生する。また、バイアス電流演算回路290のスイッチ切り替えにより、閾値電流IOとヒステリシス電流IHを加算することによりバイアス電流IBOを発生し、閾値電流IOを用いてバイアス電流IBRを発生する。
In the sensor threshold circuit of the present embodiment, the sensor drive current IS is detected using the resistor RS of the sensor drive
(第1及び第2の実施形態の作用及び効果)
本発明のセンサ閾値回路の要点は、従来技術において与えられるバイアス電流IBを、閾値電流IOとヒステリシス電流IHとを演算することによって発生させるようにしたことである。
本発明を理解する為に、まず、図1におけるヒステリシス電流IHと閾値電流IOとについて考察する。また、理解を簡単にする為に、センサ駆動電流を検出する抵抗器RSの抵抗値をセンサ抵抗器R1、R2、R3、R4の抵抗値に比べて非常に小さいと考え、それによりセンサの駆動端子電圧VCC2はVCCに等しいとした。同様に、温度補償電流を検出する温度補償電流検出抵抗器RT2の抵抗値を温度補償抵抗器RT1の抵抗値に比べ非常に小さいと考え、それにより温度補償抵抗駆動電圧VCC3はVCCに等しいとした。後で導かれる結果から、センサ駆動電圧VCCに閾値点が依存しないことがわかるので、センサ駆動電流検出抵抗器の抵抗値と温度補償電流検出抵抗器の抵抗値は、任意の値でかまわない。
(Operations and effects of the first and second embodiments)
The main point of the sensor threshold circuit of the present invention is that the bias current IB given in the prior art is generated by calculating the threshold current IO and the hysteresis current IH.
In order to understand the present invention, first, the hysteresis current IH and the threshold current IO in FIG. 1 are considered. For the sake of easy understanding, the resistance value of the resistor RS for detecting the sensor driving current is considered to be very small compared to the resistance values of the sensor resistors R1, R2, R3, and R4, thereby driving the sensor. The terminal voltage VCC2 is assumed to be equal to VCC. Similarly, the resistance value of the temperature compensation current detection resistor RT2 for detecting the temperature compensation current is considered to be very small compared to the resistance value of the temperature compensation resistor RT1, and thereby the temperature compensation resistance drive voltage VCC3 is equal to VCC. . Since the result derived later indicates that the threshold point does not depend on the sensor drive voltage VCC, the resistance value of the sensor drive current detection resistor and the resistance value of the temperature compensation current detection resistor may be arbitrary values.
まず、温度補償電流ITは次式(12)で表される。
IT=VCC/RT1 …(12)
1/A倍のヒステリシス電流発生回路60により次式(13)のヒステリシス電流IHを発生する。
IH=IT/A
=VCC/(RT1×A) …(13)
また、閾値電流IOは図5に示した従来回路と同様であり次式(14)で表される。
IO=IS×RS/RO …(14)
ここで簡単にする為に、次式(15a)及び(15b)のように電流ミラー比1/Kを定義する。
1/K=RS/RO …(15a)
IO=IS/K …(15b)
First, the temperature compensation current IT is expressed by the following equation (12).
IT = VCC / RT1 (12)
A hysteresis current IH of the following equation (13) is generated by a 1 / A-times hysteresis current generation circuit 60.
IH = IT / A
= VCC / (RT1 × A) (13)
The threshold current IO is the same as that of the conventional circuit shown in FIG.
IO = IS × RS / RO (14)
For the sake of simplicity, the current mirror ratio 1 / K is defined as in the following equations (15a) and (15b).
1 / K = RS / RO (15a)
IO = IS / K (15b)
次に、図3に示すように電流を定める。図3はセンサ閾値回路の説明を簡単にするために、図1に示すセンサ閾値回路の内、4端子型センサ10と、バイアス電流演算回路190と、電圧比較器20とを取り出し、これに閾値電流IOとヒステリシス電流IHが流れる構成の回路図である。
図3に示すバイアス電流演算回路の第1のスイッチSW1が導通し、第2のスイッチSW2が開放している時の閾値点を考える。
この時、バイアス電流IBOは次式(16)で表される。
IBO=IO …(16)
Next, the current is determined as shown in FIG. In order to simplify the explanation of the sensor threshold circuit, FIG. 3 takes out the four-terminal sensor 10, the bias current calculation circuit 190, and the voltage comparator 20 from the sensor threshold circuit shown in FIG. It is a circuit diagram of the structure through which current IO and hysteresis current IH flow.
Consider the threshold point when the first switch SW1 of the bias current calculation circuit shown in FIG. 3 is conductive and the second switch SW2 is open.
At this time, the bias current IBO is expressed by the following equation (16).
IBO = IO (16)
この時の閾値点は、図5に示した従来回路の抵抗器RA又は抵抗器RBを抵抗器ROとし、センサバイアス電流発生回路55の電流ミラー比1/KO又は1/KRを1/Kと置き換えることにより、従来回路と同様に求めることができる。
ΔR/R≒1/(2×K) ≡BOP …(17)
すなわち、上式(17)が成り立つΔR/Rが閾値BOPとなる。
The threshold point at this time is the resistor RA or resistor RB of the conventional circuit shown in FIG. 5 as the resistor RO, and the current mirror ratio 1 / KO or 1 / KR of the sensor bias current generating circuit 55 is 1 / K. By replacing, it can be obtained in the same manner as the conventional circuit.
ΔR / R≈1 / (2 × K) ≡BOP (17)
That is, ΔR / R that satisfies the above equation (17) is the threshold value BOP.
次に、図3において、電流演算回路190の第2のスイッチSW2が導通し、第1のスイッチSW1が開放している時の閾値点を考える。
ここで、簡単にする為にバイアス電流演算回路のNMOS192、NMOS193のサイズ比を1倍とし、電流ミラー比を1倍として扱う。このミラー比をC倍(C>0)とする時には、以下の式において1/AをC/Aとして扱うことで同様に考えることができる。
Next, in FIG. 3, a threshold point when the second switch SW2 of the current calculation circuit 190 is conductive and the first switch SW1 is open is considered.
Here, for simplification, the size ratio of the
この時、バイアス電流IBRは次式(18)で表される。
IBR=IO−IH …(18)
このとき、次の式(19a)〜(19c)が成り立つ。
I1=(VCC−VP)/R1 …(19a)
I2=VCC/(R3+R4) …(19b)
VP/R2=I1+((I1+I2)/K−VCC/(RT1×A)) …(19c)
VPについて解くと、
VP=VCC×((1+1/K)/R1+1/(K×(R3+R4))−1/(RT1×A))/(1/R2+(1+1/K)/R1) …(20)
となる。電圧比較器20は、VP=VNとなる電圧でスイッチするので、次式(21)が成り立つ。
VCC×((1+1/K)/R1+1/(K×(R3+R4))−1/(RT1×A))/(1/R2+(1+1/K)/R1)=R4×VCC/(R3+R4) …(21)
At this time, the bias current IBR is expressed by the following equation (18).
IBR = IO-IH (18)
At this time, the following equations (19a) to (19c) hold.
I1 = (VCC-VP) / R1 (19a)
I2 = VCC / (R3 + R4) (19b)
VP / R2 = I1 + ((I1 + I2) / K-VCC / (RT1 × A)) (19c)
Solving for VP,
VP = VCC × ((1 + 1 / K) / R1 + 1 / (K × (R3 + R4)) − 1 / (RT1 × A)) / (1 / R2 + (1 + 1 / K) / R1) (20)
It becomes. Since the voltage comparator 20 switches at a voltage satisfying VP = VN, the following equation (21) is established.
VCC × ((1 + 1 / K) / R1 + 1 / (K × (R3 + R4)) − 1 / (RT1 × A)) / (1 / R2 + (1 + 1 / K) / R1) = R4 × VCC / (R3 + R4) ( 21)
4端子型センサ10は、外部から印加されるセンサ入力BINに応じて抵抗器R1、R2、R3、R4がバランスを崩しR1=R4=R+ΔR、R2=R3=R−ΔR、または、R1=R4=R−ΔR、R2=R3=R+ΔRとなりセンサ出力電圧VSO(=VP−VN)を発生すると考えることができる。これより、R1=R4=R+ΔR、R2=R3=R−ΔRとすると、
((1+1/K)/(R+ΔR)+1/(K×(R−ΔR+R+ΔR))−1/(RT1×A))/(1/( R−ΔR)+(1+1/K)/( R+ΔR))=( R+ΔR)/( R−ΔR + R+ΔR) …(22)
In the four-terminal sensor 10, the resistors R1, R2, R3, and R4 lose their balance according to the sensor input BIN applied from the outside, and R1 = R4 = R + ΔR, R2 = R3 = R−ΔR, or R1 = R4 = R−ΔR, R2 = R3 = R + ΔR, and it can be considered that the sensor output voltage VSO (= VP−VN) is generated. From this, when R1 = R4 = R + ΔR and R2 = R3 = R−ΔR,
((1 + 1 / K) / (R + ΔR) + 1 / (K × (R−ΔR + R + ΔR)) − 1 / (RT1 × A)) / (1 / (R−ΔR) + (1 + 1 / K) / (R + ΔR)) = (R + ΔR) / (R−ΔR + R + ΔR) (22)
上式(22)が成り立つΔR/Rを求める。
ΔR/R≒(2/K−2/(RT×A/R))/(4+2/K) …(23)
ここで、通常センサ出力電圧は数百μVから数十mV程度であり、センサ駆動電圧は1Vから5V程度であることを利用し、ΔR/Rは0.1以下の十分小さい値として近似をおこなった。また、温度補償抵抗器RT1をセンサ抵抗器R1、R2、R3、R4を用いて置き換えるために定数Bを次の式(24)で定義する。
B=RT1/R …(24)
ΔR / R where the above equation (22) holds is obtained.
ΔR / R≈ (2 / K−2 / (RT × A / R)) / (4 + 2 / K) (23)
Here, using the fact that the sensor output voltage is usually several hundred μV to several tens mV and the sensor drive voltage is about 1 V to 5 V, ΔR / R is approximated as a sufficiently small value of 0.1 or less. It was. Further, in order to replace the temperature compensation resistor RT1 with the sensor resistors R1, R2, R3, and R4, a constant B is defined by the following equation (24).
B = RT1 / R (24)
この式(24)を用いてΔR/Rを書き直すと次式(25)になる。
ΔR/R= (2/K−2/(B×A))/(4+2/K)
≒1/(2×K)−1/(2×A×B)≡BRP …(25)
すなわち、上式(23)が成り立つΔR/Rが閾値BRPとなる。ここで、今考えている範囲では定数Kは十分に大きい値として扱えることを利用し近似をおこなった。
When ΔR / R is rewritten using this equation (24), the following equation (25) is obtained.
ΔR / R = (2 / K−2 / (B × A)) / (4 + 2 / K)
≈ 1 / (2 × K) −1 / (2 × A × B) ≡BRP (25)
That is, ΔR / R where the above equation (23) holds is the threshold value BRP. Here, approximation was performed using the fact that the constant K can be treated as a sufficiently large value in the range considered now.
次に、バイアス電流演算回路190の第1のスイッチSW1、第2のスイッチSW2を切り替えることにより作られるヒステリシス幅|BH|について考える。
この時、ヒステリシス幅|BH|は次式(26)で表される。
|BH|=|BOP−BRP|=|1/(2×K)−(1/(2×K)−1/(2×A×B))|
=|1/(2×A×B)| …(26)
また、上式(17)、(25)の比較により、ヒステリシス電流IHを減算することで、閾値点を1/(2×A×B)移動させることができるということがわかる。
Next, a hysteresis width | BH | created by switching the first switch SW1 and the second switch SW2 of the bias current calculation circuit 190 will be considered.
At this time, the hysteresis width | BH | is expressed by the following equation (26).
| BH | = | BOP-BRP | = | 1 / (2 × K) − (1 / (2 × K) −1 / (2 × A × B)) |
= | 1 / (2 × A × B) | (26)
Further, it can be seen from the comparison of the above formulas (17) and (25) that the threshold point can be moved by 1 / (2 × A × B) by subtracting the hysteresis current IH.
これより、図2に示すように閾値電流IOとヒステリシス電流IHを加算することによりバイアス電流IBOを発生し、閾値電流IOを用いてバイアス電流IBRを発生した場合のヒステリシス幅|BH|は次式(27)の様に表される。
|BH|=|BOP−BRP|=|1/(2×K)+1/(2×A×B)−1/(2×K)|
=|1/(2×A×B)| …(27)
上式(17)、(23)、(26)、(27)から得られる閾値BOP及びBRP、ヒステリシス幅|BH|とセンサ駆動電流検出抵抗器RSの関係を図4に示す。
Thus, as shown in FIG. 2, the bias current IBO is generated by adding the threshold current IO and the hysteresis current IH, and the hysteresis width | BH | when the bias current IBR is generated using the threshold current IO is expressed by the following equation: It is expressed as (27).
| BH | = | BOP-BRP | = | 1 / (2 × K) + 1 / (2 × A × B) −1 / (2 × K) |
= | 1 / (2 × A × B) | (27)
FIG. 4 shows the relationship between the threshold values BOP and BRP and the hysteresis width | BH | obtained from the above equations (17), (23), (26), and (27) and the sensor drive current detection resistor RS.
第1及び第2の実施形態で求められた上式(26)及び(27)、図4において重要なことは、閾値BOP及びBRPをセンサ電流検出回路30の抵抗器RSを用いて変化させた場合に、ヒステリシス幅|BH|がヒステリシス電流発生回路60の電流ミラー比係数Aと、センサ抵抗器R1、R2、R3、R4と、温度補償抵抗器RTの比の係数Bに依存して変化するということである。また、上式(26)及び(27)から、センサ駆動電圧、温度補償駆動電圧VCCにヒステリシス幅|BH|が依存しないことがわかる。
上記の定数A、Bは、抵抗比によって与えられるので、定数A、Bが決まればヒステリシス幅|BH|はひとつの値に決まり、ばらつきや温度変動、経時変化がない。
従って、第1及び第2のセンサ閾値回路によれば、閾値点の変化に依存しないヒステリシス幅を与えることができる。
In the above equations (26) and (27) obtained in the first and second embodiments, what is important in FIG. 4 is that the threshold values BOP and BRP are changed using the resistor RS of the sensor
Since the above constants A and B are given by the resistance ratio, if the constants A and B are determined, the hysteresis width | BH | is determined as one value, and there is no variation, temperature variation, or change with time.
Therefore, according to the first and second sensor threshold circuits, it is possible to provide a hysteresis width that does not depend on a change in threshold point.
10 4端子型センサ
20 電圧比較器
30 センサ駆動電流検出回路
40 センサ駆動電圧源
50 閾値電流発生回路
55 センサバイアス電流発生回路
60 ヒステリシス電流発生回路
70 温度補償電流検出回路
80 温度補償回路
190、290 バイアス電流演算回路
95 バイアス電流切り替え回路
151、161、251、261 演算増幅器
SW1、SW2 スイッチ
52、56、62 PMOSトランジスタ
192、193 NMOSトランジスタ
96、191、291 インバータ
R1、R2、R3、R4、RS、RO、RH、RT1、RT2、RA、RB 抵抗器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 4 terminal type sensor 20
Claims (4)
前記センサの駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出回路と、
該センサ駆動電流検出回路で検出されたセンサ駆動電流の1/K倍(K>0)の閾値電流を発生する閾値電流発生回路と、
前記センサと同じ温度特性をもつ温度補償抵抗器と、
前記温度補償抵抗器に流れる温度補償電流を検出する温度補償電流検出回路と、
該温度補償電流検出回路で検出された温度補償電流の1/A倍(A>0)のヒステリシス電流を発生するヒステリシス電流発生回路と、
前記電圧比較器により2値化された信号に基づいて前記ヒステリシス電流を制御すると共に、前記閾値電流と前記制御されたヒステリシス電流に基づいたバイアス電流を、前記センサの出力電圧を出力する端子に供給するバイアス電流演算回路と
を具備することを特徴とするセンサ閾値回路。 In a sensor threshold circuit that outputs a digital signal having hysteresis characteristics with respect to a sensor input, a voltage comparator that binarizes the output voltage of the sensor;
A sensor driving current detection circuit for detecting a driving current of the sensor;
A threshold current generation circuit that generates a threshold current that is 1 / K times (K> 0) the sensor drive current detected by the sensor drive current detection circuit;
A temperature compensating resistor having the same temperature characteristics as the sensor;
A temperature compensation current detection circuit for detecting a temperature compensation current flowing in the temperature compensation resistor;
A hysteresis current generating circuit for generating a hysteresis current that is 1 / A times (A> 0) the temperature compensated current detected by the temperature compensated current detector;
The hysteresis current is controlled based on a signal binarized by the voltage comparator, and a bias current based on the threshold current and the controlled hysteresis current is supplied to a terminal that outputs an output voltage of the sensor. And a bias current calculation circuit.
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