JP2008141716A - Electronic tuner and portable telephone device using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、携帯電話を使用中であってもテレビ放送信号を受信できる電子チューナとこれを用いた携帯電話装置に関するものである。 The present invention relates to an electronic tuner capable of receiving a television broadcast signal even when a mobile phone is in use, and a mobile phone device using the same.
以下、従来の携帯電話装置1について図11を用いて説明する。従来の携帯電話装置1は、テレビ放送信号を受信する電子チューナ2と、携帯電話3とから構成されていた。電子チューナ2は、テレビ放送信号が入力されるテレビ用入力端子5と、このテレビ用入力端子5に接続されるとともにテレビ放送信号以外の信号を抑圧するフィルタ6と、このフィルタ6の出力が接続される高周波増幅器7と、この高周波増幅器7の出力が接続されるとともに利得制御が可能な高周波増幅器8と、この高周波増幅器8の出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には発振器10の出力が接続された混合器12と、この混合器12の出力が接続されたフィルタ13と、このフィルタ13の出力が接続されたテレビ用復調回路14と、このテレビ用復調回路14の出力が接続された出力端子15とが設けられたものであった。
Hereinafter, a conventional mobile phone device 1 will be described with reference to FIG. The conventional cellular phone device 1 is composed of an
一方、携帯電話3は、送受信回路17と、この送受信回路17および出力端子15からの信号がそれぞれ供給される信号処理回路18から構成されている。
On the other hand, the cellular phone 3 includes a transmission / reception circuit 17 and a signal processing circuit 18 to which signals from the transmission / reception circuit 17 and the
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献1が知られている。
このような従来の電子チューナ2では、通話中の携帯電話3から出力される送信信号により電子チューナ2で歪が発生し、テレビ放送信号を高品質で受信できなかった。この携帯電話3から出力される送信信号を抑圧するために、電子チューナ2のテレビ用入力端子5に多段構成としたフィルタ6が接続されていた。
In such a conventional
ところが、例えばUHF放送信号の最上位チャンネルである770MHzに対して、携帯電話3から出力される送信信号は830MHzと近接している。また、携帯電話3から出力される送信信号は非常に大きく、さらに携帯電話用アンテナ3aとテレビ用アンテナ2aとは近接していた。このため、電子チューナ2のフィルタ6では、約70dB以上の大きな減衰量が必要であった。
However, for example, the transmission signal output from the mobile phone 3 is close to 830 MHz with respect to 770 MHz which is the highest channel of the UHF broadcast signal. The transmission signal output from the mobile phone 3 is very large, and the mobile phone antenna 3a and the
そのため、図11の従来例の電子チューナ2では、このようなフィルタ6をテレビ用入力端子5と高周波増幅器7の間に挿入することが必要となった。これにより、携帯電話3を使用中においても、テレビ放送信号の受信を可能とした。
Therefore, in the conventional
しかしながら、このように約70dBもの急激な減衰量を有するフィルタ6は、多段構成となる。このために挿入損失が例えば3〜4dBと大きくなってしまった。 However, the filter 6 having such a rapid attenuation of about 70 dB has a multistage configuration. For this reason, the insertion loss has increased to 3 to 4 dB, for example.
このように挿入損失の大きなフィルタ6を、テレビ用入力端子5の出力に直接に接続しているために、テレビ放送信号が小さい場合の受信感度が、フィルタ6の挿入損失3〜4dBの分だけ劣化するという問題があった。 Since the filter 6 having a large insertion loss is directly connected to the output of the television input terminal 5, the reception sensitivity when the television broadcast signal is small is equivalent to the insertion loss of 3 to 4 dB of the filter 6. There was a problem of deterioration.
そこで本発明は、この問題を解決したもので、このような通話中の携帯電話から出力される送信信号による妨害をなくすとともに受信感度の良好な電子チューナを提供することを目的としたものである。 Accordingly, the present invention has been made to solve this problem, and an object of the present invention is to provide an electronic tuner having good reception sensitivity while eliminating the interference caused by the transmission signal output from such a cellular phone during a call. .
この目的を達成するために本発明の電極子チューナは、テレビ用入力端子と第1のフィルタとの間に挿入されるとともに電流値を制御する電流制御用入力を有する第1の高周波増幅器と、この第1の高周波増幅器の出力と前記電流制御用入力との間に挿入されるとともに送信信号を検出して前記第1の高周波増幅器の電流を制御する電流制御部を設け、携帯電話が前記送信信号を送信中は前記第1の高周波増幅器の電流を大きく設定する。 In order to achieve this object, an electrode tuner of the present invention includes a first high-frequency amplifier inserted between a television input terminal and a first filter and having a current control input for controlling a current value; A current control unit is provided that is inserted between the output of the first high-frequency amplifier and the current control input and detects a transmission signal to control the current of the first high-frequency amplifier. During signal transmission, the current of the first high-frequency amplifier is set large.
これにより、初期の目的を達成することができる。 Thereby, the initial purpose can be achieved.
以上のように本発明は、テレビ用入力端子と第1のフィルタとの間に挿入されるとともに電流値を制御する電流制御用入力を有する第1の高周波増幅器と、この第1の高周波増幅器の出力と前記電流制御用入力との間に挿入されるとともに送信信号を検出して前記第1の高周波増幅器の電流を制御する電流制御部を設け、携帯電話が前記送信信号を送信中は前記第1の高周波増幅器の電流を大きく設定する。 As described above, the present invention includes the first high-frequency amplifier that is inserted between the television input terminal and the first filter and has a current control input for controlling the current value, and the first high-frequency amplifier. A current control unit that is inserted between an output and the current control input and detects a transmission signal to control a current of the first high-frequency amplifier is provided, and the mobile phone transmits the transmission signal while the transmission signal is being transmitted. The current of the high frequency amplifier 1 is set large.
このようにして、通話中の携帯電話の送信信号を検出する電流制御部により第1の高周波増幅器の電流値を大きくできるので、携帯電話による妨害をなくすことができる。 Thus, since the current value of the first high-frequency amplifier can be increased by the current control unit that detects the transmission signal of the mobile phone during a call, the interference by the mobile phone can be eliminated.
また、テレビ用入力端子と第1のフィルタとの間に第1の高周波増幅器を挿入しているので、受信感度の劣化を改善することができる。 In addition, since the first high-frequency amplifier is inserted between the television input terminal and the first filter, it is possible to improve reception sensitivity degradation.
さらに、携帯電話を使用しない場合には、第1の高周波増幅器の電流を小さく設定するので低消費電力とできる。 Further, when the cellular phone is not used, the current of the first high-frequency amplifier is set small, so that the power consumption can be reduced.
(実施の形態1)
図1は、携帯電話装置20のブロック図である。図1において、携帯電話装置20は、テレビ用アンテナ21からのテレビ放送信号(VHF放送信号、UHF放送信号)を受信する電子チューナ22と、携帯電話用アンテナ24に接続される携帯電話23とから構成されている。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram of the mobile phone device 20. In FIG. 1, a mobile phone device 20 includes an electronic tuner 22 that receives a television broadcast signal (VHF broadcast signal, UHF broadcast signal) from a television antenna 21, and a mobile phone 23 that is connected to the mobile phone antenna 24. It is configured.
最初に、電子チューナ22について以下説明する。この電子チューナ22は、テレビ用アンテナ21に接続されるテレビ用入力端子25と、このテレビ用入力端子25に接続されるとともに電流値の制御可能な電流制御用入力26aが設けられた高周波増幅器26と、この高周波増幅器26の出力が接続されるとともにテレビ放送信号以外の信号を抑圧する第1のフィルタ27と、この第1のフィルタ27の出力が接続されるとともに利得制御の可能な利得制御用入力29aが設けられた高周波増幅器29と、この高周波増幅器29の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には発振器30の出力が接続された混合器32と、この混合器32の出力が接続されるとともに中間周波信号を通過させるフィルタ33と、このフィルタ33の出力が接続されたテレビ用復調回路34と、このテレビ用復調回路34から出力されたTS(トランスポートストリーム)信号が供給されるテレビ用出力端子35と、発振器30をPLL制御するPLL制御回路36と、携帯電話23の送信信号が供給される入出力端子23aと、高周波増幅器26の出力に接続されるとともに携帯電話23からの送信信号を通過させる第3のフィルタ38と、この第3のフィルタ38の出力が接続されるとともに送信信号を検出する検出回路40と、この検出回路40の出力と電流制御用入力26aの間に接続されるとともに高周波増幅器26の電流値を制御する電流制御回路41とから構成されている。
First, the electronic tuner 22 will be described below. The electronic tuner 22 is a high-
ここで、電流制御部42は、第3のフィルタ38と、検出回路40と、電流制御回路41とから構成されている。また、混合器32の出力は利得制御回路44の入力に接続されている。この利得制御回路44の出力は利得制御用入力29aに接続されている。
Here, the current control unit 42 includes a third filter 38, a detection circuit 40, and a current control circuit 41. The output of the
第3のフィルタ38は、入力端子38aから出力端子38bに向かって順に、コンデンサ38c、インダクタ38dが接続されている。
In the third filter 38, a
検出回路40は、第3のフィルタ38の出力端子38bとグランド間に接続された検波器40aと、コンデンサ38cとインダクタ38dの接続点38eと電流制御回路41の入力との間に接続された抵抗40bと、電流制御回路41の入力とグランド間に接続されたコンデンサ40cとから構成されている。
The detection circuit 40 includes a detector 40a connected between the output terminal 38b of the third filter 38 and the ground, and a resistor connected between the
このように構成された電子チューナ22の動作について説明する。アンテナ21で受信したテレビ放送信号は、高周波増幅器26に入力される。この高周波増幅器26からの出力信号は、携帯電話から出力される送信信号を抑圧する第1のフィルタ27に入力される。
An operation of the electronic tuner 22 configured as described above will be described. A television broadcast signal received by the antenna 21 is input to the
この第1のフィルタ27からの出力信号は、高周波増幅器29により利得制御された後、混合器32の一方の入力に供給され、他方の入力には発振器30の出力信号が供給されている。
The output signal from the
この混合器32から出力される例えば57MHzの中間周波信号は、フィルタ33により希望信号以外の妨害信号が抑圧される。また、発振器30はPLL制御回路36から出力される制御信号により周波数が制御されている。
For example, an interference signal other than the desired signal is suppressed by the
さらに、利得制御回路44から出力される利得制御電圧は、高周波増幅器29の利得制御用入力29aに供給される。これにより、混合器32の出力信号が一定のレベルになるように利得制御される。
Further, the gain control voltage output from the gain control circuit 44 is supplied to the gain control input 29 a of the
なお、利得制御回路44への入力は、フィルタ33の出力を供給してもよい。この場合、フィルタ33により送信信号や隣接チャンネル等の妨害信号を抑圧できるので、これら妨害信号による利得制御への影響を少なくできる。
Note that the input to the gain control circuit 44 may supply the output of the
そして、混合器32の出力信号は、フィルタ33により妨害信号が十分に抑圧されたのち、テレビ用復調回路34に入力される。このテレビ用復調回路34から出力されるTS信号は、テレビ用出力端子35から出力される。
The output signal of the
以上のように、テレビ用入力端子25に入力されたテレビ放送信号は、高周波増幅器26において増幅され、高周波増幅器29において利得制御が行われ、混合器32により周波数が変換され、第1のフィルタ27、フィルタ33により送信信号あるいは妨害信号が抑圧された信号がテレビ用復調回路34に入力される。そして、テレビ用復調回路34で復調されたTS信号がテレビ用出力端子35から出力される。
As described above, the television broadcast signal input to the
次に、携帯電話23について以下説明する。この携帯電話23は、携帯電話用アンテナ24が接続される入出力端子23aと、この入出力端子23aに接続される送受信回路43と、この送受信回路43の出力端子43bとテレビ用復調回路34の出力とがそれぞれ接続されるとともに入力信号を復号化する復号化回路46と、この復号化回路46の出力が接続される映像表示部47および音声出力部48と、音声・データ信号が入力される音声・データ入力部49と、この音声・データ入力部49と送受信回路43の入力端子43cとの間に接続されるとともに音声・データ信号を符号化する符号化回路50と、送受信回路43およびPLL制御回路36を制御する制御部52とから構成されている。
Next, the mobile phone 23 will be described below. The cellular phone 23 includes an input / output terminal 23a to which the cellular phone antenna 24 is connected, a transmission /
このように構成された携帯電話23の動作について説明する。制御部52からの制御信号により、携帯電話23が通話状態とされる。これにより、携帯電話23の送受信回路43から出力される送信信号は、携帯電話用アンテナ24から出力される。
The operation of the mobile phone 23 configured as described above will be described. In response to a control signal from the
図2は、携帯電話装置20におけるテレビ放送信号と送信信号の関係を表している。なお、横軸61は周波数(MHz)であり、縦軸62はレベル(dBm)である。
FIG. 2 shows the relationship between the television broadcast signal and the transmission signal in the mobile phone device 20. The horizontal axis 61 is frequency (MHz), and the
図2において、VHF放送信号65は、90MHz〜220MHzの帯域を有している。UHF放送信号66は、470MHz〜770MHzの帯域を有している。
In FIG. 2, the
携帯電話23の送受信回路43から出力される送信信号67、68、69は、例えば国内のPDC方式では入出力端子23aにおいて+28dBmのレベルになることもある。この入出力端子23aから出力される送信信号Vtxは、携帯電話用アンテナ24から出力され空中を伝播し、携帯電話用アンテナ24の近傍に設けられたテレビ受信用アンテナ21で受信されてしまう。
The transmission signals 67, 68, 69 output from the transmission /
そして、送信信号68、69はそれぞれ異なる周波数帯を利用した携帯電話の送信回路から出力される信号の一例であり、それぞれ1.5GHzと1.9GHzの周波数である。これらは、UHF放送信号66の周波数から十分に離れているため、影響は小さい。
The transmission signals 68 and 69 are examples of signals output from the transmission circuit of the mobile phone using different frequency bands, and have frequencies of 1.5 GHz and 1.9 GHz, respectively. Since these are sufficiently away from the frequency of the
しかしながら、テレビ用アンテナ21と携帯電話用アンテナ24は、小型化された携帯電話装置20に装着されているので、テレビ用アンテナ21と携帯電話用アンテナ24とは高周波的に十分な距離が確保できない。 However, since the TV antenna 21 and the mobile phone antenna 24 are mounted on the miniaturized mobile phone device 20, the TV antenna 21 and the mobile phone antenna 24 cannot secure a sufficient distance in terms of high frequency. .
このため、携帯電話用アンテナ24から出力される送信信号は、空中を介してテレビ用アンテナ21で受信されてしまう。ここで、携帯電話用アンテナ24からテレビ用アンテナ21までのアイソレーションVisoを例えば30dBと仮定する。 For this reason, the transmission signal output from the cellular phone antenna 24 is received by the television antenna 21 through the air. Here, it is assumed that the isolation Viso from the cellular phone antenna 24 to the television antenna 21 is, for example, 30 dB.
このテレビ用アンテナ21で受信される送信信号Vuは、(数1)より−2dBmとなる。 The transmission signal Vu received by the television antenna 21 is −2 dBm from (Equation 1).
この送信信号Vuは、第1のフィルタ27、フィルタ33により抑圧されたのちに、テレビ用復調回路34に入力される。ところが、第1のフィルタ27では送信信号が十分に抑圧されていない。このような送信信号が、高周波増幅器26、29により増幅されて混合器32に入力されることになる。このため、混合器32では、送信信号による歪が最も発生しやすくなり、この送信信号Vuによって電子チューナ22の妨害性能がほとんど決定されてしまうことになる。
The transmission signal Vu is suppressed by the
この混合器32における妨害を抑圧するためには、第1のフィルタ27の送信信号に対する抑圧が重要となる。この第1のフィルタ27の送信信号に対する所要抑圧比S1について以下、説明する。
In order to suppress the interference in the
混合器32の入力レベルV(P1dB)を−40dmとする。なお、V(P1dB)とは、入力信号レベルの増加に対して出力信号レベルが−1dBとなって出力信号レベルの飽和する入力信号レベルである。
The input level V (P1 dB) of the
この混合器32の前段に挿入された第1のフィルタ27における所要抑圧比S1は、(数2)より68dBとなり、およそ70dBとなる。なお、高周波増幅器26の電力利得G1を+15dBとし、高周波増幅器29の電力利得G2を+15dBとしている。
The required suppression ratio S1 in the
ところが、この送信信号67とUHF放送信号66の最上位のチャンネル(62ch)との間隔70は60MHzと近接している。
However, the
このような送信信号による妨害特性とフィルタの損失による受信感度の両性能を改善できる電子チューナ22について以下説明する。 The electronic tuner 22 that can improve both the performance of the interference characteristic due to the transmission signal and the reception sensitivity due to the loss of the filter will be described below.
最初に、受信感度を改善する方法について、図1を用いて説明する。すなわち、テレビ用入力端子25と第1のフィルタ27の間に優れた雑音指数および歪特性を有する中電力タイプの高周波増幅器26を挿入する。
First, a method for improving the reception sensitivity will be described with reference to FIG. That is, a medium power type
このように、第1のフィルタ27の前に高周波増幅器26を挿入することにより、第1のフィルタ27による挿入損失を軽減することができる。すなわち、受信感度を改善することができる。
Thus, by inserting the high-
次に、図3(a)〜(c)、図4を用いて、高周波増幅器26の送信信号による妨害を改善する方法について説明する。
Next, a method for improving the interference caused by the transmission signal of the
第1のフィルタ27よりテレビ用アンテナ21側に挿入した高周波増幅器26では、使用中の携帯電話23の送信信号により妨害が発生してしまう。この妨害を改善するために、高周波増幅器26には、図3(a)〜(c)で表されるように優れた歪特性を有する中電力タイプの半導体素子を用いる。
In the
図3(a)は、電流91に対する増幅度92を表し、高周波増幅器7(図11を参照)の増幅度7b、高周波増幅器26の増幅度26bをそれぞれ点線、実線で表している。
FIG. 3A shows the
図3(b)は、電流91に対する雑音指数93を表し、高周波増幅器7の雑音指数7c、高周波増幅器26の雑音指数26cをそれぞれ点線、実線で表している。
FIG. 3B shows the noise figure 93 with respect to the current 91, and the noise figure 7c of the high-frequency amplifier 7 and the noise figure 26c of the high-
図3(c)は、電流91に対するV(P1dB)94を表している。高周波増幅器7のV(P1dB)7dを点線で、高周波増幅器26のV(P1dB)26dを実線で表している。
FIG. 3C shows V (P1 dB) 94 with respect to the current 91. V (P1dB) 7d of the high-frequency amplifier 7 is represented by a dotted line, and V (P1dB) 26d of the high-
図3(a)〜(c)において、高周波増幅器7は、最大定格が20mAの半導体素子であり、実際に使用する電流を電流値101(8mA)として用いている。特に、図3(c)に表されるように、高周波増幅器7では電流値101a(15mA)を大きくしてもV(P1dB)94aとなって改善度が小さい。 3A to 3C, the high-frequency amplifier 7 is a semiconductor element having a maximum rating of 20 mA, and an actually used current is used as a current value 101 (8 mA). In particular, as shown in FIG. 3C, in the high-frequency amplifier 7, even if the current value 101a (15 mA) is increased, V (P1 dB) 94a is obtained, and the degree of improvement is small.
これに対して、高周波増幅器26では、最大定格が100mAであり、実際の使用する電流を電流値101(8mA)あるいは電流値102(40mA)としてそれぞれ用いることができる。特に、電流値102(40mA)で用いた場合には、V(P1dB)94bと大幅に改善できる。
On the other hand, in the
また、高周波増幅器26では、電流値102(40mA)での増幅度、雑音指数はともに、電流値101(8mA)での増幅度、雑音指数に比べて、劣化度がほとんどない。
Further, in the
図4は、この高周波増幅器26を用いた電子チューナ22において、テレビ用入力端子25から入力される送信信号レベル105に対する電子チューナ22の受信品質であるBER(ビットエラーレート)106を表している。
FIG. 4 shows a BER (bit error rate) 106 that is the reception quality of the electronic tuner 22 with respect to the
この高周波増幅器26の電流値101(8mA)における電子チューナのBER107を点線で表し、電流値102(40mA)における電子チューナのBER108を実線で表している。
The
図4において、BER107(点線)では、送信信号レベル105aより大きい場合には、BERが劣化している。しかし、BER108(実線)では、送信信号レベル105aより大きい送信信号レベル105bであってもBERが劣化していない。
In FIG. 4, at the BER 107 (dotted line), when the
このように、高周波増幅器26に優れた歪特性を有する中電力タイプの半導体素子を用い、送信信号レベルが送信信号レベル105aより大きい場合には、電流制御部42により高周波増幅器26の電流を大きく設定する。これにより、高周波増幅器26では、雑音指数を損なうことなく、V(P1dB)を大幅に改善できる。このようにして、高周波増幅器26の歪を無くすことができる。
As described above, when the medium power type semiconductor element having excellent distortion characteristics is used for the
また、送信信号レベルが送信信号レベル105aより小さい場合には、高周波増幅器26の電流を小さくする。これにより、通話中でない場合には、消費電力を削減できる。
When the transmission signal level is lower than the
図5は、第1のフィルタ27の回路図である。この第1のフィルタ27には、一例として特定の周波数を取り除くノッチフィルタの形式を用いている。第1のフィルタ27は、入力端子27a、出力端子27bを有している。この入力端子27aから出力端子27bに向かって順に、インダクタ72aとコンデンサ72bとの並列接続体72と、インダクタ73aとコンデンサ73bとの並列接続体73とが直列に接続されている。さらに、並列接続体72、73との接続点とグランドとの間に、インダクタ75aとコンデンサ75bとの直列接続体75が接続されている。
FIG. 5 is a circuit diagram of the
ここで、並列接続体72、73の並列共振周波数および直列接続体75の直列共振周波数を、830MHz付近とし、この830MHz付近を減衰させている。
Here, the parallel resonance frequency of the
図6は、以上のように構成された第1のフィルタ27の周波数に対する選択特性81である。なお、横軸79は周波数(MHz)であり、縦軸80は減衰量(dB)である。
FIG. 6 shows the selection characteristic 81 with respect to the frequency of the
図6において、UHF放送信号66(図2)の最上位チャンネルである770MHzの周波数83までは、略平坦な特性を示している。そして、妨害信号としての送信信号67(図2)の存在する830MHzの周波数84では、約70dB以上の大きな減衰量を得ることができる。
In FIG. 6, up to a
このように構成された第1のフィルタ27を用いることにより、高周波増幅器29、混合器32における送信信号による妨害を抑圧することができる。
By using the
次に、送信信号を検出し、この検出した結果により高周波増幅器26の電流値を制御する電流制御部42について説明する。
Next, the current control unit 42 that detects the transmission signal and controls the current value of the high-
送受信回路43からの送信信号は、高周波増幅器26で増幅され、第3のフィルタ38の入力端子38aに供給される。この第3のフィルタ38は、入力端子38aから出力端子38bに向かって順に接続されたコンデンサ38cと、インダクタ38dとの直列共振回路から構成され、この直列共振周波数は、送信信号の周波数830MHzとほぼ一致させている。
A transmission signal from the transmission /
この第3のフィルタ38の出力端子38bは検波器40aのカソードを接続し、検波器40aのアノードをグランドに接続している。これにより、第3のフィルタ38を通過した送信信号は、検波器40aにより検波される。この検波された電圧は、抵抗40bとコンデンサ40cからなる積分回路により平均化される。この抵抗40bは、応答時間の関係より、例えば500Ωとしている。 The output terminal 38b of the third filter 38 is connected to the cathode of the detector 40a, and the anode of the detector 40a is connected to the ground. Thereby, the transmission signal that has passed through the third filter 38 is detected by the detector 40a. The detected voltage is averaged by an integrating circuit including a resistor 40b and a capacitor 40c. The resistor 40b is set to, for example, 500Ω because of the response time.
この500Ωの抵抗40bの一端は、コンデンサ38cとインダクタ38dとの接続点38eに接続している。これにより、検波器40aに入力される高周波である送信信号がダンピングされるのを防止できる。従って、検波器40aにおいて十分な検波電圧を得ることができる。
One end of the 500Ω resistor 40b is connected to a
例えば、出力端子38bと電流制御回路41の入力との間に抵抗40bを接続した場合について説明する。コンデンサ38cとインダクタ38dとの直列共振周波数は送信信号の周波数と一致させている。このため、出力端子38bは、送信信号の周波数において、直接に抵抗40bによりダンピングされてしまう。このため、検波電圧が損なわれてしまう。
For example, the case where the resistor 40b is connected between the output terminal 38b and the input of the current control circuit 41 will be described. The series resonance frequency of the
このようにして、コンデンサ40cに充電された電圧は、電流制御回路41に供給される。この電流制御回路41の出力は、高周波増幅器26の電流制御用入力26aに供給される。
In this way, the voltage charged in the capacitor 40c is supplied to the current control circuit 41. The output of the current control circuit 41 is supplied to the current control input 26 a of the
例えば、送信信号が存在する場合には、コンデンサ40cの充電電圧が大きくなり、高周波増幅器26の電流値を大きく設定する。また、送信信号が存在しないか、あるいは小さい場合には、コンデンサ40cの充電電圧が小さくなり、高周波増幅器26の電流値を小さく設定すればよい。
For example, when there is a transmission signal, the charging voltage of the capacitor 40c increases, and the current value of the high-
以上のようにして、送信信号を検出した場合には、電流制御部42により高周波増幅器26の電流を大きくする。これにより、携帯電話23で通話中であっても、テレビ受信が可能となる。また、送信信号がないあるいは小さい場合には、高周波増幅器26の電流を小さくする。これにより、通話中でない場合には、消費電力を削減できる。
As described above, when the transmission signal is detected, the current control unit 42 increases the current of the high-
図7は、GSM方式の送信信号を用いた携帯電話において、タイム110に対する各信号の出力レベル111を表している。この信号レベルとしては、GSMの送信信号であるバースト信号113と電流制御回路41から出力される電流制御信号114を表している。
FIG. 7 shows an
図7において、GSM方式の送信信号であるバースト信号113は、信号113aの次に信号113bが存在し、さらに同様の信号が連続して送られてくる。
In FIG. 7, a burst signal 113, which is a GSM transmission signal, has a signal 113b next to a
この信号113aの開始のタイム110aから信号113bの開始のタイム110bまでの期間110cは、例えば4600usecである。さらに、信号113aの開始のタイム110aから終了するタイム110dまでの期間111eは、例えば570usecである。
A
この信号113aは、タイム110aには出力レベル111aとなり、タイム110fにおいて出力レベル111bとさらに大きくなり、タイム110gにおいて最終の出力レベル111cとなるように段階的に設定されている。この段階的に設定された信号113aは、信号113b、あるいはこの信号113bに続く信号においても同様である。
This
このように、信号113a、113bの出力レベルは段階的に設定されている。この理由は、以下のようである。すなわち、送受信回路43に設けられた送信回路の電力増幅器が多段に構成されており、これら多段の電力増幅器の動作が順番に開始されるように制御されているからである。
Thus, the output levels of the
これにより、送受信回路43内にある電力増幅器による発振器への急激な負荷変動を抑えることができる。従って、この発振器の発振器周波数の変動を小さくすることができる。
As a result, sudden load fluctuations on the oscillator due to the power amplifier in the transmission /
次に、図7において、電流制御部42から出力される電流制御信号114について説明する。送信信号であるバースト信号113が、入力端子38aから検出回路40に供給される。
Next, the current control signal 114 output from the current control unit 42 will be described with reference to FIG. A burst signal 113 which is a transmission signal is supplied to the detection circuit 40 from the
この検出回路40の検波器40aにより、検波された電圧は、抵抗40bとコンデンサ40cとからなる積分回路により電圧が平均化される。この平均化された信号は電流制御回路41に供給される。 The voltage detected by the detector 40a of the detection circuit 40 is averaged by an integration circuit including a resistor 40b and a capacitor 40c. This averaged signal is supplied to the current control circuit 41.
また、電流制御回路41から出力される電流制御信号114aのタイム110aから立ち上げるタイム110hまでの期間110iは、タイム110aからタイム110fまでの期間110jより小さくして設定する。
The period 110i from the time 110a of the
なお、この電流制御信号114aにおける期間110iと期間110jの関係は、電流制御信号114bにおいても同様である。
Note that the relationship between the period 110i and the period 110j in the
例えば、期間110jが10usecであれば、期間110iは、10usec以下に設定する必要がある。このため、例えばコンデンサ40cの容量値を10nFとし、抵抗40bの抵抗値を500Ωとする。 For example, if the period 110j is 10 usec, the period 110i needs to be set to 10 usec or less. For this reason, for example, the capacitance value of the capacitor 40c is 10 nF, and the resistance value of the resistor 40b is 500Ω.
この期間110iは、(数3)で表されるように、抵抗40bの抵抗値Rとコンデンサ40cの容量値Cによる時定数C*Rによりほぼ決定される。 This period 110i is substantially determined by the time constant C * R based on the resistance value R of the resistor 40b and the capacitance value C of the capacitor 40c, as represented by (Equation 3).
これにより、期間110iを略5usecとできる。 Thereby, the period 110i can be set to about 5 usec.
さらに、信号113a、113b以外の信号の無い時間においては、コンデンサ40cの充電電圧が電流制御回路41の負荷により短時間に放電されることになる。すなわち、タイム110dにおいてバースト信号113が立ち下がり、タイム110mにおいて電流制御信号114は0Vとできる。
Further, during the time when there is no signal other than the
このようにして、電流制御信号114aの立ち上がりタイム110hは、最初に立ち上がる出力レベル111aを検出し、バースト信号113aの立ち上がり期間110j内に立ち上げることができる。また、電流制御信号114aの立ち下がりタイム110mは、バースト信号113aの立ち下がりタイム110dにより決定される。
In this way, the rising
この電流制御信号114aは、バースト信号113bに対応した電流制御信号114bにおいても同様である。
The
このようにして、電流制御部42からの電流制御信号114を用いて、送信信号のある期間111eに対応させて期間111nでは、高周波増幅器26の電流値を40mAと大きく設定し、送信信号のない期間111fに対応させて期間111pでは、高周波増幅器26の電極流値を8mAと小さく設定することができる。
In this manner, using the current control signal 114 from the current control unit 42, the current value of the
なお、期間111pは、電流制御信号114aの立ち下がりタイム110mから電流制御信号114bの立ち上がりタイム110kまでの時間としている。
Note that the period 111p is a time from the falling
以上のように、バースト信号113aの出力レベル111aから出力レベル111bになる前に、電流制御信号114を用いて高周波増幅器26の電流値を大きく設定できる。このため、高周波増幅器26では、信号113aによる歪を抑圧することができる。また、期間111n(570usec)のみ電流値を大きく設定することができるので、消費電力を大幅に削減することができる。
As described above, the current value of the high-
なお、電流制御信号114aの立ち上がりタイム110hは、信号113aの立ち上がりタイム110gより以前としてもよい。
The
このようにして、送信信号を検出した場合には、電流制御部42により高周波増幅器26の電流を大きくする。これにより、携帯電話23で通話中であっても、高周波増幅器26は、送信信号により歪が発生することがないので、高品質なテレビ受信が可能となる。
In this way, when the transmission signal is detected, the current control unit 42 increases the current of the high-
また、テレビ用入力端子25と第1のフィルタ27との間に高周波増幅器26を挿入しているので、受信感度の劣化を改善できる。
Further, since the
さらに、送信信号がないか、あるいは小さい場合には、高周波増幅器26の電流を小さくする。これにより、通話中でない場合には、消費電力を削減できる。
Further, when there is no transmission signal or when the transmission signal is small, the current of the
また、テレビ用入力端子25と高周波増幅器26の間に第2のフィルタ120(図示せず)を挿入してもよい。この第2のフィルタ120は、送信信号を20〜30dB抑圧できるものとし、第1のフィルタ27の送信信号に対する抑圧量より小さく設定している。
Further, a second filter 120 (not shown) may be inserted between the
また、例えば、携帯電話装置のさらなる小型化が進むと、携帯電話用アンテナ24からテレビ用アンテナ21までのアイソレーションVisoがますます劣化することになる。この場合においても、第2のフィルタ120により送信信号を20〜30dB抑圧できる。従って、受信感度が損なわれることなく、さらなる小型化サイズの携帯電話装置を実現できる。 In addition, for example, when the mobile phone device is further reduced in size, the isolation Viso from the mobile phone antenna 24 to the television antenna 21 is further deteriorated. Even in this case, the transmission signal can be suppressed by 20 to 30 dB by the second filter 120. Therefore, it is possible to realize a mobile phone device of a further reduced size without impairing reception sensitivity.
(実施の形態2)
図8は、実施の形態2における携帯電話装置420のブロック図である。実施の形態1の携帯電話装置20では、電流制御部42は第3のフィルタ38と、検出回路40と、電流制御回路41とから構成されていた。この電子チューナ22の検出回路40には、UHF放送信号と携帯電話23からの大きな送信信号が入力される。
(Embodiment 2)
FIG. 8 is a block diagram of mobile phone device 420 according to the second embodiment. In the mobile phone device 20 according to the first embodiment, the current control unit 42 includes the third filter 38, the detection circuit 40, and the current control circuit 41. A UHF broadcast signal and a large transmission signal from the mobile phone 23 are input to the detection circuit 40 of the electronic tuner 22.
このため、検出回路40において歪信号が重畳したUHF放送信号が発生する。このUHF放送信号は、第1のフィルタ27の入力である信号ラインに逆流し、妨害信号となってしまう。
For this reason, the detection circuit 40 generates a UHF broadcast signal on which a distortion signal is superimposed. The UHF broadcast signal flows back to the signal line that is the input of the
これに対して、本実施の形態における携帯電話装置420では、電流制御部442は、フィルタ438と検出回路40との間に高周波増幅器39を挿入している。さらに、高周波増幅器26の出力と第1のフィルタ27の入力と電流制御部442の入力との間に抽出回路437を挿入している点が異なっている。
On the other hand, in the cellular phone device 420 in the present embodiment, the current control unit 442 inserts the high frequency amplifier 39 between the filter 438 and the detection circuit 40. Another difference is that an
なお、実施の形態1と同じものについては同符号を付して説明を簡略化している。 The same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description is simplified.
図8において、携帯電話装置420は、電子チューナ422と、携帯電話23とから構成されている。この電子チューナ422において、高周波増幅器26の出力には抽出回路437の入力端子437aが接続されている。また、抽出回路437の出力端子437bには第1のフィルタ27の入力端子27aが接続されている。
In FIG. 8, the mobile phone device 420 includes an electronic tuner 422 and a mobile phone 23. In the electronic tuner 422, the
さらに、抽出回路437の出力端子437cにはフィルタ438の入力端子438aが接続されている。このフィルタ438の出力端子438bには、高周波増幅器39の入力が接続されている。この高周波増幅器39の出力には、検出回路40の入力が接続されている。この検出回路40の出力には、電流制御回路41の入力が接続されている。この電流制御回路41の出力は、高周波増幅器26の電流制御用入力26aに接続されている。
Further, the input terminal 438a of the filter 438 is connected to the
図9は、図8の抽出回路437の他の一例である方向性結合器439の回路図である。この方向性結合器439に設けられた入力端子439a、出力端子439b、439cは、抽出回路437の入力端子437a、出力端子437b、437cにそれぞれ対応している。
FIG. 9 is a circuit diagram of a directional coupler 439 which is another example of the
図9において、入力端子439aと出力端子439bとの間には、共振器439dと、この共振器439dに近接して配置することにより方向性結合器とした共振器439eと、この共振器439eの一端とグランド間に接続した50Ωの抵抗439fと、共振器439eの他端に接続された出力端子439cとから構成されている。
In FIG. 9, between the
なお、共振器439d、439eは、共にUHF放送信号の周波数の略λ/4の波長の長さを有することが望ましい。 It is desirable that both resonators 439d and 439e have a wavelength length of approximately λ / 4 of the frequency of the UHF broadcast signal.
以上のように、共振器439d、439eにより方向性結合器としているので、入力端子439aから出力端子439bの伝送損失を、略0.5dBと小さくできる。また、出力端子439cから出力される信号レベルは、出力端子439bから出力される信号レベルより小さくできる。さらに、出力端子439cから出力端子439bへのアイソレーションを、略20dBと大きくできる。
As described above, since the resonators 439d and 439e form a directional coupler, the transmission loss from the
図10は、図8の抽出回路437の一例である電力分配器440の回路図である。この電力分配器440に設けられた入力端子440a、出力端子440b、440cは、抽出回路437の入力端子437a、出力端子437b、437cにそれぞれ対応させている。
FIG. 10 is a circuit diagram of a
図10において、入力端子440aと出力端子440bとの間には、インダクタ440dが接続されている。入力端子440aと出力端子440cとの間にはインダクタ440eが接続されている。入力端子440aとグランド間にはコンデンサ440fが接続されている。出力端子440b、440c間には、コンデンサ440gおよび抵抗440hが接続されている。
In FIG. 10, an
インダクタ440dのインダクタンスは、略12nHとしている。インダクタ440eのインダクタンスは、略12nHとしている。コンデンサ440fの容量値は、略3pFとしている。コンデンサ440gの容量値は、略6pFとしている。抵抗440hの抵抗値は、略100Ωとしている。
The inductance of the
以上のようにして、入力端子440aからの信号は、電力分配器440により出力端子440b、440cから2分配されて出力される。この出力端子440b、440c間は、略20dBの大きなアイソレーションを得ることができる。
As described above, the signal from the input terminal 440a is divided into two by the
このように、高周波増幅器39、方向性結合器439あるいは電力分配器440により、検出回路40から第1のフィルタ27の入力端子27aまでのアイソレーションを十分に確保できる。
As described above, the high-frequency amplifier 39, the directional coupler 439, or the
従って、たとえ大きな送信信号による検出回路40での非直線歪成分がUHF放送信号に重畳したとしても、このUHF放送信号の第1のフィルタ27の入力である信号ラインへの流入を防止することができる。
Therefore, even if a nonlinear distortion component in the detection circuit 40 due to a large transmission signal is superimposed on the UHF broadcast signal, it is possible to prevent the UHF broadcast signal from flowing into the signal line that is the input of the
このため、携帯電話23が通話中であっても、妨害が発生することがないので、高品質なテレビ受信が可能となる。 For this reason, even when the cellular phone 23 is in a call, no interference occurs, so that high-quality television reception is possible.
なお、検出回路40から第1のフィルタ27の入力端子27aまでのアイソレーションを確保するため、抽出回路437を用いないで、高周波増幅器26の出力と第1のフィルタ27の入力端子27aとの接続点と検出回路40との間に、アイソレータを挿入しても同様の効果を得ることができる。
In order to secure isolation from the detection circuit 40 to the
このように構成された携帯電話装置420もやはり、実施の形態1で述べた携帯電話装置20と同様の効果を奏するものである。 The mobile phone device 420 configured as described above also has the same effect as the mobile phone device 20 described in the first embodiment.
本発明にかかる電子チューナは、携帯電話23が通話中であっても、この携帯電話による影響を受けることなく、テレビ放送信号を受信することができるので、携帯電話装置等に内蔵される電子チューナとして有用である。 The electronic tuner according to the present invention can receive a TV broadcast signal without being affected by the cellular phone 23 even when the cellular phone 23 is in a call. Therefore, the electronic tuner built in the cellular phone device or the like can be used. Useful as.
20 携帯電話装置
22 電子チューナ
22a 入力端子
23 携帯電話
25 テレビ用入力端子
26 高周波増幅器
26a 電流制御用入力
27 第1のフィルタ
29 高周波増幅器
30 発振器
32 混合器
35 テレビ用出力端子
42 電流制御部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 20 Mobile phone apparatus 22 Electronic tuner 22a Input terminal 23
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