JP2008131796A - Motor control device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、モータ制御装置に関し、特に、多相交流モータの駆動を制御するモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device, and more particularly to a motor control device that controls driving of a multiphase AC motor.
従来、多相交流モータの駆動を制御するモータ制御装置が知られている。
一般に、3相交流モータを、N(N≧3)個のインバータで駆動する場合、例えば、「多重巻き誘導電動機の制御装置」(特許文献1参照)にあるように、N相の電流を一括して処理しそれぞれのインバータへのパルス幅変調(Pulse Width Modulation:PWM)ゲート信号を生成する必要があった。そのため、「PWM制御部」と呼ばれる一括処理部分を、N個のインバータの脇に分散して配置することは困難であった。PWMゲート信号は、高周波帯域を含むためノイズに弱く、特に、PWMゲート信号にノイズが重畳すると、直流短絡等の致命的な故障を誘発することが多い。
Conventionally, a motor control device that controls driving of a multiphase AC motor is known.
In general, when a three-phase AC motor is driven by N (N ≧ 3) inverters, for example, as described in “Control Device for Multiple Winding Induction Motor” (see Patent Document 1), N-phase currents are collectively collected. Thus, it is necessary to generate a pulse width modulation (PWM) gate signal for each inverter. For this reason, it has been difficult to disperse and arrange the batch processing portion called “PWM control unit” beside the N inverters. Since the PWM gate signal includes a high frequency band, it is vulnerable to noise. In particular, when noise is superimposed on the PWM gate signal, a fatal failure such as a DC short circuit is often induced.
これに対し、「PWMインバータ装置」(特許文献2参照)においては、それぞれのインバータに電流センサと電流制御ループを持ち、それぞれのインバータは、統合モータコントローラ(統合MC)からそれぞれの電流指令を受け取るのみである。このため、PWMゲート信号にノイズが重畳することを防止することができる。また、インバータの制御部分が分散され、N個のインバータモジュールがそれぞれ独立に機能するので、一律の設計で製造することができて設計・製造コスト低減も可能になると共に、PWMキャリア信号を独立に持てばモータインバータのノイズ低減にもつながる。
しかしながら、従来の「PWMインバータ装置」では、他相のインバータ電流によって発生する磁束に自コイルが鎖交するために発生するモータの誘導起電力により、自コイルの電流が乱される。即ち、インバータ同士の相互干渉が発生することにより、制御性が低下してしまう。
図8は、従来の分散電流制御を説明する制御構成図である。図8に示すように、電流指令値Iref[A]に対し、モータコイルからフィードバックされた電流実績値Iact[A]を減算処理し、得られた電流誤差Ierr[A]がPI制御器に入力する。電流誤差Ierr[A]が入力したPI制御器は、電流フィードバック制御操作電圧Vfb[V]を出力し、電流フィードバック制御操作電圧Vfb[V]は、ON/OFF信号化(三角波比較PWM等)によりPWM電圧として、モータコイルに入力する。
However, in the conventional “PWM inverter device”, the current of the own coil is disturbed by the induced electromotive force of the motor generated because the own coil is linked to the magnetic flux generated by the inverter current of the other phase. That is, the controllability is reduced due to the mutual interference between the inverters.
FIG. 8 is a control configuration diagram illustrating conventional distributed current control. As shown in FIG. 8, the current actual value Iact [A] fed back from the motor coil is subtracted from the current command value Iref [A], and the obtained current error Ierr [A] is input to the PI controller. To do. The PI controller to which the current error Ierr [A] is input outputs the current feedback control operation voltage Vfb [V], and the current feedback control operation voltage Vfb [V] is converted into an ON / OFF signal (triangular wave comparison PWM or the like). The PWM voltage is input to the motor coil.
つまり、当該モータコイルに制御電圧Vfb[V]を印加し、コイル電流を制御しようとするが、他のコイル電流変化による当該モータコイルへの鎖交磁束の変化、それによって発生する誘導起電力は、当該コイル電流を変化させる外乱電圧となる。
更に、この制御方法を、IPM(埋め込み永久磁石モータ)やSRM(スイッチドリラクタンスモータ)・SynRM(シンクロナスリラクタンスモータ)等に適用する場合、コイルのインダクタンスがロータ角度に応じて変化するため、電流制御のゲインを上げることができず、応答が悪化することが避けられなかった。
That is, the control voltage Vfb [V] is applied to the motor coil to control the coil current, but the change in the linkage flux to the motor coil due to other coil current changes, and the induced electromotive force generated thereby The disturbance voltage changes the coil current.
Furthermore, when this control method is applied to IPM (embedded permanent magnet motor), SRM (switched reluctance motor), SynRM (synchronous reluctance motor), etc., the inductance of the coil changes depending on the rotor angle. It was inevitable that the control gain could not be increased and the response deteriorated.
図9は、SRMでのロータ角の変化と各相コイルインダクタンスの関連をグラフで示す説明図である。図9に示すように、各相コイルの瞬時インダクタンスは、ステータに対するロータ角の関数として変化し、ロータ極とステータティースが非対向位置にある場合、インダクタンスは小となり、ロータ極とステータティースが対向位置にある場合、インダクタンスは大となる。
この発明の目的は、分散電流制御を行う際に発生する、インバータ同士の相互干渉による制御性の低下を改善したモータ制御装置を提供することである。
FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating the relationship between the change in the rotor angle in the SRM and each phase coil inductance in a graph. As shown in FIG. 9, the instantaneous inductance of each phase coil changes as a function of the rotor angle with respect to the stator. When the rotor pole and the stator teeth are in a non-opposing position, the inductance is small and the rotor pole and the stator teeth are opposed to each other. When in position, the inductance is large.
An object of the present invention is to provide a motor control device in which a decrease in controllability caused by mutual interference between inverters, which occurs when performing distributed current control.
上記目的を達成するため、この発明に係るモータ制御装置は、多相交流モータの各相毎にインバータ及び電流センサが接続されているモータ制御装置において、トルク指令値及びロータ角度から各相電流指令値を生成する統合モータコントローラと、全相電流指令値と、ロータ角度及びロータ角速度の少なくとも一つに基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する分散ドライバとを有することを特徴としている。 In order to achieve the above object, a motor control device according to the present invention is a motor control device in which an inverter and a current sensor are connected for each phase of a multiphase AC motor. An integrated motor controller that generates a value, an all-phase current command value, and a distributed driver that performs current feedback control of the inverter voltage based on at least one of a rotor angle and a rotor angular velocity.
この発明によれば、多相交流モータの各相毎にインバータ及び電流センサが接続されているモータ制御装置は、統合モータコントローラは、トルク指令値及びロータ角度から各相電流指令値を生成し、分散ドライバは、全相電流指令値と、ロータ角度及びロータ角速度の少なくとも一つに基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する。このため、分散電流制御を行う際に発生する、インバータ同士の相互干渉による制御性の低下を改善することができる。 According to this invention, the motor control device in which the inverter and the current sensor are connected for each phase of the multiphase AC motor, the integrated motor controller generates each phase current command value from the torque command value and the rotor angle, The distributed driver performs current feedback control of the inverter voltage based on the all-phase current command value and at least one of the rotor angle and the rotor angular velocity. For this reason, it is possible to improve a decrease in controllability caused by mutual interference between inverters, which occurs when performing distributed current control.
以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
図1は、この発明の一実施の形態に係るモータ制御装置の構成を概略的に説明するブロック説明図である。図1に示すように、モータ制御装置10は、統合モータコントローラ(MC)11及び分散ドライバ12を有しており、統合MC11からの制御信号が入力する分散ドライバ12を介して、モータ13の駆動を制御する。分散ドライバ12は、制御対象となる、モータ13の巻線13aの数に合わせた個数(1〜n)が設けられている。
統合MC11は、トルク指令の受信、ロータ角度の検出(ロータ角センシング)、及び各相電流指令の計算の各処理を行う。つまり、統合MC11は、トルク指令Tref(t)とロータ角度θact(t)の入力により、各相電流指令I(1〜n)ref(t)を生成し、生成した各相電流指令I(1〜n)ref(t)とロータ角度θact(t)を、各分散ドライバ12に出力する。
The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram schematically illustrating the configuration of a motor control device according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the
The integrated
各分散ドライバ12は、電流センサ14及びインテリジェントパワーモジュール15を有しており、電流指令の受信、電流の検出(電流センシング)、インダクタンスの計算、誘導起電力(counter ElectroMotive Force:cEMF)の計算、電流フィードバック(FB)制御ループ、及びゲートドライブの各処理を行う。電流センサ14及びインテリジェントパワーモジュール15は、分散ドライバ12と一体に設ける他、別体に設けても良い。
Each
つまり、各分散ドライバ12は、インダクタンス計算によるゲイン補正機能とcEMF計算によるFF(Feed Forward)補償機能を内蔵しており、入力した、全相における各相電流指令I(1〜n)ref(t)、即ち、全相電流指令と、ロータ角度及びロータ角速度の少なくとも一つに基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する。統合MC11と各分散ドライバ12の間では、低周波アナログ信号のみが用いられる。
従って、多相交流モータの各相毎にインバータ及び電流センサが接続されているモータ制御装置10は、それぞれの分散ドライバ12において、ロータ角度と全相の電流指令に基づき当該分散ドライバの巻線13aに誘起する誘起電圧を計算し補正することができるので、電流制御偏差が大きくなることなく、電流制御応答性を確保することができる。
In other words, each
Therefore, the
なお、モータ13の一つには、ロータ角度を検出するロータ角度センサ16が備えられている。
図2は、図1のモータ制御装置の他の構成を概略的に説明するブロック説明図である。図2に示すように、モータ制御装置20は、統合MC11及び各分散ドライバ12に代えて、統合MC21及び各分散ドライバ22を有している。
統合MC21は、トルク指令の受信、ロータ角度の検出(ロータ角センシング)、各相電流指令の計算、及びcEMFの計算の各処理を行い、各分散ドライバ22は、電流指令の受信、電流の検出(電流センシング)、電流FB(FeedBack)制御ループ、cEMFの補正、及びゲートドライブの各処理を行う。統合MC21及び各分散ドライバ22のその他の構成及び作用は、統合MC11及び各分散ドライバ12と同様である。
One of the
FIG. 2 is a block diagram schematically illustrating another configuration of the motor control device of FIG. As shown in FIG. 2, the
The integrated
つまり、統合MC21で、cEMFの計算を行い、各分散ドライバ22では、インダクタンスの計算及びcEMFの計算を行わずにcEMFの補正を行っており、統合MC21は、トルク指令Tref(t)とロータ角度θact(t)の入力により、各相の電流指令I(1〜n)ref(t)及びcEMF(1〜n)(t)を生成して、各相の分散ドライバ22に出力する。
従って、各分散ドライバ22は、当該相の電流指令値と誘起電圧推定値とを受信し、誘起電圧計算によるFF補償機能を内蔵しており、それぞれの分散ドライバ22において、他の巻線13aの作る磁束が当該分散ドライバの巻線に誘起する誘起電圧を補正することができるので、電流制御偏差が大きくなることなく、電流制御応答性を確保できると共に、分散ドライバで誘起電圧の計算をする必要が無いので、分散ドライバを簡易に構成することができ、コスト低減を図ることができる。
That is, the integrated
Therefore, each
図3は、図1のモータ制御装置の更に他の構成を概略的に説明するブロック説明図である。図3に示すように、モータ制御装置25は、各分散ドライバ12に代えて、各分散ドライバ26を有している。
各分散ドライバ26は、電流指令の受信、電流の検出(電流センシング)、インダクタンスの計算、電流フィードバック(FB)制御ループ、及びゲートドライブの各処理を行う。各分散ドライバ26のその他の構成及び作用は、各分散ドライバ12と同様である。
つまり、統合MC11は、トルク指令Tref(t)とロータ角度θact(t)の入力により、各相の電流指令I(1〜n)ref(t)を生成して、各相の分散ドライバ26に出力し、各分散ドライバ26では、cEMFの計算を行わず、角速度の計算(微分)及びインダクタンスの計算を行う。統合MC11と各分散ドライバ26の間の信号数は2倍で、低周波アナログ信号のみが用いられる。
FIG. 3 is a block diagram schematically illustrating still another configuration of the motor control device of FIG. As shown in FIG. 3, the
Each
That is, the integrated
従って、分散ドライバ26側に、インダクタンス計算機能を備えることにより、分散ドライバに、ロータ角度信号のみを送ることで、電流FB制御の応答を改善することができる。このため、それぞれの分散ドライバにおいて、当該分散ドライバの巻線の瞬時インダクタンスを計算できるので、電流制御のフィードバックゲインを調整することができ、不安定化することなくゲインを上げることができるので、電流制御偏差が大きくなることなく、電流制御応答を確保することができる。
図4は、図1のモータ制御装置の更に他の構成を概略的に説明するブロック説明図である。図4に示すように、モータ制御装置30は、統合MC11及び各分散ドライバ12に代えて、統合MC31及び各分散ドライバ32を有している。
Therefore, by providing an inductance calculation function on the
FIG. 4 is a block diagram schematically illustrating still another configuration of the motor control device of FIG. As illustrated in FIG. 4, the
統合MC31は、トルク指令の受信、ロータ角度の検出(ロータ角センシング)、各相電流指令の計算、及び各相のインダクタンスとcEMFの計算(各相L・cEMF計算)の各処理を行い、各分散ドライバ32は、電流指令の受信、電流の検出(電流センシング)、可変ゲインの計算、電流フィードバック(FB)制御ループ、及びゲートドライブの各処理を行う。統合MC31及び各分散ドライバ32のその他の構成及び作用は、統合MC11及び各分散ドライバ12と同様である。
The
つまり、統合MC31は、トルク指令Tref(t)とロータ角度θact(t)の入力により、各相のインダクタンスとcEMFの計算を行い、各相の電流指令I(1〜n)ref(t)を生成して、各相の分散ドライバ32に出力し、各分散ドライバ32では、各相のインダクタンスとcEMFの計算を行わず、ゲイン調整とFF補償のみを行う。統合MC31と各分散ドライバ32の間の信号数は3倍で、低周波アナログ信号のみが用いられる。
That is, the
従って、統合MC31側が、ゲイン補正すべきインダクタンス値及びFF補償すべき電圧値の計算機能を備えることにより、分散ドライバ32の機能を最小限にしつつ、ゲイン補正・FF補償の機能を有することができる。このため、それぞれの分散ドライバ32において、当該ドライバの巻線13aの瞬時インダクタンスによって電流制御のフィードバックゲインを調整することができ、不安定化することなくゲインを上げることができるので、電流制御偏差が大きくなることなく、電流制御応答を確保することができる。
次に、この発明に係る分散電流制御構成について説明する。
Accordingly, by providing the
Next, a distributed current control configuration according to the present invention will be described.
図5は、この発明に係る分散電流制御を説明する制御構成図である。図5に示すように、電流指令値Iref[A]に対し、モータコイルからフィードバックされた電流実績値Iact[A]を減算処理し、得られた電流誤差Ierr[A]がPI制御器に入力する。電流誤差Ierr[A]が入力したPI制御器から出力された、電流フィードバック制御操作電圧Vfb1[V]は、ロータ角度及びロータ回転速度に依存する誘起電圧補償Vff[V]が加算処理されて、電流制御操作電圧Vfb2[V]となる。電流制御操作電圧Vfb2[V]は、ON/OFF信号化(三角波比較PWM等)された後、他コイルからの誘導起電力外乱Vexが加算処理され、PWM電圧として、モータコイルに入力する。
このように、各インバータの電流制御ゲインを、自コイルの瞬時インダクタンスに比例させることで、誘導起電力外乱に対しFF補償を行う。
FIG. 5 is a control configuration diagram for explaining the distributed current control according to the present invention. As shown in FIG. 5, the current actual value Iact [A] fed back from the motor coil is subtracted from the current command value Iref [A], and the obtained current error Ierr [A] is input to the PI controller. To do. The current feedback control operation voltage Vfb1 [V] output from the PI controller to which the current error Ierr [A] is input is subjected to addition processing of the induced voltage compensation Vff [V] depending on the rotor angle and the rotor rotational speed, The current control operation voltage Vfb2 [V] is obtained. After the current control operation voltage Vfb2 [V] is turned into an ON / OFF signal (triangular wave comparison PWM or the like), an induced electromotive force disturbance Vex from another coil is added and input to the motor coil as a PWM voltage.
In this way, the FF compensation is performed for the induced electromotive force disturbance by making the current control gain of each inverter proportional to the instantaneous inductance of the own coil.
つまり、誘導起電力外乱を打ち消すため、電流FB制御操作電圧Vfb1に、誘起電圧補償Vffを加算し、電流FB制御操作電圧Vfb2をモータコイルに印加する。誘起電圧補償Vffは、他コイル電流の指令値又は実測値とその変化率、ロータ角とその変化率から求めることができる。例えば、当該コイルNに対し、他コイル電流をI(1)〜I(n−1)、ロータ角をθとすると、当該コイルの鎖交磁束PHI(n)は次のように求められる。
PHI(n)
=k1(θ)I(1)+k2(θ)I(2)+・・・kn−1(θ)I(n−1)
但し、k1〜kn−1は、各コイルと当該コイルNの磁束との結合係数であって、ロータ角θに依存するものであり、仮想磁路法や有限要素法等の数値計算で求めておくことができる。
That is, in order to cancel the induced electromotive force disturbance, the induced voltage compensation Vff is added to the current FB control operation voltage Vfb1, and the current FB control operation voltage Vfb2 is applied to the motor coil. The induced voltage compensation Vff can be obtained from the command value or measured value of the other coil current and its change rate, the rotor angle and its change rate. For example, with respect to the coil N, assuming that other coil currents are I (1) to I (n-1) and the rotor angle is θ, the interlinkage magnetic flux PHI (n) of the coil is obtained as follows.
PHI (n)
= K1 (θ) I (1) + k2 (θ) I (2) +... Kn−1 (θ) I (n−1)
However, k1 to kn-1 are coupling coefficients between the coils and the magnetic flux of the coil N and depend on the rotor angle θ, and are obtained by numerical calculation such as a virtual magnetic path method or a finite element method. I can leave.
この式から、誘導起電力外乱Vexは、
Vex=dPHI(n)/dt
=(Dk1/Dt)I(1)+k1(DI(1)/Dt)+(Dk2/Dt)I(2)+k2(DI(2)/Dt)+・・・+(Dkn−1/Dt)I(n−1)+kn−1(DI(n−1)/Dt)
=Dk1/Dθ×dθ/dt×I(1)+k1DI(1)/Dt+Dk2/Dθ×dθ/dt×I(2)+k2DI(2)/Dt+・・・+Dkn−1/Dθ×dθ/dt×I(n−1)+kn−1DI(n−1)/Dt
=(I(1)Dk1/Dθ+I(2)Dk2/Dθ+・・・+I(n−1)Dkn−1/Dθ)×dθ/dt+(k1DI(1)/Dt+k2DI(2)/Dt+・・・+kn−1DI(n−1)/Dt)
From this equation, the induced electromotive force disturbance Vex is
Vex = dPHI (n) / dt
= (Dk1 / Dt) I (1) + k1 (DI (1) / Dt) + (Dk2 / Dt) I (2) + k2 (DI (2) / Dt) + ... + (Dkn-1 / Dt) I (n-1) + kn-1 (DI (n-1) / Dt)
= Dk1 / Dθ × dθ / dt × I (1) + k1DI (1) / Dt + Dk2 / Dθ × dθ / dt × I (2) + k2DI (2) / Dt +... + Dkn−1 / Dθ × dθ / dt × I (N-1) + kn-1DI (n-1) / Dt
= (I (1) Dk1 / Dθ + I (2) Dk2 / Dθ +... + I (n−1) Dkn−1 / Dθ) × dθ / dt + (k1DI (1) / Dt + k2DI (2) / Dt +... + Kn -1DI (n-1) / Dt)
のように求めることができる。このため、誘起電圧補償Vffは、
Vff=−Vex
と算出することができる。
以上のアルゴリズムは、以下の変数を用いて計算されている。
・各コイルと当該コイルNの磁束との結合係数
・各コイルと当該コイルNの磁束との結合係数の角度変化率
・ロータ角度
・ロータ角度時間変化率(ロータ速度)
・各コイルの電流
・各コイルの電流時間変化率
Can be obtained as follows. Therefore, the induced voltage compensation Vff is
Vff = -Vex
Can be calculated.
The above algorithm is calculated using the following variables.
-Coupling coefficient between each coil and the magnetic flux of the coil N-Angle change rate of coupling coefficient between each coil and the magnetic flux of the coil N-Rotor angle-Rotor angle time change rate (rotor speed)
・ Current of each coil ・ Current time change rate of each coil
「結合係数の角度変化率−ロータ角度」テーブルは、「結合係数−ロータ角度」テーブルから計算することができ、同様に、ロータ角度の時間変化率と電流の時間変化率も、それぞれロータ角度・電流信号から簡易に求めることができる。このため、実際の計算や必要なリソース(CPUやメモリ)の分量は少ない。
このように、各インバータの電流制御ゲインを、自コイルの瞬時インダクタンスに基づいて変化、例えば比例させている。従って、電流制御の負荷の応答特性に基づいて制御し、電流制御の負荷の応答特性の変化分をキャンセルできるようにゲイン変更できるので、電流制御の応答性が向上する。
The "coupling coefficient angle change rate-rotor angle" table can be calculated from the "coupling coefficient-rotor angle" table. Similarly, the rotor angle time change rate and the current time change rate are also respectively calculated as the rotor angle It can be easily obtained from the current signal. For this reason, the amount of actual calculations and necessary resources (CPU and memory) is small.
Thus, the current control gain of each inverter is changed, for example, proportional, based on the instantaneous inductance of its own coil. Therefore, the control can be performed based on the response characteristic of the current control load, and the gain can be changed so that the change in the response characteristic of the current control load can be canceled, so that the current control response is improved.
図6は、この発明に係る他の分散電流制御を説明する制御構成図である。図7は、ロータ角の変化と各相コイルインダクタンスの関連をグラフで示す説明図である。図6に示すように、PI制御器から出力された電流FB制御電圧操作量に、ゲイン補正係数Kを乗じて、電流制御操作電圧Vfb[V]を得ている。その他の構成及び作用は、図5に示す、分散電流制御と同様である。
つまり、モータ巻線の瞬時インダクタンスがロータ角度により変化する(図3参照)ため、各インバータの電流制御ゲインを自コイルの瞬時インダクタンスに基づいて変化させる、フィードバックゲイン補正を行っている。各相の瞬時インダクタンスは、ロータ角の関数としてマップ化することができるので、その値を、電流制御ゲイン補正係数Kとして使用する。
FIG. 6 is a control configuration diagram illustrating another distributed current control according to the present invention. FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating the relationship between the change in the rotor angle and each phase coil inductance in a graph. As shown in FIG. 6, the current control operation voltage Vfb [V] is obtained by multiplying the current FB control voltage operation amount output from the PI controller by a gain correction coefficient K. Other configurations and operations are the same as those of the distributed current control shown in FIG.
That is, since the instantaneous inductance of the motor winding changes depending on the rotor angle (see FIG. 3), feedback gain correction is performed to change the current control gain of each inverter based on the instantaneous inductance of its own coil. Since the instantaneous inductance of each phase can be mapped as a function of the rotor angle, the value is used as the current control gain correction coefficient K.
図7は、ロータステータ比対向位置のインダクタンスを基に、電流FB制御器を設計した場合の規格化を示しており、非対向位置の補正を1、対向位置ではインダクタンスの増加による電流応答の遅れを補償するため、1より大きい補正係数を乗じる。
この結果、例えば、電流制御に対する外乱の値を直接キャンセルする等、電流制御に対する外乱の値に基づいて補正することができるので、電流制御の応答が向上し、応答の悪化や不安定化を改善することができる。
また、上述した構成を有するモータ制御装置において、逆起電力(誘導起電力:cEMF)或いはFF補償信号の信号(線)を用いて、統合MCから各分散ドライバのワンパルス制御による運転を行ってもよい。
FIG. 7 shows the standardization when the current FB controller is designed based on the inductance of the rotor stator ratio facing position. The correction of the non-facing position is 1, and the current response delay due to the increase of the inductance at the facing position. Is multiplied by a correction coefficient larger than 1.
As a result, for example, the disturbance value for the current control can be directly corrected based on the disturbance value for the current control, so that the response of the current control is improved, and the deterioration or instability of the response is improved. can do.
Further, in the motor control device having the above-described configuration, even if operation is performed by one pulse control of each distributed driver from the integrated MC using a back electromotive force (induced electromotive force: cEMF) or a signal (line) of an FF compensation signal. Good.
つまり、ワンパルス制御のような、「分散ドライバの電流FB制御機能を停止し、直接オンオフ信号を統合MCから与えるような動作モード」による使用でもよい。即ち、通常は、分散ドライバの電流FB制御機能の起動・運転・停止を統合MCから指令し、分散ドライバの制御状態を統合MCに応答する必要があり、このための制御信号線が必要であった。しかしながら、統合MCから分散ドライバへのFF補償信号を持つシステムの場合、分散ドライバの電流FB制御機能を休止する必要はなく、本FF補償信号を所定電圧(電源電圧)より大きくすることにより、ワンパルス制御状態にすることができる。
これにより、通常あるべき統合MCと分散ドライバの間の電流制御における、停止信号・停止時のワンパルスON/OFFタイミング信号の削減が可能になるので、信号数及び配線数を低減することができる。
In other words, it may be used in the “operation mode in which the current FB control function of the distributed driver is stopped and the on / off signal is directly applied from the integrated MC”, such as one-pulse control. That is, normally, it is necessary to command the integrated MC to start, operate, and stop the current FB control function of the distributed driver, and to respond to the integrated MC with the control state of the distributed driver, and a control signal line for this is required. It was. However, in the case of a system having an FF compensation signal from the integrated MC to the dispersion driver, it is not necessary to suspend the current FB control function of the dispersion driver. By making this FF compensation signal larger than a predetermined voltage (power supply voltage), one pulse It can be in a controlled state.
This makes it possible to reduce the stop signal and the one-pulse ON / OFF timing signal at the time of stop in the current control between the integrated MC and the distributed driver, which should be normal, so that the number of signals and the number of wirings can be reduced.
また、上述した構成を有するモータ制御装置において、瞬時インダクタンス或いはゲイン可変の信号(線)を用いて、統合MCから各分散ドライバの運転・休止を制御してもよい。
つまり、それぞれの分散ドライバの起動・運転・停止を行う場合に、通常は、制御信号線が必要であったが、統合MCから分散ドライバへのゲイン補正信号を持つシステムの場合は、統合MCから起動・運転・停止の信号を発生する必要は無く、ゲイン補正信号により、ゲインを0にすれば停止、所定の値以上にすれば運転、とすることができる。
これにより、通常あるべき統合MCと分散ドライバの間における、電流制御開始・停止信号の削減が可能になるので、信号数及び配線数を低減することができる。
Further, in the motor control apparatus having the above-described configuration, the operation / pause of each distributed driver may be controlled from the integrated MC using an instantaneous inductance or a variable gain signal (line).
In other words, when starting / running / stopping each distributed driver, a control signal line is usually required. However, in the case of a system having a gain correction signal from the integrated MC to the distributed driver, the integrated MC There is no need to generate a start / run / stop signal, and a gain correction signal can be used to stop if the gain is set to 0, and to operate if the gain is set to a predetermined value or more.
This makes it possible to reduce the current control start / stop signals between the integrated MC and the distributed driver, which should normally be, so that the number of signals and the number of wirings can be reduced.
上述したように、多相交流モータの各相毎にインバータ及び電流センサが接続されているモータ制御装置において、トルク指令値及びロータ角度から各相電流指令値を生成する統合モータコントローラと、全相電流指令値と、ロータ角度及びロータ角速度の少なくとも一つに基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する分散ドライバとを有することを特徴としている。
また、多相交流モータの各相毎にインバータ及び電流センサが接続されているモータ制御装置において、トルク指令値、各相電流指令値、ロータ角度及びロータ角速度から、各相電流指令値及び各相誘起電圧推定値を生成する統合モータコントローラと、当該相の相電流指令値及び相誘起電圧推定値に基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する分散ドライバとを有することを特徴としている。
As described above, in a motor control device in which an inverter and a current sensor are connected for each phase of a multiphase AC motor, an integrated motor controller that generates each phase current command value from a torque command value and a rotor angle, A distributed driver that performs current feedback control of the inverter voltage based on at least one of a current command value and a rotor angle and a rotor angular velocity is characterized.
Further, in a motor control device in which an inverter and a current sensor are connected for each phase of a multiphase AC motor, each phase current command value and each phase are calculated from the torque command value, each phase current command value, the rotor angle and the rotor angular velocity. An integrated motor controller that generates an induced voltage estimated value and a distributed driver that performs current feedback control of the inverter voltage based on the phase current command value and the phase induced voltage estimated value of the phase.
また、前記分散ドライバは、各インバータの電圧指令値を、自コイルの瞬時誘起電圧計算値に基づいて補正することを特徴としている。
また、前記電圧指令値から誘起電圧値を減じることを特徴としている。
また、多相交流モータの各相毎にインバータ及び電流センサが接続されているモータ制御装置において、トルク指令値及びロータ角度から各相電流指令値を生成する統合モータコントローラと、当該相の相電流指令値及びロータ角位置に基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する分散ドライバとを有することを特徴としている。
また、多相交流モータの各相毎にインバータ及び電流センサが接続されているモータ制御装置において、トルク指令値及びロータ角度から各相電流指令値及び各相巻き線の瞬時インダクタンスを生成する統合モータコントローラと、当該相の相電流指令値及び瞬時インダクタンスに基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する分散ドライバとを有することを特徴としている。
The distributed driver corrects the voltage command value of each inverter based on the instantaneous induced voltage calculation value of its own coil.
The induced voltage value is subtracted from the voltage command value.
In addition, in a motor control device in which an inverter and a current sensor are connected for each phase of a multiphase AC motor, an integrated motor controller that generates each phase current command value from a torque command value and a rotor angle, and a phase current of the phase And a distributed driver that performs current feedback control of the inverter voltage based on the command value and the rotor angular position.
An integrated motor that generates an instantaneous inductance of each phase current command value and each phase winding from a torque command value and a rotor angle in a motor control device in which an inverter and a current sensor are connected for each phase of a multiphase AC motor It has a controller and a distributed driver that performs current feedback control of the inverter voltage based on the phase current command value and instantaneous inductance of the phase.
また、前記分散ドライバは、各インバータの電流制御ゲインを、自コイルの瞬時インダクタンスに基づいて変化させることを特徴としている。
また、各インバータの電流制御ゲインを、自コイルの瞬時インダクタンスに比例させることを特徴としている。
また、逆起電力或いはFF補償信号の信号を用いて、前記統合モータコントローラから前記各分散ドライバのワンパルス運転を制御することを特徴としている。
また、瞬時インダクタンス或いはゲイン可変の信号を用いて、前記統合モータコントローラから前記各分散ドライバの運転・休止を制御することを特徴としている。
The distributed driver is characterized in that the current control gain of each inverter is changed based on the instantaneous inductance of its own coil.
Further, the current control gain of each inverter is proportional to the instantaneous inductance of its own coil.
Further, the one-pulse operation of each of the distributed drivers is controlled from the integrated motor controller using a back electromotive force or an FF compensation signal.
In addition, the operation / pause of each distributed driver is controlled from the integrated motor controller using a signal with a variable instantaneous inductance or gain.
10,20,25,30 モータ制御装置
11,21,31 統合MC
12,22,26,32 分散ドライバ
13 モータ
13a 巻線
14 電流センサ
15 インテリジェントパワーモジュール
16 ロータ角度センサ
10, 20, 25, 30
12, 22, 26, 32 Distributed
Claims (10)
トルク指令値及びロータ角度から各相電流指令値を生成する統合モータコントローラと、
全相電流指令値と、ロータ角度及びロータ角速度の少なくとも一つに基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する分散ドライバと
を有することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device in which an inverter and a current sensor are connected for each phase of a multiphase AC motor,
An integrated motor controller for generating each phase current command value from the torque command value and the rotor angle;
A motor control device comprising: a distributed driver that performs current feedback control of a self inverter voltage based on an all-phase current command value and at least one of a rotor angle and a rotor angular velocity.
トルク指令値、各相電流指令値、ロータ角度及びロータ角速度から、各相電流指令値及び各相誘起電圧推定値を生成する統合モータコントローラと、
当該相の相電流指令値及び相誘起電圧推定値に基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する分散ドライバと
を有することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device in which an inverter and a current sensor are connected for each phase of a multiphase AC motor,
An integrated motor controller that generates each phase current command value and each phase induced voltage estimated value from the torque command value, each phase current command value, rotor angle and rotor angular velocity;
A motor control device comprising: a distributed driver that performs current feedback control of the inverter voltage based on a phase current command value and a phase induced voltage estimation value of the phase.
トルク指令値及びロータ角度から各相電流指令値を生成する統合モータコントローラと、
当該相の相電流指令値及びロータ角位置に基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する分散ドライバと
を有することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device in which an inverter and a current sensor are connected for each phase of a multiphase AC motor,
An integrated motor controller for generating each phase current command value from the torque command value and the rotor angle;
A motor control device comprising: a distributed driver that performs current feedback control of the inverter voltage based on a phase current command value and a rotor angular position of the phase.
トルク指令値及びロータ角度から各相電流指令値及び各相巻き線の瞬時インダクタンスを生成する統合モータコントローラと、
当該相の相電流指令値及び瞬時インダクタンスに基づいて、自インバータ電圧を電流フィードバック制御する分散ドライバと
を有することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device in which an inverter and a current sensor are connected for each phase of a multiphase AC motor,
An integrated motor controller that generates each phase current command value and instantaneous inductance of each phase winding from the torque command value and rotor angle;
And a distributed driver that performs current feedback control of the inverter voltage based on the phase current command value and instantaneous inductance of the phase.
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