JP2008130930A - Drive current control circuit, and electromagnetic proportional valve control system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、負荷電流を制御する駆動電流制御回路、及び電磁比例弁の動作を制御する電磁比例弁制御システムに関する。 The present invention relates to a drive current control circuit that controls a load current and an electromagnetic proportional valve control system that controls the operation of an electromagnetic proportional valve.
従来より、例えば建設機械における油圧制御のように、流体の流量を制御するために、電磁比例弁が広く用いられている。電磁比例弁は、例えばソレノイドを用いて弁を駆動することで、弁の開口面積を変化させるようになっている。そして、電磁比例弁は、電磁比例弁を駆動する駆動電流と、弁の開口面積とが比例するようになっており、駆動電流を調節することで、弁の開口面積を調節し、流体の流量を制御するようになっている。従って、駆動電流の精度がそのまま流体の流量の制御精度に影響することとなるため、電磁比例弁に駆動電流を供給する駆動電流制御回路は、精度よく電磁比例弁の駆動電流を制御する必要がある。そのため、このような駆動電流制御回路では、電磁比例弁に流れる駆動電流を検出し、その検出値を駆動電流の出力制御にフィードバックするフィードバック制御を行うことで、所望の駆動電流を精度よく電磁比例弁に供給するようにされている（例えば、特許文献１参照。）。 2. Description of the Related Art Conventionally, an electromagnetic proportional valve has been widely used to control the flow rate of fluid, such as hydraulic control in construction machinery. The electromagnetic proportional valve is configured to change the opening area of the valve by driving the valve using, for example, a solenoid. The electromagnetic proportional valve is configured such that the drive current for driving the electromagnetic proportional valve is proportional to the opening area of the valve. By adjusting the drive current, the opening area of the valve is adjusted and the flow rate of the fluid is adjusted. Is to control. Therefore, since the accuracy of the driving current directly affects the control accuracy of the fluid flow rate, the driving current control circuit that supplies the driving current to the electromagnetic proportional valve needs to control the driving current of the electromagnetic proportional valve with high accuracy. is there. Therefore, in such a drive current control circuit, the drive current flowing through the electromagnetic proportional valve is detected, and feedback control is performed to feed back the detected value to the drive current output control. It is made to supply to a valve (for example, refer patent document 1).
図２は、背景技術に係る駆動電流制御回路と、電磁比例弁との構成を示す回路図である。図２に示す電磁比例弁１０２は、コイル１２１と、抵抗１２２との直列回路によって、等価的に表される。図２に示す駆動電流制御回路１０１は、オペアンプ１０３，１０４，１０５、ドライブ回路１０６、トランジスタ１０７、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０８、抵抗１０９〜１１６、及びダイオード１１７を備えている。 FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a drive current control circuit according to the background art and an electromagnetic proportional valve. The electromagnetic proportional valve 102 shown in FIG. 2 is equivalently represented by a series circuit of a coil 121 and a resistor 122. The drive current control circuit 101 shown in FIG. 2 includes operational amplifiers 103, 104, and 105, a drive circuit 106, a transistor 107, a low-pass filter (LPF) 108, resistors 109 to 116, and a diode 117.
オペアンプ１０３，１０４，１０５の出力端子と反転入力端子とは、抵抗１１４，１１５，１１６によって、それぞれ接続されている。また、オペアンプ１０３，１０４，１０５の非反転入力端子は、グラウンドに接続されている。そして、電磁比例弁１０２に供給すべき駆動電流を示す指令電圧が、抵抗１１０を介してオペアンプ１０３の反転入力端子に印加される。 The output terminals and the inverting input terminals of the operational amplifiers 103, 104, and 105 are connected by resistors 114, 115, and 116, respectively. The non-inverting input terminals of the operational amplifiers 103, 104, and 105 are connected to the ground. A command voltage indicating a drive current to be supplied to the electromagnetic proportional valve 102 is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 103 via the resistor 110.
オペアンプ１０３の出力端子は、ドライブ回路１０６を介してトランジスタ１０７のベースに接続されている。トランジスタ１０７は、ＰＮＰトランジスタで、エミッタに例えばＤＣ２４Ｖが印加され、コレクタが電磁比例弁１０２とシャント抵抗１０９とを介してグラウンドに接続されている。また、トランジスタ１０７のコレクタには、アンダーシュート吸収用のダイオード１１７が接続されている。 The output terminal of the operational amplifier 103 is connected to the base of the transistor 107 via the drive circuit 106. The transistor 107 is a PNP transistor. For example, DC 24 V is applied to the emitter, and the collector is connected to the ground via the electromagnetic proportional valve 102 and the shunt resistor 109. An undershoot absorbing diode 117 is connected to the collector of the transistor 107.
そして、電磁比例弁１０２とシャント抵抗１０９との接続点の電圧が、ローパスフィルタ１０８と抵抗１１２とを介してオペアンプ１０４の反転入力端子に印加され、オペアンプ１０４の出力信号が抵抗１１３を介してオペアンプ１０５の反転入力端子へ出力され、オペアンプ１０５の出力信号が抵抗１１１を介してオペアンプ１０３の反転入力端子へ出力される。 Then, the voltage at the connection point between the electromagnetic proportional valve 102 and the shunt resistor 109 is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 104 via the low-pass filter 108 and the resistor 112, and the output signal of the operational amplifier 104 passes through the resistor 113. The output signal of the operational amplifier 105 is output to the inverting input terminal of the operational amplifier 103 via the resistor 111.
これにより、指令電圧がオペアンプ１０３によって増幅されてドライブ回路１０６へ出力され、ドライブ回路１０６によってオペアンプ１０３から出力された５Ｖ系の信号が２４Ｖ系の信号に変換されてトランジスタ１０７のベースに印加される。そうすると、指令電圧に応じた駆動電流が電磁比例弁１０２とシャント抵抗１０９とを流れる。 As a result, the command voltage is amplified by the operational amplifier 103 and output to the drive circuit 106. The 5V system signal output from the operational amplifier 103 by the drive circuit 106 is converted into a 24V system signal and applied to the base of the transistor 107. . Then, a driving current corresponding to the command voltage flows through the electromagnetic proportional valve 102 and the shunt resistor 109.
そして、電磁比例弁１０２の駆動電流がシャント抵抗１０９を流れることにより生じた電圧が、ローパスフィルタ１０８を介してオペアンプ１０４，１０５により増幅され、抵抗１１１を介してオペアンプ１０３の反転入力端子に印加されることで、シャント抵抗１０９により得られた電圧、すなわち駆動電流を示す電圧が、指令電圧から減算されてフィードバックされることにより、指令電圧に応じた駆動電流が電磁比例弁１０２に流れるように、電流制御が行われる。 The voltage generated by the drive current of the electromagnetic proportional valve 102 flowing through the shunt resistor 109 is amplified by the operational amplifiers 104 and 105 via the low-pass filter 108 and applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 103 via the resistor 111. Thus, the voltage obtained by the shunt resistor 109, that is, the voltage indicating the drive current is subtracted from the command voltage and fed back, so that the drive current corresponding to the command voltage flows to the electromagnetic proportional valve 102. Current control is performed.
また、駆動電流制御回路１０１では、トランジスタ１０７が不飽和領域で使用されるので、トランジスタ１０７の発熱が大きい。特に、建設機械の場合には、油圧制御を行うために電磁比例弁を数十個使用するものが少なくなく、そうすると、駆動電流制御回路１０１もまた数十個使用されるため、トランジスタ１０７もまた数十個使用され、トランジスタ１０７の発熱による駆動電流制御回路１０１やその周辺装置の温度上昇が無視できない程度に大きくなり、駆動電流制御回路１０１やその周辺装置の信頼性を低下させるおそれがある。 In the drive current control circuit 101, the transistor 107 generates a large amount of heat because the transistor 107 is used in the unsaturated region. In particular, in the case of construction machines, many dozens of electromagnetic proportional valves are used to perform hydraulic pressure control. In this case, dozens of drive current control circuits 101 are also used, so that the transistor 107 is also used. Dozens are used, and the temperature rise of the drive current control circuit 101 and its peripheral devices due to the heat generated by the transistor 107 becomes so large that it cannot be ignored, and the reliability of the drive current control circuit 101 and its peripheral devices may be reduced.
そこで、ドライブ回路１０６の代わりに、オペアンプ１０３の出力電圧に応じてトランジスタ１０７のオン、オフデューティを変化させることで、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって電磁比例弁１０２に供給する駆動電流を制御するようにしたＰＷＭ制御回路を用いる駆動電流制御回路も知られている。このような駆動電流制御回路は、駆動電流をＰＷＭ制御により調節するので、トランジスタ１０７はオンオフ動作すればよく、すなわち飽和領域で使用されるので、トランジスタ１０７の発熱を低減することができる。
しかしながら、図２に示す駆動電流制御回路１０１では、オペアンプが３個、抵抗がシャント抵抗１０９の他に７個必要となり、回路規模が増大するという不都合があった。また、図２に示す駆動電流制御回路１０１では、シャント抵抗１０９をグラウンドに接続するための配線抵抗１１８にも電磁比例弁１０２の駆動電流が流れるので、配線抵抗１１８で生じた電圧が、シャント抵抗１０９で生じた電圧に加算されてオペアンプ１０４，１０５で増幅され、オペアンプ１０３にフィードバックされるので、フィードバック制御に誤差が生じることとなる。そうすると、指令電圧に基づく電磁比例弁１０２の駆動電流制御の精度が低下するという不都合があった。特に、配線抵抗１１８は温度によって変化し、気温やトランジスタ１０７の発熱の影響等により配線抵抗１１８で生じる電圧誤差も変化するため、配線抵抗１１８の影響を低減することは容易でない。 However, the drive current control circuit 101 shown in FIG. 2 requires three operational amplifiers and seven resistors in addition to the shunt resistor 109, which disadvantageously increases the circuit scale. In the drive current control circuit 101 shown in FIG. 2, since the drive current of the electromagnetic proportional valve 102 also flows through the wiring resistor 118 for connecting the shunt resistor 109 to the ground, the voltage generated at the wiring resistor 118 is the shunt resistor. Since it is added to the voltage generated at 109, amplified by the operational amplifiers 104 and 105, and fed back to the operational amplifier 103, an error occurs in feedback control. If it does so, there existed a problem that the precision of the drive current control of the electromagnetic proportional valve 102 based on command voltage fell. In particular, the wiring resistance 118 changes depending on the temperature, and the voltage error generated in the wiring resistance 118 also changes due to the influence of the temperature, heat generation of the transistor 107, and the like.
本発明は、このような事情に鑑みて為された発明であり、簡素な回路構成で出力電流値の制御精度を向上させることができる駆動電流制御回路、及びこのような駆動電流制御回路を用いて電磁比例弁の駆動電流を制御する電磁比例弁制御システムを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and uses a drive current control circuit capable of improving the control accuracy of an output current value with a simple circuit configuration, and such a drive current control circuit. An object of the present invention is to provide an electromagnetic proportional valve control system for controlling the drive current of an electromagnetic proportional valve.
本発明に係る駆動電流制御回路は、外部に接続された負荷に所定の電流を供給する駆動電流制御回路であって、前記負荷に供給する電流値を示す指令電圧を受け付ける指令電圧受付端子と、前記負荷に流れる電流を検出するシャント抵抗と、前記指令電圧受付端子と前記シャント抵抗の下流側端子とを接続する第１及び第２抵抗の直列回路と、グラウンドと前記シャント抵抗の上流側端子とを接続する第３及び第４抵抗の直列回路と、前記第１及び第２抵抗により分圧された第１電圧と前記第３及び第４抵抗により分圧された第２電圧とを比較するコンパレータと、前記コンパレータによる比較結果が、前記第２電圧が前記第１電圧を超えていることを示す場合に前記負荷に供給する電流を減少し、前記第２電圧が前記第１電圧に満たないことを示す場合に前記負荷に供給する電流を増大する電流駆動回路とを備え、前記第１及び第２抵抗による分圧比と前記第３及び第４抵抗による分圧比とは、実質的に同一にされている。 A drive current control circuit according to the present invention is a drive current control circuit for supplying a predetermined current to a load connected to the outside, a command voltage receiving terminal for receiving a command voltage indicating a current value supplied to the load, A shunt resistor for detecting a current flowing through the load, a series circuit of first and second resistors connecting the command voltage receiving terminal and the downstream terminal of the shunt resistor, a ground, and an upstream terminal of the shunt resistor And a comparator for comparing a first voltage divided by the first and second resistors and a second voltage divided by the third and fourth resistors. When the comparison result by the comparator indicates that the second voltage exceeds the first voltage, the current supplied to the load is reduced, and the second voltage is less than the first voltage. And a current drive circuit for increasing the current supplied to the load, wherein the voltage dividing ratio by the first and second resistors and the voltage dividing ratio by the third and fourth resistors are substantially the same. ing.
この構成によれば、指令電圧受付端子によって、負荷に供給する電流値を示す指令電圧が受け付けられる。そして、シャント抵抗によって負荷に流れる電流が検出される。そうすると、シャント抵抗の下流側端子には、シャント抵抗とグラウンドとの間の配線インピーダンスで生じる電圧が生じることとなる。さらに、第１及び第２抵抗によって、指令電圧受付端子とシャント抵抗の下流側端子との間の電圧が分圧されて第１電圧が生成される。また、第３及び第４抵抗によって、グラウンドとシャント抵抗の上側端子との間の電圧が分圧されて第２電圧が生成される。そして、コンパレータによって、第１電圧と第２電圧とが比較される。ここで、第１及び第２抵抗の分圧比は、前記第３及び第４抵抗による分圧比と実質的に同一にされており、第１及び第２抵抗により分圧されて得られた第１電圧と第３及び第４抵抗により分圧されて得られた第２電圧とには、配線インピーダンスで生じた電圧が共通して含まれているので、コンパレータによる比較結果から、配線インピーダンスの影響が低減される。このように配線インピーダンスの影響が低減されたコンパレータの比較結果に基づいて、電流駆動回路によって、第２電圧が第１電圧を超えていることを示す場合に負荷に供給される電流が減少され、第２電圧が第１電圧に満たないことを示す場合に負荷に供給される電流が増大されることで、指令電圧に応じた電流が負荷に流されるので、配線インピーダンスの影響が低減されて負荷に供給される出力電流値の制御精度を向上させることができる。また、背景技術に係る駆動電流制御回路における３個のオペアンプと７個の抵抗とを、１個のコンパレータと４個の抵抗に置き換えることができるので、回路を簡素化することができる。 According to this configuration, the command voltage indicating the current value supplied to the load is received by the command voltage receiving terminal. And the electric current which flows into load is detected by shunt resistance. Then, a voltage generated by the wiring impedance between the shunt resistor and the ground is generated at the downstream terminal of the shunt resistor. Further, the first and second resistors divide the voltage between the command voltage receiving terminal and the downstream terminal of the shunt resistor to generate the first voltage. Further, the voltage between the ground and the upper terminal of the shunt resistor is divided by the third and fourth resistors to generate the second voltage. Then, the comparator compares the first voltage with the second voltage. Here, the voltage dividing ratio of the first and second resistors is substantially the same as the voltage dividing ratio of the third and fourth resistors, and the first voltage obtained by dividing the voltage by the first and second resistors. Since the voltage and the second voltage obtained by dividing the voltage by the third and fourth resistors include the voltage generated by the wiring impedance in common, the influence of the wiring impedance is determined from the comparison result by the comparator. Reduced. Thus, based on the comparison result of the comparator in which the influence of the wiring impedance is reduced, the current supplied to the load when the second voltage exceeds the first voltage is reduced by the current driving circuit, When the second voltage indicates that the voltage is less than the first voltage, the current supplied to the load is increased, so that the current according to the command voltage flows to the load, so that the influence of the wiring impedance is reduced and the load is reduced. The control accuracy of the output current value supplied to can be improved. In addition, since the three operational amplifiers and the seven resistors in the driving current control circuit according to the background art can be replaced with one comparator and four resistors, the circuit can be simplified.
また、前記電流駆動回路は、前記コンパレータの出力信号に応じてオン、オフするスイッチング素子によって、前記負荷への電流を供給することが好ましい。この構成によれば、スイッチング素子にオン、オフ動作をさせ、すなわち飽和領域で動作させることで、負荷への電流供給を制御することができるので、スイッチング素子における発熱を低減することができる。 The current driving circuit preferably supplies a current to the load by a switching element that is turned on / off in accordance with an output signal of the comparator. According to this configuration, since the current supply to the load can be controlled by turning the switching element on and off, that is, operating in the saturation region, heat generation in the switching element can be reduced.
また、前記第１、第２、第３、及び第４抵抗の抵抗値は、実質的に同一にされており、前記第１、第２、第３、及び第４抵抗は、単一の抵抗アレーにより構成されていることが好ましい。この構成によれば、第１、第２、第３、及び第４抵抗は、抵抗アレーの製造プロセスにおいて同一の条件で形成されるので、相対的な抵抗値の誤差が低減される。その結果、第１及び第２抵抗の分圧比と第３及び第４抵抗による分圧比との間の誤差が低減されるので、負荷に供給される出力電流値の制御精度を向上させることができる。 The first, second, third, and fourth resistors have substantially the same resistance value, and the first, second, third, and fourth resistors are a single resistor. It is preferable that it is constituted by an array. According to this configuration, the first, second, third, and fourth resistors are formed under the same conditions in the resistance array manufacturing process, so that the relative resistance error is reduced. As a result, the error between the voltage dividing ratio of the first and second resistors and the voltage dividing ratio of the third and fourth resistors is reduced, so that the control accuracy of the output current value supplied to the load can be improved. .
また、前記シャント抵抗の上流側端子は、ローパスフィルタを介して前記第４抵抗と接続されていることが好ましい。この構成によれば、シャント抵抗の上流側端子の電圧は、ローパスフィルタを介してコンパレータへフィードバックされるので、スイッチング素子のスイッチングにより生じた高周波のノイズ成分がローパスフィルタによってカットされてコンパレータへ供給される結果、ノイズの影響が低減される。 The upstream terminal of the shunt resistor is preferably connected to the fourth resistor via a low pass filter. According to this configuration, since the voltage at the upstream terminal of the shunt resistor is fed back to the comparator via the low-pass filter, the high-frequency noise component generated by switching of the switching element is cut by the low-pass filter and supplied to the comparator. As a result, the influence of noise is reduced.
また、本発明に係る電磁比例弁制御システムは、流れる電流値に比例して弁の開口面積が変化する電磁比例弁と、前記電磁比例弁に供給する電流値を示す指令電圧を受け付けて、当該指令電圧に応じた電流を前記電磁比例弁に供給する駆動電流制御回路とを備え、前記駆動電流制御回路は、前記負荷が、前記電磁比例弁である上述のいずれかに記載の駆動電流制御回路である。 The electromagnetic proportional valve control system according to the present invention receives an electromagnetic proportional valve whose opening area changes in proportion to a flowing current value, and a command voltage indicating a current value supplied to the electromagnetic proportional valve, and A drive current control circuit for supplying a current corresponding to a command voltage to the electromagnetic proportional valve, wherein the drive current control circuit is the drive current control circuit according to any one of the above, wherein the load is the electromagnetic proportional valve It is.
この構成によれば、上述の駆動電流制御回路によって、電磁比例弁に供給する電流値を示す指令電圧が受け付けられ、当該指令電圧に応じた電流が電磁比例弁に供給され、当該指令電圧に応じて弁の開口面積が変化する。この場合、簡素な回路構成で出力電流値の制御精度を向上させることができる駆動電流制御回路によって、電磁比例弁の駆動電流が供給されるので、簡素な回路構成で電磁比例弁の制御精度を向上させることができる。 According to this configuration, the command voltage indicating the current value to be supplied to the electromagnetic proportional valve is received by the drive current control circuit described above, and a current corresponding to the command voltage is supplied to the electromagnetic proportional valve. The opening area of the valve changes. In this case, since the drive current of the electromagnetic proportional valve is supplied by the drive current control circuit that can improve the control accuracy of the output current value with a simple circuit configuration, the control accuracy of the electromagnetic proportional valve is improved with a simple circuit configuration. Can be improved.
このような構成の駆動電流制御回路は、配線インピーダンスの影響を低減して負荷に供給される出力電流値の制御精度を向上させることができる。また、背景技術に係る駆動電流制御回路における３個のオペアンプと７個の抵抗とを、１個のコンパレータと４個の抵抗に置き換えることができるので、回路を簡素化することができる。 The drive current control circuit having such a configuration can reduce the influence of the wiring impedance and improve the control accuracy of the output current value supplied to the load. In addition, since the three operational amplifiers and the seven resistors in the driving current control circuit according to the background art can be replaced with one comparator and four resistors, the circuit can be simplified.
また、このような構成の電磁比例弁制御システムは、簡素な回路構成で出力電流値の制御精度を向上させることができる駆動電流制御回路によって、電磁比例弁の駆動電流が供給されるので、簡素な回路構成で電磁比例弁の制御精度を向上させることができる。 The electromagnetic proportional valve control system having such a configuration is simple because the drive current of the electromagnetic proportional valve is supplied by the drive current control circuit that can improve the control accuracy of the output current value with a simple circuit configuration. The control accuracy of the electromagnetic proportional valve can be improved with a simple circuit configuration.
以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る駆動電流制御回路を用いた電磁比例弁制御システムの構成の一例を示す回路図である。図１に示す電磁比例弁制御システム１は、駆動電流制御回路２と、電磁比例弁３と、を備えて構成されている。 Embodiments according to the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of the configuration of an electromagnetic proportional valve control system using a drive current control circuit according to an embodiment of the present invention. The electromagnetic proportional valve control system 1 shown in FIG. 1 includes a drive current control circuit 2 and an electromagnetic proportional valve 3.
電磁比例弁３は、コイル３１と、抵抗３２との直列回路によって等価的に表される。そして、電磁比例弁３は、コイル３１と抵抗３２との直列回路を流れる駆動電流ＩＬに比例して、弁の開口面積が比例するようになっている。 The electromagnetic proportional valve 3 is equivalently represented by a series circuit of a coil 31 and a resistor 32. The electromagnetic proportional valve 3 has a valve opening area proportional to the drive current IL flowing through the series circuit of the coil 31 and the resistor 32.
駆動電流制御回路２は、抵抗Ｒ１（第１抵抗）、抵抗Ｒ２（第２抵抗）、抵抗Ｒ３（第３抵抗）、抵抗Ｒ４（第４抵抗）、シャント抵抗Ｒ５、コンパレータＣＭＰ１、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１、駆動回路２１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２，及び接続端子２３，２４，２５，２６から構成されている。また、シャント抵抗Ｒ５とグラウンドとの間の配線インピーダンスを配線インピーダンス２７で示している。 The drive current control circuit 2 includes a resistor R1 (first resistor), a resistor R2 (second resistor), a resistor R3 (third resistor), a resistor R4 (fourth resistor), a shunt resistor R5, a comparator CMP1, a transistor Q1, and a diode. D1, drive circuit 21, low pass filter (LPF) 22, and connection terminals 23, 24, 25, and 26. Further, the wiring impedance between the shunt resistor R5 and the ground is indicated by a wiring impedance 27.
接続端子２３，２４は、電磁比例弁３へ出力する駆動電流ＩＬの電流値を電圧で示した指令電圧Ｖｉｎを受け付ける指令電圧受付端子であり、例えばコネクタであってもよく、指令電圧Ｖｉｎを出力する回路を駆動電流制御回路２に接続するためのパッドやランド等の配線パターンであってもよい。接続端子２４は、グラウンドに接続されている。接続端子２３は、抵抗Ｒ１を介してコンパレータＣＭＰ１の正極端子に接続されている。また、コンパレータＣＭＰ１の負極端子は、抵抗Ｒ３を介してグラウンドに接続されている。 The connection terminals 23 and 24 are command voltage reception terminals for receiving a command voltage Vin indicating the current value of the drive current IL output to the electromagnetic proportional valve 3 as a voltage. For example, the connection terminals 23 and 24 may be connectors, and output the command voltage Vin. A wiring pattern such as a pad or a land for connecting the circuit to be driven to the drive current control circuit 2 may be used. The connection terminal 24 is connected to the ground. The connection terminal 23 is connected to the positive terminal of the comparator CMP1 via the resistor R1. The negative terminal of the comparator CMP1 is connected to the ground via the resistor R3.
なお、指令電圧Ｖｉｎには、電磁比例弁３の弁の固着を防止し、ヒステリシス特性の改善を図るために、微少な交流電圧（ディザ電圧）を重畳しておくようにしてもよい。 Note that a minute alternating voltage (dither voltage) may be superimposed on the command voltage Vin in order to prevent sticking of the electromagnetic proportional valve 3 and improve the hysteresis characteristics.
コンパレータＣＭＰ１は、例えば５Ｖ〜１２Ｖの動作用電源電圧で動作する。そして、コンパレータＣＭＰ１の出力信号Ｓ１は、駆動回路２１を介してトランジスタＱ１のベースへ出力される。トランジスタＱ１は、スイッチング素子の一例に相当し、例えばＰＮＰトランジスタが用いられる。トランジスタＱ１のエミッタには、例えば１２Ｖ〜２４Ｖの電源電圧が印加されている。このように、コンパレータＣＭＰ１の動作電圧とトランジスタＱ１に印加される電圧とに差があるため、コンパレータＣＭＰ１の出力信号Ｓ１をトランジスタＱ１の動作電圧に電圧変換する駆動回路２１が設けられている。 The comparator CMP1 operates with an operation power supply voltage of, for example, 5V to 12V. The output signal S1 of the comparator CMP1 is output to the base of the transistor Q1 via the drive circuit 21. The transistor Q1 corresponds to an example of a switching element, and for example, a PNP transistor is used. For example, a power supply voltage of 12V to 24V is applied to the emitter of the transistor Q1. Thus, since there is a difference between the operating voltage of the comparator CMP1 and the voltage applied to the transistor Q1, a drive circuit 21 is provided that converts the output signal S1 of the comparator CMP1 into the operating voltage of the transistor Q1.
トランジスタＱ１のコレクタは、接続端子２５に接続されている。接続端子２６には、シャント抵抗Ｒ５が接続されている。 The collector of the transistor Q1 is connected to the connection terminal 25. A shunt resistor R5 is connected to the connection terminal 26.
接続端子２５，２６は、駆動電流制御回路２に電磁比例弁３を接続するための接続端子であり、例えばコネクタであってもよく、例えば駆動電流制御回路２と電磁比例弁３とを接続するパッドやランド等の配線パターン等であってもよい。 The connection terminals 25 and 26 are connection terminals for connecting the electromagnetic proportional valve 3 to the drive current control circuit 2, and may be, for example, a connector. For example, the drive current control circuit 2 and the electromagnetic proportional valve 3 are connected. It may be a wiring pattern such as a pad or a land.
従って、トランジスタＱ１のコレクタは、接続端子２５、コイル３１、抵抗３２、接続端子２６、シャント抵抗Ｒ５、及び配線インピーダンス２７を介してグラウンドに接続されている。なお、スイッチング素子は、ＰＮＰトランジスタに限られず、ＮＰＮトランジスタやＦＥＴ（Field Effect Transistor）等、種々のスイッチング素子を用いることができる。 Therefore, the collector of the transistor Q1 is connected to the ground via the connection terminal 25, the coil 31, the resistor 32, the connection terminal 26, the shunt resistor R5, and the wiring impedance 27. The switching elements are not limited to PNP transistors, and various switching elements such as NPN transistors and FETs (Field Effect Transistors) can be used.
また、トランジスタＱ１のコレクタは、ダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ１のアノードは、配線インピーダンス２７を介してグラウンドに接続されている。これにより、トランジスタＱ１のコレクタに生じたアンダーシュートは、ダイオードＤ１によってカットされるようになっている。 The collector of the transistor Q1 is connected to the cathode of the diode D1, and the anode of the diode D1 is connected to the ground via the wiring impedance 27. As a result, the undershoot generated at the collector of the transistor Q1 is cut by the diode D1.
そして、シャント抵抗Ｒ５に駆動電流ＩＬが流れた場合における上流側端子Ｐ１、すなわち接続端子２６とシャント抵抗Ｒ５との接続点が、ローパスフィルタ２２及び抵抗Ｒ４を介してコンパレータＣＭＰ１の負極端子に接続されている。 When the drive current IL flows through the shunt resistor R5, the upstream terminal P1, that is, the connection point between the connection terminal 26 and the shunt resistor R5 is connected to the negative terminal of the comparator CMP1 through the low-pass filter 22 and the resistor R4. ing.
また、シャント抵抗Ｒ５に駆動電流ＩＬが流れた場合における下流側端子Ｐ２、すなわちシャント抵抗Ｒ５と配線インピーダンス２７との接続点が、抵抗Ｒ２を介してコンパレータＣＭＰ１の正極端子に接続されている。 Further, when the drive current IL flows through the shunt resistor R5, the downstream terminal P2, that is, the connection point between the shunt resistor R5 and the wiring impedance 27 is connected to the positive terminal of the comparator CMP1 through the resistor R2.
また、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４は、四つの抵抗素子が集合化された単一の抵抗アレーＲＡ１における各抵抗素子によって構成されており、抵抗値が実質的に同一にされている。また、実質的に同一とは、誤差やばらつきによる差異が生じている範囲をも同一の範囲に含む意味であり、例えば差が１％以下、より好ましくは０．５％以下（例えば、差が１％以下のときＲ２／Ｒ１が１．０１〜０．９９、Ｒ４／Ｒ３が１．０１〜０．９９）であることを意味している。 Further, the resistors R1, R2, R3, and R4 are configured by the respective resistance elements in a single resistance array RA1 in which four resistance elements are assembled, and the resistance values are substantially the same. Further, “substantially the same” means that a range in which a difference due to an error or variation occurs is included in the same range. For example, the difference is 1% or less, more preferably 0.5% or less (for example, the difference is When it is 1% or less, it means that R2 / R1 is 1.01 to 0.99 and R4 / R3 is 1.01 to 0.99).
次に、上述のように構成された電磁比例弁制御システム１の動作について説明する。まず、接続端子２３，２４によって、電磁比例弁３へ出力する駆動電流ＩＬの電流値を電圧で示した指令電圧Ｖｉｎが受け付けられると、コンパレータＣＭＰ１の正極端子に指令電圧Ｖｉｎが印加されてコンパレータＣＭＰ１の出力信号Ｓ１がハイレベルにされる。そうすると、駆動回路２１によってトランジスタＱ１がオンされ、トランジスタＱ１から接続端子２５、電磁比例弁３、接続端子２６、シャント抵抗Ｒ５、及び配線インピーダンス２７を介してグラウンドへ、駆動電流ＩＬが流れる。 Next, the operation of the electromagnetic proportional valve control system 1 configured as described above will be described. First, when the command voltage Vin indicating the current value of the drive current IL to be output to the electromagnetic proportional valve 3 is received by the connection terminals 23 and 24, the command voltage Vin is applied to the positive terminal of the comparator CMP1, and the comparator CMP1. Output signal S1 is set to the high level. Then, the transistor Q1 is turned on by the drive circuit 21, and the drive current IL flows from the transistor Q1 to the ground via the connection terminal 25, the electromagnetic proportional valve 3, the connection terminal 26, the shunt resistor R5, and the wiring impedance 27.
そして、駆動電流ＩＬが配線インピーダンス２７を流れることにより生じる電圧降下をＶｉｐ、駆動電流ＩＬがシャント抵抗Ｒ５を流れることにより生じる電圧降下、すなわち駆動電流ＩＬの検出電圧をＶｒとすると、シャント抵抗Ｒ５の下流側端子Ｐ２の電位はＶｉｐ、シャント抵抗Ｒ５の上流側端子Ｐ１の電位はＶｉｐ＋Ｖｒとなる。 When the voltage drop caused by the drive current IL flowing through the wiring impedance 27 is Vip and the voltage drop caused by the drive current IL flowing through the shunt resistor R5, that is, the detection voltage of the drive current IL is Vr, the shunt resistor R5 The potential of the downstream terminal P2 is Vip, and the potential of the upstream terminal P1 of the shunt resistor R5 is Vip + Vr.
そうすると、指令電圧Ｖｉｎが接続端子２３，２４に印加された場合、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路の一端に、指令電圧Ｖｉｎが印加され、他端に電圧Ｖｉｐが印加されるので、（Ｖｉｎ−Ｖｉｐ）の電圧が、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧されてコンパレータＣＭＰ１の正極端子に印加される。この場合、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは抵抗値が等しいので、コンパレータＣＭＰ１の正極端子に印加される電圧Ｖｃ１（第１電圧）は、以下の式（１）によって示される。 Then, when the command voltage Vin is applied to the connection terminals 23 and 24, the command voltage Vin is applied to one end of the series circuit of the resistors R1 and R2, and the voltage Vip is applied to the other end, so (Vin−Vip ) Is divided by the resistors R1 and R2 and applied to the positive terminal of the comparator CMP1. In this case, since the resistance values of the resistor R1 and the resistor R2 are equal, the voltage Vc1 (first voltage) applied to the positive terminal of the comparator CMP1 is expressed by the following equation (1).
Ｖｃ１＝（Ｖｉｎ−Ｖｉｐ）／２＋Ｖｉｐ
＝（Ｖｉｎ＋Ｖｉｐ）／２ ・・・（１）
また、コンパレータＣＭＰ１の負極端子には、上流側端子Ｐ１の電位（Ｖｉｐ＋Ｖｒ）が、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧された電圧が印加され、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とは抵抗値が等しいので、コンパレータＣＭＰ１の負極端子に印加される電圧Ｖｃ２（第２電圧）は、以下の式（２）によって示される。
Vc1 = (Vin−Vip) / 2 + Vip
= (Vin + Vip) / 2 (1)
Further, a voltage obtained by dividing the potential (Vip + Vr) of the upstream terminal P1 by the resistors R3 and R4 is applied to the negative terminal of the comparator CMP1, and the resistance values of the resistors R3 and R4 are equal. The voltage Vc2 (second voltage) applied to the negative terminal of the comparator CMP1 is expressed by the following equation (2).
Ｖｃ２＝（Ｖｒ＋Ｖｉｐ）／２ ・・・（２）
そして、このようにして得られた電圧Ｖｃ１と、電圧Ｖｃ２とがコンパレータＣＭＰ１によって比較され、電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｃ１以上の場合にコンパレータＣＭＰ１の出力信号Ｓ１がローレベルで駆動回路２１へ出力され、電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｃ１に満たない場合にコンパレータＣＭＰ１の出力信号Ｓ１がハイレベルで駆動回路２１へ出力される。
Vc2 = (Vr + Vip) / 2 (2)
Then, the voltage Vc1 and the voltage Vc2 obtained in this way are compared by the comparator CMP1, and when the voltage Vc2 is equal to or higher than the voltage Vc1, the output signal S1 of the comparator CMP1 is output to the drive circuit 21 at a low level. When Vc2 is less than the voltage Vc1, the output signal S1 of the comparator CMP1 is output to the drive circuit 21 at a high level.
この場合、式（１）、式（２）によって示されるように、電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２には、共にＶｉｐ／２の項が含まれているので、コンパレータＣＭＰ１によって電圧Ｖｃ１と電圧Ｖｃ２とが比較される際には、Ｖｉｐ／２、すなわち配線インピーダンス２７により生じた電圧成分が相殺され、指令電圧Ｖｉｎと、駆動電流ＩＬの検出電圧Ｖｒとが比較されることとなる。 In this case, as indicated by the equations (1) and (2), the voltages Vc1 and Vc2 both include the term Vip / 2, so the comparator CMP1 compares the voltage Vc1 and the voltage Vc2. In this case, Vip / 2, that is, the voltage component generated by the wiring impedance 27 is canceled out, and the command voltage Vin is compared with the detection voltage Vr of the drive current IL.
これにより、検出電圧Ｖｒが指令電圧Ｖｉｎに満たない場合、コンパレータＣＭＰ１によって出力信号Ｓ１がハイレベルにされ、駆動回路２１によってトランジスタＱ１がオンされ、電磁比例弁３、シャント抵抗Ｒ５、及び配線インピーダンス２７に駆動電流ＩＬが流れ、検出電圧Ｖｒが増大する。そして、検出電圧Ｖｒが指令電圧Ｖｉｎ以上になると、コンパレータＣＭＰ１によって出力信号Ｓ１がローレベルにされ、駆動回路２１によってトランジスタＱ１がオフされ、電磁比例弁３、シャント抵抗Ｒ５、及び配線インピーダンス２７に流れる電流がゼロにされ、検出電圧Ｖｒが減少する。そして、検出電圧Ｖｒが指令電圧Ｖｉｎを下回ると、再びコンパレータＣＭＰ１によって出力信号Ｓ１がハイレベルにされ、上述の動作を繰り返す。 Thereby, when the detection voltage Vr is less than the command voltage Vin, the output signal S1 is set to the high level by the comparator CMP1, the transistor Q1 is turned on by the drive circuit 21, and the electromagnetic proportional valve 3, the shunt resistor R5, and the wiring impedance 27 Drive current IL flows, and the detection voltage Vr increases. When the detection voltage Vr becomes equal to or higher than the command voltage Vin, the output signal S1 is set to a low level by the comparator CMP1, the transistor Q1 is turned off by the drive circuit 21, and flows to the electromagnetic proportional valve 3, the shunt resistor R5, and the wiring impedance 27. The current is made zero, and the detection voltage Vr decreases. When the detection voltage Vr falls below the command voltage Vin, the output signal S1 is again set to the high level by the comparator CMP1, and the above operation is repeated.
また、上流側端子Ｐ１の電圧は、ローパスフィルタ２２を介してコンパレータＣＭＰ１へフィードバックされるので、トランジスタＱ１のスイッチングにより生じた高周波のノイズ成分がローパスフィルタ２２によってカットされてコンパレータＣＭＰ１へ供給される結果、ノイズの影響が低減される。 Further, since the voltage at the upstream terminal P1 is fed back to the comparator CMP1 via the low-pass filter 22, the high-frequency noise component generated by the switching of the transistor Q1 is cut by the low-pass filter 22 and supplied to the comparator CMP1. , The effect of noise is reduced.
このように、検出電圧Ｖｒと指令電圧Ｖｉｎとの比較結果に応じて、トランジスタＱ１のオン、オフが繰り返される。また、トランジスタＱ１のオン、オフの間隔は、コンパレータＣＭＰ１、駆動回路２１、トランジスタＱ１、電磁比例弁３、及びローパスフィルタ２２により構成されるフィードバックループの遅延時間となる。そうすると、電磁比例弁３における弁が機械的に動作する応答時間に対して十分に短い時間間隔でトランジスタＱ１のオン、オフが繰り返され、さらに駆動電流ＩＬは電磁比例弁３におけるコイル３１によって平滑される結果、駆動電流ＩＬは、その平均電流値が、検出電圧Ｖｒと指令電圧Ｖｉｎとが一致するような値となるように、すなわち、駆動電流ＩＬの平均値が指令電圧Ｖｉｎに応じた電流値となるように、駆動電流ＩＬが制御される。 Thus, the transistor Q1 is repeatedly turned on and off according to the comparison result between the detection voltage Vr and the command voltage Vin. The on / off interval of the transistor Q1 is a delay time of a feedback loop constituted by the comparator CMP1, the drive circuit 21, the transistor Q1, the electromagnetic proportional valve 3, and the low-pass filter 22. Then, the transistor Q1 is repeatedly turned on and off at a sufficiently short time interval with respect to the response time during which the valve in the electromagnetic proportional valve 3 operates mechanically, and the drive current IL is smoothed by the coil 31 in the electromagnetic proportional valve 3. As a result, the drive current IL is such that the average current value is such that the detected voltage Vr and the command voltage Vin coincide with each other, that is, the average value of the drive current IL is a current value corresponding to the command voltage Vin. The drive current IL is controlled so that
これにより、配線インピーダンス２７により生じた電圧成分である電圧Ｖｉｐが相殺され、配線インピーダンス２７の影響が低減されて、駆動電流ＩＬの平均値が指令電圧Ｖｉｎに応じた電流値とされるので、駆動電流制御回路２によって、駆動電流ＩＬの平均値を、指令電圧Ｖｉｎに応じた電流値にする制御精度を向上させることができる結果、電磁比例弁制御システム１における電磁比例弁３の制御精度を向上させることができる。 As a result, the voltage Vip that is a voltage component generated by the wiring impedance 27 is canceled out, the influence of the wiring impedance 27 is reduced, and the average value of the drive current IL is set to a current value corresponding to the command voltage Vin. The current control circuit 2 can improve the control accuracy of setting the average value of the drive current IL to a current value corresponding to the command voltage Vin. As a result, the control accuracy of the electromagnetic proportional valve 3 in the electromagnetic proportional valve control system 1 is improved. Can be made.
また、図２に示す背景技術に係る駆動電流制御回路１０１と比較すると、駆動電流制御回路２は、駆動電流制御回路１０１における３個のオペアンプ１０３〜１０５と７個の抵抗１１０〜１１６とを、１個のコンパレータＣＭＰ１と４個の抵抗Ｒ１〜Ｒ４に置き換えることができるので、回路を簡素化することができる。 Compared with the drive current control circuit 101 according to the background art shown in FIG. 2, the drive current control circuit 2 includes three operational amplifiers 103 to 105 and seven resistors 110 to 116 in the drive current control circuit 101. Since the circuit can be replaced with one comparator CMP1 and four resistors R1 to R4, the circuit can be simplified.
また、トランジスタＱ１は、オン、オフ動作で使用され、すなわち飽和領域で使用されるので、駆動電流制御回路２は、図２に示す背景技術に係る駆動電流制御回路１０１のようにトランジスタが不飽和領域で使用される場合と比べてトランジスタＱ１の発熱を低減させることができる。さらに、例えば図２に示す背景技術に係る駆動電流制御回路１０１において、ドライブ回路１０６の代わりにＰＷＭ制御回路を用いることによってトランジスタの発熱を低減する例との比較では、駆動電流制御回路２は、ＰＷＭ制御回路を用いることなくトランジスタＱ１の発熱を低減することができるので、回路を簡素化することができる。 Further, since the transistor Q1 is used in the on / off operation, that is, in the saturation region, the drive current control circuit 2 is not saturated like the drive current control circuit 101 according to the background art shown in FIG. Heat generation of the transistor Q1 can be reduced as compared with the case where it is used in the region. Further, for example, in the drive current control circuit 101 according to the background art shown in FIG. 2, in comparison with the example in which the heat generation of the transistor is reduced by using the PWM control circuit instead of the drive circuit 106, the drive current control circuit 2 is Since the heat generation of the transistor Q1 can be reduced without using a PWM control circuit, the circuit can be simplified.
なお、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の抵抗値は、必ずしも実質的に同一にされている例に限られず、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗値の比率が、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との抵抗値の比率と実質的に同一にされていれば、配線インピーダンス２７により生じた電圧成分である電圧Ｖｉｐを相殺し、駆動電流制御回路２によって、駆動電流ＩＬの平均値を指令電圧Ｖｉｎに応じた電流値にする制御精度を向上させる効果が得られる。 Note that the resistance values of the resistors R1, R2, R3, and R4 are not necessarily limited to the substantially same example, and the ratio of the resistance values of the resistors R1 and R2 is the resistance of the resistors R3 and R4. If the ratio of the values is substantially the same, the voltage Vip, which is a voltage component generated by the wiring impedance 27, is canceled, and the average value of the drive current IL is determined by the drive current control circuit 2 in accordance with the command voltage Vin. The effect of improving the control accuracy to obtain the current value can be obtained.
また、式（１）における分母は抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比で与えられ、式（２）における分母は抵抗Ｒ３，Ｒ４の分圧比で与えられるので、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の精度ばらつきにより、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比と抵抗Ｒ３，Ｒ４の分圧比とに差異が生じると、コンパレータＣＭＰ１において電圧Ｖｉｐを相殺することができず、駆動電流ＩＬの平均値を指令電圧Ｖｉｎに応じた電流値にする制御精度が低下する。一方、単一の抵抗アレーに形成された複数の抵抗素子は、抵抗アレーの製造プロセスにおいて同一の条件で形成されるので、相対的な抵抗値の誤差が低減される。そのため、駆動電流制御回路２では、単一の抵抗アレーに形成された抵抗素子を抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４として用いることで、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比と抵抗Ｒ３，Ｒ４の分圧比との差異を低減することができる結果、駆動電流ＩＬの平均値を指令電圧Ｖｉｎに応じた電流値にする制御精度を向上させることができる。 In addition, since the denominator in the equation (1) is given by the voltage dividing ratio of the resistors R1 and R2, and the denominator in the equation (2) is given by the voltage dividing ratio of the resistors R3 and R4, the accuracy variation of the resistors R1, R2, R3 and R4. Therefore, if there is a difference between the voltage dividing ratio of the resistors R1 and R2 and the voltage dividing ratio of the resistors R3 and R4, the voltage Vip cannot be canceled in the comparator CMP1, and the average value of the drive current IL is determined according to the command voltage Vin. The control accuracy to make the current value decreases. On the other hand, since the plurality of resistance elements formed in the single resistance array are formed under the same conditions in the manufacturing process of the resistance array, the relative resistance error is reduced. Therefore, in the drive current control circuit 2, the resistance elements formed in a single resistor array are used as the resistors R1, R2, R3, and R4, so that the voltage dividing ratios of the resistors R1, R2 and the resistors R3, R4 are As a result, the control accuracy for making the average value of the drive current IL a current value according to the command voltage Vin can be improved.
また、トランジスタＱ１を飽和領域で動作させる例を示したが、例えば駆動回路２１は、出力信号Ｓ１がローレベルの場合、すなわち電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｃ１を超えている場合にトランジスタＱ１のベース電流を減少させて駆動電流ＩＬを減少させ、出力信号Ｓ１がハイレベルの場合、すなわち電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｃ１に満たない場合にトランジスタＱ１のベース電流を増大させて駆動電流ＩＬを増大させる構成としてもよい。この場合、トランジスタＱ１は非飽和領域で使用されるので、トランジスタＱ１の発熱量は増大するものの、コンパレータＣＭＰ１により電圧Ｖｉｐを相殺し、駆動電流ＩＬの平均値を指令電圧Ｖｉｎに応じた電流値にする制御精度を向上させて、電磁比例弁制御システム１における電磁比例弁３の制御精度を向上させる効果を得ることができる。 Further, the example in which the transistor Q1 is operated in the saturation region has been shown. For example, the drive circuit 21 decreases the base current of the transistor Q1 when the output signal S1 is at a low level, that is, when the voltage Vc2 exceeds the voltage Vc1. The drive current IL may be decreased to increase the drive current IL by increasing the base current of the transistor Q1 when the output signal S1 is at a high level, that is, when the voltage Vc2 is less than the voltage Vc1. In this case, since the transistor Q1 is used in the non-saturated region, the amount of heat generated by the transistor Q1 increases, but the voltage Vip is canceled by the comparator CMP1, and the average value of the drive current IL is set to a current value corresponding to the command voltage Vin. Therefore, it is possible to obtain an effect of improving the control accuracy of the electromagnetic proportional valve 3 in the electromagnetic proportional valve control system 1 by improving the control accuracy.
また、駆動電流制御回路２の負荷として、電磁比例弁３が接続される例を示したが、負荷は電磁比例弁３に限られず、負荷電流を制御する必要のある種々の電気機器、装置を負荷として用いることができる。 Further, the example in which the electromagnetic proportional valve 3 is connected as the load of the drive current control circuit 2 has been shown. However, the load is not limited to the electromagnetic proportional valve 3, and various electric devices and devices that need to control the load current are used. It can be used as a load.
１ 電磁比例弁制御システム
２ 駆動電流制御回路
３ 電磁比例弁
２２ ローパスフィルタ
２３，２４，２５，２６ 接続端子
２７ 配線インピーダンス
ＣＭＰ１ コンパレータ
ＩＬ 駆動電流
Ｐ１ 上流側端子
Ｐ２ 下流側端子
Ｑ１ トランジスタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４ 抵抗
Ｒ５ シャント抵抗
ＲＡ１ 抵抗アレー
Ｓ１ 出力信号
Ｖｉｎ 指令電圧
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Electromagnetic proportional valve control system 2 Drive current control circuit 3 Electromagnetic proportional valve 22 Low-pass filter 23,24,25,26 Connection terminal 27 Wiring impedance CMP1 Comparator IL Drive current P1 Upstream terminal P2 Downstream terminal Q1 Transistors R1, R2, R3 , R4 resistance R5 shunt resistance RA1 resistance array S1 output signal Vin command voltage
Claims (5)
前記負荷に供給する電流値を示す指令電圧を受け付ける指令電圧受付端子と、
前記負荷に流れる電流を検出するシャント抵抗と、
前記指令電圧受付端子と前記シャント抵抗の下流側端子とを接続する第１及び第２抵抗の直列回路と、
グラウンドと前記シャント抵抗の上流側端子とを接続する第３及び第４抵抗の直列回路と、
前記第１及び第２抵抗により分圧された第１電圧と前記第３及び第４抵抗により分圧された第２電圧とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータによる比較結果が、前記第２電圧が前記第１電圧を超えていることを示す場合に前記負荷に供給する電流を減少し、前記第２電圧が前記第１電圧に満たないことを示す場合に前記負荷に供給する電流を増大する電流駆動回路とを備え、
前記第１及び第２抵抗による分圧比と前記第３及び第４抵抗による分圧比とは、実質的に同一にされていること
を特徴とする駆動電流制御回路。 A drive current control circuit for supplying a predetermined current to an externally connected load,
A command voltage receiving terminal for receiving a command voltage indicating a current value supplied to the load;
A shunt resistor for detecting a current flowing through the load;
A series circuit of first and second resistors connecting the command voltage receiving terminal and a downstream terminal of the shunt resistor;
A series circuit of third and fourth resistors connecting the ground and the upstream terminal of the shunt resistor;
A comparator that compares the first voltage divided by the first and second resistors with the second voltage divided by the third and fourth resistors;
When the comparison result by the comparator indicates that the second voltage exceeds the first voltage, the current supplied to the load is decreased, and the second voltage is less than the first voltage. A current driving circuit for increasing the current supplied to the load in the case,
The drive current control circuit, wherein a voltage division ratio by the first and second resistors and a voltage division ratio by the third and fourth resistors are substantially the same.
を特徴とする請求項１記載の駆動電流制御回路。 The drive current control circuit according to claim 1, wherein the current drive circuit supplies a current to the load by a switching element that is turned on and off in accordance with an output signal of the comparator.
前記第１、第２、第３、及び第４抵抗は、単一の抵抗アレーにより構成されていること
を特徴とする請求項１又は２記載の駆動電流制御回路。 The resistance values of the first, second, third, and fourth resistors are substantially the same,
The drive current control circuit according to claim 1, wherein the first, second, third, and fourth resistors are configured by a single resistor array.
を特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の駆動電流制御回路。 The drive current control circuit according to claim 1, wherein an upstream side terminal of the shunt resistor is connected to the fourth resistor via a low-pass filter.
前記電磁比例弁に供給する電流値を示す指令電圧を受け付けて、当該指令電圧に応じた電流を前記電磁比例弁に供給する駆動電流制御回路とを備え、
前記駆動電流制御回路は、前記負荷が、前記電磁比例弁である請求項１〜４のいずれか１項に記載の駆動電流制御回路であること
を特徴とする電磁比例弁制御システム。 An electromagnetic proportional valve in which the opening area of the valve changes in proportion to the flowing current value;
A drive current control circuit that receives a command voltage indicating a current value to be supplied to the electromagnetic proportional valve and supplies a current corresponding to the command voltage to the electromagnetic proportional valve;
5. The electromagnetic proportional valve control system according to claim 1, wherein the load is the electromagnetic proportional valve. 5. The electromagnetic proportional valve control system according to claim 1, wherein the load is the electromagnetic proportional valve.
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Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5799412A (en) * | 1980-12-12 | 1982-06-21 | Hitachi Ltd | Air flow control circuit of air conditioner for car |
| JPH02134575A (en) * | 1988-11-15 | 1990-05-23 | Anarogu Debaisezu Kk | Power supply current measuring circuit |
| JPH0473212A (en) * | 1990-07-09 | 1992-03-09 | Mitsubishi Rayon Co Ltd | Production of polyester fiber having high strength and high elastic modulus |
| JPH06236813A (en) * | 1992-12-15 | 1994-08-23 | Fuji Electric Co Ltd | Dc electromagnet device |
| JP2001108712A (en) * | 1999-10-08 | 2001-04-20 | Fujitsu Denso Ltd | Current detector |
| JP2003069405A (en) * | 2001-08-24 | 2003-03-07 | Toshiba Corp | Semiconductor device and power supply voltage control method |
| JP2003111292A (en) * | 2001-09-27 | 2003-04-11 | Mitsumi Electric Co Ltd | Charging circuit |
| JP2003244987A (en) * | 2002-02-13 | 2003-08-29 | Aisin Seiki Co Ltd | Actuator device for switching driving |
-
2006
- 2006-11-22 JP JP2006316101A patent/JP4814064B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5799412A (en) * | 1980-12-12 | 1982-06-21 | Hitachi Ltd | Air flow control circuit of air conditioner for car |
| JPH02134575A (en) * | 1988-11-15 | 1990-05-23 | Anarogu Debaisezu Kk | Power supply current measuring circuit |
| JPH0473212A (en) * | 1990-07-09 | 1992-03-09 | Mitsubishi Rayon Co Ltd | Production of polyester fiber having high strength and high elastic modulus |
| JPH06236813A (en) * | 1992-12-15 | 1994-08-23 | Fuji Electric Co Ltd | Dc electromagnet device |
| JP2001108712A (en) * | 1999-10-08 | 2001-04-20 | Fujitsu Denso Ltd | Current detector |
| JP2003069405A (en) * | 2001-08-24 | 2003-03-07 | Toshiba Corp | Semiconductor device and power supply voltage control method |
| JP2003111292A (en) * | 2001-09-27 | 2003-04-11 | Mitsumi Electric Co Ltd | Charging circuit |
| JP2003244987A (en) * | 2002-02-13 | 2003-08-29 | Aisin Seiki Co Ltd | Actuator device for switching driving |
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