JP2008109722A - Motor drive - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、空気調和機、冷蔵庫等の冷却システムに採用されるモータの駆動装置に関するものである。 The present invention relates to a motor driving device employed in a cooling system such as an air conditioner or a refrigerator.
従来、この種のモータ駆動装置は、単相交流電源の交流を、ダイオードをブリッジ接続した整流回路によってリプル成分を含む直流に整流し、容量の大きな平滑用のコンデンサを用いて前記リプル成分を含む電圧を平滑し、安定してモータを駆動することが知られている。以下、この技術を第1の従来技術と称す。 Conventionally, this type of motor drive device rectifies AC of a single-phase AC power source into DC including a ripple component by a rectifier circuit in which diodes are bridge-connected, and includes the ripple component using a smoothing capacitor having a large capacity. It is known to smooth the voltage and drive the motor stably. Hereinafter, this technique is referred to as a first conventional technique.
また、モータ駆動装置の小型・低コスト化を図るために、交流電源を整流した電圧を、インバータに入力しても安定して動作し、単相交流電源から整流回路への入力電流波形を改善する方法が提案されている(例えば、特許文献1参照)。以下、この技術を第2の従来技術と称す。 In addition, in order to reduce the size and cost of the motor drive device, the AC power source rectified voltage can be operated stably even if it is input to the inverter, improving the input current waveform from the single-phase AC power source to the rectifier circuit. A method has been proposed (see, for example, Patent Document 1). Hereinafter, this technique is referred to as a second conventional technique.
図12は、従来の平滑用のコンデンサを用いていないモータの駆動装置のブロック図で、上記第2の従来技術に相当するものである。 FIG. 12 is a block diagram of a conventional motor driving device that does not use a smoothing capacitor, and corresponds to the second prior art.
図12において、交流電源1は、整流ダイオード2により脈動を持った直流電力に変換され、インバータ3に入力される。インバータ3は、整流された直流電力を交流電力に変換し、ブラシレスモータ4に所望の電圧を印加する。
In FIG. 12, the
インバータ制御部5は、dq変換部6、d軸PI制御器7、q軸PI制御器8、PWM生成部9を有し、インバータ3への入力電圧と、ブラシレスモータ4に流れるモータ電流と、該ブラシレスモータ4に流すべき電流値を示すモータ電流指令値が入力され、インバータ3への入力電圧値が印加すべき電圧値よりも小さいときに、ブラシレスモータ4への印加電圧の電圧位相を保持して、インバータ3を制御する。
The
かかる制御により、インバータ3の直流側電圧が低いときでも、ブラシレスモータ4への電圧印加を停止させることなく連続的に電圧を印加するようにし、大きく脈動した電圧がインバータ3に入力された場合でも、安定した駆動を実現することで、モータ駆動装置の小型化を図っている。
しかしながら、第1の従来技術は、容量の大きな平滑用コンデンサを用いているため、整流回路への入力が電圧のピーク付近のみで流れることとなってしまう。そのため高調波規制を満足することができず、容量の大きなリアクタを用い対応を行っている。 However, since the first prior art uses a smoothing capacitor having a large capacity, the input to the rectifier circuit flows only near the peak of the voltage. For this reason, harmonic regulations cannot be satisfied, and a large capacity reactor is used.
このようなリアクタは、サイズ、重量ともに大きく、コストアップにつながるという課題を有していた。 Such a reactor has a problem that it is large in size and weight, leading to an increase in cost.
また、第2の従来技術は、平滑用の容量の大きなコンデンサが無いため、単相交流の電圧のピーク付近のみ電流が流れることは無いが、モータ4への入力電圧を一定に保つよう制御しているため、単相交流入力の電圧がモータに印加しようとする電圧よりも低下した区間では、回路内のLCの容量により電流を流し続けようとする結果、電流波形が大きく歪んでしまい、これに起因して電流が大きくなり、モータ4の効率が悪い状態になるという課題を有していた。
In the second prior art, since there is no capacitor having a large smoothing capacity, current does not flow only near the peak of the single-phase AC voltage, but control is performed so as to keep the input voltage to the
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、大きな容量のリアクタを用いることなく、単相交流入力の電流波形の高調波成分を減少させて高調波規制を満足し、かつ冷却システム(冷凍サイクル)の吐出温度を目標吐出温度になるように、モータ位相角を移動させることにより、極力最高効率で前記冷却システムが運転できるようにしたモータ駆動装置を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described conventional problems, reduces harmonic components of the current waveform of a single-phase AC input without using a large-capacity reactor, satisfies the harmonic regulation, and is a cooling system (refrigeration system). It is an object of the present invention to provide a motor drive device in which the cooling system can be operated with the highest possible efficiency by moving the motor phase angle so that the discharge temperature of the cycle becomes the target discharge temperature.
上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、単相交流電源を第1の整流回路により整流し、その電圧・電流を直接インバータへの入力とし、またモータへの印加電圧の計算に、第2の整流回路と第1のコンデンサによって平滑した電圧を用いたものである。 In order to solve the above-described conventional problems, the motor driving device of the present invention rectifies a single-phase AC power supply by a first rectifier circuit, and directly inputs the voltage / current to the inverter, and also applies the voltage applied to the motor. In this calculation, a voltage smoothed by the second rectifier circuit and the first capacitor is used.
これによって、前記モータへの印加電圧が単相交流電源の電圧波形とほぼ同期した波形となり、単相交流電源の電流波形が改善され、かつ冷却システムの高圧側温度、すなわち圧縮機の吐出側温度を目標吐出温度になるように、モータ位相角を移動させることにより、極力常に最高の効率で冷却システムを運転することができるものである。 As a result, the voltage applied to the motor becomes a waveform substantially synchronized with the voltage waveform of the single-phase AC power supply, the current waveform of the single-phase AC power supply is improved, and the high-pressure side temperature of the cooling system, that is, the discharge-side temperature of the compressor By moving the motor phase angle so as to reach the target discharge temperature, the cooling system can always be operated with the highest efficiency as much as possible.
本発明のモータの駆動装置は、容量の大きなリアクタ等を用いることなく、単純な構成で単相交流入力の電流波形が改善され、また極力常に高効率での運転が行える、小型化・低コスト、高効率の冷却システムを運転するモータ駆動装置を提供することができるものである。 The motor drive device of the present invention has a simple structure that improves the current waveform of a single-phase AC input without using a large-capacity reactor, etc., and can always be operated with high efficiency as much as possible. It is possible to provide a motor drive device that operates a highly efficient cooling system.
請求項1に記載の発明は、単相交流電源と、前記単相交流電源の交流を直流に整流する第1の整流回路と、前記第1の整流回路より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とするモータと、前記インバータの直流母線間に第2の整流回路を介して接続される第1のコンデンサと、前記第1のコンデンサと並列に接続される負荷と、前記第1のコンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記モータの各相の電流を検出する電流検出手段と、前記モータによって駆動される圧縮機の吐出側の温度を検出する吐出温度センサを具備した吐出温度検出手段と、前記電圧検出手段により検出された電圧値と前記電流検出手段により検出されたモータの位置信号を用いて前記インバータを駆動し、前記モータへ印加する電圧を制御する制御手段と、前記モータに流れる電流から電圧の位相角βを演算するモータ位相演算手段を具備し、前記制御手段により、前記モータ位相演算手段からの信号を入力し、前記吐出温度検出手段からの吐出温度が予め定めた目標吐出温度になるように前記位相角βを変化させるものである。
The invention according to
かかる構成とすることにより、容量の大きなリアクタ等を用いることなく、単純な構成で単相交流入力の電流波形が改善でき、またシステム負荷を、吐出温度を介して運転することにより、極力常に高効率で冷却システムの運転が行え、その結果、小型化・低コストで実現できるものである。 By adopting such a configuration, the current waveform of a single-phase AC input can be improved with a simple configuration without using a reactor with a large capacity, and the system load is always increased as much as possible by operating through the discharge temperature. The cooling system can be operated efficiently, and as a result, it can be realized at a small size and at a low cost.
また、慣性モーメントが大きい圧縮機のモータでは、電圧の変動によるトルク変動の影響を受け難く、より安定した駆動が可能となる。 In addition, a compressor motor having a large moment of inertia is less susceptible to torque fluctuations due to voltage fluctuations and can be driven more stably.
請求項2に記載の発明は、前記第1のコンデンサに接続される負荷を、前記制御手段を動作させるための電源回路としたものである。 According to a second aspect of the present invention, a load connected to the first capacitor is a power supply circuit for operating the control means.
かかる構成とすることにより、前記制御手段を駆動するための電源と負荷を共有できることとなり、より小型化、低コストのモータ駆動装置を提供することができる。 By adopting such a configuration, it is possible to share a load and a power source for driving the control means, and it is possible to provide a motor drive device that is smaller and less expensive.
請求項3に記載の発明は、前記第1の整流回路の直流母線間に、小容量のコンデンサを接続したもので、かかることにより、電圧低下時にモータからの回生エネルギーを蓄え、利用することができ、モータ起動により大きなトルクを発生させることができる。
The invention according to
請求項4に記載の発明は、前記圧縮機を、レシプロ型圧縮機としたもので、かかる構成は、スクロール型圧縮機やロータリ型圧縮機等よりさらに慣性モーメントが大きくなり、さらに安定した駆動が行えるものである。
The invention described in
請求項5に記載の発明は、前記圧縮機を含み、凝縮器、減圧器、蒸発器等で構成される冷却システムを構成したものである。
The invention described in
かかることにより、高調波規制が厳しい冷蔵庫等の冷凍空調機器への採用が可能となり、小型・低コストで高調波規制を満足し、極力常に高効率な運転をするモータの駆動装置を提供することができる。 As a result, it is possible to adopt it in refrigeration and air conditioning equipment such as refrigerators with strict harmonic regulations, and to provide a motor drive device that satisfies harmonic regulations at a small size and at low cost, and that always operates as efficiently as possible. Can do.
また、小型のモータ駆動装置であるので、冷蔵庫への採用であれば庫内容積率の向上がはかれ、またルームエアコンへの採用であれば制御回路部がコンパクトとなり、小型化がはかれるものである。 In addition, since it is a small motor drive device, the volume ratio in the cabinet can be improved if it is used in a refrigerator, and the control circuit can be made compact if it is used in a room air conditioner. is there.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照し、説明するが、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. However, the present invention is not limited to the embodiments.
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1におけるモータの駆動装置のブロック図である。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram of a motor driving apparatus according to
図1において、単相交流電源101は商用電源で、日本国内では周知の如くAC100V、50Hzまたは60Hzであり、第1の整流回路102を接続している。
In FIG. 1, a single-phase
第1の整流回路102は、4個のダイオードをブリッジ接続した回路で構成されている。
The
第2の整流回路103は、第1の整流回路102のプラス側から第1のコンデンサ104のプラス側のみに電流が流れるようにするために接続されており、例えば、ダイオードが採用できる。第1のコンデンサ104と並列に接続された回生エネルギーを消費(吸収)する手段は、抵抗等でよいが、本実施の形態1においては、第1のコンデンサ104と並列に電源回路105を接続している。これにより、インバータ106を制御する制御手段107等の安定的な電力を必要とする回路に、高電圧から低電圧に変換した電力を供給することができる。電源回路105としては、スイッチングレギュレータやDC/DCコンバータ等が使える。
The
第2のコンデンサ108は、第1の整流回路102で全波整流した電圧が入力される。第2のコンデンサ108の容量は、0.2μF/W以下の静電容量を持つ第2のコンデンサを使用する。
The
従来、第2のコンデンサ108に相当するコンデンサの容量決定は、インバータ106の出力容量(WまたはVA)や駆動装置全体の入力容量(WまたはVA)から、直流電圧のリプル含有量やリプル電流による平滑用コンデンサの耐リプル電流の特性等を勘案し、コンデンサの静電容量を決定することが一般的であった。
Conventionally, the capacitance of the capacitor corresponding to the
これらの条件を加味して、一般的には2〜4μF/W程度の容量を確保することが行われていた。その結果、200Wの出力容量の場合は、400〜800μF程度の電解コンデンサが使用されることになる。 In consideration of these conditions, generally a capacity of about 2 to 4 μF / W has been secured. As a result, in the case of an output capacity of 200 W, an electrolytic capacitor of about 400 to 800 μF is used.
これに対し、本実施の形態1では、第2のコンデンサ108に、0.2μF/W以下の静電容量を持つコンデンサを使用している。すなわち、200Wの出力容量の場合は、40μF以下のコンデンサを使用することになる。
On the other hand, in the first embodiment, a capacitor having a capacitance of 0.2 μF / W or less is used as the
第2のコンデンサ108の種類は、積層セラミックコンデンサやフィルムコンデンサ等を用いることができ、特に積層セラミックコンデンサは、近年高耐圧で大容量のコンデンサがチップで実現できるようになってきており、装置を非常に小型化できるという利点がある。本実施の形態1では、第2のコンデンサ108に、静電容量が1μFの積層セラミックコンデンサを使用している。
As the type of the
インバータ106は、スイッチング素子と逆向きに接続されたダイオードをセットにした回路を、6回路3相ブリッジ接続している。前記スイッチング素子は、IGBTやバイポーラトランジスタやFET等を用いることができる。
The
ブラシレスDCモータ(以下、モータと称す)109は、インバータ106の3相出力により駆動される。モータ109の固定子には、3相スター結線された巻線が施され、この巻き方は集中巻であっても、分布巻であっても構わない。また回転子は、希土類永久磁石を有しており、その配置方法は、表面磁石型(SPM)でも磁石埋め込み型(IPM)であっても構わない。また前記永久磁石は、フェライト系磁石でも希土類系磁石でも構わない。尚、永久磁石に希土類系磁石を用い、マグネット使用重量をフェライト系磁石と同量使用した場合は、モータ効率を向上することができ、またフェライト系磁石を用いたモータと同等性能のモータとする場合は、マグネット重量を低減することができ、モータ重量を軽量、低コスト化することができる。
A brushless DC motor (hereinafter referred to as a motor) 109 is driven by the three-phase output of the
第1の電圧検出手段110は、第1のコンデンサ104の両端電圧を取得し、その値を制御手段107へと出力している。
The first voltage detection means 110 acquires the voltage across the
位置検出手段111は、モータ109の各相を流れる電流(u、v、w)を検出し、この電流値を基に制御手段107へモータ109の位置信号(回転角度信号)を出力している。位置検出手段111は、モータ109の位置が検出できる手段であればその構成は特定しないが、本実施の形態1においては、第2の電圧検出手段112と、電流検出手段113と、モータ位相演算手段114を具備した構成としている。第2の電圧検出手段112は、第1の整流回路102における直流母線間の電圧を検出し、モータ位相演算手段114へ出力している。
The position detection means 111 detects the current (u, v, w) flowing through each phase of the
電流検出手段113は、モータ109電流Iを検出し、モータ位相演算手段114へと出力している。また、この電流検出手段113には、電流センサやシャント抵抗等を用いることができる。その場合、シャント抵抗は、特に小型、低コストで実現できる利点がある。
The current detection means 113 detects the
モータ位相演算手段114は、第2の電圧検出手段112により検出された電圧と、電流検出手段113により検出されたモータ109の電流の値を入力として演算を行い、これによってモータ109の位相角βを検出し、制御手段107へと出力している。
The motor phase calculation means 114 performs calculation using the voltage detected by the second voltage detection means 112 and the current value of the
制御手段107では、位置検出手段111の出力であるモータ109の位相角βを入力として、モータ109に印加したい電圧を決定する。そして、印加したい電圧と第1の電圧検出手段110により検出された電圧からPWMデューティ幅を決定し、インバータ106の駆動を行う。
The control means 107 receives the phase angle β of the
本実施の形態1では、第1の電圧検出手段110により検出される電圧を平均電圧とすることで、モータ109の駆動に必要な電圧が印加できるため、より安定的に動作させることができる。
In the first embodiment, by setting the voltage detected by the first
ここで、単相交流電源101の平均電圧Vaveは、最大電圧Vmaxから次式で表すことができる。
Here, the average voltage Vave of the single-phase
Vave=2/π・Vmax …(式1)
そして、第1の電圧検出手段110により検出される電圧は平滑されているため、ほぼ最大電圧となっている。よって、第1の電圧検出手段110により検出された電圧を最大電圧とした演算結果を、平均電圧とすることができる。
Vave = 2 / π · Vmax (Formula 1)
Since the voltage detected by the first voltage detecting means 110 is smoothed, it is almost the maximum voltage. Therefore, the calculation result with the voltage detected by the first voltage detection means 110 as the maximum voltage can be used as the average voltage.
実際には、ADコンバータを用いて電圧を検出する場合、AD変換結果を電圧に変化する際の変換係数を予め上記(式1)で表される係数を乗じておく方法等、第1の整流回路102における直流母線間の電圧を細かくサンプリングし、演算を行う方法と比較すると簡単に求めることができる。
Actually, when a voltage is detected using an AD converter, the first rectification, such as a method of multiplying the conversion coefficient when the AD conversion result is changed to a voltage by the coefficient represented by the above (formula 1) in advance Compared with a method in which the voltage between the DC buses in the
本実施の形態1では、単相交流電源101が100Vであるため、第1のコンデンサ104の最大電圧は約141Vとなる。したがって、上記(式1)に従うと、最大電圧の約0.64倍が平均電圧になるので、平均電圧値は約90Vとなる。
In the first embodiment, since the single-phase
また、単相交流電源101の最大電圧の変化に対しては、電源回路105と第1のコンデンサ104における容量の時定数によって変化し、電源回路105の消費エネルギーに対して第1のコンデンサ104の容量を設定することで、応答速度を調整することができる。
Further, the change in the maximum voltage of the single-phase
モータ109は、後述する圧縮機117の圧縮要素115aを駆動するもので、圧縮要素115aは、モータ109の回転子の軸に接続され、冷媒ガスを吸入し、圧縮して吐出する。このモータ109と圧縮要素115aとを同一の密閉容器116に収納し、圧縮機117を構成する。
The
本実施の形態1においては、圧縮機117で圧縮された吐出ガスが、凝縮器118、減圧器119、蒸発器120を通って圧縮機117の吸い込みに戻るような冷却システム構成(冷凍サイクル)を例にしており、凝縮器118では放熱を、蒸発器120では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。
In the first embodiment, the cooling system configuration (refrigeration cycle) is such that the discharge gas compressed by the
尚、必要に応じて凝縮器118や蒸発器120に送風機等を使い、熱交換をさらに促進することもある。また本実施の形態1では、前述の冷却システムの蒸発器120を、冷蔵庫の庫内121に設け、庫内121を冷却する構成としている。
Note that a heat exchanger may be further promoted by using a blower or the like for the
さらに、前記冷却システム構成において、圧縮機117の吐出側には、吐出温度センサ122が設けられており、この吐出温度センサ122の検出信号は、位置検出手段111を構成する吐出温度検出手段12Aに入力される。吐出温度検出手段12Aは、前述の温度信号を、モータ位相演算手段114へ出力する。
Further, in the cooling system configuration, a
また、モータ109の位置検出手段111によるモータ109の位置と実際のモータ109の位置との間に多少のずれや、高トルク運転のための弱め磁束制御等を行ってモータ109からのエネルギーが帰ってきたとしても、0.2μF/Wの容量のコンデンサを選んでいるため、急峻な電圧変化を吸収し、吸収したエネルギーを利用してモータ109を駆動することができる。
In addition, the energy from the
次に、位置検出手段111からの電流Iと、第2の電圧検出手段112からの電圧Vと、吐出温度検出手段12Aにより、モータ位相演算手段114によって位相角βを調整する動作内容を、図2および図3を用いて説明する。 Next, the operation contents of adjusting the phase angle β by the motor phase calculation means 114 by the current I from the position detection means 111, the voltage V from the second voltage detection means 112, and the discharge temperature detection means 12A are shown in FIG. 2 and FIG.
図2は、本実施の形態1におけるモータの位相角を調整する動作フロー図、図3は、目標吐出温度とモータの制御回転数の関係を示す関係図である。 FIG. 2 is an operation flow chart for adjusting the phase angle of the motor in the first embodiment, and FIG. 3 is a relationship diagram showing the relationship between the target discharge temperature and the motor control rotational speed.
図2において、Step0では、図3に示す吐出温度と回転数の関係に基づき、現在の圧縮機117の回転数より、目標吐出温度TD2を抽出する。例えば、現在の回転数が24rpsであれば、目標吐出温度TD2は0℃となる。
2, at
Step1では、吐出温度検出手段12Aから出力された吐出温度D2とStep0で抽出した目標吐出温度TD2を比較して、位相角βを決定する。
In
Step1において、目標吐出温度TD2と今回検出した吐出温度D2を比較し、目標吐出温度TD2の方が小さい場合は、Step2へ移行する。
In
Step2では、前回の位相角βから1度位相角を引き、Step3へ移行する。
In
また、Step1において、吐出温度D2と目標吐出温度TD2を比較し、検出された吐出温度D2の方が大きい場合は、Step4へ移行する。
In
Step4では、前回の位相角βから1度位相角を足し、Step3へ移行する。
In
Step3では、吐出温度D2が、目標吐出温度TD2と同じでなければNoとなり、Step1へ移行する。同じであればYesとなり、動作フローが終了する。
In
この図2の動作フローにより、吐出温度D2を目標吐出温度TD2になるように、圧縮機117(モータ109)の回転数(能力)を制御するもので、そのためにモータ109の位相角βを制御するものである。その結果、冷却システムの運転を高効率にすることができる。
According to the operation flow of FIG. 2, the rotation speed (capacity) of the compressor 117 (motor 109) is controlled so that the discharge temperature D2 becomes the target discharge temperature TD2. For this purpose, the phase angle β of the
次に、図4に基づき圧縮機117の構成について説明する。図4は、本実施の形態1における圧縮機の断面図である。
Next, the configuration of the
図4において、圧縮機117を構成する密閉容器116内には、オイル122を貯留すると共にR600aの冷媒123が封入され、また固定子124と回転子125を主体とするモータ109、およびこれによって駆動される圧縮要素115aが、スプリング等により弾性的に支持されており、モータ109の回転による振動が圧縮機外部に伝播し難い構成となっている。
In FIG. 4,
圧縮要素115aは、回転子125が固定された主軸部126、および偏芯軸部127から構成されたクランクシャフト128と、クランクシャフト128の主軸部126を軸支するとともに圧縮室129を有するシリンダ130と、圧縮室129内で往復運動するピストン131と、偏芯軸部127とピストン131を連結する連結手段132を備え、レシプロ型の圧縮機構を構成している。
The
したがって、本実施の形態1においては、インバータの入力電圧に大きな脈動を含む場合でも、イナーシャが大きいレシプロ型圧縮機の特徴と構造から、脈動による振動、および振動に伴う騒音が、圧縮機外部に漏れ難くなっている。 Therefore, in the first embodiment, even when the input voltage of the inverter includes a large pulsation, the vibration due to the pulsation and the noise accompanying the vibration are generated outside the compressor due to the characteristics and structure of the reciprocating compressor having a large inertia. It is difficult to leak.
なお本実施の形態1では、R134a冷媒と比較して冷凍能力の低いR600aを用いているので、同等の冷却性能を確保するためには、R134a用圧縮機より圧縮室129の容積を大きくする必要があり、ピストン131が大型化する。
In
したがって、モータイナーシャも大きいものとなり、制御装置において第2のコンデンサ108を非常に小さい容量とし、大きな脈動を含むインバータ入力電圧が印加される場合であっても、振動および騒音の影響がさらに受け難くなる。
Accordingly, the motor inertia is also large, and even when the
以上のように構成されたモータの駆動装置について、以下その動作、作用を説明するが、本実施の形態1においては、PWM(Pluse Width Moduration)制御によるインバータとして説明する。 The operation and action of the motor driving apparatus configured as described above will be described below, but in the first embodiment, it will be described as an inverter based on PWM (Plus Width Modulation) control.
また、第1の電圧検出手段110、位置検出手段111、制御手段107等は、各種信号を演算処理する関係から、周知の如くマイクロコンピュータを中心とする集積回路(LSI)によって構成されている。
The first
まず、図1、図5、図6、図7、図8を用いて、従来と同様に平均電圧を用いずに第1の整流回路102における直流母線間の電圧を用いて制御を行った場合について説明する。
First, when control is performed using the voltage between the DC buses in the
図5は、本実施の形態1のモータ駆動装置における電源周波数を50Hzとした直流母線間電圧の推移の一部(半波)を示す波形図である。図6は、従来の制御による直流母線間電圧値を用いた時のキャリア周期毎におけるPWMデューティの推移の一部(半波)を示すグラフである。図7は、従来の制御による直流母線間電圧値を用いた時のモータに印加されるキャリア周期毎の平均電圧推移の一部(半波)を示すグラフである。図8は、従来の制御による直流母線電圧値を用いた時のモータに流れる電流推移の一部(半波)を示す波形図である。 FIG. 5 is a waveform diagram showing a part (half wave) of the transition of the voltage between the DC buses with the power supply frequency of 50 Hz in the motor drive device of the first embodiment. FIG. 6 is a graph showing a part (half wave) of the transition of the PWM duty for each carrier cycle when the DC bus voltage value by the conventional control is used. FIG. 7 is a graph showing a part (half wave) of the average voltage transition for each carrier cycle applied to the motor when the DC bus voltage value according to the conventional control is used. FIG. 8 is a waveform diagram showing a part (half wave) of a transition of current flowing in the motor when a DC bus voltage value by conventional control is used.
なお、これらの波形図、グラフは、便宜上波形の1サイクルを20ミリ秒としているもので、ここでは、便宜上電源波形の半波成分を中心に説明する。 In these waveform diagrams and graphs, one cycle of the waveform is set to 20 milliseconds for convenience, and here, the half-wave component of the power supply waveform will be mainly described for convenience.
制御手段107は、位置検出手段111によって検出されたモータ109の位置情報を用いてモータ109に印加する電圧を決定する。ここで、モータ109に印加する電圧を、説明の便宜上64Vとする。
The
このとき、従来の方法では、直流母線電圧を用いてPWMデューティを計算するので、図4において直流母線電圧が64V以上あるT1ミリ秒からT2ミリ秒の区間では、PWMデューティ幅を、図6に示すように中央部が小さくなるように制御し、その結果、T1ミリ秒からT2ミリ秒の区間におけるキャリア周期毎の平均電圧は、図7に示すように64Vとなるように制御される。 At this time, in the conventional method, the PWM duty is calculated using the DC bus voltage, so in FIG. 4, the PWM duty width is shown in FIG. 6 in the interval from T1 milliseconds to T2 milliseconds where the DC bus voltage is 64 V or more. As shown in FIG. 7, the central portion is controlled to be small, and as a result, the average voltage for each carrier period in the section from T1 milliseconds to T2 milliseconds is controlled to be 64 V as shown in FIG.
一方で、直流母線間電圧が64V以下の区間である0ミリ秒からT1ミリ秒、およびT2ミリ秒から10ミリ秒の区間においては、モータ109に最大限に電圧を印加しようとするため、図6に示すようにデューティが100%となる。したがって、前記区間において印加する電圧は、図7に示すように直流母線の電圧と等しくなる。
On the other hand, in order to apply the voltage to the
その結果、モータ109に流れる電流は、図8に示すように、T1ミリ秒からT2ミリ秒の区間の電流がほぼ一定となり、T2ミリ秒から10ミリ秒では電圧が低下しているため電流を流せなくなり、これに起因して電流値が減少していく。また、T2ミリ秒から10ミリ秒の区間で示す入力電圧が0Vになった箇所では、図8において、単相交流電源101のインダクタ成分等によって電流を流し続けようとするため、0にはならず、また、0Vからの電圧の立ち上がり箇所では、前段の波形における立下りの部分で流し続けようとした電流が流れるため、電流波形が0ミリ秒からT1ミリ秒区間において電流波形に鋸歯部Pを形成し、高調波成分を含んだ波形となっている。
As a result, as shown in FIG. 8, the current flowing through the
このように、従来と同様に平均電圧を用いずに第1の整流回路102における直流母線間の電圧を用いて制御を行った場合は、電流波形に高調波成分を含んでしまうものであった。
As described above, when the control is performed using the voltage between the DC buses in the
次に、制御手段107がモータ109への印加電圧を計算するために、第1の電圧検出手段110が検出した電源周波数を50Hzとする直流母線間電圧の平均電圧を用いた場合について、図1、図5、図9、図10、図11を用いて説明する。
Next, in order for the control means 107 to calculate the voltage applied to the
図9は、本実施の形態1における平均電圧値を用いた時のキャリア周期毎におけるPWMデューティの推移を示すグラフである。図10は、本実施の形態1における平均電圧値を用いた時にモータに印加されるキャリア周期毎の平均電圧の推移を示すグラフである。図11は、本実施の形態1における平均電圧値を用いた時のモータに流れる電流の推移を示す波形図である。 FIG. 9 is a graph showing the transition of the PWM duty for each carrier period when the average voltage value in the first embodiment is used. FIG. 10 is a graph showing the transition of the average voltage for each carrier cycle applied to the motor when the average voltage value in the first embodiment is used. FIG. 11 is a waveform diagram showing the transition of the current flowing through the motor when the average voltage value in the first embodiment is used.
まず、第1の電圧検出手段110によって検出される平均電圧は、前述の如く約90Vとなり、モータ109へ64Vを出力するのに必要なデューティは、約71%と計算される。前述の如く第1の整流回路102の直流母線間電圧をデューティ演算に用いた場合は、デューティが図6に示すように変動するが、平均電圧を演算に用いているため、デューティは、図9に示すように0ミリ秒から10ミリ秒の全区間に亘って一定となる。
First, the average voltage detected by the first voltage detection means 110 is about 90V as described above, and the duty required to
その結果、モータ109に印加されるキャリア周期毎の平均電圧推移は、図10に示すように、図5に示す単相交流電源101の電圧推移の値を約0.71倍したものとほぼ一致する。
As a result, the average voltage transition for each carrier cycle applied to the
このように、前述の平均電圧を用いたデューティ制御の場合は、モータ109に印加される電圧が正弦波状に推移するため、モータ109に流れる総電流の推移も図11に示すように、正弦波状となり、高調波成分が大きく改善された波形となる。
Thus, in the case of the duty control using the above-described average voltage, the voltage applied to the
以上のように、本実施の形態1においては、単相交流電源101と、単相交流電源101の交流を直流に整流する第1の整流回路102と、第1の整流回路102より得られる直流を交流に変換するインバータ106と、インバータ106から得られる交流を入力とするモータ109と、インバータ106の直流母線間に第2の整流回路103を介して接続される第1のコンデンサ104と、第1のコンデンサ104と並列に接続される負荷となる電源回路105と、第1のコンデンサ104の両端電圧を検出する第1の電圧検出手段110と、モータ109の位置を検出する位置検出手段111と、第1の電圧検出手段110により検出された電圧値と位置検出手段111により検出されたモータ109の位置信号を用いてインバータ106を駆動し、モータ109へ印加する電圧を制御する制御手段と、第2の電圧手段112の電圧と位置検出手段111の電流より電力を算出する電力演算手段115を備えたことにより、モータ109への印加電圧が、単相交流電源101の電圧波形とほぼ同期し、単相交流電源101の電流波形を大きなリアクタやコンデンサを用いることなく改善することができ、電流波形が改善された小型化、低コストのモータ駆動装置を提供することができる。
As described above, in the first embodiment, the single-phase
さらに、圧縮機117の吐出側の温度に基づいてモータ109の位相角βを制御するため、極力常に最低電力で高効率の運転を行うことができる。
Furthermore, since the phase angle β of the
また、第1のコンデンサ104と並列に接続された負荷が、制御手段107を動作させるための低電圧電源であるため、制御手段107を駆動するための電源と負荷が共有でき、より小型化、低コストのモータ駆動装置を提供することができる。
In addition, since the load connected in parallel with the
さらに、第1の整流回路102の直流母線間に小容量の第2のコンデンサ108を接続することにより、電圧低下時にモータ109からの回生エネルギーを蓄え、利用することができ、より大きなトルクを発生させることが可能となる。
Furthermore, by connecting a
また、モータ109を圧縮機117の駆動用とすることにより、慣性モーメントの大きい圧縮機117のモータ109では、電圧の変動によるトルクの変動を受け難く、より安定した駆動が可能となる。
Further, by using the
また、圧縮機117を、レシプロ型の圧縮機とすることにより、構造上、スクロール型圧縮機やロータリ型圧縮機等よりさらに慣性モーメントが大きくなり、さらに安定した駆動が可能となる。
Further, when the
また、圧縮機117が圧縮する冷媒をR600aとすることにより、冷蔵庫等で一般的に使われてきたR134aと比較して冷凍能力が低く、同等の冷凍能力を出すために、圧縮機117の気筒容積を大きくしても、これに起因して慣性モーメントもさらに増加するため、前述の如く慣性モーメントの増加に伴って駆動の安定性が向上するものである。
Further, by setting the refrigerant compressed by the
したがって、前記モータ駆動装置を具備する圧縮機117を、凝縮器118、減圧器119、蒸発器120等とともに構成される冷却システムに設け、この冷却システムを冷蔵庫に採用することにより、高調波規制を満足する冷蔵庫が得られる。しかも、前記モータ駆動装置は、小型であるので、冷蔵庫の庫内容積率を高めることができ、従来と同じ外形寸法でより収納容量の多い、使い勝手の良い冷蔵庫が提供できることとなる。
Therefore, the
また、冷却システムを空気調和機に適用することにより、空気調和機の小型化が可能となり、しかも、低コストで高調波の弊害を改善した空気調和機が構成できる。その結果、空気調和機における設置スペースの自由度を高めることができるものである。 In addition, by applying the cooling system to the air conditioner, it is possible to reduce the size of the air conditioner, and it is possible to configure an air conditioner that reduces the harmful effects of harmonics at low cost. As a result, the degree of freedom of installation space in the air conditioner can be increased.
以上のように、本発明にかかるモータの駆動装置は、小型・低コストで高調波抑制が可能となり、極力常に高効率な運転を行うことができるため、冷却システムを具備する機器に広く適用できるものである。 As described above, the motor drive device according to the present invention can be suppressed in harmonics at a small size and at low cost, and can always be operated with high efficiency as much as possible. Therefore, it can be widely applied to devices equipped with a cooling system. Is.
12A 吐出温度検出手段
101 単相交流電源
102 第1の整流回路
103 第2の整流回路
104 第1のコンデンサ
105 電源回路
106 インバータ
107 制御回路
108 第2のコンデンサ
109 モータ
110 第1の電圧検出手段
111 位置検出手段
112 第2の電圧検出手段
113 電流検出手段
114 モータ位相演算手段
116 密閉容器
117 圧縮機
118 凝縮器
119 減圧器
120 蒸発器
121 庫内
122 吐出温度センサ
123 冷媒
124 固定子
125 回転子
D2 吐出温度
TD2 目標吐出温度
12A Discharge temperature detection means 101 Single-phase
Claims (5)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006287292A JP2008109722A (en) | 2006-10-23 | 2006-10-23 | Motor drive |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006287292A JP2008109722A (en) | 2006-10-23 | 2006-10-23 | Motor drive |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008109722A true JP2008109722A (en) | 2008-05-08 |
Family
ID=39442643
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2006287292A Pending JP2008109722A (en) | 2006-10-23 | 2006-10-23 | Motor drive |
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Country | Link |
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JP (1) | JP2008109722A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103474422A (en) * | 2013-06-26 | 2013-12-25 | 绍兴旭昌科技企业有限公司 | Single-phase rectifier bridge |
US11549717B2 (en) | 2021-03-31 | 2023-01-10 | Trane International Inc. | Online optimization of variable frequency drive compression efficiency |
-
2006
- 2006-10-23 JP JP2006287292A patent/JP2008109722A/en active Pending
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