JP2008109650A

JP2008109650A - Switching amplifier

Info

Publication number: JP2008109650A
Application number: JP2007252745A
Authority: JP
Inventors: Yoshinori Nakanishi; 芳徳中西; Kazuhiro Hida; 和宏飛田
Original assignee: Onkyo Corp
Current assignee: Onkyo Corp
Priority date: 2006-09-29
Filing date: 2007-09-27
Publication date: 2008-05-08

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching amplifier capable of performing correction to cancel a noise component with respect to a differential current to be inputted to a pulse width modulating means even concerning the switching amplifier using a current output type D/A converter for the generation of the differential current. <P>SOLUTION: The switching amplifier comprises: the D/A converter for converting a digital signal into a first electric current and a second electric current; the pulse width modulating means for outputting a PWM signal, based on the first and second electric currents; an amplifier means; and a negative feedback means for performing negative feedback in the first and second electric currents. The negative feedback means comprises: an attenuating means for attenuating the output signal of the amplifier means by a prescribed amount of feedback and outputting the signal as a negative feedback signal; a first correcting means for converting the negative feedback signal into an electric current from a voltage, generating a first correction signal, and correcting the first electric current, based on the first correction signal; and a second correcting means for converting the negative feedback signal into the electric current from the voltage, generating a second correction signal, and correcting the second electric current, based on the second correction signal. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、スイッチングアンプに関し、さらに詳しくは、例えば、差動電流を基にＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプにおいて、出力歪率特性が優れたスイッチングアンプに関する。 The present invention relates to a switching amplifier, and more particularly, for example, to a switching amplifier having excellent output distortion characteristics in a switching amplifier including a pulse width modulation unit that generates a PWM signal based on a differential current.

従来のスイッチングアンプには、例えば、差動電流を基にＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプにおいて、電圧入力型のパルス幅変調手段６２０を備えるスイッチングアンプ６００と電流入力型のパルス幅変調手段８２０を備えるスイッチングアンプ８００とがある。 The conventional switching amplifier includes, for example, a switching amplifier including a pulse width modulation unit that generates a PWM signal based on a differential current, and a switching amplifier 600 including a voltage input type pulse width modulation unit 620 and a current input type pulse. There is a switching amplifier 800 including a width modulation means 820.

図１０は、従来の電圧入力型のパルス幅変調手段６２０を備えるスイッチングアンプ６００を示すブロック図である。スイッチングアンプ６００は、図１０に示すように、電圧−電流変換手段６２１およびパルス発生手段６２２を有するパルス幅変調手段６２０と、増幅手段６３０と、ＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）６４０とを備える。入力信号Ｖｉｎがスイッチングアンプに入力されると、電圧−電流変換手段６２１によりアナログ入力信号Ｖｉｎが差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換され、パルス発生手段６２２によりＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号が生成される。そして、ＰＷＭ信号が、増幅手段６３０によって増幅され、ＬＰＦ６４０によってアナログ信号に変換されて、スピーカーなどの負荷に出力される。 FIG. 10 is a block diagram showing a switching amplifier 600 provided with a conventional voltage input type pulse width modulation means 620. As shown in FIG. 10, the switching amplifier 600 includes a pulse width modulation unit 620 having a voltage-current conversion unit 621 and a pulse generation unit 622, an amplification unit 630, and an LPF (Low Pass Filter) 640. When the input signal Vin is input to the switching amplifier, the analog-input signal Vin is converted into differential currents I1 and I2 by the voltage-current converter 621, and a PWM (Pulse Width Modulation) signal is generated by the pulse generator 622. . Then, the PWM signal is amplified by the amplification means 630, converted into an analog signal by the LPF 640, and output to a load such as a speaker.

パルス幅変調手段６２０をより具体的に説明する。図１１はパルス幅変調手段６２０の具体構成を説明する回路図である。電圧−電流変換手段６２１は、定電流回路と複数のトランジスタ（ここでは、トランジスタＱ３、Ｑ４）とを含む差動増幅回路であり、スイッチングアンプに入力されたアナログ入力信号Ｖｉｎを差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換して、その差動電流Ｉ１、Ｉ２をパルス発生手段６２２に供給する。そして、パルス発生手段６２２では、供給された差動電流Ｉ１、Ｉ２によりコンデンサＣ１、Ｃ２を充放電することで、インバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２からハイレベルまたはローレベルの２つのレベルを有するパルス（ＰＷＭ信号１、ＰＷＭ信号２）が出力される。そして、パルス発生手段６２２は、ＰＷＭ信号１および／またはＰＷＭ信号２を出力する。 The pulse width modulation means 620 will be described more specifically. FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a specific configuration of the pulse width modulation means 620. The voltage-current conversion means 621 is a differential amplifier circuit including a constant current circuit and a plurality of transistors (here, transistors Q3 and Q4). The analog input signal Vin input to the switching amplifier is converted into a differential current I1, The signal is converted into I 2, and the differential currents I 1 and I 2 are supplied to the pulse generator 622. The pulse generating means 622 charges and discharges the capacitors C1 and C2 with the supplied differential currents I1 and I2, thereby causing the inverter circuit INV1 and INV2 to output a pulse (PWM signal) having two levels of high level or low level. 1, PWM signal 2) is output. The pulse generator 622 outputs the PWM signal 1 and / or the PWM signal 2.

図１２は、従来の電流入力型のパルス幅変調手段８２０を備えるスイッチングアンプ８００を示すブロック図である。スイッチングアンプ８００は、図１２に示すように、パルス発生手段８２２を有するパルス幅変調手段８２０と、増幅手段８３０と、ＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）８４０とを備える。パルス幅変調手段８２０の前段には、電流出力型Ｄ／Ａコンバータ８１０が接続されており、この電流出力型Ｄ／Ａコンバータ８１０がデジタル入力信号Ａを差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換し、パルス幅変調手段８２０に入力する。差動電流Ｉ１、Ｉ２がパルス幅変調手段８２０に入力されると、パルス発生手段８２２によりＰＷＭ信号が生成され、ＰＷＭ信号が、増幅手段８３０によって信号が増幅され、ＬＰＦ８４０によってアナログ信号に変換されて、スピーカーなどの負荷に出力される。 FIG. 12 is a block diagram showing a switching amplifier 800 provided with a conventional current input type pulse width modulation means 820. As shown in FIG. 12, the switching amplifier 800 includes a pulse width modulation unit 820 having a pulse generation unit 822, an amplification unit 830, and an LPF (Low Pass Filter) 840. A current output type D / A converter 810 is connected to the preceding stage of the pulse width modulation means 820. This current output type D / A converter 810 converts the digital input signal A into differential currents I1 and I2, and outputs a pulse. Input to the width modulation means 820. When the differential currents I1 and I2 are input to the pulse width modulation unit 820, a PWM signal is generated by the pulse generation unit 822. The PWM signal is amplified by the amplification unit 830 and converted into an analog signal by the LPF 840. Is output to a load such as a speaker.

図１３は電流出力型Ｄ／Ａコンバータ８１０とパルス幅変調手段８２０のパルス発生手段８２２との接続関係を示す回路図である。電流出力型Ｄ／Ａコンバータ８１０は、デジタル入力信号Ａが入力されると、バイアス電流を中心としたバイアス電流と同じもしくはそれ以下の最大振幅を持つ差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換し、差動電流Ｉ１、Ｉ２をパルス幅変調手段８２０に供給する。そして、パルス発生手段８２２において、差動電流Ｉ１、Ｉ２によりコンデンサＣ１、Ｃ２を充放電することで、インバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２からハイレベルまたはローレベルの２つのレベルを有するパルス（ＰＷＭ信号１、ＰＷＭ信号２）が生成される。そして、パルス発生手段８２２は、ＰＷＭ信号１および／またはＰＷＭ信号２を出力する。 FIG. 13 is a circuit diagram showing a connection relationship between the current output type D / A converter 810 and the pulse generation means 822 of the pulse width modulation means 820. When a digital input signal A is input, the current output type D / A converter 810 converts the differential currents I1 and I2 having the maximum amplitude equal to or less than the bias current centered on the bias current into a differential current. The currents I1 and I2 are supplied to the pulse width modulation means 820. The pulse generator 822 charges and discharges the capacitors C1 and C2 with the differential currents I1 and I2, so that the inverter circuit INV1 and INV2 have a pulse (PWM signal 1, PWM signal having two levels of high level or low level). Signal 2) is generated. The pulse generator 822 outputs the PWM signal 1 and / or the PWM signal 2.

ここで、電圧入力型のパルス幅変調手段６２０を備えるスイッチングアンプ６００では、電圧−電流変換手段６２１の入力側に入力信号を補正する信号Ｖｆを外部から与えることで、スイッチングアンプ６００からの出力信号の特性を改善することができる。例えば、増幅器６３０において、電源電圧の変動に追従して出力信号のレベルも変動してしまうが、このような場合、この変動成分を打ち消すような補正信号Ｖｆを電圧−電流変換手段６２１の入力側に与えることで、電圧−電流変換手段６２１により、変動成分を補正した差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換することができ、出力歪率特性の向上が望める。しかしながら、電圧−電流変換手段８２１においてトランジスタＱ３、Ｑ４の非線形性の影響を受けてしまうので、結局は出力歪率特性が悪化してしまうという問題点がある。 Here, in the switching amplifier 600 provided with the voltage input type pulse width modulation means 620, an output signal from the switching amplifier 600 is provided by externally supplying a signal Vf for correcting the input signal to the input side of the voltage-current conversion means 621. The characteristics can be improved. For example, in the amplifier 630, the level of the output signal also fluctuates following the fluctuation of the power supply voltage. In such a case, a correction signal Vf that cancels this fluctuation component is supplied to the input side of the voltage-current conversion means 621. Thus, the voltage-current conversion means 621 can convert the differential components to the differential currents I1 and I2 in which the fluctuation components are corrected, and the output distortion characteristic can be improved. However, since the voltage-current conversion means 821 is affected by the non-linearity of the transistors Q3 and Q4, there is a problem that the output distortion characteristic is eventually deteriorated.

それに対し、電流入力型のパルス幅変調手段８２０を備えるスイッチングアンプ８００では、電流出力型Ｄ／Ａコンバータ８１０を用いてデジタル入力信号Ａを直接差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換するので、上述のような電圧入力型のパルス幅変調手段における電圧−電流変換手段のトランジスタの非線形性の影響はなく、パルス幅変調手段８２０の歪率特性を改善できる。しかし、パルス幅変調手段８２０の後段回路によって生じる信号変動（例えば、増幅器８３０における電源電圧の変動）が生じた場合、上記のような電圧−電流変換時の出力信号の補正をおこなうことができず、上記信号変動を補正することができないという問題がある。なぜなら、Ｄ／Ａコンバータ８１０は、多くの場合、パルス幅変調手段６２０と同様の出力信号のレベル変動を補正する入力端子がないからである。このようなＤ／Ａコンバータは、例えば1チップモノリシックＩＣ化されたＤ／Ａコンバータである。 On the other hand, in the switching amplifier 800 including the current input type pulse width modulation means 820, the digital input signal A is directly converted into the differential currents I1 and I2 using the current output type D / A converter 810. Thus, there is no influence of the non-linearity of the transistor of the voltage-current conversion means in the voltage input type pulse width modulation means, and the distortion characteristic of the pulse width modulation means 820 can be improved. However, when a signal fluctuation (for example, fluctuation of the power supply voltage in the amplifier 830) caused by the subsequent circuit of the pulse width modulation means 820 occurs, the output signal at the time of voltage-current conversion cannot be corrected. There is a problem that the signal fluctuation cannot be corrected. This is because, in many cases, the D / A converter 810 does not have an input terminal for correcting the level fluctuation of the output signal similar to the pulse width modulation unit 620. Such a D / A converter is, for example, a D / A converter formed into a one-chip monolithic IC.

さらに、Ｄ／ＡコンバータがＩＣ化されたものである場合、入力信号をボリューム調整するためには、一般的にマイコンなどの制御回路を使用してＤ／Ａコンバータを制御する必要がある。さらにその場合は、デジタル制御が行われるので、デジタルデータ１ビットあたりの変化量以下でレベル調整することが困難である。 Further, when the D / A converter is an IC, in order to adjust the volume of the input signal, it is generally necessary to control the D / A converter using a control circuit such as a microcomputer. In that case, since digital control is performed, it is difficult to adjust the level below the amount of change per bit of digital data.

特開２００６−１６５６８７号公報JP 2006-165687 A

本発明は、上記の従来の技術が有する問題を解決するためになされたものであり、その目的は、差動電流を基にＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプにおいて、差動電流の生成に電流出力型Ｄ／Ａコンバータを用いた場合でも、パルス幅変調手段に入力される差動電流に対してノイズ成分を打ち消す補正をおこなうことができるスイッチングアンプを提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems of the prior art, and an object of the present invention is to provide a differential amplifier in a switching amplifier including a pulse width modulation unit that generates a PWM signal based on a differential current. An object of the present invention is to provide a switching amplifier capable of performing correction for canceling a noise component with respect to a differential current input to a pulse width modulation means even when a current output type D / A converter is used for generating current.

本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプは、デジタル信号を第１の電流と第２の電流とに変換する電流出力型Ｄ／Ａコンバータと、該第１の電流および該第２の電流を基にしてＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調手段と、該ＰＷＭ信号を増幅して出力する増幅手段とを備えるスイッチングアンプであって、該第１の電流および該第２の電流に負帰還をかける負帰還手段をさらに備え、該負帰還手段が、該増幅手段の出力信号を所定の帰還量で減衰させて負帰還信号として出力する減衰手段と、該負帰還信号を電圧から電流に変換して第１の補正信号を生成し、該第１の補正信号を基に該第１の電流を補正する第１の補正手段と、該負帰還信号を電圧から電流に変換して第２の補正信号を生成し、該第２の補正信号を基に該第２の電流を補正する第２の補正手段とを備える。 A switching amplifier according to a preferred embodiment of the present invention includes a current output type D / A converter that converts a digital signal into a first current and a second current, and based on the first current and the second current. A switching amplifier comprising pulse width modulation means for outputting a PWM signal and amplification means for amplifying and outputting the PWM signal, and applying negative feedback to the first current and the second current And a negative feedback means for attenuating the output signal of the amplifying means by a predetermined feedback amount and outputting the negative feedback signal as a negative feedback signal, and converting the negative feedback signal from voltage to current for the first. A first correction means for correcting the first current based on the first correction signal, and a second correction signal generated by converting the negative feedback signal from voltage to current. And the second correction signal based on the second correction signal. And a second correction means for correcting the flow.

さらに好ましい実施形態においては、上記第１の電流および上記第２の電流が差動電流であり、上記第１の補正信号が該第１の電流に対して逆相であり、上記第２の補正信号が該第２の電流に対して逆相である。 In a further preferred embodiment, the first current and the second current are differential currents, the first correction signal is in reverse phase with respect to the first current, and the second correction is performed. The signal is out of phase with respect to the second current.

さらに好ましい実施形態においては、上記第１の補正手段が、反転型の電圧−電流変換手段を備え、該反転型の電圧−電流変換手段によって該負帰還信号を電圧から電流に変換して上記第１の補正信号を生成し、該第１の補正信号を上記第１の電流に加算し、上記第２の補正手段が、非反転型の電圧−電流変換手段を備え、該非反転型の電圧−電流変換手段によって該負帰還信号を電圧から電流に変換して上記第２の補正信号を生成し、該第２の補正信号を上記第２の電流に加算する。 In a further preferred embodiment, the first correction means includes an inversion type voltage-current conversion means, and the inversion type voltage-current conversion means converts the negative feedback signal from a voltage to a current, thereby converting the first correction means. 1 correction signal is generated, the first correction signal is added to the first current, and the second correction unit includes a non-inversion type voltage-current conversion unit, and the non-inversion type voltage − The negative feedback signal is converted from a voltage to a current by a current conversion means to generate the second correction signal, and the second correction signal is added to the second current.

さらに好ましい実施形態においては、上記第１の補正手段および上記第２の補正手段が反転型の電圧−電流変換手段を備え、該第２の補正手段がインバータ回路をさらに備え、該第１の補正手段が、該反転型の電圧−電流変換手段によって上記該負帰還信号を電圧から電流に変換して上記第１の補正信号を生成し、該第１の補正信号を上記第１の電流に加算し、該第２の補正手段が、該インバータ回路によって逆相にされた該負帰還信号を電圧から電流に変換して上記第２の補正信号を生成し、該第２の補正信号を上記第２の電流に加算する。 In a more preferred embodiment, the first correction unit and the second correction unit include an inverting voltage-current conversion unit, the second correction unit further includes an inverter circuit, and the first correction unit Means converts the negative feedback signal from voltage to current by the inverting voltage-current conversion means to generate the first correction signal, and adds the first correction signal to the first current; The second correction means converts the negative feedback signal, which has been reversed in phase by the inverter circuit, from a voltage to a current to generate the second correction signal, and the second correction signal is converted to the second correction signal. Add to the current of 2.

さらに好ましい実施形態においては、上記電流出力型Ｄ／Ａコンバータが、基準電流を基に動作するものであって、該基準電流を基にバイアス電流を生成するバイアス電流生成手段と、上記デジタル信号及び該基準電流を基に信号成分電流を生成する信号成分電流生成手段と、該バイアス電流及び該信号成分電流を加算して上記第１の電流及び第２の電流を生成する加算手段とを含み；ボリューム調整信号が入力され、該ボリューム調整信号を基に、該基準電流をレベル調整することによって該バイアス電流及び該信号成分電流をレベル調整する第１のボリューム調整手段と、該ボリューム調整信号が入力され、該ボリューム調整信号を基に、上記負帰還手段から出力される第１の補正信号及び第２の補正信号をレベル調整する第２のボリューム調整手段とをさらに備え；該第２のボリューム調整手段が、該第１のボリューム調整手段によってレベル調整された該バイアス電流の変化分を打ち消すように、第１の補正信号及び第２の補正信号をレベル調整する。 In a further preferred embodiment, the current output type D / A converter operates on the basis of a reference current, and a bias current generating means for generating a bias current based on the reference current; the digital signal; Signal component current generation means for generating a signal component current based on the reference current; and addition means for adding the bias current and the signal component current to generate the first current and the second current; A volume adjustment signal is input, and based on the volume adjustment signal, the reference current is adjusted to adjust the level of the bias current and the signal component current, and the volume adjustment signal is input. And a second volume for adjusting the levels of the first correction signal and the second correction signal output from the negative feedback means based on the volume adjustment signal. Adjusting the first correction signal and the second correction so that the second volume adjusting means cancels the change in the bias current level adjusted by the first volume adjusting means. Adjust the signal level.

さらに好ましい実施形態においては、上記基準電流が、一端が接地され、他端が上記電流出力型Ｄ／Ａコンバータに接続された抵抗を流れる電流であって、上記第１のボリューム調整手段が、該電流出力型Ｄ／Ａコンバータと該抵抗の間に接続され、上記ボリューム調整信号を基に該抵抗を流れる基準電流をレベル調整する。 In a further preferred embodiment, the reference current is a current flowing through a resistor having one end grounded and the other end connected to the current output type D / A converter, and the first volume adjusting means includes Connected between the current output type D / A converter and the resistor, the level of the reference current flowing through the resistor is adjusted based on the volume adjustment signal.

さらに好ましい実施形態においては、上記第２のボリューム調整手段が、上記ボリューム調整信号を乗算する乗算手段と、上記乗算されたボリューム調整信号を上記減衰手段から出力される上記負帰還信号に加算する加算手段とを含み、該負帰還信号をレベル調整することによって、上記第１の補正信号及び上記第２の補正信号をレベル調整する。 In a further preferred embodiment, the second volume adjustment means adds multiplication means for multiplying the volume adjustment signal, and addition for adding the multiplied volume adjustment signal to the negative feedback signal output from the attenuation means. And adjusting the level of the negative feedback signal to adjust the level of the first correction signal and the second correction signal.

本発明によれば、負帰還手段において、増幅手段の出力を減衰手段によって所定の減衰量で減衰して負帰還信号を生成する。そして、電圧−電流変換手段によって、負帰還信号を、第１の電流に対して逆相である第１の補正信号と、第２の電流に対して逆相である第２の補正信号とに電圧−電流変換するので、その第１の補正信号を第１の電流に加算し、第２の補正信号を第２の補正信号に加算することができる。その結果、差動電流を基にＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプにおいてその差動電流の生成に電流出力型Ｄ／Ａコンバータを用いた場合であっても、差動電流に負帰還をかけて補正することができる。つまり、パルス幅変調手段以外における信号変動を補正でき、スイッチングアンプの出力の歪率特性を改善することができる。従って、電流出力型Ｄ／Ａコンバータを用いることによるパルス幅変調手段の歪率特性改善と併せて、スイッチングアンプ全体としての出力信号の歪率特性を改善することができるスイッチングアンプを提供することが可能となる。 According to the present invention, in the negative feedback means, the output of the amplification means is attenuated by the predetermined attenuation amount by the attenuation means to generate a negative feedback signal. Then, the voltage-current conversion means converts the negative feedback signal into a first correction signal having a phase opposite to the first current and a second correction signal having a phase opposite to the second current. Since the voltage-current conversion is performed, the first correction signal can be added to the first current, and the second correction signal can be added to the second correction signal. As a result, even when a current output type D / A converter is used to generate the differential current in a switching amplifier including a pulse width modulation unit that generates a PWM signal based on the differential current, It can be corrected with negative feedback. That is, it is possible to correct signal fluctuations other than the pulse width modulation means and improve the distortion characteristic of the output of the switching amplifier. Accordingly, it is possible to provide a switching amplifier capable of improving the distortion characteristic of an output signal as a whole switching amplifier together with improvement of the distortion characteristic of the pulse width modulation means by using a current output type D / A converter. It becomes possible.

さらに、スイッチングアンプが第１のボリューム調整回路及び第２のボリューム調整回路をさらに備え、第１のボリューム調整回路によってＤ／Ａコンバータの動作の基準となる基準電流をレベル調整することによって、第１の電流及び第２の電流のバイアス電流及び信号成分電流共にレベル調整する。そして、第２のボリューム調整回路によってバイアス電流の変化分のみを打ち消すように負帰還手段から出力される第１の補正信号及び第２の補正信号をレベル調整することで、第１の電流及び第２の電流のバイアス電流を一定に保つ。その結果、一定のバイアス電流成分に対して信号成分の量を変化させることができ、パルス幅変調手段の変調度をゲイン調整できる、つまりスイッチングアンプのボリューム調整を容易に実現できることができる。 Further, the switching amplifier further includes a first volume adjustment circuit and a second volume adjustment circuit, and the first volume adjustment circuit adjusts the level of a reference current that is a reference for the operation of the D / A converter. And the bias current and the signal component current of the second current and the second current are adjusted in level. Then, by adjusting the levels of the first correction signal and the second correction signal output from the negative feedback means so as to cancel only the change in the bias current by the second volume adjustment circuit, the first current and the second correction signal are adjusted. The bias current of 2 is kept constant. As a result, the amount of the signal component can be changed with respect to a constant bias current component, and the modulation degree of the pulse width modulation unit can be gain-adjusted, that is, the volume adjustment of the switching amplifier can be easily realized.

以下、本発明の好ましい実施形態について、図面を参照して具体的に説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明を援用する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. However, the present invention is not limited to these embodiments. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is incorporated.

まず、図１を参照して、本発明のスイッチングアンプ１００の概略構成を説明する。図１は、本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプ１００を示すブロック図である。スイッチングアンプ１００は、Ｄ／Ａコンバータ１１０、パルス幅変調手段１２０、増幅手段１３０、負帰還手段１４０、およびＬＰＦ（図示せず）とを備える。 First, a schematic configuration of the switching amplifier 100 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram illustrating a switching amplifier 100 according to a preferred embodiment of the present invention. The switching amplifier 100 includes a D / A converter 110, a pulse width modulation unit 120, an amplification unit 130, a negative feedback unit 140, and an LPF (not shown).

Ｄ／Ａコンバータ１１０は、例えば１チップモノリシックＩＣ化された電流出力型のＤ／Ａコンバータであり、入力信号（例えば、デジタル信号）Ａに基づいて、差動電流である第１の電流Ｉ１と第２電流Ｉ２とを生成し、第１の電流Ｉ１と第２の電流Ｉ２との分配比を制御することにより、後述のパルス幅変調手段１２０の出力パルスのパルス幅を変化させる。第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２は、下記数１に示すように、同一のバイアス電流Ｉｂと、差動の関係にある信号成分電流Ｉｓとを含む。
（数１）
Ｉ１＝Ｉｓ＋Ｉｂ
Ｉ２＝−Ｉｓ＋Ｉｂ The D / A converter 110 is, for example, a one-chip monolithic IC current output type D / A converter, and based on an input signal (for example, a digital signal) A, a first current I1 that is a differential current and The second current I2 is generated and the distribution ratio between the first current I1 and the second current I2 is controlled to change the pulse width of the output pulse of the pulse width modulation means 120 described later. As shown in the following formula 1, the first current I1 and the second current I2 include the same bias current Ib and a signal component current Is having a differential relationship.
(Equation 1)
I1 = Is + Ib
I2 = −Is + Ib

負帰還手段１４０は、入力側が増幅手段１３０（詳細は後述）の出力端と接続され、出力側がＤ／Ａコンバータ１１０とパルス幅変調手段１２０（詳細は後述）との間に接続され、第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２に負帰還をかけることによって、スイッチングアンプ１００の出力の歪みを低減させる。具体的には、増幅手段１３０の出力Ｖｏｕｔに含まれる信号の歪み成分（ノイズ成分Ｄ）を低減させるための第１の補正信号Ｉｆ１および第２の補正信号Ｉｆ２を生成し、第１の補正信号を基に第１の電流Ｉ１を補正し、第２の補正信号Ｉｆ２を基に第２の電流Ｉ２を補正する。より具体的には、負帰還手段１４０は、増幅手段１３０の出力Ｖｏｕｔを負帰還量βで減衰させて負帰還信号Ｖｆを出力する減衰手段１４１を有し、その負帰還信号Ｖｆは、下記数２に示すように、負帰還量βとＶｏｕｔとによって表される。負帰還手段１４０は、例えば、抵抗やフィルター回路などを含む。
（数２）
Ｖｆ＝ βＶｏｕｔ The negative feedback means 140 has an input side connected to the output terminal of the amplification means 130 (details will be described later), and an output side connected between the D / A converter 110 and the pulse width modulation means 120 (details will be described later). By applying negative feedback to the current I1 and the second current I2, the distortion of the output of the switching amplifier 100 is reduced. Specifically, the first correction signal If1 and the second correction signal If2 for reducing the distortion component (noise component D) of the signal included in the output Vout of the amplifying unit 130 are generated, and the first correction signal is generated. The first current I1 is corrected based on the second correction signal If2, and the second current I2 is corrected based on the second correction signal If2. More specifically, the negative feedback means 140 includes an attenuating means 141 that attenuates the output Vout of the amplifying means 130 by a negative feedback amount β and outputs a negative feedback signal Vf. As shown in FIG. 2, it is represented by a negative feedback amount β and Vout. The negative feedback unit 140 includes, for example, a resistor and a filter circuit.
(Equation 2)
Vf = βVout

負帰還手段１４０は、さらに、負帰還信号Ｖｆを基に、互いに逆相である第１の補正信号Ｉｆ１および第２の補正信号Ｉｆ２を出力する電圧−電流変換手段１４２を備える。電圧−電流変換手段１４２は、言い換えると、負帰還信号Ｖｆを、第１の電流Ｉ１に対して逆相である第１の補正信号Ｉｆ１と、第２の電流Ｉ２に対して逆相である第２の補正信号Ｉｆ２とに電圧−電流変換する。第１の補正信号Ｉｆ１および第２の補正信号Ｉｆ２をそれぞれ第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２に対して逆相にするのは、差動電流である第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２からノイズ成分Ｄを打ち消すためである。図２は、電圧−電流変換手段１４２の具体構成を説明する回路図である。電圧−電流変換手段１４２は、第１の電圧−電流変換回路１４２ａと第２の電圧−電流変換回路１４２ｂとを備える。第１の電圧−電流変換回路１４２ａは、負帰還信号Ｖｆを第１の電流Ｉ１に対して逆相である第１の補正信号Ｉｆ１に電圧−電流変換し、その第１の補正信号Ｉｆ１を第１の電流Ｉ１に加算する。第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、負帰還信号Ｖｆを第２の電流Ｉ２に対して逆相である第２の補正信号Ｉｆ２に電圧−電流変換し、その第２の補正信号Ｉｆ２を第２の電流Ｉ２に加算する。 The negative feedback unit 140 further includes a voltage-current conversion unit 142 that outputs a first correction signal If1 and a second correction signal If2 that are in opposite phases to each other based on the negative feedback signal Vf. In other words, the voltage-current conversion unit 142 converts the negative feedback signal Vf into the first correction signal If1 having a phase opposite to the first current I1 and the first phase having a phase opposite to the second current I2. The voltage-current conversion is performed on the second correction signal If2. It is the first current I1 and the second current that are differential currents that make the first correction signal If1 and the second correction signal If2 out of phase with respect to the first current I1 and the second current I2, respectively. This is to cancel the noise component D from the current I2. FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a specific configuration of the voltage-current conversion unit 142. The voltage-current conversion means 142 includes a first voltage-current conversion circuit 142a and a second voltage-current conversion circuit 142b. The first voltage-current conversion circuit 142a converts the negative feedback signal Vf into a first correction signal If1 having a phase opposite to that of the first current I1, and converts the first correction signal If1 into the first correction signal If1. 1 is added to the current I1. The second voltage-current conversion circuit 142b converts the negative feedback signal Vf into a second correction signal If2 having a phase opposite to that of the second current I2, and converts the second correction signal If2 into the second correction signal If2. 2 to the current I2.

より具体的には、図２に示すように、第１の電圧−電流変換回路１４２ａは、反転型の電圧−電流変換回路であり、第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、非反転型の電圧−電流変換回路である。第１の電圧−電流変換回路１４２ａは、オペアンプＯＰ１および抵抗Ｒ１〜Ｒ４を含む。減衰手段１４１とオペアンプＯＰ１の反転入力端子との間に抵抗Ｒ１が接続されている。またオペアンプＯＰ１の出力と反転入力端子との間に抵抗Ｒ２が接続されている。オペアンプＯＰ１の出力とアースとの間に抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とが接続され、抵抗Ｒ４がアース側に接続される。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との間のＡ点とオペアンプＯＰ１の非反転入力端子が接続される。そして、Ａ点から第１の補正信号Ｉｆ１が出力される。第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、オペアンプＯＰ２および抵抗Ｒ５〜Ｒ８を含む。減衰手段１４１とオペアンプＯＰ２の非反転入力端子との間に抵抗Ｒ８が接続されている。またオペアンプＯＰ２の出力と非反転入力端子との間に抵抗Ｒ７が接続されている。オペアンプＯＰ２の出力とアースとの間に抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ５とが接続され、抵抗Ｒ５がアース側に接続される。オペアンプＯＰ２の反転入力端子は抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との間に接続される。抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との間のＢ点から第２の補正信号Ｉｆ２が出力される。なお、第１の電圧−電流変換回路１４２ａおよび第２の電圧−電流変換回路１４２ｂにおける抵抗Ｒ１〜Ｒ８の関係は、Ｒ１＝Ｒ５、Ｒ２＝Ｒ６、Ｒ３＝Ｒ７、Ｒ４＝Ｒ８かつＲ１：Ｒ２＝Ｒ４：Ｒ３である。このとき、第１の補正信号Ｉｆ１および第２の補正信号Ｉｆ２は数３のように表される。
（数３）
Ｉｆ１＝ −Ｖｆ／Ｒ４
Ｉｆ２＝Ｖｆ／Ｒ４ More specifically, as shown in FIG. 2, the first voltage-current conversion circuit 142a is an inverting voltage-current conversion circuit, and the second voltage-current conversion circuit 142b is a non-inverting type. It is a voltage-current conversion circuit. The first voltage-current conversion circuit 142a includes an operational amplifier OP1 and resistors R1 to R4. A resistor R1 is connected between the attenuating means 141 and the inverting input terminal of the operational amplifier OP1. A resistor R2 is connected between the output of the operational amplifier OP1 and the inverting input terminal. A resistor R3 and a resistor R4 are connected between the output of the operational amplifier OP1 and the ground, and the resistor R4 is connected to the ground side. A point A between the resistors R3 and R4 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1. Then, the first correction signal If1 is output from the point A. Second voltage-current conversion circuit 142b includes an operational amplifier OP2 and resistors R5 to R8. A resistor R8 is connected between the attenuating means 141 and the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2. A resistor R7 is connected between the output of the operational amplifier OP2 and the non-inverting input terminal. A resistor R6 and a resistor R5 are connected between the output of the operational amplifier OP2 and the ground, and the resistor R5 is connected to the ground side. The inverting input terminal of the operational amplifier OP2 is connected between the resistors R5 and R6. A second correction signal If2 is output from a point B between the resistors R7 and R8. The relationship between the resistors R1 to R8 in the first voltage-current conversion circuit 142a and the second voltage-current conversion circuit 142b is as follows: R1 = R5, R2 = R6, R3 = R7, R4 = R8 and R1: R2 = R4: R3. At this time, the first correction signal If1 and the second correction signal If2 are expressed as Equation 3.
(Equation 3)
If1 = −Vf / R4
If2 = Vf / R4

パルス幅変調手段１２０は、無安定マルチバイブレータを使用したパルス幅変調回路であり、差動電流を基にＰＷＭ信号を出力する。パルス幅変調手段１２０は、図３に示すとおり、パルス発生手段１２１を備える。 The pulse width modulation means 120 is a pulse width modulation circuit using an astable multivibrator, and outputs a PWM signal based on the differential current. The pulse width modulation means 120 includes a pulse generation means 121 as shown in FIG.

パルス発生手段１２１は、負帰還手段１４０により第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２が補正された入力信号Ｉ１’、Ｉ２’（下記数４参照）を基にして、ＰＷＭ信号ＯＵＴを生成し、後述する増幅手段１３０に出力する。具体的には、入力信号Ｉ１’、Ｉ２’によってコンデンサＣ１、Ｃ２に電荷を充電し、第１の出力素子または第２の出力素子から、ハイレベルまたはローレベルの２つのレベルを有するパルスを生成する。第１の出力素子および第２の出力素子は、本例では、インバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２であり、増幅手段１３０に出力するＰＷＭ信号ＯＵＴはインバータ回路ＩＮＶ２から出力される。パルス発生手段１２１は、インバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２、コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ１、Ｄ２を含み、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電期間に対応した幅のＰＷＭ信号ＯＵＴを出力する。また、インバータ回路ＩＮＶ１およびＩＮＶ２は、図３に示す通り、ダイオードＤ１、Ｄ２を介して出力パルスのハイレベルに略対応する電源Ｖｃｃに接続され、また、ローレベルに略対応する接地電位（または電源）に接続されている（図示せず）。
（数４）
Ｉ１’ ＝Ｉ１＋Ｉｆ１
Ｉ２’ ＝Ｉ２＋Ｉｆ２ The pulse generation unit 121 generates the PWM signal OUT based on the input signals I1 ′ and I2 ′ (see the following equation 4) in which the first current I1 and the second current I2 are corrected by the negative feedback unit 140. And output to the amplification means 130 described later. Specifically, the capacitors C1 and C2 are charged by the input signals I1 ′ and I2 ′, and a pulse having two levels of high level or low level is generated from the first output element or the second output element. To do. In this example, the first output element and the second output element are inverter circuits INV1 and INV2, and the PWM signal OUT output to the amplifying unit 130 is output from the inverter circuit INV2. The pulse generator 121 includes inverter circuits INV1 and INV2, capacitors C1 and C2, and diodes D1 and D2, and outputs a PWM signal OUT having a width corresponding to the charging period of the capacitors C1 and C2. Further, as shown in FIG. 3, the inverter circuits INV1 and INV2 are connected to the power supply Vcc that substantially corresponds to the high level of the output pulse via the diodes D1 and D2, and the ground potential (or the power supply that corresponds to the low level). ) (Not shown).
(Equation 4)
I1 ′ = I1 + If1
I2 ′ = I2 + If2

図４は、コンデンサＣ１の充電電圧波形およびインバータ回路ＩＮＶ２から出力されるＰＷＭ信号ＯＵＴである。インバータ回路ＩＮＶ２は、コンデンサＣ１の充電電圧が所定の閾値Ｖｃ以上になるとハイレベルの信号を出力し、コンデンサＣ１の充電電圧が所定の閾値Ｖｃ未満になるとローレベルの信号を出力する。ここで、ＰＷＭ信号ＯＵＴがハイレベルである期間ｔ１およびローレベルである期間ｔ２は下記数５に示すように表される。また、ＰＷＭ信号の電圧情報は、数６に示すように、変調度ｍとして表すことができる。
（数５）
ｔ１＝（Ｃ１ × Ｖｃ）／Ｉ１’
ｔ２＝（Ｃ２ × Ｖｃ）／Ｉ２’
（数６）
ｍ＝（ｔ１−ｔ２）／（ｔ１＋ｔ２） FIG. 4 shows the charging voltage waveform of the capacitor C1 and the PWM signal OUT output from the inverter circuit INV2. The inverter circuit INV2 outputs a high level signal when the charging voltage of the capacitor C1 becomes equal to or higher than a predetermined threshold value Vc, and outputs a low level signal when the charging voltage of the capacitor C1 becomes lower than the predetermined threshold value Vc. Here, the period t1 in which the PWM signal OUT is at the high level and the period t2 in which the PWM signal OUT is at the low level are expressed as shown in the following equation (5). Further, the voltage information of the PWM signal can be expressed as a modulation degree m as shown in Equation 6.
(Equation 5)
t1 = (C1 × Vc) / I1 ′
t2 = (C2 × Vc) / I2 ′
(Equation 6)
m = (t1-t2) / (t1 + t2)

増幅手段１３０は、第１の電源（例えば正の電源電圧＋Ｖａｍｐ）と第２の電源（例えば負の電源電圧−Ｖａｍｐ）とを基に、入力されたＰＷＭ信号ＯＵＴを増幅してＬＰＦに出力する。増幅手段１３０の出力信号Ｖ１は、変調度ｍを基にして電圧情報として表すと、数７に示す式のように表される。
（数７）
Ｖ１＝Ｖａｍｐ × ｍ The amplifying unit 130 amplifies the input PWM signal OUT based on the first power supply (for example, positive power supply voltage + Vamp) and the second power supply (for example, negative power supply voltage −Vamp), and outputs the amplified PWM signal to the LPF. . When the output signal V1 of the amplifying unit 130 is expressed as voltage information on the basis of the degree of modulation m, it is expressed as shown in Equation 7.
(Equation 7)
V1 = Vamp × m

パルス幅変調手段１２０以外において生じたノイズ成分Ｄが出力信号Ｖｏｕｔに含まれた場合、スイッチングアンプ１００の出力信号Ｖｏｕｔは、下記数８に示すように、増幅手段１３０の出力信号Ｖ１にノイズ成分Ｄを加算して表すことができる。なお、本例では、パルス幅変調手段１２０以外において生じたノイズ成分を、増幅手段１３０の後段において加算されるノイズ成分Ｄとして定義している。
（数８）
Ｖｏｕｔ＝Ｖ１＋Ｄ When the noise component D generated outside the pulse width modulation unit 120 is included in the output signal Vout, the output signal Vout of the switching amplifier 100 is added to the output signal V1 of the amplification unit 130 as shown in the following equation (8). Can be expressed by adding. In this example, a noise component generated outside the pulse width modulation unit 120 is defined as a noise component D to be added at the subsequent stage of the amplification unit 130.
(Equation 8)
Vout = V1 + D

ここで、数１〜数６により、出力信号Ｖｏｕｔを、信号成分電流Ｉｓとノイズ成分Ｄとに分けて表すと、図５に示す式となる。ここで、図５中のＫ１は信号成分電流Ｉｓに対する増幅度を表し、Ｋ２はノイズ成分Ｄに対する増幅度を表す。これからわかるように、ノイズ成分Ｄに対する増幅度Ｋ２を小さくすれば、ノイズ成分Ｄを補正することができる。ノイズ成分Ｄに対する増幅度Ｋ２を小さくするためには、例えば負帰還量βを大きくすれば良い。 Here, when the output signal Vout is divided into the signal component current Is and the noise component D by Equations 1 to 6, the equation shown in FIG. 5 is obtained. Here, K1 in FIG. 5 represents the degree of amplification with respect to the signal component current Is, and K2 represents the degree of amplification with respect to the noise component D. As can be seen, the noise component D can be corrected by reducing the amplification degree K2 for the noise component D. In order to reduce the amplification degree K2 with respect to the noise component D, for example, the negative feedback amount β may be increased.

次に、本発明の別の好ましい実施例における電圧−電流変換手段１４２について説明する。図６は、本発明の別の好ましい実施例における電圧−電流変換手段１４２の具体構成を説明する回路図である。 Next, voltage-current conversion means 142 in another preferred embodiment of the present invention will be described. FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a specific configuration of the voltage-current converting means 142 in another preferred embodiment of the present invention.

第１の電圧−電流変換回路１４２ａおよび第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは反転型の電圧−電流変換回路である。第１の電圧−電流変換回路１４２ａは、反転型の電圧−電流変換回路により負帰還信号Ｖｆを第１の電流Ｉ１に対して逆相である第１の補正信号Ｉｆ１に電圧−電流変換し、その第１の補正信号Ｉｆ１を第１の電流Ｉ１に加算する。第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、減衰手段１４１と第２の電圧−電流変換回路１４２ｂとの間に接続されるインバータ回路ＩＮＶ３をさらに備える。第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、そのインバータ回路ＩＮＶ３によって逆相にされた負帰還信号−Ｖｆを、反転形電圧−電流変換回路により電圧−電流変換することにより、負帰還信号Ｖｆを第２の電流Ｉ２に対して逆相である第２の補正信号Ｉｆ２を生成することができる。そして、その第２の補正信号Ｉｆ２を第２の電流Ｉ２に加算する。 The first voltage-current conversion circuit 142a and the second voltage-current conversion circuit 142b are inverting voltage-current conversion circuits. The first voltage-current conversion circuit 142a performs voltage-current conversion of the negative feedback signal Vf into a first correction signal If1 having a phase opposite to that of the first current I1, using an inverting voltage-current conversion circuit, The first correction signal If1 is added to the first current I1. The second voltage-current conversion circuit 142b further includes an inverter circuit INV3 connected between the attenuation unit 141 and the second voltage-current conversion circuit 142b. The second voltage-current conversion circuit 142b converts the negative feedback signal -Vf reversed in phase by the inverter circuit INV3 into a voltage-current conversion by the inverting voltage-current conversion circuit, thereby converting the negative feedback signal Vf to the first voltage-current conversion circuit 142b. It is possible to generate the second correction signal If2 having a phase opposite to that of the current I2. Then, the second correction signal If2 is added to the second current I2.

より具体的には、第１の電圧−電流変換回路１４２ａおよび第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、それぞれ、図６に示すように、オペアンプＯＰおよび抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４を含み、減衰手段１４１とオペアンプＯＰの反転入力端子との間に抵抗Ｒ１が接続されている。またオペアンプＯＰの出力と反転入力端子との間に抵抗Ｒ２が接続されている。オペアンプＯＰの出力とアースとの間に抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とが接続され、抵抗Ｒ４がアース側に接続される。その抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との間のＡ点とオペアンプＯＰの非反転入力端子が接続される。そして、Ａ点から補正信号Ｉｆが出力される。なお、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４がＲ１：Ｒ２＝Ｒ４：Ｒ３の関係である。このとき、第１の電圧−電流変換回路１４２ａから出力される第１の補正信号Ｉｆ１および第２の電圧−電流変換回路１４２ｂから出力される第２の補正信号Ｉｆ２は、負帰還信号Ｖｆおよび抵抗Ｒ４によって数３と同様に表される。 More specifically, each of the first voltage-current conversion circuit 142a and the second voltage-current conversion circuit 142b includes an operational amplifier OP and resistors R1, R2, R3, and R4, as shown in FIG. A resistor R1 is connected between the attenuating means 141 and the inverting input terminal of the operational amplifier OP. A resistor R2 is connected between the output of the operational amplifier OP and the inverting input terminal. A resistor R3 and a resistor R4 are connected between the output of the operational amplifier OP and the ground, and the resistor R4 is connected to the ground side. A point A between the resistors R3 and R4 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP. Then, the correction signal If is output from the point A. The resistors R1, R2, R3, and R4 have a relationship of R1: R2 = R4: R3. At this time, the first correction signal If1 output from the first voltage-current conversion circuit 142a and the second correction signal If2 output from the second voltage-current conversion circuit 142b are the negative feedback signal Vf and the resistance. It is expressed in the same manner as Equation 3 by R4.

ところで、本発明のようにＤ／Ａコンバータ１１０がＩＣ化されたものである場合、入力信号をボリューム調整するためには、一般的にマイコンなどの制御回路を使用してＤ／Ａコンバータ１１０を制御する必要がある。さらにその場合は、デジタル制御が行われるので、デジタルデータ１ビットあたりの変化量以下でレベル調整することが困難である。 By the way, when the D / A converter 110 is an IC as in the present invention, in order to adjust the volume of the input signal, the D / A converter 110 is generally used by using a control circuit such as a microcomputer. Need to control. In that case, since digital control is performed, it is difficult to adjust the level below the amount of change per bit of digital data.

そこで、ボリューム調整可能な本発明のさらに好ましい実施形態について説明する。図７は、本発明のさらに好ましい実施形態によるスイッチングアンプ１００のブロック図である。上述のスイッチングアンプ１００と同一部分については説明を省略する。 Therefore, a further preferred embodiment of the present invention capable of adjusting the volume will be described. FIG. 7 is a block diagram of a switching amplifier 100 according to a further preferred embodiment of the present invention. A description of the same parts as those of the above-described switching amplifier 100 will be omitted.

Ｄ／Ａコンバータ１１０は、1チップモノリシックＩＣ化されたものであり、基準電流Ｉ_ｒｅｆを基準にして、デジタル信号である入力信号Ａをアナログ信号である第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２に変換する。Ｄ／Ａコンバータ１１０には、一端が接地された抵抗Ｒ９が接続され、その抵抗Ｒ９に流れる電流が基準電流Ｉｒｅｆとなる。つまり、抵抗Ｒ９の抵抗値によって基準電流Ｉｒｅｆが決定される。 The D / A converter 110 is a one-chip monolithic IC, and the reference signal I _ref is used as a reference, and the input signal A, which is a digital signal, is converted into an analog signal, a first current I1 and a second current I2. Convert to A resistor R9 having one end grounded is connected to the D / A converter 110, and a current flowing through the resistor R9 becomes a reference current Iref. That is, the reference current Iref is determined by the resistance value of the resistor R9.

また、Ｄ／Ａコンバータ１１０は、バイアス電流生成手段１１１と信号成分電流生成手段１１２とを含む。バイアス電流生成手段１１１は、基準電流Ｉｒｅｆを基に、バイアス電流Ｉｂを生成する。バイアス電流Ｉｂは、下記の数９に示すように、基準電流Ｉｒｅｆに変換係数ａを乗算したものである。変換係数ａは、Ｄ／Ａコンバータ１１０内の回路構成によって決まる固有の係数である。信号成分電流生成手段１１２は、基準電流Ｉｒｅｆと入力信号Ａとを基に、信号成分電流Ｉｓを生成する。信号成分電流生成手段１１２は、正出力端と負出力端を有し、正出力端から信号成分電流Ｉｓが出力され、負出力端からは逆相の信号成分電流−Ｉｓが出力される。信号成分電流Ｉｓは、下記の数１０に示すように、基準電流Ｉｒｅｆと入力信号Ａと変換係数ｂとを乗算したものである。変換係数ｂは、Ｄ／Ａコンバータ１１０内の回路構成によって決まる固有の係数である。
（数９）
Ｉｂ＝ａ×Ｉｒｅｆ
（数１０）
Ｉｓ＝ｂ×Ａ×Ｉｒｅｆ Further, the D / A converter 110 includes a bias current generation unit 111 and a signal component current generation unit 112. The bias current generator 111 generates a bias current Ib based on the reference current Iref. The bias current Ib is obtained by multiplying the reference current Iref by the conversion coefficient a as shown in the following equation (9). The conversion coefficient a is a specific coefficient determined by the circuit configuration in the D / A converter 110. The signal component current generator 112 generates the signal component current Is based on the reference current Iref and the input signal A. The signal component current generation means 112 has a positive output end and a negative output end, and the signal component current Is is output from the positive output end, and the signal component current -Is of opposite phase is output from the negative output end. The signal component current Is is obtained by multiplying the reference current Iref, the input signal A, and the conversion coefficient b as shown in Equation 10 below. The conversion coefficient b is a specific coefficient determined by the circuit configuration in the D / A converter 110.
(Equation 9)
Ib = a × Iref
(Equation 10)
Is = b × A × Iref

また、Ｄ／Ａコンバータ１１０は、加算器１１３、１１４を含む。加算器１１３、１１４は、上記数１に示したように、バイアス電流生成手段１１１から出力されるバイアス電流Ｉｂに、信号成分電流生成手段１１２から出力される信号成分電流Ｉｓ、−Ｉｓを加算し、差動電流である第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２を生成する。具体的には、加算器１１３は、信号成分電流生成手段１１２の正出力端から出力された信号成分電流Ｉｓを、バイアス電流生成手段１１１から出力されたバイアス電流Ｉｂに加算して、第１の電流Ｉ１を生成する。加算器１１４は、信号成分電流生成手段１１２の負出力端から出力された信号成分電流−Ｉｓを、バイアス電流生成手段１１１から出力されたバイアス電流Ｉｂに加算して、第２の電流Ｉ２を生成する。 The D / A converter 110 includes adders 113 and 114. The adders 113 and 114 add the signal component currents Is and −Is output from the signal component current generation unit 112 to the bias current Ib output from the bias current generation unit 111 as shown in the above equation (1). The first current I1 and the second current I2 which are differential currents are generated. Specifically, the adder 113 adds the signal component current Is output from the positive output terminal of the signal component current generation unit 112 to the bias current Ib output from the bias current generation unit 111 to obtain the first A current I1 is generated. The adder 114 adds the signal component current −Is output from the negative output terminal of the signal component current generation unit 112 to the bias current Ib output from the bias current generation unit 111 to generate a second current I2. To do.

スイッチングアンプ１００のボリューム調整は、パルス幅変調手段１２０の変調度ｍをゲイン調整することができれば可能である。パルス幅変調手段１２０の変調度ｍは、一般的に下記数１１に示すように入力信号Ｉ１’、Ｉ２’によって表すことができる。ここで、説明を簡略化するために、入力信号Ｉ１’、Ｉ２’には補正信号Ｉｆ１、Ｉｆ２が含まれていないものとすると、さらに変調度ｍは、数１及び数４から下記数１２のように表わすことができる。この数１２から、変調度ｍのゲイン調整は、バイアス電流Ｉｂに対する信号成分電流Ｉｓの量を変化させることによって実現できることがわかる。
（数１１）
ｍ＝（Ｉ１’−Ｉ２’）／（Ｉ１’＋Ｉ２’）
（数１２）
ｍ＝Ｉｓ／Ｉｂ The volume of the switching amplifier 100 can be adjusted if the gain of the modulation degree m of the pulse width modulation means 120 can be adjusted. The modulation degree m of the pulse width modulation means 120 can be generally expressed by input signals I1 ′ and I2 ′ as shown in the following equation (11). Here, to simplify the description, assuming that the input signals I1 ′ and I2 ′ do not include the correction signals If1 and If2, the degree of modulation m is further expressed by the following Equation 12 from Equations 1 and 4. Can be expressed as: From Equation 12, it can be seen that the gain adjustment of the modulation factor m can be realized by changing the amount of the signal component current Is with respect to the bias current Ib.
(Equation 11)
m = (I1′−I2 ′) / (I1 ′ + I2 ′)
(Equation 12)
m = Is / Ib

そこで、スイッチングアンプ１００は、第１のボリューム調整手段１５１をさらに備える。第１のボリューム調整手段１５１は、Ｄ／Ａコンバータ１１０の基準電流Ｉｒｅｆをレベル調整することによって、信号成分電流生成部１１２から出力される信号成分Ｉｓをレベル調整する。具体的には、第１のボリューム調整手段１５１は、Ｄ／Ａコンバータ１１０と抵抗Ｒ９との間に接続され、任意のボリューム調整信号ｅｖが入力される。第１のボリューム調整手段１５１は、このボリューム調整信号ｅｖを基にＤ／Ａコンバータ１１０の基準電流Ｉｒｅｆを下記の数１３の関係を満たすようにレベル調整する。数１３中のＩｍｉｎは、ボリューム調整信号ｅｖ＝０のとき、基準電流ＩｒｅｆがＤ／Ａコンバータ１１０が正常動作する電流値であるように、抵抗Ｒ９によって調整される電流である。言い替えると、最低電流Ｉｍｉｎは、第１のボリューム調整手段１５１を備えていない場合と同様に、抵抗Ｒ９によって決まる基準電流Ｉｒｅｆである。
（数１３）
Ｉｒｅｆ＝Ｉｍｉｎ＋ｅｖ／Ｒ９ Therefore, the switching amplifier 100 further includes first volume adjusting means 151. The first volume adjustment unit 151 adjusts the level of the signal component Is output from the signal component current generator 112 by adjusting the level of the reference current Iref of the D / A converter 110. Specifically, the first volume adjustment unit 151 is connected between the D / A converter 110 and the resistor R9, and receives an arbitrary volume adjustment signal ev. The first volume adjusting means 151 adjusts the level of the reference current Iref of the D / A converter 110 so as to satisfy the relationship of the following equation 13 based on this volume adjustment signal ev. Imin in Equation 13 is a current adjusted by the resistor R9 so that the reference current Iref is a current value at which the D / A converter 110 operates normally when the volume adjustment signal ev = 0. In other words, the minimum current Imin is the reference current Iref determined by the resistor R9, as in the case where the first volume adjusting means 151 is not provided.
(Equation 13)
Iref = Imin + ev / R9

上記数１３の条件を満たす第１のボリューム調整回路１５１は、例えば図８に示すように、ボリューム調整信号発生回路１５１ａ、直流電源１５１ｂ、第３の電圧−電流変換回路１５１ｃを含む。第３の電圧−電流変換回路１５１ｃはオペアンプＯＰ３およびＭＯＳＦＥＴＱ１を含む。オペアンプＯＰ３の非反転入力端子には直流電源１５２ｂが接続され、電圧Ｅが入力される。さらに、直流電源１５１ｂと非反転入力端子との間にボリューム調整信号１５１ａが接続され、直流電圧Ｅ［ｍＶ］にボリューム調整信号ｅｖが加算される。ここで、ボリューム調整信号ｅｖはボリューム調整信号発生回路１５１ａにおいて任意に調整可能な電圧である。つまり、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子には電圧Ｅ＋ｅｖ［ｍＶ］が入力される。また、オペアンプＯＰ３の出力にはＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートが接続される。そして、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン側にはＤ／Ａコンバータ１１０が接続され、ソース側には抵抗Ｒ９が接続される。さらに、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース側と抵抗Ｒ９との間にオペアンプＯＰ３の反転入力端子が接続される。ｅｖ＝０のとき、抵抗Ｒ９にかかる電圧はＥ［ｍＶ］であり、このとき抵抗Ｒ９には最低電流Ｉｍｉｎが流れる。オペアンプＯＰ３の非反転入力端子にボリューム調整信号ｅｖ（＞０）が入力されると、基準電流Ｉｒｅｆが最低電流Ｉｍｉｎからｅｖ／Ｒ９だけ増加される。 For example, as shown in FIG. 8, the first volume adjustment circuit 151 that satisfies the above equation 13 includes a volume adjustment signal generation circuit 151a, a DC power supply 151b, and a third voltage-current conversion circuit 151c. The third voltage-current conversion circuit 151c includes an operational amplifier OP3 and a MOSFET Q1. A DC power supply 152b is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP3, and the voltage E is input. Further, the volume adjustment signal 151a is connected between the DC power supply 151b and the non-inverting input terminal, and the volume adjustment signal ev is added to the DC voltage E [mV]. Here, the volume adjustment signal ev is a voltage that can be arbitrarily adjusted in the volume adjustment signal generation circuit 151a. That is, the voltage E + ev [mV] is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP3. The output of the operational amplifier OP3 is connected to the gate of the MOSFET Q1. The D / A converter 110 is connected to the drain side of the MOSFET Q1, and the resistor R9 is connected to the source side. Further, the inverting input terminal of the operational amplifier OP3 is connected between the source side of the MOSFET Q1 and the resistor R9. When ev = 0, the voltage applied to the resistor R9 is E [mV]. At this time, the minimum current Imin flows through the resistor R9. When the volume adjustment signal ev (> 0) is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP3, the reference current Iref is increased from the minimum current Imin by ev / R9.

ここで、上述のように信号成分電流Ｉｓをレベル調整するために第１のボリューム調整手段１５１によって基準電流Ｉｒｅｆをレベル調整すると、上記数９及び数１３から分かるように、バイアス電流Ｉｂがバイアス電流変化分ΔＩｂｉａｓ（＝ａ×ｅｖ／Ｒ９）だけレベル調整されてしまう。そうすると、数１２からわかるように、バイアス電流Ｉｂに対する信号成分電流Ｉｓの量を変化させてパルス幅変調手段１２０の変調度ｍをゲイン調整することが難しくなる。なお、このときの第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２は、数１、数９、数１０および１３から、下記数１４に示すように表わされる。
（数１４）
I１＝{ａ×Ｉｍｉｎ＋ａ×ｅｖ／Ｒ９}＋{ｂ×（Ｉｍｉｎ＋ｅｖ／Ｒ９）×Ａ}
I２＝{ａ×Ｉｍｉｎ＋ａ×ｅｖ／Ｒ９}−{ｂ×（Ｉｍｉｎ＋ｅｖ／Ｒ９）×Ａ} Here, when the level of the reference current Iref is adjusted by the first volume adjusting means 151 in order to adjust the level of the signal component current Is as described above, the bias current Ib becomes the bias current as can be seen from the above formulas 9 and 13. The level is adjusted by the change amount ΔIbias (= a × ev / R9). Then, as can be seen from Equation 12, it is difficult to adjust the gain of the modulation factor m of the pulse width modulation unit 120 by changing the amount of the signal component current Is with respect to the bias current Ib. Note that the first current I1 and the second current I2 at this time are expressed as shown in the following Expression 14 from Expression 1, Expression 9, Expression 10, and 13.
(Equation 14)
I1 = {a × Imin + a × ev / R9} + {b × (Imin + ev / R9) × A}
I2 = {a × Imin + a × ev / R9} − {b × (Imin + ev / R9) × A}

そこで、このバイアス電流変化分ΔＩｂｉａｓを打ち消すために、スイッチングアンプ１００は、第２のボリューム調整手段１５２をさらに備える。第２のボリューム調整手段１５２は、負帰還手段１４０によってパルス幅変調手段１２０以外で生じたノイズ成分Ｄが打ち消されると同時に、第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２のバイアス電流成分に含まれるバイアス電流変化分ΔＩｂｉａｓ（＝ａ×ｅｖ／Ｒ９）も打ち消されるように、負帰還手段１４０から出力される第１の補正信号Ｉｆ１及び第２の補正信号Ｉｆ２をレベル調整する。具体的には、第２のボリューム調整手段１５２は、図９に示すように、乗算器１５２ａ及び加算器１５２ｂを含む。第２のボリューム調整手段１５２は、ボリューム調整信号ｅｖが入力され、このボリューム調整信号ｅｖを加算器１５２ａによって係数ｃで乗算する。その結果得られた信号ΔＶｆ（＝ｃ×ｅｖ）が加算器１５２ｂに入力される。加算器１５２ｂは、減衰器１４１と電圧−電流変換手段１４２との間に接続されており、第２のボリューム調整手段１５２から出力される補正信号ΔＶｆを、減衰手段１４１から出力される補正信号Ｖｆに加算する。負帰還信号Ｖｆに加算された補正信号ΔＶｆは、下記数１５に示すように電圧−電流変換手段１４２によって電圧−電流変換されて補正信号ΔＩｆとなる。ここで、上述の係数ｃは、補正信号ΔＩｆが第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２に含まれるバイアス電流の変化分ΔＩｂｉａｓを打ち消すよう、下記数１６を満たすものである。従って、パルス幅変調手段１２０に入力される入力信号Ｉ１’、Ｉ２’は、下記数１７に示すように、第１の補正信号Ｉｆ１および第２の補正信号Ｉｆ２によって、バイアス電流の変化分ΔＩｂｉａｓが打ち消されたものとなる。
（数１５）
ΔＩｆ＝−ΔＶｆ／Ｒ４
＝−ｃ×ｅｖ／Ｒ４
（数１６）
ΔＩｆ＝−ΔＩｂｉａｓ
（数１７）
Ｉ１’＝{ａ×Ｉｍｉｎ}＋{ｂ×（Ｉｍｉｎ＋ｅｖ／Ｒ９）×Ａ}
Ｉ２’＝{ａ×Ｉｍｉｎ}−{ｂ×（Ｉｍｉｎ＋ｅｖ／Ｒ９）×Ａ} Therefore, in order to cancel the bias current change ΔIbias, the switching amplifier 100 further includes second volume adjusting means 152. The second volume adjusting means 152 is included in the bias current components of the first current I1 and the second current I2 at the same time when the negative feedback means 140 cancels out the noise component D generated outside the pulse width modulation means 120. The level of the first correction signal If1 and the second correction signal If2 output from the negative feedback means 140 is adjusted so that the bias current change ΔIbias (= a × ev / R9) is also canceled. Specifically, the second volume adjusting unit 152 includes a multiplier 152a and an adder 152b as shown in FIG. The second volume adjustment unit 152 receives the volume adjustment signal ev, and multiplies the volume adjustment signal ev by the coefficient c by the adder 152a. The signal ΔVf (= c × ev) obtained as a result is input to the adder 152b. The adder 152b is connected between the attenuator 141 and the voltage-current conversion unit 142, and the correction signal ΔVf output from the second volume adjustment unit 152 is used as the correction signal Vf output from the attenuation unit 141. Add to. The correction signal ΔVf added to the negative feedback signal Vf is subjected to voltage-current conversion by the voltage-current conversion unit 142 as shown in the following formula 15, and becomes a correction signal ΔIf. Here, the coefficient c satisfies the following equation 16 so that the correction signal ΔIf cancels the change ΔIbias of the bias current included in the first current I1 and the second current I2. Accordingly, the input signals I1 ′ and I2 ′ input to the pulse width modulation unit 120 have the bias current change ΔIbias by the first correction signal If1 and the second correction signal If2, as shown in the following Expression 17. It will be countered.
(Equation 15)
ΔIf = −ΔVf / R4
= −c × ev / R4
(Equation 16)
ΔIf = −ΔIbias
(Equation 17)
I1 ′ = {a × Imin} + {b × (Imin + ev / R9) × A}
I2 ′ = {a × Imin} − {b × (Imin + ev / R9) × A}

このとき、パルス幅変調手段１２０の変調度ｍは、上記数１１及び数１７によって下記数１８に示すように表わされる。第１のボリューム調整回路１５１および第２のボリューム調整回路１５２にボリューム調整信号ｅｖを与えた場合（ｅｖ＞０）は、与えない場合（ｅｖ＝０）に対し、出力信号Ｖｏｕｔが｛１＋ｅｖ／（Ｒ９×Ｉｍｉｎ）｝倍となる。例えば、ボリューム調整信号ｅｖ＝（Ｒ９×Ｉｍｉｎ）の場合には、ｅｖ＝０のときに対して出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルは２倍、ｅｖ＝２×（Ｒ９×Ｉｍｉｎ）の場合には３倍とすることができ、ボリューム調整信号ｅｖを調整することによってアナログ的に出力信号Ｖｏｕｔをレベル調整することが可能となる。
（数１８）
ｍ＝ｂ／ａ×{１＋ｅｖ／（Ｒ９×Ｉｍｉｎ）}×Ａ At this time, the modulation degree m of the pulse width modulation means 120 is expressed as shown in the following equation 18 by the above equations 11 and 17. When the volume adjustment signal ev is given to the first volume adjustment circuit 151 and the second volume adjustment circuit 152 (ev> 0), the output signal Vout is {1 + ev / ( R9 × Imin)} times. For example, when the volume adjustment signal ev = (R9 × Imin), the signal level of the output signal Vout is doubled when ev = 0, and when ev = 2 × (R9 × Imin), the signal level is tripled. It is possible to adjust the level of the output signal Vout in an analog manner by adjusting the volume adjustment signal ev.
(Equation 18)
m = b / a * {1 + ev / (R9 * Imin)} * A

以上により、第１のボリューム調整回路１５１によってＤ／Ａコンバータ１１０の基準電流Ｉｒｅｆをレベル調整することによって、第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２のバイアス電流Ｉｂ及び信号成分電流Ｉｓ共にレベル調整する。そして、第２のボリューム調整回路１５２によってバイアス電流Ｉｂの変化分のみを打ち消すように負帰還手段１４０から出力される第１の補正信号Ｉｆ１及び第２の補正信号Ｉｆ２をレベル調整することで、そのバイアス電流Ｉｂを一定に保つ。これにより、一定のバイアス電流Ｉｂに対して信号成分電流Ｉｓの量を変化させることができ、パルス幅変調手段１２０の変調度ｍをゲイン調整できる、つまりスイッチングアンプ１２０のボリューム調整を容易に実現できることができる。その結果、従来の電流入力型デジタルアンプにおいて（例えば図１０参照）、アナログ的方法でスイッチングアンプの出力信号をゲイン調整することができ、出力信号のダイナミックレンジの改善が望める。さらには、マイコンなどのデジタルボリューム制御用回路を搭載しなければならないという問題を回避でき、簡単なアナログ回路のみでスイッチングアンプの出力信号のレベル調整が可能となる。 As described above, the level of both the bias current Ib and the signal component current Is of the first current I1 and the second current I2 is adjusted by adjusting the level of the reference current Iref of the D / A converter 110 by the first volume adjustment circuit 151. To do. Then, the second volume adjustment circuit 152 adjusts the levels of the first correction signal If1 and the second correction signal If2 output from the negative feedback means 140 so as to cancel out only the change in the bias current Ib. The bias current Ib is kept constant. Thereby, the amount of the signal component current Is can be changed with respect to the constant bias current Ib, and the modulation degree m of the pulse width modulation means 120 can be gain-adjusted, that is, the volume adjustment of the switching amplifier 120 can be easily realized. Can do. As a result, in the conventional current input type digital amplifier (see, for example, FIG. 10), the gain of the output signal of the switching amplifier can be adjusted by an analog method, and the dynamic range of the output signal can be improved. Furthermore, the problem of having to install a digital volume control circuit such as a microcomputer can be avoided, and the level of the output signal of the switching amplifier can be adjusted with only a simple analog circuit.

以上、本発明の実施の形態を説明したが、上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過ぎず、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。例えば、第１および第２の出力素子は、トランジスタなどのスイッチ素子でも良い。さらに、本実施例においては、インバータ回路ＩＮＶ２からＰＷＭ信号を生成するようにしたが、インバータ回路ＩＮＶ１およびインバータ回路ＩＮＶ２からそれぞれＰＷＭ信号を生成するようにしてもよい。さらには、本実施例においては、負帰還手段１４０を増幅手段１３０の出力端に接続し、増幅手段１３０の出力Ｖ１を基にして第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２に負帰還をかけるようにしたが、負帰還手段１４０をパルス幅変調手段１２０の出力端または、図示しないＬＰＦの出力端に接続しても良い。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the above-described embodiments are merely examples for carrying out the present invention, and the present invention is not limited to the above-described embodiments, and departs from the spirit thereof. The embodiment described above can be appropriately modified and implemented within the range not to be performed. For example, the first and second output elements may be switching elements such as transistors. Further, in this embodiment, the PWM signal is generated from the inverter circuit INV2, but the PWM signal may be generated from the inverter circuit INV1 and the inverter circuit INV2, respectively. Furthermore, in this embodiment, the negative feedback means 140 is connected to the output terminal of the amplification means 130, and negative feedback is applied to the first current I1 and the second current I2 based on the output V1 of the amplification means 130. However, the negative feedback unit 140 may be connected to the output end of the pulse width modulation unit 120 or the output end of an LPF (not shown).

また、本実施例において、第１のボリューム調整回路に、オペアンプ及びＭＯＳＦＥＴを用いた電圧−電流変換回路を用いたが、ＭＯＳＦＥＴの代わりに他のトランジスタを用いた電圧−電流変換回路であっても良く、上記数１３を満たす電圧−電流変換回路であれば良い。 In this embodiment, a voltage-current conversion circuit using an operational amplifier and a MOSFET is used for the first volume adjustment circuit, but a voltage-current conversion circuit using another transistor instead of the MOSFET may be used. Any voltage-current conversion circuit satisfying Equation 13 may be used.

本発明のスイッチングアンプは、あらゆる用途の電子機器に用いられ得るが、音響機器などに好適に用いられ得る。 The switching amplifier of the present invention can be used for electronic equipment for all purposes, but can be suitably used for audio equipment and the like.

本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプの概略構成を説明するブロック図である。It is a block diagram explaining the schematic structure of the switching amplifier by preferable embodiment of this invention. 本発明の好ましい実施形態による電圧−電流変換手段の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of voltage-current conversion means according to a preferred embodiment of the present invention. 本発明の好ましい実施形態によるパルス幅変調手段の回路図である。It is a circuit diagram of a pulse width modulation means according to a preferred embodiment of the present invention. 本発明の好ましい実施形態によるパルス発生手段におけるコンデンサＣ１の充電電圧波形およびインバータ回路ＩＮＶ２の出力波形である。FIG. 5 shows a charging voltage waveform of the capacitor C1 and an output waveform of the inverter circuit INV2 in the pulse generating means according to a preferred embodiment of the present invention. 本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプの出力Ｖｏｕｔを表す式である。4 is an expression representing an output Vout of a switching amplifier according to a preferred embodiment of the present invention. 本発明の別の好ましい実施形態による電圧−電流変換手段の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of voltage-current conversion means according to another preferred embodiment of the present invention. 本発明のさらに好ましい実施形態によるスイッチングアンプの概略構成を説明するブロック図である。It is a block diagram explaining the schematic structure of the switching amplifier by further more preferable embodiment of this invention. 本発明のさらに好ましい実施形態による第１のボリューム調整手段の回路図である。It is a circuit diagram of the 1st volume adjustment means by further more preferable embodiment of this invention. 本発明のさらに好ましい実施形態による第２のボリューム調整手段の回路図である。It is a circuit diagram of the 2nd volume adjustment means by further more preferable embodiment of this invention. 従来の電圧入力型のパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。It is a block diagram which shows the switching amplifier provided with the conventional voltage input type pulse width modulation means. 従来のスイッチングアンプにおけるパルス幅変調手段の具体構成を説明する回路図である。It is a circuit diagram explaining the specific structure of the pulse width modulation means in the conventional switching amplifier. 従来の電流入力型のパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。It is a block diagram which shows the switching amplifier provided with the conventional current input type pulse width modulation means. 従来のスイッチングアンプにおけるパルス幅変調手段と電流出力型Ｄ／Ａコンバータとの接続関係を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the connection relation of the pulse width modulation means and current output type D / A converter in the conventional switching amplifier.

Explanation of symbols

１００スイッチングアンプ
１１０Ｄ／Ａコンバータ
１１１バイアス電流生成手段
１１２信号成分電流生成手段
１１３、１１４加算器
１２０パルス幅変調手段
１２１パルス発生手段
１３０増幅手段
１４０負帰還手段
１４１減衰手段
１４２電圧−電流変換手段
１４２ａ第１の電圧−電流変換回路
１４２ｂ第２の電圧−電流変換回路
１５１第１のボリューム調整手段
１５１ａボリューム調整信号発生回路
１５１ｂ直流電源
１５１ｃ第３の電圧−電流変換回路
１５２第２のボリューム調整手段
１５２ａ乗算器
１５２ｂ加算器

100 switching amplifier 110 D / A converter 111 bias current generating means 112 signal component current generating means 113, 114 adder 120 pulse width modulating means 121 pulse generating means 130 amplifying means 140 negative feedback means 141 attenuating means 142 voltage-current converting means 142a 1st voltage-current conversion circuit 142b 2nd voltage-current conversion circuit 151 1st volume adjustment means 151a Volume adjustment signal generation circuit 151b DC power supply 151c 3rd voltage-current conversion circuit 152 2nd volume adjustment means 152a Multiplier 152b Adder

Claims

A current output type D / A converter that converts a digital signal into a first current and a second current; and a pulse width modulation unit that outputs a PWM signal based on the first current and the second current; A switching amplifier comprising amplification means for amplifying and outputting the PWM signal,
Negative feedback means for applying negative feedback to the first current and the second current;
The negative feedback means
Attenuating means for attenuating the output signal of the amplifying means by a predetermined feedback amount and outputting it as a negative feedback signal;
A first correction means for converting the negative feedback signal from a voltage to a current to generate a first correction signal, and correcting the first current based on the first correction signal;
A switching amplifier comprising: a second correction unit that converts the negative feedback signal from a voltage to a current to generate a second correction signal, and corrects the second current based on the second correction signal.

The first current and the second current are differential currents;
The first correction signal is out of phase with respect to the first current;
The switching amplifier according to claim 1, wherein the second correction signal has a phase opposite to that of the second current.

The first correction means includes inverting voltage-current conversion means, and the negative feedback signal is converted from voltage to current by the inverting voltage-current conversion means to generate the first correction signal. Adding the first correction signal to the first current;
The second correction means includes a non-inverting voltage-current conversion means, and the non-inverting voltage-current conversion means converts the negative feedback signal from voltage to current to generate the second correction signal. The switching amplifier according to claim 2, wherein the second correction signal is added to the second current.

The first correction means and the second correction means comprise inversion type voltage-current conversion means;
The second correction means further comprises an inverter circuit;
The first correction means converts the negative feedback signal from voltage to current by the inverting voltage-current conversion means to generate the first correction signal, and the first correction signal is converted to the first correction signal. Add to the current of 1
The second correction means converts the negative feedback signal reversed in phase by the inverter circuit from a voltage to a current to generate the second correction signal, and the second correction signal is converted to the second correction signal. The switching amplifier according to claim 2, wherein the switching amplifier is added to the current.

The current output type D / A converter is:
It operates based on the reference current,
Bias current generating means for generating a bias current based on the reference current;
Signal component current generating means for generating a signal component current based on the digital signal and the reference current;
Adding means for adding the bias current and the signal component current to generate the first current and the second current;
A first volume adjusting unit that receives an arbitrarily adjustable volume adjustment signal, and adjusts the level of the bias current and the signal component current by adjusting the level of the reference current based on the volume adjustment signal;
A second volume adjustment unit that receives the volume adjustment signal and adjusts the level of the first correction signal and the second correction signal output from the negative feedback unit based on the volume adjustment signal;
The second volume adjusting means is
5. The level of the first correction signal and the second correction signal are adjusted so as to cancel the amount of change in the bias current that has been level-adjusted by the first volume adjustment unit. Switching amplifier of description.

The reference current is
One end is grounded and the other end is a current flowing through a resistor connected to the current output type D / A converter,
The first volume adjusting means is
Connected between the current output type D / A converter and the resistor;
6. The switching amplifier according to claim 5, wherein a level of a reference current flowing through the resistor is adjusted based on the volume adjustment signal.

The second volume adjusting means is
Multiplication means for multiplying the volume adjustment signal;
Adding means for adding the multiplied volume adjustment signal to the negative feedback signal output from the attenuation means;
7. The switching amplifier according to claim 5, wherein the level of the first correction signal and the second correction signal is adjusted by adjusting the level of the negative feedback signal.