JP2008092401A - Oscillation device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、低電圧で動作可能な、バイポーラトランジスタを含む発振装置に関する。 The present invention relates to an oscillation device including a bipolar transistor that can operate at a low voltage.
図28に示されるように、従来の発振装置OSC100は、発振周波数fを有する発振信号OSを生成する発振ユニットU101(下記の特許文献1に記載の「圧電発振器」に相当。)と、当該発振ユニットU101から前記発振信号OSを取り出して出力するための出力ユニットU102とを含む。
As shown in FIG. 28, a conventional oscillation device OSC100 includes an oscillation unit U101 (corresponding to a “piezoelectric oscillator” described in
前記発振ユニットU101では、前記発振信号OSを生成すべく、第1のNPN型トランジスタTR101と、第2のNPN型トランジスタTR102を有する。 The oscillation unit U101 includes a first NPN transistor TR101 and a second NPN transistor TR102 in order to generate the oscillation signal OS.
第1のNPN型トランジスタTR101は、第2のNPN型トランジスタTR102のベース電圧、即ち、ベース電流を安定させるべく、ベースが第2のNPN型トランジスタTR102のエミッタに接続されており、かつ、コレクタが第2のNPN型トランジスタTR102のベースに実質的に接続されており、これにより、第2のNPN型トランジスタTR102のエミッタ電圧の変動に応じて、第2のNPN型トランジスタTR102のベース電圧を変化させる。 The first NPN transistor TR101 has a base connected to the emitter of the second NPN transistor TR102 and a collector to stabilize the base voltage of the second NPN transistor TR102, that is, the base current. The base voltage of the second NPN transistor TR102 is substantially connected to the base of the second NPN transistor TR102, thereby changing the base voltage of the second NPN transistor TR102 in accordance with the variation of the emitter voltage of the second NPN transistor TR102. .
第2のNPN型トランジスタTR102は、前記発振信号OSを低電圧(例えば、3V、5V)で生成することができるように、そのコレクタが電源電位Vcc(例えば、3V、5V)に直接、接続されている。 The second NPN transistor TR102 has its collector connected directly to the power supply potential Vcc (eg 3V, 5V) so that the oscillation signal OS can be generated at a low voltage (eg 3V, 5V). ing.
このような構成を有する発振ユニットU101では、前記発振信号OSを生成するための電流が、図28中の矢印で示されるように流れる。 In the oscillation unit U101 having such a configuration, a current for generating the oscillation signal OS flows as indicated by an arrow in FIG.
他方で、出力ユニットU102はバッファの機能を有し、エミッタ接地された第3のNPN型トランジスタTR103が、前記発振信号OSを出力端OUTから出力するようになっている。 On the other hand, the output unit U102 has a buffer function, and the third NPN transistor TR103 whose emitter is grounded outputs the oscillation signal OS from the output terminal OUT.
図29は上述した従来の発振装置の負性抵抗(水晶振動子の両端から回路側を見たインピーダンス)を実測した結果を示したものである。当該発振装置OSC100は、C101=10pF、C102=20pF、R101=2.2kΩ、R102=10kΩ、R103=1kΩの場合、図29に示されるように、例えば、電源電位Vcc=2.0Vのとき、負性抵抗Rbciは、620Ω(絶対値)であり、前記発振を行うに足りる値となっている。 FIG. 29 shows the result of actual measurement of the negative resistance (impedance when the circuit side is viewed from both ends of the crystal resonator) of the conventional oscillation device described above. In the case of C101 = 10 pF, C102 = 20 pF, R101 = 2.2 kΩ, R102 = 10 kΩ, R103 = 1 kΩ, for example, when the power supply potential Vcc = 2.0 V, the oscillation device OSC100 has The negative resistance Rbci is 620Ω (absolute value), which is a value sufficient to perform the oscillation.
負性抵抗Rbciの大きさは、第2のNPN型トランジスタTR102の相互コンダクタンスgmの大きさに概ね正比例することが知られている。すなわち、相互コンダクタンスgmを大きくするためには、図28に矢印で図示した回路電流を大きくしなければならない。ところが、前記回路電流を大きくすると、図30に示すように発振装置OSC100の消費電流も増えてしまう。例えば、電源電位Vcc=2.0Vのときには、1.8mAもの電流を消費してしまうという問題があった。 It is known that the magnitude of the negative resistance Rbci is approximately directly proportional to the magnitude of the mutual conductance gm of the second NPN transistor TR102. That is, in order to increase the mutual conductance gm, the circuit current shown by the arrow in FIG. 28 must be increased. However, when the circuit current is increased, the current consumption of the oscillation device OSC100 increases as shown in FIG. For example, when the power supply potential Vcc = 2.0V, a current of 1.8 mA is consumed.
また、発振ユニットU101内で、第2のNPN型トランジスタTR102のみが発振信号OSの生成に寄与し、第1のNPN型トランジスタTR101は発振信号OSの生成に寄与しないことから、発振信号OSの振幅が、図31に示されるように、電源電位Vcc=2.0Vのとき、560mVpp(peak to peak)であり、出力電圧が比較的小さい値に制限されてしまうという問題があった。 In the oscillation unit U101, only the second NPN transistor TR102 contributes to the generation of the oscillation signal OS, and the first NPN transistor TR101 does not contribute to the generation of the oscillation signal OS. However, as shown in FIG. 31, when the power supply potential Vcc = 2.0 V, it is 560 mVpp (peak to peak), and the output voltage is limited to a relatively small value.
上記した課題を解決すべく、本発明に係る第1の発振装置は、
第1のNPN型トランジスタと、
第2のNPN型トランジスタと、
水晶振動子と、
第1の抵抗器と、
第1のキャパシタと、
第2のキャパシタと、を含み、
前記第1のNPN型トランジスタのエミッタが、実質的に接地電位に接続され、
前記第2のNPN型トランジスタのコレクタが、実質的に電源電位に接続され、
前記第1のNPN型トランジスタのベースと前記第2のNPN型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子及び前記第1の抵抗器は、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記第2のNPN型トランジスタのベース間で相互に並列接続され、
前記第1のキャパシタは、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第2のキャパシタは、前記第2のNPN型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
In order to solve the above-described problem, the first oscillation device according to the present invention is:
A first NPN transistor;
A second NPN transistor;
A crystal unit,
A first resistor;
A first capacitor;
A second capacitor;
The emitter of the first NPN transistor is substantially connected to ground potential;
A collector of the second NPN transistor is substantially connected to a power supply potential;
A base of the first NPN transistor and an emitter of the second NPN transistor are connected;
The crystal resonator and the first resistor are connected in parallel between the collector of the first NPN transistor and the base of the second NPN transistor,
The first capacitor is connected AC between the collector of the first NPN transistor and the power supply potential,
The second capacitor is connected between a base and an emitter of the second NPN transistor.
上記した本発明に係る第1の発振装置は、
第3のキャパシタを更に含み、
前記第3のキャパシタは、前記第1のNPN型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
The first oscillation device according to the present invention described above is
A third capacitor;
The third capacitor is connected between the base and emitter of the first NPN transistor.
上記した本発明に係る第1の発振装置は、
第2の抵抗器を更に含み、
前記第2の抵抗器は、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されている。
The first oscillation device according to the present invention described above is
A second resistor;
The second resistor is connected between the collector of the first NPN transistor and the power supply potential.
本発明に係る第2の発振装置は、
第1のNPN型トランジスタと、
第2のNPN型トランジスタと、
水晶振動子と、
第1の抵抗器と、
第1のキャパシタと、
第2のキャパシタと、を含み、
前記第1のNPN型トランジスタのエミッタが、電源電位に接続され、
前記第2のNPN型トランジスタのコレクタが、接地電位に接続され、
前記第1のNPN型トランジスタのベースと前記第2のNPN型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子は、前記第1のNPN型トランジスタのベース及びコレクタ間に接続され、
前記第1の抵抗器は、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記第2のNPN型トランジスタのベース間に、又は、前記第1のNPN型トランジスタのベース及び前記第2のNPN型トランジスタのエミッタ間に接続され、
前記第1のキャパシタは、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第2のキャパシタは、前記第2のNPN型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されている。
A second oscillation device according to the present invention includes:
A first NPN transistor;
A second NPN transistor;
A crystal unit,
A first resistor;
A first capacitor;
A second capacitor;
An emitter of the first NPN transistor is connected to a power supply potential;
A collector of the second NPN transistor is connected to a ground potential;
A base of the first NPN transistor and an emitter of the second NPN transistor are connected;
The crystal resonator is connected between a base and a collector of the first NPN transistor,
The first resistor is between the collector of the first NPN transistor and the base of the second NPN transistor, or between the base of the first NPN transistor and the second NPN transistor. Connected between the emitters,
The first capacitor is connected AC between the collector of the first NPN transistor and the power supply potential,
The second capacitor is connected between a base and an emitter of the second NPN transistor.
上記した本発明に係る第1、第2の発振装置は、
第2の抵抗器を更に含み、
前記第2の抵抗器は、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されている。
The first and second oscillation devices according to the present invention described above are
A second resistor;
The second resistor is connected between the collector of the first NPN transistor and the power supply potential.
本発明に係る第1、第2の発振装置によれば、前記第1のNPN型トランジスタと、前記第2のNPN型トランジスタと、前記水晶振動子と、前記第1の抵抗器と、前記第1のキャパシタと、前記第2のキャパシタとが、上記したような接続関係を有することから、従来の発振装置に比して、消費電流を低減し、かつ、発振信号の振幅を増大させることが可能となる。 According to the first and second oscillation devices according to the present invention, the first NPN transistor, the second NPN transistor, the crystal resonator, the first resistor, and the first resistor Since the first capacitor and the second capacitor have the connection relationship as described above, the current consumption can be reduced and the amplitude of the oscillation signal can be increased as compared with the conventional oscillation device. It becomes possible.
本発明に係る発振装置の実施例について図面を参照して説明する。 Embodiments of an oscillation device according to the present invention will be described with reference to the drawings.
《実施例1》
図1は、実施例1の発振装置の構成を示したものである。実施例1の発振装置OSC1は、図1に示されるように、第1のNPN型トランジスタTR1と、第2のNPN型トランジスタTR2と、第1のインピーダンスZ1と、第2のインピーダンスZ2と、第3のインピーダンスZ3と、第4のインピーダンスZ4とを含む。
Example 1
FIG. 1 shows the configuration of the oscillation device according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the oscillation device OSC1 according to the first embodiment includes a first NPN transistor TR1, a second NPN transistor TR2, a first impedance Z1, a second impedance Z2, and a first impedance Z2. 3 impedance Z3 and 4th impedance Z4.
ここで、実施例1の主要な特徴点は、第1のNPN型トランジスタTR1に関する接続、及び、第1のインピーダンスZ1に関する接続である。また、第2のインピーダンスZ2は、後述されるように、第1のNPN型トランジスタTR1のベース及びエミッタ間のインピーダンス(内部インピーダンス)により自ずと存在することから、第1のNPN型トランジスタTR1のベース及びエミッタ間に外付けしなくとも良い。 Here, the main characteristic points of the first embodiment are the connection related to the first NPN transistor TR1 and the connection related to the first impedance Z1. Further, as described later, since the second impedance Z2 naturally exists due to the impedance (internal impedance) between the base and emitter of the first NPN transistor TR1, the base of the first NPN transistor TR1 and the second impedance Z2 It is not necessary to attach externally between the emitters.
低電圧で動作することを目的として、第1のNPN型トランジスタTR1は、そのエミッタが、接地電位GNDに直接、接続されており、また、同目的のために、従来と同様に、第2のNPN型トランジスタTR2は、そのコレクタが電源電位Vccに直接、接続されている。加えて、第2のNPN型トランジスタTR2のベース電流を安定化すべく、第1のNPN型トランジスタTR1のベースと第2のNPN型トランジスタTR2のエミッタとが接続されており、また、第1のNPN型トランジスタTR1のコレクタ及び第2のNPN型トランジスタTR2のベースが接続されている。 For the purpose of operating at a low voltage, the emitter of the first NPN transistor TR1 is directly connected to the ground potential GND. The collector of the NPN transistor TR2 is directly connected to the power supply potential Vcc. In addition, in order to stabilize the base current of the second NPN transistor TR2, the base of the first NPN transistor TR1 and the emitter of the second NPN transistor TR2 are connected, and the first NPN transistor The collector of the type transistor TR1 and the base of the second NPN type transistor TR2 are connected.
第1のインピーダンスZ1は、第1のNPN型トランジスタTR1のコレクタ及び第2のNPN型トランジスタTR2のベース間に接続されており、第2のインピーダンスZ2は、第1のNPN型トランジスタTR1のベース及びエミッタ間に接続され、第3のインピーダンスZ3は、第2のNPN型トランジスタTR2のベース及びエミッタ間に接続されており、第4のインピーダンスZ4は、第1のNPN型トランジスタTR1のコレクタ及び電源電位Vcc間に接続されている。 The first impedance Z1 is connected between the collector of the first NPN transistor TR1 and the base of the second NPN transistor TR2, and the second impedance Z2 is the base of the first NPN transistor TR1. The third impedance Z3 is connected between the base and the emitter of the second NPN transistor TR2, and the fourth impedance Z4 is connected to the collector of the first NPN transistor TR1 and the power supply potential. Connected between Vcc.
図2は、実施例1の発振装置の等価回路を示したものである。実施例1の発振装置OSC1の等価回路OSC1(eq)は、図2に示されるように、第1のNPN型トランジスタTR1の機能を有する、電流(gm×Z2×i2)を供給する定電流源CC1と、第2のNPN型トランジスタTR2の機能を有する、電流(gm×Z3×i1)を供給する定電流源CC2と、第1〜第4のインピーダンスZ1〜Z4とにより構成される。 FIG. 2 shows an equivalent circuit of the oscillation device according to the first embodiment. As shown in FIG. 2, the equivalent circuit OSC1 (eq) of the oscillation device OSC1 according to the first embodiment has a function of the first NPN transistor TR1 and supplies a current (gm × Z2 × i2). CC1, a constant current source CC2 having the function of the second NPN transistor TR2 and supplying a current (gm × Z3 × i1), and first to fourth impedances Z1 to Z4.
図3は、本発明に係る発振装置の実施例1の詳細な等価回路を示したものである。実施例1の発振装置OSC1の詳細な等価回路OSC1(eq_dt)は、図3に示されるように、第1のインピーダンスZ1は、相互に並列接続された水晶振動子X(インピーダンスzxt)と抵抗器R1とにより構成され、第2のインピーダンスZ2は、相互に並列接続された、抵抗器R2と、キャパシタC2と、第1のNPN型トランジスタTR1のベース及びエミッタ間の内部抵抗Rπ及び内部容量Cπとから構成され、第3のインピーダンスZ3は、相互に並列接続された、キャパシタC3と、第2のNPN型トランジスタTR2のベース及びエミッタ間の内部抵抗Rπ及び内部容量Cπとから構成され、第4のインピーダンスZ4は、相互に並列接続された、抵抗器R4とキャパシタC4とから構成されている。 FIG. 3 shows a detailed equivalent circuit of the first embodiment of the oscillation device according to the present invention. As shown in FIG. 3, the detailed equivalent circuit OSC1 (eq_dt) of the oscillation device OSC1 of the first embodiment includes a crystal resonator X (impedance zxt) and a resistor connected in parallel to each other. The second impedance Z2 is composed of a resistor R2, a capacitor C2, and an internal resistance Rπ and an internal capacitance Cπ between the base and emitter of the first NPN transistor TR1 connected in parallel with each other. The third impedance Z3 is composed of a capacitor C3, an internal resistance Rπ between the base and emitter of the second NPN transistor TR2, and an internal capacitance Cπ, which are connected in parallel to each other. The impedance Z4 is composed of a resistor R4 and a capacitor C4 connected in parallel to each other.
発振装置OSC1の詳細な等価回路OSC1(eq_dt)に、キルヒホッフの法則を適用すると、電流及び電圧の関係より、(1)式、(2)式、(3)式、及び(4)式が得られる。 When Kirchhoff's law is applied to the detailed equivalent circuit OSC1 (eq_dt) of the oscillation device OSC1, Equations (1), (2), (3), and (4) are obtained from the relationship between current and voltage. It is done.
ここで、キャパシタC4は、交流的な動作(発振動作)の意味で必要な素子であり、他方で、抵抗器R4は、直流的な動作(トランジスタのバイアス設定)の意味で必要な素子である。キャパシタCpは、バイパスコンデンサ(パスコン)であり、また、キャパシタCcは、カップリングコンデンサである。 Here, the capacitor C4 is an element necessary for an AC operation (oscillation operation), and the resistor R4 is an element required for a DC operation (transistor bias setting). . The capacitor Cp is a bypass capacitor (pass capacitor), and the capacitor Cc is a coupling capacitor.
図5、図6、図7は、本発明に係る発振装置の実施例1の具体的回路の実験結果を示す。上記した具体的回路OSC1(emb1)では、水晶振動子Xの周波数f=10MHz、抵抗器R1=20kΩ、抵抗器R4=2kΩ、キャパシタC3=C4=22pF、Cp=Cc=0.1μFの場合、電源電圧Vcc=2.0Vのとき、負性抵抗Rbciは、1200Ω(絶対値)であり、具体的回路OSC1(emb1)の消費電流は、950μAであり、発振信号OSの振幅は、2000mVppである。即ち、従来の発振装置OSC100と比較すると、従来の発振装置OSC100と同様に、2.0Vの低電圧での動作を維持することができ、他方で、従来の発振装置OSC100と異なり、負性抵抗Rbciを620Ωから1200Ωに増大させ、消費電流を1800μAから950μAへ減少させ、かつ、発振信号OSの振幅を560mVppから2000mVppに増大させることができる。 5, FIG. 6 and FIG. 7 show experimental results of a specific circuit of the first embodiment of the oscillation device according to the present invention. In the specific circuit OSC1 (emb1) described above, when the frequency f of the crystal resonator X is 10 MHz, the resistor R1 = 20 kΩ, the resistor R4 = 2 kΩ, the capacitor C3 = C4 = 22 pF, and Cp = Cc = 0.1 μF, When the power supply voltage Vcc = 2.0V, the negative resistance Rbci is 1200Ω (absolute value), the current consumption of the specific circuit OSC1 (emb1) is 950 μA, and the amplitude of the oscillation signal OS is 2000 mVpp. . That is, as compared with the conventional oscillation device OSC100, the operation at a low voltage of 2.0V can be maintained as in the conventional oscillation device OSC100. On the other hand, unlike the conventional oscillation device OSC100, the negative resistance Rbci can be increased from 620Ω to 1200Ω, the current consumption can be decreased from 1800 μA to 950 μA, and the amplitude of the oscillation signal OS can be increased from 560 mVpp to 2000 mVpp.
発振装置OSC1の具体的回路OSC1(emb1)は、また、図6に示されるように、電源電位Vccが1.5Vから3.0Vまでの範囲において、発振信号OSの周波数偏差df/fが50ppm内に抑えられることから、比較的安定的に発振することができる。 As shown in FIG. 6, the specific circuit OSC1 (emb1) of the oscillation device OSC1 has a frequency deviation df / f of the oscillation signal OS of 50 ppm in the range of the power supply potential Vcc from 1.5V to 3.0V. Therefore, it can oscillate relatively stably.
発振装置OSC1の具体的回路OSC1(emb1)では、さらに、その発振信号OSは、図7に示されるように、比較的歪みの少ない正弦波に近い波形が得られる。 Further, in the specific circuit OSC1 (emb1) of the oscillation device OSC1, the oscillation signal OS has a waveform close to a sine wave with relatively little distortion, as shown in FIG.
《実施例1の変形例》
図8は、実施例1の発振装置の他の具体的回路を示す。図8に図示された他の具体的回路OSC1(emb2)は、図4に図示された具体的回路OSC1(emb1)と同様な構成を有し、加えて、第2のインピーダンスZ2として、第1のNPN型トランジスタTR1のベース及びエミッタ間にキャパシタC2を有する。
<< Modification of Example 1 >>
FIG. 8 illustrates another specific circuit of the oscillation device according to the first embodiment. The other specific circuit OSC1 (emb2) illustrated in FIG. 8 has a configuration similar to that of the specific circuit OSC1 (emb1) illustrated in FIG. 4, and in addition, the first impedance Z2 is the first impedance Z2. A capacitor C2 is provided between the base and emitter of the NPN transistor TR1.
図9、図10、図11は、実施例1の発振装置の他の具体的回路の実験結果を示したものである。具体的回路OSC1(emb2)では、水晶振動子Xの周波数f=10MHz、抵抗器R1=470kΩ、抵抗器R4=2kΩ、キャパシタC3=C4=22pF、キャパシタC2=20pF、Cp=Cc=0.1μFの場合、電源電位Vcc=2.0Vのとき、負性抵抗Rbciは、850Ω(絶対値)であり、具体的回路OSC1(emb2)の消費電流は、700μAであり、発振信号OSの振幅は、1100mVppである。即ち、上記した具体的回路OSC1(emb1)と比較すると、消費電流及び発振信号OSの振幅は、概ね同一であるが、負性抵抗Rbciは、やや劣る。 9, FIG. 10 and FIG. 11 show experimental results of other specific circuits of the oscillation device of the first embodiment. In the specific circuit OSC1 (emb2), the frequency f of the crystal unit X = 10 MHz, the resistor R1 = 470 kΩ, the resistor R4 = 2 kΩ, the capacitor C3 = C4 = 22 pF, the capacitor C2 = 20 pF, Cp = Cc = 0.1 μF. In this case, when the power supply potential Vcc = 2.0V, the negative resistance Rbci is 850Ω (absolute value), the current consumption of the specific circuit OSC1 (emb2) is 700 μA, and the amplitude of the oscillation signal OS is 1100 mVpp. That is, compared with the specific circuit OSC1 (emb1) described above, the current consumption and the amplitude of the oscillation signal OS are substantially the same, but the negative resistance Rbci is slightly inferior.
しかしながら、当該具体的回路OSC1(emb2)は、図10に示されるように、発振信号OSの周波数偏差df/fが、電源電位Vccが1.5Vから3.0Vまでの範囲において、発振信号OSの周波数偏差df/fを3ppm内に抑えられることから、上記の具体的回路OSC1(emb1)に比して、より安定的に発振することができる。 However, as shown in FIG. 10, the specific circuit OSC1 (emb2) has a frequency deviation df / f of the oscillation signal OS in the range of the power supply potential Vcc from 1.5V to 3.0V. Therefore, it is possible to oscillate more stably than the above-described specific circuit OSC1 (emb1).
当該具体的回路OSC1(emb2)では、加えて、その発振信号OSは、図11に示されるように、図7に示される具体的回路OSC1(emb1)に比して、より歪みの少ない正弦波にほぼ等しい波形が得られる。 In the specific circuit OSC1 (emb2), in addition, the oscillation signal OS has a sine wave with less distortion than the specific circuit OSC1 (emb1) shown in FIG. 7, as shown in FIG. A waveform approximately equal to is obtained.
《実施例2》
図12は、本発明に係る発振装置の実施例2の構成を示したものである。実施例2の発振装置OSC2Aは、図12に示されるように、第1のNPN型トランジスタTR1と、第2のNPN型トランジスタTR2と、第1のインピーダンスZ1と、第2のインピーダンスZ2と、第3のインピーダンスZ3と、第4のインピーダンスZ4と、第5のインピーダンスZ5とを含む。ここで、実施例2Aの発振装置OSC2の主要な特徴点は、第1のNPN型トランジスタTR1に関する接続、及び、第3のインピーダンスZ3に関する接続である。
Example 2
FIG. 12 shows the configuration of the second embodiment of the oscillation device according to the present invention. As shown in FIG. 12, the oscillation device OSC2A according to the second embodiment includes a first NPN transistor TR1, a second NPN transistor TR2, a first impedance Z1, a second impedance Z2, and a second impedance Z2. 3 impedance Z3, 4th impedance Z4, and 5th impedance Z5. Here, the main characteristic points of the oscillation device OSC2 of Example 2A are the connection relating to the first NPN transistor TR1 and the connection relating to the third impedance Z3.
実施例2の発振装置OSC2Aでは、実施例1の発振装置OSC1と同様に、低電圧で動作することを目的として、第1のNPN型トランジスタTR1は、そのエミッタが、接地電位GNDに直接、接続されており、また、第2のNPN型トランジスタTR2は、そのコレクタが電源電位Vccに直接、接続されている。更に、第2のNPN型トランジスタTR2のベース電流を安定化すべく、第1のNPN型トランジスタTR1のベースと第2のNPN型トランジスタTR2のエミッタとが接続されており、また、第1のNPN型トランジスタTR1のコレクタ及び第2のNPN型トランジスタTR2のベースが、実質的に接続されている。 In the oscillation device OSC2A according to the second embodiment, the emitter of the first NPN transistor TR1 is directly connected to the ground potential GND for the purpose of operating at a low voltage, similarly to the oscillation device OSC1 according to the first embodiment. The collector of the second NPN transistor TR2 is directly connected to the power supply potential Vcc. Further, in order to stabilize the base current of the second NPN transistor TR2, the base of the first NPN transistor TR1 and the emitter of the second NPN transistor TR2 are connected, and the first NPN transistor TR2 is connected. The collector of the transistor TR1 and the base of the second NPN transistor TR2 are substantially connected.
第1〜第5のインピーダンスZ1〜Z5については、第1のインピーダンスZ1は、第1のNPN型トランジスタTR1のコレクタ及びベース間に接続されており、第2のインピーダンスZ2は、第1のNPN型トランジスタTR1のベース及びエミッタ間に接続されており、第3のインピーダンスZ3は、第1のNPN型トランジスタTR1のコレクタ及び第2のNPN型トランジスタTR2のベース間に接続されており、第4のインピーダンスZ4は、第1のNPN型トランジスタTR1のコレクタ及び電源電位Vcc間に接続されており、第5のインピーダンスZ5は、第2のNPN型トランジスタTR2のベース及びエミッタ間に接続されている。 As for the first to fifth impedances Z1 to Z5, the first impedance Z1 is connected between the collector and the base of the first NPN transistor TR1, and the second impedance Z2 is the first NPN transistor. The third impedance Z3 is connected between the base and the emitter of the transistor TR1, and the third impedance Z3 is connected between the collector of the first NPN transistor TR1 and the base of the second NPN transistor TR2. Z4 is connected between the collector of the first NPN transistor TR1 and the power supply potential Vcc, and the fifth impedance Z5 is connected between the base and emitter of the second NPN transistor TR2.
図13は、本発明に係る発振装置の実施例2の等価回路を示したものである。実施例2の発振装置OSC2Aの等価回路OSC2A(eq)は、図13に示されるように、第1のNPN型トランジスタTR1の機能を有する、電流(gm×Z2×i2)を供給する定電流源CC1と、第2のNPN型トランジスタTR2の機能を有する、電流(gm×Z3×i5)を供給する定電流源CC2と、水晶振動子Xからなる第1のインピーダンスZ1と、相互に並列接続された、キャパシタC2と第1のNPN型トランジスタTR1のベース及びエミッタ間の内部抵抗Rπ及び内部容量Cπとからなる第2のインピーダンスZ2と、抵抗器R3からなる第3のインピーダンスZ3と、相互に並列接続されたキャパシタC4及び抵抗器R4からなる第4のインピーダンスZ4と、相互に並列接続された、キャパシタC5と第2のNPN型トランジスタTR2のベース及びエミッタ間の内部抵抗Rπ及び内部容量Cπとからなる第5のインピーダンスZ5とにより表される。 FIG. 13 shows an equivalent circuit of the second embodiment of the oscillation device according to the present invention. As shown in FIG. 13, an equivalent circuit OSC2A (eq) of the oscillation device OSC2A according to the second embodiment has a function of the first NPN transistor TR1 and supplies a current (gm × Z2 × i2). CC1, a constant current source CC2 having the function of the second NPN transistor TR2 and supplying a current (gm × Z3 × i5), and a first impedance Z1 made of a crystal resonator X are connected in parallel to each other. In addition, a second impedance Z2 composed of an internal resistance Rπ and an internal capacitance Cπ between the base and emitter of the capacitor C2 and the first NPN transistor TR1 and a third impedance Z3 composed of a resistor R3 are parallel to each other. A fourth impedance Z4 comprising a connected capacitor C4 and resistor R4, and a capacitor C5 and a second NP connected in parallel with each other Represented by a fifth impedance Z5 comprising the internal resistance Rπ and internal capacitance Cπ between the base and emitter of the type transistor TR2.
実施例2の等価回路OSC2A(eq)に、キルヒホッフの法則を適用すると、電流及び電圧の関係より、(11)式〜(15)式が得られる。 When Kirchoff's law is applied to the equivalent circuit OSC2A (eq) of the second embodiment, Expressions (11) to (15) are obtained from the relationship between current and voltage.
等価回路OSC2A(eq)の回路抵抗Rci、容量性リアクタンスCciを用いると、(16)式は、(17)式に置き換えることができる。 When the circuit resistance Rci and the capacitive reactance Cci of the equivalent circuit OSC2A (eq) are used, the expression (16) can be replaced with the expression (17).
ここで、キャパシタC4は、交流的な動作(発振動作)の意味で必要な素子であり、他方で、抵抗器R4は、直流的な動作(トランジスタのバイアス設定)の意味で必要な素子である。 Here, the capacitor C4 is an element necessary for an AC operation (oscillation operation), and the resistor R4 is an element required for a DC operation (transistor bias setting). .
図15、図16、図17は、実施例2の発振装置の具体的回路の実験結果を示したものである。上記した発振装置OSC2Aの具体的回路OSC2A(emb)では、水晶振動子Xの周波数f=10MHz、抵抗器R3=100kΩ、抵抗器R4=12kΩ、キャパシタC3=C4=22pF、C5=0pF、Cp=0.1μF、Cc=33μFの場合、電源電位Vcc=2.0Vのとき、負性抵抗Rbciは、600Ω(絶対値)であり、具体的回路OSC2A(emb)の消費電流は、200μAであり、発振信号OSの振幅は、1000mVppである。即ち、従来の発振装置OSC100と比較すると、従来の発振装置OSC100と同様に、2.0Vの低電圧での動作を維持し、かつ、負性抵抗Rbciを発振可能な程度の値に維持することができ、他方で、従来の発振装置OSC100と異なり、消費電流を1800μAから200μAへ減少させ、かつ、発振信号OSの振幅を560mVppから1000mVppに増大させることができる。 15, FIG. 16, and FIG. 17 show experimental results of specific circuits of the oscillation device of the second embodiment. In the specific circuit OSC2A (emb) of the oscillation device OSC2A described above, the frequency f of the crystal unit X = 10 MHz, the resistor R3 = 100 kΩ, the resistor R4 = 12 kΩ, the capacitor C3 = C4 = 22 pF, C5 = 0 pF, Cp = In the case of 0.1 μF and Cc = 33 μF, when the power supply potential Vcc = 2.0 V, the negative resistance Rbci is 600Ω (absolute value), and the current consumption of the specific circuit OSC2A (emb) is 200 μA. The amplitude of the oscillation signal OS is 1000 mVpp. That is, as compared with the conventional oscillation device OSC100, as in the conventional oscillation device OSC100, the operation at a low voltage of 2.0 V is maintained and the negative resistance Rbci is maintained at a value that can oscillate. On the other hand, unlike the conventional oscillation device OSC100, the current consumption can be reduced from 1800 μA to 200 μA, and the amplitude of the oscillation signal OS can be increased from 560 mVpp to 1000 mVpp.
発振装置OSC2Aの具体的回路OSC2A(emb)は、また、図16に示されるように、電源電位Vccが1.5Vから3.0Vまでの範囲において、発振信号OSの周波数偏差を5ppm内に抑えられることから、極めて安定的に発振することができる。 As shown in FIG. 16, the specific circuit OSC2A (emb) of the oscillation device OSC2A suppresses the frequency deviation of the oscillation signal OS within 5 ppm in the range of the power supply potential Vcc from 1.5V to 3.0V. Therefore, it can oscillate extremely stably.
発振装置OSC2Aの具体的回路OSC2A(emb)では、さらに、その発振信号OSは、図17に示されるように、歪みの少ない正弦波にほぼ等しい波形が得られる。 In the specific circuit OSC2A (emb) of the oscillation device OSC2A, the oscillation signal OS has a waveform substantially equal to a sine wave with little distortion, as shown in FIG.
《実施例2の変形例》
図18は、本発明に係る発振装置の実施例2の変形例の構成を示し、図19は、その等価回路を示し、図20は、その具体的回路を示したものである。実施例2の変形例の発振装置OSC2Bは、図18、図19に示されるように、実施例2の発振装置OSC2Aと同様に、第1のNPN型トランジスタTR1と、第2のNPN型トランジスタTR2と、第1のインピーダンスZ1と、第2のインピーダンスZ2と、第3のインピーダンスZ3と、第4のインピーダンスZ4と、第5のインピーダンスZ5とを含む。
<< Modification of Example 2 >>
18 shows a configuration of a modification of the second embodiment of the oscillation device according to the present invention, FIG. 19 shows an equivalent circuit thereof, and FIG. 20 shows a specific circuit thereof. As shown in FIGS. 18 and 19, the oscillation device OSC2B according to the modification of the second embodiment is similar to the oscillation device OSC2A of the second embodiment, and includes a first NPN transistor TR1 and a second NPN transistor TR2. A first impedance Z1, a second impedance Z2, a third impedance Z3, a fourth impedance Z4, and a fifth impedance Z5.
変形例の発振装置OSC2Bでは、図12と図18との比較、図13と図19との比較、及び図14と図20との比較から明らかなように、第1、第2、第4、第5のインピーダンスZ1、Z2、Z4、Z5は、発振装置OSC2Aのそれらと同様な位置に接続されており、他方で、第3のインピーダンスZ3は、実施例2の発振装置OSC2Aのそれと挿入位置のみが異なり、第1のNPN型トランジスタTR1のコレクタ及び第2のNPN型トランジスタTR2のベース間に代えて、第1のNPN型トランジスタTR1のベース及び第2のNPN型トランジスタTR2のエミッタ間に接続されている。 In the oscillation device OSC2B of the modified example, as is clear from the comparison between FIGS. 12 and 18, the comparison between FIGS. 13 and 19, and the comparison between FIGS. 14 and 20, the first, second, fourth, The fifth impedances Z1, Z2, Z4, and Z5 are connected to positions similar to those of the oscillation device OSC2A. On the other hand, the third impedance Z3 is only the insertion position of the oscillation device OSC2A of the second embodiment. Are connected between the base of the first NPN transistor TR1 and the emitter of the second NPN transistor TR2 instead of between the collector of the first NPN transistor TR1 and the base of the second NPN transistor TR2. ing.
変形例の等価回路OSC2B(eq)の回路抵抗Rci、容量性リアクタンスCciは、実施例2の等価回路OSC2A(eq)と同様に、(18)式により表わされる。 The circuit resistance Rci and the capacitive reactance Cci of the equivalent circuit OSC2B (eq) of the modified example are expressed by the equation (18) similarly to the equivalent circuit OSC2A (eq) of the second embodiment.
図21、図22、図23は、本発明に係る発振装置の実施例2の変形例の具体的回路の実験結果を示す。上記した発振装置OSC2Bの具体的回路OSC2B(emb)では、水晶振動子Xの周波数f=10MHz、抵抗器R3=100kΩ、抵抗器R4=12kΩ、キャパシタC3=C4=22pF、C5=0pF、Cp=0.1μF、Cc=33μFの場合、電源電位Vcc=2.0Vのとき、負性抵抗Rbciは、250Ω(絶対値)であり、具体的回路OSC2B(emb)の消費電流は、100μAであり、発振信号OSの振幅は、1000mVppである。即ち、従来の発振装置OSC100と比較すると、従来の発振装置OSC100と同様に、2.0Vの低電圧での動作を維持し、かつ、負性抵抗Rbciを発振可能な程度の値に維持することができ、他方で、従来の発振装置OSC100と異なり、消費電流を1800μAから100μAへ減少させ、かつ、発振信号OSの振幅を560mVppから1000mVppに増大させることができる。 21, FIG. 22, and FIG. 23 show experimental results of specific circuits of modifications of the second embodiment of the oscillation device according to the present invention. In the specific circuit OSC2B (emb) of the oscillation device OSC2B described above, the frequency f of the crystal resonator X is f = 10 MHz, the resistor R3 = 100 kΩ, the resistor R4 = 12 kΩ, the capacitor C3 = C4 = 22 pF, C5 = 0 pF, Cp = In the case of 0.1 μF and Cc = 33 μF, when the power supply potential Vcc = 2.0 V, the negative resistance Rbci is 250Ω (absolute value), and the consumption current of the specific circuit OSC2B (emb) is 100 μA. The amplitude of the oscillation signal OS is 1000 mVpp. That is, as compared with the conventional oscillation device OSC100, as in the conventional oscillation device OSC100, the operation at a low voltage of 2.0 V is maintained and the negative resistance Rbci is maintained at a value that can oscillate. On the other hand, unlike the conventional oscillation device OSC100, the current consumption can be reduced from 1800 μA to 100 μA, and the amplitude of the oscillation signal OS can be increased from 560 mVpp to 1000 mVpp.
発振装置OSC2Bの具体的回路OSC2B(emb)は、また、図22に示されるように、電源電位Vccが2Vから3.0Vまでの範囲において、発振信号OSの周波数偏差を3ppm内に抑えられることから、極めて安定的に発振することができる。 As shown in FIG. 22, the specific circuit OSC2B (emb) of the oscillation device OSC2B can suppress the frequency deviation of the oscillation signal OS within 3 ppm in the range of the power supply potential Vcc from 2V to 3.0V. Therefore, it can oscillate very stably.
発振装置OSC2Bの具体的回路OSC2B(emb)では、さらに、その発振信号OSは、図23に示されるように、比較的歪みの少ないほぼ正弦波に近い波形が得られる。 Further, in the specific circuit OSC2B (emb) of the oscillation device OSC2B, the oscillation signal OS has a waveform almost similar to a sine wave with relatively little distortion, as shown in FIG.
《実施例1、2の他の変形例》
実施例1、2の発振装置の他の変形例について説明する。
<< Other Modifications of
Another modification of the oscillation devices of the first and second embodiments will be described.
〈実施例1の他の変形例〉
図24〜図27に示されるように、実施例1の他の変形例の発振装置OSC1p(1)、OSC1p(2)、及び、実施例2の他の変形例の発振装置OSC2p(1)、OSC2p(2)は、実施例1、2の発振装置OSC1、OSC2A、OSC2Bに用いられているNPN型トランジスタに代えて、PNP型トランジスタを用いている。
<Another Modification of Example 1>
As shown in FIGS. 24 to 27, the oscillation devices OSC1p (1) and OSC1p (2) of another modification example of the first embodiment, and the oscillation device OSC2p (1) of another modification example of the second embodiment, The OSC 2p (2) uses a PNP transistor instead of the NPN transistor used in the oscillation devices OSC1, OSC2A, and OSC2B of the first and second embodiments.
より詳細には、発振装置OSC1p(1)は、図24に示されるように、実施例1の発振装置OSC1と異なり、第1のNPN型トランジスタTR1に代わる第3のPNP型トランジスタTR3と、第2のNPN型トランジスタTR2に代わる第4のPNP型トランジスタTR4とを有する。 More specifically, as shown in FIG. 24, the oscillation device OSC1p (1) is different from the oscillation device OSC1 of the first embodiment, and includes a third PNP transistor TR3 instead of the first NPN transistor TR1, And a fourth PNP transistor TR4 instead of the second NPN transistor TR2.
低電圧での動作を可能にすべく、第3のPNP型トランジスタTR3は、そのエミッタが、電源電位Vccに接続されており、第4のPNP型トランジスタTR4は、そのコレクタが接地電位GNDに接続されている。加えて、第4のPNP型トランジスタTR4のベース電流を安定化すべく、第3のPNP型トランジスタTR3のベースと第4のPNP型トランジスタTR4のエミッタとが接続されており、第3のPNP型トランジスタTR3のコレクタと第4のPNP型トランジスタTR4のベースが実質的に接続されている。 In order to enable operation at a low voltage, the emitter of the third PNP transistor TR3 is connected to the power supply potential Vcc, and the collector of the fourth PNP transistor TR4 is connected to the ground potential GND. Has been. In addition, in order to stabilize the base current of the fourth PNP transistor TR4, the base of the third PNP transistor TR3 and the emitter of the fourth PNP transistor TR4 are connected, and the third PNP transistor TR4 is connected. The collector of TR3 and the base of the fourth PNP transistor TR4 are substantially connected.
また、発振装置OSC1p(1)は、実施例1の発振装置OSC1と同様に、第1のインピーダンスZ1(抵抗器R1と水晶振動子X)、第3のインピーダンスZ3(キャパシタC3)と、第4のインピーダンスZ4(抵抗器R4)とを有する。 In addition, the oscillation device OSC1p (1) has a first impedance Z1 (resistor R1 and crystal resonator X), a third impedance Z3 (capacitor C3), and a fourth impedance, similarly to the oscillation device OSC1 of the first embodiment. Impedance Z4 (resistor R4).
第1のインピーダンスZ1は、第3のPNP型トランジスタTR3のコレクタ及び第4のPNP型トランジスタTR4のベース間に接続されており、第3のインピーダンスZ3は、第4のPNP型トランジスタTR4のベース及びエミッタ間に接続されており、第4のインピーダンスZ4は、第3のPNP型トランジスタTR3のコレクタ及び接地電位GND間に接続されている。なお、図25に示されるように、図8に図示された実施例1の変形例OSC1(emb2)と同様に、第2のインピーダンスZ2として、第3のPNP型トランジスタTR3のベース及び接地電位GND間にキャパシタC2が接続されていてもよい。 The first impedance Z1 is connected between the collector of the third PNP transistor TR3 and the base of the fourth PNP transistor TR4, and the third impedance Z3 is the base of the fourth PNP transistor TR4 and The fourth impedance Z4 is connected between the emitters, and is connected between the collector of the third PNP transistor TR3 and the ground potential GND. As shown in FIG. 25, the base of the third PNP transistor TR3 and the ground potential GND are used as the second impedance Z2, similarly to the modification OSC1 (emb2) of the first embodiment shown in FIG. A capacitor C2 may be connected between them.
〈実施例2の他の変形例〉
また、実施例2の変形例の発振装置OSC2p(1)は、図26に示されるように、実施例2の発振装置OSC2Aと異なり、第1のNPN型トランジスタTR1に代わる第3のPNP型トランジスタTR3と、第2のNPN型トランジスタTR2に代わる第4のPNP型トランジスタTR4とを有する。
<Another Modification of Example 2>
Further, as shown in FIG. 26, the oscillation device OSC2p (1) of the modification of the second embodiment is different from the oscillation device OSC2A of the second embodiment, and is a third PNP transistor that replaces the first NPN transistor TR1. TR3 and a fourth PNP transistor TR4 instead of the second NPN transistor TR2.
低電圧での動作を可能にすべく、第3のPNP型トランジスタTR3は、そのエミッタが、電源電位Vccに接続されており、第4のPNP型トランジスタTR4は、そのコレクタが接地電位GNDに接続されている。加えて、第4のPNP型トランジスタTR4のベース電流を安定化すべく、第3のPNP型トランジスタTR3のベースと第4のPNP型トランジスタTR4のエミッタとが接続されており、また、第3のPNP型トランジスタTR3のコレクタ及び第4のPNP型トランジスタTR4のベースが実質的に接続されている。 In order to enable operation at a low voltage, the emitter of the third PNP transistor TR3 is connected to the power supply potential Vcc, and the collector of the fourth PNP transistor TR4 is connected to the ground potential GND. Has been. In addition, in order to stabilize the base current of the fourth PNP transistor TR4, the base of the third PNP transistor TR3 and the emitter of the fourth PNP transistor TR4 are connected, and the third PNP transistor TR4 is connected. The collector of the type transistor TR3 and the base of the fourth PNP type transistor TR4 are substantially connected.
また、発振装置OSC2p(1)は、実施例2の発振装置OSC2Aと同様に、第1のインピーダンスZ1(水晶振動子X)、第2のインピーダンスZ2(キャパシタC2)と、第3のインピーダンスZ3(抵抗器R3)と、第4のインピーダンスZ4(抵抗器R4とキャパシタC4)と、第5のインピーダンスZ5(キャパシタC5)とを有する。 In addition, the oscillation device OSC2p (1), like the oscillation device OSC2A of the second embodiment, has a first impedance Z1 (quartz crystal X), a second impedance Z2 (capacitor C2), and a third impedance Z3 ( A resistor R3), a fourth impedance Z4 (resistor R4 and capacitor C4), and a fifth impedance Z5 (capacitor C5).
第1のインピーダンスZ1は、第3のPNP型トランジスタTR3のコレクタ及びベース間に接続されており、第2のインピーダンスZ2は、第3のPNP型トランジスタTR3のベース及び接地電位GND間に接続されており、第3のインピーダンスZ3は、第3のPNP型トランジスタTR3のコレクタ及び第4のPNP型トランジスタTR4のベース間に接続されており、第4のインピーダンスZ4は、第3のPNP型トランジスタTR3のコレクタ及び接地電位GND間に接続されており、第5のインピーダンスZ5は、第4のPNP型トランジスタTR4のエミッタ及びベース間に接続されている。 The first impedance Z1 is connected between the collector and the base of the third PNP transistor TR3, and the second impedance Z2 is connected between the base of the third PNP transistor TR3 and the ground potential GND. The third impedance Z3 is connected between the collector of the third PNP transistor TR3 and the base of the fourth PNP transistor TR4, and the fourth impedance Z4 is connected to the third PNP transistor TR3. The fifth impedance Z5 is connected between the collector and the ground potential GND, and is connected between the emitter and the base of the fourth PNP transistor TR4.
なお、図27に示されるように、図18に図示された実施例2の変形例の発振装置OSC2Bと同様に、第3のインピーダンスZ3は、第3のPNP型トランジスタTR3のコレクタ及び第4のPNP型トランジスタTR4のベース間に代えて、第3のPNP型トランジスタTR3のベース及び第4のPNP型トランジスタTR4のエミッタ間に接続されても良い。 As shown in FIG. 27, as with the oscillation device OSC2B of the modification of the second embodiment shown in FIG. 18, the third impedance Z3 is equal to the collector of the third PNP transistor TR3 and the fourth impedance. Instead of the base of the PNP transistor TR4, it may be connected between the base of the third PNP transistor TR3 and the emitter of the fourth PNP transistor TR4.
上記したような構成を有する発振装置OSC1p(1)、OSC1p(2)、OSC2p(1)、OSC2p(2)によっても、上記した実施例1、実施例2の発振装置OSC1、OSC2A、OSC2Bと同様な効果を得ることができる。 The oscillation devices OSC1p (1), OSC1p (2), OSC2p (1), and OSC2p (2) having the above-described configuration are the same as the oscillation devices OSC1, OSC2A, and OSC2B of the first and second embodiments. Effects can be obtained.
OSC1(emb1)…具体的回路、TR1…第1のNPN型トランジスタ、TR2…第2のNPN型トランジスタ、X…水晶振動子、R1…第1の抵抗器、C3、C4…キャパシタ。 OSC1 (emb1) ... specific circuit, TR1 ... first NPN transistor, TR2 ... second NPN transistor, X ... crystal resonator, R1 ... first resistor, C3, C4 ... capacitor.
Claims (5)
第2のNPN型トランジスタと、
水晶振動子と、
第1の抵抗器と、
第1のキャパシタと、
第2のキャパシタと、を含み、
前記第1のNPN型トランジスタのエミッタが、接地電位に接続され、
前記第2のNPN型トランジスタのコレクタが、電源電位に接続され、
前記第1のNPN型トランジスタのベースと前記第2のNPN型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子及び前記第1の抵抗器は、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記第2のNPN型トランジスタのベース間で相互に並列接続され、
前記第1のキャパシタは、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第2のキャパシタは、前記第2のNPN型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されていることを特徴とする発振装置。 A first NPN transistor;
A second NPN transistor;
A crystal unit,
A first resistor;
A first capacitor;
A second capacitor;
An emitter of the first NPN transistor is connected to a ground potential;
A collector of the second NPN transistor is connected to a power supply potential;
A base of the first NPN transistor and an emitter of the second NPN transistor are connected;
The crystal resonator and the first resistor are connected in parallel between the collector of the first NPN transistor and the base of the second NPN transistor,
The first capacitor is connected AC between the collector of the first NPN transistor and the power supply potential,
The oscillation device, wherein the second capacitor is connected between a base and an emitter of the second NPN transistor.
前記第3のキャパシタは、前記第1のNPN型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されていることを特徴とする請求項1記載の発振装置。 A third capacitor;
The oscillation device according to claim 1, wherein the third capacitor is connected between a base and an emitter of the first NPN transistor.
前記第2の抵抗器は、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されていることを特徴とする請求項1記載の発振装置。 A second resistor;
2. The oscillation device according to claim 1, wherein the second resistor is connected between a collector of the first NPN transistor and the power supply potential.
第2のNPN型トランジスタと、
水晶振動子と、
第1の抵抗器と、
第1のキャパシタと、
第2のキャパシタと、を含み、
前記第1のNPN型トランジスタのエミッタが、電源電位に接続され、
前記第2のNPN型トランジスタのコレクタが、接地電位に接続され、
前記第1のNPN型トランジスタのベースと前記第2のNPN型トランジスタのエミッタとが、接続され、
前記水晶振動子は、前記第1のNPN型トランジスタのベース及びコレクタ間に接続され、
前記第1の抵抗器は、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記第2のNPN型トランジスタのベース間に、又は、前記第1のNPN型トランジスタのベース及び前記第2のNPN型トランジスタのエミッタ間に接続され、
前記第1のキャパシタは、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に交流的に接続され、
前記第2のキャパシタは、前記第2のNPN型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続されていることを特徴とする発振装置。 A first NPN transistor;
A second NPN transistor;
A crystal unit,
A first resistor;
A first capacitor;
A second capacitor;
An emitter of the first NPN transistor is connected to a power supply potential;
A collector of the second NPN transistor is connected to a ground potential;
A base of the first NPN transistor and an emitter of the second NPN transistor are connected;
The crystal resonator is connected between a base and a collector of the first NPN transistor,
The first resistor is between the collector of the first NPN transistor and the base of the second NPN transistor, or between the base of the first NPN transistor and the second NPN transistor. Connected between the emitters,
The first capacitor is connected AC between the collector of the first NPN transistor and the power supply potential,
The oscillation device, wherein the second capacitor is connected between a base and an emitter of the second NPN transistor.
前記第2の抵抗器は、前記第1のNPN型トランジスタのコレクタ及び前記電源電位間に接続されていることを特徴とする請求項4記載の発振装置。 A second resistor;
5. The oscillation device according to claim 4, wherein the second resistor is connected between a collector of the first NPN transistor and the power supply potential.
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