JP2008086165A - Power supply unit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device.
現在一般的に使用される安定化電源装置には、高効率であるが出力電圧の出力リップルや、差動時のノイズの大きなスイッチングレギュレータと、効率は低いが出力電圧の出力リップルが小さく、差動時のノイズの小さなシリーズレギュレータなどが使用されている。そして、スイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータの長所を生かしたスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータから構成される安定化電源装置が多用されている。この安定化電源装置では、まず電源からの入力電圧がスイッチングレギュレータに入力され、スイッチングレギュレータが必要な電圧を生成する。スイッチングレギュレータから生成された必要な電圧がシリーズレギュレータに入力され、シリーズレギュレータがノイズ及び出力リップルの少ない所定の電圧を負荷に供給する(例えば、特許文献1参照。)。 The stabilized power supply devices that are generally used at present are highly efficient, but the output ripple of the output voltage and the switching regulator with large noise at the time of differential and the output ripple of the output voltage are small but the efficiency is low. Series regulators with low noise during operation are used. A stabilized power supply device composed of a switching regulator and a series regulator taking advantage of the advantages of the switching regulator and the series regulator is widely used. In this stabilized power supply device, first, an input voltage from a power supply is input to a switching regulator, and the switching regulator generates a necessary voltage. A necessary voltage generated from the switching regulator is input to the series regulator, and the series regulator supplies a predetermined voltage with less noise and output ripple to the load (for example, see Patent Document 1).
特許文献1などに記載されている電源装置では、スイッチングレギュレータの出力側に、比較的容量の大きな出力電圧を平滑化するためのコンデンサが設けられる。この平滑化コンデンサに、等価直列抵抗(ESR:Equivalent Series Resistance)の温度特性が比較的大きな、例えばアルミニウム電解コンデンサ或いはタンタル電解コンデンサなどを使用すると、低温時にスイッチングレギュレータの出力電圧のリップルが大きくなり、シリーズレギュレータから出力される出力電圧に出力リップルが発生するという問題点がある。
本発明は、低温時の出力リップルを抑制できる電源装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a power supply device capable of suppressing output ripple at a low temperature.
本発明の一態様の電源装置は、出力側に設けられた平滑化コンデンサと、−側に前記平滑化コンデンサと同じ温度特性を有する基準電圧を入力し、+側に抵抗分割された帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力するコンパレータとを備え、第1の入力電圧を入力し、第1の出力電圧を出力するスイッチングレギュレータと、前記第1の出力電圧を入力電圧として入力し、第2の出力電圧を出力するシリーズレギュレータとを具備することを特徴とする。 In the power supply device of one embodiment of the present invention, a smoothing capacitor provided on the output side, a reference voltage having the same temperature characteristics as the smoothing capacitor are input to the − side, and a feedback voltage divided by resistance is supplied to the + side. A comparator that inputs and outputs a comparatively amplified signal, inputs a first input voltage, outputs a first output voltage, and inputs the first output voltage as an input voltage; And a series regulator that outputs two output voltages.
また、本発明の他態様の電源装置は、出力側に設けられた平滑化コンデンサ、インダクタ、及び第1のダイオードと、バンドギャップリファレンス回路から構成され、第1の基準電圧を生成する第1の基準電圧発生回路と、前記第1の基準電圧をカソードに入力し、アノードから第2の基準電圧を出力する第2のダイオードと、−側に前記第2の基準電圧を入力し、+側に抵抗分割された第1の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第1のコンパレータとを有し、第1の入力電圧を入力し、第1の出力電圧を出力するスイッチングレギュレータと、バンドギャップリファレンス回路から構成され、第3の基準電圧を生成する第2の基準電圧発生回路と、−側に前記第3の基準電圧を入力し、+側に抵抗分割された第2の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第2のコンパレータとを有し、前記第1の出力電圧を入力電圧として入力し、第2の出力電圧を出力するシリーズレギュレータとを具備することを特徴とする。 A power supply device according to another aspect of the present invention includes a smoothing capacitor, an inductor, a first diode provided on the output side, and a band gap reference circuit, and generates a first reference voltage. A reference voltage generation circuit; a second diode that inputs the first reference voltage to the cathode and outputs a second reference voltage from the anode; and the second reference voltage that is input to the negative side and a positive side that is the positive side. A first regulator that inputs a first feedback voltage divided by resistance and outputs a comparatively amplified signal; a switching regulator that inputs the first input voltage and outputs the first output voltage; A second reference voltage generating circuit configured by a bandgap reference circuit and generating a third reference voltage; and a second feedback voltage obtained by inputting the third reference voltage on the negative side and resistance-dividing on the positive side The And a second comparator that outputs a signal that has been compared and amplified, and has a series regulator that receives the first output voltage as an input voltage and outputs the second output voltage. To do.
本発明によれば、低温時の出力リップルを抑制できる電源装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power supply device which can suppress the output ripple at the time of low temperature can be provided.
以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
まず、本発明の実施例1に係る電源装置について、図面を参照して説明する。図1は電源装置の構成を示す回路図、図2はスイッチングレギュレータに用いられる平滑化コンデンサの等価回路を示す図、図3は平滑化コンデンサのESR特性を示す図、図4は差動増幅回路の閾値電圧特性を示す図である。本実施例では、電源装置に、降圧型スイッチングレギュレータと降圧型シリーズレギュレータを用いている。
First, a power supply device according to
図1に示すように、電源装置40には、スイッチングレギュレータ1とシリーズレギュレータ2が設けられる。電源装置40は、車載用に使用され、バッテリーから供給される入力用電源(入力電圧)Vin、例えば比較的高電圧の18Vを入力し、入力電圧を降圧した、例えば比較的低電圧の5Vを出力電圧Voutとして安定出力する安定化電源装置である。
As shown in FIG. 1, the
スイッチングレギュレータ1は、非同期整流方式で、降圧型スイッチングレギュレータである。スイッチングレギュレータ1には、差動増幅器11、基準電圧発生回路12、スイッチング制御部13、Pch MOSトランジスタPT1、抵抗R1、抵抗R2、ダイオードD1、ダイオードD2、インダクタL1、及びコンデンサC1が設けられる。なお、MOSトランジスタは、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)とも呼称される。
The
Pch MOSトランジスタPT1は、ソースが入力用電源(入力電圧)Vinに接続され、ドレインがノードN4に接続され、ゲートがノードN3に接続され、スイッチング制御部13の出力側のノードN3から出力される制御信号により“ON”、“OFF”動作するパワーMOSトランジスタである。ノードN4からPch MOSトランジスタPT1の出力信号が出力される。
The Pch MOS transistor PT1 has a source connected to the input power supply (input voltage) Vin, a drain connected to the node N4, a gate connected to the node N3, and is output from the node N3 on the output side of the
抵抗R1は、一端がノードN4に接続され、他端がノードN1に接続される。抵抗R2は、一端がノードN1に接続され、他端が接地電位である低電位側電源Vssに接続される。ノードN1から、抵抗R1と抵抗R2により抵抗分割された帰還電圧Vk1が差動増幅回路11の+側に帰還入力される。 The resistor R1 has one end connected to the node N4 and the other end connected to the node N1. The resistor R2 has one end connected to the node N1 and the other end connected to a low potential power source Vss that is a ground potential. From the node N1, the feedback voltage Vk1 divided by the resistors R1 and R2 is fed back to the positive side of the differential amplifier circuit 11.
基準電圧発生回路12は、ダイオードD1と低電位側電源Vssの間に設けられ、BGR(Band Gap Reference バンドギャップリファレンス)回路から構成され、温度依存性がほとんどない一定電圧を有する基準電圧Vref1を生成する。例えば、使用する基準電圧Vref1の値に対して、使用温度が−40℃から150℃の範囲で変動幅は0.1%以下である。
The reference
ダイオードD1は、差動増幅回路11と基準電圧発生回路12の間に設けられ、基準電圧発生回路12から出力される基準電圧Vref1をカソード側に入力し、アノード側からVf(ダイオードの順方向電圧)分加算された基準電圧Vref1aを差動増幅回路11の−側に出力する。
The diode D1 is provided between the differential amplifier circuit 11 and the reference
差動増幅回路11は、ノードN1及びダイオードD1とスイッチング制御部13の間に設けられ、非反転比較形コンパレータであり、基準電圧Vref1aを−側、帰還電圧Vk1を+側に入力し、比較増幅した出力信号を出力側のノードN2から出力する。
The differential amplifier circuit 11 is provided between the node N1 and the diode D1 and the
ここで、差動増幅回路11は、帰還電圧Vk1が基準電圧Vref1aよりも高い場合、“High”レベルの出力信号を出力し、帰還電圧Vk1が基準電圧Vref1aよりも低い場合、“Low”レベルの出力信号を出力する。 Here, when the feedback voltage Vk1 is higher than the reference voltage Vref1a, the differential amplifier circuit 11 outputs an output signal of “High” level, and when the feedback voltage Vk1 is lower than the reference voltage Vref1a, the differential amplifier circuit 11 is “Low” level. Output the output signal.
スイッチング制御部13は、Pch MOSトランジスタPT1と差動増幅回路11の間に設けられ、差動増幅回路11から出力される信号(出力側のノードN2から)と制御信号CLKを入力し、Pch MOSトランジスタPT1の動作を制御する制御信号を出力側のノードN3から、Pch MOSトランジスタPT1のゲートに出力する。
The
ダイオードD2は、カソードがノードN4に接続され、アノードが低電位側電源Vssに接続される。インダクタL1は、一端がノードN4に接続され、他端が出力電圧Vouta側に接続される。 The diode D2 has a cathode connected to the node N4 and an anode connected to the low potential power source Vss. The inductor L1 has one end connected to the node N4 and the other end connected to the output voltage Vouta side.
コンデンサC1は、一端が出力電圧Vouta側に接続され、他端が低電位側電源Vssに接続される出力平滑化コンデンサである。ここで、コンデンサC1には、最小の面積で最大容量が可能で、大きな容量まで対応でき、比較的低コストで、比較的大きな電圧まで対応できる、例えばアルミニウム電解コンデンサを用いている。なお、アルミニウム電解コンデンサの代わりにタンタル電解コンデンサなどを用いてもよい。 The capacitor C1 is an output smoothing capacitor having one end connected to the output voltage Vouta side and the other end connected to the low potential side power source Vss. Here, as the capacitor C1, for example, an aluminum electrolytic capacitor that can have a maximum capacity with a minimum area, can handle a large capacity, can handle a relatively large voltage at a relatively low cost, for example, is used. A tantalum electrolytic capacitor or the like may be used instead of the aluminum electrolytic capacitor.
シリーズレギュレータ2は、降圧型のシリーズレギュレータである。シリーズレギュレータ2には、差動増幅回路21、基準電圧発生回路22、抵抗R21、抵抗R22、及びPch MOSトランジスタPT21が設けられる。
The
Pch MOSトランジスタPT21は、ソースがスイッチングレギュレータ1の出力側に接続され(出力電圧Voutaが入力)、ドレインがノードN13に接続され、ゲートがノードN12に接続され、差動増幅回路21の出力側のノードN12から出力される制御信号により“ON”、“OFF”動作するスイッチング素子である。ノードN13から、電源装置40の出力信号Voutが出力され、負荷3に一定電圧の安定した電力が供給される。
The Pch MOS transistor PT21 has a source connected to the output side of the switching regulator 1 (output voltage Vouta is input), a drain connected to the node N13, a gate connected to the node N12, and an output side of the
抵抗R21は、一端がノードN13に接続され、他端がノードN11に接続される。抵抗R22は、一端がノードN11に接続され、他端が低電位側電源Vssに接続される。ノードN11から、抵抗R21と抵抗R22により抵抗分割された帰還電圧Vk2が差動増幅回路21の+側に帰還入力される。
The resistor R21 has one end connected to the node N13 and the other end connected to the node N11. The resistor R22 has one end connected to the node N11 and the other end connected to the low potential side power source Vss. From the node N11, the feedback voltage Vk2 divided by the resistors R21 and R22 is fed back to the + side of the
基準電圧発生回路22は、差動増幅回路21と低電位側電源Vssの間に設けられ、BGR(Band Gap Reference)回路から構成され、温度依存性がほとんどない基準電圧Vref2を生成する。
The reference
差動増幅回路21は、ノードN11及び基準電圧発生回路22とPch MOSトランジスタPT21の間に設けられ、非反転比較形コンパレータであり、基準電圧Vref2を−側、帰還電圧Vk2を+側に入力し、比較増幅した出力信号を出力側のノードN12から出力する。
The
ここで、差動増幅回路21は、帰還電圧Vk2が基準電圧Vref2よりも高い場合、“High”レベルの出力信号を出力し、帰還電圧Vk2が基準電圧Vref2よりも低い場合、“Low”レベルの出力信号を出力する。
Here, the
スイッチングレギュレータに用いられる平滑化コンデンサの等価回路は、図2に示すように、端子Pad1と端子Pad2の間に、容量Ca、等価直列インダクタンス(ESL)La、等価直列抵抗(ESR:Equivalent Series Resistance)Ra、及び等価並列抵抗Rbから構成されると表現することができる。 As shown in FIG. 2, an equivalent circuit of a smoothing capacitor used in a switching regulator is a capacitance Ca, equivalent series inductance (ESL) La, equivalent series resistance (ESR) between terminals Pad1 and Pad2. It can be expressed as comprising Ra and equivalent parallel resistance Rb.
ここで、容量Caと等価並列抵抗Rbは、端子Pad1と等価直列抵抗(ESR)Raの一端の間に並列配置される。等価直列インダクタンス(ESL)Laは、一端が等価直列抵抗(ESR)Raの他端に接続され、他端が端子Pad2に接続される。 Here, the capacitor Ca and the equivalent parallel resistance Rb are arranged in parallel between the terminal Pad1 and one end of the equivalent series resistance (ESR) Ra. One end of the equivalent series inductance (ESL) La is connected to the other end of the equivalent series resistance (ESR) Ra, and the other end is connected to the terminal Pad2.
スイッチングレギュレータ1の平滑化コンデンサとして使用されるコンデンサC1のESR特性は、図3に示すように、温度依存性と周波数依存性を有する。温度依存性では、低温時で大きなESR値を有し、高温時に小さなESR値を有し、コンデンサC1の実動作温度TaとESR値の関係は略逆比例になっている。周波数依存性では、高周波になるとESR値が減少する。
As shown in FIG. 3, the ESR characteristic of the capacitor C1 used as the smoothing capacitor of the
差動増幅回路11と基準電圧発生回路12の間にダイオードD1をもうけているので、図4に示すように、差動増幅回路11の閾値電圧特性は、温度に対して閾値電圧が一定ではなく、低温時に大きな閾値電圧を有し、高温時に小さな閾値電圧を有し、コンデンサC1の実動作温度Taと閾値電圧の関係は略逆比例になっている。
Since the diode D1 is provided between the differential amplifier circuit 11 and the reference
ここで、閾値電圧は基準電圧Vref1aに対応する。差動増幅回路11の−側に入力される基準電圧Vref1aは、
Vref1a=Vref1+Vf・・・・・・・・・・・・・・式(1)
で表される。基準電圧Vref1は温度依存性がほとんどない一定な電圧である。VfはダイオードD1の順方向電圧であり、温度依存性を有し、低温では大きな値、高温では小さな値を有する。
Here, the threshold voltage corresponds to the reference voltage Vref1a. The reference voltage Vref1a input to the negative side of the differential amplifier circuit 11 is
Vref1a = Vref1 + Vf ..... Equation (1)
It is represented by The reference voltage Vref1 is a constant voltage having almost no temperature dependence. Vf is a forward voltage of the diode D1, has temperature dependency, and has a large value at a low temperature and a small value at a high temperature.
ここでは、スイッチングレギュレータ1の動作周波数(f)でのコンデンサC1のESR温度特性(図3)と差動増幅回路11の閾値電圧温度特性が同じ温度特性になるように、ダイオードD1の形状及びプロファイルを最適化している。例えば、コンデンサC1に使用されるアルミニウム電解コンデンサ或いはタンタル電解コンデンサなどの温度特性に対応するようにダイオードD1の形状及びプロファイルを最適化する。
Here, the shape and profile of the diode D1 are such that the ESR temperature characteristic of the capacitor C1 (FIG. 3) at the operating frequency (f) of the
次に、電源装置の特性について図5乃至図7を参照して説明する。図5は電源装置の出力特性を示す図、図6は従来の電源装置の低温動作時でのスイッチングレギュレータ出力特性を示す図、図7は従来の電源装置低温動作時での出力特性を示す図である。ここで、従来の電源装置では、スイッチングレギュレータの基準電圧発生回路と差動増幅回路の間にダイオードを設けていない。 Next, characteristics of the power supply device will be described with reference to FIGS. 5 is a diagram showing the output characteristics of the power supply device, FIG. 6 is a diagram showing the output characteristics of the switching regulator during the low temperature operation of the conventional power supply device, and FIG. 7 is a diagram showing the output characteristics during the low temperature operation of the conventional power supply device. It is. Here, in the conventional power supply device, no diode is provided between the reference voltage generation circuit of the switching regulator and the differential amplifier circuit.
図5に示すように、電源装置40の高温動作時、例えば、コンデンサC1の実動作温度Taが150℃の場合、スイッチングレギュレータ1から出力される出力電圧Vouta1は、出力リップルが比較的小さい。
As shown in FIG. 5, when the
一方、電源装置40の低温動作時、例えば、コンデンサC1の実動作温度Taが−40℃の場合、スイッチングレギュレータ1から出力される出力電圧Vouta2は、出力リップルが高温時と比較して大きい。ところが、スイッチングレギュレータ1から出力される出力電圧Vouta2(低温時)の最低値は、スイッチングレギュレータ1から出力される出力電圧Vouta1(高温時)の最低値よりも大きい。しかも、両者とも電源装置40の出力電圧Voutよりも高く設定される。
On the other hand, when the
このため、スイッチングレギュレータ1から出力される出力電圧Vouta2(低温時)の出力リップルがシリーズレギュレータ2の動作に影響を与えることがなく、スイッチングレギュレータ1から出力される出力電圧Vouta1(高温時)の出力リップルがシリーズレギュレータ2の動作に影響を与えることがない。したがって、電源装置から出力される出力電圧Voutは、出力リップルが大幅に低減され、温度依存性を有しない。
Therefore, the output ripple of the output voltage Vouta2 (at low temperature) output from the
ところが、図6に示すように、従来の電源装置の低温動作時、例えば、コンデンサの実動作温度Taが−40℃の場合、スイッチングレギュレータから出力される出力電圧(低温時)は出力リップルが比較的大きく、しかも、スイッチングレギュレータから出力される出力電圧(低温時)の最低値がシリーズレギュレータの目標出力電圧値よりも小さい。 However, as shown in FIG. 6, when the conventional power supply device is operated at a low temperature, for example, when the actual operating temperature Ta of the capacitor is −40 ° C., the output voltage (at low temperature) output from the switching regulator is compared with the output ripple. Moreover, the minimum value of the output voltage (at low temperature) output from the switching regulator is smaller than the target output voltage value of the series regulator.
このため、図7に示すように、スイッチングレギュレータから出力される出力電圧(低温時)の出力リップルがシリーズレギュレータの動作に影響を与え、電源装置から出力される出力電圧として、スイッチングレギュレータから出力される出力電圧(低温時)には、大きな出力リップルが発生する。 Therefore, as shown in FIG. 7, the output ripple of the output voltage (at low temperature) output from the switching regulator affects the operation of the series regulator, and is output from the switching regulator as the output voltage output from the power supply device. A large output ripple occurs in the output voltage (at low temperature).
上述したように、本実施例の電源装置では、スイッチングレギュレータ1とシリーズレギュレータ2が設けられる。スイッチングレギュレータ1には差動増幅器11、基準電圧発生回路12、スイッチング制御部13、Pch MOSトランジスタPT1、抵抗R1、抵抗R2、ダイオードD1、ダイオードD2、インダクタL1、及びコンデンサC1が設けられ、シリーズレギュレータ2には差動増幅回路21、基準電圧発生回路22、抵抗R21、抵抗R22、及びPch MOSトランジスタPT21が設けられる。スイッチングレギュレータ1の基準電圧発生回路から出力され、ダイオードD1を介して差動増幅回路11の−側に入力される基準電圧Vref1aは、コンデンサC1と同じ温度特性を有し、差動増幅回路11の閾値電圧は低温動作時で大きく、高温動作時で小さくなるように設定される。
As described above, in the power supply device of this embodiment, the
このため、スイッチングレギュレータ1から出力される出力電圧Vouta2(低温時)の最低値は、スイッチングレギュレータ1から出力される出力電圧Vouta1(高温時)の最低値よりも大きい。しかも、両者とも電源装置40の出力電圧Voutよりも高く設定される。
For this reason, the minimum value of the output voltage Vouta2 (at the time of low temperature) output from the
したがって、平滑化コンデンサであるコンデンサC1にESR温度特性の大きなものを使用しても、スイッチングレギュレータ1から出力される出力電圧Vouta2(低温時)の出力リップルがシリーズレギュレータ2の動作に影響を与えることがなく、スイッチングレギュレータ1から出力される出力電圧Vouta1(高温時)の出力リップルがシリーズレギュレータ2の動作に影響を与えることがない。したがって、電源装置40から出力される出力電圧Voutは、出力リップルが従来よりも大幅に低減される。
Accordingly, even when a capacitor having a large ESR temperature characteristic is used as the smoothing capacitor C1, the output ripple of the output voltage Vouta2 (at low temperature) output from the
なお、本実施例では、降圧型スイッチングレギュレータと降圧型シリーズレギュレータから構成される電源装置に適用しているが、昇圧型スイッチングレギュレータ、反転型スイッチングレギュレータ、或いは昇降圧型スイッチングレギュレータを電源装置に用いてもよい。その場合、シリーズレギュレータをスイッチングレギュレータに対応できる構成に変更するのが好ましい。また、MOSトランジスタの代わりにゲート絶縁膜を有するMISFET(Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor))を用いてもよい。 In this embodiment, the present invention is applied to a power supply device composed of a step-down switching regulator and a step-down series regulator. However, a step-up switching regulator, an inverting switching regulator, or a buck-boost switching regulator is used for the power supply device. Also good. In that case, it is preferable to change the configuration of the series regulator to be compatible with the switching regulator. Further, a MISFET (Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor) having a gate insulating film may be used instead of the MOS transistor.
次に、本発明の実施例2に係る電源装置について、図面を参照して説明する。図8は電源装置の構成を示す回路図である。本実施例では、スイッチングレギュレータの基準電圧発生回路の出力特性を変更している。
Next, a power supply device according to
図8に示すように、電源装置40aには、スイッチングレギュレータ1aとシリーズレギュレータ2が設けられる。電源装置40aは、車載用に使用され、バッテリーから供給される入力用電源(入力電圧)Vin、例えば比較的高電圧の18Vを入力し、入力電圧を降圧した、例えば比較的低電圧の5Vを出力電圧Voutとして安定出力する安定化電源装置である。
As shown in FIG. 8, the power supply device 40a is provided with a switching regulator 1a and a
スイッチングレギュレータ1aは、非同期整流方式で、降圧型スイッチングレギュレータである。スイッチングレギュレータ1aには、差動増幅器11、基準電圧発生回路12a、スイッチング制御部13、Pch MOSトランジスタPT1、抵抗R1、抵抗R2、ダイオードD2、インダクタL1、及びコンデンサC1が設けられる。
The switching regulator 1a is an asynchronous rectification method and is a step-down switching regulator. The switching regulator 1a is provided with a differential amplifier 11, a reference voltage generation circuit 12a, a switching
基準電圧発生回路12aは、差動増幅器11と低電位側電源Vssの間に設けられ、コンデンサC1と同じ温度特性を有する基準電圧Vref1bを生成する。コンデンサC1と同じ温度特性を有する基準電圧Vref1bを発生させるのに、例えば、温度特性の異なる多結晶シリコン膜を用いた縦続接続された2つの抵抗(好ましくはフィールド絶縁膜上に形成)を基準電圧発生回路の出力側に設け、抵抗分割された電圧を基準電圧Vref1bとする方法などがある。 The reference voltage generation circuit 12a is provided between the differential amplifier 11 and the low potential side power source Vss, and generates a reference voltage Vref1b having the same temperature characteristics as the capacitor C1. In order to generate the reference voltage Vref1b having the same temperature characteristics as the capacitor C1, for example, two cascaded resistors (preferably formed on the field insulating film) using a polycrystalline silicon film having different temperature characteristics are used as the reference voltage. There is a method of providing a reference voltage Vref1b using a resistance-divided voltage provided on the output side of the generation circuit.
差動増幅回路11は、ノードN1及び基準電圧発生回路12aとスイッチング制御部13の間に設けられ、非反転比較形コンパレータであり、基準電圧Vref1bを−側、帰還電圧Vk1を+側に入力し、比較増幅した出力信号を出力側のノードN2から出力する。
The differential amplifier circuit 11 is provided between the node N1 and the reference voltage generation circuit 12a and the switching
ここで、差動増幅回路11は、帰還電圧Vk1が基準電圧Vref1bよりも高い場合、“High”レベルの出力信号を出力し、帰還電圧Vk1が基準電圧Vref1bよりも低い場合、“Low”レベルの出力信号を出力する。 Here, when the feedback voltage Vk1 is higher than the reference voltage Vref1b, the differential amplifier circuit 11 outputs an output signal of “High” level, and when the feedback voltage Vk1 is lower than the reference voltage Vref1b, the differential amplifier circuit 11 outputs “Low” level. Output the output signal.
上述したように、本実施例の電源装置では、スイッチングレギュレータ1aとシリーズレギュレータ2が設けられる。スイッチングレギュレータ1aには差動増幅器11、基準電圧発生回路12a、スイッチング制御部13、Pch MOSトランジスタPT1、抵抗R1、抵抗R2、ダイオードD2、インダクタL1、及びコンデンサC1が設けられ、シリーズレギュレータ2には差動増幅回路21、基準電圧発生回路22、抵抗R21、抵抗R22、及びPch MOSトランジスタPT21が設けられる。スイッチングレギュレータ1aの基準電圧発生回路から出力され、差動増幅回路11の−側に入力される基準電圧Vref1bは、コンデンサC1と同じ温度特性を有し、差動増幅回路11の閾値電圧は低温動作時で大きく、高温動作時で小さくなるように設定される。
As described above, in the power supply device of this embodiment, the switching regulator 1a and the
このため、スイッチングレギュレータ1aから出力される出力電圧Vouta2(低温時)の最低値は、スイッチングレギュレータ1aから出力される出力電圧Vouta1(高温時)の最低値よりも大きい。しかも、両者とも電源装置40aの出力電圧Voutよりも高く設定される。 For this reason, the minimum value of the output voltage Vouta2 (at the time of low temperature) output from the switching regulator 1a is larger than the minimum value of the output voltage Vouta1 (at the time of high temperature) output from the switching regulator 1a. Moreover, both are set higher than the output voltage Vout of the power supply device 40a.
したがって、平滑化コンデンサであるコンデンサC1にESR温度特性の大きなものを使用しても、スイッチングレギュレータ1aから出力される出力電圧Vouta2(低温時)の出力リップルがシリーズレギュレータ2の動作に影響を与えることがなく、スイッチングレギュレータ1aから出力される出力電圧Vouta1(高温時)の出力リップルがシリーズレギュレータ2の動作に影響を与えることがない。したがって、電源装置40aから出力される出力電圧Voutは、出力リップルが従来よりも大幅に低減される。
Accordingly, even when a capacitor having a large ESR temperature characteristic is used as the smoothing capacitor C1, the output ripple of the output voltage Vouta2 (at low temperature) output from the switching regulator 1a affects the operation of the
本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々、変更してもよい。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications may be made without departing from the spirit of the invention.
例えば、実施例では、非同期整流方式のスイッチングレギュレータに適用しているがハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子を有する同期整流方式のスイッチングレギュレータに適用することができる。また、車載用電源装置に適用したが、出力リップル低減要求の強い一般の電源装置に適用できる。 For example, in the embodiment, the present invention is applied to an asynchronous rectification switching regulator, but can be applied to a synchronous rectification switching regulator having a high side switching element and a low side switching element. Moreover, although it applied to the vehicle-mounted power supply device, it can apply to the general power supply device with a strong output ripple reduction request | requirement.
本発明は、以下の付記に記載されているような構成が考えられる。
(付記1) 出力側に設けられた平滑化コンデンサ、インダクタ、及び第1のダイオードと、前記平滑化コンデンサと同じ温度特性を有する第1の基準電圧を生成する第1の基準電圧発生回路と、−側に前記第1の基準電圧を入力し、+側に抵抗分割された第1の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第1のコンパレータとを有し、第1の入力電圧を入力し、第1の出力電圧を出力するスイッチングレギュレータと、バンドギャップリファレンス回路から構成され、第2の基準電圧を生成する第2の基準電圧発生回路と、−側に前記第2の基準電圧を入力し、+側に抵抗分割された第2の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第2のコンパレータとを有し、前記第1の出力電圧を入力電圧として入力し、第2の出力電圧を出力するシリーズレギュレータとを具備する電源装置。
(付記2) 前記スイッチングレギュレータは、降圧型、昇圧型、昇降圧型、或いは反転型である付記1記載の電源装置。
The present invention can be configured as described in the following supplementary notes.
(Supplementary Note 1) A smoothing capacitor, an inductor, and a first diode provided on the output side, and a first reference voltage generation circuit that generates a first reference voltage having the same temperature characteristics as the smoothing capacitor; A first comparator that inputs the first reference voltage on the-side and inputs a first feedback voltage resistance-divided on the + side and outputs a comparatively amplified signal; And a second reference voltage generation circuit for generating a second reference voltage, and a second reference voltage on the negative side. And a second comparator for inputting a second feedback voltage resistance-divided on the + side and outputting a comparatively amplified signal, the first output voltage being input as an input voltage, 2 output voltage A power supply device comprising a series regulator for output.
(Supplementary note 2) The power supply device according to
1、1a スイッチングレギュレータ
2 シリーズレギュレータ
3 負荷
11、21 差動増幅回路
12、22 基準電圧発生回路
13 スイッチング制御部
40、40a 電源装置
C1 コンデンサ
Ca 容量
CLK 制御信号
D1、D2 ダイオード
L1 インダクタ
La 等価直列インダクタンス
N1〜4、N11〜13 ノード
Pad1、Pad2 端子
PT1、PT21 Pch MOSトランジスタ
R1、R2、R21、R22 抵抗
Ra 等価直列抵抗(ESR)
Rb 等価並列抵抗
Vin 入力用電源(入力電圧)
Vk1、Vk2 帰還電圧
Vout、Vouta 出力電圧
Vref1、Vref1a、Vref1b、Vref2 基準電圧
Vss 低電位側電源
DESCRIPTION OF
Rb Equivalent parallel resistance Vin Input power supply (input voltage)
Vk1, Vk2 Feedback voltage Vout, Vouta Output voltage Vref1, Vref1a, Vref1b, Vref2 Reference voltage Vss Low potential side power supply
Claims (5)
前記第1の出力電圧を入力電圧として入力し、第2の出力電圧を出力するシリーズレギュレータと、
を具備することを特徴とする電源装置。 A smoothing capacitor provided on the output side and a reference voltage having the same temperature characteristics as the smoothing capacitor are input to the-side, a feedback voltage divided by resistance is input to the + side, and a comparatively amplified signal is output. A switching regulator that includes a comparator, inputs a first input voltage, and outputs a first output voltage;
A series regulator that inputs the first output voltage as an input voltage and outputs a second output voltage;
A power supply device comprising:
バンドギャップリファレンス回路から構成され、第3の基準電圧を生成する第2の基準電圧発生回路と、−側に前記第3の基準電圧を入力し、+側に抵抗分割された第2の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第2のコンパレータとを有し、前記第1の出力電圧を入力電圧として入力し、第2の出力電圧を出力するシリーズレギュレータと、
を具備することを特徴とする電源装置。 A smoothing capacitor, an inductor, a first diode provided on the output side, a band gap reference circuit, a first reference voltage generation circuit that generates a first reference voltage, and the first reference voltage Is input to the cathode, the second diode that outputs the second reference voltage from the anode, the second reference voltage is input to the negative side, and the first feedback voltage that is resistance-divided is input to the positive side. A first comparator that outputs a signal that has been compared and amplified in this manner, a switching regulator that receives the first input voltage and outputs the first output voltage;
A second reference voltage generating circuit configured by a bandgap reference circuit and generating a third reference voltage; and a second feedback voltage obtained by inputting the third reference voltage on the negative side and resistance-dividing on the positive side And a second comparator that outputs a comparatively amplified signal, inputs the first output voltage as an input voltage, and outputs a second output voltage;
A power supply device comprising:
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