JP2008067366A - Power supply device and power line communication device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源装置及び電力線通信装置に関する。 The present invention relates to a power supply device and a power line communication device.
例えば家庭内等において、パーソナルコンピュータのような情報機器やテレビモニタ、録画装置、画像再生装置、IP(Internet Protocol )電話機などのような様々な電気機器を所定の通信ネットワークを介して互いに通信可能な状態で接続することにより、複数機器間の連係動作を容易に実現可能にするシステムが提案されている。しかし、家庭内等で有線通信によりデータ通信を行う場合には、通常は伝送路として使用するケーブルやコネクタなどの配線を必要な箇所に敷設する必要があるため、通信システムを構築する際に様々な工事が必要になることがある。 For example, in homes and the like, various electrical devices such as an information device such as a personal computer, a television monitor, a recording device, an image reproducing device, and an IP (Internet Protocol) telephone can communicate with each other via a predetermined communication network. There has been proposed a system that makes it possible to easily realize a linkage operation between a plurality of devices by connecting in a state. However, when performing data communication by wired communication in the home, etc., it is usually necessary to lay wiring such as cables and connectors used as transmission paths where necessary, so there are various cases when constructing a communication system. Construction may be required.
一方、家庭内等ではほとんどの場合は商用電源、例えば交流100V(50/60Hz)を使用しているので、この電力を供給するための電力線が家庭内のあらゆる箇所に既に敷設されている。従って、これらの電力線をデータ通信の伝送路に利用できれば、通信用の特別な配線を新たに設ける必要はなく、通信に用いる機器を商用電源のコンセントに差し込むだけで通信経路を確保することが可能になる。 On the other hand, in most cases, since a commercial power source, for example, AC 100V (50/60 Hz) is used in the home, power lines for supplying this power are already laid in every place in the home. Therefore, if these power lines can be used as a data communication transmission line, it is not necessary to newly provide a special communication line, and it is possible to secure a communication path simply by plugging a device used for communication into a commercial power outlet. become.
このような電力線を通信に利用する電力線通信の技術(PLC:Power Line Communication)については、各種の技術が知られている(例えば、特開2000−165304号公報)。また現状では、国内外においては、所定の周波数帯域(例えば、米国では、1.705MHz〜30MHz、日本では、2MHz〜30MHz)において、様々なメーカにおいて研究や開発が進められている。具体的には、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)方式のように複数の副搬送波を用いてマルチキャリア信号を生成し、マルチキャリア信号を電力線で伝送することが想定されている。 Various techniques are known for power line communication technology (PLC: Power Line Communication) using such a power line for communication (for example, JP 2000-165304 A). At present, various manufacturers are conducting research and development in a predetermined frequency band (for example, 1.705 MHz to 30 MHz in the United States, 2 MHz to 30 MHz in Japan) in Japan and overseas. Specifically, it is assumed that a multicarrier signal is generated by using a plurality of subcarriers as in an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) method, and the multicarrier signal is transmitted through a power line.
図28は、電力線等の伝送線路上の電流モデルを示す図である。伝送線路は、大地(アース)に対して平衡である一対の導体からなる伝送線路(C1、C2)で構成される。 FIG. 28 is a diagram illustrating a current model on a transmission line such as a power line. A transmission line is comprised by the transmission line (C1, C2) which consists of a pair of conductor which is balanced with respect to the earth (earth).
図28では、伝送線路の左端に一対の電圧源(e10、e20)が設けられている。e10とe20とは波形、振幅、位相などの特性が等しく、各電圧源(e10、e20)から発生する電圧(各々の電圧を“e”とする)が、各線路(C1、C2)に与えられる。 In FIG. 28, a pair of voltage sources (e10, e20) is provided at the left end of the transmission line. e10 and e20 have the same characteristics such as waveform, amplitude, and phase, and voltages generated from the voltage sources (e10, e20) (each voltage is assumed to be “e”) are applied to the lines (C1, C2). It is done.
伝送線路の右端には、負荷インピーダンス(正規の負荷)ZLが設けられている。伝送線路(C1、C2)には、互いに逆向きの、ディファレンシャル(ノーマル)モード電流(+Id、−Id)が流れる。 A load impedance (regular load) ZL is provided at the right end of the transmission line. In the transmission lines (C1, C2), differential (normal) mode currents (+ Id, -Id) flow in opposite directions.
ただし、伝送線路と大地(アース)との間には、寄生インピーダンス(対地インピーダンス)Z1〜Z3が介在する。 However, parasitic impedances (ground impedances) Z1 to Z3 are interposed between the transmission line and the ground (earth).
ここで、寄生インピーダンスZ2、Z3のインピーダンス値(この値もZ2、Z3と表記する)が等しくないと、その寄生インピーダンス(対地インピーダンス)Z1〜Z3ならびに大地を介して循環電流である、コモンモード電流Icが流れる。 Here, if the impedance values of the parasitic impedances Z2 and Z3 (this values are also expressed as Z2 and Z3) are not equal, the common mode current is a circulating current through the parasitic impedances (ground impedances) Z1 to Z3 and the ground. Ic flows.
平衡度が十分に高い伝送線路であれば、Z2=Z3とみなすことができ、コモンモード電流Icは流れない。しかし、平衡度が比較的低い線路では、Z2≠Z3となり、コモンモード電流Icが流れる。 If the transmission line has a sufficiently high balance, it can be considered that Z2 = Z3, and the common mode current Ic does not flow. However, in a line with a relatively low balance, Z2 ≠ Z3, and the common mode current Ic flows.
コモンモード電流Icの電流量は、以下のように表すことができる。以下の式(1)において、eは、各電圧源(e10、e20)から発生する各電圧を示す。 The amount of current of the common mode current Ic can be expressed as follows. In the following formula (1), e represents each voltage generated from each voltage source (e10, e20).
Ic=e・(Z2−Z3)/(Z1・Z2+Z2・Z3+Z3・Z1) ・・・(1) Ic = e · (Z2−Z3) / (Z1 · Z2 + Z2 · Z3 + Z3 · Z1) (1)
このコモンモード電流Icは、二股に分岐し、一対の伝送線路(C1、C2)の各々に同等に流れる。よって、各伝送線路(C1、C2)には、同じ向きに、コモンモード電流(電流量はIc/2となる)が流れる。 This common mode current Ic is bifurcated and flows equally to each of the pair of transmission lines (C1, C2). Therefore, a common mode current (current amount is Ic / 2) flows through each transmission line (C1, C2) in the same direction.
コモンモード電流Icが流れると、線路からの輻射が生じる要因となる。すなわち、一対の線路の各々に、同振幅かつ逆位相の信号を重畳した場合、平衡状態が保たれていた場合には各線路から放射される輻射成分は相殺されるが、不平衡状態では、完全な相殺がなされず、輻射成分が外部に漏れることがある。 When the common mode current Ic flows, it causes radiation from the line. That is, when signals of the same amplitude and opposite phase are superimposed on each of the pair of lines, the radiation component radiated from each line is canceled when the balanced state is maintained, but in the unbalanced state, There is a case that the radiation component is leaked outside without being completely canceled.
伝送線路として、平衡度が高い線路(例えば、イーサネット(登録商標)のツイストペアケーブル等の通信専用の線路)を用いれば、線路上で発生するコモンモード電流は充分低いレベルに抑制されるため、輻射の問題は生じない。 If a line with high balance (for example, a line dedicated to communication such as an Ethernet (registered trademark) twisted pair cable) is used as the transmission line, the common mode current generated on the line is suppressed to a sufficiently low level. The problem does not occur.
しかしながら、伝送線路として電力線が用いられる電力線通信システムでは、電力線の平衡度は低いため、伝送線路上で発生するコモンモード電流が大きくなってしまうという事情がある。 However, in a power line communication system in which a power line is used as a transmission line, since the balance of the power line is low, a common mode current generated on the transmission line is increased.
日本では、電力線通信に2〜30MHzの周波数帯が認可される見通しであるが、コモンモード電流の準尖頭値の許容値が定められる予定となっている。したがって、電力線通信に用いられる周波数帯域内におけるコモンモード電流のピーク値は、定められた許容値以下に抑制する必要があるという事情がある。 In Japan, a frequency band of 2 to 30 MHz is expected to be approved for power line communication, but an allowable value for the quasi-peak value of the common mode current is scheduled. Therefore, there is a situation that the peak value of the common mode current in the frequency band used for power line communication needs to be suppressed to a predetermined allowable value or less.
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであって、コモンモード電流のピーク値を抑制することが可能な電源装置及び電力線通信装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a power supply device and a power line communication device capable of suppressing a peak value of a common mode current.
本発明は、第1に、少なくとも二つの伝送線路を有して電力を伝送する電力線(900)に、接続自在な電力線接続部(400)と、前記電力線接続部(400)を介して前記電力の供給を受ける電力供給部(300)と、前記電力線接続部(400)と前記電力供給部(300)との間に設けられるインダクタ部(290:291)とを備え、前記インダクタ部(290;291)は、第一のインダクタンス(L1)を有し、前記伝送線路のうちの一つに接続する第一の経路(P1)と、前記第一のインダクタンス(L1)とは異なる第二のインダクタンス(L2)を有し、前記第一の経路(P1)に接続される伝送線路とは異なる伝送線路に接続する第二の経路(P2)とを備える電源装置が提供されるものである。 The present invention provides a power line (900) that can be connected to a power line (900) having at least two transmission lines to transmit power, and the power line via the power line connection part (400). A power supply unit (300) that receives the power supply, and an inductor unit (290: 291) provided between the power line connection unit (400) and the power supply unit (300), the inductor unit (290; 291) includes a first inductance (L1), a first path (P1) connected to one of the transmission lines, and a second inductance different from the first inductance (L1). A power supply device is provided that includes (L2) and a second path (P2) connected to a transmission line different from the transmission line connected to the first path (P1).
この構成により、例えば電源装置が単相電源に接続する場合において、電源接続部と電力供給部との間の二つの経路におけるインダクタンスがアンバランスとなることにより、電力線に接続するコンセントの差込方向によるコモンモード電流値の差を抑制し、コモンモード電流のピーク値を抑制することができる。 With this configuration, for example, when the power supply device is connected to a single-phase power supply, the inductance in the two paths between the power supply connection unit and the power supply unit becomes unbalanced, so that the plugging direction of the outlet connected to the power line is The difference in the common mode current value due to can be suppressed, and the peak value of the common mode current can be suppressed.
本発明は、第2に、上記第1に記載の電源装置であって、前記インダクタ部(290:291)は、前記第一の経路(P1)に設けられた前記第一のインダクタンス(L1)を有する第一のインダクタ(例えば、11a)と、前記第二の経路(P2)に設けられた前記第二のインダクタンス(L2)を有する第二のインダクタ(11b)とを備える電源装置が提供されるものである。 A second aspect of the present invention is the power supply device according to the first aspect, wherein the inductor section (290: 291) includes the first inductance (L1) provided in the first path (P1). And a second inductor (11b) having the second inductance (L2) provided in the second path (P2) is provided. Is.
この構成により、各経路において別々にインダクタが挿入されるので、実装位置の自由度が高く、インダクタンス値を容易に調整することができる。 With this configuration, since the inductor is inserted separately in each path, the degree of freedom of the mounting position is high, and the inductance value can be easily adjusted.
本発明は、第3に、上記第2に記載の電源装置であって、前記第一のインダクタ(例えば、11a)は、所定のインダクタンスを有する第三のインダクタ(11a1)および第四のインダクタ(11a2)を有する電源装置が提供されるものである。 The third aspect of the present invention is the power supply device according to the second aspect, wherein the first inductor (for example, 11a) includes a third inductor (11a1) having a predetermined inductance and a fourth inductor ( 11a2) is provided.
この構成により、第一の経路に第三のインダクタ及び第四のインダクタを設けて、二つの経路のインダクタンスをアンバランスにするので、インダクタンスを容易に、かつ細かく調整可能となり、電源供給部における平衡度を向上させることができる。 With this configuration, the third inductor and the fourth inductor are provided in the first path, and the inductances of the two paths are unbalanced. Therefore, the inductance can be easily and finely adjusted, and the balance in the power supply unit can be adjusted. The degree can be improved.
本発明は、第4に、上記第1に記載の電源装置であって、前記インダクタ部(290;291)は、前記第一の経路(P1)に設けられた第一のコイル部(12a)と、前記第二の経路(P2)に挿入され、前記第一のコイル部(12a)とは異なる巻き数の第二のコイル部(12b)とを有するコモンモードチョークコイル(12)を備える電源装置が提供されるものである。 Fourthly, the present invention provides the power supply device according to the first aspect, wherein the inductor section (290; 291) includes a first coil section (12a) provided in the first path (P1). And a common mode choke coil (12) inserted in the second path (P2) and having a second coil part (12b) having a different number of turns from the first coil part (12a). An apparatus is provided.
この構成により、コモンモードチョークコイルのみの一つの部品で、二つの経路のインダクタンスをアンバランスにすることができるので、電源装置のばらつきを抑えることができる。 With this configuration, the inductance of the two paths can be unbalanced with a single component having only the common mode choke coil, so that variations in the power supply device can be suppressed.
本発明は、第5に、上記第1に記載の電源装置であって、前記インダクタ部(290;291)は、前記第一の経路(P1)及び前記第二の経路(P2)の各々に設けられた、互いに同じ巻き数のコイル部を有するコモンモードチョークコイル(13a)と、前記第一の経路(P1)及び前記第二の経路(P2)のいずれか一方に設けられたインダクタとを備える電源装置が提供されるものである。 The fifth aspect of the present invention is the power supply device according to the first aspect, wherein the inductor section (290; 291) is provided in each of the first path (P1) and the second path (P2). A common mode choke coil (13a) having a coil portion having the same number of turns, and an inductor provided on one of the first path (P1) and the second path (P2). A power supply apparatus is provided.
この構成により、コモンモードチョークコイルに加え、インダクタを用いて二つの経路のインダクタンスをアンバランスにするので、インダクタンス値を容易に、かつ細かく調整可能となるので、電源供給部における平衡度を向上させることができる。 This configuration unbalances the inductance of the two paths using an inductor in addition to the common mode choke coil, so that the inductance value can be easily and finely adjusted, thereby improving the balance in the power supply unit. be able to.
本発明は、第6に、上記第1ないし第5のいずれかに記載の電源装置であって、前記インダクタ部(290;291)は、少なくとも交流電源周波数を除いた周波数帯域の信号を減衰させる特性を有する電源装置が提供されるものである。 Sixthly, in the power supply device according to any one of the first to fifth aspects, the inductor unit (290; 291) attenuates a signal in a frequency band excluding at least an AC power supply frequency. A power supply device having characteristics is provided.
この構成により、インダクタ部は、電源装置が電力線を用いて高周波帯域の通信を行う電力線通信システムに接続される場合においても、不要な周波数帯域の信号を遮断することができる。 With this configuration, the inductor unit can block unnecessary frequency band signals even when the power supply device is connected to a power line communication system that performs communication in a high frequency band using a power line.
本発明は、第7に、上記第1ないし第6のいずれかに記載の電源装置であって、前記電力線接続部(400)に接続されたヒューズ(282)と、前記インダクタ部(290;291)に接続された第一のサージ吸収素子(281)と、前記ヒューズと前記第一のサージ吸収素子(281)との間に接続された第二のコモンモードチョークコイル(21a)とを更に備える電源装置が提供されるものである。 Seventhly, the present invention provides the power supply device according to any one of the first to sixth aspects, wherein the fuse (282) connected to the power line connecting portion (400) and the inductor portion (290; 291). And a second common mode choke coil (21a) connected between the fuse and the first surge absorbing element (281). A power supply is provided.
この構成により、第一のサージ吸収素子において電力線接続部とは反対側の回路をサージに対して保護しつつ、コモンモードチョークコイルにおいてコモンモード電流を低減することができる。 With this configuration, it is possible to reduce the common mode current in the common mode choke coil while protecting the circuit on the side opposite to the power line connecting portion in the first surge absorbing element against the surge.
本発明は、第8に、上記第7に記載の電源装置であって、前記第二のコモンモードチョークコイル(21a)は、20メガヘルツ以上の自己共振周波数を有する電源装置が提供されるものである。 Eighthly, according to the present invention, there is provided the power supply apparatus according to the seventh aspect, wherein the second common mode choke coil (21a) has a self-resonant frequency of 20 megahertz or more. is there.
短波帯では、周波数が高くなるにつれてコモンモード電流が大きくなる傾向があるが、コモンモードチョークコイルは、自己共振周波数が高域にあるほど、高域側のコモンモード電流を低減する。したがって、この構成により、電源装置が短波帯の電力線通信システムに用いられたとしても、自己共振周波数が20メガヘルツ以上の第二のコモンモードチョークコイルを用いることにより、高域側のコモンモード電流を低減することができる。 In the short wave band, the common mode current tends to increase as the frequency increases, but the common mode choke coil reduces the common mode current on the higher frequency side as the self-resonant frequency is higher. Therefore, with this configuration, even when the power supply device is used in a short-wave power line communication system, the high-frequency side common mode current is reduced by using the second common mode choke coil having a self-resonance frequency of 20 megahertz or more. Can be reduced.
本発明は、第9に、上記第7又は第8に記載の電源装置であって、前記ヒューズ(282)と前記第二のコモンモードチョークコイル(21a)との間に設けられ、前記第一のサージ吸収素子(281)の容量よりも小さい容量を有する第二のサージ吸収素子(22)を更に備える電源装置が提供されるものである。 Ninthly, the power supply device according to the seventh or eighth aspect is provided between the fuse (282) and the second common mode choke coil (21a). There is provided a power supply device further comprising a second surge absorbing element (22) having a capacity smaller than that of the surge absorbing element (281).
この構成により、コモンモード電流を低減しつつ、第二のサージ吸収素子において、サージに対して第二のコモンモードチョークコイルを保護することができる。 With this configuration, it is possible to protect the second common mode choke coil against surge in the second surge absorbing element while reducing the common mode current.
本発明は、第10に、上記第1ないし第9のいずれかに記載の電源装置であって、前記電源接続部(400)は、前記伝送線路の各々に接続する少なくとも二本の電線が撚られた電源ケーブル(601)を備える電源装置が提供されるものである。 The tenth aspect of the present invention is the power supply device according to any one of the first to ninth aspects, wherein the power connection portion (400) is formed by twisting at least two wires connected to each of the transmission lines. There is provided a power supply device including the power supply cable (601).
この構成により、撚り線状態となっている電源ケーブルにより平衡度が向上するので、コモンモード電流を低減することができる。 With this configuration, the balance is improved by the power cable in the stranded state, so that the common mode current can be reduced.
本発明は、第11に、上記第1ないし第10のいずれかに記載された電源装置を備える電力線通信装置(100)が提供されるものである。 In the eleventh aspect of the present invention, there is provided a power line communication apparatus (100) including the power supply apparatus described in any one of the first to tenth aspects.
この構成により、コモンモード電流のピーク値を抑制した電力線通信装置を提供することができる。 With this configuration, it is possible to provide a power line communication device that suppresses the peak value of the common mode current.
本発明は、第12に、上記第11に記載の電力線通信装置(100)であって、前記電力線(900)を介して送信する送信信号を出力する送信部(1)と、前記送信部(1)に接続された二次巻線と、前記電力線接続部(400)と前記インダクタ部(290;291)との間の分岐部に接続されて前記送信信号を前記電力線(900)に重畳する一次巻線とを有するカプラトランス(271)と、前記カプラトランス(271)の一次巻線に接続され、前記送信信号の周波数帯域により前記交流電圧の周波数帯域の方が高いインピーダンスを有するコンデンサ部(272a、272b)と、前記コンデンサ部(272a、272b)と前記送信部(1)との間に接続された第三のコモンモードチョークコイル(31)とを更に備える電力線通信装置が提供されるものである。 The twelfth aspect of the present invention is the power line communication device (100) according to the eleventh aspect, wherein the transmission unit (1) outputs a transmission signal to be transmitted through the power line (900), and the transmission unit ( 1) The secondary winding connected to 1) and the branch part between the power line connection part (400) and the inductor part (290; 291) are connected to superimpose the transmission signal on the power line (900). A coupler transformer (271) having a primary winding, and a capacitor section connected to the primary winding of the coupler transformer (271) and having a higher impedance in the frequency band of the AC voltage depending on the frequency band of the transmission signal. 272a, 272b), and a third common mode choke coil (31) connected between the capacitor units (272a, 272b) and the transmitter unit (1). In which the communication device is provided.
この構成により、コモンモードチョークコイルが信号系に配置されるので、電源装置が大電流を扱う場合でも、コモンモードチョークコイルを大型化することなく、大きなコモンモードインピーダンスを有するコモンモードチョークコイルを用いることが可能となり、コモンモード電流を低減することができる。 With this configuration, since the common mode choke coil is arranged in the signal system, even when the power supply device handles a large current, the common mode choke coil having a large common mode impedance is used without increasing the size of the common mode choke coil. And common mode current can be reduced.
本発明は、第13に、上記第12に記載の電力線通信装置(100)であって、前記第三のコモンモードチョークコイル(31)は、前記コンデンサ部と、前記カプラトランスの1次巻線との間に接続される電力線通信装置が提供されるものである。 Thirteenth, in the power line communication device (100) according to the twelfth aspect, the third common mode choke coil (31) includes the capacitor unit and a primary winding of the coupler transformer. A power line communication device connected between the two is provided.
この構成により、コモンモードチョークコイルを信号系に配置することができる。 With this configuration, the common mode choke coil can be arranged in the signal system.
本発明は、第14に、上記第12に記載の電力線通信装置(100)であって、前記第三のコモンモードチョークコイル(21)は、前記送信部と、前記カプラトランス(271)の2次巻線との間に接続される電力線通信装置が提供されるものである。 The fourteenth aspect of the present invention is the power line communication device (100) according to the twelfth aspect, wherein the third common mode choke coil (21) includes the transmitter and the coupler transformer (271). A power line communication device connected between the next winding is provided.
この構成により、コモンモードチョークコイルを信号系に配置することができる。 With this configuration, the common mode choke coil can be arranged in the signal system.
本発明は、第15に、上記第1に記載の電源装置であって、前記第2のインダクタンスと前記第1のインダクタンスとの比は、1.21〜2である電源装置が提供されるものである。 According to a fifteenth aspect of the present invention, there is provided the power supply device according to the first aspect, wherein a ratio of the second inductance to the first inductance is 1.21-2. It is.
この構成により、コモンモード電流の抑制と、コンセント差込み方向による、コモンモード電流のレベル差を低減させることができる。 With this configuration, it is possible to reduce the common mode current level difference due to the suppression of the common mode current and the outlet insertion direction.
本発明は、第16に、上記第15に記載の電源装置であって、前記第2のインダクタンスと前記第1のインダクタンスとの比は、1.3〜2である電源装置が提供されるものである。 Sixteenth, the power supply device according to the fifteenth aspect, wherein a power supply device in which a ratio of the second inductance to the first inductance is 1.3 to 2 is provided. It is.
この構成により、コモンモード電流の抑制と、コンセント差込み方向による、コモンモード電流のレベル差を低減させることができる。 With this configuration, it is possible to reduce the common mode current level difference due to the suppression of the common mode current and the outlet insertion direction.
本発明によれば、コモンモード電流のピーク値を抑制することが可能な電源装置及び電力線通信装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power supply device and power line communication apparatus which can suppress the peak value of a common mode electric current can be provided.
以下、本発明の実施形態に係る通信装置について、図面を参照して説明する。なお、通信装置の一例としては、伝送路として電力線を用い、マルチキャリア通信方式の広帯域通信(2〜30MHz)を行う通信装置を例にとって説明する。 Hereinafter, a communication device according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. As an example of the communication apparatus, a description will be given by taking as an example a communication apparatus that uses a power line as a transmission path and performs broadband communication (2 to 30 MHz) of a multicarrier communication system.
はじめに、通信装置の概要について説明する。通信装置の一例として、電力線通信装置の一つであるPLC(Power Line Communication)モデムについて説明する。 First, an outline of the communication device will be described. As an example of the communication apparatus, a PLC (Power Line Communication) modem, which is one of power line communication apparatuses, will be described.
図1〜図3に示す通信装置100は、筐体101を有しており、この筐体101の前面には、図1及び図2に示すようにLED(Light Emitting Diode)104a,104b,104cを有する表示部104が設けられている。また、筐体101の背面には、図3に示すように電源コネクタ102、及びRJ45等のLAN(Local Area Network)用モジュラージャック103が設けられている。
The
電源コネクタ102は、平行ケーブル(例えばVVFケーブル)等の電源ケーブル600(図4参照)が接続される。モジュラージャック103には、図示しないLANケーブルが接続される。
The
図4に示すように、通信装置100は、回路モジュール200及びスイッチング電源300及びAC/DC変換部301を有している。
As illustrated in FIG. 4, the
スイッチング電源300は、各種(例えば、+1.2V、+3.3V、+12V)の電圧を回路モジュール200に供給するものであり、例えば、ラインフィルタ、スイッチングトランス、及びDC−DCコンバータ(いずれも図示せず)を含んで構成される。AC/DC変換部301は、電力線900から電源コネクタ102を介して供給された交流電源を直流に変換し、スイッチング電源300に供給する。なお、スイッチング電源300及びAC/DC変換部301は、電力線900からの電力の供給を受ける電力供給部の一例として機能する。
The switching
回路モジュール200には、メインIC(Integrated Circuit)210、AFE・IC(Analog Front End IC)220、イーサネット(登録商標)PHY・IC(Physical Layer Integrated Circuit)230、メモリ240、ローパスフィルタ(LPF)251、ドライバIC252、バンドパスフィルタ(BPF)260、カプラ270、サージアブソーバ281、ヒューズ282、及びインピーダンスアッパ290が設けられている。
The
メインIC210は、CPU(Central Processing Unit)211、PLC・MAC(Power Line Communication Media Access Control layer)ブロック212、及びPLC・PHY(Power Line Communication Physical layer)ブロック213を備えている。CPU211は、32ビットのRISC(Reduced Instruction Set Computer)プロセッサを実装している。PLC・MACブロック212は、送信信号のMAC層(Media Access Control layer)を管理し、PLC・PHYブロック213は、送信信号のPHY層(Physical layer)を管理する。
The main IC 210 includes a CPU (Central Processing Unit) 211, a PLC / MAC (Power Line Communication Media Access Control layer) block 212, and a PLC / PHY (Power Line Communication Physical layer)
AFE・IC220は、D/A変換器(DAC:D/A Converter)221、A/D変換
器(ADC:A/D Converter)222、及び可変増幅器(VGA:Variable Gain Amplifier
)223,224を有して構成されている。
The AFE /
) 223 and 224.
カプラ270及びインピーダンスアッパ290は、サージアブソーバ281及びヒューズ282を介して電源コネクタ102に接続され、更に、電源ケーブル600、電源プラグ400、コンセント500を介して電力線900に接続される。
The
サージアブソーバ281は、第一のサージ吸収素子の一例として機能するものであり、サージアブソーバ281を挟んで電源コネクタ102と反対側に接続された回路を、電力線900側から入力されるサージから保護する。なお、本実施形態では、サージアブソーバ281は、50[pF]以上の容量値を有する。
The
インピーダンスアッパ290は少なくとも交流電源周波数を除いた周波数帯域の信号を減衰させる特性を有し、AC/DC変換部301へ供給する信号から、例えば電源として不要な高周波成分の信号を遮断することができる。
The impedance upper 290 has a characteristic of attenuating at least a signal in a frequency band excluding the AC power supply frequency, and can cut off a signal of a high-frequency component unnecessary as a power supply from the signal supplied to the AC /
電力線900は少なくとも二つの伝送線路を有して電力を伝送するものであり、本実施形態では一対の伝送線路を有する単相交流電力を伝送する電力線を例にとって説明する。また、電源コネクタ102、又は、電源コネクタと電源ケーブル600と電源プラグ400は、電力線600に接続自在な電力線接続部の一例として機能する。
The
カプラ270は、コイルトランス271と、カップリング用コンデンサ272a、272bとを有して構成されている。
The
なお、CPU211は、メモリ90に記憶されたデータ及び制御プログラムを利用して、PLC・MACブロック212、及びPLC・PHYブロック213の動作を制御するとともに、通信装置100全体の制御も行う。
The
通信装置100は、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式等の複数のサブキャリアを用いたマルチキャリア通信を行うものであり、このような伝送を行うためのデジタル信号処理は、メインIC210、特にPLC・PHYブロック213で行われる。
The
ここで、PLC・PHYブロック213、DAC221、VGA223、LPF251、ドライバIC252は送信部1として動作する。PLC・PHYブロック213、ADC12、VGA224、BPF261は、受信部2として機能する。
Here, the PLC / PHY block 213, the
なお、上記の説明では、電力線通信装置の一例としてモデムを示したが、特にこれに限る必要はなく、モデムを備えた電気機器(例えばテレビなどの家電機器)であってもよい。 In the above description, the modem is shown as an example of the power line communication device. However, the present invention is not particularly limited thereto, and may be an electric device (for example, a home appliance such as a television) provided with the modem.
(第1の実施形態)
図5は、第1の実施形態に係る通信装置のインピーダンスアッパを示す図であり、図4と重複する部分については同一の符号を付す。図5に示すように、電源コネクタ102は、分岐部299と一対の電線にて接続されている。電源コネクタ102と分岐部299との間には、一方の電線にヒューズ282が挿入されており、更に、一対の電線間にサージアブソーバ281が挿入されている。一対の電線は各々が分岐部299にて二方向に分岐し、一方はカプラ270へ接続され、他方はインピーダンスアッパ291を介してAC/DC変換部301に接続されている。なお、分岐部299から見てカプラ270及びAC/DC変換部301より先の構成は、図4と同様である。
(First embodiment)
FIG. 5 is a diagram illustrating the impedance upper of the communication apparatus according to the first embodiment, and the same reference numerals are given to portions overlapping with FIG. 4. As shown in FIG. 5, the
インピーダンスアッパ291は、図4にて説明したインピーダンスアッパ290と同様に、少なくとも交流電源周波数を除いた周波数帯域の信号を減衰させる特性を有する。ただし、インピーダンスアッパ291は、第一のインダクタンスL1を有し、電力線600の伝送線路の一方に接続する第一の経路P1と、第二のインダクタンスL2を有し、電力線600の伝送線路の一方に接続する第二の経路P2とを備えるものである。第一のインダクタンスL1と第二のインダクタンスL2とは異なる値である。すなわち、インピーダンスアッパ291は、アンバランスなインダクタンスを有するものである。なお、インピーダンスアッパ291は、電源コネクタ102とAC/DC変換部301との間に設けられたインダクタ部の一例として機能するものである。なお、以下の説明では、インダクタンスとは誘導係数をいい、インダクタとは所定のインダクタンスを有する回路素子をいう。
Similar to the impedance upper 290 described with reference to FIG. 4, the impedance upper 291 has a characteristic of attenuating a signal in a frequency band excluding at least the AC power supply frequency. However, the impedance upper 291 has a first inductance L1, has a first path P1 connected to one of the transmission lines of the
図6は、バランスが取れているインダクタンス(各経路について100[μH]のインダクタンス)を有するインピーダンスアッパが用いられた場合の周波数−コモンモード電流特性を示す図である。図6に示される二つの特性は、電源プラグ400のコンセント500への差し込み方向を変えた場合におけるそれぞれの特性である。すなわち、図6から明らかなように、コンセントプラグを差し込む方向によってコモンモード電流に差が発生してしまう。
FIG. 6 is a diagram showing frequency-common mode current characteristics when an impedance upper having a balanced inductance (100 [μH] inductance for each path) is used. The two characteristics shown in FIG. 6 are the characteristics when the insertion direction of the
電力線通信装置の信号は差動信号である為、機器自身の平衡度をよくするために配線パターンや部品定数を同じにしてバランスが良くなるように設計される。しかしながら、部品配置や配線パターンを完全に左右対称にすることが難しく多少の不平衡になってしまう。 Since the signal of the power line communication device is a differential signal, in order to improve the balance of the device itself, it is designed so that the balance is improved by using the same wiring pattern and component constant. However, it is difficult to make the component arrangement and wiring pattern completely bilaterally symmetric, resulting in some unbalance.
そこで、本実施形態の通信装置は、インピーダンスアッパ291のインダクタンスのバランスを故意に崩すことにより、特定周波数範囲のLCL(Longitudinal Conversion Loss:縦方向変換損)を変化させ、コンセントプラグを差し込む方向によって発生するコモンモード電流差を低減させると共に、コモンモード電流のピーク値を抑制するものである。 Therefore, the communication device according to the present embodiment intentionally destroys the balance of the inductance of the impedance upper 291 to change the LCL (Longitudinal Conversion Loss) in a specific frequency range, and is generated depending on the direction in which the outlet plug is inserted. The common mode current difference is reduced and the peak value of the common mode current is suppressed.
図7〜図8は、アンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパが用いられた場合の周波数−コモンモード電流(CMI)特性を示す図である。図7は、インダクタンスL1=100[μH]、インダクタンスL2=122[μH]の場合、図8は、インダクタンスL1=100[μH]、インダクタンスL2=147[μH]の場合について、電源プラグ400のコンセント500への差込方向を変えた場合におけるそれぞれの特性を示す。
7 to 8 are diagrams showing frequency-common mode current (CMI) characteristics when an impedance upper having an unbalanced inductance is used. 7 shows the case where the inductance L1 = 100 [μH] and the inductance L2 = 122 [μH], and FIG. 8 shows the outlet of the
図7〜図8に示されるように、インピーダンスアッパ291がアンバランスなインダクタンスを有することにより、コンセント差込方向によるコモンモード電流のレベル差が小さくなると共に、コモンモード電流のピーク値が低減することが分かる。 As shown in FIGS. 7 to 8, the impedance upper 291 has an unbalanced inductance, thereby reducing the level difference of the common mode current due to the outlet insertion direction and reducing the peak value of the common mode current. I understand.
次に、本実施形態のインピーダンスアッパ291の具体的な構成例について説明する。図9は、インピーダンスアッパの具体的な構成の第1例を示す図である。図9に示すように、インピーダンスアッパ291は、第一の経路P1に設けられたインダクタ11aと、第二の経路P2に設けられたインダクタ11bとを備える。そして、インダクタ11aは第一のインダクタの一例として機能するものであり、第一のインダクタンスL1を有する。また、インダクタ11bは第二のインダクタの一例として機能するものであり、第二のインダクタンスL2を有する。
Next, a specific configuration example of the impedance upper 291 of the present embodiment will be described. FIG. 9 is a diagram illustrating a first example of a specific configuration of the impedance upper. As shown in FIG. 9, the impedance upper 291 includes an
これにより、各経路において別々にインダクタ11a,11bが設けられるので、インダクタ11a,11bの実装位置の自由度が高く、また、インダクタンス値を容易に調整することができる。
Thereby, since the
図10は、インピーダンスアッパの具体的な構成の第2例を示す図である。図10に示すように、インピーダンスアッパ291は、第一の経路P1に設けられたインダクタ11a1及びインダクタ11a2と、第二の経路P2に設けられたインダクタ11bとを備える。そして、インダクタ11a1は第三のインダクタの一例として機能するものであり、例えば、第二のインダクタンスL2を有する。また、インダクタ11a2は第四のインダクタの一例として機能するものであり、インダクタ11a1との合成インダクタンスが第一のインダクタンスL1となるインダクタンスを有する。また、インダクタ11bは第二のインダクタの一例として機能するものであり、第二のインダクタンスL2を有する。
FIG. 10 is a diagram illustrating a second example of a specific configuration of the impedance upper. As shown in FIG. 10, the impedance upper 291 includes an inductor 11a1 and an inductor 11a2 provided in the first path P1, and an
例えば、第一のインダクタンスL1が122[μH]、第二のインダクタンスL2が100[μH]であるとき、インダクタ11a1のインダクタンスは100[μH]、インダクタ11a2のインダクタンスは22[μH]、インダクタ11bのインダクタンスは100[μH]である。
For example, when the first inductance L1 is 122 [μH] and the second inductance L2 is 100 [μH], the inductance of the inductor 11a1 is 100 [μH], the inductance of the inductor 11a2 is 22 [μH], and the
つまり、インダクタ11a1及びインダクタ11bは等しいインダクタンスを有するものであり。そして、インピーダンスアッパ291の経路間のインダクタンスのアンバランス量は、インダクタ11bにより調整されることとなる。これにより、第一の経路及び第二の経路のインダクタンス値を容易に、かつ細かく調整可能となるので、AC/DC変換部302における平衡度を向上させることができる。
That is, the inductor 11a1 and the
なお、インダクタ11a1のインダクタンスは、第二のインダクタンスL2である必要はなく、インダクタ11a1及びインダクタ11a2は、その合成インダクタンスがL1となるように構成されていればよい。 Note that the inductance of the inductor 11a1 does not have to be the second inductance L2, and the inductor 11a1 and the inductor 11a2 may be configured so that the combined inductance is L1.
図11は、インピーダンスアッパの具体的な構成の第3例を示す図である。図11に示すように、インピーダンスアッパ291は、コモンモードチョークコイル12を備える。コモンモードチョークコイル12は、第一の経路P1に設けられた第一のコイル部12aと、第二の経路P2に設けられ、第一のコイル部12aとは異なる巻き数の第二のコイル部12bとを有する。このようにして、インピーダンスアッパ291は、第一の経路P1が第一のインダクタンスL1、第二の経路P2が第二のインダクタンスL2を有する、インダクタンスがアンバランスな特性を備えることができる。
FIG. 11 is a diagram illustrating a third example of a specific configuration of the impedance upper. As shown in FIG. 11, the impedance upper 291 includes a common
これにより、インピーダンスアッパ291において、コモンモードチョークコイル12のみの一つの部品で二つの経路のインダクタンスをアンバランスにすることができるので、装置間のばらつきを抑えることができる。
Thereby, in the impedance upper 291, the inductance of the two paths can be unbalanced with one component of only the common
図12は、インピーダンスアッパの具体的な構成の第4例を示す図である。図12に示すように、インピーダンスアッパ291は、第一の経路P1及び第二の経路P2の各々に挿入された、互いに同じ巻き数のコイル部を有するコモンモードチョークコイル13aと、第一の経路P1及び第二の経路P2のいずれか一方(図12では第一の経路P1)に設けられたインダクタ13bとを備える。
FIG. 12 is a diagram illustrating a fourth example of a specific configuration of the impedance upper. As shown in FIG. 12, the impedance upper 291 includes a common
インピーダンスアッパ291は、コモンモードチョークコイル13aにおいては、第一の経路P1及び第二の経路P2にてインダクタンスのバランスが取れた状態であるが、一方の経路に設けられたインダクタ13bにより、アンバランスな特性を有するものとなる。
The impedance upper 291 is in a state where the inductance is balanced in the first path P1 and the second path P2 in the common
これにより、第一の経路及び第二の経路のインダクタンス値を容易に、かつ細かく調整可能となるので、AC/DC変換部302における平衡度を向上させることができる。 As a result, the inductance values of the first path and the second path can be easily and finely adjusted, so that the balance in the AC / DC conversion unit 302 can be improved.
このように、電源装置に相当する部分(例えば、電源プラグ500から分岐部299を介してスイッチング電源300までの部分)において、電力を伝送する二つの経路におけるインダクタンスがアンバランスとなることにより、電力線に接続するコンセントの差込方向によるコモンモード電流値の差を抑制し、コモンモード電流のピーク値を抑制することができる。
In this way, in the portion corresponding to the power supply device (for example, the portion from the
次に、バランスが取れているインダクタンスを有するインピーダンスアッパが用いられた場合の周波数−コモンモード電流特性について、図6以外の例について説明する。 Next, frequency-common mode current characteristics when an impedance upper having a balanced inductance is used will be described with reference to examples other than FIG.
図29は、バランスが取れているインダクタンス(各経路について220[μH]のインダクタンス)を有するインピーダンスアッパが用いられた場合の周波数−コモンモード電流特性を示す図、図30は、バランスが取れているインダクタンス(各経路について330[μH]のインダクタンス)を有するインピーダンスアッパが用いられた場合の周波数−コモンモード電流特性を示す図である。コモンモード電流を測定した周波数の範囲は、図6の場合と同じ2〜30MHzである。図29、30に示される二つの特性は、電源プラグ400のコンセント500への差し込み方向を変えた場合におけるそれぞれの特性である。図29、30から明らかなように、コンセントプラグを差し込む方向によってコモンモード電流に差が発生してしまう。したがって、図6と同様の傾向を示していることが理解できる。
FIG. 29 is a diagram showing frequency-common mode current characteristics when an impedance upper having a balanced inductance (inductance of 220 [μH] for each path) is used, and FIG. 30 is balanced. It is a figure which shows the frequency-common mode current characteristic at the time of using the impedance upper which has an inductance (Inductance of 330 [microH] about each path | route). The range of the frequency at which the common mode current was measured is 2 to 30 MHz, the same as in the case of FIG. The two characteristics shown in FIGS. 29 and 30 are the characteristics when the insertion direction of the
図6、図29、図30の測定の結果を次の表1に示す。 The measurement results of FIGS. 6, 29, and 30 are shown in Table 1 below.
表1において、最大CMI値は、各測定で得られた最大のコモンモード電流値のことである。第1の平均CMI値は、第1の差し込み方向の場合における2〜30MHzの範囲で測定されたコモンモード電流の平均値のことである。第2の平均CMI値は、第2の差し込み方向の場合における2〜30MHzの範囲で測定されたコモンモード電流の平均値のことである。ΔCMIは、第1の平均CMI値と第2の平均CMI値との差分(絶対値)のことである。このΔCMIの値が低いほど、コンセント差込方向によるコモンモード電流のレベル差が小さくなり、電源装置の平衡度が向上する。 In Table 1, the maximum CMI value is the maximum common mode current value obtained in each measurement. The first average CMI value is an average value of the common mode current measured in the range of 2 to 30 MHz in the case of the first insertion direction. The second average CMI value is an average value of the common mode current measured in the range of 2 to 30 MHz in the case of the second insertion direction. ΔCMI is a difference (absolute value) between the first average CMI value and the second average CMI value. As the value of ΔCMI is lower, the level difference of the common mode current due to the outlet insertion direction becomes smaller and the balance of the power supply device is improved.
次に、アンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパが用いられた場合の周波数−コモンモード電流特性について、図7、図8以外の例について説明する。 Next, examples other than FIGS. 7 and 8 will be described with respect to frequency-common mode current characteristics when an impedance upper having an unbalanced inductance is used.
図31〜図42は、アンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパが用いられた場合の周波数−コモンモード電流(CMI)特性を示す図である。図31は、インダクタンスL1=100[μH]、インダクタンスL2=133[μH]の場合、図32は、インダクタンスL1=100[μH]、インダクタンスL2=168[μH]の場合、図33は、インダクタンスL1=100[μH]、インダクタンスL2=200[μH]の場合、図34は、インダクタンスL1=220[μH]、インダクタンスL2=267[μH]の場合、図35は、インダクタンスL1=220[μH]、インダクタンスL2=288[μH]の場合、図36は、インダクタンスL1=220[μH]、インダクタンスL2=320[μH]の場合、図37は、インダクタンスL1=220[μH]、インダクタンスL2=370[μH]の場合、図38は、インダクタンスL1=220[μH]、インダクタンスL2=440[μH]の場合、図39は、インダクタンスL1=330[μH]、インダクタンスL2=398[μH]の場合、図40は、インダクタンスL1=330[μH]、インダクタンスL2=430[μH]の場合、図41は、インダクタンスL1=330[μH]、インダクタンスL2=480[μH]の場合、図42は、インダクタンスL1=330[μH]、インダクタンスL2=550[μH]の場合について、電源プラグ400のコンセント500への差込方向を変えた場合におけるそれぞれの特性を示す。
FIGS. 31 to 42 are diagrams showing frequency-common mode current (CMI) characteristics when an impedance upper having an unbalanced inductance is used. 31 shows an inductance L1 = 100 [μH], an inductance L2 = 133 [μH], FIG. 32 shows an inductance L1 = 100 [μH], an inductance L2 = 168 [μH], and FIG. 33 shows an inductance L1. = 100 [μH], inductance L2 = 200 [μH], FIG. 34 shows an inductance L1 = 220 [μH], and inductance L2 = 267 [μH], FIG. 35 shows an inductance L1 = 220 [μH], In the case of the inductance L2 = 288 [μH], FIG. 36 shows the inductance L1 = 220 [μH], and in the case of the inductance L2 = 320 [μH], FIG. 37 shows the inductance L1 = 220 [μH] and the inductance L2 = 370 [μH]. ], In FIG. 38, inductance L1 = 220 [μH], inductance In the case of 2 = 440 [μH], FIG. 39 shows an inductance L1 = 330 [μH], and in the case of an inductance L2 = 398 [μH], FIG. 40 shows an inductance L1 = 330 [μH] and an inductance L2 = 430 [μH]. 41 shows a case where the inductance L1 = 330 [μH] and the inductance L2 = 480 [μH], and FIG. 42 shows a case where the inductance L1 = 330 [μH] and the inductance L2 = 550 [μH]. Each characteristic when the insertion direction into the
図31〜図42の測定結果を次の表2に示す。 The measurement results of FIGS. 31 to 42 are shown in Table 2 below.
表2において、最大CMI値等の定義は表1の場合と同様である。また、L2/L1は、第2のインダクタンスと第1のインダクタンスとの比である。また、共振は、法規制値を大きく上回るコモンモード電流のことである。表2では、各々の測定において確認された共振の有無を示している。 In Table 2, the definition of the maximum CMI value and the like is the same as in Table 1. L2 / L1 is a ratio between the second inductance and the first inductance. Resonance is a common mode current that greatly exceeds the regulatory value. Table 2 shows the presence or absence of resonance confirmed in each measurement.
また、図43〜45は、L2/L1とΔCMIの関係を示した図である。図43はL1=100μH、図44はL1=220μH、図45はL1=330μHとした場合を示す。図43〜図45において、破線は、L2/L1=1としたときのΔCMIの値を示している。 43 to 45 are diagrams showing the relationship between L2 / L1 and ΔCMI. 43 shows a case where L1 = 100 μH, FIG. 44 shows a case where L1 = 220 μH, and FIG. 45 shows a case where L1 = 330 μH. 43 to 45, the broken line indicates the value of ΔCMI when L2 / L1 = 1.
図31〜図45および表2から明らかなように、インピーダンスアッパ291がアンバランスなインダクタンスを有することにより、L2/L1が1.2〜2の範囲では、コンセント差込方向によるコモンモード電流のレベル差が小さくなると共に、コモンモード電流のピーク値が減少傾向を示すことが分かる。具体的には、最大CMI値は、2つの例外を除き、およそ2%〜7%の低減が確認できる。第1の平均CMI値は、一つの例外を除き、およそ1%〜11%の低減が確認できる。また、ΔCMIの値は、例外なく、4%〜83%の低減が確認できる。図43〜図45では、L2/L1が1.2以下の場合でも、ΔCMIが破線を下回ることが確認できるが、L2/L1が1.2以下の場合、法規制値を大きく上回るコモンモード電流の共振が発生するため、第1のインダクタンスと第2のインダクタンスの比としては適当でない。 As apparent from FIGS. 31 to 45 and Table 2, the impedance upper 291 has an unbalanced inductance, so that the level of the common mode current depending on the outlet plugging direction in the range of L2 / L1 of 1.2 to 2. It can be seen that as the difference becomes smaller, the peak value of the common mode current tends to decrease. Specifically, the maximum CMI value can be confirmed to be reduced by about 2% to 7% with two exceptions. The first average CMI value can be confirmed to be reduced by approximately 1% to 11% with one exception. Moreover, the value of ΔCMI can be confirmed to be reduced by 4% to 83% without exception. 43 to 45, it can be confirmed that ΔCMI is lower than the broken line even when L2 / L1 is 1.2 or less. However, when L2 / L1 is 1.2 or less, the common mode current greatly exceeds the legal regulation value. Therefore, the ratio between the first inductance and the second inductance is not appropriate.
(第2の実施形態)
図13は、第2の実施形態に係る通信装置の一部を示す構成図である。図13において、第1の実施形態で説明した図5と重複する部分については同一の符号を付す。
(Second Embodiment)
FIG. 13 is a configuration diagram illustrating a part of the communication apparatus according to the second embodiment. In FIG. 13, the same reference numerals are given to the portions overlapping with FIG. 5 described in the first embodiment.
図13に示すように、通信装置は、サージアブソーバ281と、ヒューズ282との間に接続され、第二のコモンモードチョークコイルの一例として機能するコモンモードチョークコイル21aを備える。
As shown in FIG. 13, the communication device includes a common
図14は、第2の実施形態に係る通信装置の周波数−コモンモード電流特性を示す図である。図14において、特性C200は、図13に示すようなコモンモードチョークコイル21aを挿入されていない場合の特性であり、特性C201は、図13に示すようなコモンモードチョークコイル21aが接続された場合の特性である。
FIG. 14 is a diagram illustrating frequency-common mode current characteristics of the communication device according to the second embodiment. In FIG. 14, a characteristic C200 is a characteristic when the common
図14に示すように、コモンモードチョークコイル21aが接続されることにより、特に15[MHz]以上の高域において、コモンモード電流が低減されているのが分かる。
As shown in FIG. 14, it can be seen that the common
次に、コモンモードチョークコイルを接続する位置によるコモンモード電流の特性について、比較例を用いて説明する。 Next, the characteristics of the common mode current depending on the position where the common mode choke coil is connected will be described using a comparative example.
図15は、第2の実施形態に係る通信装置の比較例の一部を示す構成図である。図15に示すように、コモンモードチョークコイル21bが、電源コネクタ102から見てサージアブソーバ281の後段に接続されている。
FIG. 15 is a configuration diagram illustrating a part of a comparative example of the communication apparatus according to the second embodiment. As shown in FIG. 15, the common
図16は、第2の実施形態に係る通信装置の比較例の周波数−コモンモード電流特性を示す図である。図16において、特性C200は、図14の特性C200と同様の特性であり、特性C202は、図15に示すようなコモンモードチョークコイル21bが接続された場合の特性である。
FIG. 16 is a diagram illustrating frequency-common mode current characteristics of a comparative example of the communication device according to the second embodiment. In FIG. 16, a characteristic C200 is the same as the characteristic C200 in FIG. 14, and a characteristic C202 is a characteristic when the common
図16に示すように、コモンモードチョークコイル21bが接続されることにより、コモンモードチョークコイル21aが接続された場合と同様に、特に15[MHz]以上の高域において、コモンモード電流が低減されているのが分かる。
As shown in FIG. 16, when the common
ここで、図14に示す特性C201と、図16に示す特性C202とを比較してみると、特性C202より、特性C201の方が、コモンモード電流の低減されている。すなわち、コモンモードチョークコイルは、電源コネクタ102から見て、サージアブソーバ281の後段よりも、前段に設けた方がコモンモード電流を低減させることができることが分かる。
Here, comparing the characteristic C201 shown in FIG. 14 with the characteristic C202 shown in FIG. 16, the characteristic C201 has a reduced common mode current than the characteristic C202. That is, it can be seen that the common mode choke coil can reduce the common mode current when it is provided at the front stage rather than the rear stage of the
コモンモードチョークコイル21aは比較的サージに強いことから、本実施形態では、コモンモードチョークコイル21aを電源コネクタ102から見て前段に設けることにより、コモンモード電流の低減について高い効果を得ることができる。
Since the common
次に、コモンモードチョークコイルの巻き数によるコモンモード電流特性について説明する。 Next, the common mode current characteristics depending on the number of turns of the common mode choke coil will be described.
図17は、コモンモードチョークコイルの巻き数別の周波数−インピーダンス特性を示す図である。図17において、特性C211〜C215は、それぞれ巻き数が異なるコモンモードチョークコイルの周波数−インピーダンス特性を示すものであり、巻き数が少ないものから順に、特性C211、特性C212、特性C213、特性C214、特性C215を示すものである。 FIG. 17 is a diagram illustrating frequency-impedance characteristics according to the number of turns of the common mode choke coil. In FIG. 17, characteristics C211 to C215 indicate the frequency-impedance characteristics of the common mode choke coils having different numbers of turns, and the characteristics C211, C212, C213, C214, The characteristic C215 is shown.
図17に示すように、コモンモードチョークコイルは、巻き数が多くなるにつれてインピーダンスが大きくなる。また、巻き数が多くなるにつれて、インピーダンスの値のピークを示す周波数が低くなる、すなわち、誘導性から容量性に変わる周波数である自己共振周波数が低くなることが分かる。 As shown in FIG. 17, the impedance of the common mode choke coil increases as the number of turns increases. It can also be seen that as the number of turns increases, the frequency at which the impedance value peaks is lowered, that is, the self-resonant frequency, which is a frequency that changes from inductive to capacitive, is lowered.
図18は、コモンモードチョークコイルの巻き数別の周波数−コモンモード電流特性を示す図であり、図18(A)は特性C221を、図18(B)は特性C222を、図18(C)は特性C223を、図18(D)は特性C224を示すものである。特性C221〜C224は、コモンモードチョークコイル21aとして、それぞれ巻き数が異なるものを用いた場合の周波数−コモンモード電流特性を示すものである。そして、コモンモードチョークコイル21aの巻き数が少ないものから順に、特性C221、特性C222、特性C223、特性C224を示すものである。なお、特性C221〜特性C224を示すコモンモードチョークコイルの巻き数はそれぞれ、特性C211〜特性C214を示すコモンモードチョークコイルの巻き数と同じものである。
18A and 18B are diagrams showing frequency-common mode current characteristics according to the number of turns of the common mode choke coil. FIG. 18A shows a characteristic C221, FIG. 18B shows a characteristic C222, and FIG. Shows the characteristic C223, and FIG. 18D shows the characteristic C224. Characteristics C221 to C224 indicate frequency-common mode current characteristics when the common
図18に示すように、コモンモードチョークコイルの巻き数が多い場合には、コモンモード電流は低域側で小さく、高域側で大きくなる傾向を示す。一方、コモンモードチョークコイルの巻き数が少ない場合には、コモンモード電流は低域側で大きく、高域側で小さくなる傾向を示す。 As shown in FIG. 18, when the number of turns of the common mode choke coil is large, the common mode current tends to be small on the low frequency side and large on the high frequency side. On the other hand, when the number of turns of the common mode choke coil is small, the common mode current tends to be large on the low frequency side and small on the high frequency side.
ここで、コモンモード電流は、図18に示すように、巻き数に依存せず、全体的として周波数が高くなるにつれて大きくなる傾向を有する。したがって、コモンモード電流のピーク値を抑制するためには、高域側のコモンモード電流を低減させる必要がある。したがって、巻き数が少ないコモンモードチョークコイル、すなわち、図17にて説明したように、自己共振周波数が大きい(好ましくは自己共振周波数が20[MHz]以上の)コモンモードチョークコイルが用いられることが好ましい。 Here, as shown in FIG. 18, the common mode current does not depend on the number of turns and tends to increase as the frequency increases as a whole. Therefore, in order to suppress the peak value of the common mode current, it is necessary to reduce the common mode current on the high frequency side. Therefore, a common mode choke coil having a small number of turns, that is, a common mode choke coil having a high self-resonance frequency (preferably having a self-resonance frequency of 20 [MHz] or higher) as described with reference to FIG. preferable.
図19は、第2の実施形態に係る通信装置の変形例の一部を示す構成図である。図13と重複する部分は同一の符号を付す。図19に示すように、この変形例の通信装置は、コモンモードチョークコイル21aとヒューズ282との間に設けられ、第二のサージ吸収素子の一例として機能するサージアブソーバ22を備えるものである。
FIG. 19 is a configuration diagram illustrating a part of a modification of the communication device according to the second embodiment. Portions overlapping those in FIG. 13 are denoted by the same reference numerals. As shown in FIG. 19, the communication device of this modification includes a
このサージアブソーバ22により、コモンモード電流を低減しつつ、コモンモードチョークコイル21aをサージに対して保護することができる。
The
なお、サージアブソーバ22は、少なくともサージアブソーバ281の容量値よりも小さい、例えば容量値が10[pF]程度の小さなガラス管式のサージアブソーバが用いられることが好ましい。これにより、コモンモードチョークコイル21aが、電源コネクタ102から見てサージアブソーバ281の前段に設置されることによるコモンモード電流の低減効果に与える影響を小さくすることができる。なお、図19に示される例において、サージアブソーバ281の代わりにコンデンサが用いられてもよい。
The
上記第2の実施形態の説明では、インピーダンスアッパとして、バランスが取れているインダクタンス特性を有するインピーダンスアッパ290が用いられた場合について説明したが、第1の実施形態で説明したアンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパ291が用いられてもよい。 In the description of the second embodiment, the case where the impedance upper 290 having a balanced inductance characteristic is used as the impedance upper has been described. However, the impedance upper has the unbalanced inductance described in the first embodiment. An impedance upper 291 may be used.
図20は、第2の実施形態に係る通信装置に、アンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパが用いられた場合の周波数−コモンモード電流特性を示す図である。図20において、特性C231は、図5に示すようなインピーダンスアッパ291が接続されると共にコモンモードチョークコイル21aが接続されていない場合の特性であり、特性C232は、図13においてインピーダンスアッパ290の代わりにインピーダンスアッパ291が接続された場合の特性である。
FIG. 20 is a diagram illustrating frequency-common mode current characteristics when an impedance upper having an unbalanced inductance is used in the communication device according to the second embodiment. In FIG. 20, a characteristic C231 is a characteristic when the impedance upper 291 as shown in FIG. 5 is connected and the common
図20に示すように、コモンモードチョークコイル21aが接続されることにより、コモンモード電流が低減されているのが分かる。したがって、アンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパ291を用いることによる、電源プラグ差込方向に起因したコモンモード電流のレベル差の低減や、コモンモード電流のピーク値の抑制効果に加え、更に、コモンモード電流を抑制することができる。
As shown in FIG. 20, it can be seen that the common mode current is reduced by connecting the common
第2の実施形態によれば、電源装置に相当する部分(例えば、電源プラグ500から分岐部299を介してスイッチング電源300までの部分)において、サージアブソーバ281とヒューズ282との間にコモンモードチョークコイル21aを接続することにより、サージアブソーバ281において電力線接続部とは反対側の回路をサージに対して保護しつつ、コモンモードチョークコイル21aにおいてコモンモード電流を低減することができる。
According to the second embodiment, the common mode choke between the
(第3の実施形態)
図21は、第3の実施形態に係る通信装置の第一例の一部を示す構成図であり、図22は、第3の実施形態に係る通信装置の第二例の一部を示す構成図である。図21及び図22において、図4又は図5と重複する部分については同一の符号を付す。
(Third embodiment)
FIG. 21 is a configuration diagram illustrating a part of the first example of the communication apparatus according to the third embodiment, and FIG. 22 is a configuration illustrating a part of the second example of the communication apparatus according to the third embodiment. FIG. 21 and 22, the same reference numerals are given to the portions overlapping with FIG. 4 or FIG. 5.
図21に示すように、第一例の通信装置は、カップリング用コンデンサ272a,272bと、カプラトランス271との間に接続され、第三のコモンモードチョークコイルとして機能するコモンモードチョークコイル31を備えるものである。
As shown in FIG. 21, the communication device of the first example includes a common
上記の構成を詳述すると、カプラトランス271は一次巻線271a及び二次巻線271bを有する。二次巻線271bは、送信信号を出力する送信部1に接続される。また、一次巻線271aは、分岐部に接続されて送信信号を電力線900に重畳する。
Specifically, the
カップリング用コンデンサ272a,272bは、カプラトランス271の一次巻線271aに接続され、送信信号の周波数帯域により交流電圧の周波数帯域の方が高いインピーダンスを有するコンデンサ部の一例として機能する。このカップリング用コンデンサ272a,272bにより、電力線900を流れる信号から高域の電力線通信信号とが分離される。
また、図22に示すように、第二例の通信装置は、送信部1と、カプラトランス271の二次巻線271bとの間に接続され、第三のコモンモードチョークコイルとして機能するコモンモードチョークコイル31を備えるものである。
As shown in FIG. 22, the communication device of the second example is connected between the
図23は第3の実施形態に係る通信装置の周波数−コモンモード電流特性を示す図である。図23において、特性C301は、図4に示すようなインピーダンスアッパ290が接続されると共にコモンモードチョークコイル31又は32が接続されていない場合の特性であり、特性C302は、図21,22に示すようなコモンモードチョークコイル31又は32が接続された場合の特性である。
FIG. 23 is a diagram illustrating frequency-common mode current characteristics of the communication device according to the third embodiment. 23, a characteristic C301 is a characteristic when the impedance upper 290 as shown in FIG. 4 is connected and the common
図23に示すように、コモンモードチョークコイル31又は32が接続されることにより、特に15[MHz]以上の高域において、コモンモード電流が低減されているのが分かる。
As shown in FIG. 23, it can be seen that the common
通信装置の電源が大電流を扱う必要がある場合、電源コネクタ102から分岐部299を介してスイッチング電源300までに至る電源系に、大電流が流れる必要がある。このような電源系にコモンモードチョークコイルを挿入する場合ことによりコモンモード電流を低減させる場合、コモンモードチョークコイルを大型化する必要がある。したがって、十分なコモンモードインピーダンスを有するコモンモードチョークコイルを用いることが難しい。
When the power supply of the communication device needs to handle a large current, a large current needs to flow through the power supply system extending from the
そこで、第3の実施形態の通信装置は、図21及び図22に示すように、コモンモードチョークコイル31,32が、交流電圧の周波数帯域の信号が遮断するカップリング用コンデンサ272a,272bより分岐部299から見て後段側の信号系に配置されるものである。したがって、電源装置が大電流を扱う場合でも、コモンモードチョークコイルを大型化することなく、大きなコモンモードインピーダンスを有するコモンモードチョークコイルを用いることが可能となり、コモンモード電流を更に低減することができる。
Therefore, in the communication apparatus according to the third embodiment, as shown in FIGS. 21 and 22, the common mode choke coils 31 and 32 are branched from
上記第3の実施形態の説明では、インピーダンスアッパとして、バランスが取れているインダクタンス特性を有するインピーダンスアッパ290が用いられた場合について説明したが、第1の実施形態で説明したアンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパ291が用いられてもよい。 In the description of the third embodiment, the case where the impedance upper 290 having a balanced inductance characteristic is used as the impedance upper has been described. However, the impedance upper has the unbalanced inductance described in the first embodiment. An impedance upper 291 may be used.
図24は第3の実施形態に係る通信装置に、アンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパが用いられた場合の周波数−コモンモード電流特性を示す図である。図24において、特性C231は、図5に示すようなインピーダンスアッパ291が接続されると共にコモンモードチョークコイル31又は32が接続されていない場合の特性であり、特性C312は、図21又は22においてインピーダンスアッパ290の代わりにインピーダンスアッパ291が接続された場合の特性である。
FIG. 24 is a diagram illustrating frequency-common mode current characteristics when an impedance upper having an unbalanced inductance is used in the communication apparatus according to the third embodiment. 24, the characteristic C231 is a characteristic when the impedance upper 291 as shown in FIG. 5 is connected and the common
図24に示すように、コモンモードチョークコイル31又は32が接続されることにより、コモンモード電流が低減されているのが分かる。したがって、アンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパ291を用いることによる、電源プラグ差込方向に起因したコモンモード電流のレベル差の低減や、コモンモード電流のピーク値の抑制効果に加え、更に、コモンモード電流を抑制することができる。
As shown in FIG. 24, it can be seen that the common
このような本発明の第3の実施形態によれば、電源が大電流を扱う電力線通信装置においても、コモンモード電流を低減することができる。 According to the third embodiment of the present invention, the common mode current can be reduced even in the power line communication device in which the power source handles a large current.
(第4の実施形態)
図25は、第4の実施形態に係る電源ケーブルを示す説明図である。図25に示すように、電源ケーブル601は、電力線900の伝送線路の各々に接続する一対の電線41,42を有するものである。そして、これらの電線41,42は撚られている。これにより、電源ケーブル601における平衡度が向上し、コモンモード電流を低減することができる。
(Fourth embodiment)
FIG. 25 is an explanatory diagram showing a power cable according to the fourth embodiment. As shown in FIG. 25, the
図26は、第2の実施形態に係る通信装置に本発明の第4の実施形態に係る電源ケーブルが用いられた場合の周波数−コモンモード電流特性を示す図である。図26において、特性C401は、図13に示す通信装置に平行ケーブルである電源ケーブル600が接続された場合の特性であり、特性C402は、図13に示す通信装置に電源ケーブル601が接続された場合の特性である。図26に示すように、電源コネクタ102に、撚り線状の電源ケーブル601が接続されることにより、コモンモード電流が低減されているのが分かる。
FIG. 26 is a diagram illustrating frequency-common mode current characteristics when the power cable according to the fourth embodiment of the present invention is used in the communication device according to the second embodiment. In FIG. 26, a characteristic C401 is a characteristic when the
図27は第2の実施形態に係る通信装置に、アンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパ及び第4の実施形態に係る電源ケーブルが用いられた場合の周波数−コモンモード電流特性を示す図である。図27において、特性C232は、図13においてインピーダンスアッパ290の代わりにインピーダンスアッパ291が接続された通信装置に、平行ケーブルである電源ケーブル600が接続された場合の特性であり、特性C412は、インピーダンスアッパ290の代わりにインピーダンスアッパ291が接続された通信装置に、撚り線状の電源ケーブル601が接続された場合の特性である。
FIG. 27 is a diagram illustrating frequency-common mode current characteristics when the impedance upper having an unbalanced inductance and the power cable according to the fourth embodiment are used in the communication device according to the second embodiment. In FIG. 27, a characteristic C232 is a characteristic when the
図27に示すように、撚り線状の電源ケーブル601が接続されることにより、コモンモード電流が低減されているのが分かる。したがって、アンバランスなインダクタンスを有するインピーダンスアッパ291を用いることによる、電源プラグ差込方向に起因したコモンモード電流のレベル差の低減や、コモンモード電流のピーク値の抑制効果に加え、更に、コモンモード電流を抑制することができる。
As shown in FIG. 27, it can be seen that the common mode current is reduced by connecting the stranded wire-shaped
このような第4の実施形態によれば、撚り線状の電線を有する電源ケーブルが用いられることにより、平衡度が向上し、コモンモード電流を低減することができる。 According to such 4th Embodiment, a power supply cable which has a strand-shaped electric wire is used, A balance degree improves and it can reduce a common mode electric current.
本発明の電源装置及び電力線通信装置は、コモンモード電流のピーク値を抑制することが可能な効果を有し、短波帯を利用した電力線通信システム等に有用である。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The power supply device and the power line communication device of the present invention have an effect capable of suppressing the peak value of the common mode current, and are useful for a power line communication system using a short wave band.
1 送信部
2 受信部
11a,11b,13b インダクタ
12,13a,21a,21b,31,32 コモンモードチョークコイル
22,281 サージアブソーバ
41,42 電線
100 通信装置
101 筐体
102 電源コネクタ
103 モジュラージャック
104 表示部
104a,104b,104c LED
200 回路モジュール
210 メインIC
211 CPU
212 PLC・MACブロック
213 PLC・PHYブロック
220 AFE・IC
221 D/A変換器(DAC)
222 A/D変換器(ADC)
223,224 可変増幅器(VGA)
230 イーサネット(登録商標)PHY・IC
240 メモリ
251 ローパスフィルタ
252 ドライバIC
261 バンドパスフィルタ
270 カプラ
271 コイルトランス
271a 一次巻線
271b 二次巻線
272a,272b カップリング用コンデンサ
282 ヒューズ
290,291 インピーダンスアッパ
299 分岐部
300 スイッチング電源
301 AC/DC変換部
400 電源プラグ
500 コンセント
600,601 電源ケーブル
900 電力線
DESCRIPTION OF
200 circuit module 210 main IC
211 CPU
212 PLC / MAC block 213 PLC / PHY block 220 AFE / IC
221 D / A converter (DAC)
222 A / D converter (ADC)
223,224 Variable Amplifier (VGA)
230 Ethernet (registered trademark) PHY IC
240
261
Claims (16)
前記電力線接続部を介して前記電力の供給を受ける電力供給部と、
前記電力線接続部と前記電力供給部との間に設けられるインダクタ部と、を備え、
前記インダクタ部は、
第一のインダクタンスを有し、前記伝送線路のうちの一つに接続する第一の経路と、
前記第一のインダクタンスとは異なる第二のインダクタンスを有し、前記第一の経路に接続される伝送線路とは異なる伝送線路に接続する第二の経路と、を備える電源装置。 A power line connection section that can be connected to a power line that has at least two transmission lines and transmits power, and
A power supply unit that receives supply of the power via the power line connection unit;
An inductor section provided between the power line connection section and the power supply section,
The inductor section is
A first path having a first inductance and connected to one of the transmission lines;
A power supply apparatus comprising: a second path having a second inductance different from the first inductance and connected to a transmission line different from the transmission line connected to the first path.
前記インダクタ部は、前記第一の経路に設けられた前記第一のインダクタンスを有する第一のインダクタと、前記第二の経路に設けられた前記第二のインダクタンスを有する第二のインダクタとを備える電源装置。 The power supply device according to claim 1,
The inductor unit includes a first inductor having the first inductance provided in the first path and a second inductor having the second inductance provided in the second path. Power supply.
前記第一のインダクタは、所定のインダクタンスを有する第三のインダクタおよび第四のインダクタを有する電源装置。 The power supply device according to claim 2,
The first inductor is a power supply device having a third inductor and a fourth inductor having a predetermined inductance.
前記インダクタ部は、前記第一の経路に設けられた第一のコイル部と、前記第二の経路に挿入され、前記第一のコイル部とは異なる巻き数の第二のコイル部とを有するコモンモードチョークコイルを備える電源装置。 The power supply device according to claim 1,
The inductor unit includes a first coil unit provided in the first path and a second coil unit inserted in the second path and having a different number of turns from the first coil unit. A power supply device including a common mode choke coil.
前記インダクタ部は、
前記第一の経路及び前記第二の経路の各々に設けられた、互いに同じ巻き数のコイル部を有するコモンモードチョークコイルと、
前記第一の経路及び前記第二の経路のいずれか一方に設けられたインダクタと、を備える電源装置。 The power supply device according to claim 1,
The inductor section is
A common mode choke coil provided in each of the first path and the second path and having a coil portion having the same number of turns;
A power supply apparatus comprising: an inductor provided in any one of the first path and the second path.
前記インダクタ部は、少なくとも交流電源周波数を除いた周波数帯域の信号を減衰させる特性を有する電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 5,
The inductor unit has a characteristic of attenuating a signal in a frequency band excluding at least an AC power source frequency.
前記電力線接続部に接続されたヒューズと、
前記インダクタ部に接続された第一のサージ吸収素子と、
前記ヒューズと前記第一のサージ吸収素子との間に接続された第二のコモンモードチョークコイルと、 を更に備える電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 6,
A fuse connected to the power line connection;
A first surge absorbing element connected to the inductor portion;
A power supply apparatus further comprising: a second common mode choke coil connected between the fuse and the first surge absorbing element.
前記第二のコモンモードチョークコイルは、20メガヘルツ以上の自己共振周波数を有する電源装置。 The power supply device according to claim 7,
The second common mode choke coil is a power supply device having a self-resonant frequency of 20 megahertz or more.
前記ヒューズと前記第二のコモンモードチョークコイルとの間に設けられ、前記第一のサージ吸収素子の容量よりも小さい容量を有する第二のサージ吸収素子を更に備える電源装置。 The power supply device according to claim 7 or 8,
A power supply apparatus further comprising a second surge absorbing element provided between the fuse and the second common mode choke coil and having a capacity smaller than that of the first surge absorbing element.
前記電源接続部は、前記伝送線路の各々に接続する少なくとも二本の電線が撚られた電源ケーブルを備える電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 9,
The power supply unit includes a power cable in which at least two electric wires connected to each of the transmission lines are twisted.
前記電力線を介して送信する送信信号を出力する送信部と、
前記送信部に接続された二次巻線と、前記電力線接続部と前記インダクタ部との間の分岐部に接続されて前記送信信号を前記電力線に重畳する一次巻線とを有するカプラトランスと、
前記カプラトランスの一次巻線に接続され、前記送信信号の周波数帯域により前記交流電圧の周波数帯域の方が高いインピーダンスを有するコンデンサ部と、
前記コンデンサ部と前記送信部との間に接続された第三のコモンモードチョークコイルと、を更に備える電力線通信装置。 The power line communication device according to claim 11,
A transmission unit that outputs a transmission signal to be transmitted through the power line;
A coupler transformer having a secondary winding connected to the transmission unit, and a primary winding connected to a branching unit between the power line connection unit and the inductor unit to superimpose the transmission signal on the power line;
A capacitor unit connected to the primary winding of the coupler transformer and having a higher impedance in the frequency band of the AC voltage depending on the frequency band of the transmission signal;
A power line communication device further comprising: a third common mode choke coil connected between the capacitor unit and the transmission unit.
前記第三のコモンモードチョークコイルは、前記コンデンサ部と、前記カプラトランスの1次巻線との間に接続される電力線通信装置。 The power line communication device according to claim 12,
The third common mode choke coil is a power line communication device connected between the capacitor unit and a primary winding of the coupler transformer.
前記第三のコモンモードチョークコイルは、前記送信部と、前記カプラトランスの2次巻線との間に接続される電力線通信装置。 The power line communication device according to claim 12,
The third common mode choke coil is a power line communication device connected between the transmitter and a secondary winding of the coupler transformer.
前記第2のインダクタンスと前記第1のインダクタンスとの比は、1.21〜2である電源装置。 The power supply device according to claim 1,
The power supply apparatus according to claim 1, wherein a ratio between the second inductance and the first inductance is 1.21-2.
前記第2のインダクタンスと前記第1のインダクタンスとの比は、1.3〜2である電源装置。 The power supply device according to claim 15, wherein
The power supply apparatus according to claim 1, wherein a ratio between the second inductance and the first inductance is 1.3-2.
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- 2007-08-06 JP JP2007204326A patent/JP2008067366A/en not_active Withdrawn
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