JP2008048305A - Class-d acoustic amplifier with half-swing pulse-width-modulation - Google Patents

Class-d acoustic amplifier with half-swing pulse-width-modulation Download PDF

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To allow a class-D amplifier to be used in portable equipment by decreasing system and solution costs by obviating an output filter required by a conventional class-D amplifier. <P>SOLUTION: The amplifier includes a first comparator 116a, a second comparator 116b, and an output switch 120a, 120b. The first and second comparators respectively compare a pair of differential signals with a half-swing modulation signal to generate first and second pulse-width modulation (PWM) control signals, wherein a voltage swing of the half-swing modulation signal is smaller than the voltage swing of the differential signals. The output switch includes a pair of inputs coupled to receive the PWM control signals to provide a ternary encoded output signal in response to the PWM control signals. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、一般には増幅器に関し、より詳しくはD級音響増幅器及びそのための変調方式に関する。   The present invention relates generally to amplifiers, and more particularly to class D acoustic amplifiers and modulation schemes therefor.

D級増幅器としても知られるパルス幅変調(PWM)増幅器は、PWM増幅器の参照電圧が固定電圧ではなく可変信号であるという点を除いては、スイッチング電源装置の原理と同様の原理で動作する。一般には、D級増幅器は、アナログ入力D級及びデジタル入力D級、すなわち完全デジタル音響増幅器、として分類される。   A pulse width modulation (PWM) amplifier, also known as a class D amplifier, operates on a principle similar to that of a switching power supply, except that the reference voltage of the PWM amplifier is not a fixed voltage but a variable signal. In general, class D amplifiers are classified as analog input class D and digital input class D, i.e., fully digital acoustic amplifiers.

D級増幅器は、AB級増幅器よりもはるかに電力効率が良い。その良好な効率ゆえに、D級増幅器に必要とされるのは小さな電源であり、ヒートシンクの必要性がなくなるか又は低減され、全体的なシステムコスト、大きさ、及び重量が大幅に低減される。その他の利点としては、長期の電池動作、静かで良好なリスニング環境、及び高出力パワー(>20W/チャンネル)を備えるインテグレーテッド音響増幅器、がある。   Class D amplifiers are much more power efficient than class AB amplifiers. Because of its good efficiency, a class D amplifier requires a small power supply, eliminating or reducing the need for a heat sink and greatly reducing overall system cost, size, and weight. Other advantages include long-term battery operation, a quiet and good listening environment, and an integrated acoustic amplifier with high output power (> 20 W / channel).

従来のD級増幅器は出力フィルタを必要とし、出力フィルタはシステムの大きさ、及びソリューションコストを増大させて、携帯用機器でのその使用が制限される。フィルタレスD級増幅器では、出力フィルタがなくなる一方で、効率上の利点も維持される。フィルタレス変調方式によれば、AB級増幅器とほぼ同等のコスト及び大きさであるにもかかわらず、効率上の利点の大きいD級増幅器が得られる。   Conventional class D amplifiers require an output filter, which increases the size of the system and the solution cost, limiting its use in portable devices. A filterless class D amplifier eliminates the output filter while maintaining the efficiency advantage. According to the filterless modulation system, a class D amplifier having a large efficiency advantage can be obtained in spite of the cost and size substantially the same as those of a class AB amplifier.

フィルタレスのD級動作、高効率、及び低コストを達成する1つの方法は、必要な場合にのみ負荷に電流を送り、一旦送られたら電流を維持して、それにより、入力信号が送られていない場合に負荷からの電流を除去するエネルギーを減衰又は浪費させないことである。この方法の1つとして、4つの動作状態を有する4相変調方式がある。その変調方式は、音響入力信号に応じて、スピーカのような負荷を駆動するために4つの状態を使用する。この4相方式は、例えば、Corsiらによる米国特許第6,262,632号明細書に詳細に記載され、その全ては本明細書に組み込まれる。   One way to achieve filterless class D operation, high efficiency, and low cost is to send current to the load only when needed, and maintain the current once sent so that the input signal is sent. If not, the energy to remove current from the load is not attenuated or wasted. As one of the methods, there is a four-phase modulation method having four operation states. The modulation scheme uses four states to drive a load, such as a speaker, depending on the acoustic input signal. This four-phase system is described in detail, for example, in US Pat. No. 6,262,632 by Corsi et al., All of which are incorporated herein.

フィルタをなくすことにより、D級増幅器からは電磁妨害波(EMI)が放射される。このEMI現象はまた、Scoreらによる米国特許第6,614,297号明細書に詳細に記載され、その全ては本明細書に組み込まれる。Scoreらは、従来の2相PWM符号化又は4相PWM符号化ではなく、3相PWM符号化が使用されるシステムを記載している。EMIは、3相PWMに対するΔVが|VDD|である一方で2相PWMに対しては|2VDD|のときに高まる。3相PWM符号化は4相スイッチング動作によって達成され得るが、4相スイッチング動作による3相PWM符号化のコモンモードEMI成分は、3相スイッチング動作によるものよりも大きい。   By eliminating the filter, electromagnetic interference (EMI) is radiated from the class D amplifier. This EMI phenomenon is also described in detail in US Pat. No. 6,614,297 by Score et al., All of which are incorporated herein. Score et al. Describe a system in which three-phase PWM encoding is used rather than conventional two-phase PWM encoding or four-phase PWM encoding. EMI increases when ΔV for three-phase PWM is | VDD | while | 2VDD | for two-phase PWM. Three-phase PWM encoding can be achieved by a four-phase switching operation, but the common mode EMI component of the three-phase PWM encoding by the four-phase switching operation is larger than that by the three-phase switching operation.

Scoreらの変調方式及び増幅器は、EMIの性能、及びフィルタレス動作に関する小さな入力における効率を高めるが、これらの利点を実現するためには、Scoreらの技術では、4状態のスイッチング信号(4相)を3状態のスイッチング信号(3相)に符号化するための論理モジュールが必要となる。   The Score et al. Modulation scheme and amplifier increase the efficiency at small inputs for EMI performance and filterless operation, but to achieve these benefits, the Score et al. Technique uses a four-state switching signal (4-phase ) Is required to encode a three-state switching signal (three phases).

D級増幅器のための、特にアナログ入力D級増幅器のための、3相PWM符号を発生させるための改善された変調方式が所望されている。   There is a need for an improved modulation scheme for generating a three-phase PWM code for a class D amplifier, particularly for an analog input class D amplifier.

一対の差動信号とハーフスイング変調信号とを比較して第1及び第2パルス幅変調(PWM)制御信号を各々発生させるための第1及び第2コンパレータを有する増幅器が与えられ、ハーフスイング変調信号の電圧スイングは差動信号の電圧スイングよりも小さい。出力スイッチは、PWM制御信号を受信するように接続された一対の入力を有して、PWM制御信号に応答して3相符号化出力信号を与える。   An amplifier having first and second comparators for comparing a pair of differential signals and a half swing modulation signal to generate first and second pulse width modulation (PWM) control signals, respectively, is provided, and half swing modulation is provided. The voltage swing of the signal is smaller than the voltage swing of the differential signal. The output switch has a pair of inputs connected to receive the PWM control signal and provides a three-phase encoded output signal in response to the PWM control signal.

実施例では、増幅器は、D級音響増幅器である。このD級音響増幅器は、音響入力信号に応答して一対の差動信号を発生させる差動増幅器と;一対の差動信号とハーフスイング変調信号とを比較して第1及び第2パルス幅変調(PWM)制御信号を各々発生させるための第1及び第2コンパレータであって、ハーフスイング変調信号の電圧スイングは差動信号の電圧スイングよりも小さい第1及び第2コンパレータと;一対の出力を有するHブリッジ出力段であって、PWM制御信号に応答して、増幅3相符号化音響出力信号を前記一対の出力間で負荷に与えるHブリッジ出力段と、を含む。   In an embodiment, the amplifier is a class D acoustic amplifier. The class D acoustic amplifier includes a differential amplifier that generates a pair of differential signals in response to an acoustic input signal; a first and second pulse width modulation by comparing the pair of differential signals and a half swing modulation signal (PWM) first and second comparators for generating control signals, respectively, wherein the voltage swing of the half swing modulation signal is smaller than the voltage swing of the differential signal; and a pair of outputs And an H-bridge output stage that provides an amplified three-phase encoded acoustic output signal to a load between the pair of outputs in response to a PWM control signal.

本発明の上述の及びその他の特徴は、以下の、添付の図面と関連して与えられる本発明の好ましい実施形態の詳細な説明から、さらに理解されよう。
添付の図面は、開示に関連する、本発明の好ましい実施形態及びその他の情報を示す。
The foregoing and other features of the present invention will be further understood from the following detailed description of preferred embodiments of the invention given in conjunction with the accompanying drawings.
The accompanying drawings illustrate preferred embodiments of the invention and other information relevant to the disclosure.

アナログ入力信号の3相PWMを示す。3 shows a three-phase PWM of an analog input signal.

アナログ入力信号の3相PWMを示す。3 shows a three-phase PWM of an analog input signal.

従来技術の3相PWM符号化アナログ入力増幅器の回路図を示す。1 shows a circuit diagram of a prior art three phase PWM encoded analog input amplifier.

本発明の実施例に係るハーフスイングPWMを備える3相PWM符号化アナログ入力音響増幅器の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a three-phase PWM encoded analog input acoustic amplifier including a half swing PWM according to an embodiment of the present invention.

全波変調信号及びハーフスイング変調信号を各々使用したアナログ入力信号のパルス幅変調を図式的に比較する。A pulse width modulation of an analog input signal using a full wave modulation signal and a half swing modulation signal is schematically compared.

全波変調信号及びハーフスイング変調信号を各々使用したアナログ入力信号のパルス幅変調を図式的に比較する。A pulse width modulation of an analog input signal using a full wave modulation signal and a half swing modulation signal is schematically compared.

図3のPWM増幅器のフィードバック差動演算増幅器のモデルである。It is a model of the feedback differential operational amplifier of the PWM amplifier of FIG.

差動演算増幅器の小信号モデルを示す。A small signal model of a differential operational amplifier is shown.

ハーフスイング三角波発生器の回路図である。It is a circuit diagram of a half swing triangular wave generator.

具体的実施例のこの説明は、記載された説明全体の一部としてみなされる添付の図面に関連して読まれるようになっている。説明では、「低い」、「上の」、「水平な」、「垂直な」、「上方の」、「下方の」、「上」、「下」、「頂部」、及び「底部」のような相対的な用語、並びにそれらの派生語(例えば「水平に」、「下方に」、「上方に」等)は、その際に説明されているか又は説明中の図面で示されている方向を言及するものと解釈されるべきである。これらの相対的な用語は、説明の都合上によるものであり、装置が特定の方向に構成されるか又は操作されることを要求するものではない。「接続され」及び「相互接続され」のような、取り付け、接続等に関する用語は、明示的にそうではないことが説明されていない限りは、構成物が、直接的又は介在構成物を介して間接的に、相互に固定又は取り付けられる関係、及び両者ともが可動の又は剛性の取り付け部材又は関係、であることを言及する。   This description of specific embodiments is to be read in connection with the accompanying drawings, which are considered as part of the entire description given. In the description, such as "low", "upper", "horizontal", "vertical", "upper", "lower", "upper", "lower", "top", and "bottom" Relative terms, as well as their derivatives (eg, “horizontal”, “downward”, “upwardly”, etc.) are used in the direction indicated in the drawings or shown in the drawings. Should be construed as referring. These relative terms are for convenience of explanation and do not require that the device be configured or operated in a particular direction. Terms related to attachment, connection, etc., such as “connected” and “interconnected”, unless explicitly stated otherwise, the components may be directly or via intervening components. Indirectly, we refer to a relationship that is fixed or attached to each other, and that both are movable or rigid attachment members or relationships.

図1A及び1Bは、アナログ入力信号の3相パルス幅変調(PWM)を示す。3相PWMによると、PWM符号化信号は、サンプルアナログ入力信号の振幅に関する3つの状態:(i)+VDD、(ii)接地、又は(iii)−VDD、のうちの1つである。図2は、従来技術の、3相PWM符号化を備えるアナログ入力D級増幅器10の回路図である。3相PWM符号化を備えるD級増幅器の例は、Howattの米国特許第5,077,539号に示されており、その全ては本明細書に組み込まれる。   1A and 1B show three-phase pulse width modulation (PWM) of an analog input signal. According to three-phase PWM, the PWM encoded signal is one of three states related to the amplitude of the sample analog input signal: (i) + VDD, (ii) ground, or (iii) −VDD. FIG. 2 is a circuit diagram of an analog input class D amplifier 10 with three-phase PWM encoding of the prior art. An example of a class D amplifier with three-phase PWM encoding is shown in Howatt US Pat. No. 5,077,539, all of which is incorporated herein.

D級増幅器10は、固定利得増幅器12a及び12bに接続された、VIP及びVINとして識別される一対の差動入力を有する。利得増幅器12a及び12bは前置増幅器でありオプションである。アナログ入力信号が小さすぎる場合は、追加の信号利得が適用され得る。所定の実装では、利得増幅器12a及び12bは、選択可能な利得を備えて様々なアナログ入力信号に対応するように設計される。しかし、これらの前置増幅器は、使用されるか否かにかかわらず、増幅器10のPWMの動作には影響しない。増幅器12a、12bの出力は、抵抗R1を介して、差動演算増幅器14の正及び負の入力に接続される。演算増幅器14は、入力信号をフィードバック出力信号の成分と合成して閉ループの構成すなわちシステムを形成し、システムの全体的な周波数応答及び安定性を向上させて非線形性に起因するエラーを減少させ、これによりノイズ歪みを減少させる。 D-class amplifier 10 is connected to the fixed gain amplifiers 12a and 12b, a pair of differential inputs are identified as V IP and V IN. Gain amplifiers 12a and 12b are preamplifiers and are optional. If the analog input signal is too small, additional signal gain may be applied. In certain implementations, gain amplifiers 12a and 12b are designed to accommodate a variety of analog input signals with selectable gains. However, these preamplifiers do not affect the PWM operation of the amplifier 10 regardless of whether they are used. The outputs of the amplifiers 12a and 12b are connected to the positive and negative inputs of the differential operational amplifier 14 via a resistor R1. The operational amplifier 14 combines the input signal with the components of the feedback output signal to form a closed loop configuration or system, improving the overall frequency response and stability of the system to reduce errors due to non-linearities, This reduces noise distortion.

増幅器14から出力される差動信号は、タイミング信号、特に、0VからVDDまでの間を横切るフルスイング(すなわち差動信号のフルスイング)三角信号による変調のための一対のコンパレータ16a及び16bに与えられ、PWM出力制御信号を生成する。結果として得られるデジタル信号は、3相パワースイッチ駆動論理18に与えられて、負荷、例えばスピーカ22、に接続された増幅差動出力を与えるための出力選択スイッチ回路、すなわちHブリッジ20、の状態を制御する。Hブリッジ回路20は、増幅スイッチ出力信号を負荷22に与えるための単一の単極電源(VDD2)に接続される。負荷に与えられる出力信号は、入力信号の忠実な複製であるが、大きなパワーが電源によって与えられる、すなわちそのパワー増幅出力となる。図2に示されるように、出力された3相符号化PWM波形出力信号は、2つのPWM差動出力(VOP及びVOPとして識別される)の差、すなわち減算、である。 The differential signal output from the amplifier 14 is provided to a pair of comparators 16a and 16b for modulation by a timing signal, in particular, a full swing (ie, a full swing of the differential signal) between 0 V and VDD. The PWM output control signal is generated. The resulting digital signal is provided to the three-phase power switch drive logic 18 to provide a state of an output selection switch circuit, ie, H-bridge 20, for providing an amplified differential output connected to a load, eg, a speaker 22. To control. The H bridge circuit 20 is connected to a single unipolar power supply (VDD2) for providing an amplification switch output signal to the load 22. The output signal applied to the load is a faithful replica of the input signal, but a large amount of power is provided by the power supply, i. As shown in FIG. 2, the output 3-phase encoded PWM waveform output signal is the difference, or subtraction, of the two PWM differential outputs (identified as V OP and V OP ).

第3の状態、すなわちゼロ出力状態、を使用するので、出力回路系は、出力信号に比例してパワーのみを散逸させる。このため、小さな信号入力に対しては、パワー損失が小さい。ゼロ状態信号に対しては、スピーカ22を通って流れる電流がほとんどないので、損失は発生しない。パワー損失を減少させることにより熱の発生を減らすので、増幅器パッケージに対する小さな伝導ヒートシンクを使用しての、又は電線相互接続単独の所定の場合にはヒートシンクなしでの、熱除去が可能となる。   Since the third state, i.e. the zero output state, is used, the output circuitry dissipates only power in proportion to the output signal. For this reason, power loss is small for small signal inputs. For a zero state signal, there is almost no current flowing through the speaker 22, so no loss occurs. Since heat generation is reduced by reducing power loss, heat removal can be achieved using a small conductive heat sink for the amplifier package or without the heat sink in certain cases of wire interconnect alone.

しかし、図2の回路では、3相PWM符号化方式には、3相論理ブロック18が必要になるという1つの問題がある。3相符号化PWM出力信号を与えるべくコンパレータ16a、16bからの信号の出力をHブリッジモジュール20に直接与えることはできない。EMIを低減することは、D級増幅器の設計において重要な関心事である。コンパレータ16a及び16bの出力により、Hブリッジ20には4相スイッチング動作が生じるが、これは、3相スイッチング動作を有するHブリッジと比較して大きなコモンモードEMI成分を有する。   However, the circuit of FIG. 2 has one problem that the three-phase PWM encoding method requires the three-phase logic block 18. The signal output from the comparators 16a and 16b cannot be directly applied to the H-bridge module 20 to provide a three-phase encoded PWM output signal. Reducing EMI is an important concern in the design of class D amplifiers. The outputs of the comparators 16a and 16b cause a four-phase switching operation in the H-bridge 20, which has a large common mode EMI component compared to an H-bridge having a three-phase switching operation.

図3は、本発明の実施例に係るハーフスイングPWMを備えるD級アナログ出力音響増幅器100である。増幅器100は、VIP及びVINとして示される一対の差動信号を受信するための一対の差動入力を有する。差動信号は、フィードバック抵抗Rを有して上述の利得増幅器12a、12bと同様に動作する利得増幅器102に、抵抗Rを介して与えられる。増幅器102の差動出力は、演算増幅器114の入力に、抵抗要素R1を介して与えられる。図2の回路10に関連して上述されたように、増幅器100の演算増幅器114は、入力信号をフィードバック信号と合成して、ノイズ歪みを減少させる閉ループ構成を形成する。フィードバックループは、抵抗R、R、キャパシタC、及び演算増幅器114を有する差動積分器を有する。フィードバック閉ループ構成が好ましいが、必要というわけではない。 FIG. 3 is a class D analog output acoustic amplifier 100 having a half swing PWM according to an embodiment of the present invention. Amplifier 100 has a pair of differential inputs for receiving a pair of differential signals shown as V IP and V IN. Differential signal, the gain amplifier 102 which operates similarly to the gain amplifiers 12a, 12b described above have a feedback resistor R 4, is provided through a resistor R 3. The differential output of the amplifier 102 is given to the input of the operational amplifier 114 via a resistance element R1. As described above in connection with circuit 10 of FIG. 2, operational amplifier 114 of amplifier 100 combines the input signal with the feedback signal to form a closed loop configuration that reduces noise distortion. The feedback loop has a differential integrator having resistors R 1 , R 2 , capacitor C, and operational amplifier 114. A feedback closed loop configuration is preferred but not necessary.

以下に詳細に説明されるが、増幅器100もまた増幅器10と同様に、演算増幅器114の差動出力及び変調信号を入力として受信する一対のコンパレータ116a、116bを有する。また、増幅器100は、第1すなわち正のハーフ部分120a及び第2すなわち負のハーフ部分120bを有するフルブリッジ出力トポロジー120を有する。Hブリッジ120の各ハーフは、VDDと接地との間に直列接続された一対のトランジスタを有する。当業者であれば、一対のトランジスタが、2つのNMOSトランジスタ、2つのPMOSトランジスタ、又はNMOSトランジスタ及びPMOSトランジスタ、を有し得ることがわかるだろう。異なる型のHブリッジは、コンパレータ出力をHブリッジに接続する異なる駆動回路を必要とする。最も効率的なMOSFET設計では、高側及び低側の両方にNチャンネルMOSFETが使用される。というのは、それはPチャンネルMOSFETよりも低いON抵抗を有するからである。しかし、この設計は、通常、電荷ポンプ回路によって高側MOSFETのゲートを駆動する必要があるので、より複雑になる。図3の実施例のブリッジトポロジー120のハーフ部分120a及び120bは、各々NMOSトランジスタ及びPMOSトランジスタによって構成され、コンパレータ出力が所望の電圧レベルまで増幅される。   As will be described in detail below, the amplifier 100 also includes a pair of comparators 116 a and 116 b that receive the differential output and the modulation signal of the operational amplifier 114 as inputs, as with the amplifier 10. The amplifier 100 also has a full bridge output topology 120 having a first or positive half portion 120a and a second or negative half portion 120b. Each half of the H-bridge 120 has a pair of transistors connected in series between VDD and ground. One skilled in the art will appreciate that a pair of transistors can have two NMOS transistors, two PMOS transistors, or NMOS and PMOS transistors. Different types of H-bridges require different drive circuits that connect the comparator outputs to the H-bridge. In the most efficient MOSFET design, N-channel MOSFETs are used on both the high side and the low side. This is because it has a lower ON resistance than a P-channel MOSFET. However, this design is more complicated because the gate of the high side MOSFET usually needs to be driven by a charge pump circuit. The half portions 120a and 120b of the bridge topology 120 of the embodiment of FIG. 3 are constituted by NMOS transistors and PMOS transistors, respectively, and the comparator output is amplified to a desired voltage level.

図3の増幅器100は、変調信号としてフルスイング三角波を使用するのではなく、変調信号としてハーフスイング三角波(図3ではVsawとして示される)を使用する。「ハーフスイング」とは、変調信号の電圧スイングが、接地とVDDとの間で完全にスイングするわけではない、すなわち、以下にさらに詳細に説明されるように、作動信号の電圧スイングよりも小さい、という意味である。変調信号の電圧スイングは、VCMと最大(すなわち最も正)の供給レールとの間の、又はVCMと最小(すなわち最も負)の供給レールとの間にあり、ここでは、VCMは最大供給レールと最小供給レールとの間の任意のレベルを取り得る。VCMは、信号のダイナミックレンジを最大化するべく、差動信号のコモンモード電圧に設定される。ハーフスイング増幅は、変調信号のピークトゥピークのスイングよりも小さくなり得るが、変調信号のスイングを供給レンジの半分に設定し、かつ、VCMを積分器のコモンモード電圧に設定することにより、より良好な性能を達成することができる。さらに詳細には、1つの実施例においては、変調信号Vsawは、(a)VCMと(VCM+VSW)との間で、ここでVCMは積分器のコモンモード電圧、VSWは鋸波形の振幅、又は(b)VCMと(VCM−VSW)との間で、振動する三角信号である。 The amplifier 100 of FIG. 3 does not use a full swing triangular wave as a modulation signal, but uses a half swing triangular wave (shown as V saw in FIG. 3) as a modulation signal. "Half swing" means that the voltage swing of the modulation signal does not swing completely between ground and VDD, i.e. smaller than the voltage swing of the actuation signal, as will be explained in more detail below. It means that. The voltage swing of the modulation signal is between V CM and the largest (ie most positive) supply rail, or between V CM and the smallest (ie most negative) supply rail, where V CM is the largest Any level between the supply rail and the minimum supply rail can be taken. V CM, in order to maximize the dynamic range of the signal is set to the common mode voltage of the differential signal. Half-swing amplification is may be less than the swing of the peak-to-peak of the modulation signal, to set the swing of the modulation signal to half the supply range, and, by setting the V CM common mode voltage of the integrator, Better performance can be achieved. More specifically, in one embodiment, the modulation signal V saw is (a) between V CM and (V CM + V SW ), where V CM is the integrator common mode voltage and V SW is between the amplitude of the sawtooth waveform, or (b) and V CM and (V CM -V SW), a triangular signal oscillating.

一般に、設計者は、供給電圧レールが0VからVDDまでの場合は、VDD/2のコモンモード電圧を選択して信号のダイナミックレンジを最大化するだろうが、コモンモード電圧の信号はその他のレベルであってもよい。この実施例では、VCMはVDD/2に設定され、変調信号VSWは、VDD/2とVDDとの間で、又はVDD/2と0Vとの間で、振動する。提案される変調方法の背景にある理論は、図4A及び4Bに示されており、図4Aは、従来技術のフルスイング三角波で変調されたサイン波信号(又はその他の入力信号)を示し、図4Bは、VCMとVDDとの間で振動するハーフスイング三角波変調信号を使用した新規な変調方式を示す。 In general, if the supply voltage rail is from 0V to VDD, the designer will choose a common mode voltage of VDD / 2 to maximize the dynamic range of the signal, but the signal of the common mode voltage will be at other levels. It may be. In this embodiment, the V CM is set to VDD / 2, the modulation signal V SW is between VDD / 2 and VDD, or between VDD / 2 and 0V, thereby vibrating. The theory behind the proposed modulation method is shown in FIGS. 4A and 4B, which shows a sine wave signal (or other input signal) modulated with a prior art full swing triangular wave, 4B shows a novel modulation system using a half-swing triangular wave modulation signal oscillating between V CM and VDD.

変調信号は、三角波/ランプ発生器を使用して発生させることができる。三角波/ランプ発生器200の回路図は、図6に示されている。スイッチSW1がオンの場合、電流源IはキャパシタCを充電する。演算増幅器出力VOUTにおいては、I/Cに等しいスロープを備える立ち上がりエッジが得られる。VOUT>V(高/低レベル制限モジュール202によって高電圧制限が設定されている)の場合、SW1はオフであり、SW2はオンである。このため、VOUTにおいて、I/Cに等しいスロープを備える立ち下りエッジが得られる。VOUT<V(高/低レベル制限モジュール202によって低電圧制限が設定されている)の場合、SW2はオフであり、SW1はオンである。これらの動作を繰り返すことにより、VとVとの間の電圧レベルを備える三角波が得られる。SW1及びSW2に対する制御信号は、高/低レベル制限モジュール202から発生するが、これもまた、発生する三角波のスイングレンジを設定する。 The modulation signal can be generated using a triangular wave / ramp generator. A circuit diagram of the triangular wave / ramp generator 200 is shown in FIG. If the switch SW1 is turned on, the current source I 1 charges the capacitor C. At the operational amplifier output V OUT , a rising edge with a slope equal to I 1 / C is obtained. If V OUT > V H (the high voltage limit is set by the high / low level limit module 202), SW1 is off and SW2 is on. This results in a falling edge with a slope equal to I 2 / C at V OUT . If V OUT <V L (low voltage limit set by high / low level limit module 202), SW2 is off and SW1 is on. By repeating these operations, a triangular wave having a voltage level between V H and V L can be obtained. Control signals for SW1 and SW2 are generated from the high / low level limiting module 202, which also sets the swing range of the generated triangular wave.

重要なのは、ハーフスイング変調信号VSWを使用することにより、図2の論理回路18の場合のような良好なEMI性能を維持しながらも、3相PWM符号化を直接発生させることが可能になるということである。しかし、図2の回路とは異なり、コンパレータ116a及び116bの出力は、さらなる符号化がない出力ブリッジ120に、具体的にはブリッジ120内のNMOS及び/又はPMOSトランジスタのゲートに、直接接続可能である。2つのコンパレータからの出力の減算は、符号化論理の必要性なしにHブリッジをコンパレータ段に直接接続して、3状態にスイッチされる。というのは、任意に与えられるスイッチング期間ではコンパレータの1つの出力のみがVDD(仮にあるとすれば)となり得るためである。したがって、追加の論理動作が不要となる。これにより、さらには、装置の複雑性が低減されて、コスト、電力消費、及び熱発生の利益が得られる。 Importantly, the use of the half-swing modulation signal V SW makes it possible to directly generate three-phase PWM encoding while maintaining good EMI performance as in the case of the logic circuit 18 of FIG. That's what it means. However, unlike the circuit of FIG. 2, the outputs of comparators 116a and 116b can be connected directly to output bridge 120 without further encoding, specifically to the gates of NMOS and / or PMOS transistors in bridge 120. is there. The subtraction of the outputs from the two comparators is switched to three states with the H bridge connected directly to the comparator stage without the need for coding logic. This is because only one output of the comparator can be VDD (if it is present) during an arbitrarily given switching period. Thus, no additional logic operation is required. This further reduces the complexity of the device and provides the benefits of cost, power consumption, and heat generation.

三角波周波数が同じであると仮定すれば、従来のフルスイング変調技術によって、2つのPWMパルスが、各PWM変換ごとに発生する。本明細書で提案されるハーフスイング変調技術によれば、1つのみのPWMパルスが、各PWM変換ごとに発生する。すなわち、有効なPWMスイッチングレートが、提案される技術により半減し、これにより、スイッチング損失によるパワー散逸が低減する。図3を参照すると、Hブリッジ120の第1及び第2の半分120a、120bの増幅差動出力は、負荷要素(例えば、スピーカ122)に接続されて増幅3相符号化PWM出力信号を与える。述べられたように、提案される方法によって、従来技術で要求された3相論理の必要性をなくすことにより、回路の複雑性が低減する。さらに、コンパレータ116a、116bは、レールトゥレールのコンパレータである必要がない、すなわち、コンパレータは、信号スイングがVDDと接地との間にあるレールトゥレール入力信号を受ける必要がない。レールトゥレールのコンパレータは、レールトゥレール信号を処理するためのNMOS入力段とPMOS入力段の両者を必要とする。したがって、レールトゥレールのコンパレータの設計上の複雑性は、NMOS入力段又はPMOS入力段のみを備えその両者を備えないコンパレータよりも高くなる。ハーフスイング技術によれば、三角波は、ほぼVDDとVCMとの間か又はVCMとGNDとの間(すなわちVDD/2)にあるため、レールトゥレールのコンパレータは不要となる。また、この設計が三角波の非線形性に対して低い感度を示す一方で、従来技術の全波変調は正の三角波サイクルと負の三角波サイクルとの非線形性ミスマッチの影響を受ける。   Assuming that the triangular wave frequency is the same, two PWM pulses are generated for each PWM conversion by the conventional full swing modulation technique. According to the half-swing modulation technique proposed herein, only one PWM pulse is generated for each PWM conversion. That is, the effective PWM switching rate is halved by the proposed technique, thereby reducing power dissipation due to switching losses. Referring to FIG. 3, the amplified differential outputs of the first and second halves 120a, 120b of the H-bridge 120 are connected to a load element (eg, speaker 122) to provide an amplified three-phase encoded PWM output signal. As stated, the proposed method reduces circuit complexity by eliminating the need for three-phase logic required in the prior art. Further, the comparators 116a, 116b need not be rail-to-rail comparators, i.e., the comparator need not receive a rail-to-rail input signal whose signal swing is between VDD and ground. Rail-to-rail comparators require both NMOS and PMOS input stages to process rail-to-rail signals. Thus, the design complexity of a rail-to-rail comparator is higher than a comparator with only an NMOS input stage or a PMOS input stage and neither. According to the half swing technique, the triangular wave is approximately between VDD and VCM or between VCM and GND (ie, VDD / 2), so that a rail-to-rail comparator is not necessary. Also, while this design exhibits low sensitivity to triangular wave non-linearity, prior art full wave modulation is subject to non-linear mismatch between the positive and negative triangular wave cycles.

図5A及び5Bでは、ハーフスイングPWM技術が作用する理由についてさらに展開される。図5Aに示されるように、ハーフスイングPWMによると、差動経路の1つのみのフィードバック信号が、各PWMスイッチング期間において差動演算増幅器で「有効」となる。しかし、差動演算増幅器の動作により、他方の経路の反極性信号が自動的に構築される。したがって、閉ループのフィードバックが十分に作用して、高性能の出力、例えば音響出力、が生成される。図5Bは、上述のハーフスイングPWM変調技術を図示するための差動演算増幅器114の小さな信号のモデルを示す。   5A and 5B further develops why the half swing PWM technique works. As shown in FIG. 5A, according to half swing PWM, only one feedback signal in the differential path is “valid” in the differential operational amplifier in each PWM switching period. However, the opposite polarity signal of the other path is automatically constructed by the operation of the differential operational amplifier. Thus, the closed loop feedback works well to produce a high performance output, such as an acoustic output. FIG. 5B shows a small signal model of the differential operational amplifier 114 to illustrate the half-swing PWM modulation technique described above.

上述の変調方法は、差動入力信号を用いて示されるが、閉ループを与える演算増幅器114が差動型であるため、その方法は、片線設置入力信号に変更せずに適用することが可能である。さらに、ハーフスイングPWMは、開ループ構成にも、すなわちフィードバック成分をなくすことによっても、適用可能である。しかし、回路の非線形性に起因するノイズを抑制するためには、閉ループ構成が好ましい。またさらに、バランスのとれた三角ハーフスイング変調信号が好ましいが、実施例においては、変調信号としてハーフスイング鋸歯又は正弦波形が使用されてもよい。またさらに、当業者に知られているデジタル・アナログ変換器(DAC)を使用することにより、増幅器100は、デジタル入力を備えて、すなわちデジタルD級音響増幅器として、使用可能である。   The above modulation method is shown using a differential input signal. However, since the operational amplifier 114 providing a closed loop is a differential type, the method can be applied without changing to a single-wire installation input signal. It is. Further, the half swing PWM can be applied to an open loop configuration, that is, by eliminating a feedback component. However, a closed loop configuration is preferred in order to suppress noise due to circuit nonlinearity. Further, a balanced triangular half swing modulation signal is preferred, but in the embodiment, a half swing sawtooth or sine waveform may be used as the modulation signal. Still further, by using a digital-to-analog converter (DAC) known to those skilled in the art, amplifier 100 can be used with a digital input, ie, as a digital class D acoustic amplifier.

具体的な応用例では、本明細書で説明されるD級音響増幅器は、テレビジョン、携帯電話、携帯ラジオ、携帯用マルチメディアプレーヤ、ノートブック、DVDプレーヤ、スピーカ等のような用途で利用される。D級増幅器に関連して説明されているが、本明細書で説明される変調スイッチング方式はまた、熱電冷却器ドライバ、モータ制御装置等に適用してもよい。   In specific applications, the class D acoustic amplifier described herein is used in applications such as televisions, mobile phones, portable radios, portable multimedia players, notebooks, DVD players, speakers, and the like. The Although described in connection with a class D amplifier, the modulation switching scheme described herein may also be applied to thermoelectric cooler drivers, motor controllers, and the like.

本発明は、具体的な実施例に関連して説明されてきたが、それに限られるものではない。むしろ、添付の請求項が、本発明の等価の範囲を逸脱せずに当業者によってなし得る、本発明のその他の変形例及び実施例を含むように広く解釈されるべきである。   Although the invention has been described with reference to specific embodiments, it is not limited thereto. Rather, the appended claims should be construed broadly to include other variations and embodiments of the invention that can be made by those skilled in the art without departing from the equivalent scope of the invention.

Claims (27)

増幅器であって、
一対の差動信号とハーフスイング変調信号とを比較して第1及び第2パルス幅変調(PWM)制御信号を各々発生させるための第1及び第2コンパレータであって、前記ハーフスイング変調信号の電圧スイングは前記差動信号の電圧スイングよりも小さい第1及び第2コンパレータと、
前記第1及び第2PWM制御信号を受信するように接続された一対の入力を有して、前記第1及び第2PWM制御信号に応答して3相符号化出力信号を与える出力スイッチと、を含む、増幅器。
An amplifier,
A first and second comparator for comparing a pair of differential signals and a half swing modulation signal to generate first and second pulse width modulation (PWM) control signals, respectively, First and second comparators having a voltage swing smaller than the voltage swing of the differential signal;
An output switch having a pair of inputs connected to receive the first and second PWM control signals and providing a three-phase encoded output signal in response to the first and second PWM control signals; ,amplifier.
前記出力スイッチはHブリッジ出力段を有する、請求項1に記載の増幅器。   The amplifier of claim 1, wherein the output switch has an H-bridge output stage. 前記一対の入力からの第1入力は、前記Hブリッジの第1ハーフに接続され、前記一対の入力からの第2入力は、前記Hブリッジの第2ハーフに接続される、請求項2に記載の増幅器。   The first input from the pair of inputs is connected to a first half of the H-bridge, and the second input from the pair of inputs is connected to a second half of the H-bridge. Amplifier. 前記出力信号を前記第1及び第2コンパレータに接続するフィードバックループをさらに有する、請求項1に記載の増幅器。   The amplifier of claim 1, further comprising a feedback loop connecting the output signal to the first and second comparators. 前記フィードバックループは差動積分器を有し、前記出力スイッチは一対の作動出力ノードを有し、前記一対の差動出力ノードからの前記出力信号は、前記一対の差動信号によって前記差動積分器に接続される、請求項4に記載の増幅器。   The feedback loop has a differential integrator, the output switch has a pair of operating output nodes, and the output signal from the pair of differential output nodes is the differential integration by the pair of differential signals. The amplifier of claim 4, wherein the amplifier is connected to the instrument. 前記ハーフスイング変調信号を与えるためのランプ発生器をさらに有する、請求項1に記載の増幅器。   The amplifier of claim 1, further comprising a ramp generator for providing the half swing modulation signal. 前記ハーフスイング変調信号は、前記差動信号の電圧スイングよりも小さな、前記一対の差動信号のコモンモード電圧(Vcm)とプリセット電圧との間の電圧スイングを有する、請求項1に記載の増幅器。   The amplifier of claim 1, wherein the half swing modulation signal has a voltage swing between a common mode voltage (Vcm) of the pair of differential signals and a preset voltage that is smaller than a voltage swing of the differential signal. . 前記プリセット電圧は前記差動信号の最大電圧か又は前記差動信号の最小電圧である、請求項7に記載の増幅器。   The amplifier according to claim 7, wherein the preset voltage is a maximum voltage of the differential signal or a minimum voltage of the differential signal. 前記ハーフスイング変調信号は、ハーフスイング三角波である、請求項1に記載の増幅器。   The amplifier according to claim 1, wherein the half swing modulation signal is a half swing triangular wave. D級音響増幅器であって、
音響入力信号に応答して一対の差動信号を発生させる差動増幅器と、
前記一対の差動信号とハーフスイング変調信号とを比較して第1及び第2パルス幅変調(PWM)制御信号を各々発生させるための第1及び第2コンパレータであって、前記ハーフスイング変調信号の電圧スイングは前記差動信号の電圧スイングよりも小さい第1及び第2コンパレータと、
一対の出力を有するHブリッジ出力段であって、前記PWM制御信号に応答して、増幅3相符号化音響出力信号を前記一対の出力間で負荷に与えるHブリッジ出力段と、を含むD級音響増幅器。
A class D acoustic amplifier,
A differential amplifier for generating a pair of differential signals in response to an acoustic input signal;
First and second comparators for comparing the pair of differential signals and a half swing modulation signal to generate first and second pulse width modulation (PWM) control signals, respectively, the half swing modulation signal The first and second comparators having a voltage swing smaller than the voltage swing of the differential signal;
An H-bridge output stage having a pair of outputs, the H-bridge output stage providing an amplified three-phase encoded acoustic output signal to a load between the pair of outputs in response to the PWM control signal; Acoustic amplifier.
前記Hブリッジは、前記第1及び第2PWM制御信号を受信するための一対の入力を有する、請求項10に記載の音響増幅器。   The acoustic amplifier of claim 10, wherein the H-bridge has a pair of inputs for receiving the first and second PWM control signals. 前記Hブリッジの第1ハーフは、前記第1PWM制御信号に応答する一対のスイッチを有し、前記Hブリッジの第2ハーフは、前記第2PWM制御信号に応答する一対のスイッチを有する、請求項11に記載の音響増幅器。   The first half of the H-bridge has a pair of switches responsive to the first PWM control signal, and the second half of the H-bridge has a pair of switches responsive to the second PWM control signal. The acoustic amplifier described in 1. 前記出力信号を前記第1及び第2コンパレータに接続するフィードバックループをさらに有する、請求項10に記載の音響増幅器。   The acoustic amplifier of claim 10, further comprising a feedback loop connecting the output signal to the first and second comparators. 前記フィードバックループは、前記作動増幅器を有する差動積分器を有し、前記Hブリッジ出力段の前記一対の出力は、前記音響入力信号によって前記差動積分器に接続される、請求項13に記載の音響増幅器。   The feedback loop includes a differential integrator having the operational amplifier, and the pair of outputs of the H-bridge output stage are connected to the differential integrator by the acoustic input signal. Acoustic amplifier. 前記ハーフスイング変調信号を与えるためのランプ発生器をさらに有する、請求項10に記載の音響増幅器。   The acoustic amplifier of claim 10, further comprising a ramp generator for providing the half swing modulation signal. 前記ハーフスイング変調信号は、前記差動信号の電圧スイングよりも小さな、前記一対の差動信号のコモンモード電圧(Vcm)とプリセット電圧との間の電圧スイングを有する、請求項10に記載の音響増幅器。 11. The half swing modulation signal according to claim 10, wherein the half swing modulation signal has a voltage swing between a common mode voltage ( Vcm ) of the pair of differential signals and a preset voltage that is smaller than a voltage swing of the differential signal. Acoustic amplifier. プリセット電圧は前記差動信号の最大電圧か又は前記差動信号の最小電圧である、請求項16に記載の音響増幅器。   The acoustic amplifier according to claim 16, wherein the preset voltage is a maximum voltage of the differential signal or a minimum voltage of the differential signal. 前記ハーフスイング変調信号はハーフウイング三角波である、請求項10に記載の音響増幅器。   The acoustic amplifier according to claim 10, wherein the half swing modulation signal is a half wing triangular wave. デジタル音響データを前記音響入力信号に変換するための、前記差動増幅器に接続されたデジタル・アナログ変換器(DAC)をさらに有し、前記D級音響増幅器は前記デジタル音響データを処理することが可能である、請求項10に記載の音響増幅器。   A digital-to-analog converter (DAC) connected to the differential amplifier for converting digital acoustic data into the acoustic input signal, wherein the class D acoustic amplifier processes the digital acoustic data; The acoustic amplifier according to claim 10, which is possible. 3相変調を使用して入力信号を増幅する方法であって、
一対の差動信号とハーフスイング変調信号とを比較して第1及び第2パルス幅変調(PWM)制御信号を各々発生させるステップであって、前記ハーフスイング変調信号の電圧スイングは前記差動信号の電圧スイングよりも小さいステップと、
前記PWM制御信号を出力スイッチに与え、前記PWM制御信号に応答して3相符号化出力信号を与えるステップと、を有する方法。
A method of amplifying an input signal using three-phase modulation,
Comparing a pair of differential signals with a half swing modulation signal to generate first and second pulse width modulation (PWM) control signals, respectively, wherein the voltage swing of the half swing modulation signal is the differential signal; Steps smaller than the voltage swing of
Applying the PWM control signal to an output switch and providing a three-phase encoded output signal in response to the PWM control signal.
前記与えるステップは、第1及び第2PWM制御信号を有するHブリッジ回路を駆動して、増幅3相符号化差動出力信号を負荷に与えることを有する、請求項20に記載の方法。   21. The method of claim 20, wherein the providing step comprises driving an H-bridge circuit having first and second PWM control signals to provide an amplified three-phase encoded differential output signal to a load. 前記入力信号に応答して前記一対の差動信号を発生させるステップをさらに有する、請求項20に記載の方法。   21. The method of claim 20, further comprising generating the pair of differential signals in response to the input signal. 前記3相符号化差動出力信号を前記一対の差動信号にフィードバックさせるステップをさらに有する、請求項20に記載の方法。   21. The method of claim 20, further comprising feeding back the three-phase encoded differential output signal to the pair of differential signals. 前記入力信号は音響信号である、請求項20に記載の方法。   21. The method of claim 20, wherein the input signal is an acoustic signal. 前記ハーフスイング変調信号は、前記差動信号の電圧スイングより小さな、前記一対の差動信号のコモンモード電圧(Vcm)とプリセット電圧との間の電圧スイングを有する、請求項20に記載の方法。 21. The method of claim 20, wherein the half swing modulation signal has a voltage swing between a common mode voltage (V cm ) of the pair of differential signals and a preset voltage that is less than a voltage swing of the differential signal. . 前記プリセット電圧は、前記差動信号の最大電圧か又は前記差動信号の最小電圧である、請求項25に記載の方法。   26. The method of claim 25, wherein the preset voltage is a maximum voltage of the differential signal or a minimum voltage of the differential signal. 前記ハーフスイング変調信号はハーフスイング三角波である、請求項20に記載の方法。   21. The method of claim 20, wherein the half swing modulated signal is a half swing triangular wave.
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