JP2008034406A - Switching semiconductor integrated circuit device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、例えば携帯通信機の高周波(RF)アンテナスイッチに用いて好適なスイッチ半導体集積回路装置に関する。 The present invention relates to a switch semiconductor integrated circuit device suitable for use in, for example, a radio frequency (RF) antenna switch of a portable communication device.
図1(a)は、RFフロントエンド部に用いられる電界効果トランジスタ(FET)によるRFスイッチ(SW)回路を構成する集積回路の最小単位の基本回路構成を示す。
このスイッチ回路は、オン・オフがなされるポート1(Port1)およびポート2(Port2)間にシリーズ(Series)FETを有し、このシリーズFETのラインと接地間にシャント(Shunt)FETが挿入されて成り、Port1とPort2間がオンの場合、等価回路的には、図1(b)に示すように、CR回路となっている。
そして、スイッチオン時にあっては、シャントFETのゲート電圧Vc1をオフ電圧とし、シリーズFETのゲート電圧Vc2をオン電圧とすることによって、Port1とPort2間をオンとする。このとき、シャントFETは、高周波の流れ込みを回避するために低オフ容量であることが必要となる。
FIG. 1A shows a basic circuit configuration of a minimum unit of an integrated circuit that constitutes an RF switch (SW) circuit by a field effect transistor (FET) used for an RF front end unit.
This switch circuit has a series FET between port 1 (Port 1) and port 2 (Port 2) that are turned on and off, and a shunt FET is inserted between the line of this series FET and the ground. When
When the switch is turned on, the gate voltage Vc1 of the shunt FET is turned off, and the gate voltage Vc2 of the series FET is turned on, thereby turning on between Port1 and Port2. At this time, the shunt FET needs to have a low off-capacitance in order to avoid a high-frequency flow.
一方、スイッチオフ時には、シリーズFETをオフとし、シャントFETをオンとしてシリーズFETに漏れる高周波信号をシャントFETによってグランドに引き込み、高アイソレーションが行われる。
このスイッチ回路における、損失は、直流(DC)的な抵抗損と交流(AC)的な容量損の和で表される。したがって、この損失の観点から、シリーズFETの低オン抵抗化と、シャントFETの低オフ容量化が重要となる。
On the other hand, when the switch is turned off, the series FET is turned off, the shunt FET is turned on, and a high frequency signal leaking to the series FET is drawn to the ground by the shunt FET, and high isolation is performed.
The loss in this switch circuit is expressed as the sum of direct current (DC) resistance loss and alternating current (AC) capacity loss. Therefore, from the viewpoint of this loss, it is important to reduce the on-resistance of the series FET and to reduce the off-capacitance of the shunt FET.
大信号入力時でもシャントFETのオフ状態を維持することができるようにFETが複数段直列接続されたその接続中間点にバイアスを印加できる回路、あるいはソース・ドレイン間を抵抗を介して接続する回路が提案されている(特許文献1および2参照)。
A circuit that can apply a bias to the connection middle point where multiple stages of FETs are connected in series so that the off state of the shunt FET can be maintained even when a large signal is input, or a circuit that connects the source and drain via a resistor Has been proposed (see
一方、第2世代から第3世代携帯電話にシステムが移り変わることによって、挿入損失やアイソレーション特性だけでなく、歪み特性も重要になってきた。
第3世代携帯で採用されているW−CDMAシステムのように、デゥープレクサー(Duplexer)によって送受信信号を選別するシステムでは、非線形性を有するSWデバイスを使うと、大気中に存在する妨害波と送信波とがミキシングされて、相互変調歪み(IMD)が発生し、受信経路内に侵入するという問題が生じる。
例えば、送信波(fTX)が1.95GHz、受信波(fRX)が2.14GHzとする。デゥープレクサーはこの2周波数しか通さないとする。ここでアンテナからSWに190MHzの妨害波(fblock)が、送信経路からSW(スイッチ)に1.95GHzの送信波(fTX)が入ってきたとする。SWデバイスが非線形であるとすると、その非線形性によって周波数のミキシングが起こり、fTX+fblock=1.95GHz+190MHz=2.14GHzの2次IMDが発生する。
この作り出された周波数は、受信波と同じ周波数なので、デゥープレクサーを通過し、受信経路内に侵入してしまい、ノイズとなることがIMD(相互歪み)問題なのである。
また、そのSWの非線形性によって高調波が発生するが、この高調波歪みの問題は第2世代携帯電話システムの問題の一つとして挙がっている。
On the other hand, not only insertion loss and isolation characteristics but also distortion characteristics have become important as systems change from 2nd generation to 3rd generation mobile phones.
In a system that selects transmitted and received signals by a duplexer, such as a W-CDMA system adopted in third-generation mobile phones, if a non-linear SW device is used, an interference wave and a transmitted wave that exist in the atmosphere are used. Are mixed to generate intermodulation distortion (IMD), which causes a problem of entering the reception path.
For example, it is assumed that the transmission wave (f TX ) is 1.95 GHz and the reception wave (f RX ) is 2.14 GHz. The duplexer passes only these two frequencies. Assume that a 190 MHz interference wave (f block ) enters the SW from the antenna and a 1.95 GHz transmission wave (f TX ) enters the SW (switch) from the transmission path. If the SW device is non-linear, frequency mixing occurs due to the non-linearity, and a second order IMD of f TX + f block = 1.95 GHz + 190 MHz = 2.14 GHz is generated.
Since the created frequency is the same frequency as the received wave, it is an IMD (Mutual Distortion) problem that it passes through the duplexer, enters the reception path, and becomes noise.
In addition, harmonics are generated by the non-linearity of the SW, and the problem of the harmonic distortion is listed as one of the problems of the second generation mobile phone system.
これらの歪み問題を解決するためには、Shunt FETのオフ容量の非線形性を抑制することが有効であることが、電圧に依存する容量と依存しない容量に関するシミュレーションの結果から分かる。したがって、Shunt FETのオフ容量の非線形性がIMDや高調波が発生させている要因の一つとして考えられる。 In order to solve these distortion problems, it can be understood from the simulation results regarding the capacitance depending on the voltage and the capacitance not depending on the voltage that it is effective to suppress the non-linearity of the off capacitance of the Shunt FET. Therefore, the non-linearity of the off-capacitance of the Shunt FET is considered as one of the factors that cause the IMD and the harmonics.
従来、上述したスイッチ回路の低オフ容量化については、オーミック電極幅を小さくしたり、配線容量を低減したり、FETの形成部の半導体構造、すなわちエピタキシー構造を最適化するなどの方法によってオフ容量の低減化の工夫がなされてきた。
しかしながら、オフ容量の線形性についての改善を安定して良好に行うことにおいて、未だ不十分である。
However, it is still insufficient to stably and satisfactorily improve the off-capacitance linearity.
本出願人は、先に、特願2005−008551号において、半導体基板の素子分離領域に正の電圧を印加して、電界効果トランジスタの周辺に正の電圧を印加することで、ゲート直下のチャネル層を空乏化する効果を高め、これによってオフ容量の低減化を図り、相互変調歪の低減化を図るようにした半導体装置の提案を行った。 In the Japanese Patent Application No. 2005-008551, the present applicant previously applied a positive voltage to the element isolation region of the semiconductor substrate and applied a positive voltage to the periphery of the field effect transistor, so that A semiconductor device has been proposed in which the effect of depleting a layer is enhanced, thereby reducing the off-capacitance and the intermodulation distortion.
本発明は、許容入力電力を大とするために、複数の電界効果トランジスタを直列接続するスタック構成とするスイッチ半導体集積回路装置にあって、確実に、オフ容量の低減化が図られ、また、容量の非線形性の抑制が図られるようにすることによってより確実に前述した相互変調歪の改善を図ることができるようにしたスイッチ半導体集積回路装置を提供するものである。 The present invention is a switch semiconductor integrated circuit device having a stack configuration in which a plurality of field effect transistors are connected in series in order to increase the allowable input power, and the off-capacitance can be reliably reduced. It is an object of the present invention to provide a switch semiconductor integrated circuit device in which the above-described intermodulation distortion can be more reliably improved by suppressing the nonlinearity of the capacitance.
本発明によるスイッチ半導体集積回路装置は、半導体基板上にアイソレーション領域によって分離された複数の電界効果トランジスタが直列接続された半導体装置であって、該相互に直列接続された少なくとも一部の電界効果トランジスタのソース電極またはドレイン電極に対向して、基板にバイアスを印加することができるように上記アイソレーション領域表面にコンタクトされた表面バイアス電極を配置したことを特徴とする。 A switch semiconductor integrated circuit device according to the present invention is a semiconductor device in which a plurality of field effect transistors separated by an isolation region are connected in series on a semiconductor substrate, and at least some of the field effects connected in series to each other A surface bias electrode in contact with the surface of the isolation region is arranged so as to be able to apply a bias to the substrate so as to face the source electrode or the drain electrode of the transistor.
また、上述の構成にあって、上記アイソレーション領域表面にコンタクトされた表面バイアス電極を上記相互に直列接続された全ての電界効果トランジスタのソース電極に対向して配置したことを特徴とする。 In the above-described configuration, the surface bias electrode in contact with the surface of the isolation region is arranged to face the source electrodes of all the field effect transistors connected in series with each other.
また、上述の構成にあって、上記アイソレーション領域表面にコンタクトされた表面バイアス電極を上記相互に直列接続された全ての電界効果トランジスタのドレイン電極に対向して配置したことを特徴とする。 In the above-described configuration, the surface bias electrode in contact with the surface of the isolation region is arranged to face the drain electrodes of all the field effect transistors connected in series with each other.
上述したように、本発明においては、複数のFETが直列接続され許容入力電力の増大化がなされるスタック構成によるスイッチ回路であり、この構成において、相互に接続されるソース電極および/またはドレイン電極に対して、基板バイアスが印加された電極を対向配置する構成としたことから、スタック接続された少なくとも一部のFETにおいてのゲート・ソース間の電圧Vgsが安定して一定に高められる。このように、Vgsが高められることにより、入力電力による、容量の振られを抑制することができる。 As described above, the present invention is a switch circuit having a stack configuration in which a plurality of FETs are connected in series to increase the allowable input power, and in this configuration, a source electrode and / or a drain electrode connected to each other On the other hand, since the electrodes to which the substrate bias is applied are arranged so as to face each other, the gate-source voltage Vgs in at least some of the FETs connected in a stack can be stably increased. In this way, by increasing Vgs, it is possible to suppress fluctuation of the capacity due to input power.
また、本発明によるスイッチ半導体集積回路装置は、上記基板表面バイアス電極が、該基板表面バイアス電極の対向する上記ソース電極およびドレイン電極に関するゲート電極に平行に配置されたことを特徴とする。 The switch semiconductor integrated circuit device according to the present invention is characterized in that the substrate surface bias electrode is arranged in parallel to the gate electrode related to the source electrode and the drain electrode facing the substrate surface bias electrode.
また、本発明は、上記基板表面バイアス電極の上記ソース電極およびドレイン電極との対向長が、該ソース電極およびドレイン電極の上記ゲート電極との対向長以上の長さに選定されたことを特徴とする。
また、本発明は、上記アイソレーション領域が、不純物導入により所要の分布抵抗を有する構成とされたことを特徴とする。
Further, the present invention is characterized in that the opposing length of the substrate surface bias electrode to the source electrode and the drain electrode is selected to be longer than the opposing length of the source electrode and the drain electrode to the gate electrode. To do.
Further, the present invention is characterized in that the isolation region has a required distributed resistance by introducing impurities.
また、本発明は、上記ソース電極およびドレイン電極と対向して配置される上記基板表面バイアス電極が、上記アイソレーション領域の表面に選択的に不純物導入により形成されたコンタクト領域上にコンタクトされたことを特徴とする。 Further, according to the present invention, the substrate surface bias electrode disposed to face the source electrode and the drain electrode is contacted with a contact region formed by selectively introducing impurities on the surface of the isolation region. It is characterized by.
また、本発明は、上記電界効果トランジスタが接合ゲート型電界効果トランジスタ、ショットキーゲート電界効果トランジスタ、絶縁ゲート型電界効果トランジスタであることを特徴とする。 Further, the present invention is characterized in that the field effect transistor is a junction gate field effect transistor, a Schottky gate field effect transistor, or an insulated gate field effect transistor.
本発明によるスイッチ半導体集積回路装置においては、直列接続された複数の電界効果トランジスタ(FET)の少なくとも一部のFETのソース電極またはドレイン電極に対向して、基板にバイアスを印加することができる表面バイアス電極をアイソレーション領域の表面に配置したことから、基板表面バイアスに正の電圧を印加すると、この基板表面バイアス電極と対向する直列接続したソース・ドレインの接続部に、アイソレーション領域による分布抵抗を介して正の電圧が印加される。
ここで、この複数のFETのゲートに、オフ電圧の負の電圧が印加されているとすると、そのソース・ドレインの接続部に与えられている正の所定電圧によってゲート・ソース間の電圧(Vgs)が大、すなわち電位差が大となる。したがって、このゲート直下におけるチャネルが完全に空乏化されることにより、確実なオフ容量の低減がなされる。
また、大信号が入力された場合でも、容量が電圧によって振れることが抑制される。すなわち容量の線形性も高まる。よって、オフ容量の低減により容量損失を低減でき、容量の線形性が向上することによりIMDや高調波歪の発生を抑制できる。
In the switch semiconductor integrated circuit device according to the present invention, a surface capable of applying a bias to the substrate opposite to the source electrode or drain electrode of at least a part of a plurality of field effect transistors (FETs) connected in series. Since the bias electrode is arranged on the surface of the isolation region, when a positive voltage is applied to the substrate surface bias electrode, the distributed resistance due to the isolation region is connected to the series-connected source / drain connection opposite to the substrate surface bias electrode. A positive voltage is applied via.
Here, assuming that a negative voltage of an off-voltage is applied to the gates of the plurality of FETs, a gate-source voltage (Vgs) is applied by a positive predetermined voltage applied to the source-drain connection portion. ) Is large, that is, the potential difference is large. Therefore, the channel immediately under the gate is completely depleted, so that the off-capacitance can be surely reduced.
Further, even when a large signal is input, it is possible to suppress the capacitance from fluctuating due to the voltage. That is, the linearity of the capacity is also increased. Therefore, the capacity loss can be reduced by reducing the off-capacitance, and the occurrence of IMD and harmonic distortion can be suppressed by improving the linearity of the capacity.
そして、直列接続されるFETについて、全てのソース・ドレイン接続部に上述した所定の基板バイアス電圧を印加するときは、直列接続された全てのスタックFETのVgsが大となって、一部のFETに接続したものよりも、よりオフ容量の低減化が図られ、且つ容量の線形性が向上することにより高周波遮断を確実に行い、IMDや高調波歪みを発生させにくくすることができる。 When the above-mentioned predetermined substrate bias voltage is applied to all the source / drain connection portions of the FETs connected in series, the Vgs of all the stack FETs connected in series become large, and some FETs Since the off-capacitance can be further reduced and the linearity of the capacity is improved, it is possible to surely cut off the high frequency and prevent the occurrence of IMD and harmonic distortion.
本発明によるスイッチ半導体集積回路装置の実施形態例を説明する。これら実施形態例においては、4個のFET(FET1〜FET4)が、直列接続された場合であるが、いうまでもなく、本発明はこの例に限られるものではない。
[第1の実施形態]
この第1の実施形態について実施例1〜6を挙げて説明する。
(実施例1)
図2(a)は、このスイッチ半導体集積回路装置の要部の模式的平面図で、同図(b)は、その等価回路図である。
また、図3(a)および(b)は、図2(a)のa−a線上およびb−b線上の概略断面図である。
この実施例においては、各FET1〜FET4のそれぞれがアイソレーション領域2によって分離された2つの活性領域3が設けられ、各活性領域3にそれぞれ1つのFET素子が配置された構成とした場合である。
そして、これらFET1〜FET4のスタック方向に沿うように、各活性領域3を横切るゲート電極Gが形成される。
これらゲート電極Gは、各FET1〜FET4のそれぞれにおいて、各FET素子に対してジグザグパターンにゲート電極自体もしくは配線によって連続して形成され、共通のゲート電極端子4Gに接続されている。
そして、各活性領域3において、それぞれゲート電極Gを挟んでこれと平行に対向してソース電極Sおよびドレイン電極Dが形成される。
An embodiment of a switch semiconductor integrated circuit device according to the present invention will be described. In these embodiment examples, four FETs (FET1 to FET4) are connected in series. Needless to say, the present invention is not limited to this example.
[First Embodiment]
The first embodiment will be described with reference to Examples 1 to 6.
(Example 1)
FIG. 2A is a schematic plan view of the main part of the switch semiconductor integrated circuit device, and FIG. 2B is an equivalent circuit diagram thereof.
3A and 3B are schematic cross-sectional views on the aa line and the bb line in FIG. 2A.
In this embodiment, each of the FET1 to FET4 is provided with two
And the gate electrode G which crosses each
In each of the FET1 to FET4, these gate electrodes G are continuously formed in a zigzag pattern with respect to each FET element by the gate electrode itself or wiring, and are connected to a common
In each
アイソレーション領域2は、半導体基板1に所要の不純物例えばボロンイオン(B+)が注入されて所要の比抵抗を有する半導体層とされる。
アイソレーション領域2上には、基板表面バイアス電極5が配置される。基板表面バイアス電極5は、活性領域3間および図2(a)において左右両最外側に位置するドレイン電極Dに対向して、ゲート電極Gの延長方向に平行に延びる電極部5aを有する。また、基板表面バイアス電極5は、これら電極部5aの一端と連結され、各FET1〜FET4の配置部間に電極部5aと交差する方向に延びる交差電極部5bと、FETのスタック部の周囲に配置された外周電極部5cとを有し、基板表面バイアス電圧が印加される端子4subに接続される。
基板表面バイアス電極5の少なくとも電極部5aは、図3(a)に示すように、アイソレーション領域2の表面に例えばZn拡散によってp型コンタクト領域7を形成し、この表面に基板表面バイアス電極5の電極部5aがコンタクトされる。
The
A substrate
As shown in FIG. 3A, at least the
この実施例においては、4段構成のFET1〜FET4の各2つの活性領域3を横切って配置された各ゲート電極Gを挟んでその両側に、ソース電極Sおよびドレイン電極Dが、ゲート電極Gに対向してこれと平行にそれぞれ櫛歯状に配置される。そして、この場合、各ソース電極Sが、各活性領域3において、基板表面バイアス電極5の電極部5aと対向する側位置に配置される。
In this embodiment, a source electrode S and a drain electrode D are formed on both sides of the gate electrode G arranged across the two
初段のFET1の櫛歯状のドレイン電極Dと、終段のFET4の櫛歯状のソース電極Sは、それぞれ図示しないがドレイン端子とソース端子に接続されるドレイン接続配線層6Dとソース接続配線層6Sに連結される。
また、各FET1〜FET3のソース電極Sは、それぞれ各次段のFET2〜FET4のドレイン電極Dに、各段間に形成した中間配線層9によって接続される。これら中間配線層9は、各FET1〜FET4間において、櫛歯状のソース電極Sおよびドレイン電極Dやこれら間のゲート電極Gと交叉する方向に沿って配置される。
この中間配線層9は、図3(b)に示すように、各FET1〜FET4間に配置されたバイアス電極5の交差電極部5b上に例えばSiNによる絶縁層8を介して配置される。
Although not shown, the comb-like drain electrode D of the
Further, the source electrode S of each FET1 to FET3 is connected to the drain electrode D of each next stage FET2 to FET4 by an
As shown in FIG. 3B, the
この実施例のスイッチ半導体集積回路装置においては、基板表面バイアス電極5の電極部5aが、全ソース電極Sおよびドレイン電極Dに対向する配置関係とした場合である。
したがって、この構成によるスイッチ半導体集積回路装置によれば、図2(b)に示すように、全てのFET1〜FET4のソース電極Sおよびドレイン電極Dの接続部に正の基板バイアス電極端子4subからアイソレーション領域2の分布抵抗を介して正のバイアスが印加される。すなわち正の一定電位とされた構成とされる。
In the switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment, the
Therefore, according to the switch semiconductor integrated circuit device having this configuration, as shown in FIG. 2B, the connection portions of the source electrode S and the drain electrode D of all the FET1 to FET4 are isolated from the positive substrate bias electrode terminal 4sub. A positive bias is applied via the distributed resistance of the
このように、この実施例においては、直列接続される全FET1〜FET4において、ソースおよびドレインの接続部に正の一定電圧が印加されていることから、全てのFET1〜FET4が安定したオフ動作がなされる。そして、このオフ動作は、FET1〜FET4のゲート電極に負の電圧が印加されることによって各チャネルがピンチオフされるものであるが、各FET1〜FET4のソースには、負のゲート電圧と逆極性の正の電圧が印加されていることから、ゲート・ソース間の電位差が大となってこれら間の電圧Vgsが大となる。すなわち深まる。
このため、オフ時におけるチャネルの空乏化が良好に行われ、良好なピンチオフがなされると共に、オフ容量の低減化が図られ、オフ時の高周波の遮断を確実に行うことができる。そして、この現象は、全FET1〜FET4についてなされるので、スイッチ回路としては、きわめて確実なオフ動作とオフ容量の低減化が図られることになる。
As described above, in this embodiment, since a constant positive voltage is applied to the connection portion of the source and drain in all the
For this reason, channel depletion at the time of off is performed well, pinch-off is performed well, off-capacitance is reduced, and high-frequency cutoff at the time of off can be reliably performed. Since this phenomenon is performed for all FET1 to FET4, an extremely reliable off operation and reduction of off capacitance are achieved as the switch circuit.
次に、この構成によるスイッチ半導体集積回路装置の詳細を製造方法と共に説明する。
この実施例におけるFETは、ヘテロ構造を有するHEMT(High Electron Mobility Transistor)によって構成した場合である。
図4は、このHEMTを有するスイッチ半導体集積回路装置を構成する半導体基板1の概略断面図である。
この半導体基板1は、例えば、半絶縁性GaAsによるサブストレイト101上に、AlGaAsとGaAsの各層の積層によるマルチバッファー層102、n+−AlGaAsによる電子供給層103、i−AlGaAsによるスペーサー層104、i−InGaAsによるチャネル層105、i−AlGaAsによるスペーサー層106、n+−AlGaAsによる電子供給層107、i−AlGaAsによるバリア層108、n+−GaAsによるキャップ層109が順次エピタキシャル成長されて成る。
Next, details of the switch semiconductor integrated circuit device having this configuration will be described together with a manufacturing method.
The FET in this embodiment is a case where it is constituted by a HEMT (High Electron Mobility Transistor) having a hetero structure.
FIG. 4 is a schematic cross-sectional view of the
The
このように各半導体層がエピタキシャル成長されて成る半導体基板1に、図2および図3で説明した、各FET1〜FET4を構成する活性領域3を区分するアイソレーション2が、例えばボロンのイオン注入によって形成される。
そして、アイソレーション領域2の基板バイアス電極5の形成部下に、Zn拡散によるコンタクト領域7を形成する。
そして、基板表面バイアス電極5および基板表面バイアス電極端子4subの形成、ゲート電極Gの形成、ソース電極Sおよびドレイン電極Dの形成、ドレインおよびソース接続配線層6Dおよび6S等を形成する。
基板表面バイアス電極5は、例えばコンタクト領域7上に、順次、下層よりTi,Pt,Auが形成された金属積層膜により形成される。
また、ソース電極Sおよびドレイン電極Dは、チャネル層105とコンタクトをとるために、下層よりAuGe,Ni,Au層を順次積層し、アロイすることによって形成することができる。
The
Then, a
Then, the substrate
The substrate
The source electrode S and the drain electrode D can be formed by sequentially stacking and alloying AuGe, Ni, and Au layers from the lower layer in order to make contact with the channel layer 105.
ドレイン接続配線層6D、中間配線層9、最終段のソース電極Sに連結されるソース接続配線層6S等の配線層は、金属層の形成およびパターン化によって形成することができる。
Wiring layers such as the drain
(実施例2)
図5(a)および(b)は、この実施例によるスイッチ半導体集積回路装置の概略平面図および等価回路図である。図5において、図2と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この例においては、全FET1〜FET4に関して、基板表面バイアス電極5の電極部5aの両側の活性領域3に、それぞれ3本の櫛歯状にドレイン電極Dが配置され、その間に2本の櫛歯状ソース電極Sがそれゲート電極Gを介して配置されたFET素子構成が形成された構成とされている。
(Example 2)
5A and 5B are a schematic plan view and an equivalent circuit diagram of the switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. In FIG. 5, parts corresponding to those in FIG.
In this example, with respect to all FET1 to FET4, drain electrodes D are arranged in the form of three comb teeth in the
この構成においては活性領域3間に配置された基板表面バイアス電極5の電極部5aの両側に、各FET1〜FET4のドレイン電極Dが対向配置されている(DDDDパターンと呼称する)。
そして、この例では、第2段〜第4段のFET2〜FET4のそれぞれの電極部5aに隣接する各ドレイン電極D、すなわち電圧Vsubが印加されたドレイン電極Dが、それぞれ前段のFET1〜FET3のソース電極Sに中間配線層9を介して接続されている。
また、各FET1〜FET4の図5(a)において最右のFET素子の電極、この例ではドレインDに対向して電極部5aを配置した。
したがって、構成においては、図5(b)に示すように、全FET1〜FET4の相互の接続部と初段のFET1のドレインに所定の基板バイアス電圧Vsubが印加される構成となり、FET1のドレイン電極Dに対しても正の電圧Vsubが印加される。
この場合においても、全FET1〜FET4間のソースおよびドレインの相互の接続部に所定の正の電圧Vsubが印加されることによって、実施例1で説明したように、確実なオフ動作と、オフ容量の低減化を図ることができる。
In this configuration, the drain electrodes D of the FET1 to FET4 are arranged opposite to each other on both sides of the
In this example, each drain electrode D adjacent to each
Further, in FIG. 5A of each of the FET1 to FET4, the
Therefore, in the configuration, as shown in FIG. 5B, a predetermined substrate bias voltage Vsub is applied to the connection portions of all the
Even in this case, as described in the first embodiment, the predetermined positive voltage Vsub is applied to the mutual connection portions of the sources and drains between all the
(実施例3)
図6(a)および(b)は、この実施例によるスイッチ半導体集積回路装置の概略平面図および等価回路図である。図6において、図2および図5と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この例においても、各FET1〜FET4がそれぞれ2つの活性領域3を有し、各活性領域3において複数のゲート部を配置した構成としたものである。
そして、この場合、全FET1〜FET4に関して、基板表面バイアス電極5の電極部5aの両側の活性領域3に、それぞれ3本の櫛歯状にソース電極Sが配置され、その間に2本の櫛歯状ドレイン電極Dがそれぞれゲート電極Gを介して配置された構成とした。
そして、この構成においては活性領域3間に配置された基板表面バイアス電極5の電極部5aの両側に各FET1〜FET4のソース電極Sが対向配置されたパターン(SSSSパターンと呼称する)とした場合である。
この例においても、全FET1〜FET4の電極部5aと隣接する正の電圧Vsubが印加されたソース電極Sが、それぞれ、各次段のFET2〜FET4のドレイン電極Dに中間配線層9を介して接続された構成とされ、終段のFET4のソース電極Sにも電圧Vsubが印加された構成とされている。
このように、この実施例は、図6(b)に示すように、FET1〜FET4の相互の接続部と終段のFET4のソースに所定の正の電圧Vsubが印加される構成であり、前述したように、全FET1〜FET4が、確実なオフ動作ができ、かつオフ容量の低減化を図ることができる。
(Example 3)
FIGS. 6A and 6B are a schematic plan view and an equivalent circuit diagram of the switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. 6, parts corresponding to those in FIGS. 2 and 5 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
Also in this example, each of the
In this case, with respect to all FET1 to FET4, the source electrode S is arranged in three comb teeth in each of the
And in this structure, when it is set as the pattern (referred to as SSSS pattern) in which the source electrodes S of the FET1 to FET4 are arranged opposite to each other on both sides of the
Also in this example, the source electrodes S to which the positive voltage Vsub adjacent to the
As described above, in this embodiment, as shown in FIG. 6B, a predetermined positive voltage Vsub is applied to the mutual connection portion of FET1 to FET4 and the source of the final stage FET4. As described above, all the
(実施例4)
図7(a)および(b)は、この実施例によるスイッチ半導体集積回路装置の概略平面図および等価回路図である。図7において、図2、図5、図6と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この例においては、FET1についてのみ、図6で示した実施例3の構成とし、FET2〜FET4については、図5の実施例2の構成とした場合である。すなわちFET1に関しては基板表面バイアス電極5の電極部5aの両側に近接してソース電極Sが配置され、FET2〜FET4については、電極部5aの両側にドレイン電極Dが隣接して配置された構成(SDDDパターンと呼称する)を有し、これらに所定の固定電圧が印加される構成とされている。
すなわち、この場合においても、FET1〜FET4の相互に中間配線層9を介して接続される少なくともソースもしくはドレイン電極のいずれかに固定電圧が印加される構成とされている。したがって、図7(b)に示すように、全FET1〜FET4のドレイン電極Dおよびソース電極Sの接続部に所定の正の電圧Vsubが印加されることになる。その結果、確実なオフ動作とオフ容量の低減化を図ることができる。
Example 4
7A and 7B are a schematic plan view and an equivalent circuit diagram of the switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. 7, parts corresponding to those in FIGS. 2, 5, and 6 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
In this example, only the
That is, also in this case, a fixed voltage is applied to at least one of the source and drain electrodes connected to each other of the FET1 to FET4 via the
(実施例5)
図8(a)および(b)は、この実施例によるスイッチ半導体集積回路装置の概略平面図および等価回路図である。図8において、図2、図5〜図7と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この例においては、第1および第2段のFET1およびFET2において、図6で示した実施例3の形態をとり、第3段および第4段のFET3およびFET4において、図5で示した実施例2の形態としたパターン(SSDD)をとった場合である。
(Example 5)
8A and 8B are a schematic plan view and an equivalent circuit diagram of the switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. 8, parts corresponding to those in FIGS. 2 and 5 to 7 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
In this example, the first and
この場合は、FET1およびFET2においては、基板表面バイアス電極5の電極部5aの両側に隣接して、ソース電極Sが配置され、FET3およびFET4においては電極部5aの両側に隣接して、ドレイン電極Dが配置された構成とされる。
この例では、電極部5aと隣接して所定の正の電圧Vsubが印加されるFET1およびFET2のソース電極Sが、それぞれ次段のドレイン電極Dに中間配線層9を介して接続され、終段のFET4の電極部5aとの隣接によって所定の正の電圧Vsubが印加されたドレイン電極Dが、前段のFET3のソース電極Sに中間配線層9を介して接続された構成を有する。
したがって、この場合においても、図8(b)の等価回路に示すように、全FET1〜FET4の相互の接続部に正の所定の基板バイアス電圧Vsubが印加される構成であり、同様に確実なオフ動作とオフ容量の低減化を図ることができる。
In this case, the source electrode S is disposed adjacent to both sides of the
In this example, the source electrode S of FET1 and FET2 to which a predetermined positive voltage Vsub is applied adjacent to the
Therefore, in this case as well, as shown in the equivalent circuit of FIG. 8B, the positive predetermined substrate bias voltage Vsub is applied to the mutual connection portions of all the
(実施例6)
図9(a)および(b)は、この実施例によるスイッチ半導体集積回路装置の概略平面図および等価回路図である。図9において、図2、図5〜図8と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この例においては、第1〜第3段のFET1〜FET3において、図6で示した実施例3の形態をとり、最終段のFET4において、図5で示した実施例2の形態としたパターン(SSSDパターンと呼称する。)をとった場合である。
(Example 6)
FIGS. 9A and 9B are a schematic plan view and an equivalent circuit diagram of the switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. 9, parts corresponding to those in FIG. 2 and FIG. 5 to FIG.
In this example, the first to third stage FET1 to FET3 take the form of the
したがって、この場合は、基板表面バイアス電極5の電極部5aの両側に隣接して、FET1〜FET3においてのソース電極Sが配置され、FET4においては電極部5aの両側に隣接して、ドレイン電極Dが配置された構成とされる。
この場合においては、FET1〜FET3の、電極部5aに隣接し、所定の正の電圧Vsubが印加されるソース電極Sが、それぞれ次段のFET2〜FET4のドレイン電極Dに中間配線層9を介して接続される。
したがって、この場合、図9(b)の等価回路に示すように、全FET1〜FET4の相互の接続部に所定の基板バイアス電圧Vsubが印加される構成であり、実施例1で説明したと同様に確実なオフ動作とオフ容量の低減化を図ることができる。
Therefore, in this case, the source electrodes S in the FET1 to FET3 are disposed adjacent to both sides of the
In this case, the source electrode S of the FET1 to FET3 adjacent to the
Therefore, in this case, as shown in the equivalent circuit of FIG. 9B, a predetermined substrate bias voltage Vsub is applied to the mutual connection portions of all the
上述した第1の実施形態例においては、FET1〜FET4の全直列接続部に所定の正の電圧Vsubが印加される構成とした場合で、この場合もっとも確実なオフ動作とオフ容量の低減が図られる。 In the first embodiment described above, a predetermined positive voltage Vsub is applied to all the series-connected portions of FET1 to FET4. In this case, the most reliable off operation and off capacitance can be reduced. It is done.
図10は、FETにおけるゲート電圧Vgをパラメータとしたオフ容量Coff−ドレイン電圧Vd特性を示す。ソースは接地されている。これを見て明らかなように、ゲート電圧Vgが深くなるほど、ゲート・ソース間の電位差が大となってこれら間の電位差Vgs(ここではソースが接地されているのでVgs=|Vg|)が大となることによって、オフ容量Coffが小さくなり、同時に非線形が抑制され、高い線形性を示す。ここで容量の線形性の説明をする。容量の線形性の定義を、ドレイン電圧Vd=−1〜+1VのCoffの傾き(ΔCoff/ΔVd)とすると、ΔCoff/ΔVdが小さいことを、オフ容量の線形性が高いと定義する。このとき、Vgが深くなるほど、ΔCoff/ΔVdは小さくなる。言い換えれば、Vgが深くなるほど、オフ容量の線形性が高くなっている。
したがって、上述したように、複数のFETが直列接続された各FETの接続部に正の電圧を印加する構成にとすることによって、ゲート・ソース間の電位差が大となってこれらの間の電位差Vgsが大となることによって、オフ容量の低減と非線形性の改善が図られることがわかる。
そして、このようにドレイン電圧に対する線形性が高まった本発明のアンテナスイッチ回路に適用すると相互変調歪IMDや高調波の発生を改善することができる。
FIG. 10 shows the off-capacitance Coff-drain voltage Vd characteristics using the gate voltage Vg in the FET as a parameter. The source is grounded. As is apparent from this, as the gate voltage Vg becomes deeper, the potential difference between the gate and the source becomes larger, and the potential difference Vgs between them (here, Vgs = | Vg | because the source is grounded) becomes larger. As a result, the off-capacitance Coff is reduced, and at the same time, non-linearity is suppressed and high linearity is exhibited. Here, the linearity of the capacity will be described. Assuming that the linearity of the capacitance is the Coff slope (ΔCoff / ΔVd) of the drain voltage Vd = −1 to + 1V, a small ΔCoff / ΔVd is defined as a high linearity of the off capacitance. At this time, ΔCoff / ΔVd becomes smaller as Vg becomes deeper. In other words, the off-capacitance linearity increases as Vg becomes deeper.
Therefore, as described above, by adopting a configuration in which a positive voltage is applied to the connection portion of each FET in which a plurality of FETs are connected in series, the potential difference between the gate and the source becomes large, and the potential difference between them becomes larger. It can be seen that an increase in Vgs can reduce off-capacitance and improve non-linearity.
In addition, when applied to the antenna switch circuit of the present invention in which the linearity with respect to the drain voltage is thus increased, the generation of intermodulation distortion IMD and harmonics can be improved.
上述した第1の実施形態においては、スタックされたFETの直列接続部のすべてに所定の電圧Vsubが印加される構成とした場合であるが、第2の実施形態においては、一部の接続部において所定の電圧Vsubが印加される構成とするものであり、これによって第1の実施形態に比しては効果が低いが、従来に比して改善することができる。 In the first embodiment described above, the predetermined voltage Vsub is applied to all the series connection portions of the stacked FETs. However, in the second embodiment, some connection portions are provided. In this configuration, a predetermined voltage Vsub is applied, and this is less effective than the first embodiment, but can be improved as compared with the prior art.
[第2の実施形態]
(実施例7)
図11(a)および(b)は、この実施例によるスイッチ半導体集積回路装置の概略平面図および等価回路図である。図11において、図2および図5〜図9と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この例においても第1段〜第4段のFET1〜FET4のそれぞれの2つの活性領域3間に、基板表面バイアス電極5の電極部5aが配置された構成を有し、1つおきの第1段および第3段のFET1およびFET3において、前述した図6(実施例3)における各段のパターンと同様の構成とし、第2段および第4段のFET2およびFET4において、前述した図5(実施例2)における各段のパターンと同様の構成としてパターン(SDSDパターンと呼称する)構成とした。
しかしながら、この例においては、第2段および第3段のFET2およびFET3間の相互に接続されるソースおよびドレインに関するいずれにおいても、電極部5aと隣接することがない。
したがって、図11(b)の回路に示されるように、FET2およびFET3の相互の接続部には、所定の電圧Vsubが印加されないものである。
[Second Embodiment]
(Example 7)
FIGS. 11A and 11B are a schematic plan view and an equivalent circuit diagram of the switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. 11, parts corresponding to those in FIG. 2 and FIGS.
This example also has a configuration in which the
However, in this example, the source and drain connected to each other between the
Therefore, as shown in the circuit of FIG. 11B, the predetermined voltage Vsub is not applied to the mutual connection portion of the FET2 and the FET3.
(実施例8)
図12(a)および(b)は、この実施例によるスイッチ半導体集積回路装置の概略平面図および等価回路図である。図12において、図2、図5〜図9及び図11と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この例においても第1段〜第4段のFET1〜FET4のそれぞれの活性領域3間に、基板表面バイアス電極5の電極部5aが配置された構成を有する。
しかしながら、この例では、第1段、第2段および第4段のFET1、FET2およびFET4においては、前述した図6(実施例3)における各段のパターンと同様の構成とし、第3段のFET3においては、前述した図5(実施例2)における各段のパターンと同様のパターンとした配列(SDSDパターンと呼称する)構成とした。
そして、この例においては、第3段および第4段のFET3およびFET4間の相互に接続されるソース電極Sおよびドレイン電極Dに関するいずれにおいても、電極部5aと隣接することがない。
したがって、図12(b)の回路に示されるように、FET3およびFET4の接続部には、所定の電圧Vsubが印加されないものである。
(Example 8)
12A and 12B are a schematic plan view and an equivalent circuit diagram of the switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. 12, parts corresponding to those in FIGS. 2, 5 to 9 and 11 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
Also in this example, the
However, in this example, the first stage, the second stage, and the fourth stage FET1, FET2, and FET4 have the same configuration as the pattern of each stage in FIG. The
In this example, the source electrode S and the drain electrode D connected between the third stage and the
Therefore, as shown in the circuit of FIG. 12B, the predetermined voltage Vsub is not applied to the connection portion of the FET3 and FET4.
(実施例9)
図13(a)および(b)は、この実施例によるスイッチ半導体集積回路装置の概略平面図および等価回路図である。図12において、図2、図5〜図9及び図11〜図12と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この例においても第1段〜第4段のFET1〜FET4のそれぞれの活性領域3間に、基板表面バイアス電極5の電極部5aが配置された構成を有する。
しかしながら、この例では、第1段および第4段のFET1およびFET4においては、前述した図6(実施例3)における各段のパターンと同様の構成とし、第2段および第3段のFET2およびFET3においては、前述した図5(実施例2)における各段のパターンと同様のパターンとした配列(SDDSパターンと呼称する)構成とした。
そして、この例においては、第3段および第4段のFET3およびFET4間の相互に接続されるソース電極Sおよびドレイン電極Dに関するいずれにおいても、電極部5aと隣接することがない。
したがって、図12(b)の回路に示されるように、FET3およびFET4の接続部には、所定の電圧Vsubが印加されないものである。
Example 9
FIGS. 13A and 13B are a schematic plan view and an equivalent circuit diagram of the switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. 12, parts corresponding to those in FIG. 2, FIG. 5 to FIG. 9, and FIG. 11 to FIG.
Also in this example, the
However, in this example, the first-stage and fourth-
In this example, the source electrode S and the drain electrode D connected between the third stage and the
Therefore, as shown in the circuit of FIG. 12B, the predetermined voltage Vsub is not applied to the connection portion of the FET3 and FET4.
(実施例10)
図14(a)および(b)は、この実施例によるスイッチ半導体集積回路装置の概略平面図および等価回路図である。図14において、図2、図5〜図9及び図11〜図13と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この例においても第1段〜第4段のFET1〜FET4のそれぞれの活性領域3間に、基板表面バイアス電極5の電極部5aが配置された構成を有する。
しかしながら、この例では、第1段および第4段のFET1およびFET4においては、前述した図5(実施例2)における各段のパターンと同様の構成とし、第2段および第3段のFET2およびFET3においては、前述した図6(実施例3)における各段のパターンと同様のパターンとした配列(DSSDパターンと呼称する)構成とした。
そして、この例においては、第1段および第2段のFET1およびFET2間の相互に接続されるソース電極Sおよびドレイン電極Dに関するいずれにおいても、電極部5aと隣接することがない。
したがって、この実施例においては、図14(b)の回路に示されるように、FET1およびFET2の接続部には、所定の電圧Vsubが印加されないものである。
(Example 10)
14A and 14B are a schematic plan view and an equivalent circuit diagram of the switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. 14, parts corresponding to those in FIG. 2, FIG. 5 to FIG. 9 and FIG. 11 to FIG.
Also in this example, the
However, in this example, the first-stage and fourth-
In this example, the source electrode S and the drain electrode D connected to each other between the first stage and the second stage FET1 and FET2 are not adjacent to the
Therefore, in this embodiment, as shown in the circuit of FIG. 14B, the predetermined voltage Vsub is not applied to the connection part of the FET1 and FET2.
(実施例11)
図15(a)および(b)は、この実施例によるスイッチ半導体集積回路装置の概略平面図および等価回路図である。図15において、図2、図5〜図9及び図11〜図14と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この例においても第1段〜第4段のFET1〜FET4のそれぞれの活性領域3間に、基板表面バイアス電極5の電極部5aが配置された構成を有する。
しかしながら、この例では、第1段、第3段および第4段のFET1、FET3およびFET4においては、前述した図5(実施例2)における各段のパターンと同様の構成とし、第2段のFET2においては、前述した図6(実施例3)における各段のパターンと同様のパターンとした配列(DSDDパターンと呼称する)構成とした。
そして、この例においては、第1段および第2段のFET1およびFET2間の相互に接続されるソース電極Sおよびドレイン電極Dに関するいずれにおいても、電極部5aと隣接することがない。
したがって、この実施例においては、図15(b)の回路に示されるように、FET1およびFET2の接続部には、所定の電圧Vsubが印加されないものである。
(Example 11)
FIGS. 15A and 15B are a schematic plan view and an equivalent circuit diagram of a switch semiconductor integrated circuit device according to this embodiment. 15, parts corresponding to those in FIG. 2, FIG. 5 to FIG. 9 and FIG. 11 to FIG.
Also in this example, the
However, in this example, the first stage, the third stage, and the fourth stage FET1, FET3, and FET4 have the same configuration as the pattern of each stage in FIG. The
In this example, the source electrode S and the drain electrode D connected to each other between the first stage and the second stage FET1 and FET2 are not adjacent to the
Therefore, in this embodiment, as shown in the circuit of FIG. 15B, the predetermined voltage Vsub is not applied to the connection part of the FET1 and FET2.
上述した第2の実施形態におけるように、直列接続される一部の段のFET間においてのみ、所定の正の電圧Vsubを印加する構成とする場合においても、この段のFETに関しては確実なオフとオフ容量の低減化が図られることから従来に比しては、改善される。 As in the above-described second embodiment, even when a predetermined positive voltage Vsub is applied only between some stages of FETs connected in series, the FET of this stage is surely turned off. As a result, the off-capacitance can be reduced.
上述した各実施例によるスタック構造の実際の実験結果を図16〜図18に示す。この場合、ゲート電圧Vg=−2Vとし、Vsub=+1Vとした。
図16は、ドレイン電圧とオフ容量の関係を対比して示した曲線で、第1の実施形態による各例を黒塗りプロット点で示し、第2の実施形態による例を白抜きプロット点をもって示した。
これによれば、第1の実施形態のように全てのFET1〜FET4の相互の接続部に正の所定電圧Vsubが印加された構成による場合、一部の接続部に正の所定電圧Vsubが印加された構成による第2の実施形態(中間部位にバイアスがかからない形態)による場合に比し、オフ容量が低減し、また線形性が高い傾向を示すものである。例えば線形性の定義を、ドレイン電圧Vd=−1〜+1VのCoffの傾き(ΔCoff/ΔVd)とすると、ΔCoff/ΔVdが小さいことを、オフ容量の線形性が高いと定義する。このとき、第1の実施形態では第2の実施形態に比してΔCoff/ΔVdは小さくなる。言い換えれば、第1の実施形態では第2の実施形態に比して、オフ容量の線形性が高くなる。
The actual experimental results of the stack structure according to each of the embodiments described above are shown in FIGS. In this case, the gate voltage Vg = −2V and Vsub = + 1V.
FIG. 16 is a curve showing the relationship between the drain voltage and the off-capacitance, in which each example according to the first embodiment is indicated by black plot points, and the example according to the second embodiment is indicated by white plot points. It was.
According to this, when the positive predetermined voltage Vsub is applied to the mutual connection portions of all FET1 to FET4 as in the first embodiment, the positive predetermined voltage Vsub is applied to some of the connection portions. Compared to the case of the second embodiment (the form in which the intermediate portion is not biased) with the above configuration, the off-capacitance is reduced and the linearity tends to be high. For example, when the linearity is defined as the Coff slope (ΔCoff / ΔVd) of the drain voltage Vd = −1 to + 1V, a small ΔCoff / ΔVd is defined as a high off-capacitance linearity. At this time, in the first embodiment, ΔCoff / ΔVd is smaller than that in the second embodiment. In other words, the linearity of the off capacitance is higher in the first embodiment than in the second embodiment.
また、図17では、第1の実施形態のパターンの方が第2の実施形態のパターンよりもΔCoff/ΔVdが小さいことが分かる。すなわち第1の実施形態のパターンの方が第2の実施形態のパターンよりも容量の線形性が高いことがわかる。
この結果を踏まえて、図18の第1および第2の実施形態例のIMDを見ると、第1の実施形態の方が第2の実施形態よりもIMDが低減、特に3次IMDが低減していることがうかがえる。
In FIG. 17, it can be seen that ΔCoff / ΔVd is smaller in the pattern of the first embodiment than in the pattern of the second embodiment. That is, it can be seen that the pattern of the first embodiment has a higher capacitance linearity than the pattern of the second embodiment.
Based on this result, looking at the IMDs of the first and second exemplary embodiments in FIG. 18, the first embodiment has a lower IMD than the second embodiment, particularly a third-order IMD. You can see that
上述したように、本発明構成によれば、複数のFETが直列接続された各FETの接続部に正の電圧を印加する構成としてオフ時のゲート電圧が深まる構成としたことによってオフ容量の低減と非線形性の改善が図られることが分かる。
そして、このようにオフ容量を低減することによって、AC的な容量損失を低減でき、且つオフ容量の線形性が高まることによって冒頭に述べたアンテナスイッチ回路に適用して相互変調歪(IMD)や高調波歪の発生を改善することができる。
As described above, according to the configuration of the present invention, the off-capacitance is reduced by the configuration in which the gate voltage at the off time is deepened as a configuration in which a positive voltage is applied to the connection portion of each FET in which a plurality of FETs are connected in series. It can be seen that non-linearity is improved.
By reducing the off-capacitance as described above, AC-like capacity loss can be reduced, and the linearity of the off-capacitance can be increased to apply the intermodulation distortion (IMD) and the antenna switch circuit described at the beginning. Generation of harmonic distortion can be improved.
上述したように、本発明は、複数のFETの直列接続によるスタック構成として大入力容量化を図るスイッチ、すなわちオン・オフがなされる回路を構成するものであり、これは例えば図1に示すように、アンテナスイッチ回路におけるシャントFETおいてスタック構成とする場合に適用することが望ましい。しかしながら、上述のシリーズFETに適用することもできる。更に、同一半導体基板1に、それぞれスタック型のシリーズFETとシャントFETを本発明構成によって形成して、例えばアンテナスイッチの集積回路を構成することができる。
As described above, the present invention constitutes a switch for increasing the input capacitance as a stack structure by connecting a plurality of FETs in series, that is, a circuit that is turned on / off. Furthermore, it is desirable to apply to a case where the shunt FET in the antenna switch circuit has a stack configuration. However, it can also be applied to the above-described series FET. Further, a stacked series FET and a shunt FET can be formed on the
なお、上述した例では、スイッチ回路を構成する電界効果トランジスタがHEMTである場合について説明したが、例えば接合ゲート電界効果トランジスタ、ショットキーゲート電界効果トランジスタ、絶縁ゲート電界効果トランジスタ等によって構成することもできる。
また、本発明は上述した例に限られるものではなく、例えばコンタクト領域7を形成しないで基板表面バイアス電極をコンタクトするなど請求の範囲に記載された本発明にあって種々の変形変更を行うことができることはいうまでもない。
In the above-described example, the field effect transistor constituting the switch circuit is a HEMT. However, for example, a junction gate field effect transistor, a Schottky gate field effect transistor, an insulated gate field effect transistor, or the like may be used. it can.
Further, the present invention is not limited to the above-described example. For example, the substrate surface bias electrode is contacted without forming the
1……半導体基板、2……アイソレーション領域、3……活性領域、4G……ゲート電極端子、4sub……基板表面バイアス電極端子、5……基板表面バイアス電極、5a……電極部、5b……交差電極部、5c……外周電極部、6D……ドレイン接続配線層、6S……ソース接続配線層、7……コンタクト領域、8……絶縁層、9……中間配線層
DESCRIPTION OF
Claims (8)
該相互に直列接続された少なくとも一部の電界効果トランジスタのソース電極またはドレイン電極に対向して、基板にバイアスを印加することができるように上記アイソレーション領域表面にコンタクトされた表面バイアス電極を配置したことを特徴とするスイッチ半導体集積回路装置。 A semiconductor device in which a plurality of field effect transistors separated by an isolation region are connected in series on a semiconductor substrate,
A surface bias electrode in contact with the surface of the isolation region is disposed so as to be able to apply a bias to the substrate so as to face a source electrode or a drain electrode of at least some of the field effect transistors connected in series with each other. A switch semiconductor integrated circuit device characterized by that.
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