JP2007510914A - デジタル通信処理技術を用いて媒体の光学特性を測定するための方法およびシステム - Google Patents

Abstract

媒体（３０）の特性を測定するためのシステム（２０）は、ＣＷ搬送波を形成するための電磁発生器（２６）と、デジタルメッセージを形成するためのデジタル符号器（２４）と、デジタル変調されたＣＷ搬送波を形成すべくデジタルメッセージでＣＷ搬送波を変調するための変調器（２８）と、を含む。媒体（３０）は、デジタル変調されたＣＷ搬送波を伝搬させるためのチャネルを提供する。該システムは、伝搬されたデジタル変調ＣＷ搬送波を受信するように構成された受信機（３２）と、媒体の少なくとも１つの特性を測定するためのプロセッサ（５６）と、をさらに含む。媒体（３０）は、気体雰囲気、水域、または実験室のセル内に配置できる。

Description

本発明は、光検出および測距（ＬＩＤＡＲ：Light Detection AND RANGING）技術またはレーザ検出および測距（ＬＡＤＡＲ）技術を用いた、媒体の光学特性の検出および測定に関する。より特定的には、本発明は、デジタル通信処理技術を用いた、媒体の光学特性の測定に関する。

アクティブリモートセンシングは、１またはそれ以上の波長領域内で、ある場所から反射および／または発出される観察放射線として概念的に説明することができる。アクティブリモートセンシングは標準的に、１またはそれ以上の受信検出器での反射、散乱および／または発出された放射線を測定している間、標的領域を照射するために、１又はそれ以上の放射線源（例えば、赤外線、可視光または紫外線）を利用する。かかるリモートセンシングは、移動するプラットホームから、または静止した場所から実施でき、その各々は標的領域から空間的に遠隔にあるものであり得る。

アクティブリモートセンシングを実施するための１つの方法は、１またはそれ以上の放射線波長で領域を照射しながら、単一の検出器でその領域を凝視することにある。しかしながらさまざまな雑音源が、測定の信号対雑音比（ＳＮＲ）を低下させる可能性がある。アクティブリモートセンシングにおいて標準的に存在するかかる雑音の例としては、太陽背景放射、１／ｆ雑音（すなわち、そのパワーが周波数と反比例して変動する雑音）、大気の乱れ、および／または閃光および反射率変動からの雑音がある。

かくして、高い信号対雑音比を維持しながら、コンパクトで効率の良い送信機およびコンパクトな受信機を用いて、アクティブリモートセンシングを実施する必要性が存在する。

このそしてその他の必要性を満たすために、その目的に鑑み、本発明は、媒体の特性を測定するためのシステムを提供する。該システムは、ＣＷ搬送波を形成するための電磁波発生器と、デジタルメッセージを形成するためのデジタル符号器と、デジタル変調されたＣＷ搬送波を形成すべくデジタルメッセージでＣＷ搬送波を変調するための変調器と、を含む。媒体は、デジタル変調されたＣＷ搬送波を伝搬するためのチャネルを提供する。該システムはまた、伝搬されたデジタル変調されたＣＷ搬送波を受信するように構成された受信機、および媒体の少なくとも１つの特性を測定するかまたは媒体を識別するためのプロセッサをも含む。媒体は、気体雰囲気、水域または実験室のセル内に配置され得る。

本発明の別の実施形態は、媒体の化学的識別のためのシステムである。該システムは、ＣＷ搬送波を生成するためのレーザと、符号化ワードを形成するためのデジタル符号器と、符号化ＣＷ搬送波を形成すべく符号化ワードでＣＷ搬送波を変調するための電気光学（ＥＯ）変調器と、を含む。符号化ＣＷ搬送波は、媒体を通して伝搬される。システムはまた、検出信号を形成すべく伝搬された符号化ＣＷ搬送波を検出するように構成された受信機と、検出された信号のビット誤り率（ＢＥＲ）を測定し、測定されたＢＥＲに基づいて媒体を識別するように構成されたプロセッサをも含む。デジタル符号器は、少なくとも1つの擬似雑音（ＰＮ）符号化ワードを形成するように構成されていても良い。プロセッサは、ＰＮ符号化ワードに基づいて、検出された信号のＢＥＲを測定しても良い。

本発明のさらに別の実施形態は、媒体の化学的識別のためのシステムである。該システムは、オンラインＣＷ搬送波を生成するためのオンラインレーザと、オンラインＣＷ搬送波の波長とは異なる波長を含むオフラインＣＷ搬送波を生成するためのオフラインレーザと、ＰＮ符号化されたワードを形成するためのＰＮ符号器と、ＰＮ符号化ワードに直交するＰＮ´符号化されたワードを形成するためのＰＮ´符号器と、ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードでオンラインおよびオフラインＣＷ搬送波をそれぞれ変調するための変調器と、を含む。変調されたオンラインおよびオフラインＣＷ搬送波は、媒体を通して伝搬される。該システムはさらに、伝搬された変調オンラインおよびオフラインＣＷ搬送波を検出して、検出信号を形成するように構成された受信機と、ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと検出信号を相関させるように構成されたプロセッサとを含み、ここでプロセッサは、ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと相関された検出信号に基づいて、媒体の特性を測定する。システムは、オンラインＣＷ搬送波の波長を修正するための、オンラインレーザに結合された波長コントローラを含んで良い。媒体は、吸収ラインを含む可能性があり、波長コントローラは、該吸収ラインのまわりを走査することによって、オンラインＣＷ搬送波の波長を修正するように構成されていて良い。受信機は、ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードの基準信号を形成するための基準検出器を含くむことができ、プロセッサは、ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと基準信号を相関させ、それぞれＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと、（ａ）検出信号の相関性および（ｂ）基準信号の相関性に基づいて、媒体を通る伝播の効果を測定することができる。

本発明のさらにもう１つの実施形態は、媒体の化学的識別のためのシステムである。該システムは、光ビームを生成するためのレーザと、デジタル変調された光搬送波を形成するように光ビームを変調するためのデジタル変調器と、媒体を通してデジタル変調された光搬送波を伝送するための送信機と、を含む。該システムはさらに、媒体からデジタル変調された光搬送波を検出し、検出信号を形成するための受信機と、および、検出された信号に基づいて、媒体の少なくとも１つの特性を測定するためのプロセッサと、を含む。該受信機は、検出信号を形成するために、媒体から受信したデジタル変調された光搬送波の光子を計数するための第１の光子計数器を含み得る。該受信機はまた、基準信号を形成すべく、媒体に向かって伝送されたデジタル変調された光搬送波の光子を計数するための第２の光子計数器をも含み得る。プロセッサは、両方の光子計数器により計数された光子に基づいて、媒体を通してのデジタル変調された光搬送波の伝搬の効果を決定するための計算器を含み得る。

以上の一般的記述および以下の詳細な記述は、本発明の例示的なものであり、本発明を制限するものではないことは、明白である。

本発明は、添付の図面と関連して、以下の詳細な説明によって、より良く理解される。

デジタル通信は、その他の通信形態（スパークギャップ、ＡＭ、ＦＭ等）とは全く異なるものである。これらの他の通信形態は、根本的に事実上アナログである。ＦＭはＡＭよりも優れているものの、それでもそれはもう１つのアナログ通信方法である。アナログ通信方法は全て、通信リンクを通して可能な限り高い忠実度で、波形の「形状」を保存することを目的とする共通の特徴を有している。これらのアナログシステムに関連するプロセスは全て、可能な限り忠実に信号波形をそのまま保存するという機能を達成する。ＡＭとＦＭとの違いは、外部の干渉および雑音の存在下で信号波形を保存するのに必要とされる忠実度である。従来の直線性、ＳＮＲ、帯域幅、周波数応答等の概念は全て、この全体的な目的から導出される。

しかしながら、デジタルシステムでは、波形の正確な形状はそれほど重要ではない。デジタルシステムの目的は、情報コンテンツを保存することであり、そのアナログ波形の細部を保存することではない。情報コンテンツは、２進形態で表わされ、波形は、問題の１および０を保存するのに充分優れていることしか必要とされない。デジタル通信システムの設計は、１と０を保存することに基づいて方向づけされ、そのアナログ波形を忠実に再現することを指向していない。これは、本発明者らにより実現した、アナログ通信システムでは不可能であるが、アクティブリモートセンシングのためには有利に使用できるいくつかの利点を、提供する。

例えば、アナログリピータは、利得、周波数応答、線形性および雑音について規定される。広いダイナミックレンジにわたり線形であるリピータは、実現し難い。さらに、線形リピータは、リピータ内通過後にアナログ信号を劣化させる付加的な雑音を侵入させる。その結果、通信リンク内の有用なリピータ段の数は制限される。これは、アナログ通信の基本的な制限である。

しかしながら、デジタル通信においては、状況はかなり異なっている。リピータは、再生器で置き換えられ、ここでは１および０は、アナログ雑音に対する免疫性のある二進しきい値処理プロセスを用いて回復される。さらに、順方向誤り補正（ＦＥＣ：Forward Error Correction）を適用して、受信される可能性のある少数の不良ビットを回復することができる。このとき、結果として得られるデジタルデータは、オリジナルメッセージの全信号強度および全データ品質をもった１および０の新しいストリームとして再送される。このプロセスは、有用な情報の損失を伴うことなく、事実上無制限に反復可能である。この例は、アナログ通信システムでは行えないことから、デジタル通信システムのみに関係する。

ＲＦおよび光通信システムはこの自然の進化に従ってきたが、アクティブリモートセンサ技術はこれに従わなかった。実際、アクティブリモートセンシングはなお、その目的がいまだにアナログ波形を保存および測定することにある、根本的にアナログのプロセスとみなされている。その上、パルスレーザに基づくＬＩＤＡＲは、基本的にスパークギャップ無線送信機と類似している。かかるシステムを改善する唯一の方法は、より大きな「スパーク」を構築する（すなわち、より多くのレーザパワーを提供する）ことによるものである。有意な利益を生み出すことがない、検出器のわずかな付加的改良以外、他にできることはほとんどない。

本発明者らは、媒体の特性（例えば、反射、形状、分極、化学的、生物学的、振動特性）を識別または測定するために、デジタルＬＩＤＡＲまたはＬＡＤＡＲシステムを使用することができる、ということを発見した。かくして本発明者らは、アナログリンクとしてではなくむしろ光学情報システムとして、デジタルＬＩＤＡＲまたはＬＡＤＡＲシステムを用いる。本発明の一実施形態において、ＬＩＤＡＲまたはＬＡＤＡＲシステムの送信機の出力は、外部媒体（例えば、気体）内へ送信され、ＬＩＤＡＲまたはＬＡＤＡＲ受信機により回復されるビットストリームである。外部媒体が吸収、分極効果、反射等を介してこれらのビットを修正する手法は、その後のデータ処理による受信ビットシーケンスから回復される。このデジタル「伝達関数」は、外部媒体の特性を識別または測定するために使用される。

媒体の光学特性を識別し測定するためには、数多くの異なるデジタル通信処理技術を用いることができる。以下に、これらの処理技術の一部について記載する。

図１を参照すると、全体として１０として参照されるデジタルＬＩＤＡＲ／ＬＡＤＡＲシステムが示されている。システム１０は、波長可変レーザ送信機１２とデジタル受信機１６を含む。図示するとおり、波長可変レーザ送信機は、１４として参照されている光学的に吸収性の気体を通して、符号化されたデジタル信号を伝送する。同信号は次に、符号化された信号を復号するデジタル受信機に戻される。符号化された信号が気体吸収される結果、信号レベルまたはＥ_b（ビットあたりのエネルギー）は減少し、かくして今度は、１秒当たりのビット誤りの平均数に変化がひき起こされる。

以下で説明されるように、本発明の一実施形態においては、気体吸収の直接測定として、ビット誤り率（ＢＥＲ）を使用することができる。吸収性気体に影響を及ぼすのに望ましい伝送信号の感度を得るために、さまざまな変調タイプおよびさまざまな符号化方法を用いることができる。

符号化信号の気体吸収は、標準的に、信号レベルの減少を結果としてもたらす。デジタル受信機１６は、信号レベル（Ｅ_b／Ｎ_o）のわずかな変化がビット誤り確率（Ｐ_B）の大きな変化を結果としてもたらす点において、受信信号のＢＥＲを測定する。これは、図２に最も良く例示されている。

異なる（Ｎ，Ｍ）符号化スキームでのコヒーレント位相シフトキーイング（ＰＳＫ）についてのビット誤り確率対Ｅ_b／Ｎ_oの３つの曲線が、図２に示されている。Ｍはメッセージ中のビット数であり、Ｎは、Ｍ−メッセージビットの符号化ワードを形成するビット数である。標準的に、ＮはＭよりも大きい。符号化スキームは、Bose Chaudhuri-Hocquenghem（ＢＣＨ）コードとしても知られている。図２に示す１つの曲線は、符号化されていない（１，１）ＰＳＫについてのものであり、他の２つの曲線は、符号化された（２４，１２）ＰＳＫおよび符号化された（１２７，９２）ＰＳＫについてのものである。本発明の実施形態によると、ＢＥＲは、デジタルＬＩＤＡＲ／ＬＡＤＡＲシステムによって設定され、かくして、受信信号のレベル（Ｅ_b／Ｎ_o）のわずかな変化が、ビット誤り確率（Ｐ_B）の大きな変化を生み出している。

例えば、図２に示されているように、システムは、（２４，１２）コードでコヒーレントＰＳＫを選択し、ＢＥＲを１／１０００に設定することができる。受信機の信号処理利得が６ｄＢに設定された場合、受信信号のレベルの非常に小さな変化が、ビット誤り確率の非常に大きい変化を結果としてもたらすことになる。例えば、ＣＯ２吸収ライン（図３に示されている）を識別するために、ＬＩＤＡＲ／ＬＡＤＡＲシステムの送信機の波長が調整されると、受信信号の信号レベルは、ＣＯ２の気体吸収の結果、減少される。この要領で、ＣＯ２ガスを識別することができる。その他の気体も同様にして識別可能である。

もう１つの例として、システムは、（１２７，９２）コードでコヒーレントＰＳＫを選択し、ＢＥＲを１／１０００に設定することができる。図２を見れば分かるように、（１２７，９２）コードを使用することによって、システム１０の検出プロセスの勾配感度は増大する。デジタル通信アーキテクチャを用いたシステム１０の検出プロセス例について、図４〜１３を参照しながら、以下で論述する。

まず最初に図４を参照すると、全体として２０として参照される、デジタル通信アーキテクチャを用いて実施されるデジタルＬＩＤＡＲ／ＬＡＤＡＲシステムのブロック図が示されている。システム２０は、波長コントローラ２２、ＣＷレーザ２６、擬似ランダム雑音（ＰＮ）メッセージ符号器２４、光変調器２８、デジタル受信機３２およびＢＥＲモジュール３４を含む。図示されている通り、ＰＮメッセージ符号器２４は、伝送信号を符号化し、この信号は、受信信号を復号するために受信機３２によって使用される。伝送信号は、気体吸収セル３０を通って伝搬（またはそれから反射）され、このセルにより修正または阻止され、デジタル受信機３２により受信される。

一実施形態においては、セル３０は、例えば、実験室環境内のセルを含み得る。別の実施形態においては、セル３０は、散乱背景（例えば、システム１０または２０といったようなダウンルッキング場（down-looking field）システム）を有していてもよいし、有していなくてもよいある体積の大気を含み得る。セル３０は、固体表面（例えば、地面）、物体（例えば、車両）、植生、化学物質、気体／エアゾルまたはスペクトル測定可能なスペクトル特徴を有するアクティブリモートセンシングその他のあらゆる標準的標的を含み得る。セル３０は、ある波長を中心として波長可変の供給源が波長掃引され得る（波長コントローラ２２により調整されるＣＷレーザ２６）、少なくとも１つの吸収／反射特徴を有する物質（例えば、ＣＯ２）を含んでも良い。セル３０はまた、水中の物質（例えば、海中のミネラル）を含んでいてもよい。

以下でさらに記述するとおり、ＣＷレーザ２６は、波長制御され、符号化ＰＮメッセージ（例として）によりデジタル変調される。ＰＮ変調されたレーザ出力信号は、気体吸収セル３０を通して伝送される。ＰＮ変調された信号は、ＰＮ変調信号を復号すべく、基準として符号化ＰＮメッセージを使用するデジタル受信機３２により再生され受信される。ＢＥＲは、気体吸収セルを検出し識別するための直接測定として用いられる。レーザ信号の波長が調整されると、ＢＥＲ測定は、例えば、図３のＣＯ２吸収ラインといった吸収ラインを検出する。ＢＥＲは、該吸収ラインで急速に変動する。

ＰＮメッセージ符号器２４により提供される符号化ＰＮメッセージは、Ｎビットの符号化ワードを形成するように符号化されるＭ個のメッセージビットを含み得る。Ｎビットの符号化ワードは、光搬送波上にて変調される。一実施形態においては、ＣＷレーザ２６により生成されたＣＷレーザビームの狭周波数帯域の強度を変調するために、ＥＯ−変調器２８といった電気光学デバイスを用いることができる。

デジタル変調とは、デジタルシンボルを通信チャネルの特徴と相容性ある波形へと変換するプロセスであるということが分かるだろう。かくして、一実施形態においては、変調器入力に「１」が存在する場合、ある種の波形（レーザ強度対時間）の伝送が結果としてもたらされ、変調器に対する入力端で「０」が存在する場合には、別のタイプの波形の伝送が結果としてもたらされることになる。「１」および「０」についての波形は、等間隔の予め定められた数の時間サンプルにより表わすことができる。これらのサンプルを、逐次電気光学デバイスに送信して、レーザ放射線を強度変調し、「１」または「０」の波形の伝送に影響を及ぼすことが可能である。

一例として、図５は、伝送位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の波形を示しており、ここで「１」は正弦波形（例として）により表わされ、「０」は１８０°位相シフトされた正弦波形（例として）により表わされている。図５に示されている伝送ＰＳＫ波形は、「１１１０」の４ビットを表わす。

図４に示されていないが、ＥＯ変調器２８は、エルビウムでドープされたファイバ増幅器といった増幅器を含み得る、ということが分かるだろう。増幅された変調レーザ放射線は、その空間分布を適切に形成し、その走行方向を決定すべく伝送光学素子を用いて環境内に放射され得る。一実施形態においては、レーザ放射線のゆっくりと発散するビームを作り上げるためのコリメータを使用することができる。問題の媒体を通して、増幅された変調レーザ放射線を伝送することができる。伝送されたレーザ放射線は、デジタル受信機３２内に含まれる受信機光学素子によってインターセプトされ得る。

受信レーザ放射線は、復調器（デジタル受信機３２の一部）の入力において検出されて電圧信号となる。その検出プロセスとしては、光検出、光電流信号増幅、および電子フィルタが含まれ得る。その検出プロセスは、アナログ信号を生成し、サンプリングし、これらの信号サンプルを復調器に送る。これについては図９、１０、１２および１３に関連してさらに詳しく論述する。

一例として、図６は、図５の伝送ＰＳＫ波形に基づく、サンプリングされ受信されたＰＳＫ波形を示す。図示されているように、ビット当たり２０サンプルが存在する。受信信号のサンプリングの間、Ｅ_b／Ｎ_oは３．５ｄＢのみに設定され、受信機３２は、図５の「１１１０」の４つの伝送ビットを回復させる。伝送ＰＮ符号化メッセージの回復については、以下でさらに詳しく論述する。

次に図７を参照すると、デジタル通信チャネル上にてコヒーレント・バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）を用いた、さまざまなビタビおよび逐次復号スキームのための、Ｅ_b／Ｎ_oの関数としての、ビット誤り確率（Ｐ_B）を表わす、もう１組の曲線が示されている。（図２の曲線セットと同様）見れば分かるように、コード長が増大すると（未符号化、ｋ＝１からｋ＝４１というさらに長いコードまで）、より大きな勾配の曲線を選択することにより、ＢＥＲの感度もまた増大し得る。この要領で、デジタル受信機中のＥ_b／Ｎ_oの非常に小さな変化が、ビット誤り確率における非常に大きな変化を生成し得る。この変化は、システム２０のＢＥＲモジュール３４によって測定可能である。かくして、デジタル受信機の気体検出感度を、適切な符号化方法および適切な変調タイプを選択することによって、制御することができる。

次に図８を参照すると、本発明の実施形態による、媒体の光学特性を測定するためのシステムが示されている。全体として４０という番号で参照されるこのシステムは、伝送部分と受信部分とを含んでいる。伝送部分は、ＣＷレーザ４２、変調器４４、光増幅器４６および伝送光学素子４８を含む。受信部分は、光学素子５２と検出器５４とを含む。該受信部分および伝送部分の双方に含まれているのは、プロセッサ５６である。伝送光学素子は、伝搬媒体５０を通して光学レーザ信号を伝送する。伝送されたレーザ信号は、伝搬媒体を通って伝送されるか、または、伝搬媒体から反射され、受信光学素子５２により受信される。

図８に示されているように、プロセッサ５６は、ＣＷレーザ４２の出力波長を制御するための波長コントローラ５８を含む。プロセッサ５６はまた、メッセージワードモジュール６０、符号器モジュール６２および符号化メッセージワードモジュール６４をも含む。メッセージワードモジュール６４は、Ｍ個のメッセージビット（すなわち合計Ｍ個の１および０）からなるデジタルメッセージワードを形成する。Ｍ個のメッセージビットは、さらに大きいアルファベットからのメッセージ記号であってもよい。しかしながら当該実施例においては、メッセージビットはバイナリで、１および０で構成されている。Ｍ個のメッセージビットを収集したものがメッセージワードを形成し、これはＭ個の１および０のランダム分布したセットであり得る。Ｍ個のメッセージビットは、符号器モジュール６２により符号化されて、Ｎビットのコードワードを形成する。標準的には、ＮはＭより大きいが、必ずしもそうとは限らない。一実施例においては、モジュール６４から出力された符号化メッセージワードは、Ｍ＝９２およびＮ＝１２７で形成され得る。符号化メッセージワードの別の実施形態は、例えば、図２に示されているように、Ｍ＝１２およびＮ＝２４であり得る。

モジュール６４からの符号化メッセージワードは、図８に示されているように、変調器４４へと送信される。Ｎビットコードワードは、ＣＷレーザ４２から提供された光搬送波上で変調される。例として、ＣＷレーザ４２から出力されたレーザビームの狭周波数帯域の強度を変調するために、電気光学デバイスを使用することができる。

変調器４４を通して、符号化バイナリ・メッセージワードは、（例えば大気等の）通信チャネルの特性と相容性ある波形へと変換される。当然のことながら、これらの波形についての主要な必要条件は、デジタル受信光学素子５２において区別可能である、ということにある。従って、一実施形態においては、変調器４４の入力に「１」が存在する場合、ある種の波形（レーザ強度対時間）の伝送が結果としてもたらされ、変調器４４に対する入力に「０」が存在する場合、別のタイプの波形の伝送が結果としてもたらされる。

「１」および「０」についての波形は、等間隔の予め定められた数の時間サンプルにより表わすことができる。これらのサンプルを、逐次電気光学デバイス（変調器４４）に送信し、ＣＷレーザ放射線を強度変調して、「１」または「０」の波形の伝送に影響を及ぼすことが可能である。「１」および「０」についての波形例は、正弦波およびその１８０度シフトされた正弦波であると考えられる。両方の波形共図５に示され、これを参考にして論述している。

本発明によって、さまざまな変調形式を使用できるということが分かるだろう。例えば、バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）、バイナリ周波数シフトキーイング（ＢＦＳＫ）、および差動位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ）等の変調形式を利用することができる。これら変調形式の選択は、変調ＣＷレーザビームが伝搬するときに通るようにされている通信チャネルによって左右される。当然のことながら、ある変調形式が別の形式よりも優れていることもある。最良の変調形式は、実験により決定できる。

変調器４４により出力された変調ＣＷレーザ信号は、光増幅器４６によって増幅される。光増幅器の例は、エルビウムでドープされたファイバ増幅器であり得る。伝送光学素子４８は、所望の空間分布および所望の走行方向へと、増幅された変調レーザ放射線を形成するために使用可能である。例えば、１つの実施形態においては、コリメータを使用して、レーザ放射線の緩慢に発散するビームを形成することができる。

その後、増幅された変調レーザ放射線は、全体として５０という番号で参照された問題の媒体を通して伝搬される。媒体は、吸収ラインの中心波長におけるレーザ放射線の既知の吸収係数を有するＣＯ２を含む実験室気体セルであってよい。その吸収ラインの中心波長例は、ＣＯ２について図３に示されている。当然のことながら、異なる吸収ラインを有するその他の気体を使用することもできる。

伝送されたレーザ放射線は、図８に示されているように、受信光学素子５２によってインターセプトされる。配置されたシステム内のレーザ放射線は、当然のことながら、伝搬媒体５０を含む大気を通って走行し、硬い標的に遭遇し得る。硬い標的に遭遇した後、レーザ放射線は反射され、媒体を通って伝搬し戻され、システム４０まで戻される。受信光学素子５２によって受信される受信レーザビーム強度（またはパワーレベル）は、伝送レーザ波長および測定幾何形状によって左右される。

受信したレーザ放射線は、検出器５４によって検出され、これは受信レーザ強度に正比例する電圧信号出力を形成する。図８を見れば分かるように、検出器５４からの出力は、復調器６８に送信される。復調器６８は、プロセッサ５６内にあるものとして示されている。検出器５４によって実施される検出プロセスとしては、光検出、光電流、信号増幅および電子フィルタが含まれ得る。検出されたアナログ信号は、図９および１０においてさらに論述するように、サンプリングされて復調器６８に送信される。

復調器６８は、変調器４４の逆の機能を果たす。この復調器は、入力信号に基づいて、「１」を表わす波形または「０」を表わす波形が、伝搬媒体を通って送られているか否かを決定する。復調器６８は、ビット毎にこの決定を行い、動作の確実性のためにビット同期を必要とするが、伝送信号と受信信号との間の同期は、当該技術分野において既知であるので、図８には示されていない。

Ｎビットの符号化ワードがプロセッサ５６内にて収集された後、この符号化ワードは、復調器７０によりＭビットの受信メッセージワードへと復号化される。復調器６８もまた、プロセッサ５６内に存在するものとして示されている。検出、変調および復号プロセスについては、図９および１０を参照してより詳細に論述する。

受信メッセージワードの復号の後、モジュール７２からの復号されたＭビットのメッセージワードは、ビット誤り累算器６６へと送信される。もともとモジュール６０によって形成され、伝送光学素子４８によって伝送されたＭビットのメッセージワードもまた、ビット誤り累算器６６に送信される。ビット誤り累算器６８は、受信メッセージワードを伝送メッセージワードとビット毎に比較し、ビット誤りの数が決定される。ビット誤りは、所定数のメッセージワード伝送について、累算される。

所定数のメッセージワード伝送についてビット誤りが累算された後、プロセッサ５６は、新しいＣＷレーザ信号を伝送するために、波長コントローラ５８を介して、ＣＷレーザ４２のレーザ波長を修正する。同じメッセージワードは、モジュール６２により符号化され、変調器４４を介して新しいＣＷレーザ波長を変調させるために使用される。再度、新しいＣＷレーザ信号を受信し復調させた後、ビット誤りは累算され、同じ所定数のメッセージワード伝送について、ビット誤り累算器６６によりビット毎に比較される。

このプロセスは、所望の波長の走査の終りに達するまで続行する。波長走査の終りに達したときに、プロセッサ５６は、図２において述べたように、どの波長が最も高いビット誤り率（ＢＥＲ）を生成したかを決定することができる。最も高いビット誤り率（ＢＥＲ）は、伝搬媒体５０の吸収ラインを特定する。

ここで図９を参照すると、ＢＥＲベースの光検出のために用いられるデジタル受信機の例が示される。全体として８０という番号で参照されるデジタル受信機は、プロセッサ５６（図８）のさまざまな処理モジュールをより詳細に示している。図９に示されているように、（検出器５４から出力された）検出データ信号は、モジュール８２により受信された信号成分と雑音成分とを含む。検出データ信号は、伝送／受信信号波形のサンプリング時間をＴｓとして、１／Ｔｓのレートでサンプリングされる。前述のように、「１」および「０」の波形（一般に、Ｓ１波形およびＳ２波形）は、ＣＷレーザ信号を変調すべく、変調器４４に送信される。

１／Ｔのサンプリングレートでスイッチ８４によってサンプリングされる。図９に示されるように、サンプリングされたデータ信号ｒ（ｋ）は、デジタル整合フィルタ８６およびデジタル整合フィルタ８８に同時に送信される。各ビット当たりのサンプルの数がＱであると仮定すると、このときＱ個のサンプルは、各デジタル整合フィルタ（ＤＭＦ：Digital Matched Filter）８６および８８内に読み込まれる。Ｑ個のサンプルが各ＤＭＦ内に読込まれた後、ＤＭＦ８６およびＤＭＦ８８の出力は、図示されるようにモジュール９０により比較される。

Ｓ１波形に整合されたＤＭＦ８６の出力が、ＤＭＦ８８の出力よりも大きい場合には、「１」が伝送／受信されたものと推測される。しかしながら、Ｓ２波形に整合されたＤＭＦ８８の出力が、ＤＭＦ８６の出力よりも大きい場合には、「０」が伝送／受信されたものと推測される。スイッチ９２は、Ｔ_bがビット継続時間であるものとして、１／Ｔ_bのサンプリングレートで一時的に閉成される。Ｔ_bという１ビット継続時間が各々経過した後、モジュール９４は１／０判定を行う。この１／０判定は、ビット毎に行われる。

図９に示されていないものの、デジタル受信機８０が、同期ワードの相関／検出により、まずは信号同期をとることができるということが分かるだろう。この同期ワードは、プリアンブル、最大長、ＭビットメッセージワードまたはＮ−ビット符号化メッセージワードに先行するＰＮワードである。波長コントローラ５８（図８）の影響を受けたレーザ放射線波長の各変化について、再同期が行われなくてはならない。かくして、問題の媒体を通して伝送された各レーザ放射線波長について、実際に伝送された波形は、同期ワードと、それに続く所定数のメッセージワードとを含む。

各１／０判定は、Ｔ_bビット時間（Ｑをビット当たりのサンプル数とし、Ｔｓをサンプル継続時間として、Ｔ_b＝Ｑ^*Ｔｓ）後に、行われる。これは、Ｎ−ビット全てが判定されるまで続く。各符号化メッセージワードについてＮ−ビットが存在するということを想起すべきである。符号化メッセージは、スイッチ９６が、各ビットをサンプリングすると、モジュール９８によって再形成される。Ｎビットが、モジュール９８によって再形成されると、Ｎ−ビット符号化メッセージ全体がモジュール９８の中に存することになる。

Ｎビット符号化メッセージは、復号モジュール１０２によりＭ個のメッセージビットへと復号される。モジュール１０２による復号の後、Ｍ個のメッセージビットはモジュール１０６内に記憶される。スイッチ１００、１０４および１０８は、ＴｗをＮ^*Ｑ^*Ｔｓとしても定義される符号化ワード継続時間であるものとして、１／Ｔｗのサンプリングレートで一時的に閉成される。復号された受信メッセージワードは、モジュール１０６内に記憶される。この受信メッセージワードは、誤り検出モジュール１１２により、モジュール１１０の伝送メッセージワードと比較される。各ビット誤りを計数できるように、比較はビット毎に実施することができる。

モジュール１１２によるビット誤りの比較および検出プロセスは、所定数のメッセージワードについて続行可能である。所定数のメッセージワードが比較された後、プロセッサ５６（図８に示される）は、波長コントローラ５８を介してＣＷレーザ４２の波長出力を修正する。このプロセスは、レーザ波長走査の終りに至るまで続行される。

サンプリングスイッチ８４、９２、９６、１００、１０４および１０８（ならびに図１０、１２、１３および１８に示されるその他のサンプリングスイッチ）は、例えばプロセッサ５６によって制御されるデジタルスイッチでよい、ということが分かるだろう。

図９のデジタル整合フィルタ（８６および８８）は、図１０でさらに詳細に示される。図示されるように、プロセッサ８０は、シフトレジスタ１２６およびシフトレジスタ１２８を含む。各シフトレジスタは、変調波形Ｓ₁またはＳ₂を入力するように整合された重み付け係数と、組合せられる。Ｓ₁波形に整合された重み付け係数は、それぞれ１３０ａ、１３０ｂおよび１３０ｎとして参照される、Ｃ₀、Ｃ₁、…Ｃ_Q-1である。同様にして、Ｓ₂波形に整合された重み付け係数は、それぞれ１３２ａ、１３２ｂおよび１３２ｎとして参照される、Ｃ₀、Ｃ₁、…Ｃ_Q-1である。

シフトレジスタ１２６およびシフトレジスタ１２８のコンテンツは、そのそれぞれの重み付け係数により乗算され、次にそれぞれ加算器１３４および１３６により加算され、出力Ｚ₁（ｋ）およびＺ₂（ｋ）を個別に形成する。Ｑ個のサンプルが読取られた後、デジタル整合フィルタ８６およびデジタル整合フィルタ８８からの各出力Ｚ₁（ｋ）およびＺ₂（ｋ）が相互に比較される。比較器９０への入力は、サンプリングスイッチ１３８および１４０を介して提供される。デジタル整合フィルタ８６またはデジタル整合フィルタ８８からの大きい方の出力信号は、どの波形が伝送されたかを示すものである。Ｑ個のサンプルが読取られた後、例えば、Ｓ₁が伝送された場合、Ｓ₁に整合されたデジタル整合フィルタ８６の出力は、受信信号とＳ₁のレプリカとの間のピーク相関に、対応する。例えば、Ｓ₂が伝送された場合、Ｓ₂に整合されたデジタル整合フィルタ８８の出力は、受信信号とＳ₂のレプリカとの間のピーク相関に、対応する。

デジタル整合フィルタされた信号対雑音比は、線形システムを通過する信号に整合されて付加形白色ガウス雑音により崩壊させられたときに、最適になる、ということが分かるだろう。図１０はまた、デジタル整合フィルターアーキテクチャの各部分に対応する以下の数式によって、さらに良く理解することができる。

本発明のもう１つの実施例は、図１１に示されている。図示されるように、システム１５は、媒体の光学特性の測定を行う。システム１５０は、伝送部分および受信部分を含む。その伝送部分は、波長コントローラ１５２、オンライン分布帰還型（ＤＦＢ：Distributed Feed Back）レーザ１５６、同期およびＰＮデータワードモジュール１５４、変調器１５８、ＤＦＢオフラインレーザ１６０、変調器１６２、同期およびＰＮ´ データワードモジュール１６４、コンバイナ１６６、ファイバ増幅器１６８およびカプラ１７０を含むことができる。受信部分は、科学検出器（science detector）１７６、基準検出器１７２およびデジタル受信機１７８を含むことができる。プロセッサ１８０は、受信部分および伝送部分の双方に含まれ得る。カプラ１７０の出力は、伝搬媒体１７４を通して伝送され、科学検出器１７６により受信され得る。

波長コントローラ１５２は、全波長範囲にわたりＤＦＢオンラインレーザ１５６の出力波長を変化させることができる。本発明の原理と一貫性ある一実施形態においては、ＤＦＢオンラインレーザ１５６は、図１４に示されるように、全波長範囲にわたり出力波長を走査（または掃引）するように構成される。すなわち、ＤＦＢオンラインレーザ１５６は、予め定められた期間中、図示された掃引範囲内の離散的波長（または掃引周波数の逆数）を逐次的に出力することができる。掃引周波数の一例は、約１０ヘルツであり得るが、これは単なる一例にすぎず、その他の掃引周波数も使用可能である。

波長コントローラ１５２は、例えば、可変レーザ１５６の駆動電流を変化させることによってか、または可変レーザ１５６の温度を変化させることによって、調整ＤＦＢオンラインレーザ１５６によって生成される波長を制御するように構成できる。その代わり、波長コントローラ１５２は、レーザの掃引を助けるために、調整オンラインレーザ１５６からのフィードバック信号を受信することができる。発出された放射線の波長は、紫外線、可視光、短波長赤外線（ＳＷＩＲ）、中波長赤外線（ＭＷＩＲ）、長波長赤外線（ＬＷＩＲ）またはアクティブリモートセンシングに適したその他のあらゆる電磁領域に入り得るものである。光学素子（図示せず）は、発出された放射線を変調器１５８に導くように構成できる。

システム１５０の動作について、図１４に関連してさらに説明することができる。この図は、問題のスペクトル特徴を有するサンプル材料の例について透過率対波長をプロットしたものである。一部の実施形態においては、問題のスペクトル特徴は、中心吸収波長λ_Aといった吸収ラインであり得る。波長コントローラ１５２は、レーザ１５６の出力波長を、ある掃引周波数において、波長範囲λ_SWEEPに沿って変化させることができる。λ_SWEEPの波長範囲は、問題のスペクトル特徴全体を含むことができ、また、問題のスペクトル特徴のいずれかの側の波長まで拡張できる（あるいは、問題のスペクトル特徴を含むのに充分なだけ遠くまで波長を拡張し得る）。リモートセンシング技術の当業者であれば、問題のスペクトル特徴が占めるスペクトル領域を超えてどれだけ遠くまでλ_SWEEPの波長範囲が拡張し得るかを理解できるであろう。

さらに図１１を参照すると、変調器１５８は、オンラインレーザ１５６の出力に対し変調を加えるように構成された電気光学（ＥＯ）変調器を含み得る。その変調は、モジュール１５４によって提供されるデジタルメッセージワードによるものであってよい。記述を続けると、ＤＦＢオンラインレーザ１６０は、図１４に示すような、λ_REFERENCEといった固定出力波長を提供し得る。変調器１６２は、モジュール１６４によって形成されるデジタルメッセージワードを使用することにより、オフラインレーザ１６０から出力された固定波長を変調することができる。モジュール１５４および１６４によって提供されるこれらのデジタルメッセージワードについては、後でさらに詳細に説明する。

オンライン変調された信号およびオフライン変調された信号は、コンバイナ１６６によって組合わされる。組合わされた光信号は、ファイバ増幅器１６８によって増幅され、光学カプラ１７０を通過する。ネット信号のわずかな部分が、基準検出器１７２へ分岐される。基準検出器は、光検出器、増幅器および電子フィルタを含み得る。その結果としての基準信号は、次に、デジタル受信機１７８およびプロセッサ１８０へ向けられる。

ネット光信号の残りの部分は、伝送光学素子（図示せず）を通して、伝搬媒体１７４内へ放射される。ネット光信号は伝搬媒体を横断し、ここでいくつかの変換を受ける可能性がある。まず第１に、ビームのオンラインおよびオフライン部分は、乱流、時間依存性標的反射率、スペックル効果、振動ずれ効果等によってランダムに振幅変調される。オンラインおよびオフライン波長はほぼ同一であることから、これらの雑音効果は、ネット伝搬レーザビームのオンラインおよびオフライン成分上でほぼ等しい部分利得（fractional gain）で重ね合わされる可能性がある。第２に、オンラインとオフラインビームとの両方が、放射効果に起因する同じ部分損失（伝搬に起因する空間損失）の不利益を被る可能性がある。第３に、そして最も重要なことは、ビームのオンライン成分は、ビームのオフライン成分に比べて、問題の気体の存在に起因してより多く吸収されてしまうことである。

複合レーザビームは、受信機光学素子（図示せず）による伝搬媒体１７４を通過後に収集され、科学検出器１７６へ向けられる。科学検出器は、デジタル受信機１７８へ向けられるアナログ電圧信号を生成すべく、光検出器、増幅器および電子フィルタを含むことができる。デジタル受信機は、伝送デジタルメッセージワードのサンプリングレートに等しいレートで、科学検出器および基準検出器からの各信号を同時にサンプリングすることができる。

モジュール１５４および１６４からの各同期（ｓｙｎｃ）ワードを使用することによって、同期がとれた後は、デジタル受信機１７８は、そのモジュール１５４および１６４により生成されたデータワードのシーケンス上で動作し得る。プロセッサ１８０もまた、データワードのシーケンス上で、一度に１ワードずつ、受信レーザ放射線のオンラインおよびオフライン信号成分の相対的伝送の測定をすべく、動作することができる。これらの動作については、図１２および１３に関連してさらに詳細に述べる。以下で説明されるように、その相対的伝送は、基準検出器チャネルから抽出される比と同一の比によって正規化される、科学検出器オンライン相関ピークと、科学検出器オフライン相関ピークとの比、として表現することができる。

このプロセスは、所定数のデータワードについて続けることができ、その後、波長コントローラは、オンラインレーザ１５６から出力される波長を修正できる。そのプロセスは、レーザ波長走査（掃引）の終りに達するまで続行される。モジュール１５４から提供された同期ワードおよびモジュール１６４から提供された別の同期ワードを使用して、再同期が、オンラインレーザ１５６により出力された全ての離散的波長についてなされるということが分かるだろう。

それぞれオンラインおよびオフラインレーザ波長用のモジュール１５４およびモジュール１６４によって選択されるデジタルメッセージワードについてここで説明する。オンラインデジタルメッセージは、プリアンブル同期ワードとそれに続く所定数の同一のデータワードとを含み得る。同期ワードおよびデータワードは、最大長の擬似雑音（ＰＮ）コードワードであり得る。各ＰＮコードワードは、所定数のビットを含み得る。オフラインデジタルメッセージは、同じ同期ワードとそれに続く所定数の同一の最大長ＰＮ´コードワードとを含み得る（ＰＮ´は、ＰＮに直交する、このＰＮ´は、上に横線付して表すＰＮ（ＰＮバー）として図１１−１３に示される）。オンラインおよびオフライン最大長のコードワードは、オンラインコードワードＰＮを循環的にシフトしたものからオフラインコードワードＰＮ´を形成することにより、互いに直交させることができる。

図８に関連して前述したとおり、変調器１５８および１６２を用いたデジタル変調は、デジタルシンボル（１／０）を通信チャネルの特性と相容性ある波形へと変換するプロセスである。一例としては、通信チャネルは、大気、水中チャネル、または実験室セルであり得る。一実施形態においては、変調器入力に「１」が存在する場合、時間の関数としてレーザ強度を変化させる波形が結果としてもたらされ、変調器入力に「０」が存在する場合、時間の関数としてレーザ強度を変化させる別のタイプの波形の伝送が結果としてもたらされる。「１」または「０」についての波形は、所定数の等間隔の時間サンプルによって、表わすことができる。これらのサンプルは各変調器に逐次送出され、レーザ放射線を強度変調して「１」または「０」の波形の伝送に影響を与える。

図１１のデジタル受信機およびプロセッサについて、ここで図１２および図１３を参考にして、より詳細に記述する。まず最初に図１２を参照すると、システム２００は、科学検出器１７６および基準検出器１７２を含む。科学検出器１７６からの出力は、スイッチ２０２を介して、デジタル整合フィルタ２０６およびデジタル整合フィルタ２０８へ切換えられる。同様にして、基準検出器１７２からの出力は、スイッチ２０４を介して、デジタル整合フィルタ２１０およびデジタル整合フィルタ２１２へ切換えられる。

デジタル整合フィルタ２０６および２１０は、ＰＮ波形に整合される。デジタル整合フィルタ２０８および２１２は、ＰＮ´の直交波形に整合される。ＰＮはオンライン信号ワードであり、ＰＮ´はオフライン信号ワードである。ＰＮとＰＮ´とは、直交する最大長のＰＮコードワードである。

図１２に示されるように、検出された科学および基準データワード信号は、Ｔ_sを伝送信号波形のサンプリング継続時間として、１／Ｔ_sのレートでそれぞれスイッチ２０２および２０４を介し同時にサンプリングされる。前述のとおり、ビット波形当たりのサンプル数がＱであり、ＰＮデータワード当たりのビット数がＰであるとすると、このときＱ^*Ｐ個のサンプルが各デジタル整合フィルタ（ＤＭＦ）内に読み込まれる。そのＱ^*Ｐ個のサンプルが各ＤＭＦ（２０６、２０８、２１０および２１２）内に読み込まれた後、各ＤＭＦの出力がサンプリングされる。科学チャネル（science channel）については、ＰＮに整合されたＤＭＦの出力Ｓは、オンライン信号成分について問題の媒体を通した伝搬の効果の測定結果である。ＰＮ´に整合されたＤＭＦの出力Ｓ´は、オフライン信号成分について問題の媒体を通した伝搬の効果の測定結果である。同様にして、基準チャネルについては、ＰＮに整合されたＤＭＦの出力Ｒは、伝送オンライン信号パワーの測定結果である。ＰＮ´に整合されたＤＭＦの出力Ｒ´（図１２および１３に、上に横線を付したＲ（Ｒバー）として示される）は、伝送オフライン信号パワーの測定結果である。

Ｑ^*Ｐ個のサンプルが各ＤＭＦ内に読み込まれた後、図示されるように、Ｓ、Ｓ´、ＲおよびＲ´の出力が形成される。サンプリングは、スイッチ２１４、２１６、２１８および２２０を用いて行われる。これらのスイッチの各々は、Ｔｗを符号化ワードの継続時間とすると、１／Ｔｗのサンプリングレートで一時的に閉成される。

図示されるとおり、モジュール２２２は、Ｓ対Ｓ´（上に横線を付したＳ（Ｓバー）として図１２および１３に示される）の比を形成する。モジュール２２４は、Ｒ対Ｒ´の比を形成する。モジュール２２６は、オンラインおよびオフラインレーザビーム成分の相対的伝送の測定値に等しい各データワードの正規化された累乗積を、形成する。その正規化された累乗積は、モジュール２２２からの出力をモジュール２２４からの出力の逆数で乗算することによって形成される、という点に留意されたい。

測定モジュール２３０は、サンプリングスイッチ２２８を介してモジュール２２６から提供された正規化された累乗積を測定することができる。この測定は、各データワードについて実施するか、あるいは平均相対大気伝送を決定すべく所定数のデータワードについての平均をとってもよい、ということが分かるだろう。

一実施形態においては、測定モジュール２３０は、所定数のデータワードについてＤＭＦの出力を合計した後の比をとることによって、単一の相対伝送値を見い出すべく、データを処理することができる。これは数学的に以下のように示すことができる。

なお式中、τは単一の相対伝送値であり、ＮＤＡＴＡは、波長当たりの処理されたデータワードの所定数である。

測定は、所定数のデータワードについて続行でき、その後、オンラインレーザ１５６の波長を変更することができる。その後、もう１回の測定を、所定数のデータワードについて行うことができる。このプロセスは、走査の終了に到達するまで、続けられる。各波長の変更の後、図１１のモジュール１５４および１６４によってそれぞれ新しい同期ワードを提供することにより、システムを再同期する必要性が生じる可能性がある、ということが分かるだろう。

図１３に、図１２のデジタル整合されたフィルタが、さらに詳細に示される。図示されるとおり、ＤＭＦ２０６は、それぞれ３１４ａ、３１４ｂおよび３１４ｎで示された重み付け係数Ｃ₀、Ｃ₁、…Ｃ_N-1と組合わされたシフトレジスタ３０６を含む。シフトレジスタコンテンツは、重み付け係数により乗算され、加算器３２２により加算されて、出力を形成する。シフトレジスタ３０６の長さは、Ｑ^*Ｐであってよく、ここでＰはＰＮコードワード当たりのビット数であり、Ｑはビット当たりのサンプル数である。

加算器３２２の出力は、全ＰＮデータワード（すなわち、Ｑ^*Ｐ個のサンプル）が読取られた後、サンプリングされる。そのサンプリングはスイッチ２１４により実施され、このスイッチは、データワードのサンプルが読取られた後、一時的に閉成される。スイッチ２１４からの出力Ｓをモジュール３３８内に格納することができる。

同様の要領で、ＤＭＦ２０８は、３１６ａ、３１６ｂおよび３１６ｎで示される重み付け係数と組合わされたシフトレジスタ３０８を含む。シフトレジスタコンテンツは、これらの重み付け係数により乗算され、加算器３２４により加算され、サンプリングスイッチ２１６を介して出力されて、モジュール３４０にてＳ´（上に横線を付したＳ（Ｓバー）として示される）を形成する。同様にして、ＤＭＦ２１０は、３１８ａ、３１８ｂおよび３１８ｎで示される重み付け係数と組合わせられたシフトレジスタ３１０を含む。シフトレジスタ３１０の出力は、これらの重み付け係数により乗算され、加算器３２６により加算されて、サンプリングスイッチ２１８を介して、モジュール３４２にて出力Ｒを形成する。最後に、ＤＭＦ２１２は、３２０ａ、３２０ｂおよび３２０ｎで示される重み付け係数と組合わされたシフトレジスタ３１２を含む。乗算の後、加算器３２８は、サンプリングスイッチ２２０を介して、モジュール３４４内に格納される出力Ｒ´（上に横線を付したＲ（Ｒバー）として示される）を提供する。

図１３は、以下の式を参照することによっても理解することができる。

全てのＰＮコードワードメッセージを使用する、図１３に示された整合フィルタアプローチは、乱流大気の中で優れた性能を発揮する上で充分強力である、ということが分かるだろう。さらに、線形システムを通過する信号に整合され、付加形白色ガウス雑音により崩壊されたときに、デジタル整合フィルタの信号対雑音比が最適であることが、分かるだろう。

ここで図１５を参照すると、ＢＥＲベースの検出方法のフローチャートが示される。全体的に４００として表されている方法についてここで、前述の図８との関係において記述する。該方法は、ステップ４０２で始まり、ＣＷレーザ４２についてレーザ放射線の波長を設定する。ステップ４０４は、プロセッサ５６を用いて、メッセージワードを形成する。該メッセージワードは、ステップ４０６で符号器６２により符号化される。次に、ステップ４０８は、モジュール６４からの符号化メッセージワードでＣＷレーザ４２の出力を変調する。変調された光搬送波は、ステップ４１０で光増幅器４６により増幅される。

本方法はステップ４１２へと続き、変調された光搬送波を環境（例えば、大気）内に放射させる。その放射は、伝搬媒体５０を通して伝送光学素子４８により行われる。ステップ４１４では、媒体からの反射または媒体を通しての伝搬の後、受信光学素子５２を介して変調光搬送波を受信する。

方法４００は、次にステップ４１６を介して、変調光搬送波を検出して、アナログ信号を生成する。次にステップ４１８で、アナログ信号をサンプリングする。検出とサンプリングは、例えば、受信光学素子５２および検出器５４により行われる。

該方法はこのとき、ステップ４２０にて、サンプリングされたアナログ信号を復調する。この復調は、例えば、デジタル整合フィルタ８６および８８（図９）を用いて、プロセッサ５６により実施可能である。ステップ４２２は、サンプリングされたアナログ信号を復号して、復号メッセージワードを形成する。このステップは、復号器７０によって実施可能である。ステップ４２４を実行しながら、方法４００は、復号メッセージワードを、伝送メッセージワードと、ビット毎に比較する。このステップは、例えば、モジュール６０内に格納された伝送メッセージワードと、モジュール７２内に格納された受信メッセージワードとを比較したときに、ビットエラー累算器６６によって実施される。ビットエラーは、ステップ４２６で所定数のメッセージワードについて累算される。前述のとおり、各メッセージワードは、伝送中、その他のあらゆるメッセージワードと同一である。

方法４００は、ステップ４２８へと分枝し、波長コントローラ５８によりレーザ放射線の波長を増分させるべく、該方法のスタートに戻る。この増分波長は、例えば、図１４に示されるように、λ_Nで示される波長走査の終りに至るまで、λ₁、λ₂、λ₃等の離散波長１つである。方法４００は、次にステップ４０２から４２８までを繰り返す。波長走査の終りに達した場合（例えば、λ_Nが放射され、受信され、検出され、ビット誤りとして累算された場合）、該方法は停止する。

次に図１６を参照すると、相関ベースのシステムを用いた、問題の媒体の特性の検出方法のフローチャートが示される。全体的に５００という番号で示される該方法についてここで、図１１を参照して前述したシステムに関連して記述する。方法５００は、ステップ５０２で開始し、オンラインレーザ放射線の波長を所定値に設定して、第１の光学信号を形成する。この第１の光学信号は、例えば、図１４に示す離散的波長のいずれか１つである。

同様にして、ステップ５０２は、第２の光信号を形成するため、オフラインレーザ放射線の波長を所定の固定値に設定する。第２の光信号は、例えば、図１４に示す波長λ_REFERENCEであり得る。図１１に関して前述したとおり、オンラインレーザ放射線の波長は波長コントローラ１５２を用いて設定され、オフラインレーザ放射線の波長は、オフラインレーザ１６０内の所定値として固定される。オンラインレーザ１５６およびオフラインレーザ１６０の各々が、ＣＷ搬送波信号を出力することが理解されよう。

ステップ５０４は、モジュール１５４により第１のＰＮデータメッセージを形成し、モジュール１６４により第２のＰＮデータメッセージ（ＰＮ´）を形成する。ステップ５０６は、第１および第２のＰＮデータメッセージをそれぞれ第１および第２の光信号上で変調する。これらの変調は、変調器１５８および１６２により実施可能である。方法５００はこのとき、ステップ５０８によって、ネット変調された光搬送波として、変調された第１および第２の光信号を組合せ、増幅し、伝送する。ステップ５０６は、コンバイナ１６６およびファイバ増幅器１６８によって実施可能である。

ステップ５１０は、例えば、デジタル受信機１７８への基準アナログ信号を形成するため、基準検出器１７２を用いてネット変調された光搬送波をサンプリングする。しかしながら、ネット変調された光搬送波の大部分は、ステップ５１２により問題の媒体内に伝搬させられる。

ステップ５１４は、ネット変調された光搬送波を受信する。ステップ５１６は、受信アナログ信号を形成すべく、ネット変調された光搬送波を検出し、サンプリングする。これらのステップは、科学検出器１７６により実施可能である。方法５００は、次に、ステップ５１８を用いて、オンラインおよびオフライン受信信号成分を形成すべく、第１および第２のＰＮデータメッセージ（ＰＮデータメッセージおよびＰＮ´データメッセージ）と受信アナログ信号との相関をとる。方法５００はまた、オンラインおよびオフライン基準信号成分を形成するため、ステップ５２０で第１および第２のＰＮデータメッセージ（ＰＮデータメッセージおよびＰＮ´データメッセージ）と基準アナログ信号との相関をとる。これらのステップは、デジタル受信機１７８およびプロセッサ１８０によって実施可能である。デジタル受信機は、伝送デジタルメッセージのサンプリングレートに等しいレートで、科学および基準検出器信号の両方を同時にサンプリングする。

次にステップ５２２は、オンライン対オフライン受信信号成分の比を形成し、オンライン対オフライン基準信号成分のもう１つの比を形成する。これらの比の形成は、例えば、図１２で、これらの比がモジュール２２２およびモジュール２２４内に格納された後段にて示されている。方法５００は次に、ステップ５２４により、累乗正規化された積を形成する。この累乗正規化積の一例は、この積がモジュール２２６内に格納された後の図１２に示されている。

一実施態様においては、図１６に示されるように、方法５００は、ステップ５２６により所定数の全データメッセージについて累乗正規化積を平均する。該方法は、ステップ５２８によりスタートに戻り、前述のとおりオンラインレーザ放射線の波長を増分する。波長走査の終りに達したとき、方法５００は停止する。

前述のように、オンラインレーザ放射線の波長は、望ましいある出発値、例えば、図１４のλ₁に設定される。この波長は、問題の吸収ラインを横断して慎重に掃引される。このような問題の波長は、例えば、λ_Nの走査の終りに至るまで、λ₁、λ₂等のように示される。該走査内の各離散的波長について、ステップ５０２から５２８までの１サイクルを実施することができる。

上述の図は、通信アーキテクチャを用いて問題の媒体の光学的特性を検出、識別および測定するためのさまざまなアプローチを示してきた。これらの通信アーキテクチャ（例えば、システム１０、システム２０、システム４０およびシステム１５０）を、連続的レーザビームすなわちＣＷ光搬送波を生成するレーザを用いて構成することができる。問題の媒体から反射されたこれらのＣＷビームは、これらのアーキテクチャの各々により検出可能である。これらのアーキテクチャによって例示されたデジタル処理を行うため、戻されたビームは有利には、必要性が遥かに高い信号対雑音比を提供する。その上、小さい、低パワーの軽量連続ファイバレーザを使用することができる。システム光学素子は、有利には単純で、費用効果性が高く、非臨界性である。その上、受信機および送信機は、小さい集積化システム内に構成可能である。

システム１５０（図１１）により実施されたオンライン／オフライン比は、乱流またはスペックル雑音により支配されない。当業者であれば分かるように、空気乱流が雑音をひき起こす。与えられた場所における気体および大気の密度は、温度、圧力変動、風速、風によりひき起こされる渦およびせん断の関数として変化する。乱流は、空気の光屈折率の変化をひき起こす。このような屈折率変化は、時間の関数として変化する干渉効果をひき起こす。これらの変化は、スペックル効果またはスペックル閃光として知られている。

スペックルはまた、表面から反射するコヒーレント光（レーザ光）としても発生し得る。スペックルパターンは、表面粗さおよび送信機直径により決定される。表面反射ゾーンは、異なる光路リンクでレーザ光を反射し戻し、それを受信したアパーチャで明暗ゾーンをひき起こす。例えば、航空機上の移動センサが、これらの明暗ゾーンを変化させる。これらの光の変動は、受信入信号上に重ね合わされた雑音として現われる。しかしながら、本発明者らは、例えば、システム１５０によって実施されるような、前述のオンライン／オフライン比方法を用いると、乱流効果に起因する雑音が軽減される、ということを発見した。

図１１および１２に関連して、相関検出アーキテクチャを提供する実施形態の例が記述された。相関検出アーキテクチャのもう１つの例について、ここで、図１７および１８に関連して記述する。まず最初に図１７を参照すると、媒体の光学特性の測定を提供するシステム６００が示されている。システム６００は、伝送部分と受信部分とを含む。その伝送部分は、システム１５０（図１１）の伝送部分のコンポーネントに類似したコンポーネントを含んで良い。従って、この伝送部分は、例えば、波長コントローラ１５２、オンライン分布帰還型（ＤＦＢ）レーザ１５６、同期（ｓｙｎｃ）ワードおよびＰＮデータワードモジュール１５４、変調器１５８、ＤＦＢオフラインレーザ１６０、変調器１６２、同期ワードおよびＰＮ´データワードモジュール１６４、コンバイナ１６６、ファイバ増幅器１６８およびカプラ１７０を含む。

システム６００の上記受信部分は、光子計数科学検出器６０２、基準検出器６０４、デジタル受信機１７８およびプロセッサ１８０を含むことができる。プロセッサ１８０は、システム６００の受信部分と伝送部分との双方に含まれ得る。カプラ１７０の出力は、伝搬媒体１７４を通して伝送され、光子計数科学検出器６０２により受信される。

光子計数科学検出器６０２は、システム１５０（図１１）の科学検出器１７６に置き換わる。科学検出器１７６は、アナログ光検出器、増幅器／フィルタおよびアナログ／デジタルコンバータ（これは、アナログサンプルをデジタル受信機１７８に提供する）を含んでいるということが分かるだろう。光子計数科学検出器６０２は、これら３つのコンポーネント、すなわち、アナログ光検出器、増幅器／フィルタおよびアナログ／デジタルコンバータに置き換わることができる。

光子計数科学検出器６０２は、例えば、光子計数検出器と、計数累算器と、計数累算器が読みとられた後に計数累算器をリセットするためのリセット制御装置と、を含む。これらは、例えば、光子計数検出器７０２および計数累算器７０４として図１８に示されている。図示されていないが、リセット制御をプロセッサ１８０により行うことが可能である。

予め定めた受信波形のために、計数累算器から提供される出力値のシーケンスを、計数ベクトルと呼ぶことができる。従って、システム１５０（図１１）に関連して記述されたようにアナログサンプル値について相関をとる代わりに、光子計数科学検出器６０２は、ＰＮコードワードのための計数ベクトルを確立することができる。このとき相関を、計数ベクトル情報を用いて、とることができる。

伝搬媒体１７４を通過した後、受信機光学素子（図示せず）によって収集された複合レーザビームは、光子計数科学検出器６０２に向かう。光子計数科学検出器は極めて弱い戻り信号を受信できるが、それでも光子計数科学検出器は有利には、光子計数検出器７０２および計数累算器７０４により、戻り信号の光子的性質を検出することができる。その結果、離散的光電子計数信号をデジタル受信機１７８に向けることができる。

基準検出器６０４が、システム１５０（図１１）の基準検出器に類似したアナログ検出器を含み得るということが分かるだろう。変形実施形態として、基準検出器６０４は、光子計数科学検出器６０２と類似したコンポーネントを含み得る。図１８に示されているように、基準検出器６０４は、光子計数検出器７０６と計数累算器７０８とを含む。

さらに図１８を参照すると、システム７００は、共に図１８の左側部分に示されている光子計数科学検出器６０２および光子計数基準検出器６０４を除いて、システム２００（図１２）の相関アーキテクチャに示されているコンポーネントに類似したコンポーネントを含む。

デジタル受信機１７８（図１７）は、伝送デジタルメッセージのサンプリングレートに等しいレートで、科学検出器６０２と基準検出器６０４の双方からの信号を同時にサンプリングすることができる。同期が（前述のとおり）とれた後、デジタル受信機１７８およびプロセッサ１８０は、受信レーザ放射線のオンラインおよびオフライン信号成分の相対的伝送の測定をするために、データワードシーケンスを一度に１ワードずつ処理することができる。（図１８に示されているように）ＰＮおよびＰＮ´に整合されたＤＭＦと、科学検出器および基準検出器の両方の出力との相関をとることで、受信レーザ放射線のオンラインおよびオフライン信号成分の相対的伝送の累乗正規化測定が可能となる。

相対的伝送は、基準検出器チャネルから抽出された比と同じ比により正規化された、科学検出器オフライン相関ピークに対する科学検出器オンライン相関ピークの比、によって得ることができる。このプロセスは、所定数のデータワードについて続行され、その後、（以前に説明したとおり）システム６００は、波長コントローラ１５２により、オンラインレーザ１５６の波長を修正することができる。相対的伝送は再測定され、次にオンラインレーザ１５６の波長を再修正することができる。レーザ波長走査の終りに到達したときに、プロセスを停止する。

前述のように、プリアンブル、最大長、擬似雑音（ＰＮ）同期ワードの相関検出によって信号同期をとることができる。レーザ放射線の波長を変更する毎に再同期を実施することができる。従って、各問い合わせオンラインレーザ放射線の各波長について、システムを通して送られた波形は、所定数のオンラインおよびオフラインデータワードが後続するプリアンブル同期ワードを、含み得る。

その受信信号は、光子計数検出器７０２により科学チャネル内にて検知され、計数累算器７０４により累算される。計数は、サンプリング継続時間Ｔ_sで累算され、各間隔（インターバル）の後にリセットされる。基準チャネル内の基準信号は、科学信号の検出および累算と同様の要領で、検出および累算されるか、または前述のとおりアナログ検出器を用いてサンプリングされる。

ビット波形当たりのサンプルの数がＱであり、ＰＮデータワード（またはＰＮ´データワード）当たりのビット数がＰであるとすると、Ｑ^*Ｐ計数値は、科学チャネルデジタル整合フィルタ（ＤＭＦ２０６および２０８）内に読込まれ、Ｑ^*Ｐ計数値またはサンプル（基準検出方法による）が、基準チャネルデジタル整合フィルタ（ＤＭＦ２１０および２１２）内に読み込まれる。

図１８に示されているＤＭＦは、図１３中に示されたＤＭＦと類似のもので良い。図１８に示されたＳ、Ｓ´、ＲおよびＲ´の各出力信号は、図１２および１３において記述されてたのと同様に形成され得る。モジュール２２２、２２４および２２６により形成された比は、図１２および１３において記述した比と類似のもので良い。図示されていないが、これらのモジュールがプロセッサ１８０内に存在し得るということが分かるだろう。最後に、同じくプロセッサ１８０の一部であり得るモジュール２３０によって実施される測定は、図１２にて前述したものと類似したもので良い。

本発明は、本明細書において特定の実施形態を参照して記述されているが、本発明は、図示された詳細に制限されることを意図していない。むしろ、本発明から逸脱することなく、特許請求の範囲と均価の範囲内で細部においてさまざまな修正を行うことができる。例えば、媒体の特性を検出し測定すべく、デジタルで伝送または受信された光信号を処理するために、通信の分野で知られているあらゆるデジタル処理システムを本発明の実施形態として使用することができる。デジタル処理技術は有利にも、アナログ通信システム内で処理される受信信号と比較して、受信信号のより良い信号対雑音比を提供し得ることから、デジタルで伝送された信号の情報コンテンツを保存するあらゆる通信アーキテクチャを本発明の実施形態として使用することができる。

情報を抽出するためにガイガーモード検出および統計データ処理を使用する拡張および一般化も、本発明により利用され得る。これらは、分子後方散乱測定および非常に低いパワーの微量ガス検出のためにも使用可能である。

本発明は、さまざまな天候および気候で使用でき、例えば、汚染、バイオハザードおよび大量破壊兵器を検出するために使用できる。また本発明は、宇宙空間内、航空機搭載プラットホームまたは地上プラットホーム上でも使用可能である。プラットホームは可動または静止していてよい。本発明はまた、水中でも使用でき、かつ手持ちサイズのシステムであり得る。

本発明の実施形態による、光学的に吸収性の気体を通してデジタル符号化された信号を伝送するための可変レーザ送信機およびデジタル符号化された信号を受信して、気体の特性を識別するために信号を復号する受信機を示すデジタルＬＩＤＡＲ／ＬＡＤＡＲシステムのブロック図である。 ビット誤り率（ＢＥＲ）のバイアスを、本発明の実施形態に従ってＥ_b／Ｎ_oの適切な選択によって設定することができるということを示す、ビット誤り確率対Ｅ_b／Ｎ_oの関係のプロットである。 波長の関数として、のＣＯ２吸収ラインのプロットである。 本発明の実施形態による、気体吸収セルを通して波長変調され、デジタル符号化されたＰＮ信号を伝送するＣＷレーザ送信機と、セル内の気体吸収の直接測定としてＢＥＲを用いて受信信号を復号するためのデジタル受信機とを含む、デジタル通信アーキテクチャを用いたデジタルＬＩＤＡＲ／ＬＡＤＡＲシステムのブロック図である。 本発明の実施形態による、「１」を正弦波形で表わし「０」を１８０°位相シフトさせた正弦波形で表わした伝送位相シフトキーイング（ＰＳＫ）波形を示す図である。 本発明の実施形態による、図５の伝送されたＰＳＫ波形に基づく、サンプリングされた受信ＰＳＫ波形を示す図である。 デジタル符号化方法および変調タイプを選択することによって、気体検出感度を制御できることを示す、ビット誤り確率対Ｅ_b／Ｎ_oの関係を示すプロットである。 本発明の実施形態による、伝送デジタル信号と受信デジタル信号との間のビット誤りを測定するためのビット誤り累算器を含む、デジタル通信アーキテクチャを用いたデジタルＬＩＤＡＲ／ＬＡＤＡＲシステムのブロック図である。 本発明の実施形態による、受信デジタル信号を処理するためのデジタル整合フィルタを含む、デジタル通信アーキテクチャを用いたデジタルＬＩＤＡＲ／ＬＡＤＡＲシステムのもう１つの実施形態のブロック図である。 本発明の実施形態による、図９のデジタル整合フィルタのより詳細なブロック図である。 本発明の実施形態による、ＰＮ符号化信号により変調された第１のものと、直交するＰＮ符号化信号（ＰＮ´）により変調された第２のものという２つのデジタル変調された搬送波を含む、デジタル通信アーキテクチャを用いたさらにもう１つのデジタルＬＩＤＡＲ／ＬＡＤＡＲシステムのブロック図である。 本発明の実施形態による、図１１のシステムによって提供されるデジタル相関処理方法の詳細を示すブロック図である。 本発明の実施形態による、図１２のデジタル整合フィルタをより詳細に示すブロック図である。 本発明の実施形態による、図１１のオンラインレーザの波長を離散的に変化させるのに使用される波長範囲の例を示す、透過率対波長のプロットである。 本発明の実施形態により実施される、ＢＥＲベースの検出方法のフローブロック図である。 本発明のもう１つの実施形態により実施される、相関ベースの検出方法のフローブロック図である。 本発明の実施形態による、光子計数検出器を含む、デジタル通信アーキテクチャを用いたデジタルＬＩＤＡＲ／ＬＡＤＡＲシステムのさらにもう１つの実施形態のブロック図である。 本発明の実施形態による、図１７のシステムの２つの光子検出器および対応するデジタル整合フィルタをさらに詳細に示すブロック図である。

Claims (37)

1. ＣＷ搬送波を生成するためのレーザと、
   符号化ワードを形成するためのデジタル符号器と、
   符号化ＣＷ搬送波を形成すべく、符号化ワードで前記ＣＷ搬送波を変調させるための電気光学（ＥＯ）変調器と、
   前記符号化ＣＷ搬送波を伝搬するための媒体と、
   検出信号を形成すべく、伝搬された前記符号化ＣＷ搬送波を検出するように構成された受信機と、
   前記検出信号のビット誤り率（ＢＥＲ）を測定し、測定されたＢＥＲに基づいて前記媒体を識別するように構成されたプロセッサと、
   からなる、媒体の化学的識別のためのシステム。
2. 前記ＣＷ搬送波の波長を修正するための、前記レーザに結合された波長コントローラを含み、
   前記媒体が吸収ラインを含み、
   前記波長コントローラが、前記吸収ラインのまわりを走査することによって前記ＣＷ搬送波の波長を修正するように構成されており、
   前記プロセッサが、前記吸収ラインにおける前記検出信号の前記ＢＥＲの増加に基づいて、前記媒体を識別するように構成されている
   請求項１に記載のシステム。
3. 前記符号化ＣＷ搬送波が、符号化バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）ワード、符号化バイナリ周波数シフトキーイング（ＢＦＳＫ）ワード、または差動位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ）ワードを含む請求項１に記載のシステム。
4. 前記媒体が、気体雰囲気、水域または実験室のセル内に配置される請求項１に記載のシステム。
5. 前記プロセッサが、受信されたメッセージワードを形成すべく前記検出信号をビット毎に再構築するため、二重デジタル整合フィルタ（ＤＭＦ）を含む請求項１に記載のシステム。
6. 前記プロセッサが、前記デジタル符号器により形成された前記符号化ワードを前記検出信号とビット毎に比較し、当該比較に基づいてビット誤りを累算するためのビット誤り累算器を含む請求項１に記載のシステム。
7. 前記デジタル符号器が、擬似ノイズ（ＰＮ）符号化ワードを形成するように、構成される請求項１に記載のシステム。
8. 前記デジタル符号器が、同じように符号化された複数のワードを形成し、
   前記変調器が、前記の同じように符号化された複数のワードで前記ＣＷ搬送波を変調し、
   前記受信機が、前記の同じように符号化された複数のワードに基づいて前記検出信号を形成し、
   プロセッサが、前記の同じように符号化された複数のワードに基づいて、前記検出信号の前記ＢＥＲを測定する、
   請求項１に記載のシステム。
9. ＣＷ搬送波を形成するための電磁発生器と、
   デジタルメッセージを形成するためのデジタル符号器と、
   デジタル変調されたＣＷ搬送波を形成すべく、前記デジタルメッセージで前記ＣＷ搬送波を変調するための変調器と、
   前記デジタル変調されたＣＷ搬送波を伝搬させるためのチャネルを提供する媒体と、
   前記の伝搬され、デジタル変調されたＣＷ搬送波を受信するように構成された受信機と、
   を含む媒体の特性を測定するためのシステムにおいて、
   前記受信機が、前記媒体の少なくとも１つの特性を測定するように構成されたプロセッサを含む、媒体の特性を測定するためのシステム。
10. 前記プロセッサが、前記媒体を識別するように構成される請求項９に記載のシステム。
11. 媒体が、気体雰囲気、水域または実験室のセル内に配置される請求項９に記載のシステム。
12. 前記電磁発生器が、分布帰還型レーザを含む請求項９に記載のシステム。
13. 前記デジタルメッセージが、符号化バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）ワード、符号化バイナリ周波数シフトキーイング（ＢＦＳＫ）ワード、または差動位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ）ワードを含む請求項９に記載のシステム。
14. 前記変調器が、少なくとも１つの波形を用いて前記デジタル変調されたＣＷ搬送波を形成し、
    前記プロセッサは、受信した伝搬された前記デジタル変調されたＣＷ搬送波と、前記波形との相関をとるためのデジタル整合フィルタ（ＤＭＦ）を含む、
    請求項９に記載のシステム。
15. 前記受信機が、予め定めた信号対雑音比（ＳＮＲ）にセットされ、ここでそのＳＮＲの比較的小さい変化が、前記の受信したデジタル変調されたＣＷ搬送波のビット誤り確率の比較的大きい変化を提供し、
    前記プロセッサが、前記受信したデジタル変調されたＣＷ搬送波のビット誤り率（ＢＥＲ）を測定するように構成され、
    前記プロセッサが、その測定されたＢＥＲに基づき前記媒体を識別するように構成される、
    請求項９に記載のシステム。
16. オンラインＣＷ搬送波を生成するためのオンラインレーザと、
    前記オンラインＣＷ搬送波の波長とは異なる波長を含むオフラインＣＷ搬送波を生成するためのオフラインレーザ、
    ＰＮ符号化ワードを形成するためのＰＮ符号器と、
    前記ＰＮ符号化ワードに直交するＰＮ´符号化ワードを形成するためのＰＮ´符号器と、
    前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードで前記オンラインおよびオフラインＣＷ搬送波をそれぞれ変調するための変調器と、
    前記変調されたオンラインおよびオフラインＣＷ搬送波を伝搬させるための媒体と、
    前記伝搬され変調されたオンラインおよびオフラインＣＷ搬送波を検出して、検出信号を形成するように構成された受信機と、
    前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと前記検出信号との相関をとるように構成されたプロセッサと、
    前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと相関のとられた前記検出信号に基づいて、前記媒体の特性を測定するように構成されたプロセッサと、を含んでなる媒体の化学的識別システム。
17. 前記媒体が、気体雰囲気、水域または実験室のセル内に配置される請求項１６に記載のシステム。
18. 前記オンラインＣＷ搬送波の波長を修正するための、前記オンラインレーザに結合された波長コントローラを含み、
    前記媒体は、吸収ラインを含み、
    前記波長コントローラが、前記吸収ラインのまわりを走査することによって、前記オンラインＣＷ搬送波の波長を修正するように構成されている、
    請求項１６に記載のシステム。
19. 前記受信機が、前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードの基準信号を形成するための基準検出器を含み、
    前記プロセッサが、前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと前記基準信号との相関をとるように構成され、
    前記プロセッサが、それぞれ前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと、（ａ）前記検出信号との相関および（ｂ）前記基準信号との相関に基づいて、前記媒体を通る伝搬の効果の測定を提供するように構成される、
    請求項１６に記載のシステム。
20. 光ビームを生成するためのレーザ、
    デジタル変調された光搬送波を形成するように前記光ビームを変調するためのデジタル変調器と、
    前記デジタル変調された光搬送波を媒体を通して伝送するための送信機と、
    前記媒体から前記デジタル変調された光搬送波を検出し、検出信号を形成するための受信機と、
    前記検出信号に基づいて前記媒体の少なくとも１つの特性を測定するためのプロセッサと、
    を含んでなる、媒体の化学的識別のためのシステム。
21. 前記プロセッサが、前記検出信号のビット誤りを累算するためのビット誤り率（ＢＥＲ）測定ユニットを含む請求項２０に記載のシステム。
22. 前記レーザが、ＣＷ光ビームを生成し、
    前記プロセッサが、符号化ワードを形成するためのコード発生器を含み、
    前記デジタル変調器が、前記デジタル変調された光搬送波を形成すべく、前記符号化ワードを用いてＣＷ光ビームを変調する、
    請求項２０に記載のシステム。
23. 前記プロセッサが、第１の符号化ワードおよび第２の符号化ワードを形成するためのコード発生器を含み、
    前記レーザが、それぞれオンラインビームおよびオフラインビームを生成するために、オンラインレーザとオフラインレーザとを含み、
    前記デジタル変調器が、前記第１の符号化ワードを用いて前記オンラインビームを変調するための第１の変調器と、前記第２の符号化ワードを用いて前記オフラインビームを変調するための第２の変調器とを含み、
    前記変調されたオンラインおよびオフラインビームを組み合わせて、前記デジタル変調された光搬送波を形成するためのコンバイナが含まれ、
    前記プロセッサが、前記第１および第２の符号化ワードと前記検出信号との相関をとるためのデジタル整合フィルタを含む、
    請求項２０に記載のシステム。
24. 前記受信機が、前記検出信号を形成すべく、前記媒体から受信した前記デジタル変調された光搬送波の光子を計数するための光子計数器を含む請求項２０に記載のシステム。
25. 前記受信機が、基準信号を形成すべく、前記媒体に向かって伝送された前記デジタル変調された光搬送波の光子を計数するためのもう１つの光子計数器を含み、
    前記プロセッサが、両方の前記光子計数器により計数された光子に基づいて、前記媒体を通しての前記デジタル変調された光搬送波の伝搬効果を判定するための計算器を含む、
    請求項２４に記載のシステム。
26. （ａ）ＣＷ搬送波を生成する段階と、
    （ｂ）符号化ワードを形成する段階と、
    （ｃ）前記符号化ワードで前記ＣＷ搬送波を変調して、符号化ＣＷ搬送波を形成する段階と、
    （ｄ）媒体を通して前記符号化ＣＷ搬送波を伝搬させる段階と、
    （ｅ）前記媒体から伝搬された前記符号化ＣＷ搬送波を受信して、検出信号を形成する段階と、
    （ｆ）前記検出信号のビット誤り率（ＢＥＲ）を測定し、その測定したＢＥＲに基づいて媒体を識別する段階と、
    からなる、媒体を化学的に識別するための方法。
27. 前記段階（ｆ）が、前記検出信号のビットを累算する段階と、前記検出信号と前記符号化ワードとをビット毎に比較する段階と、その比較に基づいてビット誤りを決定する段階とを含む請求項２６に記載の方法。
28. 前記段階（ｂ）が、擬似雑音（ＰＮ）符号化ワードを形成する段階を含む請求項２６に記載の方法。
29. （ａ）オンラインＣＷ搬送波を生成する段階と、
    （ｂ）前記オンラインＣＷ搬送波の波長とは異なる波長を含むオフラインＣＷ搬送波を生成する段階と、
    （ｃ）ＰＮ符号化ワードを形成する段階と、
    （ｄ）前記ＰＮ符号化ワードに直交するＰＮ´符号化ワードを形成する段階と、
    （ｅ）前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードで前記オンラインおよびオフラインＣＷ搬送波をそれぞれ変調する段階と、
    （ｆ）前記変調されたオンラインおよびオフラインＣＷ搬送波を媒体内に伝搬させる段階と、
    （ｇ）前記伝搬された変調オンラインおよびオフラインＣＷ搬送波を受信して、検出信号を形成する段階と、
    （ｈ）前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと前記検出信号との相関をとる段階と、
    （ｉ）前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと相関のとられた前記検出信号に基づいて、前記媒体の特性を測定する段階と、
    からなる、媒体の化学的識別用方法。
30. 前記オンラインＣＷ搬送波の波長を修正する段階と、
    前記媒体の吸収ラインを含むように、前記オンラインＣＷ搬送波の波長を制御する段階と、
    を含む請求項２９に記載の方法。
31. ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードの基準信号を形成する段階を含み、
    前記段階（ｈ）が前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと基準信号を相関させる段階を含み、
    前記段階（ｉ）が、それぞれ前記ＰＮおよびＰＮ´符号化ワードと、（１）前記検出信号との相関と、（２）前記基準信号との相関とに基づいて、前記媒体を通る伝播の効果を測定する段階を含む請求項２９に記載の方法。
32. （ａ）光ビームを生成する段階と、
    （ｂ）デジタル変調光搬送波を形成するように、前記光ビームを変調する段階と、
    （ｃ）媒体を通して前記デジタル変調された光搬送波を伝送する段階と、
    （ｄ）前記媒体から前記デジタル変調された光搬送波を検出し、検出信号を形成する段階と、
    （ｅ）前記検出された信号に基づいて、前記媒体の少なくとも１つの特性を測定する段階と、
    からなる、媒体の化学的識別方法。
33. 前記段階（ｅ）が、前記検出信号のビット誤りを累算した後、ビット誤り率（ＢＥＲ）を測定する段階を含む請求項３２に記載の方法。
34. 前記段階（ａ）が、ＣＷ光ビームを生成する段階を含み、
    前記段階（ｂ）が、前記ＣＷ光ビームをデジタル変調してデジタル変調された光搬送波を形成するために、符号化ワードを形成する段階を含む請求項３２に記載の方法。
35. 前記段階（ａ）が、オンラインビームおよびオフラインビームを生成する段階を含み、
    前記段階（ｂ）が、
    第１の符号化ワードおよび第２の符号化ワードを形成する段階、
    前記第１の符号化ワードを用いて前記オンラインビームを変調し、前記第２の符号化ワードを用いて前記オフラインビームを変調する段階、および
    前記変調されたオンラインおよびオフラインビームを組み合わせて、前記デジタル変調された光搬送波を形成する段階、を含み、
    前記段階（ｄ）が、前記第１および第２の符号化ワードと前記検出信号との相関をとる段階を含む、
    請求項３２に記載の方法。
36. 前記段階（ｄ）が、前記検出信号を形成すべく、前記媒体から受信した前記デジタル変調された光搬送波の光子を計数する段階を含む請求項３２に記載の方法。
37. 前記段階（ｄ）が、基準信号を形成すべく、前記媒体に向かって伝送された前記デジタル変調された光搬送波の光子を計数する段階を含み、
    前記段階（ｅ）が、前記段階（ｄ）において計数された光子に基づいて、前記媒体を通した前記デジタル変調された光搬送波の伝搬効果を判定する段階を含む、
    請求項３６に記載の方法。

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