JP2007505346A - 遷移のオーディオ信号成分の符号化 - Google Patents
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Abstract
オーディオ信号x(t)を符号化する方法が開示される。オーディオ信号の遷移の信号成分の位置が推定される。遷移する信号成分の第一の部分tiは、第一の複数の正弦波成分でモデル化される。遷移する信号成分の第一の部分と遷移する信号成分との差dが推定される。差は、差のエネルギーの測定値Eでモデル化され、測定値Eは、オーディオストリームASに含まれる。
Description
本発明は、オーディオ信号の符号化及び復号化に関する。
図1を参照して、パラメトリックコーディングスキーム、特に正弦波コーダは、米国公開出願番号2001/0032087A1に記載されている。このコーダ1では、チャネル10から供給される入力オーディオ信号x(t)は、典型的に長さ20msである数個の(オーバラップする)フレームのセグメントに分割される。一般に、それぞれのセグメントは、連続する符号化ステージ11,13及び14により、遷移(CT)コンポーネント、正弦波(CS)コンポーネント及びノイズ(CN)コンポーネントに分割される(また、これらは本発明の目的とは関係ないが、ハーモニックコンプレックスのような入力オーディオ信号の他の成分を導出することも可能である)。
コーダの第一のステージは、遷移検出器(TD)110、遷移分析器(TA)111及び遷移合成器(TS)112を含むトランジェントコーダ11を有する。検出器110は、遷移の信号成分とその位置が存在するかを推定する。この情報は、遷移分析器111に供給される。遷移信号成分の位置が決定された場合、遷移分析器111は、遷移の信号成分(の主要な部分)を抽出しようとする。遷移分析器は、形状関数を、好ましくは推定された開始位置で開始する信号のセグメントに整合させ、たとえば多数(少数)の正弦波成分を利用することで形状関数の下にあるコンテンツを決定する。この情報は、遷移コードCTに含まれる。
遷移コードCTは、遷移合成器112に供給される。合成された遷移信号成分は、減算器16において入力信号x(t)から減算される。
信号x2は、正弦波コーダ13に供給され、ここで(決定論的に)正弦波成分を決定する正弦波分析器(SA)130で分析される。正弦波コーディングの最後の結果は、正弦波コードCSであり、例示的な正弦波コードCSの従来の発生を説明する更に詳細な例は、PCT特許出願WO00/79519A1で提供されている。
正弦波コーダで生成された正弦波コードCSから、正弦波信号成分は、正弦波合成器(SS)131により再構成される。この信号は、正弦波コーダ13への入力x2から減算器17で減算され、(大きな)遷移の信号成分(transient signal component)と(主要な)決定論的な正弦波成分のない残りの信号x3を生じる。
残りの信号x3は、雑音を主に含むとされ、雑音分析器14は、たとえばPCT特許出願WO01/89086A1に記載されるような、この雑音を表すノイズコードCNを生成する。
マルチプレクサ15では、コードCT,CS及びCNを含むオーディオストリームASが構成される。
トランジェントコーダ11では、カスタネット又はハイハットのアタックといった、時間的に分散されるイベントが生じた場合に、オーディオ信号の一部がトランジェント(遷移)としてラベル付けされる。
米国公開出願2001/0032087A1では、特定の遷移の窓(すなわちMeixner窓)により窓掛けされた多数の正弦波をもつ遷移がモデル化される。図2では、オーディオ信号(実線)の推定されたMeixner窓(破線)が示されている。トランジェントの推定手順は、3つのステップを含んでいる。
トランジェントの位置推定;オーディオ信号におけるトランジェントの位置は、遷移の検出器110で決定される。
トランジェントの包絡線推定;Meixner窓のケースでは、遷移の時間的な包絡線を示しているが、遷移分析器111により推定される。
正弦波のコンテンツ推定;推定されたMeixner窓を使用して、分析器111は、トランジェントを記載するために多数の正弦波を推定する。正弦波は、周波数及び3つの複素数である多項式の振幅により表される。
実現では、Meixner遷移について7つの正弦波が使用され、トランジェントモジュールにより必要とされるビットレートレンジは、オーディオ信号で検出されたトランジェント数に依存して、典型的に0.5kbit/sと2.0kbit/sとの間にある。
先に記載された遷移モデリングを使用することで、遷移を含む引用のための公正な音声品質が得られる。しかし、音声品質は、遷移をモデル化するために使用される正弦波の数を増加することで改善することができる。このケースでは、遷移のアタックが良好に定義され、遷移の多くの「存在」が得られる。たとえば、7から25に正弦波の数を増加することで良好な結果が得られることが分かっている。
図3を参照して、7つの正弦波(破線)及び25の正弦波(実線)によりモデル化される遷移のスペクトルがそれぞれ示されている。25の正弦波によりモデル化されるトランジェントのスペクトルは、オリジナルのトランジェントのスペクトルに類似し、7つの正弦波によりモデル化されるトランジェントは、7つの正弦波がスペクトルにおいて重要なピークをモデル化するとしても、スペクトルに明らかなホールを有する。
しかし、25の正弦波を使用して、トランジェントモジュール11により必要とされるビットレートは、(7つの正弦波を使用した2kbit/sから)6kbit/sの前後に大幅に増加する。遷移部分について、このビットレートにおける増加は、コーダの正弦波及び/ノイズモデリングコンポーネント13,14においてセーブされる必要があり、全体の音質が低減する。
本発明によれば、請求項1記載の方法が提供される。
本発明は、遷移の説明において雑音成分のパラメータを含むことで現在の遷移モデルを拡張する。正弦波のみを使用する代わりに、遷移を説明するために正弦波と雑音の両者が使用される。
本発明は、遷移の説明において雑音成分のパラメータを含むことで現在の遷移モデルを拡張する。正弦波のみを使用する代わりに、遷移を説明するために正弦波と雑音の両者が使用される。
好適な実施の形態では、正弦波と雑音によりモデル化される遷移の時間インターバルは異なる。
遷移の雑音成分のパラメータは、ビットレートにおける小さな増加となる。しかし、知覚される遷移の品質が改善される。
本発明は、音質を維持しつつ、更なる正弦波により必要とされるビットレートを低減する。これは、最初の正弦波のように、更なる正弦波がスペクトルにおける明らかなピークをモデル化せず、むしろ、更なる正弦波は、最初の正弦波の間のギャップを多かれ少なかれ満たすためである。時間領域では、更なる正弦波により説明される信号は、雑音のようなものであり、したがって、これらスペクトルの部分は、ノイズパラメータで更に効率的にモデル化されることが分かっている。
本発明の実施の形態は、添付図面を参照して、例を通して記載される。
本発明の好適な実施の形態によれば、先に記載された更なる正弦波は、更なる正弦波と同じエネルギーをもつ分散されたノイズバーストによりモデル化される。ノイズバーストは、遷移の開始に配置され、固定された時間窓は、ノイズバーストを成形するために使用される。ノイズバーストのエネルギーのみが符号化された信号ASの遷移コードCTで送信される必要があり、実施の形態を実現するためのビットレートの要件が僅かに増加されるのみである。図4は、遷移のスペクトルを示しており、ノイズバーストは、7つの正弦波によりモデル化されるスペクトル(破線)に追加される。スペクトルは、25の正弦波によりモデル化される遷移のスペクトル(実線)に匹敵する。
本発明の好適な実施の形態によれば、先に記載された更なる正弦波は、更なる正弦波と同じエネルギーをもつ分散されたノイズバーストによりモデル化される。ノイズバーストは、遷移の開始に配置され、固定された時間窓は、ノイズバーストを成形するために使用される。ノイズバーストのエネルギーのみが符号化された信号ASの遷移コードCTで送信される必要があり、実施の形態を実現するためのビットレートの要件が僅かに増加されるのみである。図4は、遷移のスペクトルを示しており、ノイズバーストは、7つの正弦波によりモデル化されるスペクトル(破線)に追加される。スペクトルは、25の正弦波によりモデル化される遷移のスペクトル(実線)に匹敵する。
より詳細には、好適な実施の形態のエンコーダでは、遷移分析器111は、Meixner遷移を推定し、従来の方式で多数(たとえば25)の正弦波を使用して遷移をモデル化する。この信号はthにより示され、(44.1kHzのサンプリングレートで)長さU=720サンプルを有する。(たとえば7である)最も適切な正弦波は、別の遷移信号tlを生成するために使用される。最も適切な正弦波の選択は、たとえばエネルギーベースのコスト関数又は他の従来の規準を利用することができる。いずれのケースであっても、信号tlは、信号thから減算され、ノイズバーストを生成するために使用される差信号d=th−tlを提供する。
ノイズバーストは、遷移の開始に配置され、好ましくは遷移よりも短い長さLを有する。好適な実施の形態では、(44.1kHzサンプリングレートで)L=150サンプルである。差信号は、以下の関数に従って窓掛けされる。
dw(n)=d(n)wo(n)、n=1,...,L
woは、フェードアウトスロープをもつ窓であって、以下のように定義される。
dw(n)=d(n)wo(n)、n=1,...,L
woは、フェードアウトスロープをもつ窓であって、以下のように定義される。
窓掛けされたセグメントdwのエネルギーは、以下のように測定される。
信号thは、従来のエンコーダにおけるように合成器112により合成され、先のように正弦波分析モジュール13に供給される残差信号x2を生成するため、入力信号x(t)から減算される。代替的に、遷移コードCTは、残差信号x2を生成するため、入力信号x(t)から減算される前に、(以下に説明される)デコーダにおけるように合成器112により合成される。
このようにして、遷移部分は、オーディオコーダの正弦波モジュール13及びノイズモジュール14により良好にモデル化される。
ここで図6を参照して、本発明の好適な実施の形態に係るデコーダは、一般に、米国公開出願2001/0032087A1のデコーダと同じ構成である。ここで、たとえば図1に係るエンコーダにより生成されたオーディオストリームAS’は、データバス、アンテナシステム、ストレージメディア等のようなチャネルから得られる。オーディオストリームASは、コードCT,CS及びCNを得るためにデマルチプレクサ30で分離される。これらのコードは、遷移合成器31、正弦波合成器32及び雑音合成器33のそれぞれに供給される。
本発明の好適な実施の形態では、遷移合成器31では、最初の正弦波を含む信号tlのパラメータは、図7の合成器TSSにおいて正弦波を再構成するために使用される。次いで、この信号は、従来のやり方でMeixner関数のパラメータb,ζに従って窓掛け(MDW)される。
同時に、符号化されたエネルギーの値が再構成され、エネルギー
(外1)
を生じる。白色雑音発生器(WNG)は、長さLをもつハイパスフィルタのノイズのセグメントを提供する。好ましくは、ハイパスフィルタは、雑音により非常に低い周波数のモデリングを回避するため、300Hzの遮断周波数を有する。フィルタリングされたノイズ信号は、好ましくは長さLのハニング窓であるウィンドウwを使用して窓掛け(WDW)される。しかし、(たとえば非対称なハニング窓といった)他のウィンドウも可能である。
を生じる。白色雑音発生器(WNG)は、長さLをもつハイパスフィルタのノイズのセグメントを提供する。好ましくは、ハイパスフィルタは、雑音により非常に低い周波数のモデリングを回避するため、300Hzの遮断周波数を有する。フィルタリングされたノイズ信号は、好ましくは長さLのハニング窓であるウィンドウwを使用して窓掛け(WDW)される。しかし、(たとえば非対称なハニング窓といった)他のウィンドウも可能である。
窓掛けされたノイズ信号はrwにより示される。この信号は、以下に従って計算されるゲインglによりスケーリングされる。
図5では、モデル化された遷移の正弦波成分及び雑音成分が示されている。上のトレースは、遷移の時間信号を示す。第二のトレースは、遷移のモデル化された正弦波成分を示し、下のトレースは、遷移の開始に位置されるノイズバーストを示している。遷移の大部分は正弦波成分により記載されるが、重要な遷移のアタックでは、雑音成分が追加される。
図6を参照して、正弦波コードCSは、所与のセグメントでの正弦波の合計として示される信号ySを生成するために使用される。同時に、ノイズコードCNは、雑音合成器NS33に供給され、雑音合成器は、主に雑音のスペクトルを近似した周波数応答を有するフィルタである。NS33は、ノイズコードCNを持つ白色雑音信号をフィルタリングすることで再構成された雑音yNを生成する。
全体の信号y(t)は、遷移信号yTと振幅の伸張(g)の積との合計、及び正弦波信号ySと雑音信号yNとの合計を含んでいる。オーディオプレーヤは、それぞれの信号を合計するために2つの加算器36及び37を含んでいる。全体の信号は、たとえばスピーカである出力ユニット35に供給される。
本発明は、遷移が窓掛けされた正弦波で示されるオーディオコーダで使用することができる。
Claims (15)
- オーディオ信号を符号化する方法であって、
オーディオ信号の遷移の信号成分の位置を推定するステップと、
第一の複数の正弦波成分で前記遷移の信号成分の第一の部分をモデル化するステップと、
前記遷移の信号成分の第一の部分と前記遷移の信号成分との間の差を推定するステップと、
前記差のエネルギーの測定値で前記差をモデル化するステップと、
オーディオストリームに前記測定値を含めるステップと、
を含むことを特徴とする方法。 - 前記第一の部分をモデル化するステップは、
第二の複数の正弦波成分で前記遷移の信号成分をモデル化するステップと、
規準に従って前記第一の複数の正弦波成分を前記第二の複数の正弦波成分から選択するステップと、
を含む請求項1記載の方法。 - 前記規準は、前記正弦波成分のエネルギーに関する、
請求項2記載の方法。 - 前記推定するステップは、前記差を提供するために前記第二の複数の正弦波成分でモデル化された遷移から前記第一の複数の正弦波成分でモデル化された遷移を減算するステップを更に含む、
請求項2記載の方法。 - 前記推定するステップは、前記差を小さくするため、時間領域で前記差に窓掛けするステップを更に含む、
請求項4記載の方法。 - 前記窓は、前記遷移の信号成分よりも時間的に短い、
請求項5記載の方法。 - 前記差をモデル化するステップは、前記窓掛けされた差のエネルギーを決定するステップを含む、
請求項5記載の方法。 - オーディオストリームを復号化する方法であって、
それぞれが第一の複数の正弦波成分及びエネルギー測定値を含む1以上の遷移コードを含む符号化されたオーディオストリームを読み取るステップと、
前記第一の複数の正弦波成分と遷移の信号成分の第一の部分を合成するステップと、
前記遷移の信号成分の時間周期について雑音を合成するステップと、
前記エネルギー測定値に従って前記合成された雑音を変更するステップと、
前記合成された第一の部分と前記変更された雑音を加算し、オーディオ信号の合成された遷移成分を生成する、
を含むことを特徴とする方法。 - 前記合成された雑音をハイパスフィルタでフィルタリングするステップを更に含む、
請求項8記載の方法。 - 前記時間周期にわたり前記雑音を小さくするため、前記合成された雑音を窓掛けするステップを更に含む、
請求項8記載の方法。 - 前記変更するステップは、前記エネルギー測定値により前記合成された雑音をスケーリングするステップを含む、
請求項8記載の方法。 - オーディオ信号の遷移成分の第一の部分を表す第一の複数の正弦波成分と、前記
遷移の信号成分の第一の部分とそれぞれの遷移の信号成分との間の差を表すエネルギー測定値をそれぞれ含む、1以上の遷移コードを含むオーディオストリーム。 - オーディオ信号の遷移の信号成分の位置を推定する分析手段と、
前記遷移の信号成分の第一の部分を第一の複数の正弦波成分でモデル化する第一のモデリングコンポーネントと、
前記遷移の信号成分の第一の部分と前記遷移の信号成分との間の差を推定する手段と、
前記差を前記差のエネルギーの測定値でモデリングする第二のモデリングコンポーネントと、
オーディオストリームに前記測定値を含むために構成されるビットストリーム発生手段と、
を有することを特徴とするオーディオコーダ。 - 第一の複数の正弦波成分とエネルギーの測定値とをそれぞれ有する、1以上の遷移コードを含む符号化されたオーディオストリームを読む手段と、
前記第一の複数の正弦波成分で遷移の信号成分の第一の部分を合成する合成手段と、
前記遷移の信号成分の時間周期について雑音を合成する合成手段と、
前記エネルギー測定値にしたがって前記合成された雑音を変更する手段と、
前記合成された第一の部分と前記変更された雑音とを加算し、オーディオ信号の合成された遷移成分を生成する加算手段と、
を有することを特徴とするオーディオプレーヤ。 - 請求項13記載のオーディオコーダと請求項14記載のオーディオプレーヤを有するオーディオシステム。
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