JP2007312511A - Ac motor controller - Google Patents

Ac motor controller Download PDF

Info

Publication number
JP2007312511A
JP2007312511A JP2006139170A JP2006139170A JP2007312511A JP 2007312511 A JP2007312511 A JP 2007312511A JP 2006139170 A JP2006139170 A JP 2006139170A JP 2006139170 A JP2006139170 A JP 2006139170A JP 2007312511 A JP2007312511 A JP 2007312511A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
current
phase
voltage command
coordinate system
pwm inverter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP2006139170A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Hiroki Takita
浩樹 瀧田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Renesas Technology Corp
Original Assignee
Renesas Technology Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renesas Technology Corp filed Critical Renesas Technology Corp
Priority to JP2006139170A priority Critical patent/JP2007312511A/en
Publication of JP2007312511A publication Critical patent/JP2007312511A/en
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an AC motor controller without a position sensor and capable of controlling an AC motor properly using one shunt resistor. <P>SOLUTION: A three-phase current estimator 11 estimates a three-phase current based on a DC bus bar current flowing in the one shunt resistor and the pulse timing to a PWM inverter. A coordinate transformation (UVW/γδ) 12 converts the three-phase current into a current of a rotating coordinate system. A command 13 calculates a voltage command value and a phase of the rotating coordinate system of the PWM inverter, based on the current of the rotating coordinate system. A coordinate transformation portion (γδ/UVW) 14 converts the voltage command value of the rotating coordinate system into a three-phase voltage command value. A PWM control unit 15 generates pulses by modulating the three-phase voltage command value with pulse width. A command 13 estimates a current of this time in the rotating coordinate system based on the previously obtained current of the rotating coordinate system, when a difference is less than a prescribed value between any two voltage command values of the previous three-phase voltage command values. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、交流モータの制御装置に関し、特にパルス幅変調方式によって交流モータを制御する制御装置に関する。   The present invention relates to an AC motor control device, and more particularly to a control device that controls an AC motor by a pulse width modulation method.

位置センサを用いずに、交流モータを制御する装置が提案されている。たとえば、特許文献1では、CPU101は、角周波数指令値ωm*、電機子抵抗や各種ゲイン等の設定値および電機子電流のγ成分iγ、δ成分iδに基づいて、同期電動機104に印加すべき電圧を計算し、対応する指令値電圧Vu*〜Vw*をインバータ装置102に出力する。これに応答して、インバータ装置102から同期電動機104に駆動電圧信号Vu〜Vwが供給され、同期電動機104は指令値電圧Vu*〜Vw*に対応する回転制御が行なわれる。駆動電圧信号Vv、VwはセンサCTによって検出されて電流Iv、Iwとして座標変換器103に入力される。座標変換器103からは、座標変換した電流Iγ、IδがCPU101にフィードバックされる。
特開2000−262088号公報
An apparatus for controlling an AC motor without using a position sensor has been proposed. For example, in Patent Document 1, the CPU 101 should apply to the synchronous motor 104 based on the angular frequency command value ωm *, the set values such as the armature resistance and various gains, and the γ component iγ and δ component iδ of the armature current. The voltage is calculated, and the corresponding command value voltages Vu * to Vw * are output to the inverter device 102. In response to this, drive voltage signals Vu to Vw are supplied from the inverter device 102 to the synchronous motor 104, and the synchronous motor 104 is subjected to rotation control corresponding to the command value voltages Vu * to Vw *. The drive voltage signals Vv and Vw are detected by the sensor CT and input to the coordinate converter 103 as currents Iv and Iw. From the coordinate converter 103, the coordinate-converted currents Iγ and Iδ are fed back to the CPU 101.
JP 2000-262088 A

ところで、特許文献1に記載の装置では、センサCTによって2相のモータ電流Iv、Iwが検出されるが、製品のコストを低くするためには、1シャント抵抗によって直流母線電流を検出する方式が望ましい。   By the way, in the apparatus described in Patent Document 1, the two-phase motor currents Iv and Iw are detected by the sensor CT. However, in order to reduce the cost of the product, there is a method in which the DC bus current is detected by one shunt resistor. desirable.

しかしながら、直流母線電流を検出する方式では、各相の電流を分離できない期間が存在し、その結果交流モータを適切に制御することができないという問題がある。   However, the method of detecting the DC bus current has a problem that there is a period during which the currents of the respective phases cannot be separated, and as a result, the AC motor cannot be controlled appropriately.

それゆえに、本発明の目的は、位置センサレスで、かつ1シャント抵抗を用いて、交流モータを適切に制御することができる交流モータの制御装置を提供することである。   Therefore, an object of the present invention is to provide a control device for an AC motor that can appropriately control the AC motor without using a position sensor and using a single shunt resistor.

上記課題を解決するために、本発明は、パルス幅変調方式によって交流モータを制御する制御装置であって、所定周期ごとに、1シャント抵抗に流れる直流母線電流を検出する電流検出部と、検出した直流母線電流と、三相PWMインバータの各スイッチング素子に与えられるパルスのタイミングに基づいて、交流モータに流れる三相電流を推定する電流推定部と、三相電流に基づいて、回転座標系の電流を算出する第1の変換部と、回転座標系の電流に基づいて、三相PWMインバータの回転座標系の電圧指令値および位相を算出する指令部と、回転座標系の電圧指令値に基づいて、三相電圧指令値を算出する第2の変換部と、三相電圧指令値をパルス幅変調して、三相PWMインバータの各スイッチング素子に与えるパルスを生成するPWM制御部とを備え、第1の変換部および第2の変換部は、指令部で算出された三相PWMインバータの位相に基づいて算出を行ない、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、指令部は、前回以前に得られた回転座標系の電流に基づいて今回の回転座標系の電流を推定して、推定した今回の回転座標系の電流に基づいて電圧指令値および位相の算出を行なう。   In order to solve the above-mentioned problems, the present invention is a control device that controls an AC motor by a pulse width modulation method, a current detection unit that detects a DC bus current flowing through one shunt resistor every predetermined period, and a detection Current estimation unit for estimating the three-phase current flowing in the AC motor based on the DC bus current and the timing of the pulse applied to each switching element of the three-phase PWM inverter, and the rotational coordinate system based on the three-phase current Based on the first conversion unit that calculates current, the command unit that calculates the voltage command value and phase of the rotational coordinate system of the three-phase PWM inverter based on the current of the rotational coordinate system, and the voltage command value of the rotational coordinate system A second converter for calculating a three-phase voltage command value, and a pulse width modulation of the three-phase voltage command value to generate a pulse to be applied to each switching element of the three-phase PWM inverter An M control unit, and the first conversion unit and the second conversion unit perform calculation based on the phase of the three-phase PWM inverter calculated by the command unit, and calculate the three-phase voltage command value obtained last time. Among them, when the difference between any two voltage command values is less than a predetermined value, the command unit estimates the current of the current rotating coordinate system based on the current of the rotating coordinate system obtained before the previous time, and estimates The voltage command value and the phase are calculated based on the current in the rotating coordinate system.

本発明の交流モータの制御装置によれば、位置センサレスで、かつ1シャント抵抗を用いて、適切に交流モータを制御することができる。   According to the control apparatus for an AC motor of the present invention, the AC motor can be appropriately controlled without using a position sensor and using one shunt resistor.

以下、本発明に係る実施の形態について図面を参照して説明する。
[第1の実施形態]
図1は、交流モータおよびそれに関連する構成要素を表わす図である。
Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[First Embodiment]
FIG. 1 is a diagram showing an AC motor and related components.

図1を参照して、三相PWM(Pulse Width Modulation)インバータ3は、直流電源部2から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の交流出力に変換して、交流モータ4に供給する。より具体的には、三相PWMインバータ3は、U相の上アームのスイッチング素子5u、U相の下アームのスイッチング素子5/u、V相の上アームのスイッチング素子5v、V相の下アームのスイッチング素子5/v、W相の上アームのスイッチング素子5w、W相の下アームのスイッチング素子5/wを備える。スイッチング素子5u,5/u,5v,5/v,5w,5/wは、逆方向の電流を流すためにダイオードが逆並列接続されている。スイッチング素子5u,5/u,5v,5/v,5w,5/wは、対応するパルス信号が「H」レベルのときにオンとなり、対応するパルス信号が「L」レベルのときにオフとなるものとする。図1の1シャント抵抗6には、直流母線電流Idcが流れる。   Referring to FIG. 1, a three-phase PWM (Pulse Width Modulation) inverter 3 converts a voltage supplied from a DC power supply unit 2 into an AC output having an arbitrary variable voltage and variable frequency, and supplies the AC output to an AC motor 4. To do. More specifically, the three-phase PWM inverter 3 includes a U-phase upper arm switching element 5u, a U-phase lower arm switching element 5 / u, a V-phase upper arm switching element 5v, and a V-phase lower arm. Switching element 5 / v, W-phase upper arm switching element 5w, and W-phase lower arm switching element 5 / w. The switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, and 5 / w are diodes connected in reverse parallel to allow a reverse current to flow. The switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, 5 / w are turned on when the corresponding pulse signal is at “H” level, and are turned off when the corresponding pulse signal is at “L” level. Shall be. A DC bus current Idc flows through the one shunt resistor 6 in FIG.

図2は、本発明の実施形態の交流モータの制御装置の全体構成を表わす図である。
図2を参照して、制御装置1は、電流検出部10と、三相電流推定部11と、座標変換部(UVW/γδ)12と、指令部13と、座標変換部(γδ/UVW)14と、PWM制御部15とを備える。
FIG. 2 is a diagram illustrating the overall configuration of an AC motor control apparatus according to an embodiment of the present invention.
Referring to FIG. 2, control device 1 includes current detection unit 10, three-phase current estimation unit 11, coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12, command unit 13, and coordinate conversion unit (γδ / UVW). 14 and a PWM control unit 15.

電流検出部10は、三相PWMインバータ3のキャリア周期または半周期ごとに各相のスイッチング素子5u,5/u,5v,5/v,5w,5/wのスイッチング直前および直後(実際にはデッドタイム、および安定待ち時間を考慮することもある)、つまり2回、1シャント抵抗6に流れる直流母線電流Idcを検出する。   The current detection unit 10 immediately before and immediately after the switching of the switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, 5 / w of each phase every carrier cycle or half cycle of the three-phase PWM inverter 3 (actually The dead time and the stabilization waiting time may be taken into consideration), that is, the DC bus current Idc flowing through the one shunt resistor 6 is detected twice.

三相電流推定部11は、PWM制御部15が出力するパルス信号U、/U、V、/V、W、/Wに基づいて、検出した直流母線電流Idcを各相に分配することによって交流モータ4に流れる三相電流、すなわちU相の電流Iu、V相の電流Iv、W相の電流Iwを推定する。   The three-phase current estimator 11 distributes the detected DC bus current Idc to each phase based on the pulse signals U, / U, V, / V, W, / W output from the PWM controller 15 to generate alternating current. A three-phase current flowing through the motor 4, that is, a U-phase current Iu, a V-phase current Iv, and a W-phase current Iw is estimated.

図3は、三相電流推定の具体例を説明するための図である。
図3を参照して、三相PWMインバータ3のキャリア半周期内の期間Aと期間Bの2回で直流母線電流Idcが検出される。
FIG. 3 is a diagram for explaining a specific example of three-phase current estimation.
Referring to FIG. 3, DC bus current Idc is detected twice in period A and period B within the carrier half cycle of three-phase PWM inverter 3.

期間Aでは、U相の上アームがオンで、V相の上アームがオンで、W相の下アームがオンである。したがって、W相の電流Iw(符号は負)は、期間Aで検出された直流母線電流Idcであると推定される。   In period A, the upper arm of the U phase is on, the upper arm of the V phase is on, and the lower arm of the W phase is on. Accordingly, the W-phase current Iw (sign is negative) is estimated to be the DC bus current Idc detected in the period A.

期間Bでは、U相の上アームがオンで、V相の下アームがオンで、W相の下アームがオンである。したがって、U相の電流Iu(符号は正)は、期間Bで検出された直流母線電流Idcであると推定される。   In period B, the upper arm of the U phase is on, the lower arm of the V phase is on, and the lower arm of the W phase is on. Accordingly, the U-phase current Iu (sign is positive) is estimated to be the DC bus current Idc detected in the period B.

また、U相の電流IuとV相の電流IvとW相の電流Iwとの和が0となることを利用して、V相の電流Iuも推定される。   Further, the V-phase current Iu is also estimated using the fact that the sum of the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw becomes zero.

座標変換部(UVW/γδ)12は、三相PWMインバータ3の位相θに基づいて、三相電流Iu、Iv、Iwを回転座標(γ−δ)系の電流Iγ、Iδに変換する。ここで、回転座標(γ−δ)系とは、特許文献1に記載されている、γ−δ軸(制御軸)であり、回転磁界の角周波数推定値ω1で回転する直交座標系である。   The coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 converts the three-phase currents Iu, Iv, and Iw into currents Iγ and Iδ in the rotational coordinate (γ-δ) system based on the phase θ of the three-phase PWM inverter 3. Here, the rotating coordinate (γ-δ) system is a γ-δ axis (control axis) described in Patent Document 1, and is an orthogonal coordinate system that rotates at an angular frequency estimated value ω1 of the rotating magnetic field. .

指令部13は、外部から入力される回転子の角周波数指令値ωm*と、座標変換部(UVW/γδ)12から出力された回転座標系の電流Iγ、Iδとに基づいて、三相PWMインバータ3の回転座標系の電圧指令値Vγ*、Vδ*と、三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1および位相θを算出する。指令部13の基本的な処理は、特許文献1に記載されているものと同様である。   The command unit 13 performs three-phase PWM based on the angular frequency command value ωm * of the rotor input from the outside and the currents Iγ and Iδ of the rotary coordinate system output from the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12. The voltage command values Vγ * and Vδ * of the rotating coordinate system of the inverter 3 and the estimated angular frequency value ω1 and the phase θ of the three-phase PWM inverter 3 are calculated. The basic processing of the command unit 13 is the same as that described in Patent Document 1.

図4は、三相電圧指令値と、それに基づいて生成されるパルスを表わす図である。
図4を参照して、曲線21、22、23で表わされる三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*のうちのいずれか2つの電圧指令値が近い値のときには、それらに基づいて生成されるパルスの立上がりまたは立下がりのタイミングが近くなる。図3の例の場合では、期間Bの幅が小さくなってくることに相当する。その結果、各相の電流情報が直流母線に現れる時間が短くなったり、またはなくなったりして、各相の電流を分離することができない。
FIG. 4 is a diagram illustrating a three-phase voltage command value and a pulse generated based on the command value.
Referring to FIG. 4, when any two voltage command values of three-phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw * represented by curves 21, 22, 23 are close to each other, they are generated based on them. The rise or fall timing of the pulse to be applied is close. In the case of the example of FIG. 3, this corresponds to the width of the period B becoming smaller. As a result, the time when the current information of each phase appears on the DC bus is shortened or eliminated, and the current of each phase cannot be separated.

たとえば、図4においては、期間n−1においては、三相電圧指令値のうちのいずれか2つの電圧指令値が近い値ではないので、通常通り、三相電流推定部11は、三相の電流を推定し、座標変換部(UVW/γδ)12は、三相の電流を回転座標系の電流に変換する。   For example, in FIG. 4, since any two voltage command values of the three-phase voltage command values are not close in the period n−1, the three-phase current estimator 11 is, as usual, The current is estimated, and the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 converts the three-phase current into a current in the rotating coordinate system.

一方、期間nにおいて、曲線21で表わされるU相の電圧指令値Vu*と、曲線23で表わされるW相の電圧指令値Vw*とが近い値であり、各相の電流を推定することができない。そこで、本発明の実施形態では、前回得られたいずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、三相電流推定部11は、U相の電流Iu、V相の電流Iv、W相の電流Iwを推定せず、座標変換部(UVW/γδ)12は、座標変換を行なわない。そして、指令部13は、前回得られた電流Iγを今回の回転座標系の電流Iγであると推定し、前回得られた電流Iδを今回の回転座標系の電流Iδと推定して、それらに基づいて、三相PWMインバータ3の回転座標系の電圧指令値Vγ*、Vδ*と、三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1および位相θを算出する。   On the other hand, in the period n, the U-phase voltage command value Vu * represented by the curve 21 and the W-phase voltage command value Vw * represented by the curve 23 are close to each other, and the current of each phase can be estimated. Can not. Therefore, in the embodiment of the present invention, when the difference between any two voltage command values obtained previously is less than a predetermined value, the three-phase current estimation unit 11 performs the U-phase current Iu, the V-phase currents Iv, W The phase current Iw is not estimated, and the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 does not perform coordinate conversion. Then, the command unit 13 estimates that the current Iγ obtained last time is the current Iγ of the current rotating coordinate system, estimates the current Iδ obtained last time as the current Iδ of the current rotating coordinate system, and Based on this, the voltage command values Vγ * and Vδ * of the rotational coordinate system of the three-phase PWM inverter 3 and the estimated angular frequency value ω1 and phase θ of the three-phase PWM inverter 3 are calculated.

再び、図2を参照して、座標変換部(γδ/UVW)14は、三相PWMインバータ3の位相θに基づいて、回転座標系の電圧指令値Vγ*、Vδ*を三相電圧指令値、すなわちU相の電圧指令値Vu*、V相の電圧指令値Vv*、W相の電圧指令値Vw*に変換する。   Referring to FIG. 2 again, the coordinate conversion unit (γδ / UVW) 14 converts the voltage command values Vγ * and Vδ * of the rotating coordinate system into the three-phase voltage command values based on the phase θ of the three-phase PWM inverter 3. That is, it is converted into a U-phase voltage command value Vu *, a V-phase voltage command value Vv *, and a W-phase voltage command value Vw *.

PWM制御部15は、三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*をパルス幅変調して、スイッチング素子5u,5/u,5v,5/v,5w,5/wのスイッチをそれぞれ制御するパルス信号U、/V、W、/W、V、/Vを出力する。   The PWM control unit 15 performs pulse width modulation on the three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * to control the switches of the switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, and 5 / w, respectively. Output pulse signals U, / V, W, / W, V, / V.

(動作)
図5は、本発明の第1の実施形態の制御装置1の処理手順を表わすフローチャートである。
(Operation)
FIG. 5 is a flowchart showing the processing procedure of the control device 1 according to the first embodiment of the present invention.

図5を参照して、まず、指令部13は、回転子の角周波数指令値ωm*(n)の入力および設定値の入力を受ける。設定値には、電機子抵抗R、電機子巻線のインダクタンスL、極対数np、界磁の強さI0、フィードバックゲインKγ、フィードバックゲインKδ、積分ゲインKr、積分ゲインKI、フィードバックゲインKm、1次遅れ系の時定数Tmがある(ステップS101)。   Referring to FIG. 5, first, command unit 13 receives an input of rotor angular frequency command value ωm * (n) and a set value. The set values include armature resistance R, armature winding inductance L, pole pair number np, field strength I0, feedback gain Kγ, feedback gain Kδ, integral gain Kr, integral gain KI, feedback gain Km, There is a time constant Tm of the next delay system (step S101).

次に、電流検出部10は、三相PWMインバータ3のキャリア周期または半周期ごとに1シャント抵抗6に流れる直流母線電流Idcを2回検出する(ステップS102)。   Next, the current detection unit 10 detects the DC bus current Idc flowing through one shunt resistor 6 twice every carrier cycle or half cycle of the three-phase PWM inverter 3 (step S102).

次に、三相電流推定部11は、前回、つまり(n−1)時点で算出された電圧指令値Vu*(n)、Vv*(n)、Vw*(n)のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満であるかどうかを調べる。   Next, the three-phase current estimation unit 11 selects any two of the voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) calculated at the previous time, that is, (n−1) time. Check whether the difference between the two voltage command values is less than a predetermined value.

三相電流推定部11は、前回算出された電圧指令値Vu*(n)、Vv*(n)、Vw*(n)のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満でないときには(ステップS103でNO)、検出された2つの直流母線電流Idcと、PWM制御部15が出力するパルス信号U、/U、V、/V、W、/Wとに基づいて、交流モータ4に流れるU相の電流Iu(n)、V相の電流Iv(n)、W相の電流Iw(n)を推定する(ステップS104)。   The three-phase current estimator 11 determines that the difference between any two of the previously calculated voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) is not less than a predetermined value. (NO in step S103), based on the detected two DC bus currents Idc and the pulse signals U, / U, V, / V, W, / W output from the PWM controller 15, the AC motor 4 The flowing U-phase current Iu (n), V-phase current Iv (n), and W-phase current Iw (n) are estimated (step S104).

さらに、座標変換部(UVW/γδ)12は、式(1)にしたがって、前回、つまり(n−1)時点で算出された三相電流Iu(n-1)、Iv(n-1)、Iw(n-1)を回転座標系の電流Iγ(n)、Iδ(n)に変換する(ステップS105)。

Figure 2007312511
Further, the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 performs the three-phase currents Iu (n−1), Iv (n−1), calculated at the previous time, that is, (n−1) time, according to the equation (1). Iw (n-1) is converted into currents Iγ (n) and Iδ (n) in the rotating coordinate system (step S105).
Figure 2007312511

一方、三相電流推定部11は、前回算出された電圧指令値Vu*(n)、Vv*(n)、Vw*(n)のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときには(ステップS103でYES)、U相の電流Iu(n)、V相の電流Iv(n)、W相の電流Iw(n)を推定せず、座標変換部(UVW/γδ)12は、座標変換を行なわない。指令部13は、前回、つまり(n−1)時点で得られた回転座標系の電流Iγ(n-1)を今回、つまりn時点の回転座標系の電流Iγ(n)であると推定し、前回、つまり(n−1)時点で得られた回転座標系の電流Iδ(n-1)を今回、つまりn時点の回転座標系の電流Iδ(n)と推定する(ステップS106)。   On the other hand, the three-phase current estimation unit 11 determines that the difference between any two of the previously calculated voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) is less than a predetermined value. (YES in step S103), the U-phase current Iu (n), the V-phase current Iv (n), and the W-phase current Iw (n) are not estimated, and the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 No coordinate conversion is performed. The command unit 13 estimates that the current Iγ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, the (n−1) time point, is the current Iγ (n) of the rotating coordinate system at the current time, that is, the n time point. The current Iδ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, at the time (n−1) is estimated as the current Iδ (n) of the rotating coordinate system at the current time, that is, the time n (step S106).

次に、指令部13は、式(2)にしたがって、回転子の角周波数指令値ωm*(n)から三相PWMインバータ3の角周波数指令値ω1*(n)を算出する(ステップS107)。
ω1*(n)=np×ωm*(n) …(2)
Next, the command unit 13 calculates the angular frequency command value ω1 * (n) of the three-phase PWM inverter 3 from the angular frequency command value ωm * (n) of the rotor according to the equation (2) (step S107). .
ω1 * (n) = np × ωm * (n) (2)

次に、指令部13は、ωm*(n)=0、かつω1*(n)=0でない場合(ステップS108でNO)には、式(3)、(4)、(5)、(6)にしたがって、回転座標系の電流指令値Iδ*(n)、三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Vγ*(n)およびVδ*(n)を算出する(ステップS111)。
Iδ*(n)=Iδ(n)−I0+Iγ2(n)/(2×I0) …(3)

Figure 2007312511
ここで、P=d/dtである。
Vγ*(n)=R×Iγ(n)+L×ω1(n)×Iδ(n)+Kγ×(Iδ*(n)−Iδ(n))/ω1(n) …(5)
Vδ*(n)=R×Iδ(n)+Kδ×(Iδ*(n)−Iδ(n)) …(6) Next, when ωm * (n) = 0 and ω1 * (n) = 0 are not satisfied (NO in step S108), the command unit 13 determines that the equations (3), (4), (5), (6 ), The current command value Iδ * (n) of the rotating coordinate system, the angular frequency estimated value ω1 (n) of the three-phase PWM inverter 3, the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system. Is calculated (step S111).
Iδ * (n) = Iδ ( n) -I0 + Iγ 2 (n) / (2 × I0) ... (3)
Figure 2007312511
Here, P = d / dt.
Vγ * (n) = R × Iγ (n) + L × ω1 (n) × Iδ (n) + Kγ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) / ω1 (n) (5)
Vδ * (n) = R × Iδ (n) + Kδ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) (6)

一方、指令部13は、ωm*(n)=0、かつω1*(n)=0の場合(ステップS108でYES)には、式(7)、(8)、(9)にしたがって、三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Vγ*(n)およびVδ*(n)を算出する(ステップS114)。   On the other hand, in the case where ωm * (n) = 0 and ω1 * (n) = 0 (YES in step S108), the command unit 13 performs three steps according to the equations (7), (8), and (9). The angular frequency estimated value ω1 (n) of the phase PWM inverter 3 and the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system are calculated (step S114).

Vγ*(n)=0 …(7)
ω1(n)=0 …(8)
Vδ*(n)=R×Iδ(n)+Kδ×(Iδ*(n)−Iδ(n)) …(9)
Vγ * (n) = 0 (7)
ω1 (n) = 0 (8)
Vδ * (n) = R × Iδ (n) + Kδ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) (9)

次に、指令部13は、ω1(n)に基づいて、式(10)にしたがって、三相PWMインバータ3の位相θ(n+1)を算出する。位相θ(n+1)は、ステップS116を実行するとき、および次回のステップS105を繰返し実行するときに用いられる(ステップS115)。
θ(n+1)=θ(n)+ω1(n)×Δt …(10)
ここで、Δtは、離散時間n〜n+1までの時間幅である。
Next, the command unit 13 calculates the phase θ (n + 1) of the three-phase PWM inverter 3 according to the equation (10) based on ω1 (n). The phase θ (n + 1) is used when step S116 is executed and when the next step S105 is repeatedly executed (step S115).
θ (n + 1) = θ (n) + ω1 (n) × Δt (10)
Here, Δt is a time width from the discrete time n to n + 1.

次に、座標変換部(γδ/UVW)14は、式(11)にしたがって、回転座標系の電圧指令値Vγ*(n)、Vδ*(n)を、次回、つまり(n+1)時点の三相の電圧指令値、すなわちU相の電圧指令値Vu*(n+1)、V相の電圧指令値Vv*(n+1)、W相の電圧指令値Vw*(n+1)に変換する(ステップS116)。

Figure 2007312511
Next, the coordinate conversion unit (γδ / UVW) 14 calculates the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system according to the equation (11) at the next time, that is, at the (n + 1) time point. Phase command voltage value, ie U phase voltage command value Vu * (n + 1), V phase voltage command value Vv * (n + 1), W phase voltage command value Vw * (n + 1) (Step S116).
Figure 2007312511

次に、PWM制御部15は、U相の電圧指令値Vu*(n+1)、V相の電圧指令値Vv*(n+1)、W相の電圧指令値Vw*(n+1)をパルス幅変調して、スイッチング素子5u,5/u,5v,5/v,5w,5/wのスイッチをそれぞれ制御するパルス信号U、/V、W、/W、V、/Vを出力する(ステップS117)。
次に、nが1だけインクリメントされる(ステップS118)。
Next, the PWM control unit 15 includes a U-phase voltage command value Vu * (n + 1), a V-phase voltage command value Vv * (n + 1), and a W-phase voltage command value Vw * (n + 1). Pulse width modulation to output pulse signals U, / V, W, / W, V, / V for controlling the switches of the switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, 5 / w, respectively. (Step S117).
Next, n is incremented by 1 (step S118).

以上のように、第1の実施形態による交流モータの制御装置によれば、三相電圧指令値のいずれか2つの値が近くて各相の電流が検出できない場合でも、前回得られた回転座標系の電流を今回の回転座標系の電流とみなし、それに基づいて三相電圧指令値および位相を算出するので、位置センサレスで、かつ1シャント抵抗を用いて、適切に交流モータを制御することができる。   As described above, according to the control apparatus for an AC motor according to the first embodiment, even when any two of the three-phase voltage command values are close and current of each phase cannot be detected, the rotation coordinates obtained in the previous time are obtained. Since the current of the system is regarded as the current of the current rotating coordinate system and the three-phase voltage command value and phase are calculated based on the current, the AC motor can be appropriately controlled without a position sensor and using one shunt resistor. it can.

[第2の実施形態]
本発明の第2の実施形態の制御装置1は、指令部13を除いて、第1の実施形態と同様である。
[Second Embodiment]
The control device 1 of the second embodiment of the present invention is the same as that of the first embodiment except for the command unit 13.

第2の実施形態の指令部13は、前回得られた三相電圧指令値のうちのいずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、前回得られた電流Iγを今回の回転座標系の電流Iγであると推定し、前回得られた電流Iδを今回の回転座標系の電流Iδであると推定し、前回得られた三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n-1)を今回の三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n)であると推定して、それら推定した値に基づいて、三相PWMインバータ3の回転座標系の電圧指令値Vγ*、Vδ*および三相PWMインバータ3の位相θを算出する。   When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained last time is less than a predetermined value, the command unit 13 of the second embodiment uses the current Iγ obtained last time as the current rotation coordinates. System current Iγ, the current current Iδ obtained last time is estimated to be current Iδ of the current rotating coordinate system, and the angular frequency estimated value ω1 (n−1) of the three-phase PWM inverter 3 obtained last time is estimated. ) Is estimated to be the angular frequency estimated value ω1 (n) of the current three-phase PWM inverter 3, and based on these estimated values, voltage command values Vγ * and Vδ of the rotational coordinate system of the three-phase PWM inverter 3 are estimated. * And the phase θ of the three-phase PWM inverter 3 are calculated.

(動作)
図6は、本発明の第2の実施形態の制御装置1の処理手順を表わすフローチャートである。
(Operation)
FIG. 6 is a flowchart showing the processing procedure of the control device 1 according to the second embodiment of the present invention.

図6を参照して、まず、指令部13は、回転子の角周波数指令値ωm*(n)の入力および設定値の入力を受ける。設定値には、電機子抵抗R、電機子巻線のインダクタンスL、極対数np、界磁の強さI0、フィードバックゲインKγ、フィードバックゲインKδ、積分ゲインKr、積分ゲインKI、フィードバックゲインKm、1次遅れ系の時定数Tmがある(ステップS101)。   Referring to FIG. 6, first, command unit 13 receives an input of a rotor angular frequency command value ωm * (n) and a set value. The set values include armature resistance R, armature winding inductance L, pole pair number np, field strength I0, feedback gain Kγ, feedback gain Kδ, integral gain Kr, integral gain KI, feedback gain Km, There is a time constant Tm of the next delay system (step S101).

次に、電流検出部10は、三相PWMインバータ3のキャリア周期または半周期ごとに1シャント抵抗6に流れる直流母線電流Idcを2回を検出する(ステップS102)。   Next, the current detection unit 10 detects the DC bus current Idc flowing through one shunt resistor 6 twice for each carrier cycle or half cycle of the three-phase PWM inverter 3 (step S102).

次に、三相電流推定部11は、前回、つまり(n−1)時点で算出された電圧指令値Vu*(n)、Vv*(n)、Vw*(n)のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満であるかどうかを調べる。   Next, the three-phase current estimation unit 11 selects any two of the voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) calculated at the previous time, that is, (n−1) time. Check whether the difference between the two voltage command values is less than a predetermined value.

三相電流推定部11は、前回算出された電圧指令値Vu*(n)、Vv*(n)、Vw*(n)のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満でないときには(ステップS103でNO)、検出された2つの直流母線電流Idcと、PWM制御部15が出力するパルス信号U、/U、V、/V、W、/Wとに基づいて、交流モータ4に流れるU相の電流Iu(n)、V相の電流Iv(n)、W相の電流Iw(n)を推定する(ステップS104)。   The three-phase current estimator 11 determines that the difference between any two of the previously calculated voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) is not less than a predetermined value. (NO in step S103), based on the detected two DC bus currents Idc and the pulse signals U, / U, V, / V, W, / W output from the PWM controller 15, the AC motor 4 The flowing U-phase current Iu (n), V-phase current Iv (n), and W-phase current Iw (n) are estimated (step S104).

さらに、座標変換部(UVW/γδ)12は、式(1)にしたがって、前回、つまり(n−1)時点で算出された三相電流Iu(n-1)、Iv(n-1)、Iw(n-1)を回転座標系の電流Iγ(n)、Iδ(n)に変換する(ステップS105)。

Figure 2007312511
Further, the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 performs the three-phase currents Iu (n−1), Iv (n−1), calculated at the previous time, that is, (n−1) time, according to the equation (1). Iw (n-1) is converted into currents Iγ (n) and Iδ (n) in the rotating coordinate system (step S105).
Figure 2007312511

一方、三相電流推定部11は、前回算出された電圧指令値Vu*(n)、Vv*(n)、Vw*(n)のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときには(ステップS103でYES)、U相の電流Iu(n)、V相の電流Iv(n)、W相の電流Iw(n)を推定せず、座標変換部(UVW/γδ)12は、座標変換を行なわない。指令部13は、前回、つまり(n−1)時点で得られた回転座標系の電流Iγ(n-1)を今回、つまりn時点の回転座標系の電流Iγ(n)であると推定し、前回、つまり(n−1)時点で得られた回転座標系の電流Iδ(n-1)を今回、つまりn時点の回転座標系の電流Iδ(n)と推定する(ステップS106)。   On the other hand, the three-phase current estimation unit 11 determines that the difference between any two of the previously calculated voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) is less than a predetermined value. (YES in step S103), the U-phase current Iu (n), the V-phase current Iv (n), and the W-phase current Iw (n) are not estimated, and the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 No coordinate conversion is performed. The command unit 13 estimates that the current Iγ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, the (n−1) time point, is the current Iγ (n) of the rotating coordinate system at the current time, that is, the n time point. The current Iδ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, (n−1) time is estimated as the current Iδ (n) of the rotating coordinate system at the current time, that is, n time (step S106).

次に、指令部13は、式(2)にしたがって、回転子の角周波数指令値ωm*から三相PWMインバータ3の角周波数指令値ω1*(n)を算出する(ステップS107)。
ω1*(n)=np×ωm*(n) …(2)
Next, the command unit 13 calculates the angular frequency command value ω1 * (n) of the three-phase PWM inverter 3 from the angular frequency command value ωm * of the rotor according to the equation (2) (step S107).
ω1 * (n) = np × ωm * (n) (2)

次に、指令部13は、ωm*(n)=0、かつω1*(n)=0でない場合(ステップS108でNO)で、かつ、前回の電圧指令値Vu*(n-1)、Vv*(n-1)、Vw*(n-1)のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満の場合には(ステップS109でYES)、式(12)、(13)、(14)、(15)、(16)にしたがって、回転座標系の電流指令値Iδ*(n)、三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Vγ*(n)およびVδ*(n)を算出する(ステップS110)。
Iδ*(n)=Iδ(n)-I0+Iγ2(n)/(2×I0) …(12)
ω1(n)=ω1(n-1) …(13)
つまり、前回得られた三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n-1)を今回の三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n)であると推定される。

Figure 2007312511
Vγ*(n)=R×Iγ(n)+L×A×Iδ(n)+Kγ×(Iδ*(n)−Iδ(n))/A …(15)
Vδ*(n)=R×Iδ(n)+Kδ×(Iδ*(n)−Iδ(n)) …(16) Next, the command unit 13 determines that ωm * (n) = 0 and ω1 * (n) = 0 are not satisfied (NO in step S108), and the previous voltage command value Vu * (n−1), Vv. When the difference between any two voltage command values out of * (n-1) and Vw * (n-1) is less than a predetermined value (YES in step S109), equations (12), (13), In accordance with (14), (15), and (16), the current command value Iδ * (n) of the rotating coordinate system, the estimated angular frequency value ω1 (n) of the three-phase PWM inverter 3, and the voltage command value Vγ of the rotating coordinate system * (n) and Vδ * (n) are calculated (step S110).
Iδ * (n) = Iδ ( n) -I0 + Iγ 2 (n) / (2 × I0) ... (12)
ω1 (n) = ω1 (n-1) (13)
That is, the angular frequency estimated value ω1 (n−1) of the three-phase PWM inverter 3 obtained last time is estimated to be the angular frequency estimated value ω1 (n) of the current three-phase PWM inverter 3.
Figure 2007312511
Vγ * (n) = R × Iγ (n) + L × A × Iδ (n) + Kγ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) / A (15)
Vδ * (n) = R × Iδ (n) + Kδ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) (16)

また、指令部13は、前回の電圧指令値Vu*(n-1)、Vv*(n-1)、Vw*(n-1)のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満でない場合には(ステップS109でNO)、式(3)、(4)、(5)、(6)にしたがって、回転座標系の電流指令値Iδ*(n)、三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Vγ*(n)およびVδ*(n)を算出する(ステップS111)。
Iδ*(n)=Iδ(n)−I0+Iγ2(n)/(2×I0) …(3)

Figure 2007312511
ここで、P=d/dtである。
Vγ*(n)=R×Iγ(n)+L×ω1(n)×Iδ(n)+Kγ×(Iδ*(n)−Iδ(n))/ω1(n) …(5)
Vδ*(n)=R×Iδ(n)+Kδ×(Iδ*(n)−Iδ(n)) …(6) The command unit 13 determines that the difference between any two voltage command values of the previous voltage command values Vu * (n-1), Vv * (n-1), and Vw * (n-1) is a predetermined value. If not (NO in step S109), the current command value Iδ * (n) of the rotating coordinate system and the three-phase PWM inverter 3 are set according to the equations (3), (4), (5), (6). The angular frequency estimated value ω1 (n) and the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system are calculated (step S111).
Iδ * (n) = Iδ ( n) -I0 + Iγ 2 (n) / (2 × I0) ... (3)
Figure 2007312511
Here, P = d / dt.
Vγ * (n) = R × Iγ (n) + L × ω1 (n) × Iδ (n) + Kγ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) / ω1 (n) (5)
Vδ * (n) = R × Iδ (n) + Kδ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) (6)

一方、指令部13は、ωm*(n)=0、かつω1*(n)=0の場合(ステップS108でYES)には、式(7)、(8)、(9)にしたがって、三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Vγ*(n)およびVδ*(n)を算出する(ステップS114)。
Vγ*(n)=0 …(7)
ω1(n)=0 …(8)
Vδ*(n)=R×Iδ(n)+Kδ×(Iδ*(n)−Iδ(n)) …(9)
On the other hand, in the case where ωm * (n) = 0 and ω1 * (n) = 0 (YES in step S108), the command unit 13 performs three steps according to the equations (7), (8), and (9). The angular frequency estimated value ω1 (n) of the phase PWM inverter 3 and the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system are calculated (step S114).
Vγ * (n) = 0 (7)
ω1 (n) = 0 (8)
Vδ * (n) = R × Iδ (n) + Kδ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) (9)

次に、指令部13は、ω1(n)に基づいて、式(10)にしたがって、三相PWMインバータ3の位相θ(n+1)を算出する。位相θ(n+1)は、ステップS116を実行するとき、および次回ステップS105を繰返し実行するときに用いられる(ステップS115)。
θ(n+1)=θ(n)+ω1(n)×Δt …(10)
ここで、Δtは、離散時間n〜n+1までの時間幅である。
Next, the command unit 13 calculates the phase θ (n + 1) of the three-phase PWM inverter 3 according to the equation (10) based on ω1 (n). The phase θ (n + 1) is used when step S116 is executed and when the next step S105 is repeatedly executed (step S115).
θ (n + 1) = θ (n) + ω1 (n) × Δt (10)
Here, Δt is a time width from the discrete time n to n + 1.

次に、、座標変換部(γδ/UVW)14は、式(11)にしたがって、回転座標系の電圧指令値Vγ*(n)、Vδ*(n)を、三相の電圧指令値、すなわちU相の電圧指令値Vu*(n+1)、V相の電圧指令値Vv*(n+1)、W相の電圧指令値Vw*(n+1)に変換する(ステップS116)。

Figure 2007312511
Next, the coordinate conversion unit (γδ / UVW) 14 converts the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system into three-phase voltage command values, that is, according to the equation (11). Conversion is made into a U-phase voltage command value Vu * (n + 1), a V-phase voltage command value Vv * (n + 1), and a W-phase voltage command value Vw * (n + 1) (step S116).
Figure 2007312511

次に、PWM制御部15は、U相の電圧指令値Vu*(n+1)、V相の電圧指令値Vv*(n+1)、W相の電圧指令値Vw*(n+1)をパルス幅変調して、スイッチング素子5u,5/u,5v,5/v,5w,5/wのスイッチをそれぞれ制御するパルス信号U、/V、W、/W、V、/Vを出力する(ステップS117)。
次に、nが1だけインクリメントされる(ステップS118)。
Next, the PWM control unit 15 includes a U-phase voltage command value Vu * (n + 1), a V-phase voltage command value Vv * (n + 1), and a W-phase voltage command value Vw * (n + 1). Pulse width modulation to output pulse signals U, / V, W, / W, V, / V for controlling the switches of the switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, 5 / w, respectively. (Step S117).
Next, n is incremented by 1 (step S118).

以上のように、第2の実施形態による交流モータの制御装置によれば、三相電圧指令値のいずれか2つの値が近くて各相の電流が検出できない場合でも、前回得られた回転座標系の電流を今回の回転座標系の電流とみなし、前回得られた角周波数推定値を今回の角周波数推定値とみなし、それらにに基づいて三相電圧指令値および位相を算出するので、位置センサレスで、かつ1シャント抵抗を用いて、適切に交流モータを制御することができる。   As described above, according to the control apparatus for an AC motor according to the second embodiment, even if any two of the three-phase voltage command values are close and current of each phase cannot be detected, the rotation coordinates obtained last time The current of the system is regarded as the current of the rotating coordinate system, the angular frequency estimated value obtained last time is regarded as the current angular frequency estimated value, and the three-phase voltage command value and phase are calculated based on them, so the position The AC motor can be appropriately controlled without using a sensor and using one shunt resistor.

(変形例)
本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、たとえば以下のような変形例を含む。
(Modification)
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and includes, for example, the following modifications.

(1) 平均値の算出
本発明の第1および第2の実施形態では、前回得られた電圧指令値Vu*(n)、Vv*(n)、Vw*(n)のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、前回、つまり(n−1)時点で得られた回転座標系の電流Iγ(n-1)を今回、つまりn時点の回転座標系の電流Iγ(n)であると推定し、前回、つまり(n−1)時点で得られた回転座標系の電流Iδ(n-1)を今回、つまりn時点の回転座標系の電流Iδ(n)であると推定したが、これに限定するものではない。たとえば、前回以前の複数回で得られた回転座標系の電流Iγ(k)(kは1〜(n−1)の複数個)の平均値を今回の回転座標系の電流Iγ(n)であると推定し、前回以前の複数回で得られた回転座標系の電流Iδ(k)の平均値を今回転座標系の電流Iδ(n)と推定してもよい。
(1) Calculation of Average Value In the first and second embodiments of the present invention, any two of the voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) obtained last time are selected. When the difference between the two voltage command values is less than the predetermined value, the current Iγ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, at the time (n−1) is changed to the current Iγ of the rotating coordinate system at the current time, that is, the time n. (n) is estimated, and the current Iδ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, at the time (n−1), is the current Iδ (n) of the rotating coordinate system at the current time, that is, the time n. However, the present invention is not limited to this. For example, the average value of the current Iγ (k) (k is a plurality of 1 to (n−1)) of the rotating coordinate system obtained a plurality of times before the previous time is the current Iγ (n) of the current rotating coordinate system. The average value of the current Iδ (k) of the rotating coordinate system obtained a plurality of times before the previous time may be estimated as the current Iδ (n) of the current rotating coordinate system.

また、本発明の第2の実施形態では、前回得られた電圧指令値Vu*(n)、Vv*(n)、Vw*(n)のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、前回、つまり(n−1)時点で得られた三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n-1)を今回、つまりn時点の三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n)であると推定したが、これに限定するものではない。たとえば、前回以前の複数回で得られた三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(k)(kは1〜(n−1)の複数個の平均値を今回の三相PWMインバータ3の角周波数推定値ω1(n)であると推定してもよい。
値としてもよい。
In the second embodiment of the present invention, the difference between any two of the voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) obtained previously is predetermined. When the value is less than the value, the angular frequency estimation value ω1 (n−1) of the three-phase PWM inverter 3 obtained at the previous time, that is, at the time (n−1), is used as the angular frequency estimation value of the three-phase PWM inverter 3 at the current time, that is, n time. Although estimated to be the value ω1 (n), the present invention is not limited to this. For example, the angular frequency estimated value ω 1 (k) (k is 1 to (n−1)) of the three-phase PWM inverter 3 obtained a plurality of times before the previous time is used as the average value of the current three-phase PWM inverter 3. The angular frequency estimated value ω1 (n) may be estimated.
It may be a value.

このような平均値を用いることによって、電流Iγ、Iδ、角周波数推定値ω1のノイズによって激しく変動しているときにも、今回のIγ、Iδ、角周波数ωの値を適切な値を設定することができる。   By using such average values, the current values of Iγ, Iδ, and angular frequency ω are set to appropriate values even when the currents Iγ, Iδ, and the angular frequency estimated value ω1 are fluctuating violently. be able to.

(2) 第2の実施形態のステップS110
本発明の第2の実施形態のステップS110では、式(15)示すように、式(14)で算出されたAを用いて回転座標系の電圧指令値Vγ*(n)を算出したが、これに限定するものではなく、Aの代わりに角周波数推定値ω1(n-1)を用いて回転座標系の電圧指令値Vγ*(n)を算出するものとしてもよい。
(2) Step S110 of the second embodiment
In step S110 of the second embodiment of the present invention, the voltage command value Vγ * (n) of the rotating coordinate system is calculated using A calculated by equation (14) as shown in equation (15). The present invention is not limited to this, and the voltage command value Vγ * (n) of the rotating coordinate system may be calculated using the angular frequency estimated value ω1 (n−1) instead of A.

(3) 式(1)
本発明の第1および第2の実施形態では、式(1)において、θ(n)を用いているが、これに限定するものではなく、θ(n-1)を用いてもよい。また、式(11)において、θ(n+1)を用いているが、これに限定するものではなく、θ(n)を用いてもよい。
(3) Formula (1)
In the first and second embodiments of the present invention, θ (n) is used in equation (1), but the present invention is not limited to this, and θ (n−1) may be used. Further, in equation (11), θ (n + 1) is used. However, the present invention is not limited to this, and θ (n) may be used.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。   The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

交流モータおよびそれに関連する構成要素を表わす図である。It is a figure showing an AC motor and its related components. 本発明の実施形態の交流モータの制御装置の全体構成を表わす図である。It is a figure showing the whole structure of the control apparatus of the alternating current motor of embodiment of this invention. 三相電流推定の具体例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the specific example of three-phase current estimation. 三相電圧指令値と、それに基づいて生成されるパルスを表わす図である。It is a figure showing a three-phase voltage command value and the pulse produced | generated based on it. 本発明の第1の実施形態の制御装置の処理手順を表わすフローチャートである。It is a flowchart showing the process sequence of the control apparatus of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第2の実施形態の制御装置の処理手順を表わすフローチャートである。It is a flowchart showing the process sequence of the control apparatus of the 2nd Embodiment of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

1 制御装置、2 直流電源部、3 三相PWMインバータ、4 交流モータ、5u,5/u,5v,5/v,5w,5/w スイッチング素子、6 1シャント抵抗、10 電流検出部、11 三相電流推定部、12 座標変換部(UVW/γδ)、13 指令部、14 座標変換部(γδ/UVW)、15 PWM制御部、21 U相電圧指令値、22 V相電圧指令値、23 W相電圧指令値。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Control apparatus, 2 DC power supply part, 3 Three-phase PWM inverter, 4 AC motor, 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, 5 / w Switching element, 6 1 Shunt resistance, 10 Current detection part, 11 Three-phase current estimation unit, 12 coordinate conversion unit (UVW / γδ), 13 command unit, 14 coordinate conversion unit (γδ / UVW), 15 PWM control unit, 21 U-phase voltage command value, 22 V-phase voltage command value, 23 W-phase voltage command value.

Claims (6)

パルス幅変調方式によって交流モータを制御する制御装置であって、
所定周期ごとに、1シャント抵抗に流れる直流母線電流を検出する電流検出部と、
前記検出した直流母線電流と、三相PWMインバータの各スイッチング素子に与えられるパルスのタイミングに基づいて、前記交流モータに流れる三相電流を推定する電流推定部と、
前記三相電流に基づいて、回転座標系の電流を算出する第1の変換部と、
前記回転座標系の電流に基づいて、前記三相PWMインバータの回転座標系の電圧指令値および位相を算出する指令部と、
前記回転座標系の電圧指令値に基づいて、三相電圧指令値を算出する第2の変換部と、
前記三相電圧指令値をパルス幅変調して、前記三相PWMインバータの各スイッチング素子に与えるパルスを生成するPWM制御部とを備え、
前記第1の変換部および前記第2の変換部は、前記指令部で算出された三相PWMインバータの位相に基づいて前記算出を行ない、
前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前記指令部は、前回以前に得られた回転座標系の電流に基づいて今回の回転座標系の電流を推定して、前記推定した今回の回転座標系の電流に基づいて前記電圧指令値および前記位相の算出を行なう、交流モータの制御装置。
A control device for controlling an AC motor by a pulse width modulation method,
A current detection unit for detecting a DC bus current flowing through one shunt resistor for each predetermined period;
A current estimation unit configured to estimate a three-phase current flowing in the AC motor based on the detected DC bus current and a pulse timing applied to each switching element of the three-phase PWM inverter;
A first converter that calculates a current in a rotating coordinate system based on the three-phase current;
A command unit for calculating a voltage command value and a phase of the rotational coordinate system of the three-phase PWM inverter based on the current of the rotational coordinate system;
A second converter that calculates a three-phase voltage command value based on the voltage command value of the rotating coordinate system;
A PWM control unit that generates a pulse to be applied to each switching element of the three-phase PWM inverter by modulating the pulse width of the three-phase voltage command value;
The first conversion unit and the second conversion unit perform the calculation based on the phase of the three-phase PWM inverter calculated by the command unit,
When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained previously is less than a predetermined value, the command unit performs the current operation based on the current of the rotating coordinate system obtained before the previous time. An AC motor control device that estimates the current of the rotational coordinate system and calculates the voltage command value and the phase based on the current current of the estimated rotational coordinate system.
前記指令部は、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前回得られた回転座標系の電流を今回の回転座標系の電流であると推定する、請求項1記載の交流モータの制御装置。   When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained last time is less than a predetermined value, the command unit obtains the current of the rotary coordinate system obtained last time as the current rotation coordinate system. The control device for an AC motor according to claim 1, wherein the current motor is estimated to be an 前記指令部は、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前回以前の複数回で得られた回転座標系の電流の平均値を今回の回転座標系の電流であると推定する、、請求項1記載の交流モータの制御装置。   When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained last time is less than a predetermined value, the command unit calculates the current of the rotational coordinate system obtained a plurality of times before the previous time. The control apparatus for an AC motor according to claim 1, wherein the average value is estimated to be a current of the current rotating coordinate system. パルス幅変調方式によって交流モータを制御する制御装置であって、
所定周期ごとに、1シャント抵抗に流れる直流母線電流を検出する電流検出部と、
前記検出した直流母線電流と、三相PWMインバータの各スイッチング素子に与えられるパルスのタイミングに基づいて、前記交流モータに流れる三相電流を推定する電流推定部と、
前記三相電流に基づいて、回転座標系の電流を算出する第1の変換部と、
前記回転座標系の電流に基づいて、前記三相PWMインバータの回転座標系の電圧指令値、角周波数および位相を算出する指令部と、
前記回転座標系の電圧指令値に基づいて、三相電圧指令値を算出する第2の変換部と、
前記三相電圧指令値をパルス幅変調して、前記三相PWMインバータの各スイッチング素子に与えるパルスを生成するPWM制御部とを備え、
前記第1の変換部および前記第2の変換部は、前記指令部で算出された三相PWMインバータの位相に基づいて前記算出を行ない、
前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前記指令部は、前回以前に得られた回転座標系の電流に基づいて今回の回転座標系の電流を推定して、前回以前に得られた三相PWMインバータの角周波数に基づいて今回の三相PWMインバータの角周波数を推定して、前記推定した今回の回転座標系の電流および今回の三相PWMインバータの角周波数に基づいて、前記電圧指令値および前記位相の算出を行なう、交流モータの制御装置。
A control device for controlling an AC motor by a pulse width modulation method,
A current detection unit for detecting a DC bus current flowing through one shunt resistor for each predetermined period;
A current estimation unit configured to estimate a three-phase current flowing in the AC motor based on the detected DC bus current and a pulse timing applied to each switching element of the three-phase PWM inverter;
A first converter that calculates a current in a rotating coordinate system based on the three-phase current;
Based on the current of the rotating coordinate system, a command unit for calculating the voltage command value, angular frequency and phase of the rotating coordinate system of the three-phase PWM inverter;
A second converter that calculates a three-phase voltage command value based on the voltage command value of the rotating coordinate system;
A PWM control unit that generates a pulse to be applied to each switching element of the three-phase PWM inverter by modulating the pulse width of the three-phase voltage command value;
The first conversion unit and the second conversion unit perform the calculation based on the phase of the three-phase PWM inverter calculated by the command unit,
When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained previously is less than a predetermined value, the command unit performs the current operation based on the current of the rotating coordinate system obtained before the previous time. The current of the rotating coordinate system is estimated, and the angular frequency of the current three-phase PWM inverter is estimated based on the angular frequency of the three-phase PWM inverter obtained before the previous time. An AC motor control device that calculates the voltage command value and the phase based on the current and the angular frequency of the current three-phase PWM inverter.
前記指令部は、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前回得られた回転座標系の電流を今回の回転座標系の電流であると推定し、前回得られた三相PWMインバータの角周波数を今回の三相PWMインバータの角周波数であると推定する、請求項4記載の交流モータの制御装置。   When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained last time is less than a predetermined value, the command unit obtains the current of the rotary coordinate system obtained last time as the current rotation coordinate system. The control device for an AC motor according to claim 4, wherein the current frequency of the three-phase PWM inverter obtained last time is estimated to be the current frequency of the current three-phase PWM inverter. 前記指令部は、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか2つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前回以前の複数回で得られた回転座標系の電流の平均値を今回の回転座標系の電流であると推定し、前回以前の複数回で得られた三相PWMインバータの角周波数の平均値を今回の三相PWMインバータの角周波数であると推定する、請求項4記載の交流モータの制御装置。   When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained last time is less than a predetermined value, the command unit calculates the current of the rotational coordinate system obtained a plurality of times before the previous time. The average value is estimated to be the current of the current rotating coordinate system, and the average value of the angular frequency of the three-phase PWM inverter obtained a plurality of times before the previous time is estimated to be the angular frequency of the current three-phase PWM inverter. The control device for an AC motor according to claim 4.
JP2006139170A 2006-05-18 2006-05-18 Ac motor controller Withdrawn JP2007312511A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006139170A JP2007312511A (en) 2006-05-18 2006-05-18 Ac motor controller

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006139170A JP2007312511A (en) 2006-05-18 2006-05-18 Ac motor controller

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2007312511A true JP2007312511A (en) 2007-11-29

Family

ID=38844851

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2006139170A Withdrawn JP2007312511A (en) 2006-05-18 2006-05-18 Ac motor controller

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2007312511A (en)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009113509A1 (en) 2008-03-12 2009-09-17 三洋電機株式会社 Inverter device
US7804266B2 (en) 2006-09-11 2010-09-28 Sanyo Electric Co., Ltd. Motor control device
CN104369675A (en) * 2013-08-13 2015-02-25 现代摩比斯株式会社 Vehicle Power Supplying Apparatus

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7804266B2 (en) 2006-09-11 2010-09-28 Sanyo Electric Co., Ltd. Motor control device
WO2009113509A1 (en) 2008-03-12 2009-09-17 三洋電機株式会社 Inverter device
CN101960712A (en) * 2008-03-12 2011-01-26 三洋电机株式会社 Inverter device
US8223521B2 (en) 2008-03-12 2012-07-17 Sanyo Electric Co., Ltd. Inverter device
CN104369675A (en) * 2013-08-13 2015-02-25 现代摩比斯株式会社 Vehicle Power Supplying Apparatus

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100986712B1 (en) Control apparatus and method for motor drive system
US7598698B2 (en) Motor control device
US20070296371A1 (en) Position sensorless control apparatus for synchronous motor
JP6275214B2 (en) Control device and control method for rotating electrical machine for vehicle
EP3168980B1 (en) Synchronous motor control device, compressor drive device, air-conditioner, and method for controlling synchronous motor
US10432124B2 (en) Current detection apparatus and control apparatus of rotary electric machine
JP6805035B2 (en) Integrated circuit
JP2009124782A (en) Multiphase electric motor controller
CN113364358B (en) Driving device, driving system, and driving method of motor
JP2007312511A (en) Ac motor controller
JP2008193774A (en) Device and method for estimating temperature of rotor of motor
JP2018007390A (en) Motor control device
WO2021200389A1 (en) Motor control device, motor system, and motor control method
JP2010148324A (en) Motor controller
JP5408918B2 (en) Motor control method and control apparatus
US10491144B2 (en) Magnetic pole position detection device and motor control device
JP6361540B2 (en) Control device for rotating electrical machine
JP7501355B2 (en) MOTOR CONTROL DEVICE, MOTOR, MOTOR CONTROL METHOD, AND PROGRAM
JP4715158B2 (en) Variable speed control device for induction motor
KR101842246B1 (en) Drive control device of brushless dc motor
JP5846195B2 (en) Control device for motor drive device and motor drive system
JP6015647B2 (en) Control device for motor drive device and motor drive system
JP2005102467A (en) Variable speed controlling device for induction motor
JP2015167445A (en) inverter device
JP2005057901A (en) Controller for motor

Legal Events

Date Code Title Description
A300 Withdrawal of application because of no request for examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300

Effective date: 20090804