JP2007312511A

JP2007312511A - Ac motor controller

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Publication number: JP2007312511A
Application number: JP2006139170A
Authority: JP
Inventors: Hiroki Takita; 浩樹瀧田
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2006-05-18
Filing date: 2006-05-18
Publication date: 2007-11-29

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an AC motor controller without a position sensor and capable of controlling an AC motor properly using one shunt resistor. <P>SOLUTION: A three-phase current estimator 11 estimates a three-phase current based on a DC bus bar current flowing in the one shunt resistor and the pulse timing to a PWM inverter. A coordinate transformation (UVW/γδ) 12 converts the three-phase current into a current of a rotating coordinate system. A command 13 calculates a voltage command value and a phase of the rotating coordinate system of the PWM inverter, based on the current of the rotating coordinate system. A coordinate transformation portion (γδ/UVW) 14 converts the voltage command value of the rotating coordinate system into a three-phase voltage command value. A PWM control unit 15 generates pulses by modulating the three-phase voltage command value with pulse width. A command 13 estimates a current of this time in the rotating coordinate system based on the previously obtained current of the rotating coordinate system, when a difference is less than a prescribed value between any two voltage command values of the previous three-phase voltage command values. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、交流モータの制御装置に関し、特にパルス幅変調方式によって交流モータを制御する制御装置に関する。 The present invention relates to an AC motor control device, and more particularly to a control device that controls an AC motor by a pulse width modulation method.

位置センサを用いずに、交流モータを制御する装置が提案されている。たとえば、特許文献１では、ＣＰＵ１０１は、角周波数指令値ωm*、電機子抵抗や各種ゲイン等の設定値および電機子電流のγ成分ｉγ、δ成分ｉδに基づいて、同期電動機１０４に印加すべき電圧を計算し、対応する指令値電圧Ｖu*〜Ｖw*をインバータ装置１０２に出力する。これに応答して、インバータ装置１０２から同期電動機１０４に駆動電圧信号Ｖu〜Ｖwが供給され、同期電動機１０４は指令値電圧Ｖu*〜Ｖw*に対応する回転制御が行なわれる。駆動電圧信号Ｖv、ＶwはセンサＣＴによって検出されて電流Ｉv、Ｉwとして座標変換器１０３に入力される。座標変換器１０３からは、座標変換した電流Ｉγ、ＩδがＣＰＵ１０１にフィードバックされる。
特開２０００−２６２０８８号公報 An apparatus for controlling an AC motor without using a position sensor has been proposed. For example, in Patent Document 1, the CPU 101 should apply to the synchronous motor 104 based on the angular frequency command value ωm *, the set values such as the armature resistance and various gains, and the γ component iγ and δ component iδ of the armature current. The voltage is calculated, and the corresponding command value voltages Vu * to Vw * are output to the inverter device 102. In response to this, drive voltage signals Vu to Vw are supplied from the inverter device 102 to the synchronous motor 104, and the synchronous motor 104 is subjected to rotation control corresponding to the command value voltages Vu * to Vw *. The drive voltage signals Vv and Vw are detected by the sensor CT and input to the coordinate converter 103 as currents Iv and Iw. From the coordinate converter 103, the coordinate-converted currents Iγ and Iδ are fed back to the CPU 101.
JP 2000-262088 A

ところで、特許文献１に記載の装置では、センサＣＴによって２相のモータ電流Ｉv、Ｉwが検出されるが、製品のコストを低くするためには、１シャント抵抗によって直流母線電流を検出する方式が望ましい。 By the way, in the apparatus described in Patent Document 1, the two-phase motor currents Iv and Iw are detected by the sensor CT. However, in order to reduce the cost of the product, there is a method in which the DC bus current is detected by one shunt resistor. desirable.

しかしながら、直流母線電流を検出する方式では、各相の電流を分離できない期間が存在し、その結果交流モータを適切に制御することができないという問題がある。 However, the method of detecting the DC bus current has a problem that there is a period during which the currents of the respective phases cannot be separated, and as a result, the AC motor cannot be controlled appropriately.

それゆえに、本発明の目的は、位置センサレスで、かつ１シャント抵抗を用いて、交流モータを適切に制御することができる交流モータの制御装置を提供することである。 Therefore, an object of the present invention is to provide a control device for an AC motor that can appropriately control the AC motor without using a position sensor and using a single shunt resistor.

上記課題を解決するために、本発明は、パルス幅変調方式によって交流モータを制御する制御装置であって、所定周期ごとに、１シャント抵抗に流れる直流母線電流を検出する電流検出部と、検出した直流母線電流と、三相ＰＷＭインバータの各スイッチング素子に与えられるパルスのタイミングに基づいて、交流モータに流れる三相電流を推定する電流推定部と、三相電流に基づいて、回転座標系の電流を算出する第１の変換部と、回転座標系の電流に基づいて、三相ＰＷＭインバータの回転座標系の電圧指令値および位相を算出する指令部と、回転座標系の電圧指令値に基づいて、三相電圧指令値を算出する第２の変換部と、三相電圧指令値をパルス幅変調して、三相ＰＷＭインバータの各スイッチング素子に与えるパルスを生成するＰＷＭ制御部とを備え、第１の変換部および第２の変換部は、指令部で算出された三相ＰＷＭインバータの位相に基づいて算出を行ない、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、指令部は、前回以前に得られた回転座標系の電流に基づいて今回の回転座標系の電流を推定して、推定した今回の回転座標系の電流に基づいて電圧指令値および位相の算出を行なう。 In order to solve the above-mentioned problems, the present invention is a control device that controls an AC motor by a pulse width modulation method, a current detection unit that detects a DC bus current flowing through one shunt resistor every predetermined period, and a detection Current estimation unit for estimating the three-phase current flowing in the AC motor based on the DC bus current and the timing of the pulse applied to each switching element of the three-phase PWM inverter, and the rotational coordinate system based on the three-phase current Based on the first conversion unit that calculates current, the command unit that calculates the voltage command value and phase of the rotational coordinate system of the three-phase PWM inverter based on the current of the rotational coordinate system, and the voltage command value of the rotational coordinate system A second converter for calculating a three-phase voltage command value, and a pulse width modulation of the three-phase voltage command value to generate a pulse to be applied to each switching element of the three-phase PWM inverter An M control unit, and the first conversion unit and the second conversion unit perform calculation based on the phase of the three-phase PWM inverter calculated by the command unit, and calculate the three-phase voltage command value obtained last time. Among them, when the difference between any two voltage command values is less than a predetermined value, the command unit estimates the current of the current rotating coordinate system based on the current of the rotating coordinate system obtained before the previous time, and estimates The voltage command value and the phase are calculated based on the current in the rotating coordinate system.

本発明の交流モータの制御装置によれば、位置センサレスで、かつ１シャント抵抗を用いて、適切に交流モータを制御することができる。 According to the control apparatus for an AC motor of the present invention, the AC motor can be appropriately controlled without using a position sensor and using one shunt resistor.

以下、本発明に係る実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
図１は、交流モータおよびそれに関連する構成要素を表わす図である。 Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[First Embodiment]
FIG. 1 is a diagram showing an AC motor and related components.

図１を参照して、三相ＰＷＭ（Ｐulse Width Modulation)インバータ３は、直流電源部２から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の交流出力に変換して、交流モータ４に供給する。より具体的には、三相ＰＷＭインバータ３は、Ｕ相の上アームのスイッチング素子５ｕ、Ｕ相の下アームのスイッチング素子５／ｕ、Ｖ相の上アームのスイッチング素子５ｖ、Ｖ相の下アームのスイッチング素子５／ｖ、Ｗ相の上アームのスイッチング素子５ｗ、Ｗ相の下アームのスイッチング素子５／ｗを備える。スイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗは、逆方向の電流を流すためにダイオードが逆並列接続されている。スイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗは、対応するパルス信号が「Ｈ」レベルのときにオンとなり、対応するパルス信号が「Ｌ」レベルのときにオフとなるものとする。図１の１シャント抵抗６には、直流母線電流Ｉdcが流れる。 Referring to FIG. 1, a three-phase PWM (Pulse Width Modulation) inverter 3 converts a voltage supplied from a DC power supply unit 2 into an AC output having an arbitrary variable voltage and variable frequency, and supplies the AC output to an AC motor 4. To do. More specifically, the three-phase PWM inverter 3 includes a U-phase upper arm switching element 5u, a U-phase lower arm switching element 5 / u, a V-phase upper arm switching element 5v, and a V-phase lower arm. Switching element 5 / v, W-phase upper arm switching element 5w, and W-phase lower arm switching element 5 / w. The switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, and 5 / w are diodes connected in reverse parallel to allow a reverse current to flow. The switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, 5 / w are turned on when the corresponding pulse signal is at “H” level, and are turned off when the corresponding pulse signal is at “L” level. Shall be. A DC bus current Idc flows through the one shunt resistor 6 in FIG.

図２は、本発明の実施形態の交流モータの制御装置の全体構成を表わす図である。
図２を参照して、制御装置１は、電流検出部１０と、三相電流推定部１１と、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２と、指令部１３と、座標変換部（γδ／ＵＶＷ）１４と、ＰＷＭ制御部１５とを備える。 FIG. 2 is a diagram illustrating the overall configuration of an AC motor control apparatus according to an embodiment of the present invention.
Referring to FIG. 2, control device 1 includes current detection unit 10, three-phase current estimation unit 11, coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12, command unit 13, and coordinate conversion unit (γδ / UVW). 14 and a PWM control unit 15.

電流検出部１０は、三相ＰＷＭインバータ３のキャリア周期または半周期ごとに各相のスイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗのスイッチング直前および直後（実際にはデッドタイム、および安定待ち時間を考慮することもある）、つまり２回、１シャント抵抗６に流れる直流母線電流Ｉdcを検出する。 The current detection unit 10 immediately before and immediately after the switching of the switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, 5 / w of each phase every carrier cycle or half cycle of the three-phase PWM inverter 3 (actually The dead time and the stabilization waiting time may be taken into consideration), that is, the DC bus current Idc flowing through the one shunt resistor 6 is detected twice.

三相電流推定部１１は、ＰＷＭ制御部１５が出力するパルス信号Ｕ、／Ｕ、Ｖ、／Ｖ、Ｗ、／Ｗに基づいて、検出した直流母線電流Ｉdcを各相に分配することによって交流モータ４に流れる三相電流、すなわちＵ相の電流Ｉu、Ｖ相の電流Ｉv、Ｗ相の電流Ｉwを推定する。 The three-phase current estimator 11 distributes the detected DC bus current Idc to each phase based on the pulse signals U, / U, V, / V, W, / W output from the PWM controller 15 to generate alternating current. A three-phase current flowing through the motor 4, that is, a U-phase current Iu, a V-phase current Iv, and a W-phase current Iw is estimated.

図３は、三相電流推定の具体例を説明するための図である。
図３を参照して、三相ＰＷＭインバータ３のキャリア半周期内の期間Ａと期間Ｂの２回で直流母線電流Ｉdcが検出される。 FIG. 3 is a diagram for explaining a specific example of three-phase current estimation.
Referring to FIG. 3, DC bus current Idc is detected twice in period A and period B within the carrier half cycle of three-phase PWM inverter 3.

期間Ａでは、Ｕ相の上アームがオンで、Ｖ相の上アームがオンで、Ｗ相の下アームがオンである。したがって、Ｗ相の電流Ｉw（符号は負）は、期間Ａで検出された直流母線電流Ｉdcであると推定される。 In period A, the upper arm of the U phase is on, the upper arm of the V phase is on, and the lower arm of the W phase is on. Accordingly, the W-phase current Iw (sign is negative) is estimated to be the DC bus current Idc detected in the period A.

期間Ｂでは、Ｕ相の上アームがオンで、Ｖ相の下アームがオンで、Ｗ相の下アームがオンである。したがって、Ｕ相の電流Iu（符号は正）は、期間Ｂで検出された直流母線電流Ｉdcであると推定される。 In period B, the upper arm of the U phase is on, the lower arm of the V phase is on, and the lower arm of the W phase is on. Accordingly, the U-phase current Iu (sign is positive) is estimated to be the DC bus current Idc detected in the period B.

また、Ｕ相の電流ＩuとＶ相の電流ＩvとＷ相の電流Ｉwとの和が０となることを利用して、Ｖ相の電流Ｉuも推定される。 Further, the V-phase current Iu is also estimated using the fact that the sum of the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw becomes zero.

座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、三相ＰＷＭインバータ３の位相θに基づいて、三相電流Ｉu、Ｉv、Ｉwを回転座標（γ−δ）系の電流Ｉγ、Ｉδに変換する。ここで、回転座標（γ−δ）系とは、特許文献１に記載されている、γ−δ軸（制御軸）であり、回転磁界の角周波数推定値ω1で回転する直交座標系である。 The coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 converts the three-phase currents Iu, Iv, and Iw into currents Iγ and Iδ in the rotational coordinate (γ-δ) system based on the phase θ of the three-phase PWM inverter 3. Here, the rotating coordinate (γ-δ) system is a γ-δ axis (control axis) described in Patent Document 1, and is an orthogonal coordinate system that rotates at an angular frequency estimated value ω1 of the rotating magnetic field. .

指令部１３は、外部から入力される回転子の角周波数指令値ωm*と、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２から出力された回転座標系の電流Ｉγ、Ｉδとに基づいて、三相ＰＷＭインバータ３の回転座標系の電圧指令値Ｖγ*、Ｖδ*と、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1および位相θを算出する。指令部１３の基本的な処理は、特許文献１に記載されているものと同様である。 The command unit 13 performs three-phase PWM based on the angular frequency command value ωm * of the rotor input from the outside and the currents Iγ and Iδ of the rotary coordinate system output from the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12. The voltage command values Vγ * and Vδ * of the rotating coordinate system of the inverter 3 and the estimated angular frequency value ω1 and the phase θ of the three-phase PWM inverter 3 are calculated. The basic processing of the command unit 13 is the same as that described in Patent Document 1.

図４は、三相電圧指令値と、それに基づいて生成されるパルスを表わす図である。
図４を参照して、曲線２１、２２、２３で表わされる三相電圧指令値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*のうちのいずれか２つの電圧指令値が近い値のときには、それらに基づいて生成されるパルスの立上がりまたは立下がりのタイミングが近くなる。図３の例の場合では、期間Ｂの幅が小さくなってくることに相当する。その結果、各相の電流情報が直流母線に現れる時間が短くなったり、またはなくなったりして、各相の電流を分離することができない。 FIG. 4 is a diagram illustrating a three-phase voltage command value and a pulse generated based on the command value.
Referring to FIG. 4, when any two voltage command values of three-phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw * represented by curves 21, 22, 23 are close to each other, they are generated based on them. The rise or fall timing of the pulse to be applied is close. In the case of the example of FIG. 3, this corresponds to the width of the period B becoming smaller. As a result, the time when the current information of each phase appears on the DC bus is shortened or eliminated, and the current of each phase cannot be separated.

たとえば、図４においては、期間ｎ−１においては、三相電圧指令値のうちのいずれか２つの電圧指令値が近い値ではないので、通常通り、三相電流推定部１１は、三相の電流を推定し、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、三相の電流を回転座標系の電流に変換する。 For example, in FIG. 4, since any two voltage command values of the three-phase voltage command values are not close in the period n−1, the three-phase current estimator 11 is, as usual, The current is estimated, and the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 converts the three-phase current into a current in the rotating coordinate system.

一方、期間ｎにおいて、曲線２１で表わされるＵ相の電圧指令値Ｖu*と、曲線２３で表わされるＷ相の電圧指令値Ｖw*とが近い値であり、各相の電流を推定することができない。そこで、本発明の実施形態では、前回得られたいずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、三相電流推定部１１は、Ｕ相の電流Ｉu、Ｖ相の電流Ｉv、Ｗ相の電流Ｉwを推定せず、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、座標変換を行なわない。そして、指令部１３は、前回得られた電流Ｉγを今回の回転座標系の電流Ｉγであると推定し、前回得られた電流Ｉδを今回の回転座標系の電流Ｉδと推定して、それらに基づいて、三相ＰＷＭインバータ３の回転座標系の電圧指令値Ｖγ*、Ｖδ*と、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1および位相θを算出する。 On the other hand, in the period n, the U-phase voltage command value Vu * represented by the curve 21 and the W-phase voltage command value Vw * represented by the curve 23 are close to each other, and the current of each phase can be estimated. Can not. Therefore, in the embodiment of the present invention, when the difference between any two voltage command values obtained previously is less than a predetermined value, the three-phase current estimation unit 11 performs the U-phase current Iu, the V-phase currents Iv, W The phase current Iw is not estimated, and the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 does not perform coordinate conversion. Then, the command unit 13 estimates that the current Iγ obtained last time is the current Iγ of the current rotating coordinate system, estimates the current Iδ obtained last time as the current Iδ of the current rotating coordinate system, and Based on this, the voltage command values Vγ * and Vδ * of the rotational coordinate system of the three-phase PWM inverter 3 and the estimated angular frequency value ω1 and phase θ of the three-phase PWM inverter 3 are calculated.

再び、図２を参照して、座標変換部（γδ／ＵＶＷ）１４は、三相ＰＷＭインバータ３の位相θに基づいて、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*、Ｖδ*を三相電圧指令値、すなわちＵ相の電圧指令値Ｖu*、Ｖ相の電圧指令値Ｖv*、Ｗ相の電圧指令値Ｖw*に変換する。 Referring to FIG. 2 again, the coordinate conversion unit (γδ / UVW) 14 converts the voltage command values Vγ * and Vδ * of the rotating coordinate system into the three-phase voltage command values based on the phase θ of the three-phase PWM inverter 3. That is, it is converted into a U-phase voltage command value Vu *, a V-phase voltage command value Vv *, and a W-phase voltage command value Vw *.

ＰＷＭ制御部１５は、三相電圧指令値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*をパルス幅変調して、スイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗのスイッチをそれぞれ制御するパルス信号Ｕ、／Ｖ、Ｗ、／Ｗ、Ｖ、／Ｖを出力する。 The PWM control unit 15 performs pulse width modulation on the three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * to control the switches of the switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, and 5 / w, respectively. Output pulse signals U, / V, W, / W, V, / V.

（動作）
図５は、本発明の第１の実施形態の制御装置１の処理手順を表わすフローチャートである。 (Operation)
FIG. 5 is a flowchart showing the processing procedure of the control device 1 according to the first embodiment of the present invention.

図５を参照して、まず、指令部１３は、回転子の角周波数指令値ωm*(n)の入力および設定値の入力を受ける。設定値には、電機子抵抗Ｒ、電機子巻線のインダクタンスＬ、極対数ｎp、界磁の強さＩ0、フィードバックゲインＫγ、フィードバックゲインＫδ、積分ゲインＫr、積分ゲインＫI、フィードバックゲインＫm、１次遅れ系の時定数Ｔmがある（ステップＳ１０１）。 Referring to FIG. 5, first, command unit 13 receives an input of rotor angular frequency command value ωm * (n) and a set value. The set values include armature resistance R, armature winding inductance L, pole pair number np, field strength I0, feedback gain Kγ, feedback gain Kδ, integral gain Kr, integral gain KI, feedback gain Km, There is a time constant Tm of the next delay system (step S101).

次に、電流検出部１０は、三相ＰＷＭインバータ３のキャリア周期または半周期ごとに１シャント抵抗６に流れる直流母線電流Ｉdcを２回検出する（ステップＳ１０２）。 Next, the current detection unit 10 detects the DC bus current Idc flowing through one shunt resistor 6 twice every carrier cycle or half cycle of the three-phase PWM inverter 3 (step S102).

次に、三相電流推定部１１は、前回、つまり（ｎ−１）時点で算出された電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満であるかどうかを調べる。 Next, the three-phase current estimation unit 11 selects any two of the voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) calculated at the previous time, that is, (n−1) time. Check whether the difference between the two voltage command values is less than a predetermined value.

三相電流推定部１１は、前回算出された電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満でないときには（ステップＳ１０３でＮＯ）、検出された２つの直流母線電流Ｉdcと、ＰＷＭ制御部１５が出力するパルス信号Ｕ、／Ｕ、Ｖ、／Ｖ、Ｗ、／Ｗとに基づいて、交流モータ４に流れるＵ相の電流Ｉu(n)、Ｖ相の電流Ｉv(n)、Ｗ相の電流Ｉw(n)を推定する（ステップＳ１０４）。 The three-phase current estimator 11 determines that the difference between any two of the previously calculated voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) is not less than a predetermined value. (NO in step S103), based on the detected two DC bus currents Idc and the pulse signals U, / U, V, / V, W, / W output from the PWM controller 15, the AC motor 4 The flowing U-phase current Iu (n), V-phase current Iv (n), and W-phase current Iw (n) are estimated (step S104).

さらに、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、式（１）にしたがって、前回、つまり（ｎ−１）時点で算出された三相電流Ｉu(n-1)、Ｉv(n-1)、Ｉw(n-1)を回転座標系の電流Ｉγ(n)、Ｉδ(n)に変換する（ステップＳ１０５）。

Further, the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 performs the three-phase currents Iu (n−1), Iv (n−1), calculated at the previous time, that is, (n−1) time, according to the equation (1). Iw (n-1) is converted into currents Iγ (n) and Iδ (n) in the rotating coordinate system (step S105).

一方、三相電流推定部１１は、前回算出された電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには（ステップＳ１０３でＹＥＳ）、Ｕ相の電流Ｉu(n)、Ｖ相の電流Ｉv(n)、Ｗ相の電流Ｉw(n)を推定せず、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、座標変換を行なわない。指令部１３は、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉγ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉγ(n)であると推定し、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉδ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉδ(n)と推定する（ステップＳ１０６）。 On the other hand, the three-phase current estimation unit 11 determines that the difference between any two of the previously calculated voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) is less than a predetermined value. (YES in step S103), the U-phase current Iu (n), the V-phase current Iv (n), and the W-phase current Iw (n) are not estimated, and the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 No coordinate conversion is performed. The command unit 13 estimates that the current Iγ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, the (n−1) time point, is the current Iγ (n) of the rotating coordinate system at the current time, that is, the n time point. The current Iδ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, at the time (n−1) is estimated as the current Iδ (n) of the rotating coordinate system at the current time, that is, the time n (step S106).

次に、指令部１３は、式（２）にしたがって、回転子の角周波数指令値ωm*(n)から三相ＰＷＭインバータ３の角周波数指令値ω1*(n)を算出する（ステップＳ１０７）。
ω1*(n)＝ｎp×ωm*(n) …（２） Next, the command unit 13 calculates the angular frequency command value ω1 * (n) of the three-phase PWM inverter 3 from the angular frequency command value ωm * (n) of the rotor according to the equation (2) (step S107). .
ω1 * (n) = np × ωm * (n) (2)

次に、指令部１３は、ωm*(n)＝０、かつω1*(n)＝０でない場合（ステップＳ１０８でＮＯ）には、式（３）、（４）、（５）、（６）にしたがって、回転座標系の電流指令値Ｉδ*(n)、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)およびＶδ*(n)を算出する（ステップＳ１１１）。
Ｉδ*(n)＝Ｉδ(n)−Ｉ0＋Ｉγ²(n)／（２×Ｉ0） …（３）

ここで、Ｐ＝ｄ／ｄｔである。
Ｖγ*(n)＝Ｒ×Ｉγ(n)＋Ｌ×ω1(n)×Ｉδ(n)＋Ｋγ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)）／ω1(n) …（５）
Ｖδ*(n)＝Ｒ×Ｉδ(n)＋Ｋδ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)) …（６） Next, when ωm * (n) = 0 and ω1 * (n) = 0 are not satisfied (NO in step S108), the command unit 13 determines that the equations (3), (4), (5), (6 ), The current command value Iδ * (n) of the rotating coordinate system, the angular frequency estimated value ω1 (n) of the three-phase PWM inverter 3, the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system. Is calculated (step S111).
Iδ * (n) = Iδ ( n) -I0 + Iγ 2 (n) / (2 × I0) ... (3)

Here, P = d / dt.
Vγ * (n) = R × Iγ (n) + L × ω1 (n) × Iδ (n) + Kγ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) / ω1 (n) (5)
Vδ * (n) = R × Iδ (n) + Kδ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) (6)

一方、指令部１３は、ωm*(n)＝０、かつω1*(n)＝０の場合（ステップＳ１０８でＹＥＳ）には、式（７）、（８）、（９）にしたがって、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)およびＶδ*(n)を算出する（ステップＳ１１４）。 On the other hand, in the case where ωm * (n) = 0 and ω1 * (n) = 0 (YES in step S108), the command unit 13 performs three steps according to the equations (7), (8), and (9). The angular frequency estimated value ω1 (n) of the phase PWM inverter 3 and the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system are calculated (step S114).

Ｖγ*(n)＝０ …（７）
ω1(n)＝０ …（８）
Ｖδ*(n)＝Ｒ×Ｉδ(n)＋Ｋδ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)) …（９） Vγ * (n) = 0 (7)
ω1 (n) = 0 (8)
Vδ * (n) = R × Iδ (n) + Kδ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) (9)

次に、指令部１３は、ω1(n)に基づいて、式（１０）にしたがって、三相ＰＷＭインバータ３の位相θ(n+1)を算出する。位相θ(n+1)は、ステップＳ１１６を実行するとき、および次回のステップＳ１０５を繰返し実行するときに用いられる（ステップＳ１１５）。
θ(n＋１)＝θ(n)＋ω1(n)×Δｔ …（１０）
ここで、Δｔは、離散時間ｎ〜ｎ＋１までの時間幅である。 Next, the command unit 13 calculates the phase θ (n + 1) of the three-phase PWM inverter 3 according to the equation (10) based on ω1 (n). The phase θ (n + 1) is used when step S116 is executed and when the next step S105 is repeatedly executed (step S115).
θ (n + 1) = θ (n) + ω1 (n) × Δt (10)
Here, Δt is a time width from the discrete time n to n + 1.

次に、座標変換部（γδ／ＵＶＷ）１４は、式（１１）にしたがって、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)、Ｖδ*(n)を、次回、つまり（ｎ＋１）時点の三相の電圧指令値、すなわちＵ相の電圧指令値Ｖu*(n+1)、Ｖ相の電圧指令値Ｖv*(n+1)、Ｗ相の電圧指令値Ｖw*(n+1)に変換する（ステップＳ１１６）。

Next, the coordinate conversion unit (γδ / UVW) 14 calculates the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system according to the equation (11) at the next time, that is, at the (n + 1) time point. Phase command voltage value, ie U phase voltage command value Vu * (n + 1), V phase voltage command value Vv * (n + 1), W phase voltage command value Vw * (n + 1) (Step S116).

次に、ＰＷＭ制御部１５は、Ｕ相の電圧指令値Ｖu*(n+1)、Ｖ相の電圧指令値Ｖv*(n+1)、Ｗ相の電圧指令値Ｖw*(n+1)をパルス幅変調して、スイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗのスイッチをそれぞれ制御するパルス信号Ｕ、／Ｖ、Ｗ、／Ｗ、Ｖ、／Ｖを出力する（ステップＳ１１７）。
次に、ｎが１だけインクリメントされる（ステップＳ１１８）。 Next, the PWM control unit 15 includes a U-phase voltage command value Vu * (n + 1), a V-phase voltage command value Vv * (n + 1), and a W-phase voltage command value Vw * (n + 1). Pulse width modulation to output pulse signals U, / V, W, / W, V, / V for controlling the switches of the switching elements 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, 5 / w, respectively. (Step S117).
Next, n is incremented by 1 (step S118).

以上のように、第１の実施形態による交流モータの制御装置によれば、三相電圧指令値のいずれか２つの値が近くて各相の電流が検出できない場合でも、前回得られた回転座標系の電流を今回の回転座標系の電流とみなし、それに基づいて三相電圧指令値および位相を算出するので、位置センサレスで、かつ１シャント抵抗を用いて、適切に交流モータを制御することができる。 As described above, according to the control apparatus for an AC motor according to the first embodiment, even when any two of the three-phase voltage command values are close and current of each phase cannot be detected, the rotation coordinates obtained in the previous time are obtained. Since the current of the system is regarded as the current of the current rotating coordinate system and the three-phase voltage command value and phase are calculated based on the current, the AC motor can be appropriately controlled without a position sensor and using one shunt resistor. it can.

［第２の実施形態］
本発明の第２の実施形態の制御装置１は、指令部１３を除いて、第１の実施形態と同様である。 [Second Embodiment]
The control device 1 of the second embodiment of the present invention is the same as that of the first embodiment except for the command unit 13.

第２の実施形態の指令部１３は、前回得られた三相電圧指令値のうちのいずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、前回得られた電流Ｉγを今回の回転座標系の電流Ｉγであると推定し、前回得られた電流Ｉδを今回の回転座標系の電流Ｉδであると推定し、前回得られた三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n-1)を今回の三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)であると推定して、それら推定した値に基づいて、三相ＰＷＭインバータ３の回転座標系の電圧指令値Ｖγ*、Ｖδ*および三相ＰＷＭインバータ３の位相θを算出する。 When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained last time is less than a predetermined value, the command unit 13 of the second embodiment uses the current Iγ obtained last time as the current rotation coordinates. System current Iγ, the current current Iδ obtained last time is estimated to be current Iδ of the current rotating coordinate system, and the angular frequency estimated value ω1 (n−1) of the three-phase PWM inverter 3 obtained last time is estimated. ) Is estimated to be the angular frequency estimated value ω1 (n) of the current three-phase PWM inverter 3, and based on these estimated values, voltage command values Vγ * and Vδ of the rotational coordinate system of the three-phase PWM inverter 3 are estimated. * And the phase θ of the three-phase PWM inverter 3 are calculated.

（動作）
図６は、本発明の第２の実施形態の制御装置１の処理手順を表わすフローチャートである。 (Operation)
FIG. 6 is a flowchart showing the processing procedure of the control device 1 according to the second embodiment of the present invention.

図６を参照して、まず、指令部１３は、回転子の角周波数指令値ωm*(n)の入力および設定値の入力を受ける。設定値には、電機子抵抗Ｒ、電機子巻線のインダクタンスＬ、極対数ｎp、界磁の強さＩ0、フィードバックゲインＫγ、フィードバックゲインＫδ、積分ゲインＫr、積分ゲインＫI、フィードバックゲインＫm、１次遅れ系の時定数Ｔmがある（ステップＳ１０１）。 Referring to FIG. 6, first, command unit 13 receives an input of a rotor angular frequency command value ωm * (n) and a set value. The set values include armature resistance R, armature winding inductance L, pole pair number np, field strength I0, feedback gain Kγ, feedback gain Kδ, integral gain Kr, integral gain KI, feedback gain Km, There is a time constant Tm of the next delay system (step S101).

次に、電流検出部１０は、三相ＰＷＭインバータ３のキャリア周期または半周期ごとに１シャント抵抗６に流れる直流母線電流Ｉdcを２回を検出する（ステップＳ１０２）。 Next, the current detection unit 10 detects the DC bus current Idc flowing through one shunt resistor 6 twice for each carrier cycle or half cycle of the three-phase PWM inverter 3 (step S102).

一方、三相電流推定部１１は、前回算出された電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには（ステップＳ１０３でＹＥＳ）、Ｕ相の電流Ｉu(n)、Ｖ相の電流Ｉv(n)、Ｗ相の電流Ｉw(n)を推定せず、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、座標変換を行なわない。指令部１３は、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉγ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉγ(n)であると推定し、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉδ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉδ(n)と推定する（ステップＳ１０６）。 On the other hand, the three-phase current estimation unit 11 determines that the difference between any two of the previously calculated voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) is less than a predetermined value. (YES in step S103), the U-phase current Iu (n), the V-phase current Iv (n), and the W-phase current Iw (n) are not estimated, and the coordinate conversion unit (UVW / γδ) 12 No coordinate conversion is performed. The command unit 13 estimates that the current Iγ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, the (n−1) time point, is the current Iγ (n) of the rotating coordinate system at the current time, that is, the n time point. The current Iδ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, (n−1) time is estimated as the current Iδ (n) of the rotating coordinate system at the current time, that is, n time (step S106).

次に、指令部１３は、式（２）にしたがって、回転子の角周波数指令値ωm*から三相ＰＷＭインバータ３の角周波数指令値ω1*(n)を算出する（ステップＳ１０７）。
ω1*(n)＝ｎp×ωm*(n) …（２） Next, the command unit 13 calculates the angular frequency command value ω1 * (n) of the three-phase PWM inverter 3 from the angular frequency command value ωm * of the rotor according to the equation (2) (step S107).
ω1 * (n) = np × ωm * (n) (2)

次に、指令部１３は、ωm*(n)＝０、かつω1*(n)＝０でない場合（ステップＳ１０８でＮＯ）で、かつ、前回の電圧指令値Ｖu*(n-1)、Ｖv*(n-1)、Ｖw*(n-1)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満の場合には（ステップＳ１０９でＹＥＳ）、式（１２）、（１３）、（１４）、（１５）、（１６）にしたがって、回転座標系の電流指令値Ｉδ*(n)、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)およびＶδ*(n)を算出する（ステップＳ１１０）。
Ｉδ*(n)＝Ｉδ(n)-Ｉ0＋Ｉγ²(n)/（2×Ｉ0） …（１２）
ω1(n)＝ω1(n-1) …（１３）
つまり、前回得られた三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n-1)を今回の三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)であると推定される。

Ｖγ*(n)＝Ｒ×Ｉγ(n)＋Ｌ×Ａ×Ｉδ(n)＋Ｋγ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)）／Ａ …（１５）
Ｖδ*(n)＝Ｒ×Ｉδ(n)＋Ｋδ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)) …（１６） Next, the command unit 13 determines that ωm * (n) = 0 and ω1 * (n) = 0 are not satisfied (NO in step S108), and the previous voltage command value Vu * (n−1), Vv. When the difference between any two voltage command values out of * (n-1) and Vw * (n-1) is less than a predetermined value (YES in step S109), equations (12), (13), In accordance with (14), (15), and (16), the current command value Iδ * (n) of the rotating coordinate system, the estimated angular frequency value ω1 (n) of the three-phase PWM inverter 3, and the voltage command value Vγ of the rotating coordinate system * (n) and Vδ * (n) are calculated (step S110).
Iδ * (n) = Iδ ( n) -I0 + Iγ 2 (n) / (2 × I0) ... (12)
ω1 (n) = ω1 (n-1) (13)
That is, the angular frequency estimated value ω1 (n−1) of the three-phase PWM inverter 3 obtained last time is estimated to be the angular frequency estimated value ω1 (n) of the current three-phase PWM inverter 3.

Vγ * (n) = R × Iγ (n) + L × A × Iδ (n) + Kγ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) / A (15)
Vδ * (n) = R × Iδ (n) + Kδ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) (16)

また、指令部１３は、前回の電圧指令値Ｖu*(n-1)、Ｖv*(n-1)、Ｖw*(n-1)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満でない場合には（ステップＳ１０９でＮＯ）、式（３）、（４）、（５）、（６）にしたがって、回転座標系の電流指令値Ｉδ*(n)、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)およびＶδ*(n)を算出する（ステップＳ１１１）。
Ｉδ*(n)＝Ｉδ(n)−Ｉ0＋Ｉγ²(n)／（２×Ｉ0） …（３）

ここで、Ｐ＝ｄ／ｄｔである。
Ｖγ*(n)＝Ｒ×Ｉγ(n)＋Ｌ×ω1(n)×Ｉδ(n)＋Ｋγ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)）／ω1(n) …（５）
Ｖδ*(n)＝Ｒ×Ｉδ(n)＋Ｋδ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)) …（６） The command unit 13 determines that the difference between any two voltage command values of the previous voltage command values Vu * (n-1), Vv * (n-1), and Vw * (n-1) is a predetermined value. If not (NO in step S109), the current command value Iδ * (n) of the rotating coordinate system and the three-phase PWM inverter 3 are set according to the equations (3), (4), (5), (6). The angular frequency estimated value ω1 (n) and the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system are calculated (step S111).
Iδ * (n) = Iδ ( n) -I0 + Iγ 2 (n) / (2 × I0) ... (3)

一方、指令部１３は、ωm*(n)＝０、かつω1*(n)＝０の場合（ステップＳ１０８でＹＥＳ）には、式（７）、（８）、（９）にしたがって、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)およびＶδ*(n)を算出する（ステップＳ１１４）。
Ｖγ*(n)＝０ …（７）
ω1(n)＝０ …（８）
Ｖδ*(n)＝Ｒ×Ｉδ(n)＋Ｋδ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)) …（９） On the other hand, in the case where ωm * (n) = 0 and ω1 * (n) = 0 (YES in step S108), the command unit 13 performs three steps according to the equations (7), (8), and (9). The angular frequency estimated value ω1 (n) of the phase PWM inverter 3 and the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system are calculated (step S114).
Vγ * (n) = 0 (7)
ω1 (n) = 0 (8)
Vδ * (n) = R × Iδ (n) + Kδ × (Iδ * (n) −Iδ (n)) (9)

次に、指令部１３は、ω1(n)に基づいて、式（１０）にしたがって、三相ＰＷＭインバータ３の位相θ(n+1)を算出する。位相θ(n+1)は、ステップＳ１１６を実行するとき、および次回ステップＳ１０５を繰返し実行するときに用いられる（ステップＳ１１５）。
θ(n＋１)＝θ(n)＋ω1(n)×Δｔ …（１０）
ここで、Δｔは、離散時間ｎ〜ｎ＋１までの時間幅である。 Next, the command unit 13 calculates the phase θ (n + 1) of the three-phase PWM inverter 3 according to the equation (10) based on ω1 (n). The phase θ (n + 1) is used when step S116 is executed and when the next step S105 is repeatedly executed (step S115).
θ (n + 1) = θ (n) + ω1 (n) × Δt (10)
Here, Δt is a time width from the discrete time n to n + 1.

次に、、座標変換部（γδ／ＵＶＷ）１４は、式（１１）にしたがって、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)、Ｖδ*(n)を、三相の電圧指令値、すなわちＵ相の電圧指令値Ｖu*(n+1)、Ｖ相の電圧指令値Ｖv*(n+1)、Ｗ相の電圧指令値Ｖw*(n+1)に変換する（ステップＳ１１６）。

Next, the coordinate conversion unit (γδ / UVW) 14 converts the voltage command values Vγ * (n) and Vδ * (n) of the rotating coordinate system into three-phase voltage command values, that is, according to the equation (11). Conversion is made into a U-phase voltage command value Vu * (n + 1), a V-phase voltage command value Vv * (n + 1), and a W-phase voltage command value Vw * (n + 1) (step S116).

以上のように、第２の実施形態による交流モータの制御装置によれば、三相電圧指令値のいずれか２つの値が近くて各相の電流が検出できない場合でも、前回得られた回転座標系の電流を今回の回転座標系の電流とみなし、前回得られた角周波数推定値を今回の角周波数推定値とみなし、それらにに基づいて三相電圧指令値および位相を算出するので、位置センサレスで、かつ１シャント抵抗を用いて、適切に交流モータを制御することができる。 As described above, according to the control apparatus for an AC motor according to the second embodiment, even if any two of the three-phase voltage command values are close and current of each phase cannot be detected, the rotation coordinates obtained last time The current of the system is regarded as the current of the rotating coordinate system, the angular frequency estimated value obtained last time is regarded as the current angular frequency estimated value, and the three-phase voltage command value and phase are calculated based on them, so the position The AC motor can be appropriately controlled without using a sensor and using one shunt resistor.

（変形例）
本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、たとえば以下のような変形例を含む。 (Modification)
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and includes, for example, the following modifications.

（１）平均値の算出
本発明の第１および第２の実施形態では、前回得られた電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉγ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉγ(n)であると推定し、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉδ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉδ(n)であると推定したが、これに限定するものではない。たとえば、前回以前の複数回で得られた回転座標系の電流Ｉγ（ｋ）（ｋは１〜（ｎ−１）の複数個）の平均値を今回の回転座標系の電流Ｉγ(n)であると推定し、前回以前の複数回で得られた回転座標系の電流Ｉδ（ｋ）の平均値を今回転座標系の電流Ｉδ(n)と推定してもよい。 (1) Calculation of Average Value In the first and second embodiments of the present invention, any two of the voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) obtained last time are selected. When the difference between the two voltage command values is less than the predetermined value, the current Iγ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, at the time (n−1) is changed to the current Iγ of the rotating coordinate system at the current time, that is, the time n. (n) is estimated, and the current Iδ (n−1) of the rotating coordinate system obtained at the previous time, that is, at the time (n−1), is the current Iδ (n) of the rotating coordinate system at the current time, that is, the time n. However, the present invention is not limited to this. For example, the average value of the current Iγ (k) (k is a plurality of 1 to (n−1)) of the rotating coordinate system obtained a plurality of times before the previous time is the current Iγ (n) of the current rotating coordinate system. The average value of the current Iδ (k) of the rotating coordinate system obtained a plurality of times before the previous time may be estimated as the current Iδ (n) of the current rotating coordinate system.

また、本発明の第２の実施形態では、前回得られた電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n-1)を今回、つまりｎ時点の三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)であると推定したが、これに限定するものではない。たとえば、前回以前の複数回で得られた三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1（ｋ）（ｋは１〜（ｎ−１）の複数個の平均値を今回の三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)であると推定してもよい。
値としてもよい。 In the second embodiment of the present invention, the difference between any two of the voltage command values Vu * (n), Vv * (n), and Vw * (n) obtained previously is predetermined. When the value is less than the value, the angular frequency estimation value ω1 (n−1) of the three-phase PWM inverter 3 obtained at the previous time, that is, at the time (n−1), is used as the angular frequency estimation value of the three-phase PWM inverter 3 at the current time, that is, n time. Although estimated to be the value ω1 (n), the present invention is not limited to this. For example, the angular frequency estimated value ω 1 (k) (k is 1 to (n−1)) of the three-phase PWM inverter 3 obtained a plurality of times before the previous time is used as the average value of the current three-phase PWM inverter 3. The angular frequency estimated value ω1 (n) may be estimated.
It may be a value.

このような平均値を用いることによって、電流Ｉγ、Ｉδ、角周波数推定値ω1のノイズによって激しく変動しているときにも、今回のＩγ、Ｉδ、角周波数ωの値を適切な値を設定することができる。 By using such average values, the current values of Iγ, Iδ, and angular frequency ω are set to appropriate values even when the currents Iγ, Iδ, and the angular frequency estimated value ω1 are fluctuating violently. be able to.

（２）第２の実施形態のステップＳ１１０
本発明の第２の実施形態のステップＳ１１０では、式（１５）示すように、式（１４）で算出されたＡを用いて回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)を算出したが、これに限定するものではなく、Ａの代わりに角周波数推定値ω1(n-1)を用いて回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)を算出するものとしてもよい。 (2) Step S110 of the second embodiment
In step S110 of the second embodiment of the present invention, the voltage command value Vγ * (n) of the rotating coordinate system is calculated using A calculated by equation (14) as shown in equation (15). The present invention is not limited to this, and the voltage command value Vγ * (n) of the rotating coordinate system may be calculated using the angular frequency estimated value ω1 (n−1) instead of A.

（３）式（１）
本発明の第１および第２の実施形態では、式（１）において、θ(n)を用いているが、これに限定するものではなく、θ(n-1)を用いてもよい。また、式（１１）において、θ(n+1)を用いているが、これに限定するものではなく、θ(n)を用いてもよい。 (3) Formula (1)
In the first and second embodiments of the present invention, θ (n) is used in equation (1), but the present invention is not limited to this, and θ (n−1) may be used. Further, in equation (11), θ (n + 1) is used. However, the present invention is not limited to this, and θ (n) may be used.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

交流モータおよびそれに関連する構成要素を表わす図である。It is a figure showing an AC motor and its related components. 本発明の実施形態の交流モータの制御装置の全体構成を表わす図である。It is a figure showing the whole structure of the control apparatus of the alternating current motor of embodiment of this invention. 三相電流推定の具体例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the specific example of three-phase current estimation. 三相電圧指令値と、それに基づいて生成されるパルスを表わす図である。It is a figure showing a three-phase voltage command value and the pulse produced | generated based on it. 本発明の第１の実施形態の制御装置の処理手順を表わすフローチャートである。It is a flowchart showing the process sequence of the control apparatus of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態の制御装置の処理手順を表わすフローチャートである。It is a flowchart showing the process sequence of the control apparatus of the 2nd Embodiment of this invention.

Explanation of symbols

１制御装置、２直流電源部、３三相ＰＷＭインバータ、４交流モータ、５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗスイッチング素子、６１シャント抵抗、１０電流検出部、１１三相電流推定部、１２座標変換部（ＵＶＷ／γδ）、１３指令部、１４座標変換部（γδ／ＵＶＷ）、１５ＰＷＭ制御部、２１Ｕ相電圧指令値、２２Ｖ相電圧指令値、２３Ｗ相電圧指令値。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Control apparatus, 2 DC power supply part, 3 Three-phase PWM inverter, 4 AC motor, 5u, 5 / u, 5v, 5 / v, 5w, 5 / w Switching element, 6 1 Shunt resistance, 10 Current detection part, 11 Three-phase current estimation unit, 12 coordinate conversion unit (UVW / γδ), 13 command unit, 14 coordinate conversion unit (γδ / UVW), 15 PWM control unit, 21 U-phase voltage command value, 22 V-phase voltage command value, 23 W-phase voltage command value.

Claims

A control device for controlling an AC motor by a pulse width modulation method,
A current detection unit for detecting a DC bus current flowing through one shunt resistor for each predetermined period;
A current estimation unit configured to estimate a three-phase current flowing in the AC motor based on the detected DC bus current and a pulse timing applied to each switching element of the three-phase PWM inverter;
A first converter that calculates a current in a rotating coordinate system based on the three-phase current;
A command unit for calculating a voltage command value and a phase of the rotational coordinate system of the three-phase PWM inverter based on the current of the rotational coordinate system;
A second converter that calculates a three-phase voltage command value based on the voltage command value of the rotating coordinate system;
A PWM control unit that generates a pulse to be applied to each switching element of the three-phase PWM inverter by modulating the pulse width of the three-phase voltage command value;
The first conversion unit and the second conversion unit perform the calculation based on the phase of the three-phase PWM inverter calculated by the command unit,
When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained previously is less than a predetermined value, the command unit performs the current operation based on the current of the rotating coordinate system obtained before the previous time. An AC motor control device that estimates the current of the rotational coordinate system and calculates the voltage command value and the phase based on the current current of the estimated rotational coordinate system.

When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained last time is less than a predetermined value, the command unit obtains the current of the rotary coordinate system obtained last time as the current rotation coordinate system. The control device for an AC motor according to claim 1, wherein the current motor is estimated to be an

When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained last time is less than a predetermined value, the command unit calculates the current of the rotational coordinate system obtained a plurality of times before the previous time. The control apparatus for an AC motor according to claim 1, wherein the average value is estimated to be a current of the current rotating coordinate system.

A control device for controlling an AC motor by a pulse width modulation method,
A current detection unit for detecting a DC bus current flowing through one shunt resistor for each predetermined period;
A current estimation unit configured to estimate a three-phase current flowing in the AC motor based on the detected DC bus current and a pulse timing applied to each switching element of the three-phase PWM inverter;
A first converter that calculates a current in a rotating coordinate system based on the three-phase current;
Based on the current of the rotating coordinate system, a command unit for calculating the voltage command value, angular frequency and phase of the rotating coordinate system of the three-phase PWM inverter;
A second converter that calculates a three-phase voltage command value based on the voltage command value of the rotating coordinate system;
A PWM control unit that generates a pulse to be applied to each switching element of the three-phase PWM inverter by modulating the pulse width of the three-phase voltage command value;
The first conversion unit and the second conversion unit perform the calculation based on the phase of the three-phase PWM inverter calculated by the command unit,
When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained previously is less than a predetermined value, the command unit performs the current operation based on the current of the rotating coordinate system obtained before the previous time. The current of the rotating coordinate system is estimated, and the angular frequency of the current three-phase PWM inverter is estimated based on the angular frequency of the three-phase PWM inverter obtained before the previous time. An AC motor control device that calculates the voltage command value and the phase based on the current and the angular frequency of the current three-phase PWM inverter.

When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained last time is less than a predetermined value, the command unit obtains the current of the rotary coordinate system obtained last time as the current rotation coordinate system. The control device for an AC motor according to claim 4, wherein the current frequency of the three-phase PWM inverter obtained last time is estimated to be the current frequency of the current three-phase PWM inverter.

When the difference between any two voltage command values among the three-phase voltage command values obtained last time is less than a predetermined value, the command unit calculates the current of the rotational coordinate system obtained a plurality of times before the previous time. The average value is estimated to be the current of the current rotating coordinate system, and the average value of the angular frequency of the three-phase PWM inverter obtained a plurality of times before the previous time is estimated to be the angular frequency of the current three-phase PWM inverter. The control device for an AC motor according to claim 4.