JP2007281806A - Frequency synthesizer corresponding to multimode - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は周波数シンセサイザに関し、特に無線基地局等において用いられるマルチモード対応PLL周波数シンセサイザに関するものである。 The present invention relates to a frequency synthesizer, and more particularly to a multimode-compatible PLL frequency synthesizer used in a radio base station or the like.
図5は、異なる性能を要求される複数のフラクショナルN分数分周シンセサイザを時分割で交互に使用するために、周波数シンセサイザを2つ並列接続した従来の構成を示す。1は基準発振器、2a、2bは固定分周器、3a、3bは位相比較器、4a、4bはチャージポンプ、5はLPF(ローパスフィルタ)、6はVCO(電圧制御型発振器)、7a、7bはモジュラスプリスケーラ、8a、8bはプログラマブルカウンタ、9は分数分周制御部、10はVCO制御部であり、各々PLL(1)12およびPLL(2)13を構成している。11は切替スイッチであり、2つのPLLの出力を切替えて出力する。 FIG. 5 shows a conventional configuration in which two frequency synthesizers are connected in parallel in order to alternately use a plurality of fractional-N fractional frequency synthesizers requiring different performances in a time division manner. 1 is a reference oscillator, 2a and 2b are fixed frequency dividers, 3a and 3b are phase comparators, 4a and 4b are charge pumps, 5 is an LPF (low pass filter), 6 is a VCO (voltage controlled oscillator), 7a and 7b Is a modulus prescaler, 8a and 8b are programmable counters, 9 is a fractional frequency division control unit, and 10 is a VCO control unit, which constitute PLL (1) 12 and PLL (2) 13, respectively. Reference numeral 11 denotes a change-over switch that switches between the outputs of the two PLLs.
この周波数シンセサイザについて、以下、その動作と共に更に詳細に説明する。モジュラスプリスケーラ7a、7bおよびプログラマブルカウンタ8a、8bは分数分周制御部9により設定される分周比によって、VCO6の出力信号(fvco)の周波数を分周した信号fdivを出力する。位相比較器3a、3bは、fdivと基準信号(fref)の位相を比較して位相差に応じたパルス信号U、Dをチャージポンプ4a、4bに出力する。チャージポンプ4a、4bは、位相比較器3a、3bから出力されるパルス信号U、Dに基づいて電荷をLPF5に充放電し、それにより、VCO6の制御電圧端子に直流電圧が入力される。制御電圧端子に加わる電圧に応じて周波数が変化するVCO6の出力は、切替スイッチ11に出力されるとともにモジュラスプリスケーラ7a、7bに入力される。切替スイッチ11は、fvco1とfvco2の一方を外部へfvco3として出力する。
This frequency synthesizer will be described in more detail below along with its operation. The
以上のようにこの周波数シンセサイザでは、VCO6、モジュラスプリスケーラ7a、7b、プログラマブルカウンタ8a、8b、位相比較器3a、3b、チャージポンプ4a、4b、およびLPF5がフィードバックループを形成しており、frefとfdivの周波数と位相が一致したところでロック状態になり、VCO6の出力信号は安定する。なおVCO6を半導体チップ上に内蔵しようとすると、その製造バラツキによる特性変動を吸収するためにVCO制御部10が必要となる。このVCO制御部10の回路動作は、特許文献1に記載されているものと同様であり、ここでは説明を省略する。
As described above, in this frequency synthesizer, the
図5において、PLL(1)12とPLL(2)13とは、動作させる周波数帯域はほぼ同じ(fvco1≒fvco2)であるが、位相比較周波数が異なり(fref1>fref2)、それにより各周波数シンセサイザの性能が異なる。以降、各周波数シンセサイザの性能差について言及する。 In FIG. 5, the PLL (1) 12 and the PLL (2) 13 operate in substantially the same frequency band (fvco1≈fvco2), but have different phase comparison frequencies (fref1> fref2), and thereby each frequency synthesizer. Different performance. Hereinafter, the difference in performance between the frequency synthesizers will be described.
一般に位相比較周波数が高いと自然各周波数を高く設定できるため、ロックアップタイムを高速にすることが可能である。次に、PLLループ帯域内の位相雑音は(式1)のように表されるため、位相比較周波数が高いと位相雑音も優れている。すなわち、同一のfvcoでfrefが2倍になると、位相雑音は3dB改善される。 Generally, when the phase comparison frequency is high, each natural frequency can be set high, so that the lockup time can be increased. Next, since the phase noise in the PLL loop band is expressed as (Equation 1), the phase noise is excellent when the phase comparison frequency is high. That is, when fref is doubled with the same fvco, the phase noise is improved by 3 dB.
(位相ノイズ)
=(定数)+20log(fvco/fref)+10log(fref)
=(定数)+20log(fvco)−10log(fref) ・・・(式1)
モジュラスプリスケーラ7a、7bは、図6に示すように、固定分周部14とモジュラス動作部15とに分割される。固定分周部14の分周比が大きくなると、モジュラス動作部15の動作周波数fmodは低くなる。一般に、固定分周部14の分周比を大きくし、モジュラス動作部15の動作周波数fmodを低く設定すると、モジュラスプリスケーラ全体として消費電流の削減が可能となる。
(Phase noise)
= (Constant) + 20 log (fvco / fref) + 10 log (fref)
= (Constant) +20 log (fvco) -10 log (fref) (Equation 1)
The
一方、フラクショナルNを用いた分数分周シンセサイザでは、固定分周部14の分周比を大きくすると、フラクショナルNによって発生するノイズがPLL閉ループ上で顕著になる。同一のfvco、同一のfrefで、固定分周部14の分周比をn倍とした場合、フラクショナルNによって発生するノイズは(式2)で表されるような劣化を生じる。
On the other hand, in the fractional frequency division synthesizer using fractional N, when the frequency division ratio of the
(フラクショナルNノイズ劣化)=20log(n) ・・・(式2)
他方、フラクショナルNによって発生するノイズは、離調周波数をΔf、フラクショナルNの次数をm、位相比較周波数をfrefと表すと、(式3)のように表される。(式3)から、フラクショナルNによって発生するノイズはfref/2の周波数がノイズピークとなることがわかる。
(Fractional N noise degradation) = 20 log (n) (Formula 2)
On the other hand, the noise generated by the fractional N is expressed as (Equation 3), where Δf is the detuning frequency, m is the order of the fractional N, and fref is the phase comparison frequency. (Equation 3) shows that the noise generated by the fractional N has a noise peak at the frequency of fref / 2.
(フラクショナルNノイズ)
=10log((2sin(π・Δf/fref))2(m-1)/fref)+(定数)
・・・(式3)
したがって、位相比較周波数frefを高くしつつ固定分周部14の分周比を大きくすることは、フラクショナルNによって発生するノイズのピーク周波数を高くしてかつ、そのノイズを劣化させることになるため、ノイズがPLL閉ループ上で顕著になる方向であるので好ましくない。したがって、位相比較周波数frefを高く設定したPLL(1)12のモジュラスプリスケーラ7aは、固定分周部14の分周比を小さくせざるを得ないので、位相比較周波数frefを低く設定したPLL(2)13のモジュラスプリスケーラ7bと比較して消費電流が大きい構成となる。もちろん、PLL(1)12の固定分周器2a、位相比較器3a、チャージポンプ4a、分数分周制御部9も、位相比較周波数が高くなるのに応じて、PLL(2)13と比較して消費電流が多くなる。
(Fractional N noise)
= 10 log ((2 sin (π · Δf / fref)) 2 (m−1) / fref) + (constant)
... (Formula 3)
Therefore, increasing the frequency division ratio of the
以上を総括すると、PLL(1)12とPLL(2)13の周波数シンセサイザの性能は、PLL(2)13を基準として(表1)のように表される。 To summarize the above, the performance of the frequency synthesizer of the PLL (1) 12 and the PLL (2) 13 is expressed as shown in (Table 1) with the PLL (2) 13 as a reference.
このように異なる性能を要求される複数のフラクショナルN分数分周シンセサイザを、時分割で交互に使用する場合において、それぞれのモードのシンセサイザを全性能(位相ノイズ、ロックアップタイム、消費電流)において最適に設計することは可能であるが、チップ面積が肥大化するという課題がある。 When multiple fractional-N fractional frequency synthesizers that require different performances are used alternately in time division, the synthesizer of each mode is optimal in all performance (phase noise, lock-up time, current consumption) However, there is a problem that the chip area is enlarged.
他の従来例として、異なる性能を要求される複数の分数分周シンセサイザのうち、最も性能が高いもの1つのみを使用する方法もある。これを図7に示す。 As another conventional example, there is a method of using only one having the highest performance among a plurality of fractional frequency synthesizers that require different performance. This is shown in FIG.
図7の構成の場合、図5のPLL(1)12のみでマルチモード対応周波数シンセサイザを実現する。この場合、各モードにおいて要求される無線性能(位相ノイズ、ロックアップタイム)は実現できるが、全モードにおいて消費電流が多くなるという課題がある。
周波数シンセサイザにおいて、消費電力の低減およびチップ面積の削減は重要課題である。異なる性能を要求される複数のフラクショナルN分数分周シンセサイザを時分割で交互に使用する場合において、従来の構成では、チップ面積の肥大化、もしくは全モードにおいて消費電流が多くなるという課題があった。 In a frequency synthesizer, reduction of power consumption and reduction of chip area are important issues. When multiple fractional-N fractional frequency synthesizers that require different performances are used alternately in a time-division manner, the conventional configuration has a problem that the chip area is enlarged or the current consumption increases in all modes. .
本発明は、上記従来の課題を解決し、全モードにおける消費電流の最適化を行いながら、チップ面積の肥大化を抑制したマルチモード対応周波数シンセサイザを提供することを目的とする。 An object of the present invention is to solve the above-described conventional problems and to provide a multimode-compatible frequency synthesizer that suppresses an increase in chip area while optimizing current consumption in all modes.
本発明のマルチモード対応周波数シンセサイザは、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号を分周する可変分周器と、前記可変分周器より得られた信号と基準信号とを位相比較して位相差信号を出力する位相比較器と、前記位相比較器の出力信号に基づき充放電出力が制御されるチャージポンプと、前記チャージポンプの出力信号を平均化して前記電圧制御発振器に前記制御電圧として供給するローパスフィルタとを備え、前記可変分周器は、複数の分周比を設定できるモジュラスプリスケーラと、前記モジュラスプリスケーラの出力をカウントするプログラマブルカウンタとを有し、前記プログラマブルカウンタのカウント値に基づき前記モジュラスプリスケーラの分周比が制御され、分数分周制御部から前記分周比が設定されるように構成される。 The multimode-compatible frequency synthesizer of the present invention includes a voltage controlled oscillator that oscillates at a frequency according to a control voltage applied to a frequency control voltage terminal, a variable frequency divider that divides an output signal of the voltage controlled oscillator, A phase comparator that outputs a phase difference signal by phase comparison of a signal obtained from a variable frequency divider and a reference signal, a charge pump whose charge / discharge output is controlled based on an output signal of the phase comparator, A low-pass filter that averages an output signal of a charge pump and supplies the voltage controlled oscillator as the control voltage, and the variable frequency divider has a modulus prescaler capable of setting a plurality of division ratios, and an output of the modulus prescaler A programmable counter that counts the modulus prescale based on the count value of the programmable counter. Dividing ratio of La is controlled, configured such that the dividing ratio from fractional frequency division control unit is set.
上記課題を解決するために、本発明のマルチモード対応周波数シンセサイザは、構成の異なる前記モジュラスプリスケーラを複数有し、前記電圧制御発振器の同じ出力周波数に対して前記モジュラスプリスケーラを切替えて使い分けることにより、位相比較周波数の異なる周波数シンセサイザが構成されることを特徴とする。 In order to solve the above problems, the multimode-compatible frequency synthesizer of the present invention has a plurality of the modulus prescalers having different configurations, and switches and uses the modulus prescaler for the same output frequency of the voltage controlled oscillator. A frequency synthesizer having different phase comparison frequencies is configured.
上記構成のマルチモード対応周波数シンセサイザによれば、異なる性能を要求される複数のフラクショナルN分数分周シンセサイザを時分割で交互に使用する場合において、全モードにおける消費電流の最適化を行いながらチップ面積の肥大化を抑制することが可能である。 According to the multimode frequency synthesizer having the above configuration, when a plurality of fractional N fractional frequency synthesizers requiring different performances are alternately used in a time division manner, the chip area is optimized while optimizing the current consumption in all modes. Can be suppressed.
上記構成の周波数シンセサイザにおいて、前記複数のモジュラスプリスケーラのうち、非選択となる前記モジュラスプリスケーラへの電源供給を遮断することが好ましい。 In the frequency synthesizer configured as described above, it is preferable that power supply to the non-selected modulus prescaler among the plurality of modulus prescalers is cut off.
また、前記チャージポンプの入出力電流もしくは前記ローパスフィルタの定数を、前記モジュラスプリスケーラと同時に切替えて使用することにより、各位相比較周波数の異なる周波数シンセサイザにおいてシンセサイザの閉ループ伝達関数を任意に制御可能であることが好ましい。 Further, by switching the input / output current of the charge pump or the constant of the low-pass filter simultaneously with the modulus prescaler, the closed-loop transfer function of the synthesizer can be arbitrarily controlled in frequency synthesizers having different phase comparison frequencies. It is preferable.
また、前記電圧制御発振器の入力電圧を一時記憶およびチャージすることが可能な電圧記憶保持部を有し、特定周波数へのロックアップタイムを短縮することが可能であることが好ましい。 Further, it is preferable that a voltage storage holding unit capable of temporarily storing and charging the input voltage of the voltage controlled oscillator is provided, and the lockup time to a specific frequency can be shortened.
また、前記電圧制御発振器の製造バラツキを吸収するためのVCO制御部と、前記VCO制御部の制御状態を一時記憶および前記VCO制御部へ与えることが可能な制御状態保持部を有し、特定周波数へのロックアップタイムを短縮することが可能であることが好ましい。 And a VCO control unit for absorbing manufacturing variations of the voltage-controlled oscillator, and a control state holding unit capable of temporarily storing the control state of the VCO control unit and giving the control state to the VCO control unit. It is preferable to be able to shorten the lock-up time.
上記いずれかの構成の周波数シンセサイザを備えた移動無線機を構成することができる。 A mobile radio apparatus including the frequency synthesizer having any of the above configurations can be configured.
また、上記いずれかの構成の周波数シンセサイザを備えた無線基地局装置を構成することができる。 In addition, a radio base station apparatus including the frequency synthesizer having any of the above configurations can be configured.
以下、本発明の実施の形態におけるマルチモード対応周波数シンセサイザについて、図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, a multimode-compatible frequency synthesizer according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1におけるマルチモード対応周波数シンセサイザの構成を示すブロック図である。本実施の形態の周波数シンセサイザは、図7に示した従来例の周波数シンセサイザにおけるモジュラスプリスケーラ7aの構成を改良したものである。その他の構成要素のうち、図7の周波数シンセサイザと同一の構成要素には同一の符号を付して説明の重複を省略する。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a multimode-compatible frequency synthesizer according to
本実施の形態の周波数シンセサイザを構成するモジュラスプリスケーラ7cは、図5に示した従来例におけるPLL(1)12とPLL(2)13にそれぞれ含まれるモジュラスプリスケーラ7a、7bを兼ね備える。すなわち、モジュラスプリスケーラ7aを構成する固定分周部14aとモジュラス動作部15a、およびモジュラスプリスケーラ7bを構成する固定分周部14bとモジュラス動作部15bがそれぞれ設けられている。モジュラスプリスケーラ7a、7bの入出力に切替スイッチ16、17が挿入され、シンセサイザ切替信号18によりいづれか一方を選択する構成となっている。
The
また、シンセサイザ切替信号18は固定分周器2cにも供給され、それに応じて固定分周器2cがその分周比を変更することにより、位相比較周波数frefの切替も可能である。さらに、このシンセサイザ切替信号18はチャージポンプ4c、もしくはLPF5cにも供給され、それに応じてチャージポンプ4cの入出力電流、もしくはLPF5cの定数の切替えも可能である。さらに、図示しないが、モジュラスプリスケーラ7a、7bのうち、非選択となる方への電源供給を遮断する構成を有する。
The
チャージポンプ4c、LPF5cの伝達関数をそれぞれKd、F(s)、VCO6の制御感度をKoと置くと、シンセサイザの閉ループ伝達関数H(s)は(式4)で表される。VCO6の発振周波数fvco、位相比較周波数fref、VCO6の制御感度Koが既に定められている場合、チャージポンプ4cおよびLPF5cの伝達関数Kd、F(s)を制御することにより、シンセサイザの閉ループ伝達関数H(s)を任意に設定することができる。
When the transfer functions of the
H(s)
=Kd×F(s)×Ko/(s+Kd×F(s)×Ko×fref/fvco)
・・・(式4)
このような切替機能を有する構成により、図5の従来例と比較して、同一性能でチップ面積を少なく設計できる。また、図7の従来例と比較して、若干チップ面積が増える一方で、各モードごとの消費電流を最適設計することが可能となる。
H (s)
= Kd * F (s) * Ko / (s + Kd * F (s) * Ko * fref / fvco)
... (Formula 4)
With such a configuration having a switching function, the chip area can be designed with the same performance as compared with the conventional example of FIG. Further, compared with the conventional example of FIG. 7, the chip area is slightly increased, while the current consumption for each mode can be optimally designed.
以上のように、本実施の形態によれば、異なる性能を要求される複数のフラクショナルN分数分周シンセサイザを、時分割で交互に使用する場合において、それぞれのモードのシンセサイザを全性能(位相ノイズ、ロックアップタイム、消費電流)およびチップ面積において最適に設計することが可能となる。 As described above, according to the present embodiment, when a plurality of fractional N fractional frequency division synthesizers that require different performances are used alternately in a time division manner, the synthesizers of the respective modes are set to the full performance (phase noise). , Lock-up time, current consumption) and chip area can be optimally designed.
(実施の形態2)
図2は、本発明の実施の形態2におけるマルチモード対応周波数シンセサイザの構成を示すブロック図である。本実施の形態の周波数シンセサイザは、図1に示した周波数シンセサイザと比較すると、新たな構成として、電圧記憶保持部19、およびVCO制御部10の制御状態を保持する制御状態保持部20が設けられていることが特徴である。
(Embodiment 2)
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the multimode-compatible frequency synthesizer according to the second embodiment of the present invention. Compared with the frequency synthesizer shown in FIG. 1, the frequency synthesizer of the present embodiment is provided with a voltage
電圧記憶保持部19は図3に示すように、A/D変換器21、デジタル値保持部22、D/A変換器23、および切替スイッチ24から構成される。この電圧記憶保持部19では、電圧記憶時には入出力部の電圧を切替スイッチ24を通してA/D変換器21でデジタル値に変換し、デジタル値保持部22で記憶保持する。電圧チャージ時には、デジタル値保持部22で記憶保持されたデジタル値をD/A変換器23でアナログ値に変換し、切替スイッチ24を通して入出力部へ出力する。なお電圧記憶保持部19が動作していない期間は、切替スイッチ24は入出力部がハイインピータンスとなるように動作する。
As shown in FIG. 3, the voltage
以下、図4を参照して、図2の構成の周波数シンセサイザの回路動作について、図1の構成の周波数シンセサイザの回路動作との相違を説明する。なお、図1または図2におけるモジュラスプリスケーラ7a、および7bが使用されるときの周波数シンセサイザの回路動作をそれぞれ、PLL(1)、およびPLL(2)と称して説明する。
In the following, the circuit operation of the frequency synthesizer having the configuration of FIG. 2 will be described with reference to FIG. 4 with respect to the circuit operation of the frequency synthesizer having the configuration of FIG. The circuit operation of the frequency synthesizer when the
図4(a)は、(表1)に記載の性能に基づき周波数シンセサイザがPLL(2)→PLL(1)→PLL(2)と連続切替動作する場合における、図1の構成の周波数シンセサイザの回路動作を示す。時刻T1〜T5はPLL(2)の回路立上げ、VCO選択調整動作、周波数引き込み、送信/受信、回路立ち下げの一連の動作を示す。この場合において、VCO6の出力周波数はfvco(F1)で、VCO6の入力制御電圧はV1である。時刻T6〜T10、時刻T11〜T15においても同様の動作過程となる。ここで、時刻T0〜T5および時刻T11〜T15においては、同一周波数シンセサイザPLL(2)の構成であり、同一周波数で動作する。
FIG. 4A shows the frequency synthesizer having the configuration shown in FIG. 1 when the frequency synthesizer performs continuous switching operation from PLL (2) → PLL (1) → PLL (2) based on the performance described in (Table 1). The circuit operation is shown. Times T1 to T5 indicate a series of operations of PLL (2) circuit startup, VCO selection adjustment operation, frequency pull-in, transmission / reception, and circuit shutdown. In this case, the output frequency of the
図4(b)は同様に、図2の構成の周波数シンセサイザの回路動作を示す。図1の構成の周波数シンセサイザの回路動作との相違について説明する。時刻T11〜T15において、VCO6の出力周波数はfvco(F1)で、VCO6の入力制御電圧はV1付近となることは、時刻T13以前に予見可能である。時刻T3においてシンセサイザPLL(2)の周波数引き込みが完了した時点で、VCO6の入力制御電圧を電圧記憶保持部19に記憶させる。前後してVCO制御部10の制御状態を制御状態保持部20に記憶させる。
FIG. 4B similarly shows the circuit operation of the frequency synthesizer configured as shown in FIG. Differences from the circuit operation of the frequency synthesizer configured as shown in FIG. 1 will be described. It can be predicted before time T13 that the output frequency of
時刻T6〜T10で別構成の周波数シンセサイザPLL(1)が動作している間は、電圧記憶保持部19および制御状態保持部20はその値を保持したまま、VCO6の入力制御電圧およびVCO制御部10の制御状態に影響を与えないように切り離す。時刻T12において、VCO6の出力周波数がfvco(F1)に設定されたことを確認して、電圧記憶保持部19はVCO6の入力制御電圧をV1に設定し、制御状態保持部20は記憶状態をVCO制御部10に設定する。
While the frequency synthesizer PLL (1) of another configuration is operating from time T6 to T10, the voltage
以上のように動作させることにより、図4(a)における時刻T12のVCO選択調整動作、および時刻T13の周波数引き込みに要していた時間を大幅に短縮することが可能となる。 By operating as described above, the time required for the VCO selection adjustment operation at time T12 and the frequency pull-in at time T13 in FIG. 4A can be significantly reduced.
本発明のマルチモード対応周波数シンセサイザによれば、異なる性能を要求される複数のフラクショナルN分数分周シンセサイザを時分割で交互に使用する場合において、全モードにおける消費電流の最適化を行いながらチップ面積の肥大化を抑制することができ、無線基地局等において用いられる応周波数シンセサイザとして有用である。 According to the multimode-compatible frequency synthesizer of the present invention, when a plurality of fractional N fractional frequency synthesizers that require different performances are used alternately in a time division manner, the chip area is optimized while optimizing the current consumption in all modes. This is useful as a variable frequency synthesizer used in a radio base station or the like.
1 基準発振器
2a、2b、2c 固定分周器
3a、3b、3c 位相比較器
4a、4b、4c チャージポンプ
5a、5b、5c LPF(ローパスフィルタ)
6 VCO(電圧制御型発振器)
7a、7b、7c モジュラスプリスケーラ
8a、8b プログラマブルカウンタ
9 分数分周制御部
10 VCO制御部
11 切替スイッチ
12 PLL(1)
13 PLL(2)
14、14a、14b 固定分周部
15、15a、15b モジュラス動作部
16、17 切替スイッチ
18 シンセサイザ切替信号
19 電圧記憶保持部
20 制御状態保持部
21 A/D変換器
22 デジタル値保持部
23 D/A変換器
24 切替スイッチ
1
6 VCO (Voltage Controlled Oscillator)
7a, 7b,
13 PLL (2)
14, 14a, 14b Fixed
Claims (7)
前記電圧制御発振器の出力信号を分周する可変分周器と、
前記可変分周器より得られた信号と基準信号とを位相比較して位相差信号を出力する位相比較器と、
前記位相比較器の出力信号に基づき充放電出力が制御されるチャージポンプと、
前記チャージポンプの出力信号を平均化して前記電圧制御発振器に前記制御電圧として供給するローパスフィルタとを備え、
前記可変分周器は、複数の分周比を設定できるモジュラスプリスケーラと、前記モジュラスプリスケーラの出力をカウントするプログラマブルカウンタとを有し、前記プログラマブルカウンタのカウント値に基づき前記モジュラスプリスケーラの分周比が制御され、分数分周制御部から前記分周比が設定されるように構成された周波数シンセサイザにおいて、
構成の異なる前記モジュラスプリスケーラを複数有し、前記電圧制御発振器の同じ出力周波数に対して前記モジュラスプリスケーラを切替えて使い分けることにより、位相比較周波数の異なる周波数シンセサイザが構成されることを特徴とするマルチモード対応周波数シンセサイザ。 A voltage controlled oscillator that oscillates at a frequency according to a control voltage applied to the frequency control voltage terminal;
A variable frequency divider for dividing the output signal of the voltage controlled oscillator;
A phase comparator that outputs a phase difference signal by comparing the phase of the signal obtained from the variable frequency divider and a reference signal;
A charge pump whose charge / discharge output is controlled based on an output signal of the phase comparator;
A low-pass filter that averages the output signal of the charge pump and supplies the voltage-controlled oscillator as the control voltage;
The variable frequency divider includes a modulus prescaler that can set a plurality of division ratios, and a programmable counter that counts the output of the modulus prescaler, and the division ratio of the modulus prescaler is based on the count value of the programmable counter. In a frequency synthesizer that is controlled and configured to set the frequency division ratio from a fractional frequency division control unit,
A multi-mode comprising a plurality of the modulus prescalers having different configurations, and a frequency synthesizer having a different phase comparison frequency is configured by switching and using the modulus prescaler for the same output frequency of the voltage controlled oscillator. Compatible frequency synthesizer.
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JP2006104471A Withdrawn JP2007281806A (en) | 2006-04-05 | 2006-04-05 | Frequency synthesizer corresponding to multimode |
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-
2006
- 2006-04-05 JP JP2006104471A patent/JP2007281806A/en not_active Withdrawn
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