JP2007281662A - Signal processor and am broadcast receiver equipped with it - Google Patents
Signal processor and am broadcast receiver equipped with it Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007281662A JP2007281662A JP2006102933A JP2006102933A JP2007281662A JP 2007281662 A JP2007281662 A JP 2007281662A JP 2006102933 A JP2006102933 A JP 2006102933A JP 2006102933 A JP2006102933 A JP 2006102933A JP 2007281662 A JP2007281662 A JP 2007281662A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- noise
- delay buffer
- delay
- buffer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
Description
本発明は信号処理技術、具体的には入力信号からノイズを除去する技術に関する。 The present invention relates to a signal processing technique, specifically to a technique for removing noise from an input signal.
ラジオ放送の受信、たとえば車載AM(Amplitude Modulation:振幅変調)受信機でAM放送を受信する場合、自動車のエンジンから発生するイグニッションノイズに加え、車両の電動ミラーやワイパーなどの影響でもノイズが発生することがある。これらのノイズは、時間幅が短く振幅が大きいパルス状のノイズ(以下単にノイズという)であり、受信信号に重畳されると、聴感上望ましくない影響を与えてしまう。この問題を解決するために、さまざまな技術が提案されている。 When receiving radio broadcasts, for example, when receiving AM broadcasts with an on-vehicle AM (Amplitude Modulation) receiver, noise is generated due to the influence of an electric mirror or wiper of the vehicle in addition to ignition noise generated from the engine of the automobile. Sometimes. These noises are pulse-like noises (hereinafter simply referred to as noises) having a short time width and a large amplitude, and when they are superimposed on a received signal, they have an undesirable effect on hearing. Various techniques have been proposed to solve this problem.
例えば、特許文献1、特許文献2には、AM検波前において中間周波数信号(以下IF信号という)からノイズを検出して除去する技術が開示されており、特許文献3、非特許文献1には、AM検波後の音声信号からノイズを検出して除去する技術が開示されている。非特許文献1には、ミキサ出力の段階においてノイズを検出して除去する技術も開示されている。
For example,
特許文献1には、ダブルコンバージョン方式のAMラジオ放送の受信回路において、IF信号からノイズを検出した際に、所定幅のゲート信号を発生させ、このゲート信号の区間において、検出されたノイズの直前のIF信号をホールドする技術が開示されている。
In
特許文献2には、ノイズの有無に応じて入力信号と予測信号を切り替えて出力することによってノイズ除去を図る技術が開示されている。具体的には、ノイズが検出されていないときには、入力信号を出力するとともに、入力信号を遅延するための信号保管メモリに入力信号を一定時間保管する。ノイズが検出されたときには、信号保管メモリに保管された、入力信号を遅延させた信号(以下保管信号という)の波形から予測信号を形成し、この予測信号を出力する。保管信号は入力信号を遅延させた信号であるため、ノイズが検出されたタイミングではノイズを含んでいない。すなわち、ノイズ発生区間の入力信号は、信号保管メモリに記憶されたノイズ発生前の信号から形成された予測信号によって置き換えられ、ノイズが除去される。 Patent Document 2 discloses a technique for removing noise by switching and outputting an input signal and a prediction signal according to the presence or absence of noise. Specifically, when no noise is detected, the input signal is output and the input signal is stored in a signal storage memory for delaying the input signal for a certain period of time. When noise is detected, a prediction signal is formed from the waveform of a signal (hereinafter referred to as a storage signal) obtained by delaying the input signal stored in the signal storage memory, and this prediction signal is output. Since the storage signal is a signal obtained by delaying the input signal, it does not include noise at the timing when the noise is detected. That is, the input signal in the noise generation period is replaced with the prediction signal formed from the signal before the noise generation stored in the signal storage memory, and the noise is removed.
特許文献3には、ノイズの有無に応じて入力信号と合成信号を切り替えて出力することによってノイズ除去を図る技術が開示されている。この技術も、入力信号(ここでは検波後の音声信号)を出力するとともに、入力信号を遅延させた信号を保管する。ノイズが検出された際には、保管された、ノイズ発生前の信号を合成信号として用いてノイズ区間の信号を置き換える。 Patent Document 3 discloses a technique for removing noise by switching and outputting an input signal and a synthesized signal in accordance with the presence or absence of noise. This technique also outputs an input signal (here, a sound signal after detection) and stores a signal obtained by delaying the input signal. When noise is detected, the stored signal before noise generation is used as a composite signal to replace the signal in the noise section.
また、非特許文献1には、2つのノイズ除去技術が開示されている。1つは、ミキサ出力の段階においてノイズを除去する技術である。この技術によれば、ミキサ出力からノイズが検出された際に、ゲート処理、すなわちゲート信号を発生させ、ゲート信号区間において、ノイズの直前の信号をホールドする処理または0挿入による信号削除処理を行う。もう1つは、AM検波により得られた音声信号に対して、ノイズが検出された際にゲート処理を行う技術である。ここでは、ゲート処理の区間において直線補間によってノイズを除去する。
しかし、ノイズ区間を単純にノイズ信号前の信号レベルでホールドする処理、または0挿入による信号の削除を行った場合、ホールドまたは0挿入された部分は、前後の信号との接続点に不連続性が発生し、結果として聞き手に違和感を与えてしまうことが生じうる。 However, when the process of simply holding the noise interval at the signal level before the noise signal or the signal deletion by zero insertion is performed, the hold or zero insertion part is discontinuous at the connection point with the preceding and following signals. May occur, resulting in discomfort to the listener.
特に、AM放送受信信号から目的局帯域の信号(以下目的局信号という)を抽出する処理の前にこのようにノイズを除去すると、ノイズ除去が行われた信号から目的局信号を抽出する際に、上述した不連続性が生じた部分が広がってしまい、最後に検波によって得られた音声信号の可聴帯域にノイズとして出力される場合がある。 In particular, when noise is removed before the process of extracting a signal in the target station band (hereinafter referred to as a target station signal) from the AM broadcast reception signal, the target station signal is extracted from the noise-removed signal. In some cases, the above-mentioned discontinuity portion spreads and is finally output as noise in the audible band of the audio signal obtained by detection.
ミキサ出力においてゲート処理することのメリットは、信号帯域が広い段階で処理を行うのでゲートの区間が数μsecと非常に短時間で済む点にあり、ゲート動作音が聴感上問題になることがほとんどないことにある。しかし、信号帯域が広い故に小信号のノイズを検出することが難しく、検波後の音声信号に対するゲート処理と併用する必要がある。 The advantage of gate processing at the mixer output is that processing is performed at a stage where the signal band is wide, so that the gate section can be as short as a few μsec, and the gate operation sound is almost a problem for hearing. There is nothing. However, since the signal band is wide, it is difficult to detect small-signal noise, and it is necessary to use it together with gate processing for the detected audio signal.
ノイズが含まれたIF信号を検波して得た音声信号には、ノイズの区間が長くなり、直線補間などの手法によりノイズを除去すると、上述した信号の不連続性がさらに顕著になる。 An audio signal obtained by detecting an IF signal including noise has a long noise interval, and the above-described signal discontinuity becomes more prominent when noise is removed by a technique such as linear interpolation.
本発明の解決課題は、以上のように、入力信号に含まれるノイズを除去することに起因する信号の不連続性の発生を軽減することである。 As described above, the problem to be solved by the present invention is to reduce the occurrence of signal discontinuity due to the removal of noise included in an input signal.
本発明の一つの態様は信号処理装置である。この信号処理装置は、AM放送信号を含むIF信号となる入力信号からノイズを検出するノイズ検出部と、入力信号を所定の時間蓄積して遅延信号を得る遅延バッファと、入力信号と前記遅延信号とを受け、ノイズ検出部においてノイズが検出されない場合は入力信号を出力し、ノイズが検出された場合は入力信号を遅延信号に置き換えて出力する出力部とを備える。遅延バッファは、出力部により出力された信号における、置換えが行われた部位とその前後の部位の接続点において位相が連続するように定められた所定の時間の分入力信号を蓄積する。 One aspect of the present invention is a signal processing apparatus. The signal processing apparatus includes a noise detection unit that detects noise from an input signal that is an IF signal including an AM broadcast signal, a delay buffer that accumulates the input signal for a predetermined time to obtain a delay signal, the input signal, and the delay signal And an output unit that outputs an input signal when noise is not detected by the noise detection unit, and outputs the input signal by replacing the input signal with a delay signal when noise is detected. The delay buffer accumulates the input signal for a predetermined time determined so that the phase is continuous at the connection point between the replaced part and the front and rear parts of the signal output from the output unit.
本発明にかかる信号処理装置によれば、入力信号に含まれるノイズを除去することに起因する信号の不連続性を軽減することができる。 According to the signal processing device of the present invention, it is possible to reduce signal discontinuity caused by removing noise included in an input signal.
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。まず、第1の実施の形態について説明する。
図1は、本実施の形態にかかるAM放送受信機100の構成を示す。AM放送受信機100は、AD変換器10、広帯域信号抽出部20、タイミング調整用バッファ30、遅延バッファ40、切替部50、目的局抽出部60、検波部70、ノイズ検出部80、ゲート信号作成部90を有する。
Hereinafter, specific embodiments to which the present invention is applied will be described in detail with reference to the drawings. First, the first embodiment will be described.
FIG. 1 shows a configuration of an
AD変換器10は、図示しないアンテナから受信した、AM放送信号を含む中間周波数信号(IF信号)をデジタル変換してデジタルIF信号A1を得る。広帯域信号抽出部20は、デジタルIF信号A1から、目的局の帯域およびその周辺帯域を含む範囲内の信号を抽出して広帯域信号A2を得て、タイミング調整用バッファ30とノイズ検出部80に出力する。
The
タイミング調整用バッファ30の詳細については後述するが、タイミング調整用バッファ30は、広帯域信号A2を遅延させて得たタイミング調整後信号A3を切替部50と遅延バッファ40に出力する。遅延バッファ40は、タイミング調整後信号A3を蓄積して一時保管するものである。遅延バッファ40がタイミング調整後信号A3、つまり受信信号を蓄積する時間を本明細書では、以下バッファのサイズともいう。これらの詳細については後述する。
Although details of the
ノイズ検出部80は、広帯域信号A2からノイズを検出し、ノイズの発生を示しうるノイズ検出部出力A8をゲート信号作成部90に出力する。
The
ゲート信号作成部90は、ノイズ検出部出力A8に基づき、ノイズの発生に応じてゲート信号A9を作成して切替部50に出力する。
Based on the noise detection unit output A8, the gate signal generation unit 90 generates a gate signal A9 according to the occurrence of noise and outputs the gate signal A9 to the
すなわち、ゲート信号作成部90がノイズ検出部80からのノイズ検出出力A8を受けた場合、切替部50は、ゲート信号A9を受けて、遅延バッファ50からの出力が目的局抽出部60に出力されるように切替えを行う。
That is, when the gate signal creation unit 90 receives the noise detection output A8 from the
つまり、切替部50は、通常状態、すなわちノイズが検出されていない状態においては、タイミング調整後信号A3を出力する一方、ノイズが検出された際においては、タイミング調整後信号A3を、遅延バッファ40に蓄積された遅延信号に置き換えて出力する。なお、この置換えは、ゲート信号A9を受けて行われる。
That is, the
さらに、切替部50は、ゲート信号A9を受けた後、遅延バッファ40の信号蓄積時間経過後には、自ら出力を通常状態に戻すよう切り替える機能を有している。具体的には、たとえばタイマを備え、タイマにより所定時間経過後の切替管理を行うことができる。このため、遅延バッファの信号蓄積分の遅延信号が目的局抽出部60に出力される。これによって、タイミング調整後信号A3中のノイズが除去され、ノイズ除去後信号A5が得られる。ここで、ゲート信号作成部90と切替部50は、出力部95として機能する。
Furthermore, after receiving the gate signal A9, the
目的局抽出部60は、ノイズ除去後信号A5から所望する目的局の帯域信号(以下目的局信号という)A6を抽出する。検波部70は、目的局信号A6に対して検波を行い、音声信号A7を得る。なお、この音声信号A7はさらに図示しないスピーカなどに出力され、聞き手に供される。
The target
以上のように図1で説明した第1の実施の形態は、本発明をAM放送受信機に適用し、受信信号に含まれたノイズを除去しながら音声信号を得るものである。本実施の形態にかかるAM放送受信機は、ノイズが検出された時点からの受信信号を、遅延バッファに保管された、ノイズ検出直前の信号に置き換えることによってノイズを除去する。遅延バッファが受信信号を蓄積する時間は、ノイズの幅(以下単にノイズ幅という)に対応している。すなわち、遅延バッファに蓄積された信号(遅延信号)の長さがノイズ幅に応じた値、具体的には除去しようとするノイズの幅のうちの最大ノイズ幅とほぼ同じかそれより大きい値になっている。なお、この大きさの程度については後述する。この置換えによって、受信信号におけるノイズの部分は、ノイズが含まれない遅延信号になり、ノイズが除去される。さらに、遅延バッファが受信信号を蓄積する時間は、置換えが行われた後の信号の波形において、置き換えた部分とその前後の信号の接続部分において位相が連続するように定められている。こうすることによって、ノイズを除去するための置換えに起因する位相の不連続を解消することができる。なお、遅延バッファが受信信号を蓄積する時間は、入力信号を遅延させる時間と同じであるため、以下の説明において、この「蓄積する時間」と「遅延させる時間」とを同じ意味で用いる。 As described above, the first embodiment described with reference to FIG. 1 applies the present invention to an AM broadcast receiver and obtains an audio signal while removing noise contained in the received signal. The AM broadcast receiver according to the present embodiment removes noise by replacing the received signal from when noise is detected with the signal stored in the delay buffer and immediately before noise detection. The time for which the delay buffer accumulates the received signal corresponds to the noise width (hereinafter simply referred to as noise width). That is, the length of the signal (delayed signal) accumulated in the delay buffer is a value corresponding to the noise width, specifically, a value that is approximately equal to or greater than the maximum noise width of the noise width to be removed. It has become. The degree of this size will be described later. By this replacement, the noise portion in the received signal becomes a delayed signal that does not include noise, and the noise is removed. Further, the time for which the delay buffer accumulates the received signal is determined such that the phase of the signal waveform after replacement is continuous in the replaced portion and the connection portion of the signal before and after the replaced portion. By doing so, it is possible to eliminate the phase discontinuity caused by the replacement for removing the noise. Since the time for which the delay buffer accumulates the received signal is the same as the time for delaying the input signal, the “accumulation time” and the “delay time” are used in the same meaning in the following description.
続いて、AM放送受信機100の各構成の詳細について説明する。
Next, details of each component of the
図2は、広帯域信号抽出部20を説明するための図である。広帯域信号抽出部20は、たとえば広帯域抽出フィルタであり、図中例示のように、それによって、広帯域抽出範囲内の信号、すなわち目的局の帯域(450KHz)の信号、および目的局の帯域の周辺の信号がデジタルIF信号A1から抽出され、目的局以外の他局の帯域の信号(非目的局信号)が排除される。
FIG. 2 is a diagram for explaining the broadband
タイミング調整用バッファ30は、広帯域信号A2を所定の時間遅延させ、後に切替部50により、確実にノイズ部分を置き換えることを保証するためのものである。ここで、まず、ノイズの除去を担う遅延バッファ40、ノイズ検出部80、ゲート信号作成部90、切替部50について説明する。
The
遅延バッファ40は、タイミング調整後信号A3を所定の時間遅延させる。この所定の時間は、遅延バッファ40のサイズに対応する。本実施の形態において、遅延バッファが受信信号を蓄積できる時間は重要であるので、以下にその概念をまず説明する。
The
遅延バッファが受信信号を蓄積できる時間は、受信信号のビット数、遅延バッファの容量、構造と関係する。ここでそれらの関係について説明する。 The time that the delay buffer can store the received signal is related to the number of bits of the received signal, the capacity of the delay buffer, and the structure. Here, the relationship between them will be described.
図9は、本発明の第1の実施形態に用いられる遅延バッファの例を示す。この遅延バッファは複数段のフリップ・フロップのブロック(以下単にブロックともいう)から構成され、1ブロックは、さらに複数のフリップ・フロップから構成される。図中1マスは1つのフリップ・フロップを示し、1行は1ブロックを示す。なお、列数は、ブロックの段数となる。 FIG. 9 shows an example of a delay buffer used in the first embodiment of the present invention. This delay buffer is composed of a plurality of flip-flop blocks (hereinafter also simply referred to as blocks), and one block is further composed of a plurality of flip-flops. In the figure, one square represents one flip-flop, and one row represents one block. The number of columns is the number of block stages.
1つのフリップ・フロップは1ビットを保持するので、遅延バッファの1ブロックに含まれるフリップ・フロップの数は、受信信号のビット数(またはビット幅)に対応する。本実施の形態はAM放送機であるので、受信信号のビット数は後に行われる検波処理に必要な語長と同じであり、図示の例では21ビットである。なお、遅延バッファの1ブロックに含まれるフリップ・フロップの数を、バッファのビット幅ともいう。 Since one flip-flop holds 1 bit, the number of flip-flops included in one block of the delay buffer corresponds to the number of bits (or bit width) of the received signal. Since the present embodiment is an AM broadcaster, the number of bits of the received signal is the same as the word length necessary for the detection processing performed later, and is 21 bits in the illustrated example. Note that the number of flip-flops included in one block of the delay buffer is also referred to as the bit width of the buffer.
図9に示す遅延バッファは、リングバッファとして使用され、図中矢印Aに示される順序で各段が順次循環使用される。すなわち、受信信号は遅延バッファの一段目(図示の例では最上段)から蓄積されていき、最後の段(図示の例では最下段)まで受信信号が蓄積されたら、後の受信信号を蓄積するために、バッファのFIFO(First In First Out:先入れ先出し)性によって、一段目から蓄積中の信号が捨てられる。 The delay buffer shown in FIG. 9 is used as a ring buffer, and each stage is cyclically used in the order indicated by the arrow A in the figure. That is, the received signal is accumulated from the first stage (the uppermost stage in the illustrated example) of the delay buffer, and when the received signal is accumulated up to the last stage (the lowest stage in the illustrated example), the subsequent received signal is accumulated. Therefore, the accumulated signal is discarded from the first stage due to the FIFO (First In First Out) property of the buffer.
本発明の第1の実施の形態の遅延バッファが受信信号を蓄積できる時間、すわなち受信信号を遅延させることができる時間は、下記の式(1)から算出することができる。
蓄積時間=段数×サンプリング時間=段数/サンプリング周波数 (1)
ここで、サンプリング周波数は、受信信号をデジタル変換する際のサンプリング周波数を意味する。従って、サンプリング周波数が一定の場合には、遅延バッファの段数に比例して遅延バッファの受信信号の蓄積時間が増加することが分かる。
The time during which the delay buffer according to the first embodiment of the present invention can accumulate the received signal, that is, the time during which the received signal can be delayed can be calculated from the following equation (1).
Accumulation time = number of stages x sampling time = number of stages / sampling frequency (1)
Here, the sampling frequency means a sampling frequency when digitally converting the received signal. Therefore, it can be seen that when the sampling frequency is constant, the accumulation time of the received signal in the delay buffer increases in proportion to the number of stages of the delay buffer.
たとえば、サンプリング周波数、ビット幅がそれぞれ3.8MHzと21ビットである受信信号を80μsec遅延させるために、ビット幅が21ビットである遅延バッファの必要な段数Xは上記の式(1)を用いて求めると以下のように、304段となり、遅延バッファに必要な容量は6384ビットとなる。
80×10−6=X/(3.8×106)
X=(80×10−6)×(3.8×106)=304
For example, in order to delay a received signal having a sampling frequency and a bit width of 3.8 MHz and 21 bits, respectively, by 80 μsec, the necessary number of stages X of a delay buffer having a bit width of 21 bits is calculated using the above equation (1). As a result, 304 stages are obtained as follows, and the capacity required for the delay buffer is 6384 bits.
80 × 10 −6 = X / (3.8 × 10 6 )
X = (80 × 10 −6 ) × (3.8 × 10 6 ) = 304
このように、遅延バッファが受信信号を蓄積する時間は、受信信号のサンプリング周波数、受信信号のビット数、遅延バッファのビット幅、段数によって決められる。なお、この時間は、受信信号のサンプリング周波数およびビット数、バッファのビット幅が一定である場合には、フリップ・フロップのブロックの段数と1対1の関係で対応する。 Thus, the time for which the delay buffer accumulates the received signal is determined by the sampling frequency of the received signal, the number of bits of the received signal, the bit width of the delay buffer, and the number of stages. This time corresponds to the number of flip-flop blocks in a one-to-one relationship when the sampling frequency and number of bits of the received signal and the bit width of the buffer are constant.
以上に述べたように、遅延バッファ40は、タイミング調整後信号A3を所定の時間遅延させる。この所定の時間は、遅延バッファ40のサイズに対応する。本実施の形態において、遅延バッファ40のサイズは、下記2つの条件を満たすように定められている。
As described above, the
条件1:遅延バッファのサイズは、ノイズの幅に応じた値を有する。
ここで、「ノイズの幅に応じた値」とは、除去しようとするノイズを置き換えることが可能な幅に相当する値を意味し、除去しようとする最大のノイズ幅の近傍の値とすることができる。本実施の形態においては、除去しようとしている最大のノイズ幅と同等かそれより大きいこととする。具体例については後述する。
Condition 1: The size of the delay buffer has a value corresponding to the noise width.
Here, the “value according to the noise width” means a value corresponding to a width that can replace the noise to be removed, and is a value in the vicinity of the maximum noise width to be removed. Can do. In the present embodiment, it is assumed that it is equal to or larger than the maximum noise width to be removed. Specific examples will be described later.
遅延バッファ40のサイズは、下記の式(2)により表すことができる。
遅延バッファのサイズ(受信信号蓄積時間)
=入力信号の周期数/入力信号の周波数 (2)
入力信号は、遅延バッファ40に入力された信号を意味し、ここではタイミング調整後信号A3となる。「入力信号の周期数」は、遅延バッファ40が最大に蓄積できる、入力信号の周期数である。なお、入力信号の周波数が固定である場合において、入力信号の周期数は、遅延バッファ40のサイズと1対1の関係にある。
The size of the
Delay buffer size (received signal accumulation time)
= Number of input signal cycles / input signal frequency (2)
The input signal means a signal input to the
条件2:式(3)の演算結果がほぼ整数となることを満たす式中「入力信号の周期数」に対応する。
(サンプリング周波数/入力信号の周波数)×入力信号の周期数 (3)
「サンプリング周波数」は、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する際のサンプリング周波数であり、ここでは、AD変換器10が用いたサンプリング周波数に該当する。
Condition 2: Corresponds to “number of periods of input signal” in the expression satisfying that the calculation result of Expression (3) is almost an integer.
(Sampling frequency / input signal frequency) × number of input signal cycles (3)
The “sampling frequency” is a sampling frequency when the input signal is converted from an analog signal to a digital signal, and corresponds to the sampling frequency used by the
ここで、式(3)の計算結果がほぼ整数となることを満たす入力信号の周期数について以下に述べる。「ほぼ整数となることを満たす」ことについては、式(3)の計算結果の小数点第2位を四捨五入した場合に小数点第1位の値が0になる場合が最も望ましい。この場合は、すなわち、小数点以下の値が、0.05未満か0.95以上の場合である。これらの場合には、ノイズ除去による置換えを行っても不連続による問題が生じず、位相が連続するということを十分満足する。 Here, the number of periods of the input signal that satisfies that the calculation result of Expression (3) is almost an integer will be described below. As for “satisfying that it is almost an integer”, it is most preferable that the value of the first decimal place becomes 0 when the second decimal place of the calculation result of Expression (3) is rounded off. In this case, that is, the value after the decimal point is less than 0.05 or 0.95 or more. In these cases, even if replacement by noise removal is performed, the problem of discontinuity does not occur, and it is fully satisfied that the phase is continuous.
なお、これらを外れても、その程度によっては、問題が生じない場合がある。例えば、小数点以下の値が、0.1未満か0.9以上のときであっても復調出力信号の品質のうち、S/Nが30dB以上、歪が1%以下などの品質目標値を満足する場合もあり、そういった場合にはこれらの値もほぼ整数として捉えることができる。 In addition, even if it remove | deviates from these, depending on the grade, a problem may not arise. For example, even if the value after the decimal point is less than 0.1 or 0.9 or more, the quality of the demodulated output signal satisfies quality target values such as S / N of 30 dB or more and distortion of 1% or less. In such cases, these values can be regarded as almost integers.
一般的に、デジタルのIF信号におけるパルスノイズの幅は、目的局信号の抽出がなされる前の段階において、100μsec以下であることが経験上知られている。 In general, it is known from experience that the width of pulse noise in a digital IF signal is 100 μsec or less before the target station signal is extracted.
デジタルのIF信号の周波数は、一般的にAM復調器、ここでは検波部70で使用される周波数であり、通常450KHzまたは455KHzが用いられる。
The frequency of the digital IF signal is generally a frequency used in the AM demodulator, here, the
また、サンプリング周波数は、デジタルのIF信号を十分に再現できるようにするため、少なくともIF信号の2倍、望ましくは4倍以上の値が用いられる。 The sampling frequency is a value at least twice as high as that of the IF signal, preferably at least 4 times, so that the digital IF signal can be sufficiently reproduced.
本実施の形態において、例として、サンプリング周波数は3.8MHzであり、タイミング調整後信号A3の周波数は450KHzである。幅が最大80μsecのノイズを除去しようとする場合、遅延バッファ40の、ノイズ幅に応じたサイズは、80μsec近傍の、望ましくは80μsec以上の信号を蓄積するサイズとなる。式(2)にしたがって、80μsecに応じた入力信号の周期数Yは、下記のように36として算出できる。
80×10−6=Y/(450×103)
Y=(80×10−6)×(450×103)
In the present embodiment, as an example, the sampling frequency is 3.8 MHz, and the frequency of the timing-adjusted signal A3 is 450 KHz. When removing noise having a maximum width of 80 μsec, the size of the
80 × 10 −6 = Y / (450 × 10 3 )
Y = (80 × 10 −6 ) × (450 × 10 3 )
次に式(3)の演算結果がほぼ整数となる各「入力信号の周期数」のうち、ノイズ幅に応じた値として、36が得られる。 Next, among each “number of periods of the input signal” in which the calculation result of the expression (3) is almost an integer, 36 is obtained as a value corresponding to the noise width.
例えば入力信号の周期数が36の場合には、具体的には、
(3.8×106/(450×103))×36=304 と演算結果が、整数304となることが分かる。
For example, when the number of periods of the input signal is 36, specifically,
It can be seen that (3.8 × 10 6 / (450 × 10 3 )) × 36 = 304 and the calculation result is an integer 304.
これにより、遅延バッファ40のサイズは、450KHzの信号を36周期分蓄積可能なサイズに定められる。たとえば、遅延バッファ40のビット幅が入力信号のビット幅と等しい場合において、段数により遅延バッファ40のサイズを表せば、304段となる。
Thereby, the size of the
遅延バッファ40は、このようにして36周期分のタイミング調整後信号A3を蓄積して一時保管する。
なお、式(3)から36を得たと述べたが、式(3)を用いてその演算結果が整数になるような入力信号の周波数は、例えば18、45、72などもシミュレーションから得られる。しかし、18を選択しようとすると式(2)から遅延バッファのサイズ(受信信号蓄積時間)は、40μsecとなり、ノイズ幅より大幅に小さくなるので、条件1を満たさない。また、72の場合は、160μsecとなり、幅が80μsecのノイズも除去することができるが、式(1)から分かるように、遅延バッファの段数が多くなり、すなわち、ハードウェア資源をより多く必要とするという点で好ましくない。
The
In addition, although it was stated that 36 was obtained from Expression (3), the frequency of the input signal such that the calculation result becomes an integer using Expression (3) can be obtained from simulation, for example, 18, 45, 72, and the like. However, if 18 is selected, the size of the delay buffer (reception signal accumulation time) is 40 μsec from Expression (2), which is significantly smaller than the noise width, so
なお、45は、式(2)からバッファのサイズは、100μsecとなり、80μsecより大きく、冗長度は高くなるが、実施の形態として選択できる値である。 Note that 45 is a value that can be selected as an embodiment, although the size of the buffer is 100 μsec, which is larger than 80 μsec and the redundancy is high, from Equation (2).
また、仮に最大90μsecの幅のノイズを除去したいという場合、式(2)から計算上は入力信号の周期数は40.5という値になる。従って周期数は41を採用する必要があるが、この場合、式(3)での計算結果は、346.2となり、ほぼ整数という条件を満さない。 Also, if it is desired to remove noise having a maximum width of 90 μsec, the number of cycles of the input signal is calculated to be 40.5 from the equation (2). Therefore, it is necessary to adopt 41 as the number of periods. In this case, the calculation result in Expression (3) is 346.2, which does not satisfy the condition of an integer.
周期数を42、43、・・・と上げていくと、周期数45で式(3)の計算結果が380と整数になる。
この380という値は、式(2)からノイズ幅100μsecに対応するものであり、条件1でいう遅延バッファのサイズは、除去しようとしている最大のノイズ幅と同等かそれより大きいことも満たすので、結論としてはこの値が望ましいとなる。
When the number of periods is increased to 42, 43,..., The calculation result of Expression (3) becomes an integer of 380 with a period number of 45.
This value of 380 corresponds to a noise width of 100 μsec from equation (2), and the size of the delay buffer in
ノイズ検出部80は、広帯域信号A2に対してノイズ検出し、ノイズの発生を示しうるノイズ検出部出力A8をゲート信号作成部90に出力する。ゲート信号作成部90は、ノイズ検出部出力A8に基づいて、所定の区間のゲート信号A9を作成して切替部50に出力する。ここで、ゲート信号A9の幅は、遅延バッファ40のサイズに等しく、遅延バッファ40に蓄積された36周期分のタイミング調整後信号A3の幅すなわち80μsecとなる。
The
切替部50は、通常状態において、タイミング調整後信号A3を目的局抽出部60に出力する。ゲート信号A9を受信した場合、ゲート信号に応答してタイミング調整後信号A3の代わりに、遅延バッファ40内の遅延信号を目的局抽出部60に出力する。遅延バッファ40内に蓄積された遅延信号は、ノイズの直前の信号であるため、ノイズが含まれていない。これによって、タイミング調整後信号A3に含まれるノイズは、除去されることになる。以下、切替部50から出力される信号を、ノイズ除去後信号A5という。
The switching
なお、前述のように、切替部50は、ゲート信号A9を受けてから所定時間、つまり、遅延バッファにより受信信号を蓄積する時間が経過したら、遅延信号に切り替えてタイミング調整後信号A3を目的局抽出部60に出力する。以下、説明上の便宜のため、切替部50がゲート信号A9を受けてから遅延信号を出力している間の区間を、ゲート処理区間ともいうこととする。
Note that, as described above, the switching
このように、遅延バッファ40のサイズを、上記2つの条件を満たす値に定め、ノイズが検出された際に遅延バッファ40に蓄積した遅延信号を用いてタイミング調整後信号A3に含まれるノイズ部分の信号を置き換えて出力することによって、確実にノイズを除去することができるとともに、ノイズ除去後信号A5において、置き換えられた部分とその前後の部分の接続点において、置換に起因する位相の不連続を軽減することができる。
Thus, the size of the
なお、切替部50は、受信信号のビット数のビットの信号が切替できるようになっており、具体的には図示しないスイッチング素子をこのビット数に対応した数備えるなど、周知の手段で構成される。また、前述のように図示しないタイマなども備え、自ら通常状態に復帰する機能を有する。
Note that the switching
なお、タイマを、切替部50の代わりにゲート信号作成部90に設けるようにし、所定の時間経過後に、通常状態に復帰させる信号をゲート信号作成部90から切替部50に送信するようにしてもよい。
A timer may be provided in the gate signal creation unit 90 instead of the switching
タイミング調整用バッファ30の説明に戻る。
まず、図3を参照して、タイミング調整用バッファ30がない場合について考える。この場合、遅延バッファ40、切替部50、ノイズ検出部80に送信される信号は、同じく広帯域信号A2であり、互いに時間上のずれがない。しかし、ノイズ検出部80は、広帯域信号A2に対してノイズを検出するのには、多少時間を必要とする。そのため、図3に示すように、ノイズ検出部80によりノイズが検出されたタイミングは、広帯域信号A2に実際にノイズが発生したタイミングより少し後になる。ゲート信号A9は、ノイズ検出部80によりノイズが検出された際に作成されるので、その開始タイミングも、広帯域信号A2に実際にノイズが発生したタイミングより少し後になる。すなわち、ゲート信号A9が作成された際に、広帯域信号A2におけるノイズの部分は既に切替部50によって目的局抽出部60に出力されている。切替部50は、ゲート信号A9に応答して、出力を遅延バッファ40内の遅延信号に切り換えても、ノイズが除去されない。さらに、この場合において、遅延信号には、既に出力されたノイズの部分も含まれている可能性が大きく、置換えによって、ノイズをかえって増やしてしまうという恐れがある。
Returning to the description of the
First, a case where there is no
そこで、本実施の形態のAM放送受信機100において、ノイズ検出部80には、広帯域信号A2をそのまま出力する一方、タイミング調整用バッファ30を用いて広帯域信号A2を所定の時間遅延させてから遅延バッファ40と切替部50に出力する。ここで、この所定の時間は、ノイズ検出部80によりノイズを検出したタイミングと、広帯域信号A2に実際にノイズが発生したタイミングとの差分とすることができる。図4に示すように、この場合においても同じように、ノイズ検出部80によりノイズが検出されたタイミングないしゲート信号が生成されたタイミングは、広帯域信号A2に実際にノイズが発生したタイミングより少し後になる。しかし、切替部50と遅延バッファ40に出力される信号は、タイミング調整用バッファ30が広帯域信号A2を遅延させた信号であるので、置換えは、タイミング調整後信号A3におけるノイズ部分に対して行われる。これによってノイズを確実に除去することができる。
Therefore, in the
目的局抽出部60は、ノイズ除去後信号A5から目的局信号A6を抽出するものであり、それにより抽出する帯域の範囲が数KHzであり、広帯域信号抽出部20により抽出する帯域の範囲より狭い。
The target
検波部70は、目的局信号A6に対してAM検波を行い、音声信号A7を得る。
図5(d)は、図1に示すAM放送受信機100により得られた音声信号A7の波形を示す。また、図5(a)は、同じIF信号に対してノイズ除去をしない場合に得られた音声信号を示す。図5(c)と図5(d)は、従来用いられているノイズ除去手法でノイズを除去した場合に得られた音声信号を示す。図5(c)は、検波前において、目的局信号の抽出を行う前に、0挿入によってノイズ除去を行った場合に得られた音声信号を示し、図5(d)は、検波後の音声信号に対して直線補間によってノイズ除去を行った場合に得られた音声信号を示す。
The
FIG. 5D shows the waveform of the audio signal A7 obtained by the
図5(b)の場合について考える。検波前において、目的局信号を抽出する前に0挿入によってノイズを除去した場合、0挿入した部分がその前後の信号との接続部に、不連続性が生じる。この不連続性が位相の不連続性と振幅の不連続性がある。この方法によってノイズを除去した後のIF信号を、目的局抽出フィルタなどを通して目的局信号を得る際に、目的局抽出フィルタが抽出する帯域の範囲が狭いため、0挿入によって生じた不連続性のある部分の間隔が広がってしまう。図5(b)に示すように、このような目的局信号に対してさらに検波を行った結果として、不連続性のある部分が可聴帯域にノイズとして現れうる。 Consider the case of FIG. If noise is removed by inserting 0 before extracting the target station signal before detection, discontinuity occurs at the connection between the portion where 0 is inserted and the signal before and after that. This discontinuity includes a phase discontinuity and an amplitude discontinuity. When obtaining the target station signal through the target station extraction filter or the like after the noise is removed by this method, the band range extracted by the target station extraction filter is narrow. The interval of a certain part will spread. As shown in FIG. 5B, as a result of further detecting such a target station signal, a discontinuous portion can appear as noise in the audible band.
図5(c)の場合について考える。検波後の音声信号に対して直線補間を行ってノイズ除去を行う場合、ノイズの幅が数百μsecに至ってしまう場合があるため、その部分を直線補間すると、音声信号は、図5(c)に示すように歪が残り、聞き手に違和感を与えてしまう。たとえば、検波後の信号における幅が500μsecであるノイズを直線補間によって除去すると、音声帯域のうち2KHz以上の信号成分は直線補間によって削除され、ノイズ区間のみ音声情報の一部が欠落してしまう。 Consider the case of FIG. When noise is removed by performing linear interpolation on the audio signal after detection, the width of the noise may reach several hundred μsec. Therefore, if the portion is linearly interpolated, the audio signal is shown in FIG. As shown in Fig. 2, distortion remains and the listener feels uncomfortable. For example, when noise having a width of 500 μsec in a signal after detection is removed by linear interpolation, a signal component of 2 kHz or higher in the audio band is deleted by linear interpolation, and a part of audio information is lost only in the noise section.
それらに対して、AM放送受信機100は、検波前に比較的に狭い区間のノイズを除去し、検波後の音声信号における広いノイズ区間の補間を避けることによって、ノイズ区間の音声情報の欠落を軽減している。
On the other hand, the
また、AM放送受信機100において、遅延バッファ40のサイズとして、上記式(3)の計算結果がほぼ整数であることを満たす値が用いられるので、ノイズ除去後信号A5において、置き換えられた部分とその前後の部分間の位相の不連続が抑制されている。また、ノイズの直前の信号を置換に用いるので、置き換えられた部分とその前後の部分間の振幅の不連続性も抑制している。このように、位相と振幅の両方の不連続性を抑制しながらノイズを除去しているので、置き換えられた部分とその前後の部分間の不連続性を最小に抑えることができる。そのため、ノイズ除去後信号A5を目的局抽出フィルタなどを通しても、検波後の音声信号にノイズが生じる可能性が小さくなる。仮にノイズが生じたとしても、違和感を与えない程度の小さなノイズで済む。
Further, in the
さらに、AM放送受信機100は、ノイズを除去する前に、デジタルIF信号A1に対して、広帯域信号抽出部20により、目的局および目的局周辺の帯域を含む信号を抽出する。抽出した広帯域信号A2に対してノイズの除去を行っている。この抽出によって、デジタルIF信号A1に非目的局信号が含まれたとしても、ノイズ除去の効果を良くすることができる。
Furthermore, before removing noise, the
図6は、AM放送受信機100において、広帯域信号抽出部20による抽出を行わない場合の処理結果を示す。遅延バッファ40のサイズは、目的局信号の周波数を基準に定められているので、遅延バッファ40と切替部50に入力される信号の中に非目的局信号が混在していると、図6(a)および図6(b)に示すように、遅延バッファ40に蓄積された遅延信号を用いたノイズ除去の後の信号には、位相の不連続が生じる。この信号に対して目的局信号の抽出を行うと、図6(c)に示すように、目的局信号において、位相の不連続がある部分が広がってしまう。そして、図6(c)に示すような目的局信号に対してAM検波を行って得た音声信号は、図6(d)に示すように、位相の不連続がある部分において波形が乱れ、聞き手に違和感を与えるものとなる。
FIG. 6 shows a processing result in the case where the
これに対して、広帯域信号抽出部20による抽出を行った場合には、この問題が軽減される。図7は、この場合の結果を示している。遅延バッファ40と切替部50に入力される信号の中に非目的局信号が混在していないので、図7(a)および図7(b)に示すように、ノイズ除去後信号A5には、位相の不連続が抑制されている。この信号から目的局信号A6を抽出し、抽出した目的局信号A6に対して検波を行った結果、音声信号A7は、図7(d)に示すように、聞き手に違和感を与えるほどの乱れがない。
On the other hand, when the extraction by the broadband
図8は、本発明の第2の実施の形態にかかるAM放送受信機200の構成を示す。このAM放送受信機200も、AM放送受信機100と同じように、受信信号に含まれたパルスノイズ(以下単にノイズという)を除去しながら音声信号を得るものであり、AD変換器110、広帯域信号抽出部120、タイミング調整用バッファ130、遅延バッファ140、第1の切替部152、第2の切替部154、目的局抽出部160、検波部170、ノイズ検出部180、ゲート信号作成部190を有する。なお、AM放送受信機200におけるAD変換器110、広帯域信号抽出部120、タイミング調整用バッファ130、目的局抽出部160、検波部170、ノイズ検出部180は、AM放送受信機100におけるAD変換器10、広帯域信号抽出部20、タイミング調整用バッファ30、目的局抽出部60、検波部70とそれぞれ同じであるため、ここで、遅延バッファ140、第1の切替部152、第2の切替部154、ゲート信号作成部190についてのみ説明する。
FIG. 8 shows the configuration of an
第1の切替部152は、通常の状態においては、タイミング調整用バッファ130と遅延バッファ140とを接続し、この状態において、タイミング調整用バッファ130からのタイミング調整後信号は、第2の切替部154と遅延バッファ140に出力される。
In the normal state, the
第2の切替部154は、通常の状態において、タイミング調整用バッファ130と目的局抽出部160とを接続し、この状態において、タイミング調整用バッファ130からのタイミング調整後信号は、目的局抽出部160に出力される。
The
なお、第2の実施の形態において、ゲート信号作成部190と、第1の切替部152と、第2の切替部154とは、出力部195を構成する。
また、第2の実施の形態においても、第1の切替部152、第2の切替部154のハードウェアにおける構成は、第1の実施の形態の切替部50と同様に周知の手段で構成できるので、それらについての詳細な説明は割愛する。
In the second embodiment, the gate
Also in the second embodiment, the hardware configuration of the
本実施の形態のAM放送受信機200において、遅延バッファ140のサイズは、下記の2つの条件を満たすように定められている。
In the
条件1:ノイズの幅に応じた値のMの1(M:2以上の整数)を有する。
条件2:式(4)の演算結果がほぼ整数となることを満たす式中「入力信号の周期数」に対応する。
ここで、「ほぼ整数となることを満たす」ことは、第1の実施の形態の説明において述べた内容と同じである。
(サンプリング周波数/入力信号の周波数)×入力信号の周期数 (4)
なお、この式(4)は、上記式(3)と同じであり、入力信号は、タイミング調整用バッファ130から出力されたタイミング調整後信号である。
ここで、サンプリング周波数、入力信号の周波数、ノイズ幅については、AM放送受信機100を説明する際に用いられた例を適用し、それぞれ3.8MHz、450KHz、80μsecとする。
Condition 1: M of 1 (M: an integer of 2 or more) having a value corresponding to the noise width.
Condition 2: Corresponds to “number of periods of input signal” in the expression satisfying that the calculation result of Expression (4) is almost an integer.
Here, “satisfying being almost an integer” is the same as the content described in the description of the first embodiment.
(Sampling frequency / input signal frequency) × number of input signal cycles (4)
The equation (4) is the same as the above equation (3), and the input signal is a signal after timing adjustment output from the
Here, the sampling frequency, the frequency of the input signal, and the noise width are set to 3.8 MHz, 450 KHz, and 80 μsec, respectively, by applying the example used when explaining the
式(3)を満たす入力信号の周期数は、9、18、27、36、・・・などがあり、このうち、それぞれに対応するバッファのサイズは、20μsec、40μsec、60μsec、80μsec、・・・である。この中で、上記条件1を満たすサイズは、20μsec(M:4)、40μsec(M:2)がある。ここで例としてMの値を4にし、遅延バッファ140のサイズが20μsecに定められたとする。
The number of periods of the input signal satisfying the expression (3) is 9, 18, 27, 36,..., And the size of the buffer corresponding to each of them is 20 μsec, 40 μsec, 60 μsec, 80 μsec,.・ It is. Among these, there are 20 μsec (M: 4) and 40 μsec (M: 2) as sizes satisfying the
ゲート信号作成部190は、ノイズ検出部180によりノイズが検出され際に、ゲート信号を作成して、第1の切替部152と、第2の切替部154に出力する。ここで、ゲート信号作成部190により作成されたゲート信号の幅は、遅延バッファ140のサイズのM倍となる。遅延バッファ140のサイズが20μsecであり、Mが4であるため、ゲート信号の幅は80μsecとなる。
The gate
第2の切替部154は、ゲート信号の区間において、目的局抽出部160に出力する信号を、遅延バッファ140に蓄積された遅延信号に切り換える。
The
第1の切替部152は、ゲート信号の区間において、タイミング調整用バッファ130と遅延バッファ140との接続を切断し、遅延バッファ140の出力を遅延バッファ140にフィードバックする。
The
すなわち、ゲート信号の区間において、遅延バッファ140に蓄積された信号は、目的局抽出部160に繰り返し出力される。ゲート信号の幅は、遅延バッファ140のサイズのM倍であるので、遅延バッファ140に蓄積された信号は、M回(ここの例では4回)出力されることになる。
That is, the signal accumulated in the
このように、AM放送受信機200は、遅延バッファ40のサイズとして、上記式(4)の計算結果がほぼ整数であることを満たす値が用いられるとともに、ノイズの直前の信号を置換に用いるので、第1の実施の形態のAM放送受信機100と同じ効果を得ることができる。また、遅延バッファのサイズを小さくしているので、回路の規模を小さくすることができる。
Thus, the
以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。実施の形態は例示であり、本発明の主旨から逸脱しない限り、さまざまな変更、増減を加えてもよい。これらの変更、増減が加えられた変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present invention has been described above based on the embodiment. The embodiment is an exemplification, and various changes and increases / decreases may be added without departing from the gist of the present invention. It will be understood by those skilled in the art that modifications to which these changes and increases / decreases are also within the scope of the present invention.
たとえば、AM放送受信機100とAM放送受信機200において、ノイズの検出処理も除去処理も、デジタル信号に変換されたIF信号に対して行っているが、たとえば、ノイズの検出処理をアナログのIF信号に対して行い、ノイズの除去処理のみをデジタル信号に変換されたIF信号に対して行うようにしてもよい。
For example, in the
また、上述した実施の形態において、遅延バッファのサイズは、あくまでも遅延バッファが実際に入力信号を遅延させる時間、またはこの時間に対応する段数であり、必ずしも遅延バッファの可能な最大サイズであるとは限らない。たとえば、第1の実施形態のAM放送受信機100では、サンプリング周波数が3.8MHzである入力信号に対して、100μsecの幅を有するノイズを除去するのに適した遅延バッファのサイズは380段である一方、80μsecの幅を有するノイズを除去するのに適した遅延バッファのサイズは304段である。そこで、遅延バッファの段数をたとえば400段と多めに設け、幅が100μsecであるノイズの場合は380段を使用し、幅が80μsecであるノイズの場合は304段のみを使用するように、ノイズ幅に応じて、遅延させる時間ここでは使用する段数を切り替えるようにしてもよい。
In the embodiment described above, the size of the delay buffer is the time that the delay buffer actually delays the input signal, or the number of stages corresponding to this time, and is necessarily the maximum possible size of the delay buffer. Not exclusively. For example, in the
逆に、第2の実施形態のAM放送受信機200では、遅延バッファの段数としては76段のみ設けておき、ノイズの幅に応じて置換えの回数を切り替えるようにしてもよい。たとえば、20μsecの幅を有するノイズの場合は、置換えは一度しか行わないが、80μsecまたは100μsecの幅を有するノイズの場合は、同じ内容の置換えをそれぞれ4回または5回繰り返すようにすればよい。
On the contrary, in the
10 AD変換器 20 広帯域信号抽出部
30 タイミング調整用バッファ 40 遅延バッファ
50 切替部 60 目的局抽出部
70 検波部 80 ノイズ検出部
90 ゲート信号作成部 95 出力部
100 AM放送受信機 110 AD変換器
120 広帯域信号抽出部 130 タイミング調整用バッファ
140 遅延バッファ 152 第1の切替部
154 第2の切替部 160 目的局抽出部
170 検波部 180 ノイズ検出部
190 ゲート信号作成部 195 出力部
200 AM放送受信機
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記入力信号を所定の時間蓄積して遅延信号を得る遅延バッファと、
前記入力信号と前記遅延信号とを受け、前記ノイズ検出部においてノイズが検出されない場合は前記入力信号を出力し、前記ノイズが検出された場合は前記入力信号を前記遅延信号に置き換えて出力する出力部と、を備え、
前記遅延バッファは、前記出力部により出力された信号における、前記置換えが行われた部位とその前後の部位の接続点において位相が連続するように定められた前記所定の時間の分前記入力信号を蓄積することを特徴とする信号処理装置。 A noise detector that detects noise from an input signal that is an IF signal including an AM broadcast signal;
A delay buffer for accumulating the input signal for a predetermined time to obtain a delay signal;
An output that receives the input signal and the delay signal and outputs the input signal when no noise is detected in the noise detection unit, and outputs the input signal by replacing the input signal with the delay signal when the noise is detected And comprising
The delay buffer receives the input signal for a predetermined time determined so that a phase is continuous at a connection point between a portion where the replacement is performed and a portion before and after the portion in the signal output by the output unit. A signal processing device characterized by storing.
前記入力信号は、該広帯域信号抽出部により抽出された信号であることを特徴とする請求項1または2に記載の信号処理装置。 A wideband signal extraction unit for extracting signals from the IF signal including the AM broadcast signal to the target station and its peripheral band;
The signal processing apparatus according to claim 1, wherein the input signal is a signal extracted by the broadband signal extraction unit.
前記遅延バッファと前記出力部は、前記デジタル信号に対してそれぞれの処理を行い、
前記所定の時間は、式(1)の計算結果がほぼ整数である条件を満たすデジタル信号周期数に対応する時間のうちの、時間軸における前記ノイズの幅に応じた値を有することを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載の信号処理装置。
(サンプリング周波数/デジタル信号周波数)×デジタル信号周期数 (1)
An AD converter that converts the input signal that is an analog signal into a digital signal at a predetermined sampling frequency;
The delay buffer and the output unit perform respective processing on the digital signal,
The predetermined time has a value corresponding to the width of the noise on the time axis, among the times corresponding to the number of digital signal periods satisfying the condition that the calculation result of Equation (1) is substantially an integer. The signal processing device according to any one of claims 1 to 3.
(Sampling frequency / digital signal frequency) x number of digital signal cycles (1)
前記遅延バッファと前記出力部は、前記デジタル信号に対してそれぞれの処理を行い、
前記所定の時間は、式(2)の計算結果がほぼ整数である条件を満たすデジタル信号周期数に対応する時間のうちの、時間軸における前記ノイズの幅に応じた値のM分の1(但し、Mは2以上の整数)であり、
前記出力部は、前記遅延バッファ内の遅延信号を用いた置換えをM回連続して行うことを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載の信号処理装置。
(サンプリング周波数/デジタル信号周波数)×デジタル信号周期数 (2)
An AD converter that converts the input signal that is an analog signal into a digital signal at a predetermined sampling frequency;
The delay buffer and the output unit perform respective processing on the digital signal,
The predetermined time is 1 / M of a value corresponding to the width of the noise on the time axis in the time corresponding to the number of digital signal periods satisfying the condition that the calculation result of Expression (2) is almost an integer. However, M is an integer of 2 or more)
4. The signal processing apparatus according to claim 1, wherein the output unit performs replacement using the delay signal in the delay buffer continuously M times. 5.
(Sampling frequency / digital signal frequency) x number of digital signal cycles (2)
前記出力部の後方に設けられた、検波処理を行う検波部と、
を備えることを特徴するAM放送受信機。
A signal processing device according to any one of claims 1 to 5;
A detection unit for performing detection processing provided behind the output unit;
An AM broadcast receiver comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006102933A JP4750605B2 (en) | 2006-04-04 | 2006-04-04 | Signal processing apparatus and AM broadcast receiver including the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006102933A JP4750605B2 (en) | 2006-04-04 | 2006-04-04 | Signal processing apparatus and AM broadcast receiver including the same |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007281662A true JP2007281662A (en) | 2007-10-25 |
JP4750605B2 JP4750605B2 (en) | 2011-08-17 |
Family
ID=38682694
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006102933A Expired - Fee Related JP4750605B2 (en) | 2006-04-04 | 2006-04-04 | Signal processing apparatus and AM broadcast receiver including the same |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4750605B2 (en) |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5336414A (en) * | 1976-09-17 | 1978-04-04 | Clarion Co Ltd | Noise deleting circuit |
JPS61227432A (en) * | 1985-04-02 | 1986-10-09 | Fujitsu Ltd | Signal interpolation system |
JP2003283348A (en) * | 2002-03-20 | 2003-10-03 | Sanyo Electric Co Ltd | Signal processing apparatus, signal receiving apparatus, and signal processing method |
-
2006
- 2006-04-04 JP JP2006102933A patent/JP4750605B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5336414A (en) * | 1976-09-17 | 1978-04-04 | Clarion Co Ltd | Noise deleting circuit |
JPS61227432A (en) * | 1985-04-02 | 1986-10-09 | Fujitsu Ltd | Signal interpolation system |
JP2003283348A (en) * | 2002-03-20 | 2003-10-03 | Sanyo Electric Co Ltd | Signal processing apparatus, signal receiving apparatus, and signal processing method |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4750605B2 (en) | 2011-08-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5267573B2 (en) | Voice control device and voice output device | |
JP4606264B2 (en) | Noise canceller | |
US7689192B2 (en) | Noise canceler and receiving apparatus using the same | |
JP2011188467A (en) | Broadcast receiving apparatus and method of determining presence of noise for broadcast receiving apparatus | |
US6788923B2 (en) | Receiver noise reduction with expanding gated pulses | |
JP2001036422A (en) | Multi-pass noise removing device, audio output device and fm receiver | |
US7414560B2 (en) | Wireless communication system including an audio underflow protection mechanism operative with time domain isolation | |
JP3773817B2 (en) | Noise canceller | |
US20100023333A1 (en) | High frequency signal interpolating method and high frequency signal interpolating | |
JP2011199825A (en) | Broadcast receiving apparatus and method of detecting noise component of the broadcast receiving apparatus | |
JP5232121B2 (en) | Signal processing device | |
JP4750605B2 (en) | Signal processing apparatus and AM broadcast receiver including the same | |
JP4220064B2 (en) | Broadcast receiver | |
JP5584157B2 (en) | Wireless receiver | |
JP2007173967A (en) | Digital audio broadcast receiver and method for adding pseudo noise | |
EP2018051A2 (en) | Signal processing apparatus for applying AVC to delayed signals and a method thereof | |
US8737645B2 (en) | Increasing perceived signal strength using persistence of hearing characteristics | |
JP4984178B2 (en) | High frequency signal interpolation apparatus and high frequency signal interpolation method | |
JP2002280997A (en) | Digital signal receiver | |
JP3992519B2 (en) | Signal processing apparatus, signal receiving apparatus, and signal processing method | |
JP2001016171A (en) | Noise removing circuit | |
JP3839008B2 (en) | Multipath noise removal method and removal apparatus | |
JP2006279106A (en) | Sampling frequency conversion apparatus | |
JP4367702B2 (en) | Broadcast receiver | |
JP2023033974A (en) | Receiving device and noise elimination method |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20090311 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20110316 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110329 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110418 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110517 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110519 |
|
R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140527 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |