JP2007273295A - Lighting device for discharge lamp, illumination fixture, and illumination system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、例えば、放電灯の累積点灯時間を計測して放電灯を点灯制御する放電灯点灯装置、照明器具および照明システムに関するものである。 The present invention relates to a discharge lamp lighting device, a lighting fixture, and a lighting system for controlling the lighting of a discharge lamp by measuring the cumulative lighting time of the discharge lamp, for example.
外部から供給された商用電源の交流電源電圧波形のゼロクロスタイミングを計数し放電灯の明るさを調節する放電灯点灯装置が考えられている。
電源周波数50Hzと電源周波数60Hzとでは、交流電流の交流電源電圧波形の周期的な特徴点が異なるため、電源周波数50Hzの一定時間3600秒の交番回数を累積点灯時間として、この交番回数を計数器の設定値として放電灯の明るさを調整する放電灯点灯装置では、実際の点灯時間が交番回数を計数する計測器の計数値を、電源周波数で除算した値で求まり、電源周波数が50Hzの地域における放電灯の実際の累積点灯時間は60分(=3600[秒]=180000[カウント]/50[Hz])となり、電源周波数が60Hzの地域では50分(=3000[秒]=180000[カウント]/60[Hz])となる。つまり、60Hz地域では10分間も誤差が生じることになる。これをパーセンテージで表わすと累積点灯時間の誤差は、50Hz地域で「0%」、60Hz地域で「16.7%」となる。つまり、電源周波数が50Hzの地域における誤差と60Hzの地域における誤差との隔たりが「16.7%」にもなってしまう。
よって、従来方法では、電源周波数が50Hzの地域と60Hzの地域との間で累積点灯時間の「誤差」と「誤差の偏り」とが大きくなる。
Since the periodic characteristic points of the AC power supply voltage waveform of the AC current are different between the
Therefore, in the conventional method, the “error” and “error bias” of the cumulative lighting time increase between the region where the power supply frequency is 50 Hz and the region where 60 Hz.
本発明は、例えば、電源周波数が50Hzの地域と60Hzの地域との間で計測した放電灯の累積点灯時間の「誤差」と「誤差の偏り」とを少なくできるようにすることを目的とする。 An object of the present invention is to reduce the “error” and “error bias” of the cumulative lighting time of a discharge lamp measured between, for example, an area where the power supply frequency is 50 Hz and an area of 60 Hz. .
本発明の放電灯点灯装置は、入力される交流電源の交流電源電圧波形の周期的な特徴点を検出して、この検出に応じて計数する計数値と、前記入力される交流電源の周波数のうち、最も低い周波数を最小周波数fmin、最も高い周波数を最大周波数fmaxとするとき、最小周波数fminより大きく最大周波数fmaxより小さい特定周波数fmidを設定する設定値とに基づいて累積点灯時間を計時する計時部を備えることを特徴とする。 The discharge lamp lighting device of the present invention detects a periodic characteristic point of the AC power supply voltage waveform of the input AC power supply, and counts the number according to the detection and the frequency of the input AC power supply. Of these, when the lowest frequency is the minimum frequency f min and the highest frequency is the maximum frequency f max , cumulative lighting is performed based on a set value that sets a specific frequency f mid that is larger than the minimum frequency f min and smaller than the maximum frequency f max. It is characterized by comprising a timekeeping section for measuring time.
本発明によれば、例えば、50Hzより大きく60Hzより小さい周波数を基に放電灯の累積点灯時間を計測することで、電源周波数が50Hzの地域と60Hzの地域との間で計測した放電灯の累積点灯時間の「誤差」と「誤差の偏り」とを少なくできる。 According to the present invention, for example, by measuring the cumulative lighting time of a discharge lamp on the basis of a frequency greater than 50 Hz and smaller than 60 Hz, the cumulative discharge lamp measured between a region where the power supply frequency is 50 Hz and a region where the power source frequency is 60 Hz. It is possible to reduce the “error” and “error bias” of the lighting time.
実施の形態1.
放電灯の累積点灯時間の算出に用いる特定周波数を50Hzと60Hzとの中間周波数である“55Hz”とする形態について以下に説明する。
A mode in which the specific frequency used for calculating the cumulative lighting time of the discharge lamp is “55 Hz”, which is an intermediate frequency between 50 Hz and 60 Hz, will be described below.
図1は、実施の形態1における照明システム100の構成図である。
照明システム100は、例えば、ビルの部屋120に用いられるシステムであり、ビルの部屋120に設置された複数の照明器具110と、各照明器具110に電力を供給する交流電源130と、交流電源130から照明器具110への電力の供給をオン/オフするスイッチ140とを有する。
FIG. 1 is a configuration diagram of a lighting system 100 according to the first embodiment.
The lighting system 100 is, for example, a system used in a building room 120, and includes a plurality of
交流電源130が各照明器具110に供給する電力の交流電圧を「電源電圧」とする。
また、電源電圧の周波数を「電源周波数(交流電源周波数)」とし、電源電圧の周期を「電源周期」とする。
また、電源電圧が成す波形を「交流電源電圧波形」とし、電源周期において電源電圧が成す波を「交流波」とする。
また、交流電源電圧波形の周期的な特徴点であり、交流電源電圧波形が0V(ボルト)を示す時を「ゼロクロスタイミング」とする。
すなわち、「電源周期当たりのゼロクロスタイミングの数」は、交流電源電圧波形の位相が180°のときと360°のときとの2回である。
また、2回のゼロクロスタイミングは1つの交流波に相当する。
The AC voltage of the power supplied from the
Further, the frequency of the power supply voltage is “power supply frequency (AC power supply frequency)”, and the cycle of the power supply voltage is “power supply cycle”.
The waveform formed by the power supply voltage is referred to as “AC power supply voltage waveform”, and the wave formed by the power supply voltage in the power supply cycle is referred to as “AC wave”.
Further, it is a periodic characteristic point of the AC power supply voltage waveform, and the time when the AC power supply voltage waveform indicates 0 V (volt) is referred to as “zero cross timing”.
That is, “the number of zero cross timings per power cycle” is two times when the phase of the AC power source voltage waveform is 180 ° and 360 °.
Two zero cross timings correspond to one AC wave.
図2は、実施の形態1における照明器具110の構成図である。
照明器具110は、コネクタ113に放電灯111が取り付けられ、器具本体112内に以下に説明する放電灯点灯装置200を有し、放電灯111を点灯制御する。
FIG. 2 is a configuration diagram of the
The
実施の形態1における照明システム100は、特に、放電灯点灯装置200を有する点を特徴とする。
The illumination system 100 according to
図3は、実施の形態1における放電灯点灯装置200の構成図である。
実施の形態1における放電灯点灯装置200は整流回路210、交流電源モニタ220、昇圧チョッパ回路230、インバータ回路240、共振回路250およびインバータ制御IC260を有して放電灯111を点灯制御する。
FIG. 3 is a configuration diagram of the discharge lamp lighting device 200 according to the first embodiment.
The discharge lamp lighting device 200 according to the first embodiment includes a rectifier circuit 210, an AC
整流回路210は交流電源130から電源電圧を入力し、入力した電源電圧の交流電源電圧を整流する回路である。
交流電源モニタ220は整流回路210が整流した電源電圧(以下、整流電圧とする)を抵抗器R1と抵抗器R2とで抵抗分圧し、抵抗分圧した整流電圧をインバータ制御IC260に出力する回路である。
昇圧チョッパ回路230は、インバータ制御IC260によりスイッチング素子Q1をオン/オフする。スイッチング素子Q1のオン期間に高調波チョークL1に電流を流し込み、オフ期間に高調波チョークL1に蓄えられたエネルギーをダイオードD1を介して平滑コンデンサC5に充電し、整流電圧よりも高い電圧(昇圧電圧)に昇圧する回路である。
インバータ回路240はインバータ制御IC260によりスイッチング素子Q2、Q3をオン/オフして、昇圧電圧を高周波電圧に変換する回路である。
共振回路250は、昇圧電圧源、バラストチョークL2、カップリングコンデンサC1、フィラメントF1、F2、始動コンデンサC2からなる直列回路に高周波電流を流す。このとき、カップリングコンデンサC1の容量≫始動コンデンサC2の容量の関係があり、バラストチョークL2と始動コンデンサC2のLC直列共振によって、始動コンデンサC2に高周波高電圧が生じ、この高周波高電圧が放電灯111に印加され、放電灯111が点灯する。点灯後はバラストチョークL2、始動コンデンサC2などによる共振周波数との関係によって、放電灯111への供給エネルギーの量を制御し、放電灯111の明るさを調整する回路である。
The rectifier circuit 210 is a circuit that inputs a power supply voltage from the
The AC
The step-up chopper circuit 230 turns on / off the switching element Q1 by the
The inverter circuit 240 is a circuit that turns on and off the switching elements Q2 and Q3 by the
The resonant circuit 250 supplies a high-frequency current to a series circuit including a boosted voltage source, a ballast choke L2, a coupling capacitor C1, filaments F1 and F2, and a starting capacitor C2. At this time, there is a relationship of the capacity of the coupling capacitor C1 >> the capacity of the starting capacitor C2. A high frequency high voltage is generated in the starting capacitor C2 due to the LC series resonance of the ballast choke L2 and the starting capacitor C2. 111 is applied to the
インバータ制御IC260は交流電源モニタ220が抵抗分圧した整流電圧を入力し、交流電源電圧波形のゼロクロスタイミングを計数し、計数値から算出される放電灯111の累積点灯時間に基づく周波数でインバータ回路240のスイッチング素子Q2とスイッチング素子Q3をスイッチング制御する回路である。また、インバータ制御IC260は昇圧チョッパ回路230のスイッチング素子Q1、インバータ回路240のスイッチング素子Q2とスイッチング素子Q3をスイッチング制御することにより放電灯111を点灯制御する。
インバータ制御IC260は初期照度補正回路261とインバータ制御回路262とを備え、初期照度補正回路261は信号変換回路263、コンパレータ回路264、点灯時間記憶回路265および調光制御回路266を備える。
初期照度補正回路261は交流電源モニタ220が抵抗分圧した整流電圧を入力し、交流電源電圧波形のゼロクロスタイミングを計数し、計数値から算出される放電灯111の累積点灯時間に基づく周波数を示す制御信号をインバータ制御回路262に出力する回路である。
インバータ制御回路262は初期照度補正回路261の出力した制御信号が示す周波数に基づいて、インバータ回路240のスイッチング素子Q2とスイッチング素子Q3をスイッチング制御する、また、スイッチング素子Q1を制御することにより放電灯111を点灯制御する回路である。
放電灯111を同一の調光率で点灯させた場合、放電灯111は累積点灯時間の経過と共に光束量が減衰し点灯照度が低下する。そこで、インバータ制御IC260は放電灯111の累積点灯時間の経過と共に放電灯111の調光率を高めるようにスイッチング素子Q2、Q3のスイッチング周波数を調整する。
信号変換回路263は交流電源モニタ220が抵抗分圧した交流電圧を入力し、交流電源電圧波形のゼロクロスタイミングを検出し、ゼロクロスタイミングを検出時に検出信号をコンパレータ回路264に出力する。
コンパレータ回路264(計測部、計数部)は信号変換回路263が出力した検出信号を計数し、検出信号を所定の回数計数したときに時間信号を点灯時間記憶回路265に出力する。つまり、コンパレータ回路264は交流電源電圧波形のゼロクロスタイミングをカウントし時間信号として点灯時間記憶回路265に出力する。
点灯時間記憶回路265(調光率記憶部)はコンパレータ回路264が出力した時間信号を計数し、計数した時間信号に基づいて放電灯111の累積点灯時間を算出する。例えば、1回の時間信号が30分に相当する場合、点灯時間記憶回路265はコンパレータ回路264から時間信号を入力する度に累積点灯時間に30分を加算して累積点灯時間を記憶素子に記憶する。また、点灯時間記憶回路265は累積点灯時間に応じた調光率を記憶素子に記憶しており、算出した累積点灯時間に応じた調光率を示す調光信号を調光制御回路266に出力する。
調光制御回路266(調光信号生成部)は調光率に応じた周波数を記憶素子に記憶しており、点灯時間記憶回路265が出力した調光信号に応じた周波数を示す制御信号をインバータ制御回路262に出力する。
The inverter control IC 260 receives the rectified voltage divided by the AC
The
The initial illuminance correction circuit 261 receives the rectified voltage divided by the AC
The
When the
The
The comparator circuit 264 (measurement unit, counting unit) counts the detection signal output from the
The lighting time storage circuit 265 (the dimming rate storage unit) counts the time signal output from the
A dimming control circuit 266 (a dimming signal generation unit) stores a frequency corresponding to the dimming rate in a storage element, and inverters the control signal indicating the frequency corresponding to the dimming signal output from the lighting
コンパレータ回路264が時間信号を1回出力した際に点灯時間記憶回路265が算出する放電灯111の累積点灯時間は以下の式1で表わすことができる。
The cumulative lighting time of the
放電灯111の累積点灯時間=カウンタの設定値/(特定周波数×交流電源の交流電源電圧波形の周期的な特徴点の計数値) ・・・[式1]
Accumulated lighting time of the
いま、「交流電源の交流電源電圧波形の周期的な特徴点の計数値」を“2”(1周期の計数値)とし、コンパレータ回路264での「カウンタの設定値」を“180000”とし、「特定周波数」を“50”とすると、時間信号1つ当たりの放電灯111の累積点灯時間は“30分(=1800秒=180000/(50×2))”となる。
Now, the “count value of the periodic feature point of the AC power supply voltage waveform of the AC power supply” is set to “2” (one cycle count value), the “counter set value” in the
実施の形態1における放電灯点灯装置200は、特に、上述した初期照度補正回路261を有する点を特徴とする。
以下に、初期照度補正回路261が備える信号変換回路263とコンパレータ回路264の詳細について説明する。
The discharge lamp lighting device 200 according to the first embodiment is particularly characterized in that it includes the initial illuminance correction circuit 261 described above.
Details of the
図4は、実施の形態1における信号変換回路263の構成を示す回路図である。
図5は、実施の形態1における信号変換回路263の入出力を示す図である。
実施の形態1における信号変換回路263について図4、図5に基づいて以下に説明する。
FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration of the
FIG. 5 is a diagram illustrating input / output of the
The
信号変換回路263は図4に示すように比較器で構成できる。
信号変換回路263は整流電圧V1を交流電源モニタ220が抵抗分圧した電圧Vaを入力する。そして、信号変換回路263は交流電源モニタ220から入力した電圧Vaが所定の電圧Vdc以下になったときに検出信号Voutを出力する。出力する検出信号Voutはパルス状でハイレベルな信号(ゼロクロスタイミングの検出の間はプラスの電圧を持つ信号)である。また、電圧Vdcはゼロクロスを判定する基準電圧であり、検出信号Voutはゼロクロスタイミングを示す。電圧Vdcは検出信号Voutが適当な時間幅を持つように設定する。
整流電圧V1、電圧Va、電圧Vdcおよび検出信号Voutの関係は図5のようになる。
図5(1)に示すような整流電圧V1を交流電源モニタ220が抵抗分圧した電圧Vaが図5(2)に示す電圧Vdc以下の間、信号変換回路263は図5(3)に示すように検出信号Voutを出力する。
図5において、(1)に示す整流電圧V1の2つの山の間が1周期の電源電圧波形に相当する。つまり、整流回路210が全波整流した場合、電源周期の間に信号変換回路263がゼロクロスタイミングを検出する回数は2回であり、ゼロクロスタイミング2回が1つの電源電圧波形に相当する。
The
The
The relationship among the rectified voltage V1, the voltage Va, the voltage Vdc, and the detection signal Vout is as shown in FIG.
While the voltage Va obtained by resistance-dividing the rectified voltage V1 as shown in FIG. 5 (1) by the AC
In FIG. 5, the interval between two peaks of the rectified voltage V1 shown in (1) corresponds to one cycle of the power supply voltage waveform. That is, when the rectifier circuit 210 performs full-wave rectification, the number of times that the
図6は、実施の形態1におけるコンパレータ回路264の構成を示す回路図である。
実施の形態1におけるコンパレータ回路264について図6に基づいて以下に説明する。
実施の形態1におけるコンパレータ回路264は、信号変換回路263が出力した検出信号を198000回カウントした際に点灯時間記憶回路265に時間信号Vtを出力するものとする。このとき、特定周波数を55Hzとした場合、1つの時間信号Vtは30分の累積点灯時間に相当する。
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of
The
The
コンパレータ回路264は図6に示すようにゲート回路310と18ビットカウンタ320とを有する。
ゲート回路310は論理積(AND)回路と否定(NOT)回路とで構成できる論理回路である。
18ビットカウンタ320は4つの4ビットカウンタと1つの2ビットカウンタで構成できるカウンタ回路である。
18ビットカウンタ320は信号変換回路263がゼロクロスタイミングに出力した検出信号Voutを入力してカウントする。18ビットカウンタ320はカウントした値を「0(オフ)」と「1(オン)」との2進数で表わし、「1」を示すビットはゲート回路310にカウント信号を出力する。また、4ビットカウンタ321は、信号変換回路263からの検出信号Voutをカウントして4ビット全てが「1」になった状態で新たに検出信号Voutを入力した場合、上位の桁をカウントする4ビットカウンタ322に繰り上がり信号を出力し、4ビット全てを「0」にリセットする。同様に、4ビットカウンタ322〜4ビットカウンタ324も、下位の桁をカウントするカウンタからの繰り上がり信号をカウントして4ビット全てが「1」になった状態で新たに繰り上がり信号を入力した場合、上位の桁をカウントするカウンタに繰り上がり信号を出力し、4ビット全てを「0」にリセットする。図6において、18ビットカウンタ320の最下位の桁を示す最下位ビット(LSB:Least Significant Bit)は一番左のビット(4ビットカウンタ321の一番左のビット)であり、最上位の桁を示す最上位ビット(MSB:Most Significant Bit)は一番右のビット(2ビットカウンタ325の右のビット)である。
ゲート回路310は18ビットカウンタ320の各ビットが出力したカウント信号を検出し、検出したカウント信号が論理積回路と否定回路とが成す条件に合ったときに時間信号Vtを点灯時間記憶回路265に出力する。
また、点灯時間記憶回路265はゲート回路310から時間信号Vtを入力したときにリセット信号Vrを18ビットカウンタ320の各カウンタに出力し、18ビットカウンタ320の各カウンタはリセット信号Vrを入力したときに全ビットを「0」にリセットする。
The
The
The 18-bit counter 320 is a counter circuit that can be composed of four 4-bit counters and one 2-bit counter.
The 18-bit counter 320 receives and counts the detection signal Vout output from the
The
The lighting
図6において、ゲート回路310は18ビットカウンタ320の各ビットが出力したカウント信号が「110000010101110000」を示す場合に時間信号Vtを点灯時間記憶回路265に出力する。
つまり、コンパレータ回路264は信号変換回路263が出力した検出信号Voutを198000カウント(=[110000010101110000]2)したときに時間信号Vtを出力する。
ここで、上記式1において、「特定周波数」を“55Hz”とし、「交流電源の交流電源電圧波形の周期的な特徴点の計数値」を“2”とすると、ゲート回路310が時間信号Vtを1回出力する間に経過する放電灯111の累積点灯時間は“30分(=1800秒=198000/(55×2))”と判定できる。
In FIG. 6, the
That is, the
Here, in the
図7は、電源周波数が50Hzの地域と60Hzの地域における放電灯111の累積点灯時間を示す表である。
「周波数」は放電灯111の累積点灯時間の算出に用いる特定周波数を示す。
「周期」は特定周波数の周期を示す。
「カウンタの設定値」は、電源周波数が「周波数」の示す特定周波数である場合に放電灯111の累積点灯時間30分に相当するゼロクロスタイミングのカウント数である。例えば、コンパレータ回路264は「カウンタの設定値」の「10進法」に示す回数だけ信号変換回路263からの検出信号をカウントした際に時間信号を点灯時間記憶回路265に出力する。このとき、点灯時間記憶回路265は時間信号を1回入力する度に30分加算して放電灯111の累積点灯時間を算出する。また、コンパレータ回路264のゲート回路310は、18ビットカウンタ320の各ビットが出力したカウント信号が「カウンタの設定値」の「2進法」に示すビット状態を示した場合に、点灯時間記憶回路265に時間信号を出力する論理回路を有する。
ここで、「カウンタの設定値」に相当する時間を「計測時間」とする。図7の計測時間は“30分”である。
FIG. 7 is a table showing the cumulative lighting time of the
“Frequency” indicates a specific frequency used for calculating the cumulative lighting time of the
“Period” indicates a period of a specific frequency.
The “counter set value” is a count number of zero cross timing corresponding to the cumulative lighting time of the
Here, the time corresponding to the “set value of the counter” is defined as “measurement time”. The measurement time in FIG. 7 is “30 minutes”.
図7の「周波数」は前記式1の「特定周波数」に対応し、図7の「周波数」と「カウンタの設定値」とは以下の式2の関係を持つ。
“Frequency” in FIG. 7 corresponds to “specific frequency” in
計測時間=カウンタの設定値/(周波数×交流電源の交流電源電圧波形の周期的な特徴点の計数値) ・・・[式2] Measurement time = counter set value / (frequency × count value of periodic characteristic points of AC power supply voltage waveform of AC power supply) [Equation 2]
図7において、「50Hz地域」の「実際の時間」は電源周波数が50Hzの地域における放電灯111の累積点灯時間の真値であり、以下の式3により算出される時間である。
In FIG. 7, “actual time” in the “50 Hz region” is a true value of the cumulative lighting time of the
実際の時間(50Hz地域)=カウンタの設定値/(50×電源周期当たりのゼロクロスタイミングの数) ・・・[式3] Actual time (50 Hz region) = setting value of counter / (50 × number of zero cross timings per power cycle) [Equation 3]
「50Hz地域」の「誤差」は「計測時間」(式2)に対する「実際の時間」(式3)の誤差をパーセンテージで示した値である。 “Error” in “50 Hz region” is a value indicating an error of “actual time” (formula 3) with respect to “measurement time” (formula 2) as a percentage.
図7において、「60Hz地域」の「実際の時間」は電源周波数が60Hzの地域における放電灯111の累積点灯時間の真値であり、以下の式4により算出される時間である。
In FIG. 7, “actual time” of “60 Hz region” is a true value of the cumulative lighting time of the
実際の時間(60Hz地域)=カウンタの設定値/(60×電源周期当たりのゼロクロスタイミングの数) ・・・[式4] Actual time (60 Hz region) = set value of counter / (60 × number of zero cross timings per power cycle) [Equation 4]
「60Hz地域」の「誤差」は「計測時間」(式2)に対する「実際の時間」(式4)の誤差をパーセンテージで示した値である。 “Error” in “60 Hz region” is a value indicating the error of “actual time” (formula 4) as a percentage with respect to “measurement time” (formula 2).
「周波数」が“50Hz”である“仕様1”は、「50Hz地域」では「誤差」が“0”であるが、「60Hz地域」では“16.7%”もの大きな「誤差」が生じることを示している。また、“仕様1”は、「50Hz地域」の「誤差」と「60Hz地域」の「誤差」との間に“16.7(=16.7−0)%”もの大きな隔たりが生じることを示している。
“
「周波数」が“60Hz”である“仕様2”は、「60Hz地域」では「誤差」が“0”であるが、「50Hz地域」では“20.0%(絶対値)”もの大きな「誤差」が生じることを示している。また、“仕様2”は、「50Hz地域」の「誤差」と「60Hz地域」の「誤差」との間に“20.0(=20.0−0)%”もの大きな隔たりが生じることを示している。
“
「周波数」が“55Hz”である“仕様3”は「50Hz地域」では“10%(絶対値)”の「誤差」が生じ、「60Hz地域」では“8.3%”の「誤差」が生じることを示している。
“仕様3”の「誤差」(10.0%)は、“仕様1”の「誤差」(16.7%)や“仕様2”の「誤差」(20.0%)と比較すると小さい。
In “
“Error” (10.0%) of “
また、“仕様3”は「50Hz地域」の「誤差」と「60Hz地域」の「誤差」との間に絶対値で“1.7(=10−8.3)%”の隔たりが生じることを示している。
“仕様3”の「50Hz地域」と「60Hz地域」との「誤差」の隔たり(1.7%)は、“仕様1”の「誤差」の隔たり(16.7%)や“仕様2”の「誤差」の隔たり(20.0%)と比較すると小さい。
In addition, in “
The “error” distance (1.7%) between the “
図7の“仕様1”や“仕様2”に示すように、“50Hz”や“60Hz”を特定周波数として放電灯111の累積点灯時間を算出した場合、「50Hz地域」と「60Hz地域」とのいずれかにおいて大きな「誤差」が生じ、また、「50Hz地域」における「誤差」と「60Hz地域」における「誤差」との間に大きな隔たりが生じる。
As shown in “
しかし、実施の形態1では“50Hz”と“60Hz”との中間周波数である“55Hz”を特定周波数としているため、図7の“仕様3”に示すように、「50Hz地域」と「60Hz地域」とのいずれにおいても大きな「誤差」は生じず、また、「50Hz地域」における「誤差」と「60Hz地域」における「誤差」との間に大きな隔たりは生じない。
However, in the first embodiment, “55 Hz”, which is an intermediate frequency between “50 Hz” and “60 Hz”, is set as the specific frequency. Therefore, as shown in “
つまり、実施の形態1における初期照度補正回路261は、電源周波数が50Hzの地域であっても60Hzの地域であっても精度を低下させることなく放電灯111の累積点灯時間を算出することができる。また、精度を低下させることなく放電灯111の累積点灯時間を算出できるため、実施の形態1におけるインバータ制御IC260は累積点灯時間の経過に応じて一定の照度で放電灯111を点灯させることができる。
That is, the initial illuminance correction circuit 261 according to the first embodiment can calculate the cumulative lighting time of the
実施の形態1において、交流電源130をモニタする交流電源モニタ220を備え,交流電源から得られた電力を放電灯111に供給することにより放電灯111を発光させる放電灯点灯装置200について説明した。放電灯点灯装置200は、交流電源モニタ220によりモニタされた交流電源の交流電源電圧波形の周期的な特徴点を初期照度補正回路261により計数し電源周波数として50Hzと60Hzの間の値を用いて、累積点灯時間を計算することを特徴とする。また、放電灯点灯装置200は、特定周波数として50Hzと60Hzの中心周波数55Hzを用いて累積点灯時間を計算することを特徴とする。
In the first embodiment, the discharge lamp lighting device 200 that includes the AC
また、実施の形態1では、放電灯111の点灯制御のためにインバータ制御回路262、信号変換回路263、コンパレータ回路264、点灯時間記憶回路265および調光制御回路266で構成するインバータ制御IC260について説明した。また特に、放電灯111の累積点灯時間の算出のためにコンパレータ回路264をゲート回路310と18ビットカウンタ320とで構成するインバータ制御IC260について説明した。
インバータ制御IC260にはマイクロコンピュータを用いても構わないが、マイクロコンピュータは放電灯111の点灯制御に不必要な機能も実行できるように回路が設計されているため、ゲート回路310や18ビットカウンタ320などに比べると高価で、大きく、重い。そこで、上記実施の形態1に示した構成にすることでインバータ制御IC260の回路を簡素化し、インバータ制御IC260の省スペース化を図ることができる。つまり、実施の形態1の構成によりインバータ制御IC260は安価で、小さく、軽量になる。
In the first embodiment, an
Although a microcomputer may be used as the
実施の形態1では放電灯111の累積点灯時間の算出に用いる特定周波数に“55Hz”を用いたが、50Hzより大きく60Hzより小さい55Hz以外の周波数を用いても構わない。
また、実施の形態1では、50Hzと60Hzとの2つを電源周波数として説明したが、電源周波数はその他の周波数であっても構わないし、3つ以上の異なる電源周波数を対象としても構わない。この場合、初期照度補正回路261は最小の電源周波数fminより大きく最大の電源周波数fmaxより小さい周波数fmidを特定周波数にすればよい。また特に、初期照度補正回路261は最小の電源周波数fminと最大の電源周波数fmaxとの中間の周波数fmidを特定周波数にすればよい。
In the first embodiment, “55 Hz” is used as the specific frequency used to calculate the cumulative lighting time of the
In the first embodiment, two power sources, 50 Hz and 60 Hz, have been described as power source frequencies. However, the power source frequency may be other frequencies, or three or more different power source frequencies may be targeted. In this case, the initial illuminance correction circuit 261 may set the frequency f mid greater than the minimum power supply frequency f min and smaller than the maximum power supply frequency f max as the specific frequency. In particular, the initial illuminance correction circuit 261 may set the frequency f mid between the minimum power supply frequency f min and the maximum power supply frequency f max as a specific frequency.
また、実施の形態1では計測時間を“30分”としたが計測時間は“30分”でなくても構わない。計測時間が“30分”でない場合、コンパレータ回路264の18ビットカウンタ320は、計測時間Tに対して以下の式5で算出されるビット数bのカウンタ回路になる。式5において、「ROUNDUP(X)」はXの小数点以下の切り上げを意味する。また、式5において、「電源周期当たりのゼロクロスタイミングの数n」は、例えば、実施の形態1のように“1”であり、また例えば、後述する実施の形態5や実施の形態6のように“2”である。
In the first embodiment, the measurement time is “30 minutes”, but the measurement time may not be “30 minutes”. When the measurement time is not “30 minutes”, the 18-bit counter 320 of the
ビット数b=ROUNDUP(log2(計測時間T×最大周波数fmax×電源周期当たりのゼロクロスタイミングの数n)) ・・・[式5] Number of bits b = ROUNDUP (log 2 (measurement time T × maximum frequency f max × number of zero cross timings per power cycle n)) [Equation 5]
実施の形態2.
実施の形態2では、上記実施の形態1よりさらに、放電灯111の累積点灯時間の精度を高め、また、インバータ制御IC260を安価にし、小さくし且つ軽量化することについて説明する。
以下、上記実施の形態1と異なる事項について説明し、その他の事項は各実施の形態と同様であるものとする。
In the second embodiment, further description will be given of increasing the accuracy of the cumulative lighting time of the
Hereinafter, matters different from those of the first embodiment will be described, and the other matters shall be the same as those of the respective embodiments.
図8は、実施の形態2におけるコンパレータ回路264の構成を示す回路図である。
図8において、コンパレータ回路264はゲート回路310と18ビットカウンタ320とを有し、ゲート回路311はコンパレータ回路264が有さない回路である。
実施の形態2におけるコンパレータ回路264は、上記実施の形態1におけるコンパレータ回路264(図6参照)に比べてゲート回路311を有さない点が異なる。
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of
In FIG. 8, the
The
つまり、実施の形態2におけるゲート回路310は最上位ビットから下位ビット側へ連続する複数ビットで計測時間(30分)の経過を判定することを特徴とする。
また、実施の形態2におけるゲート回路310は最上位ビットを用いて計測時間(30分)の経過を判定することを特徴とする。
That is, the
Further, the
実施の形態2における「50Hz地域」の「誤差」と「60Hz地域」の「誤差」とを図7の“仕様4”に示す。
“仕様4”は「50Hz地域」において“9.2%(絶対値)”の「誤差」が生じ、「60Hz地域」において“9.0%”の「誤差」が生じることを示している。
“仕様4”の「誤差」(9.2%)は、“仕様3”の「誤差」(10.7%)に比べてさらに小さい。
“
“
The “error” (9.2%) of “
また、“仕様4”は「50Hz地域」の「誤差」と「60Hz地域」の「誤差」との間に絶対値で“0.2(=9.2−9.0)%”の隔たりが生じることを示している。
“仕様4”の「50Hz地域」と「60Hz地域」とにおける「誤差」の隔たり(0.2%)は、“仕様3”の「誤差」の隔たり(1.7%)に比べてさらに小さい。
In addition, “
The “error” gap (0.2%) between the “
実施の形態2では、初期照度補正回路261を構成する際に,18ビットカウンタ320の上位2ビットを判定条件とすることを特徴とし、また、MSBを判定条件とすることを特徴とする放電灯点灯装置200について説明した。 In the second embodiment, when the initial illuminance correction circuit 261 is configured, the upper 2 bits of the 18-bit counter 320 are used as the determination condition, and the discharge lamp is characterized in that the MSB is used as the determination condition. The lighting device 200 has been described.
そして、実施の形態2では、上記実施の形態1におけるコンパレータ回路264から複数の下位ビットについてゲート回路311を削除することで、上記実施の形態1よりさらに、放電灯111の累積点灯時間の精度を高め、また、インバータ制御IC260を安価にし、小さくし且つ軽量化することについて説明した。
In the second embodiment, the accuracy of the cumulative lighting time of the
実施の形態2におけるコンパレータ回路264は、図9に示すように最上位ビットのみを用いて計測時間(30分)の経過を判定することで、さらに、インバータ制御IC260を安価にし、小さくし且つ軽量化してもよい。
また、実施の形態2におけるコンパレータ回路264は、上位2ビットではなく、上位3ビット以上を用いて計測時間(30分)の経過を判定してもよい。
As shown in FIG. 9, the
Further, the
実施の形態3.
実施の形態3では、電源周波数が50Hzの地域と60Hzの地域とにおいて放電灯111の累積点灯時間の誤差を同じにし、誤差の隔たりを無くす形態について説明する。
以下、上記実施の形態1と異なる事項について説明し、その他の事項は各実施の形態と同様であるものとする。
In the third embodiment, an embodiment will be described in which the error in the cumulative lighting time of the
Hereinafter, matters different from those of the first embodiment will be described, and the other matters shall be the same as those of the respective embodiments.
図10は、実施の形態3におけるコンパレータ回路264の構成を示す回路図である。
実施の形態3においてコンパレータ回路264が有するゲート回路310は、18ビットカウンタ320の各ビットが「101111111100001100」を示したときに時間信号Vtを点灯時間記憶回路265に出力する。
FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of
In the third embodiment, the
つまり、実施の形態3におけるコンパレータ回路264はゼロクロスタイミングを196364回カウントしたときに放電灯111の累積点灯時間が計測時間(30分)を経過したと判定し時間信号Vtを点灯時間記憶回路265に出力することを特徴とする。
また、実施の形態3における初期照度補正回路261は放電灯111の累積点灯時間の算出に用いる特定周波数を“54.5Hz”とすることを特徴とする。
That is, the
Further, the initial illuminance correction circuit 261 according to the third embodiment is characterized in that the specific frequency used for calculating the cumulative lighting time of the
基準周波数“54.5Hz”は、例えば、以下の式6.1〜式6.11で算出される。
式6.1〜式6.11において、「特定周波数」を“A”、「計測時間」を“B”、「カウンタの設定値」(図7参照)を“C”、「50Hz地域」の「実際の時間」(図7参照)を“D”、「50Hz地域」の「誤差」(図7参照)を“E”、「60Hz地域」の「実際の時間」(図7参照)を“F”、「60Hz地域」の「誤差」(図7参照)を“G”とする。また、以下の式6.1〜式6.5は「計測時間(B)」を“60分(3600秒)”、「電源周期当たりのゼロクロスタイミング」を“1”として生成した各変数の関係式である。
The reference frequency “54.5 Hz” is calculated by, for example, the following expressions 6.1 to 6.11.
In Equation 6.1 to Equation 6.11, “specific frequency” is “A”, “measurement time” is “B”, “counter set value” (see FIG. 7) is “C”, and “50 Hz region”. “D” for “actual time” (see FIG. 7), “error” (see FIG. 7) for “50 Hz region”, and “actual time” (see FIG. 7) for “60 Hz region” “ The “error” of F ”and“ 60 Hz region ”(see FIG. 7) is“ G ”. In addition, the following formulas 6.1 to 6.5 are related to each variable generated by setting “measurement time (B)” to “60 minutes (3600 seconds)” and “zero cross timing per power cycle” to “1”. It is a formula.
C=A×B ・・・[式6.1]
D=(C/50)×(1/60) ・・・[式6.2]
F=(C/60)×(1/60) ・・・[式6.3]
E=(D/60)×100−100 ・・・[式6.4]
G=100−(F/60)×100 ・・・[式6.5]
C = A × B [Formula 6.1]
D = (C / 50) × (1/60) (Equation 6.2)
F = (C / 60) × (1/60) (Formula 6.3)
E = (D / 60) × 100-100 (Equation 6.4)
G = 100− (F / 60) × 100 (Equation 6.5)
ここで、「50Hz地域」と「60Hz地域」の「誤差」を同じにするために“E=G”となる“A”を求める。 Here, in order to make the “error” of the “50 Hz region” and the “60 Hz region” the same, “A” where “E = G” is obtained.
(D/60)×100−100=100−(F/60)×100 ・・・[式6.6]
120=D+F ・・・[式6.7]
(D / 60) × 100−100 = 100− (F / 60) × 100 (Equation 6.6)
120 = D + F [Formula 6.7]
式6.7に式6.2と式6.3とを代入すると以下の式6.8、式6.9になる。 Substituting Equation 6.2 and Equation 6.3 into Equation 6.7 yields Equation 6.8 and Equation 6.9 below.
120=(C/3000)+(C/3600) ・・・[式6.8]
C=2160000/11 ・・・[式6.9]
120 = (C / 3000) + (C / 3600) [Formula 6.8]
C = 21600000/11 [Formula 6.9]
式6.9に式6.1を代入すると以下の式6.10になる。 Substituting Equation 6.1 into Equation 6.9 yields Equation 6.10 below.
A=2160000/(11×B) ・・・[式6.10] A = 21210000 / (11 × B) [Formula 6.10]
ここで、「B」に“3600秒”を代入して「A」を求めると、以下の式6.11に示すように、特定周波数は約54.5Hzになる。 Here, when “3600 seconds” is substituted into “B” to obtain “A”, the specific frequency becomes about 54.5 Hz as shown in the following Expression 6.11.
A=2160000/(11×3600)=54.5454・・・ ・・・[式6.11] A = 216000 / (11 × 3600) = 54.5454 ... [Formula 6.11]
実施の形態3における「50Hz地域」の「誤差」と「60Hz地域」の「誤差」とを図7の“仕様5”に示す。
“仕様5”は「50Hz地域」において“9.1%(絶対値)”の「誤差」が生じ、「60Hz地域」においても“9.1%”の「誤差」が生じることを示している。
つまり、実施の形態3では、放電灯111の累積点灯時間の算出に用いる特定周波数を“54.5Hz”とすることで、電源周波数が50Hzの地域と60Hzの地域とにおいて放電灯111の累積点灯時間の誤差を同じにし、誤差の隔たりを無くすことができる。
The “error” of “50 Hz region” and the “error” of “60 Hz region” in the third embodiment are shown in “
“
That is, in the third embodiment, by setting the specific frequency used for calculating the cumulative lighting time of the
実施の形態3では、電源周波数として50Hzと60Hzの間で、累積点灯時間の誤差が同じになる特定周波数の値を用いて、累積点灯時間を計算することを特徴とする放電灯点灯装置200について説明した。
In
実施の形態3では、50Hzと60Hzとの2つを電源周波数として説明したが、電源周波数はその他の周波数であっても構わないし、3つ以上の異なる電源周波数を対象としても構わない。この場合、初期照度補正回路261は最小の電源周波数fminと最大の電源周波数fmaxとを用いて以下の式7で算出される特定周波数fmidを用いればよい。 In the third embodiment, two power frequencies, 50 Hz and 60 Hz, have been described as power supply frequencies. However, the power supply frequency may be other frequencies or may be three or more different power supply frequencies. In this case, the initial illuminance correction circuit 261 may use the specific frequency f mid calculated by Expression 7 below using the minimum power supply frequency f min and the maximum power supply frequency f max .
特定周波数fmid=2(fmin×fmax)/(fmin+fmax) ・・・[式7] Specific frequency fmid = 2 ( fmin * fmax ) / ( fmin + fmax ) ... [Formula 7]
実施の形態4.
実施の形態4では、初期照度補正回路261がゼロクロスタイミング以外の交流電源電圧波形の周期的な特徴点を計数して、放電灯111の放電灯の累積点灯時間を算出することについて説明する。
以下、上記実施の形態1と異なる事項について説明し、その他の事項は各実施の形態と同様であるものとする。
In the fourth embodiment, it will be described that the initial illuminance correction circuit 261 calculates the periodic feature points of the AC power supply voltage waveform other than the zero cross timing and calculates the cumulative lighting time of the discharge lamp of the
Hereinafter, matters different from those of the first embodiment will be described, and the other matters shall be the same as those of the respective embodiments.
図11は、実施の形態4における信号変換回路263の構成を示す回路図である。
図12は、実施の形態4における信号変換回路263の入出力を示す図である。
実施の形態4における信号変換回路263について図11、図12に基づいて以下に説明する。
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of the
FIG. 12 is a diagram illustrating input / output of the
The
信号変換回路263は図11に示すように比較器で構成できる。
信号変換回路263は整流電圧V1を交流電源モニタ220が抵抗分圧した電圧Vaを入力する。そして、信号変換回路263は交流電源モニタ220から入力した電圧Vaが所定の電圧Vdc以上になったときに検出信号Voutを出力する。
整流電圧V1、電圧Va、電圧Vdcおよび検出信号Voutの関係は図12のようになる。
図12(1)に示すような整流電圧V1を交流電源モニタ220が抵抗分圧した電圧Vaが図12(2)に示す電圧Vdc以上の間、信号変換回路263は図12(3)に示すように検出信号Voutを出力する。
The
The
The relationship among the rectified voltage V1, the voltage Va, the voltage Vdc, and the detection signal Vout is as shown in FIG.
While the voltage Va obtained by resistance-dividing the rectified voltage V1 as shown in FIG. 12 (1) by the AC
交流電源電圧波形が示す電圧のピーク時(最大電圧値[+]または最小電圧値[−])を「ピークタイミング」とする。この場合、各実施の形態における「ゼロクロスタイミング」は「ピークタイミング」に読み換えることができる。 The peak time (maximum voltage value [+] or minimum voltage value [−]) indicated by the AC power supply voltage waveform is defined as “peak timing”. In this case, “zero cross timing” in each embodiment can be read as “peak timing”.
実施の形態4においても各実施の形態と同様に効果を得られる。 In the fourth embodiment, the same effects as those in the respective embodiments can be obtained.
実施の形態5.
実施の形態5では、整流回路210が半波整流する形態について説明する。
以下、上記実施の形態1と異なる事項について説明し、その他の事項は各実施の形態と同様であるものとする。
In the fifth embodiment, a mode in which the rectifier circuit 210 performs half-wave rectification will be described.
Hereinafter, matters different from those of the first embodiment will be described, and the other matters shall be the same as those of the respective embodiments.
図13は、実施の形態5における放電灯点灯装置200の構成図である。
実施の形態5における整流回路210は、例えば、ダイオードD2であり、交流電源電圧波形のプラス部分のみを出力して電源電圧を半波整流する。
FIG. 13 is a configuration diagram of the discharge lamp lighting device 200 according to the fifth embodiment.
The rectifier circuit 210 according to the fifth embodiment is, for example, a diode D2, and outputs only the positive part of the AC power supply voltage waveform to rectify the power supply voltage by half wave.
図14は、実施の形態5における信号変換回路263の入出力を示す図である。
図14において、(1)に示す整流電圧V1の1つの山の間が1周期の電源電圧(1つの交流波)に相当する。つまり、整流回路210が半波整流した場合、電源周期の間に信号変換回路263がゼロクロスタイミングを検出する回数は1回であり、ゼロクロスタイミング1回が1つの交流波に相当する。
FIG. 14 is a diagram illustrating input / output of the
In FIG. 14, the interval between one peak of the rectified voltage V1 shown in (1) corresponds to one cycle of the power supply voltage (one AC wave). That is, when the rectifier circuit 210 performs half-wave rectification, the number of times that the
整流回路210が半波整流することにより電源周期当たりのゼロクロスタイミングの数が“1つ”になる場合、図7に示した「カウンタの設定値」は計測時間“60分”に相当し、「50Hz地域」と「60Hz地域」との「実際の時間」は倍の時間になる。例えば、“仕様1”において「50Hz地域」の「実際の時間」は“60分”になり、「60Hz地域」の「実際の時間」は“50分”になる。
When the number of zero cross timings per power cycle becomes “one” by the half-wave rectification by the rectifier circuit 210, the “counter set value” shown in FIG. 7 corresponds to the measurement time “60 minutes”. The “actual time” between the “50 Hz region” and the “60 Hz region” is doubled. For example, in “
実施の形態5においても各実施の形態と同様に効果を得られる。 In the fifth embodiment, the same effects as those of the respective embodiments can be obtained.
実施の形態6.
実施の形態6では、交流電源モニタ220が整流電圧ではなく交流電源130の電源電圧を抵抗分圧する形態について説明する。
以下、上記実施の形態1と異なる事項について説明し、その他の事項は各実施の形態と同様であるものとする。
Embodiment 6 FIG.
In the sixth embodiment, a description will be given of a mode in which the AC
Hereinafter, matters different from those of the first embodiment will be described, and the other matters shall be the same as those of the respective embodiments.
図15は、実施の形態6における放電灯点灯装置200の構成図である。
交流電源モニタ220は交流電源130から電源電圧を入力し、入力した電源電圧を抵抗器R1と抵抗器R2とで抵抗分圧し、抵抗分圧した整流電圧をインバータ制御IC260に出力する回路である。
FIG. 15 is a configuration diagram of a discharge lamp lighting device 200 according to the sixth embodiment.
The AC
図16は、実施の形態6における信号変換回路263の入出力を示す図である。
図16において、(1)に示す整流電圧V1の2つの山(上向きの山と下向きの山)が1周期の電源電圧(1つの交流波)に相当する。つまり、交流電源モニタ220が電源電圧を抵抗分圧して信号変換回路263に出力した場合、電源周期の間に信号変換回路263がゼロクロスタイミングを検出する回数は1回であり、ゼロクロスタイミング1回が1つの交流波に相当する。
FIG. 16 is a diagram illustrating input / output of the
In FIG. 16, two peaks (upward peak and downward peak) of the rectified voltage V1 shown in (1) correspond to one cycle of the power supply voltage (one AC wave). That is, when the AC
交流電源モニタ220が電源電圧を抵抗分圧して信号変換回路263に出力することにより電源周期当たりのゼロクロスタイミングの数が“1つ”になる場合、図7に示した「カウンタの設定値」は計測時間“60分”に相当し、「50Hz地域」と「60Hz地域」との「実際の時間」は倍の時間になる。例えば、“仕様1”において「50Hz地域」の「実際の時間」は“60分”になり、「60Hz地域」の「実際の時間」は“50分”になる。
When the AC
実施の形態6においても各実施の形態と同様に効果を得られる。 In the sixth embodiment, the same effects as those in the respective embodiments can be obtained.
100 照明システム、110 照明器具、111 放電灯、112 器具本体、113 コネクタ、120 ビルの部屋、130 交流電源、140 スイッチ、200 放電灯点灯装置、210 整流回路、220 交流電源モニタ、230 昇圧チョッパ回路、240 インバータ回路、250 共振回路、260 インバータ制御IC、261 初期照度補正回路、262 インバータ制御回路、263 信号変換回路、264 コンパレータ回路、265 点灯時間記憶回路、266 調光制御回路、310,311 ゲート回路、320 18ビットカウンタ、321,322,323,324 4ビットカウンタ、325 2ビットカウンタ、DB ダイオードブリッジ、R1,R2 抵抗器、L1 高調波チョーク、L2 バラストチョーク、D1,D2 ダイオード、Q1,Q2,Q3 スイッチング素子、C1,C2 コンデンサ、C5 平滑コンデンサ、F1,F2 フィラメント。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Lighting system, 110 Lighting fixture, 111 Discharge lamp, 112 Appliance main body, 113 connector, 120 Building room, 130 AC power supply, 140 switch, 200 Discharge lamp lighting device, 210 Rectifier circuit, 220 AC power supply monitor, 230 Boost chopper circuit , 240 inverter circuit, 250 resonance circuit, 260 inverter control IC, 261 initial illuminance correction circuit, 262 inverter control circuit, 263 signal conversion circuit, 264 comparator circuit, 265 lighting time storage circuit, 266 dimming control circuit, 310, 311 gate Circuit, 320 18-bit counter, 321, 322, 323, 324 4-bit counter, 325 2-bit counter, DB diode bridge, R1, R2 resistor, L1 harmonic choke, L2 ballast choke,
Claims (12)
前記入力される交流電源の周波数のうち、最も低い周波数を最小周波数fmin、最も高い周波数を最大周波数fmaxとするとき、最小周波数fminより大きく最大周波数fmaxより小さい特定周波数fmidを設定する設定値と
に基づいて累積点灯時間を計時する計時部
を備えることを特徴とする放電灯点灯装置。 A periodic characteristic point of the AC power supply voltage waveform of the input AC power supply is detected, and a count value that is counted according to this detection,
Among the frequencies of the input AC power supply, when the lowest frequency is the minimum frequency f min and the highest frequency is the maximum frequency f max , a specific frequency f mid that is larger than the minimum frequency f min and smaller than the maximum frequency f max is set. A discharge lamp lighting device comprising a timekeeping unit for measuring a cumulative lighting time based on a set value to be performed.
累積点灯時間に対応させて調光率を記憶する調光率記憶部と、
前記計測部が計測した累積点灯時間に対応する調光率を前記調光率記憶部から取得し取得した調光率で放電灯を点灯させる調光信号を生成し生成した調光信号を出力する調光信号生成部と、
を備えたことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の放電灯点灯装置。 The discharge lamp lighting device further includes:
A dimming rate storage unit for storing the dimming rate corresponding to the cumulative lighting time;
The dimming rate corresponding to the cumulative lighting time measured by the measuring unit is acquired from the dimming rate storage unit, and the dimming signal for lighting the discharge lamp is generated at the dimming rate acquired, and the generated dimming signal is output. A dimming signal generator;
The discharge lamp lighting device according to claim 1 or 2, further comprising:
「特定周波数fmid=2(fmin×fmax)/(fmin+fmax)」
で算出される特定周波数fmidにすることを特徴とする請求項1〜請求項3のいずれかに記載の放電灯点灯装置。 The set value is
“Specific frequency f mid = 2 (f min × f max ) / (f min + f max )”
The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 3, wherein the specific frequency f mid calculated in step (1) is set.
前記入力される交流電源の周波数が50Hzのときに前記計時部が計時する累積点灯時間と前記基準時間との差と、
前記入力される交流電源の周波数が60Hzのときに前記計時部が計時する累積点灯時間と前記基準時間との差と、
が略同一になるように前記特定周波数fmidの設定値を54.5Hzとすることを特徴とする請求項5に記載の放電灯点灯装置。 When the reference time is the time when the AC power is actually input,
A difference between the cumulative lighting time measured by the time measuring unit when the frequency of the input AC power supply is 50 Hz and the reference time;
A difference between the cumulative lighting time measured by the time measuring unit when the frequency of the input AC power supply is 60 Hz and the reference time;
6. The discharge lamp lighting device according to claim 5, wherein a set value of the specific frequency f mid is set to 54.5 Hz so as to be substantially the same.
「ビット数b=ROUNDUP(log2(計測時間T×最大周波数fmax))」と、
「ビット数b=ROUNDUP(log2(計測時間T×(最大周波数fmax×2)))」と、
の少なくともいずれかの式(ここで、ROUNDUP(X)はXの小数点以下の切り上げを意味する)で算出されるビット数bのカウンタ回路を有して累積点灯時間を計測することを特徴とする請求項1〜請求項3のいずれかに記載の放電灯点灯装置。 The timekeeping section is
“Number of bits b = ROUNDUP (log 2 (measurement time T × maximum frequency f max ))”,
“Number of bits b = ROUNDUP (log 2 (measurement time T × (maximum frequency f max × 2)))”,
The cumulative lighting time is measured by having a counter circuit with the number of bits b calculated by at least one of the following formulas (where ROUNDUP (X) means rounding up after the decimal point of X). The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 3.
複数の照明器具に電力を供給する交流電源と、
前記交流電源から前記照明器具への電力の供給をオン/オフするスイッチと、
を備えることを特徴とする照明システム。 A plurality of lighting fixtures according to claim 11;
An AC power supply for supplying power to a plurality of lighting fixtures;
A switch for turning on / off power supply from the AC power source to the lighting fixture;
A lighting system comprising:
Priority Applications (1)
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JP2006098307A JP2007273295A (en) | 2006-03-31 | 2006-03-31 | Lighting device for discharge lamp, illumination fixture, and illumination system |
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