JP2007203946A

JP2007203946A - Vehicular light emitter

Info

Publication number: JP2007203946A
Application number: JP2006027053A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Takeda; 仁志武田; Masayasu Ito; 昌康伊藤
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2006-02-03
Filing date: 2006-02-03
Publication date: 2007-08-16
Anticipated expiration: 2026-02-03
Also published as: JP4601558B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a vehicular light emitter capable of supplying DC power to a filament light source by utilizing the capacity of a DC power source when the power is supplied. <P>SOLUTION: When a power supply switch 26 is turned on, the input power from an on-vehicle battery 28 is directly supplied to a halogen bulb 20 from a bypass circuit 18 by bypassing a switching regulator 12, and the DC power stabilized by the switching regulator 12 is supplied to the halogen bulb 20. As a result, the DC power can be supplied to the halogen bulb 20 by utilizing the capacity of the on-vehicle battery 28 when the power is supplied, and the starting of the luminous flux of the halogen bulb 20 can be made faster even when the power capacity and the output capacity of the switching regulator 12 are reduced. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、フィラメントを有するフィラメント光源を駆動するための車両用発光装置に関する。 The present invention relates to a vehicle light-emitting device for driving a filament light source having a filament.

フィラメント光源としては、白熱バルブやハロゲンバルブ（ハロゲンランプ）が知られている。これらフィラメント光源は、通電時に突入電流が流れると、寿命が低下するので、通電開始時に、白熱バルブに対して電圧の印加・非印加を交互に繰り返して、突入電流を低減するようにしたものや、スイッチング電源を発熱電球用定電流定電圧電源として構成し、この電源で定電流動作と定電圧動作を同時に行って、白熱電球の点灯時の突入電流を抑制するようにしたものが提案されている（特許文献１、特許文献２参照）。 An incandescent bulb and a halogen bulb (halogen lamp) are known as filament light sources. These filament light sources have a reduced life when an inrush current flows during energization, so that when the energization starts, voltage application to the incandescent bulb is alternately repeated to reduce the inrush current. The switching power supply is configured as a constant-current constant-voltage power supply for a heat-generating bulb, and a constant-current operation and a constant-voltage operation are simultaneously performed with this power supply to suppress the inrush current when the incandescent bulb is turned on. (See Patent Document 1 and Patent Document 2).

一方、ハロゲンバルブにバッテリ電圧を印加すると、図１５に示すように、バッテリ電圧の増加に応じて光束が増加する電圧−光束特性Ａを示す。このため、バッテリ電圧を直接ハロゲンバルブに印加すると、バッテリ電圧が上昇した場合、光束が増大すると同時にハロゲンバルブに大きな電圧が印加され、特に、定格電圧よりも高い電圧がハロゲンバルブに印加されたときには、ハロゲンバルブの寿命低下や故障が懸念される。逆に、バッテリ電圧が定格電圧よりも低下したときには、定格以下の光束となり、自動車用光源としての安全性の確保が困難になる。また、バッテリ電圧が急変すると、それに応じて光束も変動し、運転者に幻惑を与える虞がある。そこで、バッテリ電圧を昇降圧可能な安定化電源として、スイッチングレギュレータを用い、このスイッチングレギュレータを介してハロゲンバルブに電圧を印加し、図１５の特性Ｂで示すように、ハロゲンバルブに常に一定の電圧を印加する構成が考えられる。 On the other hand, when a battery voltage is applied to the halogen bulb, as shown in FIG. 15, a voltage-luminous flux characteristic A in which the luminous flux increases as the battery voltage increases is shown. For this reason, when the battery voltage is applied directly to the halogen bulb, if the battery voltage rises, the luminous flux increases and at the same time a large voltage is applied to the halogen bulb, especially when a voltage higher than the rated voltage is applied to the halogen bulb. There is a concern that the lifespan and failure of the halogen bulb may be reduced. On the other hand, when the battery voltage drops below the rated voltage, the luminous flux becomes lower than the rated voltage, making it difficult to ensure safety as a light source for automobiles. Further, when the battery voltage changes suddenly, the luminous flux also fluctuates accordingly, which may give the driver a dazzle. Therefore, a switching regulator is used as a stabilized power source capable of stepping up and down the battery voltage, and a voltage is applied to the halogen bulb through this switching regulator. As shown by characteristic B in FIG. A configuration in which is applied is considered.

特開２００４−１６５０１２号公報（第６頁から第８頁、図２、図３）JP 2004-165012 A (pages 6 to 8, FIGS. 2 and 3) 特開平８−２４１１３３号公報（第３頁から第５頁、図１、図４）JP-A-8-241133 (pages 3 to 5, FIGS. 1 and 4)

しかし、スイッチングレギュレータを用いても、ハロゲンバルブに常に一定の電圧を供給するには、大電力を出力可能なものが必要となり、コストアップとなる。すなわち、バッテリをハロゲンバルブに直接接続すると、バッテリとハロゲンバルブ間のワイヤーハーネスのインピーダンスにもよるが、図１６に示すように、点灯開始時に、３０Ａ以上のピーク電流が流れ、そのときの電力は４００Ｗ以上になることがある。また、点灯開始から５０ｍｓ後においても、１０Ａ以上の電流が流れており、そのときの電力は１５０Ｗ近くになる。これだけの大電力をハロゲンバルブに投入しても、ハロゲンバルブの光束の立ち上がりは、図１７に示すように、点灯開始から２００ｍｓ後で約５０％であり、３００ｍｓ後でやっと９０％以上になる。一方、光束が９０％以上となる定常状態における電力は６０Ｗ程度である。このように、ハロゲンバルブは、定常状態では６０Ｗ程度の電力を消費するだけで済むが、点灯開始時には数百Ｗ以上の電力を必要とするため、ハロゲンバルブを駆動するスイッチングレギュレータとしては、瞬間的には数百Ｗ以上の電力を出力可能なものが必要となり、スイッチングレギュレータの大型化とコストアップが余儀なくされる。 However, even if a switching regulator is used, in order to always supply a constant voltage to the halogen bulb, a device capable of outputting a large amount of power is required, resulting in an increase in cost. That is, when the battery is directly connected to the halogen bulb, depending on the impedance of the wire harness between the battery and the halogen bulb, as shown in FIG. 16, a peak current of 30 A or more flows at the start of lighting, and the power at that time is It may be over 400W. Further, even after 50 ms from the start of lighting, a current of 10 A or more flows, and the power at that time is close to 150 W. Even when such a large amount of electric power is applied to the halogen bulb, as shown in FIG. 17, the rise of the luminous flux of the halogen bulb is about 50% after 200 ms from the start of lighting and finally reaches 90% or more after 300 ms. On the other hand, the power in a steady state where the luminous flux is 90% or more is about 60W. As described above, the halogen bulb only needs to consume about 60 W of power in a steady state, but requires several hundreds of W or more at the start of lighting. Therefore, as a switching regulator for driving the halogen bulb, Need to be able to output power of several hundred watts or more, which necessitates an increase in size and cost of the switching regulator.

また、定電流回路を用いてハロゲンバルブを点灯した場合、点灯開始から約０．８秒間は全く発光せず、１．５秒後に光束が定格に到達することがあり、定電流回路としてのみ機能し、出力能力のないスイッチングレギュレータでは、商品性や安全性を満たすことができなくなる。 In addition, when the halogen bulb is turned on using a constant current circuit, it does not emit light for about 0.8 seconds from the start of lighting, and the luminous flux may reach the rated value after 1.5 seconds, which functions only as a constant current circuit. However, a switching regulator having no output capability cannot satisfy the merchantability and safety.

本発明は、前記従来技術の課題に鑑みて為されたものであり、その目的は、電源投入時に直流電源の能力を活用してフィラメント光源に直流電力を供給することにある。 The present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and an object thereof is to supply DC power to a filament light source by utilizing the capability of a DC power supply when the power is turned on.

前記目的を達成するために、請求項１に係る車両用発光装置は、フィラメントを有する光源と、直流電源からの入力電力を安定化し、安定化された直流電力を前記フィラメント光源に供給する電力供給制御手段と、前記直流電源の投入時に前記直流電源からの入力電力を前記電力供給制御手段をバイパスさせて前記フィラメント光源に供給するバイパス手段とを備えた構成とした。 In order to achieve the above object, a vehicle light-emitting device according to claim 1 includes a light source having a filament and a power supply that stabilizes input power from a DC power source and supplies the stabilized DC power to the filament light source. The power supply control means bypasses the input power from the DC power supply to the filament light source when the DC power supply is turned on.

（作用）フィラメント光源に直流電力を供給するに際して、直流電源の投入時に直流電源からの入力電力を電力供給制御手段をバイパスさせてフィラメント光源に供給し、その後、電力供給制御手段によって安定化された直流電力をフィラメント電源に供給するようにしたため、電源投入時に直流電源の能力を活用してフィラメント光源に直流電力を供給することができ、電力供給制御手段の電力容量および出力能力を小さくしても、フィラメント光源の光束の立ち上がりを速くすることができ、装置の小型化及びコスト低減に寄与することが可能になる。 (Operation) When supplying DC power to the filament light source, the input power from the DC power source is supplied to the filament light source by bypassing the power supply control means when the DC power is turned on, and then stabilized by the power supply control means Since DC power is supplied to the filament power supply, the power of the DC power supply can be supplied to the filament light source when the power is turned on, even if the power capacity and output capacity of the power supply control means are reduced. As a result, the rise of the luminous flux of the filament light source can be accelerated, thereby contributing to downsizing and cost reduction of the apparatus.

請求項２に係る車両用発光装置においては、請求項１に記載の車両用発光装置において、前記バイパス手段は、前記フィラメント光源が安定点灯した以降は動作を停止させてなる構成とした。 In the vehicle light-emitting device according to claim 2, in the vehicle light-emitting device according to claim 1, the bypass unit is configured to stop the operation after the filament light source is stably lit.

（作用）電力供給制御手段が起動したときから、フィラメント光源が安定点灯するまでは直流電源からの入力電力をバイパス手段を介してフィラメント光源に供給し、それ以降バイパス手段の動作を停止させるようにしたため、直流電源の機能と電力供給制御手段の機能を有効に活用して、フィラメント光源に直流電力を供給することができる。すなわち、バイパス手段を用いて直流電源からの入力電力をフィラメント光源に供給する時間が電力供給制御手段の立ち上がり期間に比べて長すぎると、電源電圧（バッテリ電圧）の変動の影響を受け、電源電圧の変化に応じてフィラメント光源の印加電圧や光束が変化し、電力供給制御手段を設けた意味がなくなる。従って、電力供給制御手段が起動したときから、フィラメント光源が安定点灯するまでは、少なくとも直流電源からの入力電力をバイパス手段を介してフィラメント光源に供給し、それ以降バイパス手段の動作を停止させることで、電力供給制御手段の電力容量および出力能力を小さくしても、フィラメント光源の光束の立ち上がりを速くすることができることになる。 (Operation) The input power from the DC power source is supplied to the filament light source through the bypass means until the filament light source is stably lit after the power supply control means is activated, and thereafter the operation of the bypass means is stopped. Therefore, it is possible to supply DC power to the filament light source by effectively utilizing the functions of the DC power supply and the power supply control means. That is, if the time for supplying the input power from the DC power source to the filament light source using the bypass means is too long compared to the rising period of the power supply control means, the power supply voltage (battery voltage) is affected and the power supply voltage The applied voltage and luminous flux of the filament light source change in accordance with the change of the power, and the meaning of providing the power supply control means is lost. Therefore, at least input power from the DC power supply is supplied to the filament light source via the bypass means until the filament light source is stably lit after the power supply control means is activated, and thereafter the operation of the bypass means is stopped. Thus, even when the power capacity and output capability of the power supply control means are reduced, the rise of the luminous flux of the filament light source can be accelerated.

請求項３に係る車両用発光装置においては、請求項２に記載の車両用発光装置において、前記電力供給制御手段は、前記バイパス手段が動作している期間のうち少なくとも初期の期間中は前記フィラメント光源に対して直流電力を供給するための動作を停止してなる構成とした。 The light-emitting device for a vehicle according to claim 3 is the light-emitting device for a vehicle according to claim 2, wherein the power supply control means is configured to provide the filament during at least an initial period of a period during which the bypass means is operating. The operation for supplying DC power to the light source is stopped.

（作用）電力供給制御手段が、バイパス手段が動作している期間のうち少なくとも初期の期間中はフィラメント光源に対して直流電力を供給するための動作を停止することで、電力供給制御手段の立ち上がりに伴う影響をフィラメント光源に与えるのを防止できる。 (Operation) The power supply control means starts up by stopping the operation for supplying DC power to the filament light source during at least the initial period during which the bypass means is operating. Can be prevented from affecting the filament light source.

請求項４に係る車両用発光装置においては、請求項１、２または３のうちいずれか１項に記載の車両用発光装置において、前記バイパス手段は、前記直流電源からの入力電圧を規定の電圧にクランプして出力する電圧クランプ回路を備えた構成とした。 The vehicle light-emitting device according to claim 4 is the vehicle light-emitting device according to any one of claims 1, 2, or 3, wherein the bypass means uses a specified voltage as an input voltage from the DC power supply. And a voltage clamp circuit for clamping and outputting.

（作用）バイパス手段を電圧クランプ回路で構成すると、直流電源の出力電圧が定格電圧よりも高くなっても、電圧クランプ回路によって規定の電圧にクランプされ、フィラメント光源には規定の電圧が印加されるので、過電圧あるいは過電流からフィラメント光源を保護することができる。 (Operation) When the bypass means is constituted by a voltage clamp circuit, even if the output voltage of the DC power supply becomes higher than the rated voltage, the voltage clamp circuit clamps the voltage to the specified voltage and the filament light source is applied with the specified voltage. Therefore, the filament light source can be protected from overvoltage or overcurrent.

請求項５に係る車両用発光装置においては、請求項１、２または３のうちいずれか１項に記載の車両用発光装置において、前記バイパス手段は、前記フィラメント光源の消灯時間を計測する時間計測手段を備え、前記フィラメント光源の消灯時間が短いほど前記バイパス動作時間を短くする構成とした。 The vehicle light-emitting device according to claim 5 is the vehicle light-emitting device according to any one of claims 1, 2, or 3, wherein the bypass means measures time for turning off the filament light source. And the bypass operation time is shortened as the turn-off time of the filament light source is shorter.

（作用）フィラメント光源の消灯時間を計測し、フィラメント光源の消灯時間が短いほどバイパス手段によるバイパス動作時間を短くするようにしたため、電源スイッチが開放した後、再び投入されるまでの消灯時間が短い程、バイパス手段によるバイパス動作時間を短くすることができる。 (Function) The filament light source extinguishing time is measured, and the shorter the filament light source extinguishing time, the shorter the bypass operation time by the bypass means. Therefore, the extinguishing time until the power switch is opened and then turned on again is short. As a result, the bypass operation time by the bypass means can be shortened.

以上の説明から明らかなように、請求項１に係る車両用発光装置によれば、フィラメント光源の光束の立ち上がりを速くすることができるとともに、装置の小型化及びコスト低減に寄与することができる。 As is apparent from the above description, the vehicle light emitting device according to claim 1 can speed up the rise of the luminous flux of the filament light source and contribute to downsizing and cost reduction of the device.

請求項２によれば、直流電源の機能と電力供給制御手段の機能を有効に活用して、フィラメント光源に直流電力を供給することができる。 According to the second aspect, it is possible to supply DC power to the filament light source by effectively utilizing the function of the DC power supply and the function of the power supply control means.

請求項３によれば、電力供給制御手段の立ち上がりに伴う影響をフィラメント光源に与えるのを防止できる。 According to the third aspect, it is possible to prevent the filament light source from being affected by the rise of the power supply control means.

請求項４によれば、過電圧あるいは過電流からフィラメント光源を保護することができる。 According to the fourth aspect, the filament light source can be protected from overvoltage or overcurrent.

請求項５によれば、電源スイッチが開放した後、再び投入されるまでの消灯時間が短い程、バイパス手段によるバイパス動作時間を短くすることができる。 According to the fifth aspect, the shorter the turn-off time from when the power switch is opened to when the power switch is turned on again, the shorter the bypass operation time by the bypass means.

次に、本発明の実施の形態を実施例に従って説明する。図１は、本発明の第１実施例を示す車両用発光装置の回路構成図、図２は、スイッチングレギュレータの回路構成図、図３は、制御回路の回路構成図、図４は、制御回路の動作を説明するための波形図、図５は、制御用電源の回路構成図、図６は、バイパス手段の第１実施例を示す回路構成図、図７は、本発明の第２実施例を示す車両用発光装置の要部回路構成図、図８は、バイパス手段の第２実施例を示す回路構成図、図９は、バッテリを用いて、短い消灯時間でハロゲンバルブを再点灯させたときの光束・電流・電圧の波形図、図１０は、定電流回路を用いて、短い消灯時間でハロゲンバルブを再点灯させたときの光束・電流・電圧の波形図、図１１は、バイパス手段の第３実施例を示す回路構成図、図１２は、バイパス手段の第４実施例を示す回路構成図、図１３は、バイパス手段の第５実施例を示す回路構成図、図１４は、バイパス手段の第６実施例を示す電圧クランプ回路の回路構成図である。 Next, embodiments of the present invention will be described according to examples. 1 is a circuit configuration diagram of a vehicle light emitting device according to a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a switching regulator, FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a control circuit, and FIG. 4 is a control circuit. FIG. 5 is a circuit configuration diagram of the control power supply, FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a first embodiment of the bypass means, and FIG. 7 is a second embodiment of the present invention. FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing a second embodiment of the bypass means, and FIG. 9 is a diagram showing a circuit diagram of a second embodiment of the bypass means. FIG. FIG. 10 is a waveform diagram of the luminous flux, current, and voltage when the halogen bulb is relighted with a short turn-off time using a constant current circuit. FIG. 11 is a bypass means. FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing a third embodiment of the fourth embodiment of the bypass means. Circuit diagram, FIG. 13 showing a is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the bypass means, FIG. 14 is a circuit diagram of the voltage clamp circuit according to a sixth embodiment of the bypass means.

これらの図において、車両用灯具を構成する車両用発光装置１０は、図１に示すように、点灯制御装置として、スイッチングレギュレータ１２、制御用電源１４、制御回路１６、バイパス回路１８、抵抗Ｒ１、Ｒ２を備えて構成されており、スイッチングレギュレータ１２には、フィラメントを有するフィラメント光源としてのハロゲンバルブ（ハロゲンランプ）２０が接続されている。 In these drawings, the vehicle light-emitting device 10 constituting the vehicle lamp includes a switching regulator 12, a control power source 14, a control circuit 16, a bypass circuit 18, a resistor R1, as a lighting control device, as shown in FIG. A halogen bulb (halogen lamp) 20 as a filament light source having a filament is connected to the switching regulator 12.

ハロゲンバルブ２０としては、互いに直列に接続された複数個のものを用いたり、互いに直列に接続された複数個のものを光源ブロックとして、複数個の光源ブロックを並列接続したものを用いたりすることもできる。また、ハロゲンバルブ２０は、ヘッドランプ、ストップ＆テールランプ、フォグランプ、ターンシグナルランプなどの各種車両用灯具の光源として構成することができる。 As the halogen bulb 20, a plurality of bulbs connected in series with each other, a plurality of bulbs connected in series with each other as a light source block, and a plurality of light source blocks connected in parallel may be used. You can also. Further, the halogen bulb 20 can be configured as a light source for various vehicle lamps such as a headlamp, a stop & tail lamp, a fog lamp, and a turn signal lamp.

スイッチングレギュレータ１２は、図２に示すように、トランスＴ１、コンデンサＣ１、ＮＭＯＳトランジスタ２２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２を備えて構成されている。トランスＴ１の一次側にはコンデンサＣ１が並列に接続されていると共に、ＮＭＯＳトランジスタ２２が直列に接続されている。コンデンサＣ１の一端側は電源入力端子２４、電源スイッチ２６を介して車載バッテリ（直流電源）２８のプラス端子に接続され、他端側は電源入力端子３０を介して車載バッテリ２８のマイナス端子に接続されていると共に、接地されている。ＮＭＯＳトランジスタ２２はドレインがトランスＴ１の一次側に接続され、ソースが接地され、ゲートが制御回路１６に接続されている。トランスＴ１の二次側にはダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２が並列に接続されており、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２との接続点は、出力端子３２を介してハロゲンバルブ２０の一端側に接続されるようになっている。トランスＴ１の二次側の一端側は、コンデンサＣ２の一端側と共に接地され、出力端子３４を介してハロゲンバルブ２０の他端側に接続されるようになっている。出力端子３２と接地間には抵抗Ｒ１、Ｒ２が挿入されており、抵抗Ｒ１、Ｒ２は、出力端子３２と接地間の電圧を分圧し、分圧によって得られた電圧を、電圧検出端子３６を介して制御回路１６にフィードバックするようになっている。 As shown in FIG. 2, the switching regulator 12 includes a transformer T1, a capacitor C1, an NMOS transistor 22, a diode D1, and a capacitor C2. A capacitor C1 is connected in parallel to the primary side of the transformer T1, and an NMOS transistor 22 is connected in series. One end of the capacitor C1 is connected to the positive terminal of the in-vehicle battery (DC power supply) 28 through the power input terminal 24 and the power switch 26, and the other end is connected to the negative terminal of the in-vehicle battery 28 through the power input terminal 30. And grounded. The NMOS transistor 22 has a drain connected to the primary side of the transformer T1, a source grounded, and a gate connected to the control circuit 16. A capacitor C2 is connected in parallel to the secondary side of the transformer T1 via a diode D1, and a connection point between the diode D1 and the capacitor C2 is connected to one end side of the halogen bulb 20 via an output terminal 32. It is like that. One end side of the secondary side of the transformer T1 is grounded together with one end side of the capacitor C2, and is connected to the other end side of the halogen bulb 20 via the output terminal 34. Resistors R1 and R2 are inserted between the output terminal 32 and the ground. The resistors R1 and R2 divide the voltage between the output terminal 32 and the ground, and the voltage obtained by the voltage division is supplied to the voltage detection terminal 36. Via the control circuit 16.

ＮＭＯＳトランジスタ２２は、制御回路１６から出力されるオンオフ信号（スイッチング信号）に応答してオンオフ動作するスイッチング素子として構成されている。ＮＭＯＳトランジスタ２２がオン動作したときには、車載バッテリ２８からの入力電圧が電磁エネルギーとしてトランスＴ１に蓄積され、ＮＭＯＳトランジスタ２２のオフ動作時に、トランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーが発光エネルギーとしてトランスＴ１の二次側からダイオードＤ１を介してハロゲンバルブ２０に放出されるようになっている。 The NMOS transistor 22 is configured as a switching element that performs an on / off operation in response to an on / off signal (switching signal) output from the control circuit 16. When the NMOS transistor 22 is turned on, the input voltage from the in-vehicle battery 28 is accumulated as electromagnetic energy in the transformer T1, and when the NMOS transistor 22 is turned off, the electromagnetic energy accumulated in the transformer T1 is emitted as light emission energy to the second transformer T1. It is emitted from the secondary side to the halogen bulb 20 via the diode D1.

この場合、スイッチングレギュレータ１２と制御回路１６は、車載バッテリ２８からの入力電力を安定化し、安定化された直流電力をハロゲンバルブ２０に供給する電力供給制御手段として構成されており、制御回路１６は、安定化されて直流電力をスイッチングレギュレータ１２からハロゲンバルブ２０に供給するために、電圧検出端子３６の電圧と規定の電圧とを比較し、この比較結果に応じてスイッチングレギュレータ１２の出力電流を制御するように構成されている。 In this case, the switching regulator 12 and the control circuit 16 are configured as power supply control means for stabilizing the input power from the in-vehicle battery 28 and supplying the stabilized DC power to the halogen bulb 20. In order to supply stabilized DC power from the switching regulator 12 to the halogen bulb 20, the voltage of the voltage detection terminal 36 is compared with a specified voltage, and the output current of the switching regulator 12 is controlled according to the comparison result. Is configured to do.

具体的には、スイッチングレギュレータ１２を制御するための制御回路１６は、図３に示すように、コンパレータ３８、エラーアンプ４０、ノコギリ波発生器４２、基準電圧４４、抵抗Ｒ３、Ｒ５、コンデンサＣ３を備えて構成されている。コンパレータ３８の出力端子４６はＮＭＯＳトランジスタ２２のゲートに直接或いは電流増幅用のプリアンプ（図示せず）を介して接続されており、抵抗Ｒ３の一端に接続された入力端子４８は電圧検出端子３６に接続されている。入力端子４８には電圧検出端子３６からフィードバックされる電圧が印加されるようになっており、抵抗Ｒ３を介してエラーアンプ４０の負入力端子に印加するようになっている。エラーアンプ４０は、負入力端子に印加された電圧と基準電圧４４との差に応じた電圧を閾値Ｖｔｈとして、コンパレータ３８の正入力端子に出力するようになっている。コンパレータ３８は、ノコギリ波発生器４２から負入力端子にノコギリ波Ｖｓを取り込み、このノコギリ波Ｖｓと閾値Ｖｔｈとを比較し、この比較結果に応じたオンオフ信号をＮＭＯＳトランジスタ２２のゲートに出力するようになっている。 Specifically, as shown in FIG. 3, the control circuit 16 for controlling the switching regulator 12 includes a comparator 38, an error amplifier 40, a sawtooth wave generator 42, a reference voltage 44, resistors R3 and R5, and a capacitor C3. It is prepared for. The output terminal 46 of the comparator 38 is connected to the gate of the NMOS transistor 22 directly or through a preamplifier (not shown) for current amplification, and the input terminal 48 connected to one end of the resistor R3 is connected to the voltage detection terminal 36. It is connected. A voltage fed back from the voltage detection terminal 36 is applied to the input terminal 48, and is applied to the negative input terminal of the error amplifier 40 via the resistor R3. The error amplifier 40 outputs a voltage corresponding to the difference between the voltage applied to the negative input terminal and the reference voltage 44 to the positive input terminal of the comparator 38 as a threshold value Vth. The comparator 38 takes in the sawtooth wave Vs from the sawtooth wave generator 42 to the negative input terminal, compares the sawtooth wave Vs with the threshold value Vth, and outputs an on / off signal corresponding to the comparison result to the gate of the NMOS transistor 22. It has become.

例えば、図４（ａ）、（ｂ）に示すように、閾値Ｖｔｈのレベルがノコギリ波Ｖｓのほぼ中間にあるときにはオンデューティがほぼ５０％のオンオフ信号を出力するようになっている。一方、スイッチングレギュレータ１２の出力電圧が減少したことに伴って、電圧検出端子３６からフィードバックされる電圧のレベルが基準電圧４４よりも低くなったときには、エラーアンプ４０の出力による閾値Ｖｔｈのレベルが高くなり、図４（ｃ）、（ｄ）に示すように、コンパレータ３８からは、オンデューティが５０％よりも高いオンデューティのオンオフ信号が出力される。この結果、スイッチングレギュレータ１２の出力電圧は増加することになる。 For example, as shown in FIGS. 4A and 4B, when the level of the threshold Vth is substantially in the middle of the sawtooth wave Vs, an on / off signal with an on-duty of approximately 50% is output. On the other hand, when the level of the voltage fed back from the voltage detection terminal 36 becomes lower than the reference voltage 44 as the output voltage of the switching regulator 12 decreases, the level of the threshold Vth due to the output of the error amplifier 40 increases. Thus, as shown in FIGS. 4C and 4D, the comparator 38 outputs an on / off signal having an on-duty higher than 50%. As a result, the output voltage of the switching regulator 12 increases.

逆に、スイッチングレギュレータ１２の出力電圧が増加することに伴って、電圧検出端子３６からフィードバックされる電圧のレベルが基準電圧４４よりも高くなり、エラーアンプ４０の出力による閾値Ｖｔｈのレベルが低下したときには、図４（ｅ）、（ｆ）に示すように、コンパレータ３８からは、オンデューティが５０％よりも低いオンオフ信号が出力される。この結果、スイッチングレギュレータ１２の出力電圧は減少する。なお、ノコギリ波発生器４２の代わりに、三角波（三角波信号）を発生する三角波発生器を用いることもできる。 Conversely, as the output voltage of the switching regulator 12 increases, the level of the voltage fed back from the voltage detection terminal 36 becomes higher than the reference voltage 44, and the level of the threshold Vth due to the output of the error amplifier 40 decreases. Sometimes, as shown in FIGS. 4E and 4F, the comparator 38 outputs an on / off signal whose on-duty is lower than 50%. As a result, the output voltage of the switching regulator 12 decreases. Instead of the sawtooth wave generator 42, a triangular wave generator that generates a triangular wave (triangular wave signal) can also be used.

また、制御回路１６には、制御用電源１４から電力が供給されるようになっており、制御用電源１４は、図５に示すように、シリーズレギュレータとして、ＮＰＮトランジスタ５０、抵抗Ｒ６、ツェナーダイオードＺＤ１、コンデンサＣ４を備えて構成されている。ＮＰＮトランジスタ５０は、コレクタが電源入力端子２４を介して電源スイッチ２６に接続され、エミッタが出力端子５２を介して制御回路１６に接続されている。ＮＰＮトランジスタ５０は、電源入力端子２４から電源電圧が印加されたときに、ツェナーダイオードＺＤ１の両端に生じるツェナー電圧に応じた電圧をエミッタから出力端子５２を介して、制御回路１６に出力するようになっている。 Further, power is supplied to the control circuit 16 from the control power supply 14, and the control power supply 14 is an NPN transistor 50, a resistor R6, a Zener diode as a series regulator as shown in FIG. ZD1 and capacitor C4 are provided. The NPN transistor 50 has a collector connected to the power switch 26 via the power input terminal 24 and an emitter connected to the control circuit 16 via the output terminal 52. The NPN transistor 50 outputs a voltage corresponding to the Zener voltage generated at both ends of the Zener diode ZD1 from the emitter to the control circuit 16 via the output terminal 52 when the power supply voltage is applied from the power input terminal 24. It has become.

一方、バイパス回路１８は、図６に示すように、ＰＭＯＳトランジスタ５４、ＮＰＮトランジスタ５６、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０を備えて構成されている。尚、Ｄ２は寄生ダイオードである。ＰＭＯＳトランジスタ５４は、バイパス動作を実行するスイッチ素子として、ソースが入力端子５８を介して電源入力端子２４に接続され、ドレインが出力端子６０を介して出力端子３２に接続され、ゲートが抵抗Ｒ８を介してＮＰＮトランジスタ５６のコレクタに接続されており、ソース・ゲート間に耐圧（１０Ｖ程度）を確保するためのツェナーダイオードＺＤ２が並列接続されている。ＮＰＮトランジスタ５６は、エミッタが接地され、ベースが抵抗Ｒ１０、制御端子６２を介して、制御回路１６に接続されている。 On the other hand, as shown in FIG. 6, the bypass circuit 18 includes a PMOS transistor 54, an NPN transistor 56, a Zener diode ZD2, and resistors R7, R8, R9, and R10. D2 is a parasitic diode. The PMOS transistor 54 has a source connected to the power input terminal 24 via the input terminal 58, a drain connected to the output terminal 32 via the output terminal 60, and a gate connected to the resistor R8 as a switching element that performs a bypass operation. A Zener diode ZD2 is connected in parallel between the source and the gate for ensuring a withstand voltage (about 10 V). The NPN transistor 56 has an emitter grounded and a base connected to the control circuit 16 via a resistor R10 and a control terminal 62.

バイパス回路１８は、直流電源の投入または開放を制御する電源スイッチ２６が投入され、スイッチングレギュレータ１２、制御用電源１４、制御回路１６に電力が供給されたときに、制御端子６２の電圧レベルがハイレベル（ＮＰＮトランジスタ５６の閾値よりも高いレベル）とされ、ＮＰＮトランジスタ５６がオンになるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ５４がオンになり、ＰＭＯＳトランジスタ５４のバイパス動作の開始に伴って、車載バッテリ２８からの入力電力（直流電力）をスイッチングレギュレータ１２をバイパスさせて、ハロゲンバルブ２０に直接供給するバイパス手段として構成されている。すなわち、バイパス回路１８は、電源スイッチ２６の投入に伴って、スイッチングレギュレータ１２が起動し、その出力電流（出力電力）が安定化領域に移行するときに、車載バッテリ２８からの入力電力（直流電力）をスイッチングレギュレータ１２をバイパスさせて、ハロゲンバルブ２０に直接供給するようになっている。 In the bypass circuit 18, the voltage level of the control terminal 62 is high when the power switch 26 that controls turning on or off the DC power is turned on and power is supplied to the switching regulator 12, the control power supply 14, and the control circuit 16. Level (a level higher than the threshold value of the NPN transistor 56), the NPN transistor 56 is turned on and the PMOS transistor 54 is turned on. The bypass regulator is configured to bypass the switching regulator 12 and supply power (DC power) directly to the halogen bulb 20. That is, when the switching regulator 12 is activated with the power switch 26 turned on and the output current (output power) shifts to the stabilization region, the bypass circuit 18 receives the input power (DC power) from the in-vehicle battery 28. ) Is directly supplied to the halogen bulb 20 by bypassing the switching regulator 12.

本実施例によれば、ハロゲンバルブ２０に直流電力を供給するに際して、電源スイッチ２６の投入時に車載バッテリ２８からの入力電力をスイッチングレギュレータ１２をバイパスさせて、バイパス回路１８からハロゲンバルブ２０に直接供給し、その後、スイッチングレギュレータ１２によって安定化された直流電力をハロゲンバルブ２０に供給するようにしたため、電源投入時に、車載バッテリ２８の能力を活用してハロゲンバルブ２０に直流電力を供給することができ、スイッチングレギュレータ１２の電力容量および出力能力を小さくしても、ハロゲンバルブ２０の光束の立ち上がりを速くすることができ、装置の小型化及びコスト低減に寄与することが可能になる。 According to this embodiment, when supplying DC power to the halogen bulb 20, when the power switch 26 is turned on, input power from the in-vehicle battery 28 is bypassed by the switching regulator 12 and supplied directly from the bypass circuit 18 to the halogen bulb 20. After that, since the DC power stabilized by the switching regulator 12 is supplied to the halogen bulb 20, the DC power can be supplied to the halogen bulb 20 by utilizing the capacity of the in-vehicle battery 28 when the power is turned on. Even if the power capacity and output capability of the switching regulator 12 are reduced, the rise of the luminous flux of the halogen bulb 20 can be made faster, which can contribute to the downsizing and cost reduction of the apparatus.

車載バッテリ２８からの入力電力をスイッチングレギュレータ１２をバイパスさせるに際しては、図７に示すように、バイパス回路１８の入力端子５８をトランスＴ１の一次側巻線とＮＭＯＳトランジスタ２２のドレインとの接続点に接続する構成を採用することもできる。この場合、バイパス回路１８がバイパス動作したときの電流の経路は、電源入力端子２４→トランスＴ１の一次側巻線→バイパス回路１８→ハロゲンバルブ２０となる。 When bypassing the input power from the in-vehicle battery 28 to the switching regulator 12, as shown in FIG. 7, the input terminal 58 of the bypass circuit 18 is connected to the connection point between the primary winding of the transformer T1 and the drain of the NMOS transistor 22. A configuration for connection can also be adopted. In this case, the path of the current when the bypass circuit 18 performs a bypass operation is the power source input terminal 24 → the primary winding of the transformer T1 → the bypass circuit 18 → the halogen bulb 20.

次に、バイパス手段の第２実施例を図８に従って説明する。本実施例は、バイパス手段として、バイパス回路１８の他に、バイパス回路１８のバイパス動作時間を規定するための要素として、充放電回路１９を付加したものであり、他の構成は、第１実施例のものと同様である。 Next, a second embodiment of the bypass means will be described with reference to FIG. In this embodiment, a charge / discharge circuit 19 is added as an element for defining the bypass operation time of the bypass circuit 18 in addition to the bypass circuit 18 as a bypass means, and the other configuration is the first embodiment. Similar to the example.

具体的には、バイパス回路１８がバイパス動作するバイパス動作時間を規定するための充放電回路１９は、ＮＰＮトランジスタ５６とＰＭＯＳトランジスタ５４のオフ動作を規定するための要素として、ＮＰＮトランジスタ６４、ツェナーダイオードＺＤ３、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５が設けられている。ＮＰＮトランジスタ６４は、エミッタが接地され、コレクタが制御端子６２に接続されているとともに、抵抗Ｒ１１を介してＶｒｅｆに接続され、ベースが抵抗Ｒ１２に接続されているとともに、ツェナーダイオードＺＤ３、抵抗Ｒ１３を介してコンデンサＣ５の一端側に接続されている。 Specifically, the charge / discharge circuit 19 for defining the bypass operation time during which the bypass circuit 18 performs a bypass operation includes an NPN transistor 64, a Zener diode as elements for defining the OFF operation of the NPN transistor 56 and the PMOS transistor 54. ZD3, capacitor C5, resistors R11, R12, R13, R14, and R15 are provided. The NPN transistor 64 has an emitter grounded, a collector connected to the control terminal 62, a resistor R11 connected to Vref, a base connected to a resistor R12, and a Zener diode ZD3 and a resistor R13. And is connected to one end of the capacitor C5.

ＮＰＮトランジスタ６４は、電源スイッチ２６の投入に伴ってＶｒｅｆが生成されて、ＮＰＮトランジスタ５６とＰＭＯＳトランジスタ５４がオン（導通状態）になって、バイパス回路１８によるバイパス動作が開始されたときには、オフ状態にある。この後、ＮＰＮトランジスタ６４は、コンデンサＣ５に電荷が蓄積されていく充電過程で、コンデンサＣ５の両端電圧が、バイパス動作停止用の規定電圧＝（ＮＰＮトランジスタ６４のＶ_ＢＥ）＋（ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧）を超えたときに、オンになる。ＮＰＮトランジスタ６４がオンになると、制御端子６２がＮＰＮトランジスタ６４を介して接地され、ＮＰＮトランジスタ５６がオフになるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ５４がオフ（非道通状態）になり、バイパス回路１８によるバイパス動作が停止されることになる。ＮＰＮトランジスタ６４がオンになるタイミングは、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ５から定まる時定数（充電時定数）と前記規定電圧によって決定され、これらが決定されると、バイパス回路１８がバイパス動作するバイパス動作時間が規定されることになる。このバイパス動作時間としては、スイッチングレギュレータ１２が起動したときから、ハロゲンバルブ２０が安定点灯するまでの時間であって、例えば、２００ｍｓ〜５００ｍｓに設定することができる。 The NPN transistor 64 is turned off when Vref is generated with the power switch 26 turned on, the NPN transistor 56 and the PMOS transistor 54 are turned on (conductive state), and the bypass operation by the bypass circuit 18 is started. It is in. Thereafter, in the charging process in which the charge is accumulated in the capacitor C5, the NPN transistor 64 has a voltage across the capacitor C5 of the specified voltage for stopping the bypass operation = (V _{BE of the} NPN transistor 64) + (Zener diode ZD3 Turns on when the zener voltage is exceeded. When the NPN transistor 64 is turned on, the control terminal 62 is grounded via the NPN transistor 64, the NPN transistor 56 is turned off, and the PMOS transistor 54 is turned off (non-passage state). Will be stopped. The timing at which the NPN transistor 64 is turned on is determined by a time constant (charging time constant) determined from the resistor R14 and the capacitor C5 and the specified voltage. When these are determined, the bypass operation time during which the bypass circuit 18 performs a bypass operation is determined. It will be specified. The bypass operation time is a time from when the switching regulator 12 is activated until the halogen bulb 20 is stably lit, and can be set to 200 ms to 500 ms, for example.

本実施例によれば、スイッチングレギュレータ１２が起動したときから、ハロゲンバルブ２０が安定点灯するまでは、車載バッテリ２８からの入力電力をバイパス回路１８を介してハロゲンバルブ２０に供給し、ハロゲンバルブ２０が安定点灯した以降はバイパス回路１８の動作を停止するようにしたため、車載バッテリ２８の機能とスイッチングレギュレータ１２の機能を有効に活用して、ハロゲンバルブ２０に直流電力を供給することができ、スイッチングレギュレータ１２の電力容量および出力能力を小さくしても、ハロゲンバルブ２０の光束の立ち上がりを速くすることができ、装置の小型化及びコスト低減に寄与することが可能になる。 According to this embodiment, from when the switching regulator 12 is activated until the halogen bulb 20 is stably lit, input power from the in-vehicle battery 28 is supplied to the halogen bulb 20 via the bypass circuit 18. Since the operation of the bypass circuit 18 is stopped after the LED is stably lit, the function of the on-vehicle battery 28 and the function of the switching regulator 12 can be effectively utilized to supply DC power to the halogen bulb 20 and switching. Even if the power capacity and output capability of the regulator 12 are reduced, the rise of the luminous flux of the halogen bulb 20 can be made faster, which can contribute to downsizing and cost reduction of the apparatus.

すなわち、バイパス回路１８を用いて車載バッテリ２８からの入力電力をハロゲンバルブ２０に供給する時間がスイッチングレギュレータ１２の立ち上がり期間に比べて長すぎると、電源電圧（バッテリ電圧）の変動の影響を受け、電源電圧の変化に応じてハロゲンバルブ２０の印加電圧や光束が変化し、スイッチングレギュレータ１２を設けた意味がなくなる。従って、スイッチングレギュレータ１２が起動したときから、ハロゲンバルブ２０が安定点灯するまでは、少なくとも車載バッテリ２８からの入力電力をバイパス回路１８を介してハロゲンバルブ２０に供給し、それ以降は、バイパス回路１８の動作を停止することで、スイッチングレギュレータ１２の電力容量および出力能力を小さくしても、ハロゲンバルブ２０の光束の立ち上がりを速くすることができることになる。 That is, if the time for supplying the input power from the in-vehicle battery 28 to the halogen bulb 20 using the bypass circuit 18 is too long compared to the rising period of the switching regulator 12, the power supply voltage (battery voltage) is affected. The applied voltage and light flux of the halogen bulb 20 change according to the change of the power supply voltage, and the meaning of providing the switching regulator 12 is lost. Accordingly, at least input power from the in-vehicle battery 28 is supplied to the halogen bulb 20 via the bypass circuit 18 from when the switching regulator 12 is activated until the halogen bulb 20 is stably lit, and thereafter, the bypass circuit 18 is supplied. By stopping the operation, the rise of the luminous flux of the halogen bulb 20 can be accelerated even if the power capacity and output capability of the switching regulator 12 are reduced.

本実施例においては、コンデンサＣ５への充電を基準電圧Ｖｒｅｆから行っているが、基準電圧Ｖｒｅｆの代わりに、電源入力端子２４に印加される入力電圧を用いることができる。この場合、電源入力端子２４に印加される入力電圧の高さ（レベル）によってスイッチングレギュレータ１２の立ち上がり期間を調整することができる。すなわち、電源入力端子２４に印加される入力電圧が高くなれば、コンデンサＣ５への充電が速くなり、バイパス回路１８によるバイパス動作時間が短くなる。逆に、電源入力端子２４に印加される入力電圧が低くなれば、コンデンサＣ５への充電が遅くなり、長い期間バイパス回路１８からの入力電圧をハロゲンバルブ２０に印加することができ、光束の立ち上がりをより一層促進させることができる。 In this embodiment, the capacitor C5 is charged from the reference voltage Vref, but an input voltage applied to the power input terminal 24 can be used instead of the reference voltage Vref. In this case, the rising period of the switching regulator 12 can be adjusted by the height (level) of the input voltage applied to the power input terminal 24. That is, when the input voltage applied to the power input terminal 24 is increased, the capacitor C5 is charged faster and the bypass operation time by the bypass circuit 18 is shortened. On the contrary, if the input voltage applied to the power input terminal 24 is lowered, the charging of the capacitor C5 is delayed, and the input voltage from the bypass circuit 18 can be applied to the halogen bulb 20 for a long period of time. Can be further promoted.

また、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ５は、ＮＰＮトランジスタ５６とＰＭＯＳトランジスタ５４のオフ動作を規定するための時定数であって、コンデンサＣ５の充電時における充電時定数として用いられているが、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ５は、抵抗Ｒ１５とともに、コンデンサＣ５の放電時（電源スイッチ２６の開放時）における放電時定数として用いられている。この放電時定数をハロゲンバルブ２０の消灯時間、すなわち、電源スイッチ２６の開放時間を考慮して設定すると、例えば、短い消灯時間（電源スイッチ２６が開放した後、再び投入されるまでの時間）であれば、消灯時間が長いときよりもコンデンサＣ５の放電も少なく、再点灯時に直ぐにコンデンサＣ５の電圧が上昇し、バイパス回路１８によるバイパス動作を即座に停止させることができる。つまり、コンデンサＣ５の充電時定数と放電時定数を規定する要素をコンデンサＣ５の充放電時間を計測する手段として用いるとともに、ハロゲンバルブ２０の消灯時間を計測する時間計測手段として用い、時間計測手段の計測結果に従ってＮＰＮトランジスタ５６とＰＭＯＳトランジスタ５４をオフ動作させることで、電源スイッチ２６が開放した後、再び投入されるまでの消灯時間が短い程、バイパス回路１８によるバイパス動作時間とスイッチングレギュレータ１２の立ち上がり期間を短くすることができ、速やかに定電流制御することができる。 The resistor R14 and the capacitor C5 are time constants for defining the off operation of the NPN transistor 56 and the PMOS transistor 54, and are used as charging time constants when the capacitor C5 is charged. C5 is used as a discharge time constant together with the resistor R15 when the capacitor C5 is discharged (when the power switch 26 is opened). If this discharge time constant is set in consideration of the turn-off time of the halogen bulb 20, that is, the open time of the power switch 26, for example, a short turn-off time (the time from when the power switch 26 is opened until the power switch 26 is turned on again). If so, the discharge of the capacitor C5 is less than when the turn-off time is long, and the voltage of the capacitor C5 immediately increases at the time of re-lighting, so that the bypass operation by the bypass circuit 18 can be stopped immediately. That is, the elements that define the charging time constant and discharging time constant of the capacitor C5 are used as means for measuring the charging / discharging time of the capacitor C5, and are used as time measuring means for measuring the turn-off time of the halogen bulb 20, and By turning off the NPN transistor 56 and the PMOS transistor 54 according to the measurement result, the shorter the extinguishing time until the power switch 26 is opened and then turned on again, the shorter the bypass operation time by the bypass circuit 18 and the rise of the switching regulator 12 The period can be shortened, and constant current control can be performed promptly.

なお、ハロゲンバルブ２０の消灯時間を計測する時間計測手段としては、抵抗、コンデンサを含む時定数回路の他に、電源スイッチ２６の開放に応答して計時を開始し、電源スイッチ２６が再び投入されるまでの時間を計測する計測手段をマイコンなどを用いて構成することができる。 In addition to the time constant circuit including a resistor and a capacitor, time measuring means for measuring the turn-off time of the halogen bulb 20 starts timing in response to the opening of the power switch 26, and the power switch 26 is turned on again. The measuring means for measuring the time until the start can be configured using a microcomputer or the like.

図９に、車載バッテリ２８の出力電圧を直接ハロゲンバルブ２０に印加し、短い消灯時間でハロゲンバルブ２０を再点灯させたときの光束Ｌ１、電流Ｉ１および電圧Ｖ１の波形を示す。図１０には、定電流回路を用いて、短い消灯時間でハロゲンバルブ２０を再点灯させたときの光束Ｌ２、電流Ｉ２および電圧Ｖ２の波形を示す。 FIG. 9 shows waveforms of the luminous flux L1, the current I1, and the voltage V1 when the output voltage of the in-vehicle battery 28 is directly applied to the halogen bulb 20 and the halogen bulb 20 is turned on again with a short turn-off time. FIG. 10 shows waveforms of the light beam L2, the current I2, and the voltage V2 when the halogen bulb 20 is turned on again with a short turn-off time using a constant current circuit.

図９と図１０から、定電流回路を用いてハロゲンバルブ２０を点灯しても、光束Ｌ２の立ち上がりは、ハロゲンバルブ２０を車載バッテリ２８で直接点灯させた場合の光束Ｌ１の立ち上がり特性に近づくので、短い消灯時間であれば、定電流回路として機能するスイッチングレギュレータ１２を用いても、バイパスさせる期間を短くしても良いといえる。 From FIG. 9 and FIG. 10, even if the halogen bulb 20 is turned on using a constant current circuit, the rise of the luminous flux L2 approaches the rise characteristic of the luminous flux L1 when the halogen bulb 20 is directly lit by the vehicle battery 28. If the turn-off time is short, it can be said that the switching regulator 12 functioning as a constant current circuit may be used or the bypass period may be shortened.

次に、バイパス手段の第３実施例を図１１に従って説明する。本実施例は、第２実施例のバイパス手段に、バイパス回路１８によるバイパス動作期間中は、スイッチングレギュレータ１２の動作を停止するための要素を充放電回路１９に付加したものであり、他の構成は、第２実施例のものと同様である。 Next, a third embodiment of the bypass means will be described with reference to FIG. In this embodiment, an element for stopping the operation of the switching regulator 12 is added to the charge / discharge circuit 19 during the bypass operation period of the bypass circuit 18 in the bypass means of the second embodiment. Is the same as that of the second embodiment.

具体的には、制御回路１６の電圧検出端子３６と充放電回路１９の出力側に接続された制御端子６２との間にダイオードＤ３が挿入されており、ダイオードＤ３のカソードが抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点および電圧検出端子３６に接続され、アノードが制御端子６２とＮＰＮトランジスタ６４のコレクタに接続されている。 Specifically, a diode D3 is inserted between the voltage detection terminal 36 of the control circuit 16 and the control terminal 62 connected to the output side of the charge / discharge circuit 19, and the cathode of the diode D3 is connected to the resistors R1 and R2. And the anode is connected to the control terminal 62 and the collector of the NPN transistor 64.

電源スイッチ２６の投入に伴って基準電圧Ｖｒｅｆが生成されて、ＮＰＮトランジスタ５６とＰＭＯＳトランジスタ５４がオンになって、バイパス回路１８によるバイパス動作が開始されると、基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ１１、ダイオードＤ３を介して電圧検出端子３６に印加され、ダイオードＤ３が導通状態となる。このとき、電圧検出端子３６に印加される電圧は、例えば、制御回路１６の基準電圧４４の２倍以上に設定されているので、この電圧が、電圧検出端子３６から制御回路１６の入力端子４８にフィードバックされると、エラーアンプ４０の出力による閾値Ｖｔｈのレベルがノコギリ波Ｖｓのレベルよりも低下し、コンパレータ３８からは、オンデューティが０％のオンオフ信号、すなわちオフ信号が出力され、ＮＭＯＳトランジスタ２２がオフとなって、スイッチングレギュレータ１２の動作が即座に停止される。すなわち、スイッチングレギュレータ１２は、バイパス回路１８のバイパス動作の開始とともに、スイッチング動作が停止されることになる。 When the power switch 26 is turned on, the reference voltage Vref is generated, the NPN transistor 56 and the PMOS transistor 54 are turned on, and when the bypass circuit 18 starts the bypass operation, the reference voltage Vref becomes the resistor R11, the diode D3. Is applied to the voltage detection terminal 36, and the diode D3 becomes conductive. At this time, since the voltage applied to the voltage detection terminal 36 is set to, for example, twice or more the reference voltage 44 of the control circuit 16, this voltage is changed from the voltage detection terminal 36 to the input terminal 48 of the control circuit 16. , The threshold Vth level due to the output of the error amplifier 40 falls below the level of the sawtooth wave Vs, and the comparator 38 outputs an on / off signal with an on-duty of 0%, that is, an off signal. 22 is turned off, and the operation of the switching regulator 12 is immediately stopped. That is, the switching regulator 12 stops the switching operation as the bypass circuit 18 starts the bypass operation.

一方、バイパス回路１８によるバイパス動作が開始された後、スイッチングレギュレータ１２の立ち上がり期間が経過してハロゲンバルブ２０が安定点灯すると、コンデンサＣ５の充電電圧の上昇に伴ってＮＰＮトランジスタ６４がオンになるとともに、ＮＰＮトランジスタ５６とＰＭＯＳトランジスタ５４がオフになって、バイパス回路１８によるバイパス動作が停止され、ダイオードＤ３が非道通状態となる。このとき、電圧検出端子３６には、ハロゲンバルブ２０の両端電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧（バイパス動作開始時における電圧よりも低い電圧）が生じ、この電圧に従って、スイッチングレギュレータ１２のスイッチング動作が開始される。 On the other hand, after the bypass operation by the bypass circuit 18 is started, when the rising period of the switching regulator 12 elapses and the halogen bulb 20 is stably lit, the NPN transistor 64 is turned on as the charging voltage of the capacitor C5 increases. The NPN transistor 56 and the PMOS transistor 54 are turned off, the bypass operation by the bypass circuit 18 is stopped, and the diode D3 is turned off. At this time, a voltage obtained by dividing the voltage across the halogen bulb 20 by the resistors R1 and R2 (a voltage lower than the voltage at the start of the bypass operation) is generated at the voltage detection terminal 36, and the switching of the switching regulator 12 is performed according to this voltage. Operation starts.

本実施例によれば、スイッチングレギュレータ１２の起動時に、バイパス回路１８がバイパス動作する間は、スイッチングレギュレータ１２のスイッチング動作を停止するようにしたので、スイッチングレギュレータ１２の立ち上がりに伴う影響をハロゲンバルブ２０に与えるのを防止することができる。 According to the present embodiment, when the switching regulator 12 is started up, the switching operation of the switching regulator 12 is stopped while the bypass circuit 18 performs the bypass operation. Can be prevented.

次に、バイパス手段の第４実施例を図１２に従って説明する。本実施例は、第３実施例の充放電回路１９に、バイパス回路１８によるバイパス動作期間（バイパス回路１８が動作している期間）のうち少なくとも最初の期間は、スイッチングレギュレータ１２のスイッチング動作を停止し、バイパス動作期間が経過する前に、スイッチングレギュレータ１２のスイッチング動作を開始するための要素を付加したものであり、他の構成は、第３実施例のものと同様である。 Next, a fourth embodiment of the bypass means will be described with reference to FIG. In this embodiment, the charging / discharging circuit 19 of the third embodiment stops the switching operation of the switching regulator 12 during at least the first period of the bypass operation period (period during which the bypass circuit 18 is operating) by the bypass circuit 18. In addition, an element for starting the switching operation of the switching regulator 12 is added before the bypass operation period elapses, and the other configuration is the same as that of the third embodiment.

具体的には、充放電回路１９には、バイパス回路１８がバイパス動作する時間を規定するための要素（ＮＰＮトランジスタ６４、ツェナーダイオードＺＤ３、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５）の他に、バイパス回路１８がバイパス動作する期間が経過する前に、スイッチングレギュレータ１２のスイッチング動作を開始するための要素として、ＮＰＮトランジスタ６６、ダイオードＤ３、ツェナーダイオードＺＤ４、抵抗Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８が設けられている。ＮＰＮトランジスタ６６は、エミッタが接地され、コレクタがダイオードＤ３を介して電圧検出端子３６に接続されているとともに、抵抗Ｒ１６を介して基準電圧Ｖｒｅｆに接続され、ベースが抵抗Ｒ１７に接続されているとともに、ツェナーダイオードＺＤ４、抵抗Ｒ１８を介してコンデンサＣ５の一端側に接続されている。 Specifically, the charge / discharge circuit 19 includes elements (NPN transistor 64, Zener diode ZD3, capacitor C5, resistors R11, R12, R13, R14, and R15) for defining a time during which the bypass circuit 18 performs a bypass operation. In addition, an NPN transistor 66, a diode D3, a Zener diode ZD4, and resistors R16, R17, and R18 are provided as elements for starting the switching operation of the switching regulator 12 before the period during which the bypass circuit 18 performs the bypass operation. It has been. The NPN transistor 66 has an emitter grounded, a collector connected to the voltage detection terminal 36 via the diode D3, a resistor R16 connected to the reference voltage Vref, and a base connected to the resistor R17. Are connected to one end side of a capacitor C5 through a Zener diode ZD4 and a resistor R18.

ＮＰＮトランジスタ６６は、電源スイッチ２６の投入に伴って基準電圧Ｖｒｅｆが生成されて、ＮＰＮトランジスタ５６とＰＭＯＳトランジスタ５４がオンになって、バイパス回路１８によるバイパス動作が開始されたときには、ＮＰＮトランジスタ６４と同様にオフ状態にある。このとき、基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ１６、ダイオードＤ３を介して電圧検出端子３６に印加され、ダイオードＤ３が導通状態となる。この結果、電圧検出端子３６には、制御回路１６の基準電圧４４の２倍以上の電圧が印加され、制御回路１６のＮＭＯＳトランジスタ２２がオフとなって、スイッチングレギュレータ１２のスイッチング動作が停止される。この後、コンデンサＣ５に電荷が蓄積されていく充電過程で、コンデンサＣ５の両端電圧が、スイッチング動作開始用の規定電圧＝（ＮＰＮトランジスタ６６のＶ_ＢＥ）＋（ツェナーダイオードＺＤ４のツェナー電圧）を超えたときに、ＮＰＮトランジスタ６６がオンになる。この場合、ツェナーダイオードＺＤ４のツェナー電圧＜ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧に設定されているので、ＮＰＮトランジスタ６４がオンになる前（バイパス回路１８によるバイパス動作期間が経過する前）に、ＮＰＮトランジスタ６６がオンになる。ＮＰＮトランジスタ６６がオンになると、ダイオードＤ３が非道通状態となって、電圧検出端子３６には、ハロゲンバルブ２０の両端電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧が生じ、この電圧に従って、スイッチングレギュレータ１２のスイッチング動作が開始される。この後、コンデンサＣ５の両端電圧が、バイパス動作停止用の規定電圧＝（ＮＰＮトランジスタ６４のＶ_ＢＥ）＋（ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧）を超えると、ＮＰＮトランジスタ６４がオンになる。ＮＰＮトランジスタ６４がオンになると、制御端子６２がＮＰＮトランジスタ６４を介して接地され、ＮＰＮトランジスタ５６がオフになるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ５４がオフになり、バイパス回路１８によるバイパス動作が停止される。 The NPN transistor 66 generates the reference voltage Vref as the power switch 26 is turned on. When the NPN transistor 56 and the PMOS transistor 54 are turned on and the bypass operation by the bypass circuit 18 is started, the NPN transistor 64 Similarly, it is in the off state. At this time, the reference voltage Vref is applied to the voltage detection terminal 36 via the resistor R16 and the diode D3, and the diode D3 becomes conductive. As a result, a voltage more than twice the reference voltage 44 of the control circuit 16 is applied to the voltage detection terminal 36, the NMOS transistor 22 of the control circuit 16 is turned off, and the switching operation of the switching regulator 12 is stopped. . Thereafter, in the charging process in which the charge is accumulated in the capacitor C5, the voltage across the capacitor C5 exceeds the specified voltage for starting the switching operation = (V _{BE of the} NPN transistor 66) + (Zener voltage of the Zener diode ZD4). The NPN transistor 66 is turned on. In this case, since the Zener voltage of the Zener diode ZD4 <the Zener voltage of the Zener diode ZD3, the NPN transistor 66 is turned on before the NPN transistor 64 is turned on (before the bypass operation period by the bypass circuit 18 elapses). Turn on. When the NPN transistor 66 is turned on, the diode D3 is turned off, and a voltage is generated at the voltage detection terminal 36 by dividing the voltage across the halogen bulb 20 by the resistors R1 and R2. 12 switching operations are started. Thereafter, when the voltage across the capacitor C5 exceeds the specified voltage for stopping the bypass operation = (V _{BE of the} NPN transistor 64) + (Zener voltage of the Zener diode ZD3), the NPN transistor 64 is turned on. When the NPN transistor 64 is turned on, the control terminal 62 is grounded via the NPN transistor 64, the NPN transistor 56 is turned off, the PMOS transistor 54 is turned off, and the bypass operation by the bypass circuit 18 is stopped.

本実施例によれば、バイパス回路１８がバイパス動作するバイパス動作期間のうち少なくとも最初の期間は、スイッチングレギュレータ１２のスイッチング動作を停止し、バイパス回路１８がバイパス動作するバイパス動作期間が経過する前に、スイッチングレギュレータ１２のスイッチング動作を開始するようにしたので、スイッチングレギュレータ１２の立ち上がりに伴う影響をハロゲンバルブ２０に与えるのを防止することができるとともに、バイパス回路１８によるバイパス動作が終了したときに、スイッチングレギュレータ１２の出力電圧が瞬時低下したり、ハロゲンバルブ２０の光量が低下したりするのを防止することができる。 According to the present embodiment, the switching operation of the switching regulator 12 is stopped during at least the first period of the bypass operation period in which the bypass circuit 18 performs the bypass operation, and before the bypass operation period in which the bypass circuit 18 performs the bypass operation elapses. Since the switching operation of the switching regulator 12 is started, it is possible to prevent the halogen bulb 20 from being affected by the rise of the switching regulator 12, and when the bypass operation by the bypass circuit 18 is completed, It is possible to prevent the output voltage of the switching regulator 12 from decreasing instantaneously or the light quantity of the halogen bulb 20 from decreasing.

また、前記各実施例において、バイパス回路１８を用いるに際しては、図１３に示すように、ＰＭＯＳトランジスタ５４のドレインと出力端子６０との間にダイオードＤ４を挿入し、ダイオードＤ４のアノードをＰＭＯＳトランジスタ５４のドレインに接続し、カソードを出力端子６０に接続する構成を採用することができる。 In each of the above embodiments, when the bypass circuit 18 is used, as shown in FIG. 13, a diode D4 is inserted between the drain of the PMOS transistor 54 and the output terminal 60, and the anode of the diode D4 is connected to the PMOS transistor 54. A configuration in which the cathode is connected to the output terminal 60 can be employed.

すなわち、ＰＭＯＳトランジスタ５４のソース・ドレイン間に寄生ダイオードＤ２があるので、そのままでは、出力端子６０から寄生ダイオードＤ２を介して入力端子５８に逆方向電流が流れる虞があるが、逆流防止手段としてのダイオードＤ４をＰＭＯＳトランジスタ５４のドレインと出力端子６０との間に挿入することで、バイパス回路１８に逆方向電流が流れるのをダイオードＤ４によって阻止することができる。 That is, since there is a parasitic diode D2 between the source and drain of the PMOS transistor 54, a reverse current may flow from the output terminal 60 to the input terminal 58 via the parasitic diode D2 as it is. By inserting the diode D4 between the drain of the PMOS transistor 54 and the output terminal 60, it is possible to prevent the reverse current from flowing through the bypass circuit 18 by the diode D4.

なお、ダイオードＤ４の代わりに、電圧ドロップの低いスイッチ素子、例えば、ＭＯＳトランジスタ等を用い、このスイッチ素子を必要なタイミングのみ導通させるようにすることもできる。 Instead of the diode D4, a switch element with a low voltage drop, for example, a MOS transistor or the like may be used so that the switch element is made conductive only at a necessary timing.

次に、バイパス手段の他の実施例を図１４に従って説明する。本実施例は、バイパス手段として、バイパス回路１８の代わりに、電圧クランプ回路２１を用いたものである。 Next, another embodiment of the bypass means will be described with reference to FIG. In this embodiment, a voltage clamp circuit 21 is used instead of the bypass circuit 18 as bypass means.

電圧クランプ回路２１は、ＮＰＮトランジスタ６８、７０、７２、ツェナーダイオードＺＤ５、抵抗Ｒ１９、Ｒ２０、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３、Ｒ２４を備えて構成されている。ＮＰＮトランジスタ６８は、コレクタが入力端子５８を介して電源入力端子２４に接続され、エミッタが出力端子６０を介して出力端子３２に接続され、ベースがＮＰＮトランジスタ７０のコレクタとツェナーダイオードＺＤ５のカソードに接続されている。ＮＰＮトランジスタ７０は、エミッタが接地され、ベースが抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を介して、制御回路１６の基準電圧ＶｒｅｆあるいはＶｃｃに接続されているとともに、抵抗Ｒ２１を介してＮＰＮトランジスタ７２のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタ７２は位相反転用のトランジスタとして、エミッタが接地され、ベースが抵抗Ｒ２４を介して制御端子６２に接続されている。 The voltage clamp circuit 21 includes NPN transistors 68, 70, and 72, a Zener diode ZD5, and resistors R19, R20, R21, R22, R23, and R24. The NPN transistor 68 has a collector connected to the power input terminal 24 via the input terminal 58, an emitter connected to the output terminal 32 via the output terminal 60, and a base connected to the collector of the NPN transistor 70 and the cathode of the Zener diode ZD5. It is connected. The NPN transistor 70 has an emitter grounded, a base connected to the reference voltage Vref or Vcc of the control circuit 16 via resistors R21 and R22, and is connected to a collector of the NPN transistor 72 via a resistor R21. Yes. The NPN transistor 72 is a phase inversion transistor, and has an emitter grounded and a base connected to the control terminal 62 via a resistor R24.

電圧クランプ回路２１は、電源スイッチ２６が投入され、スイッチングレギュレータ１２、制御用電源１４、制御回路１６に電力が供給されたときに、制御端子６２の電圧レベルがハイレベル（ＮＰＮトランジスタ７２の閾値よりも高いレベル）になると、ＮＰＮトランジスタ７２がオンになるとともに、ＮＰＮトランジスタ７０がオフになる。このとき、入力端子５８に入力されたバッテリ電圧が（ＮＰＮトランジスタ６８のＶ_ＢＥ）を超えると、ＮＰＮトランジスタ６８がオンになり、車載バッテリ２８からの入力電力（直流電力）がスイッチングレギュレータ１２をバイパスして、電圧クランプ回路１９からハロゲンバルブ２０に直接供給される。この場合、ハロゲンバルブ２０には、電圧クランプ回路２１によってクランプされた電圧＝（ツェナーダイオードＺＤ５のツェナー電圧）−（ＮＰＮトランジスタ６８のＶ_ＢＥ）が印加される。 In the voltage clamp circuit 21, when the power switch 26 is turned on and power is supplied to the switching regulator 12, the control power supply 14, and the control circuit 16, the voltage level of the control terminal 62 is high (from the threshold value of the NPN transistor 72). The NPN transistor 72 is turned on and the NPN transistor 70 is turned off. At this time, when the battery voltage input to the input terminal 58 exceeds (V _{BE of the} NPN transistor 68), the NPN transistor 68 is turned on, and the input power (DC power) from the in-vehicle battery 28 bypasses the switching regulator 12. Then, the voltage is supplied directly from the voltage clamp circuit 19 to the halogen bulb 20. In this case, the voltage clamped by the voltage clamp circuit 21 = (Zener voltage of the Zener diode ZD5) − (V _{BE of the} NPN transistor 68) is applied to the halogen bulb 20.

本実施例によれば、ハロゲンバルブ２０に直流電力を供給するに際して、電源スイッチ２６の投入時に車載バッテリ２８からの入力電力をスイッチングレギュレータ１２をバイパスさせて、電圧クランプ回路２１からハロゲンバルブ２０に直接供給するようにしたため、電源投入時に、車載バッテリ２８の能力を活用してハロゲンバルブ２０に直流電力を供給することができ、スイッチングレギュレータ１２の電力容量および出力能力を小さくしても、ハロゲンバルブ２０の光束の立ち上がりを速くすることができ、装置の小型化及びコスト低減に寄与することが可能になる。 According to this embodiment, when supplying DC power to the halogen bulb 20, when the power switch 26 is turned on, the input power from the in-vehicle battery 28 is bypassed by the switching regulator 12 and directly from the voltage clamp circuit 21 to the halogen bulb 20. Since the power is turned on, DC power can be supplied to the halogen bulb 20 by utilizing the capacity of the in-vehicle battery 28, and the halogen bulb 20 can be supplied even if the power capacity and output capability of the switching regulator 12 are reduced. The rise of the luminous flux can be made faster, which can contribute to downsizing and cost reduction of the apparatus.

さらに、本実施例によれば、電圧クランプ回路２１がバイパス動作を実行しているときには、ハロゲンバルブ２０にクランプされた電圧を印加するようにしているため、電圧クランプ回路２１によるバイパス動作期間中に、スイッチングレギュレータ１２の回路素子が耐圧オーバーによって故障したり、ハロゲンバルブ２０に大電流が流れたりするのを防止することができる。 Furthermore, according to the present embodiment, when the voltage clamp circuit 21 is performing the bypass operation, the voltage clamped to the halogen bulb 20 is applied, and therefore, during the bypass operation period by the voltage clamp circuit 21. Thus, it is possible to prevent the circuit element of the switching regulator 12 from being broken due to an overvoltage or a large current flowing through the halogen bulb 20.

また、本実施例において、電圧クランプ回路２１のバイパス動作期間を規定するために、図８、図１１、図１２の実施例で用いた充放電回路１９を電圧クランプ回路２１に接続することで、図８、図１１、図１２のものと同様の効果を奏することができる。 In this embodiment, in order to define the bypass operation period of the voltage clamp circuit 21, the charge / discharge circuit 19 used in the embodiments of FIGS. 8, 11, and 12 is connected to the voltage clamp circuit 21, The same effects as those of FIGS. 8, 11 and 12 can be obtained.

本発明の第１実施例を示す車両用発光装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the light-emitting device for vehicles which shows 1st Example of this invention. スイッチングレギュレータの回路構成図である。It is a circuit block diagram of a switching regulator. 制御回路の回路構成図である。It is a circuit block diagram of a control circuit. 制御回路の動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of a control circuit. 制御用電源の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the power supply for control. バイパス手段の第１実施例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows 1st Example of a bypass means. 本発明の第２実施例を示す車両用発光装置の要部回路構成図である。It is a principal part circuit block diagram of the light-emitting device for vehicles which shows 2nd Example of this invention. バイパス手段の第２実施例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows 2nd Example of a bypass means. バッテリを用いて、短い消灯時間でハロゲンバルブを再点灯させたときの光束・電流・電圧の波形図である。It is a wave form diagram of luminous flux, electric current, and voltage when a halogen bulb is turned on again with a short turn-off time using a battery. 定電流回路を用いて、短い消灯時間でハロゲンバルブを再点灯させたときの光束・電流・電圧の波形図である。It is a wave form diagram of luminous flux, electric current, and voltage when a halogen bulb is turned on again with a short turn-off time using a constant current circuit. バイパス手段の第３実施例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows 3rd Example of a bypass means. バイパス手段の第４実施例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows 4th Example of a bypass means. バイパス手段の第５実施例を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows 5th Example of a bypass means. バイパス手段の第６実施例を示す電圧クランプ回路の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the voltage clamp circuit which shows the 6th Example of a bypass means. バッテリ電圧をハロゲンバルブに印加したときの電圧−光束特性を示す特性図である。It is a characteristic view which shows a voltage-light-beam characteristic when a battery voltage is applied to a halogen bulb. バッテリでハロゲンバルブを点灯させたときの電圧・電流・光束の波形図である。It is a waveform diagram of voltage, current, and luminous flux when a halogen bulb is turned on with a battery. バッテリでハロゲンバルブを点灯させたときの電圧・電流・光束の波形図である。It is a waveform diagram of voltage, current, and luminous flux when a halogen bulb is turned on with a battery.

Explanation of symbols

１０車両用発光装置
１２スイッチングレギュレータ
１４制御用電源
１６制御回路
１８バイパス回路
１９充放電回路
２０ハロゲンバルブ
２１電圧クランプ回路
２２ＮＭＯＳトランジスタ
５４ＰＭＯＳトランジスタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Light-emitting device for vehicles 12 Switching regulator 14 Power supply for control 16 Control circuit 18 Bypass circuit 19 Charging / discharging circuit 20 Halogen valve 21 Voltage clamp circuit 22 NMOS transistor 54 PMOS transistor

Claims

A light source having a filament, power supply control means for stabilizing input power from a DC power source and supplying the stabilized DC power to the filament light source, and input power from the DC power source when the DC power source is turned on. A vehicle light emitting device comprising bypass means for bypassing power supply control means and supplying the filament light source.

2. The vehicle light emitting device according to claim 1, wherein the bypass means stops the operation after the filament light source is stably lit.

The light-emitting device for a vehicle according to claim 2, wherein the power supply control unit is configured to supply DC power to the filament light source during at least an initial period of the period in which the bypass unit is operating. A vehicular light-emitting device, characterized in that

4. The vehicle light-emitting device according to claim 1, wherein the bypass unit includes a voltage clamp circuit that clamps and outputs an input voltage from the DC power supply to a specified voltage. A light-emitting device for a vehicle.

4. The light-emitting device for a vehicle according to claim 1, wherein the bypass means includes time measuring means for measuring a turn-off time of the filament light source, and the turn-off time of the filament light source is short. The vehicle light-emitting device characterized by shortening the bypass operation time.