JP2007181361A - Resonance type dc-dc converter - Google Patents

Resonance type dc-dc converter Download PDF

Info

Publication number
JP2007181361A
JP2007181361A JP2005378874A JP2005378874A JP2007181361A JP 2007181361 A JP2007181361 A JP 2007181361A JP 2005378874 A JP2005378874 A JP 2005378874A JP 2005378874 A JP2005378874 A JP 2005378874A JP 2007181361 A JP2007181361 A JP 2007181361A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
voltage
fet
time
resonance
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2005378874A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Takeshi Asano
武士 浅野
Kunihiko Someya
国彦 染谷
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Matsuda Micronics Corp
Original Assignee
Matsuda Micronics Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsuda Micronics Corp filed Critical Matsuda Micronics Corp
Priority to JP2005378874A priority Critical patent/JP2007181361A/en
Publication of JP2007181361A publication Critical patent/JP2007181361A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a resonance type DC-DC converter which suppresses a switching loss to be extremely low, and keeps stable resonance even if a load changes. <P>SOLUTION: An FET switching circuit 14 is connected to an end of a primary coil 121 of a transformer 12 in the forward type resonance type DC-DC converter, then a capacitor 15 is connected in parallel with the primary coil 121 of the transformer 12 to constitute a resonance portion. A resonance voltage of the resonance portion is used as a source voltage a driver power circuit 13 to drive an FET driver circuit 17. A rectifier circuit 18 is connected to a secondary coil 122 of the transformer 12, and an on-time control signal is generated by an oscillating circuit 21 according to an output of the rectifier circuit 18 to stabilize the output of the rectifier circuit 18. The FET switching circuit 14 maintains an off-period for predetermined time by a time constant of the oscillating circuit 21, after which it is switched to on at arbitrary time of a period when a voltage Vc of the capacitor 15 is within a range close to a value near zero. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、効率のよいスイッチング電源として使用されるフォワード型の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。   The present invention relates to a forward-type resonant DC-DC converter used as an efficient switching power supply.

ＤＣ−ＤＣコンバータは直流電圧、直流電流を一旦交流に変換し、その後、変成器、整流回路および平滑回路などにより任意の直流電圧、直流電流を得るものである。この場合、途中の交流電流、交流電圧の波形として矩形波形を用いるものと、回路要素の中のインダクタンスとキャパシタンスとの共振作用を利用した共振波形を用いるものとがあり、共振波形を用いるものが共振型ＤＣ−ＤＣコンバータである。共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、共振波形を用いることでスイッチング損失およびスイッチングノイズが低減され、スイッチング周波数の高周波化による電源の小型化、軽量化に適した回路方式の一つである。
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング素子の両端の電圧がゼロでスイッチングが開始されるゼロ電圧スイッチングを利用することにより、スイッチング損失を極めて低く抑えられることが知られている。ゼロ電圧スイッチングは負荷の変動により影響を受けるが、広範囲の負荷変動に対してゼロ電圧スイッチングを可能とした共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている（たとえば特許文献１参照）。
特開平６−２８４７１７号公報（（０００７）〜（００１６）および図１、図２など） The DC-DC converter temporarily converts a direct current voltage and direct current into alternating current, and then obtains an arbitrary direct current voltage and direct current by a transformer, a rectifier circuit, a smoothing circuit, and the like. In this case, there are one using a rectangular waveform as a waveform of alternating current and AC voltage in the middle, and one using a resonance waveform using the resonance action of inductance and capacitance in a circuit element, and one using a resonance waveform. It is a resonance type DC-DC converter. The resonance type DC-DC converter is one of circuit systems suitable for reducing the power supply size and weight by increasing the switching frequency by reducing the switching loss and switching noise by using the resonance waveform.
In a resonant DC-DC converter, it is known that switching loss can be suppressed to a very low level by using zero voltage switching in which switching is started when the voltage across the switching element is zero. Although zero voltage switching is affected by load fluctuations, a resonant DC-DC converter that enables zero voltage switching over a wide range of load fluctuations has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
JP-A-6-284717 ((0007) to (0016) and FIGS. 1 and 2 etc.)

特許文献１の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、広範囲の負荷変動に対してゼロ電圧スイッチングを可能とするために、直流入力端子に接続された直列接続のインダクタンス手段とキャパシタンス手段と、キャパシタンス手段に並列接続されて高周波でオンオフする第１のスイッチング素子と、インダクタンス手段に可飽和リアクトルまたは第２のスイッチング素子を介して整流手段とを接続して、コンバータの無効電力を減少させ、負荷変動に耐えられるようにしている。
しかし、ゼロ電圧スイッチングを厳密に維持するために、インダクタンス手段に可飽和リアクトルまたは第２のスイッチング素子を介して整流手段を接続するので、回路構成が複雑になる。 In the resonant DC-DC converter of Patent Document 1, in order to enable zero voltage switching over a wide range of load fluctuations, a series-connected inductance means and capacitance means connected to a DC input terminal, and a capacitance means The first switching element connected in parallel and turned on / off at high frequency and the rectifying means are connected to the inductance means via the saturable reactor or the second switching element to reduce the reactive power of the converter and withstand load fluctuations. I am trying to do it.
However, in order to strictly maintain zero voltage switching, the rectifying means is connected to the inductance means via the saturable reactor or the second switching element, so that the circuit configuration becomes complicated.

そこで本発明はかかる問題点を解消し、ゼロ電圧スイッチングでなくてもスイッチング損失を極めて低く抑えられることを可能とし、かつ、負荷が変動しても安定した共振を保つことができる共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。   Accordingly, the present invention eliminates such problems, makes it possible to suppress switching loss extremely low even if it is not zero voltage switching, and can maintain a stable resonance even when the load fluctuates. An object is to provide a DC converter.

請求項１記載の本発明の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、フォワード型の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、一次コイルの一端に直流入力、他端にＦＥＴスイッチング回路のドレインが接続されたトランスと、前記トランスまたはＦＥＴスイッチング回路に並列に接続されたコンデンサと、前記トランスの二次コイルに接続された整流回路と、前記ＦＥＴスイッチング回路のゲートに接続されたＦＥＴドライバ回路と、前記トランスの一次コイルのインダクタンス成分と前記コンデンサのキャパシタンス成分による共振電圧により前記ＦＥＴドライバ回路のドライバ電圧を発生させるドライバ電源回路と、前記整流回路の出力により前記ＦＥＴドライバ回路を制御して前記整流回路の出力を安定させる出力安定化回路とを有し、前記出力安定化回路は、前記ＦＥＴスイッチング回路がオフである期間を所定時間維持し、前記コンデンサの電圧が０に近い値に低下後再び上昇するまでの期間において、前記０に近い値になる直前の時刻から再び上昇する直前の時刻までの任意の時刻に、前記ＦＥＴスイッチング回路をオンに切換えることを特徴とする。
請求項２記載の本発明は、請求項１に記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記出力安定化回路は、前記整流回路の出力電圧値を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路が検出した出力電圧値に応じたオン時間制御信号を発生する発振回路とを有することを特徴とする請求項１に記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項３記載の本発明は、請求項２に記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記ＦＥＴスイッチング回路のオンからオフへの切換えをオン時間制御信号により制御することを特徴とする。 The resonant DC-DC converter according to claim 1 is a forward-type resonant DC-DC converter, wherein a transformer is connected to a DC input at one end of a primary coil and a drain of an FET switching circuit at the other end. A capacitor connected in parallel to the transformer or FET switching circuit, a rectifier circuit connected to a secondary coil of the transformer, an FET driver circuit connected to the gate of the FET switching circuit, and a primary of the transformer A driver power supply circuit that generates a driver voltage of the FET driver circuit by a resonance voltage due to an inductance component of the coil and a capacitance component of the capacitor, and the FET driver circuit is controlled by the output of the rectifier circuit to stabilize the output of the rectifier circuit And an output stabilizing circuit for causing said output The stabilization circuit maintains a period during which the FET switching circuit is off for a predetermined time, and a time immediately before the voltage of the capacitor decreases to a value close to 0 and then increases again, The FET switching circuit is switched on at an arbitrary time from the time until the time immediately before rising again.
According to a second aspect of the present invention, in the resonant DC-DC converter according to the first aspect, the output stabilizing circuit includes a voltage detection circuit that detects an output voltage value of the rectifier circuit, and the voltage detection circuit includes: 2. The resonance type DC-DC converter according to claim 1, further comprising an oscillation circuit that generates an on-time control signal in accordance with the detected output voltage value.
According to a third aspect of the present invention, in the resonant DC-DC converter according to the second aspect, switching of the FET switching circuit from on to off is controlled by an on-time control signal.

本発明によれば、ゼロ電圧スイッチングでなくてもスイッチング損失を極めて低く抑えられることが可能で、かつ、負荷が変動しても安定した共振を保つことができる共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
また、電圧共振周波数を高くしてもスイッチング損失がほとんど増大することがないので、電圧共振周波数を高くすることが可能となる。したがって、回路部品の小型化が可能となる。
また、ＦＥＴスイッチング回路を駆動する電圧として入力直流電圧よりも高い電圧である電圧共振により発生する電圧を利用しているので、入力直流電圧が低い場合でもＦＥＴスイッチング回路を適切に駆動することができる。したがって、スイッチング損失を抑え、効率の高いスイッチングを行うことができる。 According to the present invention, it is possible to provide a resonance type DC-DC converter capable of suppressing switching loss extremely low even if it is not zero voltage switching and capable of maintaining stable resonance even when the load fluctuates. be able to.
Further, since the switching loss hardly increases even if the voltage resonance frequency is increased, the voltage resonance frequency can be increased. Therefore, the circuit component can be miniaturized.
Further, since the voltage generated by voltage resonance that is higher than the input DC voltage is used as the voltage for driving the FET switching circuit, the FET switching circuit can be appropriately driven even when the input DC voltage is low. . Therefore, switching loss can be suppressed and highly efficient switching can be performed.

本発明の第１の実施の形態による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、フォワード型の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、一次コイルの一端に直流入力、他端にＦＥＴスイッチング回路のドレインが接続されたトランスと、トランスまたはＦＥＴスイッチング回路に並列に接続されたコンデンサと、トランスの二次コイルに接続された整流回路と、ＦＥＴスイッチング回路のゲートに接続されたＦＥＴドライバ回路と、トランスの一次コイルのインダクタンス成分とコンデンサのキャパシタンス成分による共振電圧によりＦＥＴドライバ回路のドライバ電圧を発生させるドライバ電源回路と、整流回路の出力によりＦＥＴドライバ回路を制御して整流回路の出力を安定させる出力安定化回路とを有し、出力安定化回路は、ＦＥＴスイッチング回路がオフである期間を所定時間維持し、コンデンサの電圧が０に近い値に低下後再び上昇するまでの期間において、０に近い値になる直前の時刻から再び上昇する直前の時刻までの任意の時刻に、ＦＥＴスイッチング回路をオンに切換えるものである。本実施の形態によれば、ゼロ電圧スイッチングでなくてもスイッチング損失を極めて低く抑えられることが可能で、かつ、負荷が変動しても安定した共振を保つことができる。また、電圧共振周波数を高くしてもスイッチング損失の増大を極力小さくすることができるので、電圧共振周波数を高くすることが可能であり、回路部品の小型化が可能となる。また、ＦＥＴスイッチング回路を駆動する電圧として入力直流電圧よりも高い電圧である電圧共振により発生する電圧を利用しているので、入力直流電圧が低い場合でもＦＥＴスイッチング回路を適切に駆動することができる。
本発明の第２の実施の形態は、第１の実施の形態による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力安定化回路を整流回路の出力電圧値を検出する電圧検出回路と、電圧検出回路が検出した出力電圧値に応じたオン時間制御信号を発生する発振回路とを有するものである。本実施の形態によれば、簡単な回路構成でＦＥＴスイッチング回路がオフである期間を所定時間維持し、コンデンサの電圧が０の近傍にある期間の任意の時刻に、ＦＥＴスイッチング回路をオンに切換えるように制御することができる。
本発明の第３の実施の形態は、第２の実施の形態による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＦＥＴスイッチング回路のオンからオフへの切換えをオン時間制御信号により制御するものである。本実施の形態によれば、整流回路の出力電圧値に応じてＦＥＴスイッチング回路のオン時間を制御しているので、簡単な回路構成で整流回路の出力電圧を安定化させることができる。 The resonant DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention is a forward-type resonant DC-DC converter, in which a DC input is connected to one end of a primary coil and a drain of an FET switching circuit is connected to the other end. A transformer connected in parallel to the transformer or the FET switching circuit, a rectifier circuit connected to the secondary coil of the transformer, an FET driver circuit connected to the gate of the FET switching circuit, and a primary coil of the transformer A driver power supply circuit that generates a driver voltage of the FET driver circuit by a resonance voltage due to an inductance component and a capacitance component of the capacitor, and an output stabilization circuit that controls the FET driver circuit by the output of the rectifier circuit and stabilizes the output of the rectifier circuit Has output stabilization circuit, FET switching The period during which the path is off is maintained for a predetermined time, and in the period from when the voltage of the capacitor decreases to a value close to 0 and then increases again, an arbitrary period from the time immediately before reaching a value close to 0 to the time immediately before rising At this time, the FET switching circuit is switched on. According to the present embodiment, it is possible to keep switching loss extremely low even if it is not zero voltage switching, and it is possible to maintain stable resonance even when the load fluctuates. Further, since the increase in switching loss can be minimized even if the voltage resonance frequency is increased, the voltage resonance frequency can be increased, and the circuit components can be miniaturized. Further, since the voltage generated by voltage resonance that is higher than the input DC voltage is used as the voltage for driving the FET switching circuit, the FET switching circuit can be appropriately driven even when the input DC voltage is low. .
According to the second embodiment of the present invention, in the resonant DC-DC converter according to the first embodiment, the output stabilizing circuit detects the output voltage value of the rectifier circuit, and the voltage detecting circuit detects the output voltage value. And an oscillation circuit for generating an on-time control signal corresponding to the output voltage value. According to the present embodiment, a period in which the FET switching circuit is off is maintained for a predetermined time with a simple circuit configuration, and the FET switching circuit is switched on at any time in a period in which the capacitor voltage is in the vicinity of 0. Can be controlled.
In the resonant DC-DC converter according to the second embodiment, the third embodiment of the present invention controls switching of the FET switching circuit from on to off by an on-time control signal. According to the present embodiment, since the on-time of the FET switching circuit is controlled according to the output voltage value of the rectifier circuit, the output voltage of the rectifier circuit can be stabilized with a simple circuit configuration.

以下に、本発明の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の実施例１による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示す概念的回路図である。直流電圧が入力される入力端子１１はトランス１２の一次コイル１２１の一端およびドライバ電源回路１３に接続される。トランス１２の一次コイル１２１の他端は、電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴと記す）スイッチング回路１４のドレイン１４１およびドライバ電源回路１３に接続されている。ＦＥＴスイッチング回路１４のドレイン１４１には、さらに、トランス１２の一次コイル１２１と並列にコンデンサ１５が接続され、トランス１２の一次コイル１２１とコンデンサ１５とにより共振回路１６を構成する。ＦＥＴスイッチング回路１４のゲート１４２はドライバ電源回路１３で駆動されるＦＥＴドライバ回路１７に接続されており、ＦＥＴドライバ回路１７からの信号により交互にオン、オフを繰返す。ＦＥＴスイッチング回路１４のソース１４３は接地されている。ドライバ電源回路１３による駆動電圧は、トランス１２の一次コイル１２１のインダクタンス成分とコンデンサ１５のキャパシタンス成分による共振電圧を利用しており、この電圧がＦＥＴドライバ回路１７のドライバ電圧となる。この共振電圧は入力直流電圧よりも高い電圧とすることができるので、入力直流電圧が低い場合でもＦＥＴスイッチング回路１４を適切に駆動することができ、スイッチング損失を抑えることができる。
トランス１２の二次コイル１２２は整流回路１８に接続されている。整流回路１８の出力は出力端子１９に接続されるとともに、整流回路１８の出力電圧の一部は電圧安定化回路２０を介して抵抗およびコンデンサを基本要素とする発振回路２１に供給される。発振回路２１の出力はＦＥＴドライバ回路１７に接続されている。電圧安定化回路２０と発振回路２１の結合部はたとえばフォトカプラ２２で構成されている。発振回路２１と電圧安定化回路２０との結合部におけるフォトカプラ２２はトランジスタ成分を有しており、このトランジスタ成分の等価抵抗は発振回路２１の抵抗とともに発振に寄与する。ところで、フォトカプラ２２のトランジスタ成分による等価抵抗は整流回路１８の出力電圧により可変であるので、発振回路２１の発振に寄与する抵抗成分は可変抵抗として作用する。したがって、電圧安定化回路２０からの電圧によって発振回路２１の抵抗を変化させることにより、コンデンサとの時定数を変化させてＦＥＴスイッチング回路１４のオン時間を調整するオン時間制御信号を発生することができる。発振回路２１としては、汎用のロジックＩＣを使用することができる。 An embodiment of a resonance type DC-DC converter according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a conceptual circuit diagram showing a basic configuration of a resonance type DC-DC converter according to Embodiment 1 of the present invention. An input terminal 11 to which a DC voltage is input is connected to one end of the primary coil 121 of the transformer 12 and the driver power supply circuit 13. The other end of the primary coil 121 of the transformer 12 is connected to the drain 141 of the field effect transistor (hereinafter referred to as FET) switching circuit 14 and the driver power supply circuit 13. A capacitor 15 is further connected to the drain 141 of the FET switching circuit 14 in parallel with the primary coil 121 of the transformer 12, and the primary coil 121 and the capacitor 15 of the transformer 12 constitute a resonance circuit 16. The gate 142 of the FET switching circuit 14 is connected to the FET driver circuit 17 driven by the driver power supply circuit 13 and repeats ON / OFF alternately by a signal from the FET driver circuit 17. The source 143 of the FET switching circuit 14 is grounded. The drive voltage by the driver power supply circuit 13 uses a resonance voltage due to the inductance component of the primary coil 121 of the transformer 12 and the capacitance component of the capacitor 15, and this voltage becomes the driver voltage of the FET driver circuit 17. Since this resonance voltage can be higher than the input DC voltage, the FET switching circuit 14 can be appropriately driven even when the input DC voltage is low, and the switching loss can be suppressed.
The secondary coil 122 of the transformer 12 is connected to the rectifier circuit 18. The output of the rectifier circuit 18 is connected to the output terminal 19, and a part of the output voltage of the rectifier circuit 18 is supplied to the oscillation circuit 21 having a resistor and a capacitor as basic elements via the voltage stabilization circuit 20. The output of the oscillation circuit 21 is connected to the FET driver circuit 17. A coupling portion between the voltage stabilization circuit 20 and the oscillation circuit 21 is constituted by, for example, a photocoupler 22. The photocoupler 22 in the coupling portion between the oscillation circuit 21 and the voltage stabilization circuit 20 has a transistor component, and the equivalent resistance of this transistor component contributes to oscillation together with the resistance of the oscillation circuit 21. Incidentally, since the equivalent resistance due to the transistor component of the photocoupler 22 is variable depending on the output voltage of the rectifier circuit 18, the resistance component contributing to the oscillation of the oscillation circuit 21 acts as a variable resistance. Therefore, by changing the resistance of the oscillation circuit 21 according to the voltage from the voltage stabilization circuit 20, an on-time control signal for adjusting the on-time of the FET switching circuit 14 can be generated by changing the time constant with the capacitor. it can. A general-purpose logic IC can be used as the oscillation circuit 21.

以上のような回路構成による動作を図２とともに説明する。ＦＥＴスイッチング回路１４の電圧はドレイン１４１の電圧を正として表わす。この電圧は同時にコンデンサ１５の電圧Ｖｃでもある。またコンデンサ１５の電流ＩｃはＦＥＴスイッチング回路１４のドレイン１４１側より流れる電流の方向を正として表わす。
図２（ａ）に示すように、時刻ｔ1においてＦＥＴスイッチング回路１４がオフ状態になると、入力端子１１からの直流電圧は、トランス１２の一次コイル１２１とコンデンサ１５による共振回路１６に印加される。このとき、入力端子１１からトランス１２の一次コイル１２１に印加される電圧は、方形波状でオン、オフするが、トランス１２の一次コイル１２１のインダクタンスとコンデンサ１５のキャパシタンスにより、共振回路１６に共振が起こり、コンデンサ１５の電圧Ｖｃは、図２（ｂ）に示すように、一次コイル１２１のインダクタンスとコンデンサ１５の定数で定まる共振波形の弧を描いて０から正の電圧で急激に上昇し、その後、共振の弧に沿って減少し、時刻ｔ2において０に近い最小値に達する。この間、コンデンサ１５の電流Ｉｃは、図２（ｃ）に示すように変化する。時刻ｔ2においてコンデンサ１５の電圧Ｖｃが0に近い最小値に達した後、さらにＦＥＴスイッチング回路１４をオフ状態に維持すると、コンデンサ１５の電圧Ｖｃは、図２（ｂ）に示すように、略一定の微小電圧を所定時間継続し、時刻ｔ4の後に再び共振波形の弧を描いて急激に上昇する。なお、ＦＥＴスイッチング回路１４をオフ状態に維持する時間、すなわち、ＦＥＴスイッチング回路１４のオフ時間は発振回路２１の基本要素である抵抗およびコンデンサの時定数により定まる。 The operation of the circuit configuration as described above will be described with reference to FIG. The voltage of the FET switching circuit 14 represents the voltage of the drain 141 as positive. This voltage is also the voltage Vc of the capacitor 15 at the same time. The current Ic of the capacitor 15 represents the direction of the current flowing from the drain 141 side of the FET switching circuit 14 as positive.
As shown in FIG. 2A, when the FET switching circuit 14 is turned off at time t 1 , the DC voltage from the input terminal 11 is applied to the resonance circuit 16 including the primary coil 121 of the transformer 12 and the capacitor 15. . At this time, the voltage applied from the input terminal 11 to the primary coil 121 of the transformer 12 is turned on and off in the form of a square wave, but resonance is caused in the resonance circuit 16 by the inductance of the primary coil 121 of the transformer 12 and the capacitance of the capacitor 15. As shown in FIG. 2B, the voltage Vc of the capacitor 15 suddenly rises from 0 to a positive voltage while drawing an arc of a resonance waveform determined by the inductance of the primary coil 121 and the constant of the capacitor 15, and thereafter , Decreasing along the arc of resonance, reaching a minimum value close to 0 at time t 2 . During this time, the current Ic of the capacitor 15 changes as shown in FIG. After the voltage Vc of the capacitor 15 reaches a minimum value close to 0 at the time t 2, the further maintains the FET switching circuit 14 to the OFF state, the voltage Vc of the capacitor 15, as shown in FIG. 2 (b), substantially A constant minute voltage is continued for a predetermined time, and after time t 4 , the resonance waveform arc is again drawn and rapidly rises. Note that the time for maintaining the FET switching circuit 14 in the OFF state, that is, the OFF time for the FET switching circuit 14 is determined by the time constants of the resistors and capacitors, which are the basic elements of the oscillation circuit 21.

ゼロ電圧スイッチングにおいては、コンデンサ１５の電圧Ｖｃが図２（ｂ）において０になったときにオン状態に切り換わるが、本実施例においては、電圧ゼロを検出せずにＦＥＴスイッチング回路１４がオフである時間を、発振回路２１の抵抗およびコンデンサにより定まる所定時間維持し、コンデンサ１５の電圧Ｖｃが０に近づいたときからコンデンサ１５の電圧Ｖｃが再び上昇を開始して最小値より大幅にプラスに転ずる前までの任意の時刻に、ＦＥＴスイッチング回路１４のオフ時間が終了してオンに切換わるように発振回路２１の抵抗およびコンデンサの時定数を定める。すなわち、コンデンサ１５の電圧Ｖｃが正の値から０に近い最小値に達する直前の時刻ｔ3から、コンデンサ１５の電圧Ｖｃが再び上昇を開始して最小値より大幅にプラスに転じる直前の時刻ｔ4までの任意の時刻ｔにおいて、ＦＥＴスイッチング回路１４がオン状態になるように制御する。もちろん、時刻ｔ2にオン状態に切換わるようにしてもよい。すなわち、コンデンサ１５の電圧Ｖｃが０に近い値の近傍にある期間の任意の時刻に、ＦＥＴスイッチング回路１４のオフ時間が終了してオンに切換わるようにする。
本実施例においては、ゼロクロス方式でないため、図２（ｂ）のようにコンデンサ１５の電圧Ｖｃが０を通過せずに０に近づくだけで動作する。このため、共振部の定数設定を厳密に行わなくても動作可能である。また、ゼロ電圧検出は行っていないが、コンデンサ１５の電圧Ｖｃが０に近づいたときにスイッチング回路をオン状態にしているため、ゼロクロス方式と同等の効果が得られる。 In the zero voltage switching, when the voltage Vc of the capacitor 15 becomes 0 in FIG. 2 (b), it is turned on, but in this embodiment, the FET switching circuit 14 is turned off without detecting the voltage zero. Is maintained for a predetermined time determined by the resistor and the capacitor of the oscillation circuit 21, and when the voltage Vc of the capacitor 15 approaches 0, the voltage Vc of the capacitor 15 starts to rise again and becomes significantly larger than the minimum value. At an arbitrary time before turning, the time constant of the resistor and capacitor of the oscillation circuit 21 is determined so that the OFF time of the FET switching circuit 14 ends and switches to ON. That is, from time t 3 immediately before the voltage Vc of the capacitor 15 reaches a minimum value close to 0 from a positive value, time t immediately before the voltage Vc of the capacitor 15 starts to rise again and turns significantly positive from the minimum value. Control is performed so that the FET switching circuit 14 is turned on at any time t up to 4 . Of course, it may be switched to the on state at time t 2. That is, the FET switching circuit 14 is turned off after the off-time of the FET switching circuit 14 ends at any time in a period in which the voltage Vc of the capacitor 15 is close to a value close to zero.
In this embodiment, since it is not the zero-crossing method, it operates only when the voltage Vc of the capacitor 15 approaches 0 without passing 0 as shown in FIG. For this reason, it is possible to operate without strictly setting the constant of the resonance part. Although zero voltage detection is not performed, the switching circuit is turned on when the voltage Vc of the capacitor 15 approaches zero, so that the same effect as the zero cross method can be obtained.

このように、ＦＥＴスイッチング回路１４がオフの期間は、時刻ｔ1を開始点とし、時刻ｔ3から時刻ｔ4期間までの任意の時間を終了点とすることができる。したがって、ＦＥＴスイッチング回路１４のオフ期間の時間に幅があるため、発振回路２１の精度を必要としないので設計が容易となり、動作の安定度も増す。なお、時刻ｔ1から時刻ｔ2までの時間は共振回路１６で一義的に定まる値である。
このようにゼロ電圧スイッチングでなくともスイッチング損失を極めて低く抑えることが可能である。
共振回路１６の共振周波数は、更に高くなっても、ゼロ電圧スイッチングと同様、スイッチング損失及びスイッチングノイズを最小に抑えることができる。また共振周波数を高くすることが可能であるため、トランス１２およびコンデンサ１５の小型化が可能である。 Thus, during the period when the FET switching circuit 14 is OFF, the time t 1 can be set as the starting point, and an arbitrary time from the time t 3 to the time t 4 can be set as the ending point. Therefore, since the time of the off period of the FET switching circuit 14 is wide, the accuracy of the oscillation circuit 21 is not required, so that the design is facilitated and the stability of the operation is increased. The time from time t 1 to time t 2 is a value uniquely determined by the resonance circuit 16.
In this way, even if it is not zero voltage switching, the switching loss can be kept extremely low.
Even if the resonance frequency of the resonance circuit 16 is further increased, switching loss and switching noise can be minimized as in the case of zero voltage switching. Further, since the resonance frequency can be increased, the transformer 12 and the capacitor 15 can be reduced in size.

入力電力は一次コイル１２１を介してトランス１２で昇圧または降圧されて二次コイル１２２に伝達され、整流回路１８で整流、平滑され、出力端子１９に昇圧または降圧された直流電圧を供給する。
整流回路１８の出力電圧の大きさはＦＥＴドライバ回路１７がオンの時間により定まる。そこで、整流回路１８の出力電圧の一部を電圧検出回路２０に供給し、発振回路２１を介してＦＥＴドライバ回路１７にフィードバックすることにより、整流回路１８の出力電圧の大きさを安定化させる。発振回路２１では、電圧検出回路２０から供給された電圧に基づいて発振回路２１と電圧安定化回路２０との結合部におけるフォトカプラ２２のトランジスタ成分の等価抵抗を変化させて、発振回路２１の発振に寄与する抵抗成分である可変抵抗の抵抗値を変化させ、発振出力および発振幅を調整したオン時間制御信号を発生する。すなわち、整流回路１８の出力電圧を電圧検出回路２０で検出し、出力電圧が小さいときは、発振回路２１の可変抵抗の抵抗値を大きく変化させて発振出力を大きくするように発振幅を広げ、ＦＥＴスイッチング回路１４のオン期間を広げるようにオン時間制御信号を発生させる。一方、出力電圧が大きいときは、発振回路２１の可変抵抗の抵抗値を小さく変化させて発振出力を小さくするように制御する。この結果、整流回路１８の出力電圧が小さいときはＦＥＴスイッチング回路１４のオン時間を長くし、整流回路１８の出力電圧が大きいときはＦＥＴスイッチング回路１４のオン時間を短くするようなオン時間制御信号を発生する。 The input power is stepped up or stepped down by the transformer 12 via the primary coil 121 and transmitted to the secondary coil 122, rectified and smoothed by the rectifier circuit 18, and supplied to the output terminal 19 as a DC voltage that has been stepped up or stepped down.
The magnitude of the output voltage of the rectifier circuit 18 is determined by the time when the FET driver circuit 17 is on. Therefore, a part of the output voltage of the rectifier circuit 18 is supplied to the voltage detection circuit 20 and fed back to the FET driver circuit 17 via the oscillation circuit 21, thereby stabilizing the magnitude of the output voltage of the rectifier circuit 18. In the oscillation circuit 21, the equivalent resistance of the transistor component of the photocoupler 22 in the coupling portion between the oscillation circuit 21 and the voltage stabilization circuit 20 is changed based on the voltage supplied from the voltage detection circuit 20, thereby oscillating the oscillation circuit 21. The on-time control signal in which the oscillation output and the oscillation amplitude are adjusted is generated by changing the resistance value of the variable resistor, which is a resistance component contributing to. That is, the output voltage of the rectifier circuit 18 is detected by the voltage detection circuit 20, and when the output voltage is small, the oscillation amplitude is increased so as to increase the oscillation output by greatly changing the resistance value of the variable resistor of the oscillation circuit 21; An on-time control signal is generated so as to extend the on-period of the FET switching circuit 14. On the other hand, when the output voltage is high, the resistance value of the variable resistor of the oscillation circuit 21 is changed to be small so that the oscillation output is reduced. As a result, an on-time control signal that lengthens the on-time of the FET switching circuit 14 when the output voltage of the rectifier circuit 18 is small and shortens the on-time of the FET switching circuit 14 when the output voltage of the rectifier circuit 18 is large. Is generated.

一方、コンデンサ１５の電圧Ｖｃをドライバ電源回路１３に供給し、ＦＥＴドライバ回路１７はオン時間制御信号により定まる出力およびパルス幅の制御信号をＦＥＴスイッチング回路１４のゲート１４２に印加してＦＥＴスイッチング回路１４をオンにする。すなわち、ＦＥＴスイッチング回路１４のオン時間は、整流回路１８の出力電圧、発振回路２１の可変抵抗値およびコンデンサの定数に応じたパルス幅のオン時間制御信号により定まる時間で決定される。ＦＥＴスイッチング回路１４のオフ時間の終了時刻がＦＥＴスイッチング回路１４のオン時刻、すなわち、前述した時刻ｔになるように発振回路２１の抵抗値およびコンデンサの定数を定める。
このように、電圧安定化回路２０および発振回路２１によりパルス幅制御による電圧安定化回路系を構成しており、それにより定められるＦＥＴスイッチング回路１４のオン期間を変えることにより整流回路１８の出力電圧が調整できる。 On the other hand, the voltage Vc of the capacitor 15 is supplied to the driver power supply circuit 13, and the FET driver circuit 17 applies an output and pulse width control signal determined by the on-time control signal to the gate 142 of the FET switching circuit 14. Turn on. That is, the on-time of the FET switching circuit 14 is determined by the time determined by the on-time control signal having a pulse width corresponding to the output voltage of the rectifier circuit 18, the variable resistance value of the oscillation circuit 21, and the capacitor constant. The resistance value of the oscillation circuit 21 and the capacitor constant are determined so that the end time of the OFF time of the FET switching circuit 14 becomes the ON time of the FET switching circuit 14, that is, the above-described time t.
In this way, the voltage stabilization circuit system by the pulse width control is configured by the voltage stabilization circuit 20 and the oscillation circuit 21, and the output voltage of the rectifier circuit 18 is changed by changing the ON period of the FET switching circuit 14 determined thereby. Can be adjusted.

図３は、本発明の実施例２による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な回路系を示す実施例である。本回路系において、図１の各部に対応する部分を破線で囲んで同一符号を付している。電圧安定化回路２０および発振回路２１はフォトカプラ２２により結合されている。動作は図１と本質的に同一であるので説明は省略する。   FIG. 3 is an embodiment showing a specific circuit system of a resonant DC-DC converter according to Embodiment 2 of the present invention. In this circuit system, parts corresponding to the respective parts in FIG. The voltage stabilization circuit 20 and the oscillation circuit 21 are coupled by a photocoupler 22. The operation is essentially the same as in FIG.

本発明の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、無停電電源装置等の電気機器、パーソナルコンピュータ等の情報機器、メカトロニクス機器などの直流電源装置に適用して好適である。   The resonant DC-DC converter of the present invention is suitable for application to electrical equipment such as an uninterruptible power supply, information equipment such as a personal computer, and direct current power supplies such as mechatronics equipment.

本発明の実施例１による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示す概念的回路図1 is a conceptual circuit diagram showing a basic configuration of a resonant DC-DC converter according to Embodiment 1 of the present invention. 図１における共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する波形図で、（ａ）は入力電圧波形、（ｂ）はコンデンサの電圧波形、（ｃ）はコンデンサの電流波形FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the resonant DC-DC converter in FIG. 1, where (a) is an input voltage waveform, (b) is a capacitor voltage waveform, and (c) is a capacitor current waveform. 本発明の実施例２による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な回路系を示す回路図The circuit diagram which shows the concrete circuit system of the resonance type DC-DC converter by Example 2 of this invention

符号の説明Explanation of symbols

１１ 入力端子
１２ トランス
１３ ドライバ電源回路
１４ ＦＥＴスイッチング回路
１５ コンデンサ
１６ 共振回路
１７ ＦＥＴドライバ回路
１８ 整流回路
１９ 出力端子
２０ 電圧検出回路
２１ 発振回路
２２ フォトカプラ
１２１ 一次コイル
１２２ 二次コイル
１４１ ドレイン
１４２ ゲート
１４３ ソース
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Input terminal 12 Transformer 13 Driver power supply circuit 14 FET switching circuit 15 Capacitor 16 Resonance circuit 17 FET driver circuit 18 Rectifier circuit 19 Output terminal 20 Voltage detection circuit 21 Oscillation circuit 22 Photocoupler 121 Primary coil 122 Secondary coil 141 Drain 142 Gate 143 Source

Claims (3)

フォワード型の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、一次コイルの一端に直流入力、他端にＦＥＴスイッチング回路のドレインが接続されたトランスと、前記トランスまたはＦＥＴスイッチング回路に並列に接続されたコンデンサと、前記トランスの二次コイルに接続された整流回路と、前記ＦＥＴスイッチング回路のゲートに接続されたＦＥＴドライバ回路と、前記トランスの一次コイルのインダクタンス成分と前記コンデンサのキャパシタンス成分による共振電圧により前記ＦＥＴドライバ回路のドライバ電圧を発生させるドライバ電源回路と、前記整流回路の出力により前記ＦＥＴドライバ回路を制御して前記整流回路の出力を安定させる出力安定化回路とを有し、前記出力安定化回路は、前記ＦＥＴスイッチング回路がオフである期間を所定時間維持し、前記コンデンサの電圧が０に近い値に低下後再び上昇するまでの期間において、前記０に近い値になる直前の時刻から再び上昇する直前の時刻までの任意の時刻に、前記ＦＥＴスイッチング回路をオンに切換えることを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。   A forward-type resonance type DC-DC converter, wherein a DC input is connected to one end of a primary coil, a drain of an FET switching circuit is connected to the other end, and a capacitor connected in parallel to the transformer or the FET switching circuit; A rectifier circuit connected to a secondary coil of the transformer, a FET driver circuit connected to a gate of the FET switching circuit, and a resonance voltage generated by an inductance component of the transformer and a capacitance component of the capacitor. A driver power supply circuit that generates a driver voltage of the driver circuit; and an output stabilization circuit that controls the FET driver circuit by an output of the rectifier circuit to stabilize an output of the rectifier circuit, the output stabilization circuit comprising: The FET switching circuit is off In the period from when the voltage of the capacitor decreases to a value close to 0 and then increases again, at any time from the time immediately before reaching the value close to 0 to the time immediately before increasing again A resonant DC-DC converter characterized in that the FET switching circuit is switched on. 前記出力安定化回路は、前記整流回路の出力電圧値を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路が検出した出力電圧値に応じたオン時間制御信号を発生する発振回路とを有することを特徴とする請求項１に記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。   The output stabilization circuit includes a voltage detection circuit that detects an output voltage value of the rectifier circuit, and an oscillation circuit that generates an on-time control signal according to the output voltage value detected by the voltage detection circuit. The resonant DC-DC converter according to claim 1. 前記ＦＥＴスイッチング回路のオンからオフへの切換えをオン時間制御信号により制御することを特徴とする請求項２に記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. The resonant DC-DC converter according to claim 2, wherein switching of the FET switching circuit from on to off is controlled by an on-time control signal.
JP2005378874A 2005-12-28 2005-12-28 Resonance type dc-dc converter Pending JP2007181361A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005378874A JP2007181361A (en) 2005-12-28 2005-12-28 Resonance type dc-dc converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005378874A JP2007181361A (en) 2005-12-28 2005-12-28 Resonance type dc-dc converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2007181361A true JP2007181361A (en) 2007-07-12

Family

ID=38305935

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2005378874A Pending JP2007181361A (en) 2005-12-28 2005-12-28 Resonance type dc-dc converter

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2007181361A (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014131439A (en) * 2012-12-28 2014-07-10 Seiko Instruments Inc Electronic component, power feeding device, and power feeding system

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01114366A (en) * 1987-10-28 1989-05-08 Canon Inc Dc-dc converter

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01114366A (en) * 1987-10-28 1989-05-08 Canon Inc Dc-dc converter

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014131439A (en) * 2012-12-28 2014-07-10 Seiko Instruments Inc Electronic component, power feeding device, and power feeding system

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9515561B2 (en) Switching power supply device
JP4623092B2 (en) Isolated switching power supply
JP2007295761A (en) Switching power supply
JP5293006B2 (en) Half-wave rectified current resonance type switching power supply device and starting method thereof
JP2008312359A (en) Switching power supply device and regulation circuit
JP2009011073A (en) Switching type power supply unit
JP2008289336A (en) Switching power supply apparatus
JP2010226807A (en) Dc power supply apparatus
US20110085356A1 (en) Switching element driving control circuit and switching power supply device
JP2004201385A (en) Dc-dc converter circuit
JP3425403B2 (en) Semiconductor device and switching power supply device using this semiconductor device
JP2007195283A (en) Multi-output switching power unit
JP4400426B2 (en) Switching power supply
KR20010042099A (en) Switching power supply
JP2017028783A (en) Switching power supply
JP2005245142A (en) Semiconductor device for controlling switching power supply
JP2010074895A (en) Power supply device
JP2006187159A (en) Resonance switching power supply
JP2010273431A (en) Power factor improved type switching power supply unit
JP4563359B2 (en) Self-excited resonant switching power supply
KR100430793B1 (en) Switching power circuit and control method for switching power circuit
JP2007181361A (en) Resonance type dc-dc converter
JP2007068248A (en) Switching power supply
JP6810150B2 (en) Switching power supply and semiconductor device
JP2004328837A (en) Switching power supply circuit and switching regulator comprising the same

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20080125

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20081222

A977 Report on retrieval

Effective date: 20110523

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

A131 Notification of reasons for refusal

Effective date: 20110621

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20111018