JP2007166783A - Power transforming apparatus - Google Patents

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Hiroshi Ito
寛 伊藤
Akihiko Iwata
明彦 岩田
Tomoyuki Kawakami
知之 川上
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To realize an apparatus configuration, having high transforming efficiency with reduced loss in a power transforming apparatus for boosting solar-light voltage, transforming it into AC power and supplying the AC power to a load or a system. <P>SOLUTION: AC sides of single-phase inverters 6-8 receiving input DC power of first-third capacitors 3-5 are connected in series, and an output voltage is controlled by the sum of the generated voltage from each of the inverters. The voltage of the first capacitor 3 having the maximum voltage is generated into a desired voltage from the solar voltage via a step-down converter 17 and a booting chopper 11. Bypass circuits 12, 18 and 28 are provided to bypass both or either of the step-down converter 17 and the boosting chopper 11, as necessary. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。   The present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power, and more particularly to a power conversion device that is used in a power conditioner or the like that connects a distributed power source to a system.

従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。チョッパ回路を用い、太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は４つのスイッチから構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようＰＷＭスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化し、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献１参照）。 In a conventional power conditioner, for example, as shown in a solar power conditioner, the voltage is boosted using a chopper from a distributed power source that is a solar cell, and a PWM controlled inverter is inserted in the subsequent stage to generate an output AC voltage. is doing.
The basic operation of such a conventional power conditioner will be described below. The DC power output from the solar cell drives the internal control power supply of the power conditioner, and the internal circuit can operate. Using a chopper circuit, the voltage of the solar cell is boosted to a voltage required to connect to the grid. The inverter unit is composed of four switches, and performs PWM switching so that the output current has a phase synchronized with the system voltage. In this way, a strip-like waveform is output to the output, the output voltage is controlled by changing the output time ratio, the output voltage is averaged by the smoothing filter provided on the output side, and the system is AC Electric power is output (for example, refer nonpatent literature 1).

「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」ＯＭＲＯＮ ＴＥＣＨＮＩＣＳ Ｖｏｌ．４２ Ｎｏ．２（通巻１４２号）２００２年、“Development of Solar Power Conditioner Type KP40F” OMRON TECHNICS Vol. 42 no. 2 (Vol. 142) 2002,

太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータの出力電圧の最大値は、チョッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。このため、例えば２００Ｖの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は２８２Ｖ以上が必要であり、通常は余裕を見てさらに高く設定されている。太陽光電圧の出力電圧は、通常２００Ｖ程度、あるいはそれ以下であり、上述したように２８２Ｖ以上に昇圧する必要がある。昇圧率が高くなるとチョッパ部のスイッチング素子やダイオードの損失が大きくなる。また、インバータの入出力電圧が大きいとインバータを構成する素子の耐圧も大きくする必要があり、各素子の損失が大きくなる。このように、パワーコンデショナ全体の効率が低下してしまうという問題点があった。   In the conventional power conditioner that links the solar voltage to the system, the maximum value of the output voltage of the inverter is determined by the magnitude of the boosted voltage by the chopper. For this reason, for example, when outputting an AC voltage of 200 V, the boosted DC voltage needs to be 282 V or higher, and is usually set higher with a margin. The output voltage of the solar voltage is usually about 200 V or less, and needs to be boosted to 282 V or more as described above. When the step-up ratio increases, the loss of switching elements and diodes in the chopper section increases. Further, if the input / output voltage of the inverter is large, it is necessary to increase the withstand voltage of the elements constituting the inverter, and the loss of each element increases. As described above, there is a problem that the efficiency of the entire power conditioner is lowered.

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、太陽光などの直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、各部の損失を低減して変換効率の向上を図ることを目的とする。   The present invention was made to solve the above-described problems, and in a power conversion device that converts electric power from a direct-current power source such as sunlight into alternating current and outputs the alternating current to a system or a load, each unit The purpose is to improve the conversion efficiency by reducing the loss.

この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する。そして、第２の直流電源と、該第２の直流電源の電圧を降圧する降圧回路とを備え、上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源から上記降圧回路を介して生成されるものである。   In the power converter according to the present invention, a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power of a DC power source into AC power are connected in series, and the output voltage is controlled by the sum of the generated voltages of the plurality of single-phase inverters. And a second DC power supply and a step-down circuit for stepping down the voltage of the second DC power supply, and the DC power supply voltage of the first inverter having the maximum voltage among the plurality of single-phase inverters is It is generated from the second DC power supply via the step-down circuit.

この発明による電力変換装置は、複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力するため、各単相インバータは全体の出力電圧よりも低い電圧を出力すれば良く、各単相インバータを構成する各素子の耐圧を低減できる。また、電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源から上記降圧回路を介して生成されるため、第２の直流電源の電圧上昇がある場合にも、第１のインバータ内の各素子の破壊が防止でき電力変換装置の安定して運転できる。このため、各単相インバータを構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高い電力変換装置が得られる。   Since the power converter according to the present invention outputs the sum of the generated voltages of a plurality of single-phase inverters, each single-phase inverter only needs to output a voltage lower than the overall output voltage, and constitutes each single-phase inverter. The breakdown voltage of each element can be reduced. In addition, since the DC power supply voltage of the first inverter having the maximum voltage is generated from the second DC power supply via the step-down circuit, the second inverter can be operated even when there is a voltage rise of the second DC power supply. The destruction of each element in one inverter can be prevented, and the power converter can be operated stably. For this reason, the withstand voltage of each element which comprises each single phase inverter can be reduced reliably, and the power converter device with high conversion efficiency with which the loss was reduced is obtained.

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ６〜８の交流側を直列に接続してインバータユニットを構成する。各単相インバータ６〜８は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、直流電源となる第１のコンデンサ３を入力とする第１のインバータ６の交流側両端子の一方に第２のインバータ７が、他方に第３のインバータ８が接続される。また、第１のインバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９としてダイオードを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子が互いに逆極性に直列接続され、この短絡用スイッチ９は第１のインバータ６に並列に接続される。 Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, a power conversion apparatus (hereinafter referred to as a power conditioner) according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram illustrating a power conditioner according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 1, the AC side of a plurality (three in this case) of single-phase inverters 6 to 8 is connected in series to constitute an inverter unit. Each of the single-phase inverters 6 to 8 includes a plurality of self-extinguishing semiconductor switching elements such as IGBTs having diodes connected in anti-parallel, and a first inverter having a first capacitor 3 serving as a DC power supply as an input. The second inverter 7 is connected to one of the six AC side terminals, and the third inverter 8 is connected to the other. Moreover, two self-extinguishing semiconductor switching elements such as IGBTs connected in reverse parallel as a short-circuit switch 9 for short-circuiting both terminals on the AC side of the first inverter 6 are connected in series with opposite polarities, This shorting switch 9 is connected in parallel to the first inverter 6.

また、第２の直流電源としての太陽光による直流電源１の後段に、入力コンデンサ２を介して、降圧回路としての降圧コンバータ１７と昇圧回路としての昇圧チョッパ１１とが直列接続される。第１のインバータ６の入力となる第１のコンデンサ３は、直流電源１から降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とを介して充電される。降圧コンバータ１７は、降圧用スイッチ素子２３とリアクトル２７と、両素子２３、２７の接続点にカソードが接続された降圧用ダイオード２４とで構成される。昇圧チョッパ１１は、降圧コンバータ１７に兼用して用いられるリアクトル２７と整流用素子としての昇圧用ダイオード２５と、両素子２７、２５の接続点に接続された昇圧用スイッチ素子２６とで構成される。   Further, a step-down converter 17 as a step-down circuit and a step-up chopper 11 as a step-up circuit are connected in series via the input capacitor 2 after the direct-current power source 1 using sunlight as the second DC power source. The first capacitor 3 serving as the input of the first inverter 6 is charged from the DC power source 1 through the step-down converter 17 and the step-up chopper 11. The step-down converter 17 includes a step-down switching element 23, a reactor 27, and a step-down diode 24 having a cathode connected to a connection point between the elements 23 and 27. The step-up chopper 11 includes a reactor 27 that is also used as a step-down converter 17, a step-up diode 25 as a rectifying element, and a step-up switch element 26 connected to a connection point between the elements 27 and 25. .

また、降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とを直列接続した回路をバイパスするバイパス回路１２（第３のバイパス回路）が接続される。このバイパス回路１２は、バイパスリレー２１と、バイパスリレー２１に並列接続されバイパスリレー２１を遮断するための遮断回路を構成する第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０とで構成される。第１のバイパススイッチ素子１９と第２のバイパススイッチ素子２０とは、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチで互いに逆極性に直列接続される。
さらに、降圧コンバータ１７をバイパスする第１のバイパス回路１８が接続される。この第１のバイパス回路１８は、降圧用スイッチ素子２３をバイパスするように接続された第１のバイパスリレー２２で構成される。 In addition, a bypass circuit 12 (third bypass circuit) that bypasses a circuit in which the step-down converter 17 and the step-up chopper 11 are connected in series is connected. The bypass circuit 12 includes a bypass relay 21 and first and second bypass switch elements 19 and 20 that are connected in parallel to the bypass relay 21 and constitute a blocking circuit for blocking the bypass relay 21. The first bypass switch element 19 and the second bypass switch element 20 are connected in series with opposite polarities by two semiconductor switches having diodes connected in antiparallel.
Further, a first bypass circuit 18 that bypasses the step-down converter 17 is connected. The first bypass circuit 18 includes a first bypass relay 22 connected so as to bypass the step-down switch element 23.

第１のインバータ６の入力となる第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、他の第２、第３のインバータ７、８の入力となる直流電源としての第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３よりも大きく、Ｖ２、Ｖ３は、例えば所定の電圧になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０にて制御される。ここでは、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧が等しいものとする。
これらのインバータ６〜８は出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット６〜８は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧を出力する。この出力電圧はリアクトル１３、１４およびコンデンサ１５から成る平滑フィルタにより平滑され、交流電圧Ｖｏｕｔを系統（負荷）１６に供給する。なお、系統１６は柱状トランスにて中点を接地しているものとする。 The voltage V1 of the first capacitor 3 serving as an input of the first inverter 6 is applied to the second and third capacitors 4 and 5 serving as DC power sources serving as inputs of the other second and third inverters 7 and 8. The voltages V2 and V3 are higher than the voltages V2 and V3, and are controlled by the DC / DC converter 10 so as to be, for example, predetermined voltages. Here, it is assumed that the voltages of the second and third capacitors 4 and 5 are equal.
These inverters 6 to 8 can generate positive and negative voltages and zero as outputs, and the inverter units 6 to 8 output a voltage as a sum total of these generated voltages. The output voltage is smoothed by a smoothing filter including reactors 13 and 14 and a capacitor 15, and an AC voltage Vout is supplied to a system (load) 16. It is assumed that the system 16 is grounded at the midpoint with a columnar transformer.

第２のインバータ７の出力と第３のインバータ８の出力とは等しく、各インバータ７、８は、目標の出力電圧と第１のインバータ６の出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。
また、第１のインバータ６の出力電圧が０である期間では、第１のインバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９をオンして導通状態にすると共に、第１のインバータ６内の全ての半導体スイッチをオフ状態にする。これにより第１のコンデンサ３と系統１６（交流出力用電力線）とは遮断されて、第１のコンデンサ３の中間点電位はアース電位を保持することができ、第１のコンデンサ３の正極、負極側はそれぞれアース電位から一定の直流電位を維持できる。太陽光を発生させる太陽光パネル（直流電源１）はアースに対して大きな浮遊容量を有するが、直流電源１から生成した第１のコンデンサ３の中間点電位をアース電位に固定できるため、直流電源１の電位変動が抑制でき浮遊容量に流れる電流も抑制できる。 The output of the second inverter 7 and the output of the third inverter 8 are equal, and each inverter 7, 8 is output by PWM control so as to compensate for the difference between the target output voltage and the output voltage of the first inverter 6. Is done.
Further, during a period in which the output voltage of the first inverter 6 is 0, the shorting switch 9 for short-circuiting both terminals on the alternating current side of the first inverter 6 is turned on to make it conductive, and the first inverter 6 All the semiconductor switches in are turned off. As a result, the first capacitor 3 and the system 16 (AC output power line) are cut off, and the intermediate point potential of the first capacitor 3 can maintain the ground potential. Each side can maintain a constant DC potential from earth potential. A solar panel (DC power supply 1) that generates sunlight has a large stray capacitance with respect to the ground, but since the midpoint potential of the first capacitor 3 generated from the DC power supply 1 can be fixed to the ground potential, the DC power supply 1 can be suppressed, and the current flowing through the stray capacitance can also be suppressed.

ところで、２００Ｖの交流出力に必要な最大出力電圧は約２８２Ｖであり、インバータユニット６〜８の出力電圧は、最大でＶ１＋Ｖ２＋Ｖ３まで出力できる。このためＶ１＋Ｖ２＋Ｖ３が約２８２Ｖ以上であれば、パワーコンディショナは２００Ｖの交流出力が可能になる。
直流電源１の定格電圧を２４０Ｖとすると、定格電圧時には従来のように昇圧する必要はなく、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成できる。また、第１のインバータ６は、定格電圧２４０Ｖに適した、即ち耐電圧の低減された半導体素子で構成することができる。第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３はＶ１よりも低く、このため、各インバータ６〜８も耐電圧の低い素子で構成でき、損失の低減された効率の良いインバータユニット６〜８となる。 By the way, the maximum output voltage necessary for the AC output of 200 V is about 282 V, and the output voltages of the inverter units 6 to 8 can output up to V1 + V2 + V3. For this reason, if V1 + V2 + V3 is about 282V or more, the power conditioner can output an alternating current of 200V.
When the rated voltage of the DC power supply 1 is 240 V, it is not necessary to boost the voltage at the rated voltage as in the conventional case, and the voltage V1 of the first capacitor 3 can be generated. The first inverter 6 can be formed of a semiconductor element suitable for the rated voltage 240V, that is, with a reduced withstand voltage. Since the voltages V2 and V3 of the second and third capacitors 4 and 5 are lower than V1, each of the inverters 6 to 8 can also be composed of an element having a low withstand voltage, and an efficient inverter unit 6 with reduced loss. ~ 8.

第１のコンデンサ３への充電動作について以下に説明する。
太陽光による直流電源１の場合、無負荷運転時には直流電源１の電圧が定格電圧より高くなる場合がある。例えば、定格電圧２４０Ｖの直流電源電圧が、システム起動時の無負荷の場合、３５０Ｖ程度の出力電圧になることがある。このように直流電源１の電圧が運転中に定格電圧を上回った場合は、降圧コンバータ１７にて降圧して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成する。また、直流電源１が定格電圧を下回り、さらに所定の電圧、例えば２００Ｖ以下になると、昇圧チョッパ１１にて昇圧して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成する。 The charging operation to the first capacitor 3 will be described below.
In the case of the DC power supply 1 using sunlight, the voltage of the DC power supply 1 may be higher than the rated voltage during no-load operation. For example, when the DC power supply voltage with a rated voltage of 240 V is no load at the time of starting the system, the output voltage may be about 350 V. As described above, when the voltage of the DC power supply 1 exceeds the rated voltage during operation, the voltage is stepped down by the step-down converter 17 to generate the voltage V1 of the first capacitor 3. Further, when the DC power source 1 falls below the rated voltage and further becomes a predetermined voltage, for example, 200 V or less, the voltage is boosted by the boost chopper 11 to generate the voltage V1 of the first capacitor 3.

まず、直流電源１が発生する電圧が定格電圧を含む所定の範囲（例えば２００Ｖ〜定格電圧）である場合、図２に示すように、バイパス回路１２のバイパスリレー２１を導通させることで、電流は定格電流経路３０を流れる。
次に、直流電源１の電圧が上記所定の範囲を外れ、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１を動作させる必要が発生した場合、バイパス回路１２を遮断する。この時、まず、図３に示すように第１のバイパススイッチ素子１９と第２のバイパススイッチ素子２０を導通させ、転流電流経路３１を生成する。次いでバイパスリレー２１を切ることにより、バイパスリレー２１を流れていた電流は第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０を流れ、バイパスリレー２１を高速に遮断できる。そして、第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０をオフすることにより、バイパス回路１２は信頼性よく確実に遮断でき、電流は降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１へ流れる。 First, when the voltage generated by the DC power supply 1 is within a predetermined range including the rated voltage (for example, 200 V to rated voltage), the current is obtained by conducting the bypass relay 21 of the bypass circuit 12 as shown in FIG. It flows through the rated current path 30.
Next, when the voltage of the DC power source 1 is out of the predetermined range and the step-down converter 17 or the step-up chopper 11 needs to be operated, the bypass circuit 12 is shut off. At this time, first, as shown in FIG. 3, the first bypass switch element 19 and the second bypass switch element 20 are brought into conduction to generate a commutation current path 31. Next, when the bypass relay 21 is turned off, the current flowing through the bypass relay 21 flows through the first and second bypass switch elements 19 and 20, and the bypass relay 21 can be shut off at high speed. By turning off the first and second bypass switch elements 19 and 20, the bypass circuit 12 can be reliably and reliably cut off, and current flows to the step-down converter 17 and the step-up chopper 11.

直流電源１の電圧が所定の電圧（例えば２００Ｖ）以下になり、昇圧が必要になった場合、上述したようにバイパス回路１２を遮断すると共に、降圧コンバータ１７をバイパスする。即ち図４に示すように、第１のバイパスリレー２２を導通させ、電流を降圧バイパス経路３２に流す。そして、昇圧用スイッチ素子２６をオンオフして所定の電圧に昇圧する。このように、降圧用スイッチ素子２３での損失発生を防止すると共に、昇圧チョッパ１１による昇圧動作を実現することができる。
直流電源１の電圧が定格電圧を超えて降圧が必要になった場合、上述したようにバイパス回路１２を遮断すると共に、降圧コンバータ１７により降圧動作させる。図５に示すように、降圧用スイッチ素子２３をオンオフ動作させ、第１のバイパスリレー２２を開放する。こうすることで、第１のバイパスリレー２２ではアークを発生することなく遮断でき、電流を電流経路３３に流して降圧コンバータ１７の降圧動作を開始できる。
さらに、降圧コンバータ１７や、昇圧チョッパ１１の動作中に直流電源１の電圧が所定の範囲（２００Ｖ〜定格電圧）に復帰した場合、降圧動作、昇圧動作を停止し、バイパス回路１２内のバイパスリレー２１を導通させることで、定格電流経路３０による運転へ戻ることができる。 When the voltage of the DC power supply 1 becomes equal to or lower than a predetermined voltage (for example, 200 V) and boosting is necessary, the bypass circuit 12 is shut off and the step-down converter 17 is bypassed as described above. That is, as shown in FIG. 4, the first bypass relay 22 is turned on, and the current flows through the step-down bypass path 32. Then, the boosting switch element 26 is turned on / off to boost the voltage to a predetermined voltage. In this way, loss generation in the step-down switch element 23 can be prevented, and a step-up operation by the step-up chopper 11 can be realized.
When the voltage of the DC power source 1 exceeds the rated voltage and the voltage needs to be stepped down, the bypass circuit 12 is shut off as described above, and the voltage is lowered by the step-down converter 17. As shown in FIG. 5, the step-down switch element 23 is turned on and off, and the first bypass relay 22 is opened. By doing so, the first bypass relay 22 can be cut off without generating an arc, and the current can be passed through the current path 33 to start the step-down operation of the step-down converter 17.
Further, when the voltage of the DC power source 1 returns to a predetermined range (200 V to rated voltage) during the operation of the step-down converter 17 or the step-up chopper 11, the step-down operation and the step-up operation are stopped and the bypass relay in the bypass circuit 12 is stopped. The operation by the rated current path 30 can be returned to by conducting 21.

以上のようにこの実施の形態では、直流電源１から生成される第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１を直流源とした第１のインバータ６と、他の第２、第３のインバータ６、７との交流側を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンディショナを構成した。このように構成されるパワーコンディショナでは、各インバータ６〜８を耐電圧の低い素子で構成できる。半導体スイッチ素子は耐圧が高くなるほど導通損失が大きくなる傾向があり、損失の低減された効率の良い装置構成が達成できる。また、第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１よりも高い電圧を出力することができ、昇圧チョッパ１１の昇圧率を低減できて損失を低減できる。
さらに、降圧コンバータ１７を設けて、直流電源１の電圧が定格電圧を超えるときに降圧するようにしたため、各インバータ６〜８に入力される電圧が大きくなって素子の耐電圧を超えるのが防止でき、素子破壊が防止できる。このため各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。 As described above, in this embodiment, the first inverter 6 using the DC voltage V1 of the first capacitor 3 generated from the DC power supply 1 as the DC source and the other second and third inverters 6 and 7 are used. The inverter was connected in series, and the power conditioner was configured to obtain the output voltage as the sum of the voltages generated by each inverter. In the power conditioner configured as described above, each of the inverters 6 to 8 can be configured with an element having a low withstand voltage. Semiconductor switch elements tend to have higher conduction loss as the breakdown voltage increases, and an efficient device configuration with reduced loss can be achieved. Further, a voltage higher than the DC voltage V1 of the first capacitor 3 can be output, the boosting rate of the boosting chopper 11 can be reduced, and the loss can be reduced.
Further, since the step-down converter 17 is provided so that the voltage is stepped down when the voltage of the DC power supply 1 exceeds the rated voltage, the voltage input to each of the inverters 6 to 8 is prevented from increasing and exceeding the withstand voltage of the element. And element destruction can be prevented. For this reason, the withstand voltage of each element which comprises each inverter 6-8 can be reduced reliably, and the power conditioner with high conversion efficiency with which the loss was reduced is obtained.

さらにまた第１のバイパス回路１８を設けて降圧コンバータ１７内の降圧用スイッチ素子２３をバイパスできるようにしたため、降圧動作が不要なときに降圧用スイッチ素子２３での損失発生を防止でき、さらに損失低減が図れる。さらに、降圧動作も昇圧動作も不要なときは、バイパス回路１２により降圧コンバータ１７および昇圧チョッパ１１をバイパスさせるようにしたため、さらに導通損失が低減でき変換効率の向上が図れる。また、バイパス回路１２は、バイパスリレー２１と、バイパスリレー２１に並列接続された遮断回路（第１、第２のバイパススイッチ素子１９、２０）とで構成したため、バイパス回路１２を遮断する際にバイパスリレー２１にアークを発生させることなく確実に遮断できる。   Furthermore, since the first bypass circuit 18 is provided so that the step-down switch element 23 in the step-down converter 17 can be bypassed, loss generation in the step-down switch element 23 can be prevented when the step-down operation is unnecessary, and the loss Reduction can be achieved. Furthermore, when neither the step-down operation nor the step-up operation is required, the step-down converter 17 and the step-up chopper 11 are bypassed by the bypass circuit 12, so that the conduction loss can be further reduced and the conversion efficiency can be improved. Further, since the bypass circuit 12 includes the bypass relay 21 and the cutoff circuit (first and second bypass switch elements 19 and 20) connected in parallel to the bypass relay 21, the bypass circuit 12 is bypassed when the bypass circuit 12 is shut off. The relay 21 can be reliably interrupted without generating an arc.

また、パワーコンディショナは、直流電源１の電圧に応じて、昇圧チョッパ１１による昇圧動作、降圧コンバータ１７による降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないで第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１を生成するため、直流電圧Ｖ１を安定して生成でき、安定した交流出力が信頼性よく得られる。   Further, the power conditioner selectively operates either the step-up operation by the step-up chopper 11 or the step-down operation by the step-down converter 17 in accordance with the voltage of the DC power source 1 or does not operate both of them. Therefore, the DC voltage V1 can be stably generated, and a stable AC output can be obtained with high reliability.

なお、この場合パワーコンディショナは出力電力を系統１６に供給するものを示したが、負荷に供給する場合も同様の効果を有する。
また、この実施の形態では、第１のインバータ６の両側に接続された２つのインバータ７、８は出力を等しくしてＰＷＭ制御により電圧波形を精度良くコントロールしたものを示したが、ＰＷＭ制御をしなくても良い。さらに、第１のインバータ６の両側に接続されるインバータは、それぞれ複数個でも良く、両側の各出力電圧の総和が等しいものであれば良い。
さらにまた、第１のコンデンサ３の中間点電位をアース電位に固定できる効果は無くなるが、第１のインバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９は無くても良く、その場合、第１のインバータ６以外のインバータ６、７は、第１のインバータ６の片側のみに複数個直列接続されても良く、それぞれのインバータ出力が異なるものでも良い。 In this case, the power conditioner supplies the output power to the grid 16, but the same effect can be obtained when the power conditioner is supplied to the load.
In this embodiment, the two inverters 7 and 8 connected to both sides of the first inverter 6 are shown in which the outputs are made equal and the voltage waveform is accurately controlled by PWM control. You don't have to. Further, a plurality of inverters may be connected to both sides of the first inverter 6 as long as the sum of output voltages on both sides is equal.
Furthermore, although the effect of fixing the midpoint potential of the first capacitor 3 to the ground potential is lost, the shorting switch 9 for short-circuiting both terminals on the AC side of the first inverter 6 may be omitted. A plurality of inverters 6, 7 other than the first inverter 6 may be connected in series only on one side of the first inverter 6, and each inverter output may be different.

実施の形態２．
次に、上記実施の形態１によるパワーコンディショナの昇圧チョッパ１１にバイパス回路を設けたものを以下に説明する。
図６に示すように、昇圧チョッパ１１内の昇圧用ダイオード２５をバイパスする第２のバイパス回路２８が昇圧用ダイオード２５に並列に接続される。この第２のバイパス回路２８は、昇圧用ダイオード２５より導通損失の少ない第２のバイパスリレー２９で構成される。
直流電源１の電圧が定格電圧を超える場合、降圧コンバータ１７は降圧動作し、昇圧チョッパ１１は昇圧動作しない。この場合図７に示すように、電流を昇圧ダイオードバイパス電流経路３４に流して、昇圧用ダイオード２５に流れる電流を第２のバイパス回路２８でバイパスする。これにより、導通損失の低減が図れ、より効率の良いパワーコンディショナが得られる。 Embodiment 2. FIG.
Next, what provided the bypass circuit in the step-up chopper 11 of the power conditioner by the said Embodiment 1 is demonstrated below.
As shown in FIG. 6, a second bypass circuit 28 that bypasses the boosting diode 25 in the boosting chopper 11 is connected to the boosting diode 25 in parallel. The second bypass circuit 28 is composed of a second bypass relay 29 that has less conduction loss than the boosting diode 25.
When the voltage of the DC power supply 1 exceeds the rated voltage, the step-down converter 17 performs a step-down operation, and the step-up chopper 11 does not perform a step-up operation. In this case, as shown in FIG. 7, the current flows through the boost diode bypass current path 34, and the current flowing through the boost diode 25 is bypassed by the second bypass circuit 28. Thereby, conduction loss can be reduced and a more efficient power conditioner can be obtained.

実施の形態３．
上記実施の形態２では、昇圧チョッパ１１が昇圧動作しないときに昇圧用ダイオード２５を第２のバイパス回路２８でバイパスしたが、この実施の形態では、昇圧チョッパ１１が昇圧動作するときに昇圧用ダイオード２５をバイパスさせる。図８に示すように、昇圧用ダイオード２５より導通損失の少ないＦＥＴなどから成るバイパス半導体スイッチ３５が昇圧用ダイオード２５に並列に接続される。
この場合、電流が昇圧用ダイオード２５を流れようとするタイミングでバイパス半導体スイッチ３５を導通させ、第２の昇圧ダイオードバイパス電流経路３７に電流が流れる。そして、電流の向きが反転する直前にバイパス半導体スイッチ３５をオフし、順方向電流が昇圧用ダイオード２５に流れるように転流させる。これにより、図９に示すように、昇圧電流経路３６に電流が流れるときに、第１のコンデンサ３側から昇圧用ダイオード２５への昇圧ダイオードリカバリー電流経路３９に逆方向の電流が流れ、昇圧用ダイオード２５でのリカバリ損失が発生する。 Embodiment 3 FIG.
In the second embodiment, the boosting diode 25 is bypassed by the second bypass circuit 28 when the boosting chopper 11 does not perform the boosting operation. However, in this embodiment, when the boosting chopper 11 performs the boosting operation, the boosting diode 25 is bypassed. 25 is bypassed. As shown in FIG. 8, a bypass semiconductor switch 35 made of an FET or the like having a conduction loss less than that of the boosting diode 25 is connected in parallel to the boosting diode 25.
In this case, the bypass semiconductor switch 35 is turned on at a timing when the current is about to flow through the boosting diode 25, and the current flows through the second boosting diode bypass current path 37. Then, immediately before the direction of the current is reversed, the bypass semiconductor switch 35 is turned off, and the forward current is commutated so as to flow to the boosting diode 25. As a result, as shown in FIG. 9, when a current flows through the boost current path 36, a reverse current flows through the boost diode recovery current path 39 from the first capacitor 3 side to the boost diode 25, and the boost current path 36 A recovery loss occurs in the diode 25.

ところで、バイパス半導体スイッチ３５にはダイオードが逆並列接続されるものであるが、このダイオードでのリカバリ損失は、単体のダイオードである昇圧用ダイオード２５のリカバリ損失よりも大きい。
この実施の形態では、バイパス半導体スイッチ３５で昇圧用ダイオード２５をバイパスすることにより、導通損失の低減が図れる。また、リカバリ損失は昇圧用ダイオード２５において発生させるようにしたため、さらに損失を低減でき、効率の良いパワーコンディショナが得られる。 By the way, a diode is connected to the bypass semiconductor switch 35 in antiparallel, but the recovery loss of this diode is larger than the recovery loss of the boosting diode 25 which is a single diode.
In this embodiment, the conduction loss can be reduced by bypassing the boosting diode 25 by the bypass semiconductor switch 35. Further, since the recovery loss is generated in the boosting diode 25, the loss can be further reduced, and an efficient power conditioner can be obtained.

実施の形態４．
上記実施の形態１〜３では、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１をバイパスさせる回路１２、１８、２８、３５を設けたものを示したが、図１０に示すように、これらのバイパス回路は無くても良い。
この場合、降圧コンバータ１７の降圧用スイッチ素子２３をオン状態で保持すると、昇圧チョッパ１１にて昇圧動作でき、直流電源１からの電圧を昇圧することができる。降圧する場合は降圧コンバータ１７を降圧動作させ、その出力電流を昇圧チョッパ１１内の昇圧用ダイオード２５に通す。
このように構成されるパワーコンディショナでは、各インバータ６〜８を耐電圧の低い素子で構成でき損失の低減された効率の良い装置構成が達成できる。また、第１のコンデンサ３の直流電圧Ｖ１よりも高い電圧を出力することができ、昇圧チョッパ１１の昇圧率を低減できて損失を低減できる。さらに、降圧コンバータ１７を設けたため、第１のコンデンサ３の電圧は、第１のインバータ６を構成する素子の耐電圧を越えない電圧に制御することができ、直流電源１の過電圧に対して素子破壊を防止できる。このため各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。 Embodiment 4 FIG.
In the first to third embodiments, the circuits 12, 18, 28 and 35 for bypassing the step-down converter 17 and the step-up chopper 11 are shown. However, as shown in FIG. 10, these bypass circuits are not provided. Also good.
In this case, if the step-down switching element 23 of the step-down converter 17 is held in the ON state, the step-up chopper 11 can perform a step-up operation, and the voltage from the DC power source 1 can be stepped up. When stepping down, the step-down converter 17 is stepped down, and the output current is passed through the step-up diode 25 in the step-up chopper 11.
In the power conditioner configured as described above, each of the inverters 6 to 8 can be configured by an element having a low withstand voltage, and an efficient device configuration with reduced loss can be achieved. Further, a voltage higher than the DC voltage V1 of the first capacitor 3 can be output, the boosting rate of the boosting chopper 11 can be reduced, and the loss can be reduced. Further, since the step-down converter 17 is provided, the voltage of the first capacitor 3 can be controlled to a voltage that does not exceed the withstand voltage of the elements constituting the first inverter 6. Destruction can be prevented. For this reason, the withstand voltage of each element which comprises each inverter 6-8 can be reduced reliably, and the power conditioner with high conversion efficiency with which the loss was reduced is obtained.

実施の形態５．
上記実施の形態４では、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１をバイパスさせる回路の無いものを示したが、図１１に示すように、降圧コンバータ１７をバイパスする第１のバイパス回路１８のみを接続しても良い。上述したように、この第１のバイパス回路１８は、降圧用スイッチ素子２３をバイパスするように接続された第１のバイパスリレー２２で構成される。
このように、直流電源１からの電圧を降圧する必要の無い場合は、降圧コンバータ１７内の降圧用スイッチ素子２３をバイパスできるようにしたため、降圧用スイッチ素子２３での損失発生を防止できると共に、昇圧チョッパ１１による昇圧動作を実現することができ、損失低減が図れる。 Embodiment 5 FIG.
In the fourth embodiment, the circuit without the step-down converter 17 and the step-up chopper 11 is shown. However, as shown in FIG. 11, only the first bypass circuit 18 that bypasses the step-down converter 17 is connected. Also good. As described above, the first bypass circuit 18 includes the first bypass relay 22 connected to bypass the step-down switching element 23.
As described above, when it is not necessary to step down the voltage from the DC power supply 1, the step-down switch element 23 in the step-down converter 17 can be bypassed, so that loss generation in the step-down switch element 23 can be prevented, A boosting operation by the boosting chopper 11 can be realized, and loss can be reduced.

実施の形態６．
上記各実施の形態では、昇圧チョッパ１１を備えたパワーコンディショナを示したが、昇圧チョッパ１１などの昇圧回路を備えないものであっても良い。この場合、図１２に示すように、降圧コンバータ１７が直流電源１と第１のコンデンサ３との間に配置されている。
このようなパワーコンディショナにおいても、第１のコンデンサ３の電圧は、第１のインバータ６を構成する素子の耐電圧を越えない電圧に制御することができ、直流電源１の過電圧に対して素子破壊を防止できる。このため、各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。
なお、この場合も、降圧コンバータ１７をバイパスする第１のバイパス回路１８を接続しても良く、損失低減が図れる。 Embodiment 6 FIG.
In each of the above-described embodiments, the power conditioner including the boost chopper 11 is shown, but a booster circuit such as the boost chopper 11 may not be provided. In this case, as shown in FIG. 12, the step-down converter 17 is disposed between the DC power supply 1 and the first capacitor 3.
Even in such a power conditioner, the voltage of the first capacitor 3 can be controlled to a voltage that does not exceed the withstand voltage of the elements constituting the first inverter 6. Destruction can be prevented. For this reason, the withstand voltage of each element which comprises each inverter 6-8 can be reduced reliably, and the power conditioner with high conversion efficiency in which the loss was reduced is obtained.
Also in this case, the first bypass circuit 18 that bypasses the step-down converter 17 may be connected, and loss reduction can be achieved.

実施の形態７．
図１３は、この発明の実施の形態７によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。これは、図１で示した上記実施の形態１によるパワーコンディショナにおいて、直流電源１からバイパス回路１２を介して第１のコンデンサへ至る電流経路に、逆流防止用素子としての逆流防止ダイオード４７を備えたものである。
上述したように、直流電源１が発生する電圧が定格電圧を含む所定の範囲（２００Ｖ〜定格電圧）である場合、バイパス回路１２のバイパスリレー２１を導通させることで、電流は定格電流経路３０を流れる（図２参照）。この時、直流電源１と第１のコンデンサ３との電圧はほぼ等しくなっている。この状態で、例えば急激に直流電源１の電圧が低下しても、逆流防止ダイオード４７を備えたため、第１のコンデンサ３からバイパス回路１２を経て直流電源１へ電流が流れることはない。
このように、第１のコンデンサ３から直流電源１へ電流が流れないため、急激に直流電源１電圧が低下しても第１のコンデンサ３の電圧は変動せず、出力電圧波形に歪が発生したり出力不能の状態に陥るのが回避でき、安定した出力が得られる。 Embodiment 7 FIG.
13 is a schematic configuration diagram showing a power conditioner according to Embodiment 7 of the present invention. This is because, in the power conditioner according to the first embodiment shown in FIG. 1, a backflow prevention diode 47 as a backflow prevention element is provided in the current path from the DC power supply 1 to the first capacitor via the bypass circuit 12. It is provided.
As described above, when the voltage generated by the DC power source 1 is within a predetermined range including the rated voltage (200 V to rated voltage), the current flows through the rated current path 30 by making the bypass relay 21 of the bypass circuit 12 conductive. Flows (see FIG. 2). At this time, the voltages of the DC power supply 1 and the first capacitor 3 are substantially equal. In this state, for example, even if the voltage of the DC power supply 1 suddenly drops, no current flows from the first capacitor 3 to the DC power supply 1 via the bypass circuit 12 because the backflow prevention diode 47 is provided.
As described above, since no current flows from the first capacitor 3 to the DC power supply 1, even if the voltage of the DC power supply 1 suddenly decreases, the voltage of the first capacitor 3 does not fluctuate and distortion occurs in the output voltage waveform. Can be avoided, and a stable output can be obtained.

実施の形態８．
図１４は、この発明の実施の形態８によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。上記実施の形態７と同様に、直流電源１からバイパス回路１２を介して第１のコンデンサへ至る電流経路に、逆流防止用素子を備えたものである。
この実施の形態では、図に示すように、バイパス回路１２を降圧用スイッチ素子２３およびリアクトル２７に並列に接続し、リアクトル２７側の接続点は、リアクトル２７と昇圧用ダイオード２５との間とする。このように、昇圧チョッパ１１内の昇圧用ダイオード２５をバイパスされる経路の外側に配置して接続することで、昇圧用ダイオード２５を上記逆流防止用素子として兼用させる。 Embodiment 8 FIG.
FIG. 14 is a schematic configuration diagram showing a power conditioner according to Embodiment 8 of the present invention. Similar to the seventh embodiment, a backflow prevention element is provided in the current path from the DC power supply 1 to the first capacitor via the bypass circuit 12.
In this embodiment, as shown in the figure, the bypass circuit 12 is connected in parallel to the step-down switch element 23 and the reactor 27, and the connection point on the reactor 27 side is between the reactor 27 and the step-up diode 25. . In this way, by arranging the boosting diode 25 in the boosting chopper 11 outside the bypassed path and connecting it, the boosting diode 25 is also used as the backflow preventing element.

上述したように、直流電源１が発生する電圧が定格電圧を含む所定の範囲（２００Ｖ〜定格電圧）である場合、バイパス回路１２のバイパスリレー２１を導通させることで、電流は定格電流経路３０を流れる（図２参照）。この時、直流電源１と第１のコンデンサ３との電圧はほぼ等しくなっている。この状態で、例えば急激に直流電源１の電圧が低下しても、昇圧用ダイオード２５が逆流防止用のダイオードとして機能するため、第１のコンデンサ３からバイパス回路１２を経て直流電源１へ電流が流れることはない。
このように、第１のコンデンサ３から直流電源１へ電流が流れないため、急激に直流電源１電圧が低下しても第１のコンデンサ３の電圧は変動せず、出力電圧波形に歪が発生したり出力不能の状態に陥るのが回避でき、安定した出力が得られる。また、昇圧用ダイオード２５を上記逆流防止用素子として兼用させるため部品点数を削減でき、小型で安価な装置構成となる。 As described above, when the voltage generated by the DC power source 1 is within a predetermined range including the rated voltage (200 V to rated voltage), the current flows through the rated current path 30 by making the bypass relay 21 of the bypass circuit 12 conductive. Flows (see FIG. 2). At this time, the voltages of the DC power supply 1 and the first capacitor 3 are substantially equal. In this state, for example, even if the voltage of the DC power supply 1 suddenly drops, the boosting diode 25 functions as a backflow preventing diode, so that a current is supplied from the first capacitor 3 to the DC power supply 1 via the bypass circuit 12. There is no flow.
As described above, since no current flows from the first capacitor 3 to the DC power supply 1, even if the voltage of the DC power supply 1 suddenly decreases, the voltage of the first capacitor 3 does not fluctuate and distortion occurs in the output voltage waveform. Can be avoided, and a stable output can be obtained. Further, since the boosting diode 25 is also used as the backflow preventing element, the number of parts can be reduced, and the device configuration is small and inexpensive.

実施の形態９．
図１５は、この発明の実施の形態９によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１で示した上記実施の形態１によるパワーコンディショナでは、降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とをそれぞれ備えたが、この実施の形態では、直流電源１と第１のコンデンサ３との間に、直流電源１の電圧を昇圧したり、降圧したりできる昇降圧コンバータ４８を配置する。
次に動作について説明する。
直流電源１からの電圧が、第１のコンデンサ３を充電する規定電圧より低い場合、昇降圧コンバータ４８が電圧を規定電圧まで上昇させ、第１のコンデンサ３の電圧を規定電圧に充電するように保つ。また、直流電源１の電圧が、第１のコンデンサ３の規定電圧より高い場合、昇降圧コンバータ４８により直流電源１からの電圧を下げ、第１のコンデンサ３の電圧を規定電圧に充電するように保つ。 Embodiment 9 FIG.
FIG. 15 is a schematic configuration diagram showing a power conditioner according to Embodiment 9 of the present invention. The power conditioner according to the first embodiment shown in FIG. 1 includes the step-down converter 17 and the step-up chopper 11, but in this embodiment, between the DC power source 1 and the first capacitor 3, A step-up / down converter 48 capable of boosting or lowering the voltage of the DC power supply 1 is provided.
Next, the operation will be described.
When the voltage from the DC power source 1 is lower than the specified voltage for charging the first capacitor 3, the buck-boost converter 48 increases the voltage to the specified voltage and charges the voltage of the first capacitor 3 to the specified voltage. keep. Further, when the voltage of the DC power supply 1 is higher than the specified voltage of the first capacitor 3, the voltage from the DC power supply 1 is lowered by the step-up / down converter 48 so that the voltage of the first capacitor 3 is charged to the specified voltage. keep.

ここで、第１のコンデンサ３の規定電圧の範囲の上限は第１のインバータ６を構成するスイッチ素子の耐圧を超えないように設計される。下限についてはパワーコンディショナが出力する最大電圧を、各インバータ６〜８の出力電圧の総和で十分出力可能な値に設定する。
このように、昇降圧コンバータ４８を備えたため、直流電源１の電圧変動に対して、各インバータ６〜８内のスイッチ素子を破壊することがない。このため各インバータ６〜８を構成する各素子の耐圧を信頼性よく低減でき、損失の低減された変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。 Here, the upper limit of the range of the prescribed voltage of the first capacitor 3 is designed so as not to exceed the withstand voltage of the switch element constituting the first inverter 6. As for the lower limit, the maximum voltage output from the power conditioner is set to a value that can be sufficiently output by the sum of the output voltages of the inverters 6 to 8.
As described above, since the step-up / down converter 48 is provided, the switching elements in the inverters 6 to 8 are not destroyed with respect to the voltage fluctuation of the DC power supply 1. For this reason, the withstand voltage of each element which comprises each inverter 6-8 can be reduced reliably, and the power conditioner with high conversion efficiency with which the loss was reduced is obtained.

なお、この実施の形態においても、昇降圧コンバータ４８をバイパスする回路を上記実施の形態１と同様のバイパス回路１２により構成して備えても良く、導通損失が低減でき変換効率の向上が図れる。   In this embodiment as well, a circuit that bypasses the step-up / down converter 48 may be configured by the bypass circuit 12 similar to that of the first embodiment, so that conduction loss can be reduced and conversion efficiency can be improved.

実施の形態１０．
上記各実施の形態はいずれも降圧コンバータ１７あるいは昇降圧コンバータ４８を備えて、直流電源１の電圧が規定範囲よりも高い場合に降圧させるものであるが、規定範囲自体が変更される場合の制御について以下に説明する。
例えば、太陽光発電を用いたパワーコンディショナでは、系統に連系時には出力の定格電圧が２００Ｖｒｍｓであるのに対して、系統の停電時などの自立運転時では出力の定格電圧が１００Ｖｒｍｓで運転する。このように、出力電圧指令値となる目標電圧が変更されるとき、直流電源１から第１のコンデンサ３に充電される電圧を調整することで、第１のインバータ６からの出力電圧のレベルを変化させる。 Embodiment 10 FIG.
Each of the above embodiments includes the step-down converter 17 or the step-up / step-down converter 48 and steps down the voltage when the voltage of the DC power supply 1 is higher than the specified range. Is described below.
For example, in a power conditioner using photovoltaic power generation, the rated voltage of the output is 200 Vrms when connected to the system, whereas the rated voltage of the output is operated at 100 Vrms during the independent operation such as a power failure of the system. . As described above, when the target voltage serving as the output voltage command value is changed, the level of the output voltage from the first inverter 6 is adjusted by adjusting the voltage charged in the first capacitor 3 from the DC power supply 1. Change.

図１６は、定格電圧が２００Ｖｒｍｓの場合と１００Ｖｒｍｓの場合とにおけるパワーコンディショナの出力電圧波形を示すものである。図に示すように、定格電圧２００Ｖｒｍｓの出力条件の出力目標電圧波形４０では、第１のインバータ６は第１の出力電圧４２を発生していたところ、定格電圧１００Ｖｒｍｓの出力条件の出力目標電圧波形４１では、第１のインバータ６は第２の出力電圧４３を発生している。
このように、定格電圧が２００Ｖｒｍｓから１００Ｖｒｍｓに変化するなど、電圧指令値が変化する場合、第１のコンデンサ３に充電される電圧を、降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により調整（降圧）することで、第１のインバータ６の出力電圧を変化させ、各インバータ６〜８の出力電圧の総和であるパワーコンディショナの出力電圧が目標電圧波形に従う制御を容易に制御性良く実現できる。 FIG. 16 shows the output voltage waveform of the power conditioner when the rated voltage is 200 Vrms and when the rated voltage is 100 Vrms. As shown in the figure, in the output target voltage waveform 40 under the output condition of the rated voltage of 200 Vrms, the first inverter 6 generates the first output voltage 42, but the output target voltage waveform under the output condition of the rated voltage of 100 Vrms. In 41, the first inverter 6 generates a second output voltage 43.
Thus, when the voltage command value changes, such as when the rated voltage changes from 200 Vrms to 100 Vrms, the voltage charged in the first capacitor 3 is adjusted (stepped down) by the step-down converter 17 or the step-up / down converter 48. Thus, the output voltage of the first inverter 6 is changed, and the control according to the target voltage waveform of the output voltage of the power conditioner, which is the sum of the output voltages of the inverters 6 to 8, can be easily realized with good controllability.

ところで、各コンデンサ３〜５の充電電圧を変更せずに、定格電圧が変更されるなど電圧指令値の変化に対応しようとすれば、第１のインバータ６の出力パルス幅を狭める。目標電圧と第１のインバータ出力電圧との差電圧を、第２のインバータ７と第３のインバータ８とで出力するため、第２、第３のインバータ７、８の負担は大きくなり、特にＰＷＭ制御により波形生成する場合は多くの損失が発生するものである。
この実施の形態では、電圧指令値の変化に応じて第１のコンデンサ３に充電される電圧を調整する制御を行うため、上記のような第２、第３のインバータ７、８の負担増大による損失が防止できる。 By the way, if it is going to cope with the change of voltage command values, such as changing a rated voltage, without changing the charging voltage of each capacitor | condenser 3-5, the output pulse width of the 1st inverter 6 is narrowed. Since the difference voltage between the target voltage and the first inverter output voltage is output by the second inverter 7 and the third inverter 8, the burden on the second and third inverters 7 and 8 is increased, and in particular the PWM. When a waveform is generated by control, a lot of loss occurs.
In this embodiment, since the control for adjusting the voltage charged in the first capacitor 3 according to the change of the voltage command value is performed, the load on the second and third inverters 7 and 8 is increased as described above. Loss can be prevented.

なお、上記実施の形態では、第１のコンデンサ３に充電される電圧を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により調整（降圧）するとしたが、必要に応じて昇圧チョッパ１１あるいは昇降圧コンバータ４８により昇圧して調整する。   In the above embodiment, the voltage charged in the first capacitor 3 is adjusted (stepped down) by the step-down converter 17 or the step-up / down converter 48. However, the voltage is stepped up by the step-up chopper 11 or the step-up / down converter 48 as necessary. And adjust.

実施の形態１１．
次に、上記実施の形態１〜９で示したパワーコンディショナにおいて、第２、第３のコンデンサ４、５の充電電圧に関連して第１のコンデンサ３に充電される電圧を調整する制御について以下に説明する。
パワーコンディショナでは、目標電圧と第１のインバータ出力電圧との差電圧を、第２のインバータ７と第３のインバータ８とで出力するため、第２、第３のインバータ７、８では、出力に応じて第２、第３のコンデンサ４、５から放電、あるいは第２、第３のコンデンサ４、５を充電する。出力電圧と出力電流の位相がずれた場合、第２、第３のコンデンサ４、５では放電量よりも充電量が多くなることがある。
第２、第３のコンデンサ４、５は、第１のコンデンサ３からＤＣ／ＤＣコンバータ１０を介してエネルギ供給され、その電圧Ｖ２、Ｖ３はＤＣ／ＤＣコンバータ１０にて制御される。上述したように第２、第３のコンデンサ４、５にて放電量よりも充電量が多くなる場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が降圧機能を有する場合は、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３はＤＣ／ＤＣコンバータ１０により所望の電圧に制御できる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が降圧機能を有しない場合の制御について以下に説明する。 Embodiment 11 FIG.
Next, in the power conditioner shown in the first to ninth embodiments, the control for adjusting the voltage charged in the first capacitor 3 in relation to the charging voltage of the second and third capacitors 4 and 5 is performed. This will be described below.
In the power conditioner, since the difference voltage between the target voltage and the first inverter output voltage is output by the second inverter 7 and the third inverter 8, the second and third inverters 7, 8 output Accordingly, the second and third capacitors 4 and 5 are discharged, or the second and third capacitors 4 and 5 are charged. When the output voltage and the output current are out of phase, the charge amount of the second and third capacitors 4 and 5 may be larger than the discharge amount.
The second and third capacitors 4 and 5 are supplied with energy from the first capacitor 3 via the DC / DC converter 10, and the voltages V 2 and V 3 are controlled by the DC / DC converter 10. As described above, when the charge amount of the second and third capacitors 4 and 5 is larger than the discharge amount, and when the DC / DC converter 10 has a step-down function, the second and third capacitors 4 and 5 The voltages V2 and V3 can be controlled to desired voltages by the DC / DC converter 10. Control in the case where the DC / DC converter 10 does not have a step-down function will be described below.

この実施の形態では、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３を検出し、これらの電圧がそれぞれ所定の電圧を超えると、直流電源１から第１のコンデンサ３に充電する電圧Ｖ１を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により低減させる制御を行う。
図１７は、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３が定常時と所定電圧以上の上昇時とにおけるパワーコンディショナの出力電圧波形を示すものである。図１７（ａ）に示すように、電圧Ｖ２、Ｖ３が定常時では出力目標電圧波形４６に対して、第１のインバータ６は大きさＶ１の出力電圧４５を発生し、第２のインバータ７と第３のインバータ８との出力和による負担電圧４４はそれほど大きくない。電圧Ｖ２、Ｖ３が所定電圧以上の上昇時には、第１のコンデンサ３に充電される電圧Ｖ１が低減され、図１７（ｂ）に示すように、出力目標電圧波形４６に対して第１のインバータ６が発生する大きさＶ１の出力電圧４５も低減され、第２のインバータ７と第３のインバータ８との出力和による負担電圧４４は大きくなる。なお、負担電圧４４は出力目標電圧波形４６の電圧から第１の出力電圧４５を差し引いた電圧である。 In this embodiment, the voltages V2 and V3 of the second and third capacitors 4 and 5 are detected, and when these voltages respectively exceed a predetermined voltage, the voltage that charges the first capacitor 3 from the DC power source 1 Control for reducing V1 by the step-down converter 17 and the step-up / down converter 48 is performed.
FIG. 17 shows the output voltage waveform of the power conditioner when the voltages V2 and V3 of the second and third capacitors 4 and 5 are steady and when the voltages V2 and V3 rise above a predetermined voltage. As shown in FIG. 17A, when the voltages V2 and V3 are steady, the first inverter 6 generates the output voltage 45 of the magnitude V1 with respect to the output target voltage waveform 46, and the second inverter 7 and The burden voltage 44 by the output sum with the third inverter 8 is not so large. When the voltages V2 and V3 rise above a predetermined voltage, the voltage V1 charged in the first capacitor 3 is reduced, and the first inverter 6 with respect to the output target voltage waveform 46 as shown in FIG. The output voltage 45 of the magnitude V1 at which the voltage is generated is also reduced, and the burden voltage 44 due to the output sum of the second inverter 7 and the third inverter 8 is increased. The burden voltage 44 is a voltage obtained by subtracting the first output voltage 45 from the voltage of the output target voltage waveform 46.

このように、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３が所定電圧以上に上昇すると、第１のコンデンサ３に充電する電圧Ｖ１を低減させることにより、第２、第３のインバータ７、８の出力負担電圧４４が大きくなる。第２、第３のインバータ７、８では、この出力負担電圧４４を例えばＰＷＭ制御により出力するものであるが、出力電圧が大きくなるため、第２、第３のコンデンサ４、５では充電量より放電量が多くなり、電圧Ｖ２、Ｖ３が低減する。   As described above, when the voltages V2 and V3 of the second and third capacitors 4 and 5 rise above a predetermined voltage, the voltage V1 charged in the first capacitor 3 is reduced to thereby reduce the second and third inverters. The output burden voltage 44 of 7 and 8 is increased. In the second and third inverters 7 and 8, the output burden voltage 44 is output by, for example, PWM control. However, since the output voltage increases, the second and third capacitors 4 and 5 are more charged than the charge amount. The amount of discharge increases and the voltages V2 and V3 decrease.

以上のようにこの実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が降圧機能を有しない場合においても、直流電源１から第１のコンデンサ３に充電する電圧Ｖ１を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により低減させる制御を行うことで、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３が所定電圧を超えて上昇するのを抑制できる。
このため、損失の増大を抑制できると共に、電圧Ｖ２、Ｖ３の上昇による過電圧で第２、第３のインバータ７、８を構成するスイッチ素子を破壊するのを防止でき、信頼性の高いパワーコンディショナが得られる。 As described above, in this embodiment, even when the DC / DC converter 10 does not have a step-down function, the voltage V1 charged from the DC power supply 1 to the first capacitor 3 is reduced by the step-down converter 17 and the step-up / step-down converter 48. By performing the control, it is possible to suppress the voltages V2 and V3 of the second and third capacitors 4 and 5 from rising beyond a predetermined voltage.
For this reason, it is possible to suppress an increase in loss, and it is possible to prevent the switch elements constituting the second and third inverters 7 and 8 from being destroyed by an overvoltage caused by an increase in the voltages V2 and V3, and a highly reliable power conditioner. Is obtained.

なお、上記実施の形態では、第１のコンデンサ３に充電される電圧を降圧コンバータ１７や昇降圧コンバータ４８により低減させるとしたが、必要に応じて昇圧チョッパ１１あるいは昇降圧コンバータ４８の昇圧率を低減して調整する。   In the above embodiment, the voltage charged in the first capacitor 3 is reduced by the step-down converter 17 or the step-up / step-down converter 48. However, the step-up rate of the step-up chopper 11 or the step-up / down converter 48 is changed as necessary. Reduce and adjust.

この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。It is a schematic block diagram which shows the power conditioner by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power conditioner by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power conditioner by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power conditioner by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power conditioner by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。It is a schematic block diagram which shows the power conditioner by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power conditioner by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナの構成および動作を示す図である。It is a figure which shows the structure and operation | movement of a power conditioner by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナの動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power conditioner by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。It is a schematic block diagram which shows the power conditioner by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態５によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。It is a schematic block diagram which shows the power conditioner by Embodiment 5 of this invention. この発明の実施の形態６によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。It is a schematic block diagram which shows the power conditioner by Embodiment 6 of this invention. この発明の実施の形態７によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。It is a schematic block diagram which shows the power conditioner by Embodiment 7 of this invention. この発明の実施の形態８によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。It is a schematic block diagram which shows the power conditioner by Embodiment 8 of this invention. この発明の実施の形態９によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。It is a schematic block diagram which shows the power conditioner by Embodiment 9 of this invention. この発明の実施の形態１０によるパワーコンディショナの動作を説明する電圧波形図である。It is a voltage waveform diagram explaining operation | movement of the power conditioner by Embodiment 10 of this invention. この発明の実施の形態１１によるパワーコンディショナの動作を説明する電圧波形図である。It is a voltage waveform diagram explaining operation | movement of the power conditioner by Embodiment 11 of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１ 直流電源（第２の直流電源）、３ 直流電源としての第１のコンデンサ、
４ 直流電源としての第２のコンデンサ、５ 直流電源としての第３のコンデンサ、
６ 第１のインバータ（単相インバータ）、
７ 単相インバータとしての第２のインバータ、
８ 単相インバータとしての第３のインバータ、１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１１ 昇圧回路としての昇圧チョッパ、１２ バイパス回路（第３のバイパス回路）、
１７ 降圧回路としての降圧コンバータ、１８ 第１のバイパス回路、
１９，２０ 遮断回路としての第１，第２のバイパススイッチ素子、
２１ バイパスリレー、２２ 第１のバイパスリレー、２３ 降圧用スイッチ素子、
２４ 降圧用ダイオード、２５ 整流用素子としての昇圧用ダイオード、
２６ 昇圧用スイッチ素子、２７ リアクトル、３０ 定格電流経路、
３２ 降圧バイパス経路、２８ 第２のバイパス回路、２９ 第２のバイパスリレー、
３４ 昇圧ダイオードバイパス電流経路、３５ バイパス半導体スイッチ、
３７ 第２の昇圧ダイオードバイパス電流経路、
４７ 逆流防止用素子としての逆流防止ダイオード、４８ 昇降圧コンバータ。 1 DC power supply (second DC power supply), 3 First capacitor as DC power supply,
4 Second capacitor as DC power supply, 5 Third capacitor as DC power supply,
6 first inverter (single phase inverter),
7 Second inverter as a single-phase inverter,
8 Third inverter as a single-phase inverter, 10 DC / DC converter,
11 boost chopper as a boost circuit, 12 bypass circuit (third bypass circuit),
17 step-down converter as step-down circuit, 18 first bypass circuit,
19, 20 First and second bypass switch elements as cutoff circuits,
21 bypass relay, 22 first bypass relay, 23 step-down switch element,
24 step-down diode, 25 step-up diode as a rectifying element,
26 switch element for boosting, 27 reactor, 30 rated current path,
32 step-down bypass path, 28 second bypass circuit, 29 second bypass relay,
34 boost diode bypass current path, 35 bypass semiconductor switch,
37 second boost diode bypass current path;
47 Backflow prevention diode as a backflow prevention element, 48 Buck-boost converter.

Claims (13)

直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
第２の直流電源と、該第２の直流電源の電圧を降圧する降圧回路とを備え、上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源電圧は、上記第２の直流電源から上記降圧回路を介して生成されることを特徴とする電力変換装置。 In a power converter that connects a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power of a DC power source into AC power, and controls the output voltage by the sum of the generated voltages of the plurality of single-phase inverters,
A second DC power supply and a step-down circuit for stepping down the voltage of the second DC power supply, and the DC power supply voltage of the first inverter having the maximum voltage among the plurality of single-phase inverters is The power converter is generated from the direct current power source through the step-down circuit. 上記複数の単相インバータのうち電圧が最大である第１のインバータの直流電源と、他の単相インバータの各直流電源とは、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して接続されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 The DC power source of the first inverter having the maximum voltage among the plurality of single-phase inverters and each DC power source of other single-phase inverters are connected via a DC / DC converter. Item 4. The power conversion device according to Item 1. 上記降圧回路をバイパスするバイパス回路をリレーで構成して備え、上記第２の直流電源の電圧が所定電圧以下となるとき、上記降圧回路の降圧動作を停止し、上記バイパス回路を導通して該降圧回路をバイパスすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。 A bypass circuit that bypasses the step-down circuit is configured by a relay, and when the voltage of the second DC power source is equal to or lower than a predetermined voltage, the step-down operation of the step-down circuit is stopped, the bypass circuit is turned on, and the bypass circuit is turned on. The power converter according to claim 1 or 2, wherein the step-down circuit is bypassed. 上記第２の直流電源と上記第１のインバータの直流電源との間に、上記降圧回路と昇圧回路とを１つで構成した昇降圧コンバータを備え、上記第２の直流電源の電圧に応じて、昇圧動作、降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。 A step-up / down converter comprising one step-down circuit and one step-up circuit is provided between the second DC power source and the DC power source of the first inverter, and according to the voltage of the second DC power source. 3. The power conversion device according to claim 1, wherein either the step-up operation or the step-down operation is selectively operated or both are not operated. 上記第２の直流電源と上記第１のインバータの直流電源との間に、上記降圧回路と直列接続されるように昇圧回路を接続し、上記第２の直流電源の電圧に応じて、上記昇圧回路による昇圧動作、上記降圧回路による降圧動作のどちらかを選択的に動作させるか、あるいは双方動作させないことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。 A booster circuit is connected between the second DC power source and the DC power source of the first inverter so as to be connected in series with the step-down circuit, and the booster circuit is increased according to the voltage of the second DC power source. 4. The power conversion device according to claim 1, wherein either the step-up operation by the circuit, the step-down operation by the step-down circuit is selectively operated, or both are not operated. 上記昇圧回路を、リアクトル、整流用素子、およびスイッチで構成すると共に、該整流用素子をバイパスする第２のバイパス回路をリレーで構成して備え、上記第２の直流電源の電圧が所定電圧を超えるとき、上記昇圧回路の昇圧動作を停止し、上記第２のバイパス回路を導通して上記整流用素子をバイパスすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。 The booster circuit includes a reactor, a rectifying element, and a switch, and a second bypass circuit that bypasses the rectifying element is configured as a relay, and the voltage of the second DC power source has a predetermined voltage. 6. The power conversion device according to claim 5, wherein when it exceeds, the boosting operation of the boosting circuit is stopped, the second bypass circuit is turned on, and the rectifying element is bypassed. 上記昇圧回路を、リアクトル、整流用素子、およびスイッチで構成すると共に、該整流用素子をバイパスする半導体スイッチを備え、該半導体スイッチを導通して上記直流電源からの電流を上記整流用素子をバイパスして流し、電流の向きが反転する直前に上記半導体スイッチを遮断することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。 The booster circuit includes a reactor, a rectifying element, and a switch, and includes a semiconductor switch that bypasses the rectifying element, and conducts the semiconductor switch to bypass the current from the DC power source. The power converter according to claim 5, wherein the semiconductor switch is cut off immediately before the direction of current is reversed. 上記昇降圧コンバータをバイパスする第３のバイパス回路を備え、該第３のバイパス回路は、バイパスリレーと該バイパスリレーに並列接続され該バイパスリレーを遮断するための遮断回路とを有し、該遮断回路は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチを互いに逆極性に直列接続して構成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。 A third bypass circuit that bypasses the step-up / step-down converter, the third bypass circuit including a bypass relay and a cutoff circuit that is connected in parallel to the bypass relay and cuts off the bypass relay; 5. The power conversion device according to claim 4, wherein the circuit is configured by connecting two semiconductor switches, each having a diode connected in reverse parallel, in series with opposite polarities. 上記降圧回路と上記昇圧回路とを直列接続した直列回路をバイパスする第３のバイパス回路を備え、該第３のバイパス回路は、バイパスリレーと該バイパスリレーに並列接続され該バイパスリレーを遮断するための遮断回路とを有し、該遮断回路は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチを互いに逆極性に直列接続して構成することを特徴とする請求項５〜７のいずれかに記載の電力変換装置。 A third bypass circuit that bypasses a series circuit in which the step-down circuit and the step-up circuit are connected in series; and the third bypass circuit is connected in parallel to the bypass relay and the bypass relay to cut off the bypass relay. The cutoff circuit is configured by connecting two semiconductor switches having diodes connected in reverse parallel to each other in series with opposite polarities. Power converter. 上記第２の直流電源から上記第３のバイパス回路を介して上記第１のインバータの直流電源へ至る電流経路に、逆流防止用素子を備えたことを特徴とする請求項８または９記載の電力変換装置。 10. The electric power according to claim 8, further comprising a backflow prevention element in a current path from the second DC power source to the DC power source of the first inverter through the third bypass circuit. Conversion device. 上記第３のバイパス回路は、上記昇圧回路内の整流用素子をバイパスされる経路の外側に配置して接続し、該整流用素子を、上記第２の直流電源から上記第３のバイパス回路を介して上記第１のインバータの直流電源へ至る電流経路における逆流防止用に兼用することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。 The third bypass circuit arranges and connects the rectifying element in the booster circuit outside the bypassed path, and connects the rectifying element from the second DC power source to the third bypass circuit. 10. The power converter according to claim 9, wherein the power converter is also used for backflow prevention in a current path to the DC power source of the first inverter. 該電力変換装置の出力電圧指令値の変化に応じて、上記第２の直流電源から生成する第１のインバータの直流電源電圧を制御することを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の電力変換装置。 The DC power supply voltage of the first inverter generated from the second DC power supply is controlled in accordance with a change in the output voltage command value of the power conversion device. Power converter. 第１のインバータ以外の上記他の単相インバータの直流電源電圧を検出し、該直流電源電圧が所定電圧を超えると、上記第２の直流電源から生成する第１のインバータの直流電源電圧を低減させる制御を行って、上記他の単相インバータを介した上記直流電源からの放電量を増加させることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の電力変換装置。 If the DC power supply voltage of the other single-phase inverter other than the first inverter is detected and the DC power supply voltage exceeds a predetermined voltage, the DC power supply voltage of the first inverter generated from the second DC power supply is reduced. The power conversion device according to any one of claims 1 to 11, wherein the amount of discharge from the DC power source via the other single-phase inverter is increased by performing control.
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