JP2007151184A - マルチキャリア信号生成方法、無線送信装置および無線受信装置 - Google Patents

マルチキャリア信号生成方法、無線送信装置および無線受信装置 Download PDF

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Abstract

【課題】複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく、受信品質を向上させること。
【解決手段】複製部11が、入力されるビット系列を複製し、16QAM部121が、複製元のビット系列を変調してシンボルにし、16QAM部122が、複製されたビット系列を変調してシンボルにし、S/P部13が、直列に入力されるシンボル系列を並列に変換し、S/P部14が、直列に入力されるシンボル系列を並列に変換し、IFFT部15が、入力されたシンボル系列に対してIFFT処理を施す。複製部11によって複製された複数の同一ビットの各々が異なるシンボルに含まれているため、IFFT処理により、複数の同一ビットの各々が、周波数が異なる複数のサブキャリアの各々に割り当てられる。結果として、周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含むマルチキャリア信号が生成される。
【選択図】図1

Description

本発明は、マルチキャリア信号生成方法、無線送信装置および無線受信装置に関する。
従来、無線通信においては、受信品質を向上させるために、アンテナを切り替えて同一の信号を送信するアンテナダイバーシチ送信や、信号に誤りが生じた際に受信側からの要求に応じてその信号を再送する自動再送要求等が行われている。
しかしながら、アンテナダイバーシチ送信では、複数のアンテナを用意する必要があるため送信側の装置規模が大きくなってしまう。また、自動再送要求では、誤り率が大きいほど再送の頻度が増加して伝送効率が低下してしまう。
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく、受信品質を向上させることができるマルチキャリア信号生成方法、無線送信装置および無線受信装置を提供することを目的とする。
本発明のマルチキャリア信号生成方法は、ビット系列を複製して複数の同一ビットを得る複製ステップと、前記複数の同一ビットの各々を異なるシンボルに含める変調を行う変調ステップと、前記変調により得られるシンボルの各々を複数のサブキャリアの各々に割り当ててマルチキャリア信号を生成する生成ステップと、を具備し、前記複製ステップにおいて、N/M個(但し、Mは基準変調方式での1シンボルのビット数、Nは前記変調ステップで使用される変調方式での1シンボルのビット数)の前記複数の同一ビットを得るようにした。
この方法によれば、一度の送信で周波数軸方向のダイバーシチ利得を得ることができ、複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく受信品質を向上させることができる。また、変調多値数が大きくなるほどマルチキャリア信号に含まれる同一ビットの数が大きくなるため、変調多値数を大きくすることによって周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
本発明の無線送信装置は、ビット系列を複製して複数の同一ビットを得る複製手段と、前記複数の同一ビットの各々を異なるシンボルに含める変調を行う変調手段と、前記変調により得られるシンボルの各々を複数のサブキャリアの各々に割り当ててマルチキャリア信号を生成する生成手段と、前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、前記複製手段は、N/M個(但し、Mは基準変調方式での1シンボルのビット数、Nは前記変調ステップで使用される変調方式での1シンボルのビット数)の前記複数の同一ビットを得る構成を採る。
この構成によれば、周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含むマルチキャリア信号を送信するため、一度の送信で周波数軸方向のダイバーシチ利得を得て、複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく受信品質を向上させることができる。また、変調多値数が大きくなるほどマルチキャリア信号に含まれる同一ビットの数が大きくなるため、変調多値数を大きくすることによって周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
本発明の無線送信装置は、前記変調手段から出力されるシンボル系列の順番を並べ替えるシンボルインタリーブ手段、をさらに具備する構成を採る。
この構成によれば、周波数軸方向でのフェージング変動が周期性を有する場合に、複数の同一ビットの各々が伝送路において受けるフェージング変動の大きさを相違させることができるため、周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
本発明の無線送信装置は、前記複製手段から出力されるビット系列の順番を並べ替えるビットインタリーブ手段、をさらに具備する構成を採る。
この構成によれば、周波数軸方向でのフェージング変動が周期性を有する場合に、複数の同一ビットの各々が伝送路において受けるフェージング変動のばらつきが大きくなるため、周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
本発明の無線送信装置は、前記変調手段が、前記異なるシンボルにおいて前記複数の同一ビットの各々の配置位置を相違させて前記変調を行う構成を採る。
この構成によれば、複数の同一ビットの尤度を合成することにより、複数の同一ビットの尤度を大きくかつ等しくすることができるため、受信品質をさらに向上させることができる。
本発明の無線通信端末装置は、上記いずれかの無線送信装置を搭載する構成を採る。また、本発明の無線通信基地局装置は、上記いずれかの無線送信装置を搭載する構成を採る。
これらの構成によれば、上記無線送信装置と同様の作用および効果を有する無線通信端末装置および無線通信基地局装置を提供することができる。
本発明の無線受信装置は、N/M個(但し、Mは基準変調方式での1シンボルのビット数、Nはマルチキャリア信号の送信側で使用される変調方式での1シンボルのビット数)の複数の同一ビットの各々が複数のサブキャリアの各々に割り当てられた前記マルチキャリア信号を受信する受信手段と、前記複数の同一ビットの尤度を合成する合成手段と、を具備する構成を採る。
この構成によれば、1つのマルチキャリア信号に含まれる周波数が互いに異なる複数の同一ビットの尤度を合成するため、一度の送信で周波数軸方向のダイバーシチ利得を得ることができる。また、変調多値数が大きくなるほどマルチキャリア信号に含まれる同一ビットの数が大きくなるため、変調多値数を大きくすることによって周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
本発明の無線通信端末装置は、上記無線受信装置を搭載する構成を採る。また、本発明の無線通信基地局装置は、上記無線受信装置を搭載する構成を採る。
これらの構成によれば、上記無線受信装置と同様の作用および効果を有する無線通信端末装置および無線通信基地局装置を提供することができる。
本発明によれば、複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく、受信品質を向上させることができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。図1に示す無線送信装置は、複製部11と、16QAM部121および16QAM部122から構成される変調部12と、S/P部13と、S/P部14と、IFFT部15と、送信RF部16と、アンテナ17とから構成され、周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含むマルチキャリア信号を送信するものである。
複製部11は、入力されるビット系列を複製する。これにより、同一ビットが複製されて複数の同一ビットが生成される。複製元のビット系列は16QAM部121に入力され、複製されたビット系列は16QAM部122に入力される。
16QAM部121は、16QAMの変調方式を使用して、複製元のビット系列を変調してシンボルにする。また、16QAM部122は、16QAMの変調方式を使用して、複製されたビット系列を変調してシンボルにする。これにより、複数の同一ビットの各々が異なるシンボルに含まれることになる。
S/P部13は、16QAM部121から直列に入力されるシンボル系列を並列に変換してIFFT部15に入力する。また、S/P部14は、16QAM部122から直列に入力されるシンボル系列を並列に変換してIFFT部15に入力する。
IFFT部15は、入力されたシンボル系列に対してIFFT(逆高速フーリエ変換)処理を施す。これにより、S/P部13およびS/P部14から入力された複数のシンボルの各々が、周波数が異なる複数のサブキャリアの各々に割り当てられたマルチキャリア信号が生成される。複製部11によって複製された複数の同一ビットの各々が異なるシンボルに含まれているため、このIFFT処理により、複数の同一ビットの各々が、周波数が異なる複数のサブキャリアの各々に割り当てられる。結果として、周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含むマルチキャリア信号が生成される。
ここでは、マルチキャリア方式としてOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を使用するため、IFFT処理を行う。OFDM方式とはマルチキャリア変調方式の一種であり、マルチキャリア信号(OFDM方式で生成されるマルチキャリア信号を特にOFDM信号という)を構成する複数のサブキャリアが互いに直交関係にある方式である。OFDM方式を使用することにより、各サブキャリアのスペクトルを重ねることができるため、周波数利用効率を向上させることができる。
送信RF部16は、IFFT部15から入力されるマルチキャリア信号に対して所定の無線処理(D/A変換やアップコンバート等)を施した後、マルチキャリア信号をアンテナ17を介して図2に示す無線受信装置に送信する。
図2は、本発明の実施の形態1に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。図2に示す無線受信装置は、アンテナ21と、受信RF部22と、FFT部23と、P/S部24と、P/S部25と、16QAM部261および16QAM部262から構成される復調部26と、合成部27とから構成され、図1に示す無線送信装置から送信されたマルチキャリア信号を受信して、そのマルチキャリア信号に含まれる複数の同一ビットの尤度を合成するものである。
受信RF部22は、アンテナ21を介して受信されるマルチキャリア信号に対して所定の無線処理(ダウンコンバートやA/D変換等)を施す。
FFT部23は、受信RF部22から入力されたマルチキャリア信号に対してFFT(高速フーリエ変換)処理を施す。これにより、マルチキャリア信号がサブキャリア毎の複数のシンボルに分割される。分割後の複数のシンボルの半数がP/S部24に並列に入力され、残りの半数がP/S部25に並列に入力される。
P/S部24は、FFT部23から並列に入力されるシンボル系列を直列に変換して16QAM部261に入力する。また、P/S部25は、FFT部23から並列に入力されるシンボル系列を直列に変換して16QAM部262に入力する。
16QAM部261は、16QAMの復調方式を使用してシンボルを復調した後、ビット毎の尤度を算出する。また、16QAM部262は、16QAMの復調方式を使用してシンボルを復調した後、ビット毎の尤度を算出する。復調後のビット系列および算出された尤度はそれぞれ、合成部27に入力される。
16QAM部261から入力されるビット系列に含まれるビットと同一のビットが16QAM部262から入力されるビット系列にも含まれているので、合成部27は、それらの複数の同一ビットの尤度を合成する。このように合成することにより、受信品質を向上させることができる。
次いで、上記構成を有する無線送信装置および無線受信装置の動作について説明する。
図3は、QPSK変調での各シンボルのマッピングを示す図である。また、図4は、16QAM変調での各シンボルのマッピングを示す図である。図3に示すように、QPSKでは4点のマッピング位置がある(すなわち、変調多値数が4である)ため、1シンボルに含めて送信することができるのは2ビットである。これに対し、16QAMでは、図4に示すように16点のマッピング位置がある(すなわち、変調多値数が16である)ため、1シンボルに含めて送信することができるのは4ビットである。このように、変調方式をQPSKから16QAMに変更することにより、1シンボルに含めて送信できるビット数を2倍にすることができる。つまり、変調多値数を大きくするほど、1シンボルで送信できるビット数を大きくすることができる。
なお、図3および図4においてb1、b2、b3、b4は、シンボルにおいてビットが配置される位置を示すビット番号である。例えば、図4では、b4が最上位ビットを示し、b1が最下位ビットを示す。
変調方式がQPSKである場合は、サブキャリアと送信ビットとの対応関係は図5に示すようになる。図5では、マルチキャリア信号はf1〜f16の16本のサブキャリアで構成される。また、ビット1〜32の32ビットのビット系列をQPSK変調して、f1〜f16の16本のサブキャリアで送信する場合を示す。32ビットのビット系列をQPSK変調するので、S1〜S16の16個のシンボルが生成される。シンボルS1〜S16はそれぞれ、サブキャリアf1〜f16に割り当てられる。また、各シンボルにはそれぞれ2ビット含まれる。
これに対し、図1に示す無線送信装置では、変調方式に16QAMを使用する。上述したように、16QAMでは、QPSKに比べて、同じシンボル数で2倍の数のビットを送信できる。つまり、QPSKを16QAMにすることにより、16シンボル、16サブキャリアで64ビットを送信することができる。換言すれば、QPSKにおいて16本のサブキャリアで送信していた32ビットを、16QAMでは半数の8本のサブキャリアで送信することができる。つまり、QPSKを16QAMにすることにより、8本のサブキャリアに余裕が生じる。そこで、図1に示す無線送信装置では、その余裕が生じた8本のサブキャリアで、複製された同一ビット1〜32を送信する。具体的には、以下のようにする。
図6は、本発明の実施の形態1に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図である。図1に示す無線送信装置では、まず、ビット1〜32のビット系列を複製する。そして、複製元のビット1〜32を16QAM変調してシンボルS1〜S8とし、複製されたビット1〜32を16QAM変調してシンボルS9〜S16とする。これにより複数の同一ビットの各々が異なるシンボルに含まれる。例えば、図6に示すように、ビット1〜4は、シンボルS1とS9の双方に含まれる。
ここで、本実施の形態では変調方式をQPSKから16QAMにした(すなわち、変調多値数を4から16にした)ので、同一ビットを2つに複製した。しかし、変調方式をQPSKから64QAMや256QAMにすることも可能である。64QAMにした場合、すなわち変調多値数を64にした場合は、QPSKと同じシンボル数およびサブキャリア数で、QPSKの3倍のビット数を送信することができる。よって、64QAMにした場合には同一ビットを3つに複製する。また、256QAMにした場合、すなわち変調多値数を256にした場合は、QPSKと同じシンボル数およびサブキャリア数で、QPSKの4倍のビット数を送信することができる。よって、256QAMにした場合には同一ビットを4つに複製する。なお、変調方式をBPSKからQPSKにすることによって、2倍のビット数を送信できるようにすることも可能である。
シンボルS1〜S8のシンボル系列とシンボルS9〜S16のシンボル系列はそれぞれ別個に直並列変換された後、IFFT処理される。このIFFT処理により、図6に示すように、シンボルS1〜S8はサブキャリアf1〜f8に割り当てられる。また、シンボルS9〜S16は、変調方式をQPSKから16QAMにすることにより余裕が生じたサブキャリアf9〜f16に割り当てられる。つまり、複製元のビット1〜32はサブキャリアf1〜f8に割り当てられ、複製されたビット1〜32はサブキャリアf9〜f16に割り当てられる。この結果、周波数が異なるサブキャリアに同一ビットが割り当てられる。例えば、ビット1は、サブキャリアf1とf9の双方に割り当てられる。これによりビット1は、周波数f1と周波数f9の2つの周波数で送信されることになる。サブキャリアf1〜f16で構成されるマルチキャリア信号は図2に示す無線受信装置に送信される。
図7に示すように、マルチキャリア信号においては、マルチパスの影響により周波数軸方向のフェージング変動が非常に大きくなる。このため、サブキャリア毎に受信レベルが変動する。よって、サブキャリアf1に割り当てられたビット1の受信レベルが低くても、サブキャリアf9に割り当てられたビット1の受信レベルが高いこともある。
そこで、マルチキャリア信号を受信した図2に示す無線受信装置では、異なるサブキャリアに割り当てられた同一ビットの尤度を合成する。例えば、サブキャリアf1に割り当てられたビット1の尤度と、サブキャリアf9に割り当てられたビット1の尤度とを合成する。これにより、周波数ダイバーシチ利得が得られ、ビット系列に含まれるビット1〜32の受信品質を向上させることができる。
なお、変調方式をQPSKから16QAMにすることにより、そのままでは図8に示すように誤り率特性が劣化すると考えられる。図8において、31はQPSKの誤り率特性を示し、32は16QAMの誤り率特性を示す。しかし、本実施の形態では、マルチキャリア信号に含まれる周波数が互いに異なる複数の同一ビットの尤度を合成するため、周波数ダイバーシチ利得が得られ、その結果、誤り率特性は33に示すようにQPSKより向上すると考えられる。
このように本実施の形態によれば、周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含むマルチキャリア信号を送信し、1つのマルチキャリア信号に含まれる周波数が互いに異なる複数の同一ビットの尤度を合成する。このため、一度の送信で周波数軸方向のダイバーシチ利得を得ることができる。つまり、複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく受信品質を向上させることができる。また、伝送レートを変更することなくダイバーシチ利得を得て受信品質を向上させることができる。また、変調多値数が大きくなるほどマルチキャリア信号に含まれる同一ビットの数が大きくなるため、変調多値数を大きくすることによって周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
(実施の形態2)
図9に示すように、通常、フェージング変動は周波数軸方向に周期性を有する。このため、上記図6に示すように、同一ビットが含まれるシンボルを周期的に配置したのでは、複数の同一ビットのすべてについて受信レベルが大きく落ち込んでしまい、ダイバーシチ利得が得られないことがある。
そこで、本実施の形態では、同一ビットが含まれるシンボルを周波数軸上において周期的に配置しないようにする。例えば、上記図6において、シンボルS1とS9の間の周波数軸上における間隔を、シンボルS2とS10の間の周波数軸上における間隔と相違させる。これは、以下の構成により達成される。
図10は、本発明の実施の形態2に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態1の構成(図1)と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。インタリーブ部18は、変調部12から出力されるシンボル系列の順番を並べ替える。つまり、所定のインタリーブパターンに従ってシンボル系列をインタリーブする。
また、図11は、本発明の実施の形態2に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態1の構成(図2)と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。デインタリーブ部28は、P/S部24およびP/S部25から出力されるシンボル系列の順番を、無線送信装置で行われたインタリーブと逆に並べ替えて、インタリーブ前のシンボル系列とする。つまり、無線送信装置で行われたインタリーブに応じて、シンボル系列をデインタリーブする。
次いで、シンボルインタリーブの方法について説明する。本実施の形態では、シンボルインタリーブとして、以下の図12〜図14に示す3つの方法のうちいずれか1つを行う。
図12に示すインタリーブ方法では、複製元のビットが含まれるシンボル系列の順番をそのままにし、複製されたビットが含まれるシンボル系列の順番を複製元のビットが含まれるシンボル系列の順番と逆にする。よって、上記図6においてサブキャリアf9に割り当てられていたシンボルS9は、図12ではサブキャリアf16に割り当てられる。また、上記図6においてサブキャリアf16に割り当てられていたシンボルS16は、図12ではサブキャリアf9に割り当てられる。これにより、同一ビットが含まれるシンボルの間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる。これにより、実施の形態1に比べて、周波数ダイバーシチ効果を高めることができる。
また、図13に示すインタリーブ方法では、複製元のビットが含まれるシンボル系列の順番をそのままにし、複製されたビットが含まれるシンボル系列の順番を複製元のビットが含まれるシンボル系列の順番とは無関係に並べ替える。例えば、図13に示すようにして、シンボルS9〜S16だけを並べ替える。これにより、上記図12と同様に、同一ビットが含まれるシンボルの間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる。また、上記図12に示すインタリーブ方法に比べ、同一ビットが受けるフェージング変動のばらつきが大きくなるため、周波数ダイバーシチ効果をさらに高めることができる。
また、図14に示すインタリーブ方法では、複製元のビットが含まれるシンボル系列と複製されたビットが含まれるシンボル系列とを合わせて並べ替える。例えば、図14に示すようにして、シンボルS1〜S16のすべてを対象として並べ替える。これにより、上記図12と同様に、同一ビットが含まれるシンボルの間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる。また、上記図13に示すインタリーブ方法に比べ、同一ビットが受けるフェージング変動のばらつきがさらに大きくなるため、周波数ダイバーシチ効果をさらに高めることができる。
このように本実施の形態によれば、この構成によれば、周波数軸方向でのフェージング変動が周期性を有する場合に、複数の同一ビットの各々が伝送路において受けるフェージング変動の大きさを相違させることができるため、周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
(実施の形態3)
本実施の形態では、複数の同一ビットを周波数軸上において周期的に配置しないようにする。これは、以下の構成により達成される。
図15は、本発明の実施の形態3に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態1の構成(図1)と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。インタリーブ部19は、複製部11から出力されるビット系列の順番を並べ替える。つまり、所定のインタリーブパターンに従ってビット系列をインタリーブする。
16QAM部121は、16QAMの変調方式を使用して、64ビットのうち上位32ビットのビット系列を変調してシンボルにする。また、16QAM部122は、16QAMの変調方式を使用して、64ビットのうち下位32ビットのビット系列を変調してシンボルにする。
また、図16は、本発明の実施の形態3に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態1の構成(図2)と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。デインタリーブ部29は、復調部26から出力されるビット系列の順番を、無線送信装置で行われたインタリーブと逆に並べ替えて、インタリーブ前のビット系列とする。つまり、無線送信装置で行われたインタリーブに応じて、ビット系列をデインタリーブする。
次いで、ビットインタリーブの方法について説明する。本実施の形態では、ビットインタリーブとして、以下の図17および図18に示す2つの方法のうちいずれか1つを行う。
図17に示すインタリーブ方法では、複製元のビット系列の順番をそのままにし、複製されたビット系列の順番を複製元のビット系列の順番とは無関係に並べ替える。例えば、図17に示すようにして、複製されたビット1〜32だけを並べ替える。これにより、複数の同一ビットの周波数軸上における間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる。また、同一ビットが受けるフェージング変動のばらつきが大きくなるため、周波数ダイバーシチ効果を高めることができる。
また、図18に示すインタリーブ方法では、複製元のビット系列と複製されたビット系列とを合わせて並べ替える。例えば、図18に示すようにして、複製元のビット1〜32と複製されたビット1〜32のすべてを対象として並べ替える。これにより、上記図17と同様に、同一ビットが含まれるシンボルの間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる。また、上記図17に示すインタリーブ方法に比べ、同一ビットが受けるフェージング変動のばらつきがさらに大きくなるため、周波数ダイバーシチ効果をさらに高めることができる。
このように本実施の形態によれば、周波数軸方向でのフェージング変動が周期性を有する場合に、複数の同一ビットの各々が伝送路において受けるフェージング変動のばらつきが大きくなるため、周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
(実施の形態4)
16QAMでは、シンボルの16点のマッピング位置の関係から、1シンボルに含まれる4ビットのうち、上位2ビットの尤度の方が下位2ビットの尤度よりも大きくなる。このことを利用し、本実施の形態では、複製元のビットが含まれるシンボルと複製されたビットが含まれるシンボルとにおいて、複数の同一ビットの各々を配置する位置を相違させるように変調する。換言すれば、複製元のビットが含まれるシンボルと複製されたビットが含まれるシンボルとにおいて、それらのマッピングを相違させて変調する。これは、以下の構成により達成される。
図19は、本発明の実施の形態4に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態1の構成(図1)と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。16QAM部123は、16QAMの変調方式を使用して、図20に示すマッピング情報1によって与えられるマッピングパターンに従って、複製元のビット系列を変調してシンボルにする。また、16QAM部124は、16QAMの変調方式を使用して、図21に示すマッピング情報2によって与えられるマッピングパターンに従って、複製されたビット系列を変調してシンボルにする。
例えば、図20および図21においてマッピング点41に着目すると、図20では上位2ビットが“00”、下位2ビットが“11”であり、図21では上位2ビットが“11”、下位2ビットが“00”である。よって、16QAM部123によってシンボルの上位2ビットに配置されたビットと同一のビットが、16QAM部124によってシンボルの下位2ビットに配置される。また、16QAM部123によってシンボルの下位2ビットに配置されたビットと同一のビットが、16QAM部124によってシンボルの上位2ビットに配置される。
ここで、サブキャリアと送信ビットとの対応関係を示すと図22のようになる。例えば、同一ビットが含まれるシンボルS1とS9とに着目すると、シンボルS1の上位2ビットに配置されたビット3、4は、シンボルS9では下位2ビットに配置される。また、シンボルS1の下位2ビットに配置されたビット1、2は、シンボルS9では上位2ビットに配置される。よって、シンボルS1では、ビット3、4の尤度の方がビット1、2の尤度よりも大きくなり、逆に、シンボルS9では、ビット1、2の尤度の方がビット3、4の尤度よりも大きくなる。
次いで、無線受信装置について説明する。図23は、本発明の実施の形態4に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態1の構成(図2)と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。16QAM部263は、16QAMの復調方式を使用して、図20に示すマッピング情報1によって与えられるマッピングパターンに従って、シンボルを復調してビット系列にする。また、16QAM部264は、16QAMの復調方式を使用して、図21に示すマッピング情報2によって与えられるマッピングパターンに従って、シンボルを復調してビット系列にする。
合成部27は、実施の形態1と同様に、複数の同一ビットの尤度を合成する。上述したように、マッピング点41に着目すると、図20で上位2ビット(b4、b3)に配置された尤度の大きい“00”と同一のビットは、図21で下位2ビット(b2、b1)に配置され尤度が小さくなる。また、図20で下位2ビット(b2、b1)に配置された尤度の小さい“11”と同一のビットは、図21で上位2ビット(b4,b3)に配置され尤度が大きくなる。そこで、合成部27は、図24に示すように、複数の同一ビットの尤度を合成する。つまり、b4に配置された“0”の尤度とb2に配置された“0”の尤度とを合成し、b3に配置された“0”の尤度とb1に配置された“0”の尤度とを合成し、b2に配置された“1”の尤度とb4に配置された“1”の尤度とを合成し、b1に配置された“1”の尤度とb3に配置された“1”の尤度とを合成する。これにより、各ビットの尤度は、合成前より大きくかつ等しくなる。
このように本実施の形態によれば、尤度が相違する複数の同一ビットの尤度を合成して複数の同一ビットの尤度を大きくかつ等しくすることができるため、受信品質をさらに向上させることができる。
なお、本発明の無線送信装置および無線受信装置は、移動体通信システム等で使用される無線通信端末装置や無線通信基地局装置に用いて好適である。本発明の無線送信装置および無線受信装置を無線通信端末装置や無線通信基地局装置に搭載することにより、上記同様の作用および効果を有する無線通信端末装置および無線通信基地局装置を提供することができる。
また、本発明は、周波数軸方向に拡散処理を行うマルチキャリアCDMA(MC−CDMA)に適用することが可能である。適用した場合、サブキャリア毎のフェージング変動の相違に起因する拡散コード間の干渉のばらつきにより、拡散コード毎に尤度のばらつきが大きくなるので、ダイバーシチ効果がさらに大きくなることが期待できる。
また、本発明は、時間軸方向に拡散処理を行うマルチキャリアCDMA(MC/DS−CDMA)に適用することが可能である。適用した場合、サブキャリア毎のフェージング変動の相違に起因して特定のサブキャリアで伝送している信号が極端に劣化するという問題に対して、ダイバーシチ効果により性能を改善することが可能となる。
本発明の実施の形態1に係る無線送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態1に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 QPSK変調での各シンボルのマッピングを示す図 16QAM変調での各シンボルのマッピングを示す図 QPSK変調におけるサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図 本発明の実施の形態1に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図 フェージング変動を示す図 誤り率特性を示す図 フェージング変動を示す図 本発明の実施の形態2に係る無線送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態2に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態2に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図 本発明の実施の形態2に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図 本発明の実施の形態2に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図 本発明の実施の形態3に係る無線送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態3に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態3に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図 本発明の実施の形態3に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図 本発明の実施の形態4に係る無線送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態4に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態4に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態4に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図 本発明の実施の形態4に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態4に係る合成方法を示す図
符号の説明
11 複製部
12 変調部
13 S/P部
14 S/P部
15 IFFT部
16 送信RF部
17 アンテナ
21 アンテナ
22 受信RF部
23 FFT部
24 P/S部
25 P/S部
26 復調部
27 合成部

Claims (10)

  1. ビット系列を複製して複数の同一ビットを得る複製ステップと、
    前記複数の同一ビットの各々を異なるシンボルに含める変調を行う変調ステップと、
    前記変調により得られるシンボルの各々を複数のサブキャリアの各々に割り当ててマルチキャリア信号を生成する生成ステップと、を具備し、
    前記複製ステップにおいて、N/M個(但し、Mは基準変調方式での1シンボルのビット数、Nは前記変調ステップで使用される変調方式での1シンボルのビット数)の前記複数の同一ビットを得る、
    マルチキャリア信号生成方法。
  2. ビット系列を複製して複数の同一ビットを得る複製手段と、
    前記複数の同一ビットの各々を異なるシンボルに含める変調を行う変調手段と、
    前記変調により得られるシンボルの各々を複数のサブキャリアの各々に割り当ててマルチキャリア信号を生成する生成手段と、
    前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、
    前記複製手段は、N/M個(但し、Mは基準変調方式での1シンボルのビット数、Nは前記変調ステップで使用される変調方式での1シンボルのビット数)の前記複数の同一ビットを得る、
    無線送信装置。
  3. 前記変調手段から出力されるシンボル系列の順番を並べ替えるシンボルインタリーブ手段、をさらに具備する、
    請求項2記載の無線送信装置。
  4. 前記複製手段から出力されるビット系列の順番を並べ替えるビットインタリーブ手段、をさらに具備する、
    請求項2記載の無線送信装置。
  5. 前記変調手段は、前記異なるシンボルにおいて前記複数の同一ビットの各々の配置位置を相違させて前記変調を行う、
    請求項2記載の無線送信装置。
  6. 請求項2から請求項5のいずれかに記載の無線送信装置を搭載する無線通信端末装置。
  7. 請求項2から請求項5のいずれかに記載の無線送信装置を搭載する無線通信基地局装置。
  8. N/M個(但し、Mは基準変調方式での1シンボルのビット数、Nはマルチキャリア信号の送信側で使用される変調方式での1シンボルのビット数)の複数の同一ビットの各々が複数のサブキャリアの各々に割り当てられた前記マルチキャリア信号を受信する受信手段と、
    前記複数の同一ビットの尤度を合成する合成手段と、
    を具備する無線受信装置。
  9. 請求項8記載の無線受信装置を搭載する無線通信端末装置。
  10. 請求項8記載の無線受信装置を搭載する無線通信基地局装置。
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