JP2007124026A

JP2007124026A - Method and apparatus for extracting optical clock signal

Info

Publication number: JP2007124026A
Application number: JP2005310024A
Authority: JP
Inventors: Shin Arataira; 慎荒平
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2005-10-25
Filing date: 2005-10-25
Publication date: 2007-05-17

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To extract an optical clock signal from a high-speed input light signal that does not cause dependence on the plane of polarization of an input light signal and exceeds the upper-limit operation speed of an electronic device stably, even to fluctuation in wavelengths and a change in environmental temperature. <P>SOLUTION: The input light signal 10 whose transmission rate is f(Gbit/s) is input to a frequency division clock signal extracting apparatus 12 for outputting a frequency division electric clock signal 14. The frequency division electric clock signal is input to a first mode synchronization semiconductor laser 16 for outputting a frequency division optical clock signal 18 having the same repetition frequency as a frequency f/N(GHz) of the frequency division electric clock signal. In this case, N is the number of channels. The frequency division optical clock signal is input to an OTDM circuit 20 for multiplexing, thus outputting a multiple optical clock signal 22 having a repetition frequency f(GHz) coinciding with the transmission rate of the input light signal. The multiple optical clock signal is input to a second mode synchronization semiconductor laser 24 for outputting a reproduction optical clock signal 26 having a bit rate coinciding with the repetition frequency f(GHz) of the multiple optical clock signal. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

この発明は、長距離大容量光ファイバ通信システムの光中継器などにおいて用いられる光クロック信号抽出に関し、特に電子デバイスの上限動作速度を超える高速光クロック信号の抽出方法及びこの方法を実現するための装置に関する。 BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an optical clock signal extraction used in an optical repeater or the like of a long-distance large-capacity optical fiber communication system. Relates to the device.

光通信ネットワークは、伝送の長距離化及び大容量化が進められている。伝送の長距離化にともなって、光伝送路における光損失、光増幅器の多段使用によるS/N比の低下、及び光ファイバの群速度分散や光ファイバ中での非線形光学効果による波形歪が発生すること等により、光信号の品質が劣化することが問題となる。周波数波形歪及び時間波形歪の発生は、伝送容量が大きくなるほど、顕著な問題となる。 In optical communication networks, transmission distance and capacity have been increased. As transmission becomes longer, optical loss in the optical transmission line, S / N ratio decrease due to the use of multiple optical amplifiers, and waveform distortion due to optical fiber group velocity dispersion and nonlinear optical effects in the optical fiber occur. As a result, the quality of the optical signal deteriorates. Generation of frequency waveform distortion and time waveform distortion becomes a more serious problem as the transmission capacity increases.

そのため、光伝送路の途中に、数十から数百キロメートルの間隔で中継器を設けて、この中継器によって、光信号の周波数波形及び時間波形を元の形状に戻す、いわゆる光信号の再生が行われている。この中継器の主要な役割の一つがクロック信号抽出である。クロック信号抽出とは、時間波形が歪んだ光パルスからなる光信号、いわゆる品質の劣化した光信号から、そのビットレートに対応する周波数のパルス出力（あるいは正弦波出力）信号を生成することである。クロック信号としては、電気信号として抽出される場合と光信号として抽出される場合があるが、以後、特にいずれの形で抽出されるかを明示する必要があるときに限り、それぞれ電気クロック信号及び光クロック信号と書き分けることもある。 For this reason, repeaters are provided in the middle of the optical transmission line at intervals of several tens to several hundred kilometers, and the so-called optical signal regeneration, in which the frequency waveform and time waveform of the optical signal are restored to the original shape by this repeater. Has been done. One of the main roles of this repeater is clock signal extraction. The clock signal extraction is to generate a pulse output (or sine wave output) signal having a frequency corresponding to the bit rate from an optical signal composed of an optical pulse whose time waveform is distorted, that is, an optical signal whose quality is deteriorated. . The clock signal may be extracted as an electrical signal or an optical signal. However, only when it is necessary to clearly indicate in which form the clock signal is extracted, Sometimes written separately from the optical clock signal.

クロック信号抽出方法として従来知られた一般的な手法の一つは、品質の劣化した光信号をフォトダイオード等に入力させて光電変換し、そのフォトダイオードからの出力電気信号を狭帯域電気フィルタ（以後、「バンドパスフィルタ」ということもある。）によってフィルタリングすることによって、入力光信号のビットレートに対応する周波数成分のみを抽出する方法である。以後、品質が劣化した光信号を含めて、クロック信号を抽出する対象となる光信号を入力光信号ということもある。 One of the conventional methods known as a clock signal extraction method is to input an optical signal with a deteriorated quality to a photodiode or the like to perform photoelectric conversion, and to output an electric signal from the photodiode to a narrow-band electric filter ( Hereinafter, this is a method of extracting only the frequency component corresponding to the bit rate of the input optical signal by performing filtering using a “bandpass filter”. Hereinafter, an optical signal from which a clock signal is extracted, including an optical signal with degraded quality, may be referred to as an input optical signal.

一般に、フォトダイオードの光電変換特性はその偏波依存性が小さいので、入力光信号の偏波面の時間的な揺らぎが存在しても、フォトダイオードを利用することによって安定してクロック信号を抽出することができる。 In general, since the photoelectric conversion characteristics of a photodiode have a small polarization dependency, a clock signal can be stably extracted by using the photodiode even if there is temporal fluctuation of the polarization plane of the input optical signal. be able to.

一方、光通信ネットワークの伝送容量を大きくするための技術として、光時分割多重（OTDM: Optical Time Devision Multiplexing）等の多重伝送技術が研究されている。多重信号のビットレートは、その多重されている１チャンネル当たりのビットレートのチャンネル数倍となるので、非常に大きなビットレートとなる。以後、多重信号のビットレートを伝送レート、１チャンネル当たりのビットレートをベースレートということもある。 On the other hand, as a technique for increasing the transmission capacity of an optical communication network, a multiplex transmission technique such as optical time division multiplexing (OTDM) has been studied. Since the bit rate of the multiplexed signal is a multiple of the number of channels per multiplexed channel, the bit rate is very high. Hereinafter, the bit rate of the multiplexed signal may be referred to as the transmission rate and the bit rate per channel as the base rate.

多重信号のビットレートが40 Gbit/sを超えると、電子デバイスではクロック信号を抽出することが困難となる。これは、40 Gbit/s以上のビットレートの光信号に対しても動作するフォトダイオード、及び40 GHz以上の電気信号に対しても動作する電気狭帯域フィルタが開発されていないためである。 When the bit rate of the multiplexed signal exceeds 40 Gbit / s, it is difficult for the electronic device to extract the clock signal. This is because a photodiode that operates also for an optical signal having a bit rate of 40 Gbit / s or more and an electric narrowband filter that operates also for an electrical signal of 40 GHz or more have not been developed.

そのため、高速光信号からクロック信号を抽出するために、従来、以下に説明する2つの方法が検討されてきた。 Therefore, in order to extract a clock signal from a high-speed optical signal, conventionally, two methods described below have been studied.

第１の方法は、光信号を電気信号に変換することなく、直接光クロック信号を抽出する方法である。この方法として、モード同期レーザを利用する方法(例えば、非特許文献1参照)。また、セルフパルセーションレーザなど、自励光パルス発生レーザを用いる方法（例えば、非特許文献2参照）が知られている。 The first method is a method for directly extracting an optical clock signal without converting the optical signal into an electrical signal. As this method, a method using a mode-locked laser (for example, see Non-Patent Document 1). In addition, a method using a self-excited pulse generation laser such as a self-pulsation laser (for example, see Non-Patent Document 2) is known.

上述のいずれの方法においても、入力光信号のビットレートに近い繰り返し周波数で光パルスを発生するモード同期レーザあるいはセルフパルセーションレーザに、入力光信号を入力し、モード同期レーザあるいはセルフパルセーションレーザからの出力光パルスを、入力光信号のビットレートに同期させることによって、光クロック信号を抽出する。 In any of the above methods, an input optical signal is input to a mode-locked laser or self-pulsation laser that generates optical pulses at a repetition frequency close to the bit rate of the input optical signal, and the mode-locked laser or self-pulsation laser Are synchronized with the bit rate of the input optical signal to extract the optical clock signal.

この第1の方法の利点は、電子デバイスでは実現不可能である高速のクロック信号を、光クロック信号の形で抽出できる点にある。例えば、160 Gbit/sの光信号から光クロック信号の抽出に成功した例が報告されている（例えば、非特許文献3参照）。以後、電気信号ではなく光信号の形態のクロック信号であることを明示する必要がある場合には、光クロック信号と表記する。 The advantage of this first method is that a high-speed clock signal that cannot be realized by an electronic device can be extracted in the form of an optical clock signal. For example, an example in which an optical clock signal has been successfully extracted from a 160 Gbit / s optical signal has been reported (for example, see Non-Patent Document 3). Hereinafter, when it is necessary to clearly indicate that the clock signal is in the form of an optical signal instead of an electrical signal, it is referred to as an optical clock signal.

次に、クロック信号を抽出するための第2の方法について説明する。説明の便宜上、1チャンネルに割り当てられるビットレートが40 Gbit/sであって、4チャンネル多重されて得られる160 Gbit/sの光時分割多重信号（以後、「OTDM信号」ということもある。）から160 GHzの光クロック信号を抽出する場合を例にとって第2の方法を説明する。 Next, a second method for extracting the clock signal will be described. For convenience of explanation, a bit rate assigned to one channel is 40 Gbit / s, and an optical time division multiplexed signal of 160 Gbit / s obtained by multiplexing four channels (hereinafter also referred to as “OTDM signal”). The second method will be described by taking as an example the case where an optical clock signal of 160 GHz is extracted from.

まず、第1ステップとして、160 Gbit/sのOTDM信号である入力光信号からベースレートに相当する周波数の電気分周クロック信号を抽出する（例えば、非特許文献4参照）。この電気分周クロック信号は、40 GHzの正弦波電気信号である。この40 GHzの正弦波電気信号で光パルス光源を駆動して、40 GHzの光パルス列を発生させる。次に第2ステップとして、この40 GHzの光パルス列を光増幅器で増幅し、光時分割多重装置（以後、「OTDM装置」ということもある。）で4逓倍して、160 Gbit/sの光パルス列として光クロック信号を得る。この160 Gbit/sの光パルス列を光増幅器で増幅して、伝送レートである160 Gbit/sに等しい周波数の光クロック信号を得る。 First, as a first step, an electric frequency-divided clock signal having a frequency corresponding to a base rate is extracted from an input optical signal which is a 160 Gbit / s OTDM signal (see, for example, Non-Patent Document 4). This electric frequency-divided clock signal is a 40 GHz sine wave electric signal. The optical pulse light source is driven by this 40 GHz sine wave electric signal to generate a 40 GHz optical pulse train. Next, as a second step, this 40 GHz optical pulse train is amplified by an optical amplifier, multiplied by 4 with an optical time division multiplexing device (hereinafter also referred to as “OTDM device”), and 160 Gbit / s optical An optical clock signal is obtained as a pulse train. The 160 Gbit / s optical pulse train is amplified by an optical amplifier to obtain an optical clock signal having a frequency equal to the transmission rate of 160 Gbit / s.

第1ステップにおける、入力光信号からベースレートに相当する周波数の電気分周クロック信号を抽出するには、具体的には次のように行う。多重するチャンネル数をNチャンネルとし、ベースレートに相当する周波数をf/Nとして説明する。この場合伝送レートに相当する周波数はfとなる。ベースレートに相当する周波数をfから少しずれた周波数（(f/N)＋Δf）のパルス電圧で光源を駆動して、この光源から出力される光パルスを半導体光増幅器（LDA：Laser Diode Amplifier）に入力する。また、同時に入力光信号も半導体光増幅器に入力する。 In order to extract an electric frequency-divided clock signal having a frequency corresponding to the base rate from the input optical signal in the first step, specifically, the following process is performed. In the following description, the number of multiplexed channels is N, and the frequency corresponding to the base rate is f / N. In this case, the frequency corresponding to the transmission rate is f. The light source is driven by a pulse voltage with a frequency ((f / N) + Δf) that is slightly different from the frequency corresponding to the base rate (f / N) + Δf, and the optical pulse output from this light source is a semiconductor diode amplifier (LDA). To enter. At the same time, an input optical signal is input to the semiconductor optical amplifier.

このようにすると、半導体光増幅器では入力光信号と上述の光パルスとの間で4光波混合（FWM：Four-Wave Mixing）光が生成される。この4光波混合光の周波数成分には、周波数N×((f/N)＋Δf）の光パルスと周波数fの入力光信号との両者のビート周波数NΔfに相当する光成分が存在する。このビート成分の位相を検出して、電圧制御型発振器（VCO: Voltage Controlled Oscillator）にフィードバックすることで、位相同期ループ（PLL：Phase Lock Loop）回路を形成する。この位相同期ループ回路から電気分周クロック信号が抽出される。ここで、VCOの中心周波数はf/Nであるように設定されている。つまり、VCOへの入力信号が0 Vであるとき出力信号の周波数がf/Nに等しくなるように設定されている。 In this way, in the semiconductor optical amplifier, four-wave mixing (FWM) light is generated between the input optical signal and the above-described optical pulse. The frequency component of the four-wave mixed light includes an optical component corresponding to the beat frequency NΔf of both the optical pulse having the frequency N × ((f / N) + Δf) and the input optical signal having the frequency f. The phase of this beat component is detected and fed back to a voltage controlled oscillator (VCO) to form a phase locked loop (PLL) circuit. An electric frequency-divided clock signal is extracted from this phase-locked loop circuit. Here, the center frequency of the VCO is set to be f / N. That is, the frequency of the output signal is set to be equal to f / N when the input signal to the VCO is 0 V.

また、第1ステップは上述の方法による他、次の方法でも実施できる。この方法は、位相同期ループ回路を半導体電界吸収（EA：Electro Absorption）光変調器を用いて構成する方法である。EA光変調器を利用する方法では、EA光変調器に入力光信号を入力する。そしてEA光変調器には、周波数((f/N)-Δf)の電気正弦波信号を供給する。この結果EA光変調器からは、ビート周波数NΔfに相当する光成分が生成されて出力される。このビート周波数成分の位相を電気的に検出して、VCO(中心周波数f/N)にフィードバックすることで、位相同期ループ回路を形成する。この位相同期ループ回路から分周クロック信号が抽出される。 The first step can be performed by the following method in addition to the above method. In this method, a phase-locked loop circuit is configured using a semiconductor electroabsorption (EA) light modulator. In the method using the EA optical modulator, an input optical signal is input to the EA optical modulator. The EA optical modulator is supplied with an electric sine wave signal having a frequency ((f / N) −Δf). As a result, an optical component corresponding to the beat frequency NΔf is generated and output from the EA optical modulator. The phase of this beat frequency component is electrically detected and fed back to the VCO (center frequency f / N) to form a phase locked loop circuit. A frequency-divided clock signal is extracted from this phase-locked loop circuit.

第2の方法の第1ステップとして、上述したいずれの方法によっても、検出及び制御すべき信号は、周波数がNΔfの低周波数成分である。従って、市販のフォトダイオード及び電気狭帯域フィルタで、検出及び制御が可能である。従って、上述の方法によれば、電子デバイスの上限動作速度を超えた超高速入力光信号から分周クロック信号を抽出することが可能である。また、伸縮歪を導入した多重量子井戸構造を有するLDAやEA光変調器を利用すれば、それぞれ、偏波無依存処理が可能となる。 As a first step of the second method, the signal to be detected and controlled by any of the methods described above is a low frequency component having a frequency of NΔf. Therefore, detection and control are possible with commercially available photodiodes and electrical narrow band filters. Therefore, according to the above-described method, it is possible to extract the divided clock signal from the ultrafast input optical signal that exceeds the upper limit operation speed of the electronic device. In addition, if an LDA or EA optical modulator having a multiple quantum well structure in which stretch distortion is introduced is used, polarization-independent processing can be performed.

第2の方法の第2ステップは、40 GHzの光パルス列をOTDM装置で4逓倍して、160 GHzの光パルス列として光クロック信号を得るステップである。第2ステップでは、光カプラと光ファイバとで構成されるタイプ、及び半透鏡等のバルク型光学系によって構成されるタイプが利用される。 The second step of the second method is a step of obtaining an optical clock signal as a 160 GHz optical pulse train by multiplying the 40 GHz optical pulse train by 4 with an OTDM device. In the second step, a type constituted by an optical coupler and an optical fiber and a type constituted by a bulk type optical system such as a semi-transparent mirror are used.

光カプラと光ファイバとで構成されるタイプのOTDM装置では、次のようにして160 GHzの光パルス列が生成される。まず、1入力2出力の光カプラで40 GHzの光クロック信号が2分岐される。2分岐された光クロック信号間に、12.5 psの奇数倍に相当する相対光遅延時間差を与えられた後、2入力1出力の光カプラで再度合波されることで、80 GHzの光クロック信号が生成される。次に、この80 GHzの光クロック信号が1入力2出力の光カプラで2分岐されて、6.25 psの奇数倍に相当する相対光遅延時間差を与えられた後、2入力1出力の光カプラで再度合波されることで、160 GHzの光クロック信号が生成される。 In an OTDM apparatus of a type composed of an optical coupler and an optical fiber, an optical pulse train of 160 GHz is generated as follows. First, an optical clock signal of 40 GHz is branched into two by an optical coupler with one input and two outputs. After a relative optical delay time difference equivalent to an odd multiple of 12.5 ps is given between the two branched optical clock signals, the optical clock signal of 80 GHz is recombined by a 2-input 1-output optical coupler. Is generated. Next, this 80 GHz optical clock signal is split into two by a 1-input 2-output optical coupler and given a relative optical delay time difference equivalent to an odd multiple of 6.25 ps. By combining again, an optical clock signal of 160 GHz is generated.

このような機能を有するOTDM装置は、光カプラ及び光遅延回路がガラス基板に作り込まれた、いわゆるPLC（Planar Lightwave Circuit）回路で構成されている（例えば、非特許文献4参照）。また、半透鏡等のバルク型光学系によって構成されるタイプのOTDM装置によっても、同様に40 GHzの光クロック信号から160 GHzの光クロック信号が生成できる（例えば、非特許文献5参照）。 The OTDM device having such a function is configured by a so-called PLC (Planar Lightwave Circuit) circuit in which an optical coupler and an optical delay circuit are formed on a glass substrate (see, for example, Non-Patent Document 4). Similarly, a 160 GHz optical clock signal can be generated from a 40 GHz optical clock signal by using an OTDM apparatus of a type constituted by a bulk type optical system such as a semi-transparent mirror (see, for example, Non-Patent Document 5).

上述のOTDM装置は、入力光信号を入力する際の光学結合損失や、光カプラにおける分岐損失によって光信号強度が低下する。そのため、この損失を補償するために、少なくとも上述のOTDM装置の入力側及び出力側のいずれか一方には、エルビウムドープ光ファイバ増幅器あるいはLDA等の光増幅器を設置するのが一般的である。 In the OTDM device described above, the optical signal strength is reduced due to optical coupling loss when an input optical signal is input and branching loss in the optical coupler. Therefore, in order to compensate for this loss, it is common to install an optical amplifier such as an erbium-doped optical fiber amplifier or an LDA on at least one of the input side and the output side of the OTDM device.

上述した高速光信号からクロック信号を抽出する第1及び第2の方法には、次のような問題点がある。 The first and second methods for extracting the clock signal from the high-speed optical signal described above have the following problems.

第1の方法における問題点は、光クロック信号抽出のための動作が、入力光信号の偏波面に依存する点である。すなわち、モード同期レーザやセルフパルセーションレーザに光クロック信号抽出のための動作を実行させるためには、入力光信号の偏波面とこれらレーザ発振偏波面とが一致している必要がある。このため、入力光信号の偏波面が変動すれば、光クロック信号抽出が安定して実行されない。一般に、入力光信号は、偏波面の保存が保障されないシングルモード光ファイバを長距離伝播しているので、その偏波面は一定していない。そのため、このような入力光信号がこれらのレーザに入力されると、その動作が不安定となり、光クロック信号を安定して抽出することが困難となる。 The problem with the first method is that the operation for extracting the optical clock signal depends on the polarization plane of the input optical signal. That is, in order for the mode-locked laser or the self-pulsation laser to execute the operation for extracting the optical clock signal, the polarization plane of the input optical signal needs to coincide with the laser oscillation polarization plane. For this reason, if the polarization plane of the input optical signal fluctuates, the optical clock signal extraction cannot be stably executed. In general, an input optical signal propagates over a long distance through a single-mode optical fiber whose polarization plane is not preserved, so the polarization plane is not constant. Therefore, when such an input optical signal is input to these lasers, the operation becomes unstable and it becomes difficult to stably extract the optical clock signal.

第2の方法における問題点は、逓倍されて生成された光クロック信号（上述の例では、160 GHzの光クロック信号）を構成する光パルスの強度及びそれらの間隔を等しく生成するのが難しい点である。また、光クロック信号を構成する光パルス間の位相関係を一定に保つことが難しい点である。これらの問題が解決できないと、チャンネル間FMWなどの隣接する光信号間での相互作用に影響を与え、光ファイバ伝送に支障が発生することが知られている（例えば、非特許文献6参照）。 The problem with the second method is that it is difficult to equalize the intensity and interval of the optical pulses that make up the optical clock signal generated by multiplication (in the above example, the optical clock signal of 160 GHz). It is. Further, it is difficult to keep the phase relationship between the optical pulses constituting the optical clock signal constant. If these problems cannot be solved, it is known that the interaction between adjacent optical signals such as the inter-channel FMW is affected, and the optical fiber transmission is disturbed (for example, see Non-Patent Document 6). .

上述した問題を解決するためには、OTDM装置における光クロック信号の逓倍過程において、光損失の低減化及び高精度な光遅延制御を行う技術を確立する必要がある。また、光クロック信号を構成する光パルス間の位相関係を一定に保つことまで実現させるためには、例えば、波長1.5μｍの光に対して光周波数に換算して200 THzに相当する高精度で光遅延を付加する必要がある。更に、OTDM装置の波長無依存化、外部温度環境の変化に対する影響の除去といった対策を講ずる必要がある。このためには、OTDM装置に、可変光減衰器、可変光遅延回路、温度制御装置、更にこれらの制御のためのフィードバック制御機構を導入する必要がある。しかしながら、これらの装置及び機構をOTDM装置に導入することは、システムの大型化、複雑化、高コスト化がもたらされるという難点がある。
T. Ono, T. Shimizu, Y. Yano, and H. Yokoyama, "Optical clock extraction from 10-Gbit/s data pulses by using monolithic mode-locked laser diodes," OFC'95 Technical Digest, ThL4. M. Jinno and T. Matsumoto, "All-optical timing extraction using a 1.5 mm self pulsating multielectrode DFB LD," Electron. Lett., vol. 24, No. 23 pp. 1426-1427, 1988. S. Arahira, S. Sasaki, K. Tachibana, Y. Ogawa, "All-optical 160-Gb/s clock extraction with a mode-locked laser diode, module," IEEE Photon. Technol. Lett. vol. 16, No. 6, pp. 1558-1560, 2004. S. Kawanishi, T. Morioka, O. kamatani, H. Takara、and M. Saruwatari, "100 Gbit/s, 200 km optical transmission experiment using extremely low jitter PLL timing extraction and all-optical demultiplexing based on polarisation-insensitive four-wave mixing," Electron. Lett. vol. 30, No. 10, pp. 800-801, 1994. H. Murai, M Kagawa, H. Tsuji, and K. Fujii, "EA modulator-based optical multiplexing/demultiplexing techniques for 160 Gbit/s OTDM signal transimssion." IEICE Trans. Electron., vol. E88-C, No. 3, pp. 309-318, 2005. M. Kagawa, H. Murai, H. Tsuji, and K. Fujii, "Performance comparison of bitwise phase-controlled 160 Gbit/s signal transmission using an OTDM multiplexer with phase-correlation monitor," Proc. ECOC 2004, vol. 3, paper We4. p. 109, Stockholm, 2004. In order to solve the above-described problem, it is necessary to establish a technique for reducing optical loss and performing highly accurate optical delay control in the process of multiplying an optical clock signal in an OTDM apparatus. Moreover, in order to realize the phase relationship between the optical pulses constituting the optical clock signal to be kept constant, for example, the light with a wavelength of 1.5 μm is converted into an optical frequency with high accuracy equivalent to 200 THz. It is necessary to add an optical delay. Furthermore, it is necessary to take measures such as making the OTDM device wavelength-independent and removing the influence of changes in the external temperature environment. For this purpose, it is necessary to introduce a variable optical attenuator, a variable optical delay circuit, a temperature control device, and a feedback control mechanism for these controls into the OTDM device. However, introducing these devices and mechanisms into an OTDM device has the disadvantages of increasing the size, complexity, and cost of the system.
T. Ono, T. Shimizu, Y. Yano, and H. Yokoyama, "Optical clock extraction from 10-Gbit / s data pulses by using monolithic mode-locked laser diodes,"OFC'95 Technical Digest, ThL4. M. Jinno and T. Matsumoto, "All-optical timing extraction using a 1.5 mm self pulsating multielectrode DFB LD," Electron. Lett., Vol. 24, No. 23 pp. 1426-1427, 1988. S. Arahira, S. Sasaki, K. Tachibana, Y. Ogawa, "All-optical 160-Gb / s clock extraction with a mode-locked laser diode, module," IEEE Photon. Technol. Lett. Vol. 16, No 6, pp. 1558-1560, 2004. S. Kawanishi, T. Morioka, O. kamatani, H. Takara, and M. Saruwatari, "100 Gbit / s, 200 km optical transmission experiment using extremely low jitter PLL timing extraction and all-optical demultiplexing based on polarisation-insensitive four -wave mixing, "Electron. Lett. vol. 30, No. 10, pp. 800-801, 1994. H. Murai, M Kagawa, H. Tsuji, and K. Fujii, "EA modulator-based optical multiplexing / demultiplexing techniques for 160 Gbit / s OTDM signal transimssion." IEICE Trans. Electron., Vol. E88-C, No. 3, pp. 309-318, 2005. M. Kagawa, H. Murai, H. Tsuji, and K. Fujii, "Performance comparison of bitwise phase-controlled 160 Gbit / s signal transmission using an OTDM multiplexer with phase-correlation monitor," Proc. ECOC 2004, vol. 3 , paper We4. p. 109, Stockholm, 2004.

そこで、この発明は、単純な構成であって、入力光信号の偏波面依存性がなく、波長の変動や環境温度の変化に対しても、安定して電子デバイスの上限動作速度を超える高速入力光信号から光クロック信号を抽出できる、光クロック信号抽出方法及び光クロック信号抽出装置を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention has a simple configuration, does not depend on the polarization plane of the input optical signal, and stably inputs a high-speed input that exceeds the upper limit operating speed of the electronic device even with respect to wavelength fluctuations and environmental temperature changes. An object of the present invention is to provide an optical clock signal extraction method and an optical clock signal extraction device that can extract an optical clock signal from an optical signal.

上述の課題を解決するため、この発明の光クロック信号抽出方法は、以下のステップAからステップDを含んで構成される。
（A）入力光信号から分周電気クロック信号を抽出するステップ（ステップA）
（B）分周電気クロック信号から、分周電気クロック信号の周波数と等しい繰り返し周波数の分周光クロック信号を生成するステップ（ステップB）
（C）分周光クロック信号を多重して、入力光信号の伝送レートと一致した繰り返し周波数の多重光クロック信号を生成するステップ（ステップC）
（D）多重光クロック信号から、多重光クロック信号の繰り返し周波数と一致した繰り返し周波数の再生光クロック信号を生成するステップ（ステップD）。 In order to solve the above-described problem, the optical clock signal extraction method of the present invention includes the following steps A to D.
(A) Step of extracting the divided electric clock signal from the input optical signal (Step A)
(B) A step of generating a divided optical clock signal having a repetition frequency equal to the frequency of the divided electric clock signal from the divided electric clock signal (Step B).
(C) Multiplexing the divided optical clock signal to generate a multiplexed optical clock signal having a repetition frequency that matches the transmission rate of the input optical signal (step C)
(D) A step of generating a regenerated optical clock signal having a repetition frequency that matches the repetition frequency of the multiplexed optical clock signal from the multiplexed optical clock signal (step D).

この発明の光クロック信号再生方法は、次の構成要素を具える第1又は第2光クロック信号抽出装置によって実現される。 The optical clock signal regeneration method of the present invention is realized by a first or second optical clock signal extraction device comprising the following components.

第1光クロック信号抽出装置は、分周クロック信号抽出装置と、第1モード同期半導体レーザと、光時分割多重回路（以後、「OTDM回路」ということもある。）と、第2モード同期半導体レーザとを具えて構成される。 The first optical clock signal extraction device includes a frequency-divided clock signal extraction device, a first mode-locked semiconductor laser, an optical time division multiplexing circuit (hereinafter sometimes referred to as an “OTDM circuit”), and a second mode-locked semiconductor. Consists of a laser.

分周クロック信号抽出装置は、入力光信号から分周電気クロック信号を抽出して出力するステップAを実行する。 The frequency-divided clock signal extraction device executes Step A for extracting and outputting a frequency-divided electrical clock signal from the input optical signal.

第1モード同期半導体レーザは、分周電気クロック信号が入力されて、分周電気クロック信号の周波数と等しい繰り返し周波数の分周光クロック信号を生成して出力するステップBを実行する。 The first mode-locked semiconductor laser executes Step B in which the frequency-divided electrical clock signal is input, and a frequency-divided optical clock signal having a repetition frequency equal to the frequency of the frequency-divided electrical clock signal is generated and output.

OTDM回路は、第1モード同期半導体レーザから出力される分周光クロック信号を多重して、入力光信号の伝送レートと一致した繰り返し周波数の多重光クロック信号を生成して出力するステップCを実行する。 The OTDM circuit multiplexes the frequency-divided optical clock signal output from the first mode-locked semiconductor laser, and generates and outputs a multiplexed optical clock signal with a repetition frequency that matches the transmission rate of the input optical signal. To do.

第2モード同期半導体レーザは、多重光クロック信号が注入されることによって、多重光クロック信号の繰り返し周波数と一致した繰り返し周波数の再生光クロック信号を生成して出力するステップDを実行する。 The second mode-locked semiconductor laser executes Step D in which a multiplexed optical clock signal is injected to generate and output a reproduced optical clock signal having a repetition frequency that matches the repetition frequency of the multiplexed optical clock signal.

また、第2光クロック信号抽出装置は、OTDM回路の代わりに光分散媒体を具える点が第1光クロック信号抽出装置と異なる。 The second optical clock signal extraction device is different from the first optical clock signal extraction device in that an optical dispersion medium is provided instead of the OTDM circuit.

第1又は第2光クロック信号抽出装置において、第1モード同期半導体レーザを、半導体電界吸収光変調器を具える能動モード同期半導体レーザとするのが好適である。第1又は第2光クロック信号抽出装置において、第2モード同期半導体レーザを、可飽和吸収体を具える受動モード同期半導体レーザとするのが好適である。 In the first or second optical clock signal extracting device, the first mode-locked semiconductor laser is preferably an active mode-locked semiconductor laser including a semiconductor electroabsorption optical modulator. In the first or second optical clock signal extraction device, the second mode-locked semiconductor laser is preferably a passive mode-locked semiconductor laser having a saturable absorber.

また、第2光クロック信号抽出装置において、光分散媒体を、シングルモード光ファイバ、光ファイバグレーティング、あるいは回折格子を用いた分散付加装置とするのが良い。 In the second optical clock signal extraction device, the optical dispersion medium may be a dispersion adding device using a single mode optical fiber, an optical fiber grating, or a diffraction grating.

この発明の光クロック信号抽出方法において、分周電気クロック信号を抽出するステップAを、以下のサブステップA1からサブステップA13を含んで構成するのが好適である。
（A1）半導体電界吸収型光強度変調器に入力光信号を入力して、入力光信号の伝送レートに相当する周波数fの1/Nの周波数f/Nの電気信号と周波数Δfの電気信号とをミキシングして得られる変調電気信号によって、入力光信号を変調して変調光パルス信号として出力する光変調ステップ（サブステップA1）
（A2）変調光パルス信号を入力して第1電気信号に変換して出力する光電変換ステップ（サブステップA2）
（A3）第1電気信号を入力して、周波数NΔfの電気信号成分のみを選択して第2電気信号として出力する第1バンドパスステップ（サブステップA3）
（A4）周波数NΔfの第2電気信号と、基準信号発生器によって発生される周波数Δfの基準電気信号をN逓倍して生成される周波数NΔfの電気信号である第3電気信号の位相とを比較して、両者の差成分を第4電気信号として出力する位相比較ステップ（サブステップA4）
（A5）位相比較ステップにおいて出力される第4電気信号を時間平均して、時間平均差成分である第5電気信号を出力する時間平均差成分出力ステップ（サブステップA5）
（A6）第5電気信号を入力して、周波数f/Nの第6電気信号として出力する周波数電圧制御ステップ（サブステップA6）
（A7）周波数f/Nの第6電気信号を分岐する第1分岐ステップ（サブステップA7）
（A8）周波数f/Nの第6電気信号と、基準信号発生器によって生成される周波数Δfの第7電気信号とをミキシングして、両者の周波数の和周波もしくは差周波信号である第8電気信号を出力するミキシングステップ（サブステップA8）
（A9）第8電気信号を入力して、周波数が((f/N)-Δf)の電気信号成分のみを選択して第9電気信号として出力する第2バンドパスステップ（サブステップA9）
（A10）第9電気信号を増幅して、変調電気信号として光変調部に供給する増幅ステップ（サブステップA10）
（A11）周波数Δfの第7電気信号を出力する基準信号発生ステップ（サブステップA11）
（A12）周波数Δfの第7電気信号を分岐する第2分岐ステップ（サブステップA12）
（A13）周波数Δfの第7電気信号の周波数を逓倍して出力する周波数逓倍ステップ（サブステップA13）。 In the optical clock signal extraction method of the present invention, it is preferable that the step A for extracting the divided electric clock signal includes the following substeps A1 to A13.
(A1) An input optical signal is input to a semiconductor electroabsorption optical intensity modulator, an electrical signal having a frequency f / N of 1 / N of a frequency f corresponding to a transmission rate of the input optical signal, and an electrical signal having a frequency Δf Modulation step (substep A1) that modulates the input optical signal and outputs it as a modulated optical pulse signal using the modulated electrical signal obtained by mixing
(A2) Photoelectric conversion step (substep A2) that receives the modulated optical pulse signal, converts it to the first electrical signal, and outputs it
(A3) First band pass step for inputting the first electric signal, selecting only the electric signal component of frequency NΔf and outputting it as the second electric signal (substep A3)
(A4) Compare the second electric signal with the frequency NΔf and the phase of the third electric signal, which is the electric signal with the frequency NΔf generated by multiplying the reference electric signal with the frequency Δf generated by the reference signal generator by N. Then, the phase comparison step (substep A4) that outputs the difference component between the two as the fourth electric signal
(A5) Time average difference component output step (sub-step A5) for averaging the fourth electric signal output in the phase comparison step and outputting the fifth electric signal that is a time average difference component
(A6) Frequency voltage control step for inputting the fifth electric signal and outputting it as the sixth electric signal of frequency f / N (substep A6)
(A7) First branching step (substep A7) for branching the sixth electrical signal with frequency f / N
(A8) Mixing the sixth electric signal of frequency f / N with the seventh electric signal of frequency Δf generated by the reference signal generator, and the eighth electric signal that is the sum frequency or difference frequency signal of both frequencies Mixing step to output signal (Substep A8)
(A9) Second band pass step of inputting the eighth electric signal, selecting only the electric signal component of frequency ((f / N) -Δf), and outputting it as the ninth electric signal (substep A9)
(A10) Amplifying step for amplifying the ninth electric signal and supplying it to the optical modulator as a modulated electric signal (sub-step A10)
(A11) Step of generating a reference signal for outputting the seventh electric signal of frequency Δf (substep A11)
(A12) Second branching step (substep A12) for branching the seventh electrical signal of frequency Δf
(A13) A frequency multiplying step (substep A13) for multiplying and outputting the frequency of the seventh electric signal of frequency Δf.

ここで、Nは、1以上の整数である。 Here, N is an integer of 1 or more.

上述の分周電気クロック信号を抽出するステップは、次の構成要素を具える分周クロック信号抽出装置によって実現される。すなわち、分周クロック信号抽出装置は、EA光変調器と、光電変換器と、第1バンドパスフィルタと、位相比較器と、ラグリードフィルタと、VCOと、第1分岐器と、ミキサーと、第2バンドパスフィルタと、増幅器と、基準信号発生器と、第2分岐器と、周波数逓倍器とを具える。 The step of extracting the frequency-divided electrical clock signal is realized by a frequency-divided clock signal extracting device including the following components. That is, the divided clock signal extraction device includes an EA optical modulator, a photoelectric converter, a first bandpass filter, a phase comparator, a lag lead filter, a VCO, a first branching unit, a mixer, A second band pass filter, an amplifier, a reference signal generator, a second branching device, and a frequency multiplier are provided.

EA光変調器は、入力光信号を入力して、この入力光信号の伝送レートの周波数fの1/Nの周波数f/Nの電気信号と周波数成分Δfの電気信号とをミキシングして得られる変調電気信号によって、入力光信号を変調して変調光パルス信号として出力する機能を有し、入力光信号の偏波面に依存しない光変調を実現するサブステップA1を実行する。 The EA optical modulator is obtained by inputting an input optical signal and mixing an electrical signal having a frequency f / N that is 1 / N of the frequency f of the transmission rate of the input optical signal and an electrical signal having a frequency component Δf. A sub-step A1 is performed which has a function of modulating the input optical signal with the modulated electric signal and outputting the modulated optical pulse signal as a modulated optical pulse signal, and realizing optical modulation independent of the polarization plane of the input optical signal.

光電変換器は、変調光パルス信号を入力して、第1電気信号に変換して出力するサブステップA2を実行する。 The photoelectric converter executes sub-step A2 that receives the modulated light pulse signal, converts it into a first electric signal, and outputs it.

第1バンドパスフィルタは、第1電気信号を入力して、周波数NΔfの電気信号成分のみを選択して第2電気信号として出力するサブステップA3を実行する。 The first band-pass filter receives the first electric signal, executes sub-step A3 that selects only the electric signal component of frequency NΔf and outputs it as the second electric signal.

位相比較器は、周波数NΔfの第2電気信号と、基準信号発生器によって発生される周波数Δfの基準電気信号をN逓倍して生成される周波数NΔfの電気信号である第3電気信号の位相とを比較して、両者の差成分を第4電気信号として出力するサブステップA4を実行する。 The phase comparator includes a second electrical signal having a frequency NΔf and a phase of a third electrical signal that is an electrical signal having a frequency NΔf generated by multiplying the reference electrical signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator by N. And a sub-step A4 is executed to output the difference component between the two as a fourth electric signal.

ラグリードフィルタは、位相比較器から出力される第4電気信号を時間平均して、時間平均差成分である第5電気信号を出力するサブステップA5を実行する。 The lag reed filter performs sub-step A5 that time averages the fourth electric signal output from the phase comparator and outputs a fifth electric signal that is a time average difference component.

VCOは、第5電気信号を入力して、周波数f/Nの第6電気信号として出力するサブステップA6を実行する。 The VCO executes sub-step A6, which receives the fifth electric signal and outputs it as the sixth electric signal having the frequency f / N.

第1分岐器は、周波数f/Nの第6電気信号を分岐するサブステップA7を実行する。 The first branching unit executes sub-step A7 for branching the sixth electric signal having the frequency f / N.

ミキサーは、周波数f/Nの第6電気信号と、基準信号発生器によって生成される周波数Δfの第7電気信号とをミキシングして、両者の周波数の和周波もしくは差周波信号である第8電気信号を出力するサブステップA8を実行する。 The mixer mixes the sixth electric signal with the frequency f / N and the seventh electric signal with the frequency Δf generated by the reference signal generator, and outputs the eighth electric signal that is a sum frequency or difference frequency signal of both frequencies. The sub-step A8 for outputting a signal is executed.

第2バンドパスフィルタは、第8電気信号を入力して、周波数が((f/N)-Δf)の電気信号成分のみを選択して第9電気信号として出力するサブステップA9を実行する。 The second band pass filter receives the eighth electrical signal, executes sub-step A9 that selects only the electrical signal component having the frequency ((f / N) −Δf) and outputs it as the ninth electrical signal.

増幅器は、第9電気信号を増幅して、変調電気信号として光変調部に供給するサブステップA10を実行する。 The amplifier performs sub-step A10 that amplifies the ninth electrical signal and supplies the amplified electrical signal to the optical modulation unit as a modulated electrical signal.

基準信号発生器は、周波数Δfの第7電気信号を出力するサブステップA11を実行する。 The reference signal generator executes sub-step A11 for outputting a seventh electric signal having a frequency Δf.

第2分岐器は、基準信号発生器から出力される周波数Δfの第7電気信号を分岐するサブステップA12を実行する。 The second branching unit executes sub-step A12 for branching the seventh electrical signal having the frequency Δf output from the reference signal generator.

周波数逓倍器は、基準信号発生器から出力される周波数Δfの電気信号の周波数を逓倍して出力するサブステップA13を実行する。第2光クロック信号抽出装置において、光分散媒体の総分散量｜DZ｜が、真空中の光速度をc、第１モード同期半導体レーザの中心波長をλ、再生光クロック信号の繰り返し周波数をfとして、｜DZ｜＝(cN/(λ²f²))で与えられるように設定するのが好適である。 The frequency multiplier executes sub-step A13 that multiplies and outputs the frequency of the electrical signal having the frequency Δf output from the reference signal generator. In the second optical clock signal extraction device, the total dispersion amount | DZ | of the optical dispersion medium is c, the optical speed in vacuum, c, the center wavelength of the first mode-locked semiconductor laser, λ, and the repetition frequency of the regenerated optical clock signal, f. Is preferably set so that | DZ | = (cN / (λ ² f ² )).

この発明の光クロック信号抽出方法によれば、ステップAによって、入力光信号から分周電気クロック信号が抽出される。ステップAは、後述するようにEA光変調器を利用して構成される分周クロック信号抽出装置によって実現できる。この分周クロック信号抽出装置は、その基本動作が電子デバイスによって担われており、既に安定動作が保障されている。また、伸張量子井戸構造が導入されたEA光変調器を利用すれば、入力光信号の偏波面に依存することなく分周電気クロック信号を抽出することが可能となる。従って、ステップAにおいて、入力光信号から安定して分周電気クロック信号を抽出することが可能である。 According to the optical clock signal extraction method of the present invention, the divided electric clock signal is extracted from the input optical signal in step A. Step A can be realized by a frequency-divided clock signal extraction device configured using an EA optical modulator as described later. In this frequency-divided clock signal extraction device, the basic operation is carried out by an electronic device, and stable operation is already guaranteed. In addition, if an EA optical modulator having an extended quantum well structure is used, a frequency-divided electric clock signal can be extracted without depending on the polarization plane of the input optical signal. Accordingly, in step A, it is possible to stably extract the divided electric clock signal from the input optical signal.

ステップBによって、分周電気クロック信号から、この分周電気クロック信号の周波数と等しい繰り返し周波数の分周光クロック信号が生成される。ステップBは、第1モード同期半導体レーザによって実行される。分周クロック信号抽出装置から出力される分周電気クロック信号を第1モード同期半導体レーザに印加すると、分周電気クロック信号の繰り返し周波数に近い周波数でモード同期動作が生じる。それによって、第1モード同期半導体レーザからは、時間ジッタが小さい分周光クロック信号が出力される。 In step B, a frequency-divided optical clock signal having a repetition frequency equal to the frequency of the frequency-divided electrical clock signal is generated from the frequency-divided electrical clock signal. Step B is performed by the first mode-locked semiconductor laser. When the frequency-divided electric clock signal output from the frequency-divided clock signal extraction device is applied to the first mode-locked semiconductor laser, a mode-locking operation occurs at a frequency close to the repetition frequency of the frequency-divided electric clock signal. As a result, a frequency-divided optical clock signal with a small time jitter is output from the first mode-locked semiconductor laser.

ステップCによって、分周光クロック信号が逓倍されて入力光信号の伝送レートと一致した繰り返し周波数の多重光クロック信号が生成される。ステップCは、後述するように、OTDM回路あるいは光分散媒体によって実現できる。 In step C, the frequency-divided optical clock signal is multiplied to generate a multiplexed optical clock signal having a repetition frequency that matches the transmission rate of the input optical signal. Step C can be realized by an OTDM circuit or an optical dispersion medium, as will be described later.

ステップDによって、多重光クロック信号から、この多重光クロック信号の繰り返し周波数と一致した繰り返し周波数の再生光クロック信号が生成される。ステップDは、第2モード同期半導体レーザによって実行される。第2モード同期半導体レーザとしては、可飽和吸収体を具える受動モード同期半導体レーザが使われる。第2モード同期半導体レーザに、多重光クロック信号が入力されると、第2モード同期半導体レーザの共振器内を多重光クロック信号は周回し、第2モード同期半導体レーザの可飽和吸収体の光吸収係数を光学的に多重変調する。この多重変調の結果、可飽和吸収体の光吸収係数の変調が時間的に平均化される。そのため、OTDM回路から出力される多重光クロック信号の光パルス時間間隔、及びその強度にばらつきがあっても、それらが平均化されて一定となって、時間ジッタが低減された再生光クロック信号として生成される。 In step D, a regenerated optical clock signal having a repetition frequency that matches the repetition frequency of the multiplexed optical clock signal is generated from the multiplexed optical clock signal. Step D is performed by the second mode-locked semiconductor laser. As the second mode-locked semiconductor laser, a passive mode-locked semiconductor laser having a saturable absorber is used. When a multiple optical clock signal is input to the second mode-locked semiconductor laser, the multiple optical clock signal circulates in the resonator of the second mode-locked semiconductor laser, and light from the saturable absorber of the second mode-locked semiconductor laser. Optically multiplex-modulates the absorption coefficient. As a result of this multiple modulation, the modulation of the light absorption coefficient of the saturable absorber is averaged over time. Therefore, even if there are variations in the optical pulse time interval and the intensity of the multiplexed optical clock signal output from the OTDM circuit, they are averaged and made constant, and as a reproduced optical clock signal with reduced time jitter Generated.

ステップCを光分散媒体によって実現させることによって、得られる利点は次の2点にある。第1点は、光ファイバやファイバグレーティング等で構成でき、OTDM回路に比べて簡単で安価に実現できる点である。第2点は、詳細は後述するが、光分散媒体に入力される分周光クロック信号と、出力される多重光クロック信号の周波数スペクトルとの間に変化が生じない点である。その結果、ステップDが安定して実行できる利点が生じる。 There are two advantages obtained by implementing Step C with an optical dispersion medium. The first point is that it can be configured with an optical fiber, a fiber grating, etc., and can be realized more easily and cheaply than an OTDM circuit. The second point will be described in detail later, but there is no change between the frequency-divided optical clock signal input to the optical dispersion medium and the frequency spectrum of the output multiplexed optical clock signal. As a result, there is an advantage that Step D can be executed stably.

第1又は第2光クロック信号抽出装置において、第1モード同期半導体レーザを、EA光変調器を具える能動モード同期半導体レーザとすれば、分周クロック信号抽出装置から出力される分周電気クロック信号をEA光変調器に印加することによって、能動モード同期動作が生じ、時間ジッタの小さい分周光クロック信号が得られる。 In the first or second optical clock signal extracting device, if the first mode-locked semiconductor laser is an active mode-locked semiconductor laser including an EA optical modulator, the divided electric clock output from the divided clock signal extracting device By applying the signal to the EA optical modulator, an active mode synchronization operation occurs, and a frequency-divided optical clock signal with small time jitter is obtained.

第1又は第2光クロック信号抽出装置において、第2モード同期半導体レーザを、可飽和吸収体を具える受動モード同期半導体レーザとすれば、多重光クロック信号が入力されることによって、可飽和吸収体の光吸収係数が変調される。これによって、受動モード同期動作が生じ、時間ジッタの小さい高速の再生光クロック信号が得られる。 In the first or second optical clock signal extraction device, if the second mode-locked semiconductor laser is a passive mode-locked semiconductor laser including a saturable absorber, a saturable absorption is obtained by receiving multiple optical clock signals. The light absorption coefficient of the body is modulated. As a result, a passive mode synchronization operation occurs, and a high-speed recovered optical clock signal with small time jitter can be obtained.

第2光クロック信号抽出装置において、光分散媒体の総分散量｜DZ｜が、真空中の光速度をc、第１モード同期半導体レーザの中心波長をλ、再生光クロック信号の繰り返し周波数をfとして、｜DZ｜＝(cN/(λ²f²))で与えられるように設定することによって、光分散媒体から出力される光パルス列は、そのパルス幅が入力光パルス列のパルス幅と変わらずに、光パルスの繰り返し周波数を所望の逓倍化することが可能である。 In the second optical clock signal extraction device, the total dispersion amount | DZ | of the optical dispersion medium is c, the optical speed in vacuum, c, the center wavelength of the first mode-locked semiconductor laser, λ, and the repetition frequency of the regenerated optical clock signal, f By setting so that | DZ | = (cN / (λ ² f ² )), the pulse width of the optical pulse train output from the optical dispersion medium is the same as the pulse width of the input optical pulse train. In addition, it is possible to multiply the repetition frequency of the optical pulse as desired.

この発明の光クロック信号抽出方法において、分周電気クロック信号を抽出するステップを、上述のサブステップA1からA13を含んで構成すれば、上述したように、入力光信号から安定して分周電気クロック信号が抽出される。すなわち、多重するチャンネル数がNチャンネルであって、伝送レートに相当する周波数がfである入力光信号がEA光変調器に入力光信号され、変調光パルス信号が出力される。そしてEA光変調器には、周波数((f/N)-Δf)の電気正弦波信号が供給される。この結果EA光変調器からは、ビート周波数NΔfに相当する光成分が生成されて出力される。このビート周波数成分の位相が電気的に検出されて、VCO(中心周波数f/N)にフィードバックされることで、位相同期ループ回路が形成される。この位相同期ループ回路から周波数がf/Nである分周クロック信号が抽出される。 In the optical clock signal extraction method of the present invention, if the step of extracting the divided electric clock signal includes the above-described sub-steps A1 to A13, as described above, the divided electric clock can be stably generated from the input optical signal. A clock signal is extracted. That is, the number of multiplexed channels is N channels, and an input optical signal whose frequency corresponding to the transmission rate is f is input to the EA optical modulator, and a modulated optical pulse signal is output. The EA optical modulator is supplied with an electric sine wave signal having a frequency ((f / N) −Δf). As a result, an optical component corresponding to the beat frequency NΔf is generated and output from the EA optical modulator. The phase of this beat frequency component is electrically detected and fed back to the VCO (center frequency f / N), thereby forming a phase locked loop circuit. A frequency-divided clock signal having a frequency of f / N is extracted from this phase-locked loop circuit.

以下、図を参照して、この発明の実施の形態につき説明する。なお、各図は、この発明に係る一構成例を図示するものであり、この発明が理解できる程度に各構成要素の配置関係等を概略的に示しているに過ぎず、この発明を図示例に限定するものではない。また、以下の説明において、特定の材料および条件等を用いることがあるが、これら材料および条件は好適例の一つに過ぎず、したがって、何らこれらに限定されない。また、各図において同様の構成要素については、その重複する説明を省略することもある。また太線によって光経路を示し、細線によって電気信号の伝送路を示した。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Each figure shows one configuration example according to the present invention, and only schematically shows the arrangement relationship of each component to the extent that the present invention can be understood. It is not limited to. In the following description, specific materials and conditions may be used. However, these materials and conditions are only one of preferred examples, and are not limited to these. In addition, overlapping description of the same components in each drawing may be omitted. In addition, an optical path is indicated by a thick line, and an electric signal transmission path is indicated by a thin line.

＜第1の実施の形態＞
図1及び図2(A)〜(E)を参照してこの発明の第１光クロック信号抽出装置の構成及びその機能を説明する。図1は、第1光クロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。図2(A)〜(E)は、入力光信号及び第1光クロック信号抽出装置内でのクロック信号の時間波形を示す図である。横軸は時間を任意スケールで示してあり、縦軸方向（縦軸は省略してある。）はクロック信号の強度を任意スケールで示してある。 <First embodiment>
The configuration and function of the first optical clock signal extracting device of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 and 2A to 2E. FIG. 1 is a schematic block diagram of the first optical clock signal extraction device. 2A to 2E are diagrams illustrating time waveforms of an input optical signal and a clock signal in the first optical clock signal extraction device. The horizontal axis indicates time on an arbitrary scale, and the vertical axis direction (the vertical axis is omitted) indicates the strength of the clock signal on an arbitrary scale.

第１光クロック信号抽出装置は、分周クロック信号抽出装置12、第１モード同期半導体レーザ16、OTDM回路20及び第2モード同期半導体レーザ24を具えて構成される。 The first optical clock signal extraction device includes a frequency-divided clock signal extraction device 12, a first mode-locked semiconductor laser 16, an OTDM circuit 20, and a second mode-locked semiconductor laser 24.

分周クロック信号抽出装置12には、伝送レートがf(Gbit/s)である入力光信号10が入力されて分周電気クロック信号14が出力される。第１モード同期半導体レーザ16には、分周電気クロック信号14が入力されて分周電気クロック信号の周波数と等しい繰り返し周波数の分周光クロック信号18が出力される。OTDM回路20には、分周光クロック信号18が入力されて多重され、入力光信号10の伝送レートと一致した繰り返し周波数の多重光クロック信号22が出力される。第2モード同期半導体レーザ24には、多重光クロック信号22が入力されて、多重光クロック信号22の繰り返し周波数と一致したビットレートの再生光クロック信号26が出力される。 The frequency-divided clock signal extraction device 12 receives the input optical signal 10 whose transmission rate is f (Gbit / s) and outputs the frequency-divided electrical clock signal 14. The first mode-locked semiconductor laser 16 receives the divided electric clock signal 14 and outputs a divided optical clock signal 18 having a repetition frequency equal to the frequency of the divided electric clock signal. A frequency-divided optical clock signal 18 is input to the OTDM circuit 20 and multiplexed, and a multiplexed optical clock signal 22 having a repetition frequency that matches the transmission rate of the input optical signal 10 is output. The second mode-locked semiconductor laser 24 receives the multiplexed optical clock signal 22 and outputs a reproduced optical clock signal 26 having a bit rate that matches the repetition frequency of the multiplexed optical clock signal 22.

分周クロック信号抽出装置12は、PLL回路を具えて構成され、入力光信号10の伝送レートf(Gbit/s)に相当する周波数のN分の1の周波数f/N(GHz)の正弦波信号である分周電気クロック信号14を生成する機能を有している。第１モード同期半導体レーザ16は、分周電気クロック信号14で駆動される繰り返し周波数がf/N(GHz)のモード同期半導体レーザである。OTDM回路20は、繰り返し周波数がf/N(GHz)の分周光クロック信号18をN逓倍する光学的な多重回路である。第2モード同期半導体レーザ24は、繰り返し周波数がf(GHz)であるモード同期半導体レーザである。 The frequency-divided clock signal extraction device 12 includes a PLL circuit, and is a sine wave having a frequency f / N (GHz) that is 1 / N of the frequency corresponding to the transmission rate f (Gbit / s) of the input optical signal 10. It has a function of generating a frequency-divided electrical clock signal 14 that is a signal. The first mode-locked semiconductor laser 16 is a mode-locked semiconductor laser having a repetition frequency of f / N (GHz) driven by the divided electric clock signal 14. The OTDM circuit 20 is an optical multiplexing circuit that multiplies the frequency-divided optical clock signal 18 having a repetition frequency of f / N (GHz) by N. The second mode-locked semiconductor laser 24 is a mode-locked semiconductor laser having a repetition frequency of f (GHz).

光路19は、第１モード同期半導体レーザ16から出力される分周光クロック信号18をOTDM回路20に入力させるための光路であって、レンズや光ファイバ等で構成される。光路23は、OTDM回路20から出力される多重光クロック信号22を第2モード同期半導体レーザ24に入力させるための光路であって、レンズや光ファイバ等で構成される。 The optical path 19 is an optical path for inputting the frequency-divided optical clock signal 18 output from the first mode-locked semiconductor laser 16 to the OTDM circuit 20, and is configured by a lens, an optical fiber, or the like. The optical path 23 is an optical path for inputting the multiplexed optical clock signal 22 output from the OTDM circuit 20 to the second mode-locked semiconductor laser 24, and is configured by a lens, an optical fiber, or the like.

光路19、OTDM回路20及び光路23のいずれかにおいて、第2モード同期半導体レーザ24に入力させる多重光クロック信号22の偏波面を、第2モード同期半導体レーザ24の発振偏波面に一致させるための偏波面コントローラを設定して、この偏波面コントローラによって多重光クロック信号22の偏波面を調整する。この偏波面コントローラとしては、1/2波長板が利用できるが、光路19、OTDM回路20及び光路23を偏波面保存光ファイバなどの偏波面保存光学系をもって構成することによって実現できる。 In any one of the optical path 19, the OTDM circuit 20, and the optical path 23, the polarization plane of the multiplexed optical clock signal 22 input to the second mode-locked semiconductor laser 24 is matched with the oscillation polarization plane of the second mode-locked semiconductor laser 24. A polarization plane controller is set, and the polarization plane of the multiplexed optical clock signal 22 is adjusted by this polarization plane controller. As this polarization plane controller, a half-wave plate can be used, but it can be realized by configuring the optical path 19, the OTDM circuit 20, and the optical path 23 with a polarization plane preserving optical system such as a polarization plane preserving optical fiber.

図2(A)は、伝送レートf(Gbit/s)に相当する周波数の入力光信号10の時間波形を示している。光パルスが1/f(s)間隔で並んでいるが、一般的には、この入力光信号10は2値デジタル信号がRZフォーマットされた光信号であるので、光パルスが存在しない時間スロットも存在する。2値デジタル信号がRZフォーマットされた光信号においては、1ビットが光パルス1つに対応し、時間スロットとは、信号の1ビットに割り当てられる時間（光パルス1つに割り当てられる時間）を意味する。 FIG. 2A shows a time waveform of the input optical signal 10 having a frequency corresponding to the transmission rate f (Gbit / s). Although optical pulses are arranged at 1 / f (s) intervals, in general, this input optical signal 10 is an optical signal in which a binary digital signal is RZ formatted. Exists. In an optical signal in which a binary digital signal is RZ formatted, one bit corresponds to one optical pulse, and the time slot means the time allocated to one bit of the signal (the time allocated to one optical pulse). To do.

図2(B)は、周波数f/N(GHz)の正弦波信号である分周電気クロック信号14の時間波形を示している。周期がN/f(s)である正弦波信号である。図2(C)は、繰り返し周波数がf/N(GHz)の分周光クロック信号18の時間波形を示している。光パルスがN/f(s)間隔で並んでいる。 FIG. 2B shows a time waveform of the frequency-divided electric clock signal 14 which is a sine wave signal having a frequency f / N (GHz). It is a sine wave signal with a period of N / f (s). FIG. 2C shows a time waveform of the frequency-divided optical clock signal 18 having a repetition frequency of f / N (GHz). Optical pulses are arranged at N / f (s) intervals.

（ステップA）
ステップAが実行される分周クロック信号抽出装置12について説明する。分周クロック信号抽出装置12は、その基本的な構成として半導体光増幅器を利用した構成（特許文献4参照）、及びEA光変調器を利用した構成（特許文献5参照）が既に知られている。入力光信号の伝送レートに相当する周波数f(GHz)のN分の1の周波数を有し、正弦波信号である分周電気クロック信号が抽出されるステップの詳細については後述するが、動作の安定性、簡便性及び汎用性の観点から、分周クロック信号抽出装置12はEA光変調器を利用した構成とするのが優れている。 (Step A)
The frequency-divided clock signal extraction device 12 in which step A is executed will be described. The frequency-divided clock signal extraction device 12 is already known to have a basic configuration using a semiconductor optical amplifier (see Patent Document 4) and a configuration using an EA optical modulator (see Patent Document 5). . The details of the step of extracting a divided electric clock signal having a frequency of 1 / N of the frequency f (GHz) corresponding to the transmission rate of the input optical signal and being a sine wave signal will be described later. From the viewpoint of stability, simplicity, and versatility, the frequency-divided clock signal extraction device 12 is excellent in a configuration using an EA optical modulator.

分周クロック信号抽出装置12を、EA光変調器を利用して構成することにすれば、短パルス光源を新たに必要としないので、簡便な構成とすることが可能であり、そのため安価に製造することが可能である。また、半導体光増幅器を利用して構成された分周クロック信号抽出装置では、FWM光が利用される。そのため、分周クロック信号抽出装置の動作特性にFWM変換効率が重要な影響を与える。すなわち、FWM変換効率が、入力光信号の波長と変調光パルス光源の波長との差に鋭敏に反映されるため、FWM変換効率が変動することによってFWM光として生成されるビート成分（NΔf GHz成分）の強度が変動する。特に、入力光信号の波長と変調光パルス光源の波長との差が小さい場合、光学的ビートと所望のビート成分（NΔf GHz成分）との区別がつかなくなるため、抽出が困難になる。FWM変換効率を安定化するためには、入力光信号の波長と変調光パルス光源の波長との差を大きくとればよいが、FWM変換効率そのものが小さくなってしまう。 If the frequency-divided clock signal extraction device 12 is configured using an EA optical modulator, a short pulse light source is not required, so a simple configuration can be achieved, and therefore, it can be manufactured at low cost. Is possible. Further, in the frequency-divided clock signal extraction device configured using a semiconductor optical amplifier, FWM light is used. Therefore, FWM conversion efficiency has an important influence on the operating characteristics of the divided clock signal extraction device. That is, since the FWM conversion efficiency is sharply reflected in the difference between the wavelength of the input optical signal and the wavelength of the modulated light pulse light source, the beat component (NΔf GHz component) generated as FWM light by the fluctuation of the FWM conversion efficiency ) Varies. In particular, when the difference between the wavelength of the input optical signal and the wavelength of the modulated optical pulse light source is small, the optical beat and the desired beat component (NΔf GHz component) cannot be distinguished from each other, making extraction difficult. In order to stabilize the FWM conversion efficiency, the difference between the wavelength of the input optical signal and the wavelength of the modulated optical pulse light source may be increased, but the FWM conversion efficiency itself is decreased.

一方、EA光変調器は、電気的信号による制御素子であるので、入力光信号の波長に依存せずに動作し、上述した光学的ビートの発生についても何ら考慮する必要がない。EA光変調器を利用して構成される分周クロック信号抽出装置は、入力信号光を入力させる以外は、基本的に電子回路を利用したPLL回路である。電子素子によって構成されるPLL回路は、既にその技術が確立されており、信頼性や制御性に優れており、また、汎用電子部品を利用して構成することが可能である。 On the other hand, since the EA optical modulator is a control element using an electrical signal, it operates without depending on the wavelength of the input optical signal, and there is no need to consider the generation of the optical beat described above. A frequency-divided clock signal extraction device configured using an EA optical modulator is basically a PLL circuit using an electronic circuit except that input signal light is input. The technology of a PLL circuit constituted by electronic elements has already been established, has excellent reliability and controllability, and can be configured using general-purpose electronic components.

EA光変調器を利用して構成される分周クロック信号抽出装置においては、入力光信号の偏波面に依存することなく、EA光変調器が動作することが重要である。一般にEA光変調器は、その動作が入力される光の偏波面に依存するが、EA光変調器の活性層に伸縮歪が導入された多重量子井戸構造を採用して構成することによって、入力光の偏波面に依存せずに動作するEA光変調器が開発されている（例えば、F. Devaux, et al., "10 Gbit/s operation of polarisation insensitive, strained InGaAsP/InGaAsP MQW electroabsorption modulator," Electron. Lett. vol. 29, No. 13 pp. 1201-1203, 1993.参照）。これによれば、InGaAsP/InGaAsP多重量子井戸構造の井戸層に0.4％の伸縮歪を導入することで、EA光変調器の消光特性として、1 dB以下の低偏波依存性が実現されている。 In a frequency-divided clock signal extraction device configured using an EA optical modulator, it is important that the EA optical modulator operates without depending on the polarization plane of the input optical signal. In general, an EA optical modulator depends on the polarization plane of the input light, but the input of the EA optical modulator can be realized by adopting a multi-quantum well structure in which stretchable strain is introduced into the active layer of the EA optical modulator. EA optical modulators that operate independently of the polarization plane of light have been developed (eg, F. Devaux, et al., "10 Gbit / s operation of polarisation insensitive, strained InGaAsP / InGaAsP MQW electroabsorption modulator," Electron. Lett. Vol. 29, No. 13 pp. 1201-1203, 1993.). According to this, by introducing 0.4% stretching strain into the well layer of InGaAsP / InGaAsP multiple quantum well structure, the low polarization dependence of 1 dB or less is realized as the extinction characteristic of the EA optical modulator. .

また、EA光変調器の活性層にバルク材料を採用して構成することによって、入力光の偏波面に依存せずに動作するEA光変調器が開発されている（例えば、M. Suzuki et al., "InGaAsP electroabsorption modulator for high-bit-rate EDFA system," IEEE Photon. Technol. Lett. vol. 4, No. 6, pp. 586-588, 1992.参照）。これによれば、本来偏波依存性がないInGaAsPバルク層を用いて、1 dB程度の低偏波依存性が実現されている。 In addition, an EA optical modulator that operates without depending on the polarization plane of the input light by adopting a bulk material for the active layer of the EA optical modulator has been developed (for example, M. Suzuki et al. , "InGaAsP electroabsorption modulator for high-bit-rate EDFA system," IEEE Photon. Technol. Lett. Vol. 4, No. 6, pp. 586-588, 1992.). According to this, a low polarization dependency of about 1 dB is realized by using an InGaAsP bulk layer that originally has no polarization dependency.

以上説明した入力光信号の偏波面に依存しないEA光変調器を採用して分周クロック信号抽出装置12を利用すれば、伝送レートがf(Gbit/s)の入力光信号から、周波数がf/N(GHz)の分周電気クロック信号を抽出するステップ（ステップA）を安定して実行することが可能である。 If the EA optical modulator that does not depend on the polarization plane of the input optical signal described above is employed and the divided clock signal extraction device 12 is used, the frequency is f from the input optical signal having a transmission rate of f (Gbit / s). It is possible to stably execute the step (step A) of extracting the divided electric clock signal of / N (GHz).

（ステップB）
ステップBが実行される第1モード同期半導体レーザ16について説明する。第1モード同期半導体レーザ16では、分周電気クロック信号14を分周光クロック信号18に変換して出力するステップBが実行される。分周電気クロック信号14を第1モード同期半導体レーザ16に印加させることによって、第1モード同期半導体レーザ16を繰り返し周波数f/N(GHz)に近い周波数でモード同期動作させることができる。 (Step B)
The first mode-locked semiconductor laser 16 in which step B is executed will be described. In the first mode-locked semiconductor laser 16, a step B is performed in which the divided electric clock signal 14 is converted into the divided optical clock signal 18 and output. By applying the frequency-divided electrical clock signal 14 to the first mode-locked semiconductor laser 16, the first mode-locked semiconductor laser 16 can be mode-locked at a frequency close to the repetition frequency f / N (GHz).

第1モード同期半導体レーザ16としては、EA光変調器を用いた能動モード同期半導体レーザ（例えば、S. Arahira and Y. Ogawa, "40 GHz actively mode-locked distributed Bragg reflector laser diode module with an impedance-matching circuit for efficient RF signal injection," Jpn. J. Appl. Phys. vol. 43, No. 4B, pp. 1960-1964, 2004.
参照）を利用することができる。 As the first mode-locked semiconductor laser 16, an active mode-locked semiconductor laser using an EA optical modulator (for example, S. Arahira and Y. Ogawa, "40 GHz actively mode-locked distributed Bragg reflector laser diode module with an impedance- matching circuit for efficient RF signal injection, "Jpn. J. Appl. Phys. vol. 43, No. 4B, pp. 1960-1964, 2004.
Reference) can be used.

第1モード同期半導体レーザ16にEA光変調器を用いた能動モード同期半導体レーザを利用すれば、分周クロック信号抽出装置12から出力される分周電気クロック信号14をEA光変調器に印加することによって、能動モード同期が実現される。その結果この能動モード同期半導体レーザからは、時間ジッタの小さい、繰り返し周波数がf/N(GHz)である分周光クロック信号18が生成されて出力される。 If an active mode-locked semiconductor laser using an EA optical modulator is used as the first mode-locked semiconductor laser 16, the divided electric clock signal 14 output from the divided clock signal extraction device 12 is applied to the EA optical modulator. Thus, active mode synchronization is realized. As a result, a frequency-divided optical clock signal 18 having a small time jitter and a repetition frequency of f / N (GHz) is generated and output from this active mode-locked semiconductor laser.

第1モード同期半導体レーザ16には、EA光変調器がEA光変調部としてモノリシックに形成されているタイプを利用するのが便利である。この場合、分周電気クロック信号14は、第1モード同期半導体レーザ16に形成されたEA光変調部に印加することになる。 For the first mode-locked semiconductor laser 16, it is convenient to use a type in which the EA light modulator is monolithically formed as the EA light modulator. In this case, the frequency-divided electric clock signal 14 is applied to the EA light modulator formed in the first mode-locked semiconductor laser 16.

（ステップC）
ステップCが実行されるOTDM回路20について説明する。OTDM回路20は、分周光クロック信号18を多重して、入力光信号10の伝送レートと一致した繰り返し周波数の多重光クロック信号22を生成して出力するステップCを実行する。 (Step C)
The OTDM circuit 20 in which step C is executed will be described. The OTDM circuit 20 multiplexes the frequency-divided optical clock signal 18 to generate and output a multiplexed optical clock signal 22 having a repetition frequency that matches the transmission rate of the input optical signal 10 and outputs it.

OTDM回路20は、光ファイバと光カプラを用いて構成することができる。また、PLC回路や、レンズ等を用いて空間光学系によって構成することも可能である。ここでは、図3及び図4(A)〜(C)を参照して光ファイバと光カプラを用いて構成されるOTDM回路について説明する。 The OTDM circuit 20 can be configured using an optical fiber and an optical coupler. It is also possible to use a spatial optical system using a PLC circuit, a lens, or the like. Here, an OTDM circuit configured using an optical fiber and an optical coupler will be described with reference to FIG. 3 and FIGS. 4 (A) to (C).

説明の便宜上、伝送レートをf(＝160 Gbit/s)とし、ベースレートをf/N(＝40 Gbit/s)と仮定して説明する。すなわち、多重されているチャンネル数はN(＝4)であるとして説明するが、以後の説明は、これらの条件に限定されることなく等しく成立することは明らかである。 For convenience of explanation, it is assumed that the transmission rate is f (= 160 Gbit / s) and the base rate is f / N (= 40 Gbit / s). That is, although the description will be made assuming that the number of multiplexed channels is N (= 4), it is obvious that the following description is equally established without being limited to these conditions.

図3はOTDM回路の概略的構成図である。図3に示すように、分周光クロック信号29が光ファイバ28を伝播して光カプラ30に入力される。分周光クロック信号29は、図1に示す分周光クロック信号18に相当する。分周光クロック信号29は、光カプラ30で強度比が1対1になるように2分割されて、第1分周光クロック信号33-1及び33-2としてそれぞれ光ファイバ31及び32を伝播する。第1分周光クロック信号33-1及び33-2は、光カプラ34で合波されて第1逓倍光クロック信号35として光ファイバ36に出力される。 FIG. 3 is a schematic configuration diagram of the OTDM circuit. As shown in FIG. 3, the divided optical clock signal 29 propagates through the optical fiber 28 and is input to the optical coupler 30. The divided optical clock signal 29 corresponds to the divided optical clock signal 18 shown in FIG. The divided optical clock signal 29 is divided into two by the optical coupler 30 so that the intensity ratio becomes 1: 1, and propagates through the optical fibers 31 and 32 as the first divided optical clock signals 33-1 and 33-2, respectively. To do. The first divided optical clock signals 33-1 and 33-2 are combined by the optical coupler 34 and output to the optical fiber 36 as the first multiplied optical clock signal 35.

光ファイバ31の光路長と光ファイバ32の光路長との差が、光の伝播時間に換算して12.5 psの奇数倍に相当する長さとなるように設定されている。このように両者の差を設定することによって、光カプラ34で合波されて出力される第1逓倍光クロック信号35は、周波数が80 GHzとなる。これは、次の理由による。すなわち、光ファイバ31を伝播する第1分周光クロック信号33-1と、光ファイバ32を伝播する第1分周光クロック信号33-2との両者の間に、光カプラ34に到達するまでの時間差が12.5 psの奇数倍だけ生じている。 The difference between the optical path length of the optical fiber 31 and the optical path length of the optical fiber 32 is set to be a length corresponding to an odd multiple of 12.5 ps in terms of light propagation time. By setting the difference between the two in this way, the frequency of the first multiplied optical clock signal 35 combined and output by the optical coupler 34 becomes 80 GHz. This is due to the following reason. That is, until the optical coupler 34 is reached between the first divided optical clock signal 33-1 propagating through the optical fiber 31 and the first divided optical clock signal 33-2 propagating through the optical fiber 32. The time difference of is produced by an odd multiple of 12.5 ps.

このため、時間軸上で、第1分周光クロック信号33-1を構成する隣接する光パルス間のちょうど中間位置に第1分周光クロック信号33-2を構成する光パルスが配置されるように両者が合波される。その結果、合波されて生成される第1逓倍光クロック信号35の周波数は、第1分周光クロック信号33-1及び33-2の周波数である40 GHzの2倍の周波数である80 GHzとなる。 Therefore, on the time axis, the optical pulse constituting the first frequency-divided optical clock signal 33-2 is arranged at an intermediate position between the adjacent optical pulses constituting the first frequency-divided optical clock signal 33-1. Thus, both are combined. As a result, the frequency of the first multiplied optical clock signal 35 generated by combining is 80 GHz which is twice the frequency of 40 GHz which is the frequency of the first divided optical clock signals 33-1 and 33-2. It becomes.

図4(A)及び(B)を参照して、分周光クロック信号29と第1逓倍光クロック信号35の時間波形について説明する。横軸は時間を任意スケールで示してあり、縦軸方向（縦軸は省略してある。）はクロック信号の強度を任意スケールで示してある。 The time waveforms of the frequency-divided optical clock signal 29 and the first multiplied optical clock signal 35 will be described with reference to FIGS. 4 (A) and 4 (B). The horizontal axis indicates time on an arbitrary scale, and the vertical axis direction (the vertical axis is omitted) indicates the strength of the clock signal on an arbitrary scale.

図4(A)及び(B)は、それぞれ分周光クロック信号29及び第1逓倍光クロック信号35の時間波形を示している。分周光クロック信号29の周波数は40 GHzであるので、光パルス間隔は25 ps（1/(40×10⁹ GHz)＝0.25×10^-10s＝25 ps）となっている。第1分周光クロック信号33-1及び33-2の時間波形は、その位相が光の伝播時間に換算して12.5 psの奇数倍だけずれているだけで同一の形状である。第1分周光クロック信号33-1と33-2とが光カプラ34で合波されると、時間軸上で25 ps間隔で配置されている第1分周光クロック信号33-1の光パルスの丁度中間位置に第1分周光クロック信号33-2を構成する光パルスが配置されるので、図4(B)に示す時間波形を有する第1逓倍光クロック信号35となる。 4A and 4B show time waveforms of the divided optical clock signal 29 and the first multiplied optical clock signal 35, respectively. Since the frequency of the divided optical clock signal 29 is 40 GHz, the optical pulse interval is 25 ps (1 / (40 × 10 ⁹ GHz) = 0.25 × 10 ⁻¹⁰ s = 25 ps). The time waveforms of the first frequency-divided optical clock signals 33-1 and 33-2 have the same shape except that their phases are shifted by an odd multiple of 12.5 ps in terms of light propagation time. When the first divided optical clock signals 33-1 and 33-2 are combined by the optical coupler 34, the light of the first divided optical clock signal 33-1 arranged at 25 ps intervals on the time axis Since the optical pulse constituting the first frequency-divided optical clock signal 33-2 is arranged at an exactly middle position of the pulse, the first multiplied optical clock signal 35 having the time waveform shown in FIG. 4B is obtained.

次に、第1逓倍光クロック信号35が光ファイバ36を伝播して光カプラ38に入力される。第1逓倍光クロック信号35は、光カプラ38で強度比が1対1になるように2分割されて、第2分周光クロック信号41-1及び41-2としてそれぞれ光ファイバ39及び40を伝播する。第2分周光クロック信号41-1及び41-2は、光カプラ42で合波されて第2逓倍光クロック信号43として光ファイバ44に出力される。第2逓倍光クロック信号43は、図1に示す多重光クロック信号22に相当する。 Next, the first multiplied optical clock signal 35 propagates through the optical fiber 36 and is input to the optical coupler 38. The first multiplied optical clock signal 35 is divided into two by the optical coupler 38 so that the intensity ratio becomes 1: 1, and optical fibers 39 and 40 are respectively provided as second divided optical clock signals 41-1 and 41-2. Propagate. The second divided optical clock signals 41-1 and 41-2 are combined by the optical coupler 42 and output to the optical fiber 44 as the second multiplied optical clock signal 43. The second multiplied optical clock signal 43 corresponds to the multiplexed optical clock signal 22 shown in FIG.

光ファイバ39の光路長と光ファイバ40の光路長との差が、光の伝播時間に換算して6.25 psの奇数倍に相当する長さとなるように設定されている。このように両者の差を設定することによって、光カプラ42で合波されて出力される第2逓倍光クロック信号43は、周波数が160 GHzとなる。これは、次の理由による。すなわち、光ファイバ39を伝播する第2分周光クロック信号41-1と、光ファイバ40を伝播する第2分周光クロック信号41-2との両者の間に、光カプラ42に到達するまでの時間差が6.25 psの奇数倍だけ生じている。 The difference between the optical path length of the optical fiber 39 and the optical path length of the optical fiber 40 is set to be a length corresponding to an odd multiple of 6.25 ps in terms of light propagation time. By setting the difference between the two in this way, the frequency of the second multiplied optical clock signal 43 multiplexed and output by the optical coupler 42 becomes 160 GHz. This is due to the following reason. That is, until the optical coupler 42 is reached between the second divided optical clock signal 41-1 propagating through the optical fiber 39 and the second divided optical clock signal 41-2 propagating through the optical fiber 40. The difference in time is an odd multiple of 6.25 ps.

このため、時間軸上で、第2分周光クロック信号41-1を構成する隣接する光パルス間のちょうど中間位置に第2分周光クロック信号41-2を構成する光パルスが配置されるように両者が合波される。その結果、合波されて生成される第2逓倍光クロック信号43の周波数は、第2分周光クロック信号41-1及び41-2の周波数である80 GHzの2倍の周波数である160 GHzとなる。 For this reason, on the time axis, the optical pulse constituting the second divided optical clock signal 41-2 is arranged at an exactly middle position between the adjacent optical pulses constituting the second divided optical clock signal 41-1. Thus, both are combined. As a result, the frequency of the second multiplied optical clock signal 43 generated by combining is 160 GHz, which is twice the frequency of 80 GHz that is the frequency of the second divided optical clock signals 41-1 and 41-2. It becomes.

図3に示すOTDM回路においては、光カプラ30、34、38及び42として2入力2出力型の光カプラを利用したため、光カプラ30及び38の1入力端と、光カプラ34及び42の1出力端が余るので、その先端にそれぞれ終端器45、46、47、及び48が装着されている。 In the OTDM circuit shown in FIG. 3, since two-input two-output type optical couplers are used as the optical couplers 30, 34, 38 and 42, one input terminal of the optical couplers 30 and 38 and one output of the optical couplers 34 and 42 are used. Since the end is left, terminators 45, 46, 47, and 48 are respectively attached to the tips.

図4(C)に第2逓倍光クロック信号43の時間波形を示す。第2分周光クロック信号41-1と41-2とが光カプラ42で合波されると、時間軸上で12.5 ps間隔で配置されている第2分周光クロック信号41-1の光パルスの丁度中間位置に第2分周光クロック信号41-2を構成する光パルスが配置されるので、図4(C)に示す時間波形を有する第2逓倍光クロック信号43となる。 FIG. 4C shows a time waveform of the second multiplied optical clock signal 43. When the second divided optical clock signals 41-1 and 41-2 are combined by the optical coupler 42, the light of the second divided optical clock signal 41-1 arranged at 12.5 ps intervals on the time axis Since the optical pulse constituting the second divided optical clock signal 41-2 is arranged at an exactly middle position of the pulse, the second multiplied optical clock signal 43 having a time waveform shown in FIG. 4C is obtained.

光ファイバ44に出力される第2逓倍光クロック信号43（図1に示す多重光クロック信号22に対応する。）において、図4(C)に示すように、第2逓倍光クロック信号43を構成する光パルスの時間軸上での配置間隔及び光パルスの強度にばらつきがあっても、一定の範囲において許容される。この許容範囲とは、隣接する光パルス同士が時間軸上で両者の区別が不可能である程度には重なり合っていないとか、光パルス強度のばらつきの大きさが、個々の光パルスの存在を識別不可能である程度に大きくないことである。この許容範囲は、具体的には、このステップCの次におこなわれるステップDにおいて、これらのばらつきの補正が可能である範囲を意味する。 In the second multiplied optical clock signal 43 (corresponding to the multiplexed optical clock signal 22 shown in FIG. 1) output to the optical fiber 44, the second multiplied optical clock signal 43 is configured as shown in FIG. Even if there are variations in the arrangement interval of the light pulses on the time axis and the intensity of the light pulses, they are allowed within a certain range. This allowable range means that adjacent optical pulses do not overlap each other on the time axis so that they cannot be distinguished from each other, or the variation in optical pulse intensity does not identify the presence of individual optical pulses. It is possible and not too big. Specifically, the allowable range means a range in which these variations can be corrected in Step D performed after Step C.

従って、この発明の光クロック信号抽出方法を実現するために利用されるOTDM回路では、高精度な光遅延あるいは光損失制御を必要とされない。このため、OTDM回路には、可変光減衰器、可変光遅延回路、温度制御回路、更には何らかの帰還制御回路等を具える必要がないので、製造が容易であり、OTDM回路そのものの小型化及び製造コストの低減化を図ることが可能となる。 Therefore, the OTDM circuit used for realizing the optical clock signal extraction method of the present invention does not require highly accurate optical delay or optical loss control. For this reason, the OTDM circuit does not need to include a variable optical attenuator, a variable optical delay circuit, a temperature control circuit, or even some feedback control circuit. Manufacturing costs can be reduced.

（ステップD）
ステップDが実行される第2モード同期半導体レーザ24について説明する。第2モード同期半導体レーザ24は、多重光クロック信号22から、この多重光クロック信号22の繰り返し周波数と一致した繰り返し周波数の再生光クロック信号26を生成する。 (Step D)
The second mode-locked semiconductor laser 24 in which step D is executed will be described. The second mode-locked semiconductor laser 24 generates a regenerated optical clock signal 26 having a repetition frequency that matches the repetition frequency of the multiplexed optical clock signal 22 from the multiplexed optical clock signal 22.

第2モード同期半導体レーザ24としては、繰り返し周波数f(GHz)に近接する周波数でモード同期動作が生じる、可飽和吸収体を用いた受動モード同期半導体レーザ（例えば、S. Arahira, et al., "40 GHz hybrid modelocked laser diode module operated at ultra-low RF power with impedance-matchig circuit," Electron. Lett., vol. 39, No. 3, pp. 287-289, 2003.参照）を利用することができる。 As the second mode-locked semiconductor laser 24, a passively mode-locked semiconductor laser using a saturable absorber (for example, S. Arahira, et al.,) That generates mode-locking at a frequency close to the repetition frequency f (GHz). "40 GHz hybrid modelocked laser diode module operated at ultra-low RF power with impedance-matchig circuit," Electron. Lett., Vol. 39, No. 3, pp. 287-289, 2003.) it can.

多重光クロック信号22が第2モード同期半導体レーザ24に入力されると、可飽和吸収体の光吸収係数が変調される。これによって、繰り返し周波数がf(GHz)にロックされるとともに時間ジッタが低減されて、時間ジッタの小さな繰り返し周波数がf(GHz)である再生光クロック信号26が生成されて出力される。 When the multiplexed optical clock signal 22 is input to the second mode-locked semiconductor laser 24, the optical absorption coefficient of the saturable absorber is modulated. As a result, the repetition frequency is locked to f (GHz), the time jitter is reduced, and the reproduction optical clock signal 26 having a repetition frequency with a small time jitter of f (GHz) is generated and output.

ここで、第2モード同期半導体レーザ24の内部の光導波路を多重光クロック信号22が周回し、第2モード同期半導体レーザ24の可飽和吸収体を多数回通過することによって、その都度この可飽和吸収体の光吸収係数を変調する（多重変調する）効果が重要な役割を果たす。すなわち、可飽和吸収体が多重光クロック信号22によって可飽和吸収体の光吸収係数が多重変調される結果、第2モード同期半導体レーザ24の可飽和吸収体の光吸収係数の変調効果が時間的に平均化される。 Here, the multiple optical clock signal 22 circulates in the optical waveguide inside the second mode-locked semiconductor laser 24, and passes through the saturable absorber of the second mode-locked semiconductor laser 24 many times. The effect of modulating (multi-modulating) the light absorption coefficient of the absorber plays an important role. That is, as a result of the optical absorption coefficient of the saturable absorber being multiplexed and modulated by the multiple optical clock signal 22, the modulation effect of the optical absorption coefficient of the saturable absorber of the second mode-locked semiconductor laser 24 is temporally changed. Is averaged.

その結果、第2モード同期半導体レーザ24に入力される多重光クロック信号22を構成する光パルス間隔及びそのピーク強度に、図2(D)に示すようなばらつきがあっても、それらが補正されて光パルス間隔及びそのピーク強度が一定である図2(E)に示すような再生光クロック信号26が生成されて出力される。 As a result, even if the optical pulse interval constituting the multiplexed optical clock signal 22 input to the second mode-locked semiconductor laser 24 and its peak intensity vary as shown in FIG. Thus, a regenerated optical clock signal 26 as shown in FIG. 2 (E) having a constant optical pulse interval and its peak intensity is generated and output.

この発明の発明者等は、衝突パルスモード同期半導体レーザを利用した同様の光クロック信号抽出方法を研究しており、この研究の中で上述の多重光クロック信号を構成する光パルス間隔のばらつき(時間ジッタ)、及びそのピーク強度のばらつき(強度ジッタ)の補正効果を確認している（非特許文献3参照）。 The inventors of the present invention have been studying a similar optical clock signal extraction method using a collision pulse mode-locked semiconductor laser, and in this research, variations in the interval between optical pulses constituting the above-mentioned multiplexed optical clock signal ( The effect of correcting time jitter) and variations in peak intensity (intensity jitter) has been confirmed (see Non-Patent Document 3).

衝突パルスモード同期半導体レーザは、光共振器の中央に可飽和吸収体を配置したモード同期半導体レーザであって、光共振器の両端から光パルスが可飽和吸収体に入射して衝突するときに効果的に吸収飽和現象が起こるように工夫されている。すなわち、衝突パルスモード同期半導体レーザは、可飽和吸収体を用いた受動モード同期半導体レーザの一形態である。 Collision pulse mode-locked semiconductor laser is a mode-locked semiconductor laser in which a saturable absorber is arranged at the center of an optical resonator, and when an optical pulse enters the saturable absorber from both ends of the optical resonator and collides with it. It is devised so that the absorption saturation phenomenon occurs effectively. That is, the collision pulse mode-locked semiconductor laser is a form of a passive mode-locked semiconductor laser that uses a saturable absorber.

図5(A)及び(B)を参照して、繰り返し周波数160 GHzに近接する周波数でモード同期動作が生じる受動モード同期半導体レーザを利用して、光パルス列のピーク強度及びゼロレベル強度のばらつき補正効果（以後、「強度ジッタ吸収効果」ということもある。）を確認した実験結果について説明する。 Referring to FIGS. 5 (A) and 5 (B), using a passively mode-locked semiconductor laser that generates mode-locking at a frequency close to the repetition frequency of 160 GHz, correction of variations in peak intensity and zero-level intensity of the optical pulse train The experimental results confirming the effect (hereinafter sometimes referred to as “intensity jitter absorption effect”) will be described.

図5(A)及び(B)の横軸は時間を一目盛3 psとして示してあり、縦軸は光強度を任意スケールで目盛って示している。図5(A)は、受動モード同期半導体レーザへ入力された、強度ジッタが存在する光パルス列の時間波形を、サンプリングオシロスコープで観測した結果を示している。一方図5(B)は、受動モード同期半導体レーザから出力された光パルス列の時間波形を、サンプリングオシロスコープで観測した結果を示している。受動モード同期半導体レーザへ入力された光パルス列は、そのピーク強度及びゼロレベル強度にばらつきがあるために、時間波形がぼやけており、しかも光パルスの存在する領域においてもゼロレベルの光信号が観測されている。 5 (A) and 5 (B), the horizontal axis indicates time as a scale of 3 ps, and the vertical axis indicates light intensity as a scale on an arbitrary scale. FIG. 5 (A) shows the result of observing with a sampling oscilloscope the time waveform of an optical pulse train that is input to a passively mode-locked semiconductor laser and has intensity jitter. On the other hand, FIG. 5B shows the result of observing the time waveform of the optical pulse train output from the passive mode-locked semiconductor laser with a sampling oscilloscope. Optical pulse trains input to passively mode-locked semiconductor lasers vary in their peak intensity and zero-level intensity, so the time waveform is blurred, and zero-level optical signals are observed even in areas where optical pulses exist. Has been.

これに対して、受動モード同期半導体レーザから出力された光パルス列は、強度ジッタ吸収効果によって、光パルス列のピーク強度及びゼロレベル強度のばらつきが補正されているために、時間波形が明確に観測されており、しかも光パルスの存在する領域においてはゼロレベルの光信号は存在していない。 On the other hand, the optical pulse train output from the passive mode-locked semiconductor laser is clearly observed in the time waveform because variations in the peak intensity and zero level intensity of the optical pulse train are corrected by the intensity jitter absorption effect. In addition, there is no zero level optical signal in the region where the optical pulse exists.

以上説明した強度ジッタ吸収効果が発現する理由は、受動モード同期半導体レーザへ入力された光パルス列が受動モード同期半導体レーザの共振器内を周回するとき、多重変調効果が発現したためと考えられる。 The reason why the intensity jitter absorption effect described above appears is that the multiple modulation effect appears when the optical pulse train input to the passive mode-locked semiconductor laser circulates in the resonator of the passive mode-locked semiconductor laser.

以上の実験結果は、符号化された光信号を用いて得られた結果である。しかしながら、符号化されていない光パルス列、すなわち入力光信号に対しても、入力光信号を構成する光パルスが受動モード同期半導体レーザ内を周回（共振）することによってもたらされる強度ジッタ吸収効果の発現メカニズムに相違はないので、光パルス信号に対しても同様に多重変調効果に基づく強度ジッタ吸収効果が得られる。 The above experimental results are obtained using encoded optical signals. However, even for an unencoded optical pulse train, i.e., an input optical signal, an intensity jitter absorption effect brought about by the optical pulse constituting the input optical signal circulating in the passive mode-locked semiconductor laser (resonance). Since there is no difference in mechanism, an intensity jitter absorption effect based on the multiple modulation effect can be obtained similarly for the optical pulse signal.

次に、図6(A)及び(B)を参照して、繰り返し周波数160 GHzに近接する周波数でモード同期動作が生じる受動モード同期半導体レーザを利用して、光パルス列の時間軸上での位置のばらつきが存在する時の補正効果（以後、「時間ジッタ吸収効果」ということもある。）を確認した実験結果について説明する。 Next, referring to FIGS. 6A and 6B, the position of the optical pulse train on the time axis is determined using a passively mode-locked semiconductor laser in which mode-locking operation occurs at a frequency close to the repetition frequency of 160 GHz. The experimental results confirming the correction effect (hereinafter sometimes referred to as “time jitter absorption effect”) when there is a variation in the above will be described.

図6(A)及び(B)の横軸は時間を一目盛3 psとして示してあり、縦軸は光強度を任意スケールで目盛って示している。図6(A)は、受動モード同期半導体レーザへ入力された、時間ジッタが存在する光パルス列の時間波形を、サンプリングオシロスコープで観測した結果を示している。一方図6(B)は、受動モード同期半導体レーザから出力された光パルス列の時間波形を、サンプリングオシロスコープで観測した結果を示している。受動モード同期半導体レーザへ入力された光パルス列は、時間ジッタが存在するために、時間波形がぼやけており、しかも光パルスの存在する領域においてもゼロレベルの光信号が観測されている。 6 (A) and 6 (B), the horizontal axis indicates time as a scale of 3 ps, and the vertical axis indicates light intensity as a scale on an arbitrary scale. FIG. 6 (A) shows the result of observing with a sampling oscilloscope the time waveform of an optical pulse train with time jitter input to a passive mode-locked semiconductor laser. On the other hand, FIG. 6B shows the result of observing the time waveform of the optical pulse train output from the passive mode-locked semiconductor laser with a sampling oscilloscope. Since the optical pulse train input to the passive mode-locked semiconductor laser has time jitter, the time waveform is blurred, and a zero-level optical signal is observed even in the region where the optical pulse exists.

これに対して、受動モード同期半導体レーザから出力された光パルス列は、時間ジッタ吸収効果によって、光パルス列のピーク強度及びゼロレベル強度のばらつきが補正されているために、時間波形が明確に観測されており、しかも光パルスの存在する領域においてはゼロレベルの光信号は存在していない。 On the other hand, the time waveform of the optical pulse train output from the passive mode-locked semiconductor laser is clearly observed because the variation in peak intensity and zero level intensity of the optical pulse train is corrected by the time jitter absorption effect. In addition, there is no zero level optical signal in the region where the optical pulse exists.

以上説明した時間ジッタ吸収効果が発現する理由は、受動モード同期半導体レーザへ入力された光パルス列が、受動モード同期半導体レーザが、入力された光パルス列の繰り返し周波数成分の平均値に強く応答するためと考えれれる。 The reason why the time jitter absorption effect described above appears is that the optical pulse train input to the passive mode-locked semiconductor laser responds strongly to the average value of the repetition frequency components of the input optical pulse train. It can be considered.

以上の実験結果も、符号化された光信号を用いて得られた結果であるが、符号化されていない光信号に対しても、入力光信号を構成する光パルスが受動モード同期半導体レーザ内を周回（共振）することによってもたらされる時間ジッタ吸収効果の発現メカニズムに相違はないので、光パルス信号に対しても同様に多重変調効果に基づく時間ジッタ吸収効果が得られる。 The above experimental results are also obtained by using the encoded optical signal. However, the optical pulses constituting the input optical signal are not reflected in the passive mode-locked semiconductor laser even when the optical signal is not encoded. Since there is no difference in the mechanism of the time jitter absorption effect brought about by revolving (resonating), the time jitter absorption effect based on the multiple modulation effect can be obtained for the optical pulse signal as well.

以上の実験結果から、第2モード同期半導体レーザ24に入力される多重光クロック信号22に、図2(D)に示すように強度ジッタあるいは時間ジッタが存在していても、それらジッタは吸収されて、図2(E)に示すような再生光クロック信号26が生成されて出力される。このことから、ステップCにおいて利用されるOTDM回路には、高精度な光遅延あるいは光損失制御が必要とされないため、製造が容易であり、かつ小型で安価なOTDM回路を利用できるという利点が生じる。 From the above experimental results, even if intensity jitter or time jitter is present in the multiplexed optical clock signal 22 input to the second mode-locked semiconductor laser 24 as shown in FIG. Thus, a reproduced optical clock signal 26 as shown in FIG. 2 (E) is generated and output. As a result, the OTDM circuit used in Step C does not require high-accuracy optical delay or optical loss control, and therefore has the advantage of being easy to manufacture and using a small and inexpensive OTDM circuit. .

この発明の第1光クロック信号抽出装置の更に優れている点は、以下の点にある。すなわち、多重光クロック信号22の光強度が小さくても十分に光クロック信号を抽出できる点にある。図7を参照してこの点について説明する。 The further superior point of the first optical clock signal extracting device of the present invention is as follows. That is, the optical clock signal can be extracted sufficiently even if the optical intensity of the multiplexed optical clock signal 22 is small. This point will be described with reference to FIG.

図7は、非特許文献3に開示されている実験データを元にして作成した、時間ジッタの入力光信号強度依存性を示す図であり、再生光クロック信号26が生成されて出力可能であるための最小の多重光クロック信号22の強度を示している。横軸は、第2モード同期半導体レーザ24へ入力される多重光クロック信号22の強度をdBm単位で目盛って示してある。縦軸は、第2モード同期半導体レーザ24から出力される再生光クロック信号26の時間ジッタの大きさをps単位で目盛って示してある。 FIG. 7 is a diagram showing the dependence of time jitter on the input optical signal strength, which is created based on the experimental data disclosed in Non-Patent Document 3, and the regenerated optical clock signal 26 can be generated and output. Therefore, the intensity of the minimum multiplexed optical clock signal 22 is shown. The horizontal axis shows the intensity of the multiplexed optical clock signal 22 input to the second mode-locked semiconductor laser 24 in a scale of dBm. The vertical axis indicates the magnitude of the time jitter of the regenerative optical clock signal 26 output from the second mode-locked semiconductor laser 24 in units of ps.

図7によれば、多重光クロック信号22の強度が-14 dBm以上であれば、時間ジッタが0.4 ps程度まで低減できることがわかる。このように光強度が小さな多重光クロック信号22であっても、時間ジッタ吸収効果が得られる理由は、多重光クロック信号22が第2モード同期半導体レーザ24において光増幅されるためである。因みに、抽出された光クロック信号（再生光クロック信号26に相当する。）の平均強度は、実験結果によれば、10 dBmと高出力であった。 FIG. 7 shows that the time jitter can be reduced to about 0.4 ps when the intensity of the multiplexed optical clock signal 22 is −14 dBm or more. The reason why the time jitter absorption effect can be obtained even with the multiplexed optical clock signal 22 having such a small light intensity is that the multiplexed optical clock signal 22 is optically amplified in the second mode-locked semiconductor laser 24. Incidentally, the average intensity of the extracted optical clock signal (corresponding to the reproduced optical clock signal 26) was as high as 10 dBm according to the experimental results.

図7に示した実験結果は、符号化された光信号を用いて得られた結果であるが、光パルスが受動モード同期半導体レーザ内を周回（共振）することによってもたらされる時間ジッタ吸収効果の発現メカニズムに相違はないので、多重光クロック信号22の強度が-14 dBm以上であれば、時間ジッタが0.4 ps程度まで低減できることは明らかである。 The experimental result shown in FIG. 7 is a result obtained by using an encoded optical signal. However, the time jitter absorption effect caused by the optical pulse revolving in the passive mode-locked semiconductor laser (resonance) is obtained. Since there is no difference in the expression mechanism, it is clear that the time jitter can be reduced to about 0.4 ps if the intensity of the multiplexed optical clock signal 22 is -14 dBm or more.

分周光クロック信号18は、OTDM回路20を通過することによってその強度は減少する。この強度減少は、主に光カプラ30、34、38、42及び光伝送路31、32、36、39、40で生じる。一般にOTDM回路は、光カプラを用いて構成した図3に示したタイプのものに限らず、PLC回路を用いて構成しても、光損失は同様に発生する。この発明の光クロック信号抽出装置によれば、第2モード同期半導体レーザ24に入力される多重光クロック信号22の強度は弱くてもかまわない構成であるので、OTDM回路で発生する光損失を補うための、光増幅器等の付加的な素子を必要としない。また、上述したように、再生光クロック信号26もその平均強度は十分に大きいので、この発明の光クロック信号抽出装置から出力される再生光クロック信号を、光通信システム等でそのまま利用できる。そのため、この発明の光クロック信号抽出装置から出力される再生光クロック信号を増幅するための光増幅器等の付加的な素子も必要としない。 The frequency of the divided optical clock signal 18 decreases as it passes through the OTDM circuit 20. This decrease in intensity mainly occurs in the optical couplers 30, 34, 38, 42 and the optical transmission lines 31, 32, 36, 39, 40. In general, the OTDM circuit is not limited to the type shown in FIG. 3 configured using an optical coupler, and optical loss similarly occurs even when configured using a PLC circuit. According to the optical clock signal extraction device of the present invention, the intensity of the multiplexed optical clock signal 22 input to the second mode-locked semiconductor laser 24 may be low, so that the optical loss generated in the OTDM circuit is compensated. Therefore, an additional element such as an optical amplifier is not required. As described above, since the average intensity of the regenerated optical clock signal 26 is sufficiently large, the regenerated optical clock signal output from the optical clock signal extraction device of the present invention can be used as it is in an optical communication system or the like. Therefore, an additional element such as an optical amplifier for amplifying the recovered optical clock signal output from the optical clock signal extraction device of the present invention is not required.

この発明の光クロック信号抽出装置（第1及び第2光クロック信号抽出装置）の優れた特長を、図8(A)及び(B)を参照して取りまとめて説明する。後述するこの発明の第2光クロック信号抽出装置についても、以下の説明はそのまま成立するので、ここでは、第1及び第2光クロック信号抽出装置を合わせて、この発明の光クロック信号抽出装置として説明する。OTDM回路と後述する光分散媒体とを多重回路94として説明する。 The excellent features of the optical clock signal extraction device (first and second optical clock signal extraction devices) of the present invention will be described together with reference to FIGS. 8 (A) and (B). The second optical clock signal extraction device of the present invention to be described later also applies to the following description as it is, so here, the first and second optical clock signal extraction devices are combined and used as the optical clock signal extraction device of the present invention. explain. The OTDM circuit and an optical dispersion medium described later will be described as a multiplexing circuit 94.

図8(A)及び(B)は、この発明の光クロック信号抽出装置の構造の特徴の説明に供する図である。図8(A)は、分周クロック信号抽出装置とOTDM回路を具えた従来の光クロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図であり、図8(B)は、この発明の光クロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。入力光信号のビットレートを160 Gbit/sとし、ベースレートを40 Gbit/sとして示してある。 FIGS. 8A and 8B are diagrams for explaining the characteristics of the structure of the optical clock signal extraction device of the present invention. FIG. 8 (A) is a schematic block diagram of a conventional optical clock signal extraction device including a divided clock signal extraction device and an OTDM circuit, and FIG. 8 (B) is an optical clock signal extraction device of the present invention. FIG. The bit rate of the input optical signal is 160 Gbit / s, and the base rate is 40 Gbit / s.

図8(A)に示す従来の光クロック信号抽出装置は、分周クロック信号抽出装置70、モード同期半導体レーザ72、及び光クロック信号生成部80を具えて構成される。光クロック信号生成部80は、第1光増幅器74、第2光増幅器78及び従来のOTDM回路76を具えて構成されている。OTDM回路76には、遅延時間・損失・光位相制御信号が供給されてOTDM回路76において発生する光強度損失を補い、チャンネルごとの特性のばらつきや、環境変化による変動を補償する構成となっている。 The conventional optical clock signal extraction device shown in FIG. 8 (A) includes a divided clock signal extraction device 70, a mode-locked semiconductor laser 72, and an optical clock signal generation unit 80. The optical clock signal generator 80 includes a first optical amplifier 74, a second optical amplifier 78, and a conventional OTDM circuit 76. The OTDM circuit 76 is supplied with delay time, loss, and optical phase control signals to compensate for the light intensity loss that occurs in the OTDM circuit 76, and to compensate for variations in characteristics for each channel and fluctuations due to environmental changes. Yes.

図8(B)に示すこの発明の光クロック信号抽出装置は、分周クロック信号抽出装置90、第1モード同期半導体レーザ92、及び光クロック信号生成部98を具えて構成される。光クロック信号生成部98は、多重回路94と第2モード同期半導体レーザ96とを具えて構成されている。 The optical clock signal extraction device of the present invention shown in FIG. 8B includes a frequency-divided clock signal extraction device 90, a first mode-locked semiconductor laser 92, and an optical clock signal generation unit 98. The optical clock signal generation unit 98 includes a multiplexing circuit 94 and a second mode-locked semiconductor laser 96.

従来の光クロック信号抽出装置が具える分周クロック信号抽出装置70及びモード同期半導体レーザ72は、この発明の光クロック信号抽出装置が具える分周クロック信号抽出装置90及び第1モード同期半導体レーザ92がそれぞれ対応し、同一のものを利用することができる。一方、従来の光クロック信号抽出装置が具える光クロック信号生成部80とこの発明の光クロック信号抽出装置が具える光クロック信号生成部98とがその構成を異にしている。 The frequency-divided clock signal extraction device 70 and the mode-locked semiconductor laser 72 provided in the conventional optical clock signal extraction device are the frequency-divided clock signal extraction device 90 and the first mode-locked semiconductor laser provided in the optical clock signal extraction device of the present invention. 92 corresponds to each and the same thing can be used. On the other hand, the optical clock signal generation unit 80 provided in the conventional optical clock signal extraction device and the optical clock signal generation unit 98 provided in the optical clock signal extraction device of the present invention have different configurations.

この発明の光クロック信号抽出装置において、ステップAは分周クロック信号抽出装置70によって実行される。この分周クロック信号抽出装置70は、その基本動作を電子デバイスが担っているので、その動作は安定している。また、伸張歪量子井戸構造を利用するなどしてEA光変調器を構成することによって、入力光信号に対して偏波無依存動作を実現できる。従って、分周クロック信号抽出装置70に入力されるビットレートが160 Gbit/sの入力光信号の偏波に依存することなく、安定してビットレートが40 Gbit/sの分周電気クロック信号を抽出することが可能である。この偏波無依存で分周電気クロック信号が入力光信号から抽出できる点については、従来の光クロック信号抽出装置においても同様である。 In the optical clock signal extracting device of the present invention, step A is executed by the divided clock signal extracting device 70. The frequency-divided clock signal extraction device 70 is stable in operation because the electronic device is responsible for the basic operation. In addition, by configuring the EA optical modulator by using an extension strain quantum well structure, a polarization-independent operation can be realized for the input optical signal. Therefore, a divided electric clock signal with a bit rate of 40 Gbit / s can be stably output without depending on the polarization of the input optical signal with a bit rate of 160 Gbit / s input to the divided clock signal extraction device 70. It is possible to extract. The same applies to the conventional optical clock signal extraction device in that the frequency-divided electric clock signal can be extracted from the input optical signal without depending on the polarization.

この発明の光クロック信号抽出装置において、ステップDは、第2モード同期半導体レーザ96で実行され、多重光クロック信号から、この多重光クロック信号の繰り返し周波数と一致した、ビットレートが160 Gbit/sの再生光クロック信号が生成されて出力される。多重光クロック信号に強度ジッタあるいは時間ジッタが存在しても、第2モード同期半導体レーザ96において発現する強度ジッタ吸収効果及び時間ジッタ吸収効果によって、強度ジッタ及び時間ジッタの小さなビットレートが160 Gbit/sの再生光クロック信号が生成されて出力される。このため、従来のOTDM回路76に付随させる必要があった、遅延時間・損失・光位相制御信号を供給するための装置を必要としない。 In the optical clock signal extraction device of the present invention, step D is executed by the second mode-locked semiconductor laser 96, and a bit rate of 160 Gbit / s that matches the repetition frequency of the multiplexed optical clock signal is determined from the multiplexed optical clock signal. The reproduced optical clock signal is generated and output. Even if there is intensity jitter or time jitter in the multiplexed optical clock signal, the bit rate with small intensity jitter and time jitter can be reduced to 160 Gbit / h due to the intensity jitter absorption effect and time jitter absorption effect that appear in the second mode-locked semiconductor laser 96. A reproduction optical clock signal of s is generated and output. This eliminates the need for a device for supplying the delay time / loss / optical phase control signal, which has been required to accompany the conventional OTDM circuit 76.

また、従来の光クロック信号抽出装置においては、図8(A）に示すように、ステップCが実行されるOTDM回路76において発生する光損失を補うために、OTDM回路76の前段に第1光増幅器74を設けるか、あるいは後段に第2光増幅器78を設ける必要があった。しかしながら、この発明の光クロック信号抽出装置においては、ステップDにおいて、第2モード同期半導体レーザ96が光増幅機能も合わせて有しているために、光増幅器を新たに設置する必要がない。 Further, in the conventional optical clock signal extraction device, as shown in FIG. 8A, in order to compensate for the optical loss generated in the OTDM circuit 76 in which step C is executed, the first optical signal is placed before the OTDM circuit 76. It is necessary to provide the amplifier 74 or to provide the second optical amplifier 78 in the subsequent stage. However, in the optical clock signal extraction device of the present invention, since the second mode-locked semiconductor laser 96 also has an optical amplification function in step D, it is not necessary to newly install an optical amplifier.

＜第2の実施の形態＞
図9及び図10(A)〜(E)を参照してこの発明の第2光クロック信号抽出装置の構成及びその機能を説明する。図9は、第2光クロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。図10(A)〜(E)は、入力光信号及び第2光クロック信号抽出装置内でのクロック信号の時間波形を示す図である。横軸は時間を任意スケールで示してあり、縦軸方向（縦軸は省略してある。）はクロック信号の強度を任意スケールで示してある。 <Second Embodiment>
The configuration and function of the second optical clock signal extraction device of the present invention will be described with reference to FIG. 9 and FIGS. 10 (A) to (E). FIG. 9 is a schematic block diagram of the second optical clock signal extraction device. FIGS. 10A to 10E are diagrams showing time waveforms of the input optical signal and the clock signal in the second optical clock signal extraction device. The horizontal axis indicates time on an arbitrary scale, and the vertical axis direction (the vertical axis is omitted) indicates the strength of the clock signal on an arbitrary scale.

第2光クロック信号抽出装置は、分周クロック信号抽出装置52、第１モード同期半導体レーザ56、光分散媒体60及び第2モード同期半導体レーザ64を具えて構成される。 The second optical clock signal extraction device includes a divided clock signal extraction device 52, a first mode-locked semiconductor laser 56, an optical dispersion medium 60, and a second mode-locked semiconductor laser 64.

第2光クロック信号抽出装置は、第1光クロック信号抽出装置においてステップCを実行するために設置されたOTDM回路の代わりに、光分散媒体60が設置されている点に特徴がある。これ以外の構成は、第1光クロック信号抽出装置と同一である。従って、以下の説明において、第1光クロック信号抽出装置と共通する部分については、その重複する説明を省略する。 The second optical clock signal extraction device is characterized in that an optical dispersion medium 60 is installed instead of the OTDM circuit installed to execute Step C in the first optical clock signal extraction device. The other configuration is the same as that of the first optical clock signal extraction device. Therefore, in the following description, the description which overlaps about the part which is common in a 1st optical clock signal extraction apparatus is abbreviate | omitted.

第2光クロック信号抽出装置において、第1光クロック信号抽出装置における分周電気クロック信号14及び分周光クロック信号18は、それぞれ分周電気クロック信号54及び分周光クロック信号58と対応する。図10(A)に、伝送レートf(Gbit/s)に相当する周波数の入力光信号50の時間波形を示している。図10(B)は、周波数f/N(GHz)の正弦波信号である分周電気クロック信号54の時間波形を示している。図10(C)は、繰り返し周波数がf/N(GHz)の分周光クロック信号58の時間波形を示している。これらの波形は、第1光クロック信号抽出装置における波形と同一である。 In the second optical clock signal extraction device, the divided electric clock signal 14 and the divided optical clock signal 18 in the first optical clock signal extraction device correspond to the divided electric clock signal 54 and the divided optical clock signal 58, respectively. FIG. 10A shows a time waveform of the input optical signal 50 having a frequency corresponding to the transmission rate f (Gbit / s). FIG. 10B shows a time waveform of the frequency-divided electric clock signal 54 that is a sine wave signal having a frequency of f / N (GHz). FIG. 10C shows a time waveform of the frequency-divided optical clock signal 58 having a repetition frequency of f / N (GHz). These waveforms are the same as those in the first optical clock signal extraction device.

ステップA及びBは第1光クロック信号抽出装置で実行されるステップと同一であるから、その説明を省略する。第2光クロック信号抽出装置で実行される再生光クロック信号抽出ステップの内で、第2光クロック信号抽出装置で実行されるステップと異なるのは、ステップCであるので、以下ステップCについて説明する。 Steps A and B are the same as the steps executed by the first optical clock signal extraction device, and thus description thereof is omitted. Of the regenerative optical clock signal extraction step executed by the second optical clock signal extraction device, the step executed by the second optical clock signal extraction device is different from step C. Step C will be described below. .

（ステップC）
ステップCは、光分散媒体60によって実行される。光分散媒体60は、シングルモード光ファイバなどの光分散特性を有する光導波路を利用することができる。光分散特性を有する光導波路としては、シングルモード光ファイバの他にも、PLC回路等も利用できるが、ここでは、シングルモード光ファイバを利用する。光通信システムは、その光伝送路としてシングルモード光ファイバが使われており、光伝送路と同一形態の光部材を利用するのが、システムの構成上も便利である。 (Step C)
Step C is performed by the light dispersion medium 60. As the light dispersion medium 60, an optical waveguide having light dispersion characteristics such as a single mode optical fiber can be used. As an optical waveguide having light dispersion characteristics, a PLC circuit or the like can be used in addition to a single mode optical fiber. Here, a single mode optical fiber is used. In an optical communication system, a single mode optical fiber is used as an optical transmission line, and it is convenient in terms of system configuration to use an optical member having the same form as the optical transmission line.

光分散媒体60として、次式(1)で与えられる2次光総分散量｜DZ｜を有するシングルモード光ファイバを利用することができる。
｜DZ｜＝cN/(λ²f²) (1)
ここで、Zはシングルモード光ファイバの長さ、Dはシングルモード光ファイバの群速度分散、cは光の真空中での速度、λは第1モード同期半導体レーザの発振中心波長、fは再生光クロック信号の繰り返し周波数である。 As the light dispersion medium 60, a single mode optical fiber having a total secondary light dispersion amount | DZ | given by the following equation (1) can be used.
｜ DZ ｜＝ cN / (λ ² f ² ) (1)
Where Z is the length of the single mode optical fiber, D is the group velocity dispersion of the single mode optical fiber, c is the speed of light in vacuum, λ is the oscillation center wavelength of the first mode-locked semiconductor laser, and f is the reproduction This is the repetition frequency of the optical clock signal.

分周光クロック信号58、光分散媒体60、多重光クロック信号62において、第2モード同期半導体レーザ64に入力される多重光クロック信号62の偏波面が、第2モード同期半導体レーザ64の発振偏波面と一致するように調整する必要がある。そのために、第1光クロック信号抽出装置と同様に、光路59、光分散媒体60及び光路63のいずれかにおいて、第2モード同期半導体レーザ64に入力させる多重光クロック信号62の偏波面を、第2モード同期半導体レーザ64の発振偏波面に一致させるための偏波面コントローラを設定して、この偏波面コントローラによって多重光クロック信号62の偏波面を調整する。 In the frequency-divided optical clock signal 58, the optical dispersion medium 60, and the multiplexed optical clock signal 62, the polarization plane of the multiplexed optical clock signal 62 input to the second mode-locked semiconductor laser 64 is the oscillation polarization of the second mode-locked semiconductor laser 64. It needs to be adjusted to match the wavefront. Therefore, as in the first optical clock signal extraction device, the polarization plane of the multiplexed optical clock signal 62 to be input to the second mode-locked semiconductor laser 64 in any one of the optical path 59, the optical dispersion medium 60, and the optical path 63 is A polarization plane controller for matching the oscillation polarization plane of the two-mode synchronization semiconductor laser 64 is set, and the polarization plane of the multiplexed optical clock signal 62 is adjusted by this polarization plane controller.

繰り返し周波数f_rt、波長がλの光パルス列が、群速度分散Dを有する光分散媒体に入力されると、光分散媒体の全長Zが次式(2)を満足するように設定されていると、出力光パルスは、この出力光パルス列を構成する光パルスの半値幅は入力光パルス列を構成している光パルスの半値幅と変わらず、かつ繰り返し周波数がm逓倍されて出力されることが知られている（例えば、S. Arahira, et al., "Repetition-frequency multiplication of mode-locked pulses using fiber dispersion," IEEE J. Lightwave Techonol. vol. 16, No. 3, pp. 405-410, 1998.）。
Z＝(1/2m)(2c/λ²｜D｜f_rt ²) （2）
式（2）において、f_rt＝f/N、m＝Nとすれば、上述の式(1)が得られる。すなわち、第1モード同期半導体レーザ56から出力される繰り返し周波数f/N分周光クロック信号58を、光分散媒体60に入力することによって、N倍されて繰り返し周波数がfである多重光クロック信号62が出力されるステップCが実行される。上述したようにステップCによって、図10（D）に示す時間波形を有する多重光クロック信号62が生成される。 When an optical pulse train having a repetition frequency f _rt and a wavelength of λ is input to an optical dispersion medium having a group velocity dispersion D, the total length Z of the optical dispersion medium is set to satisfy the following equation (2): It is known that the output optical pulse is output with the half width of the optical pulse constituting the output optical pulse train being the same as the half width of the optical pulse constituting the input optical pulse train, and the repetition frequency being multiplied by m. (Eg, S. Arahira, et al., "Repetition-frequency multiplication of mode-locked pulses using fiber dispersion," IEEE J. Lightwave Techonol. Vol. 16, No. 3, pp. 405-410, 1998. .).
Z = (1 / 2m) (2c / λ ² | D | f _rt ² ) (2)
In the equation (2), if f _rt = f / N and m = N, the above equation (1) is obtained. That is, by inputting the repetition frequency f / N frequency-divided optical clock signal 58 output from the first mode-locked semiconductor laser 56 to the optical dispersion medium 60, the multiplexed optical clock signal multiplied by N and having a repetition frequency f Step C in which 62 is output is executed. As described above, the multiplexed optical clock signal 62 having the time waveform shown in FIG.

光分散媒体60としては、上述のシングルモード光ファイバに限らず、条件式(1)を満たす手段であれば、光ファイバグレーティングや回折格子を用いた光分散付加装置等でも利用可能である。 The light dispersion medium 60 is not limited to the above-described single mode optical fiber, and any means that satisfies the conditional expression (1) can be used in a light dispersion adding device using an optical fiber grating or a diffraction grating.

ステップCを実行するのに、OTDM回路20に代えて光分散媒体60を利用することによって次の利点が得られる。第1に、ステップCを実行するための手段が、シングルモード光ファイバであるので、OTDM回路20よりもその構成が簡単である。もちろん、光ファイバグレーティングや回折格子を用いた光分散付加装置も、OTDM回路20よりもその構成が簡単である。第2に、光分散媒体60によってステップCを実行することによって、分周光クロック信号58の光スペクトルに変化を生じさせないで多重光クロック信号が生成される点である。 The following advantages can be obtained by using the light dispersion medium 60 in place of the OTDM circuit 20 to execute Step C. First, since the means for executing Step C is a single mode optical fiber, its configuration is simpler than that of the OTDM circuit 20. Of course, the optical dispersion adding device using an optical fiber grating or a diffraction grating has a simpler configuration than the OTDM circuit 20. Second, by executing step C by the optical dispersion medium 60, a multiplexed optical clock signal is generated without causing a change in the optical spectrum of the divided optical clock signal 58.

多重光クロック信号に変化が生じない理由は、光分散媒体60においては、この分散媒体の2次分散のみが利用されており、この他にはいかなる非線形光学効果も利用していないことによる。また、光分散媒体60で実行されるステップCにおいては、OTDM回路20では光の干渉効果が利用されているが、光分散媒体60ではこの干渉効果を利用していないので、光スペクトルに変化が生じる過程が含まれていない。従って、光分散媒体60によってステップCを実行することによって、光スペクトルに変化を生じさせないで、多重光クロック信号62を生成することが可能である。 The reason why the multiplexed optical clock signal does not change is that the optical dispersion medium 60 uses only the second-order dispersion of this dispersion medium, and does not use any other nonlinear optical effect. In Step C executed by the light dispersion medium 60, the light interference effect is used in the OTDM circuit 20. However, since the light dispersion medium 60 does not use this interference effect, the optical spectrum changes. The process that occurs is not included. Therefore, by executing Step C with the optical dispersion medium 60, it is possible to generate the multiplexed optical clock signal 62 without causing a change in the optical spectrum.

第1光クロック信号抽出装置においてステップCを実行するために利用されるOTDM回路20は干渉計の組み合わせで構成されているので、分周光クロック信号18を構成する光パルスの光スペクトルに応じて多重光クロック信号22を構成する光パルスの光スペクトルは様々に変化する。この一例が非特許文献6に示されている。非特許文献6によれば、多重光クロック信号22を構成する光パルスに相当する光スペクトルは、分周光クロック信号18を構成する光パルスに相当する波長1.5μｍの光パルスに対して200 THz程度の大きさで変化し得ることを報告している。この程度の変化は、OTDM回路を形成する光カプラの温度変化等で容易に生じる。 Since the OTDM circuit 20 used to execute Step C in the first optical clock signal extraction device is configured by a combination of interferometers, it corresponds to the optical spectrum of the optical pulses that constitute the frequency-divided optical clock signal 18. The optical spectrum of the optical pulse constituting the multiplexed optical clock signal 22 changes variously. An example of this is shown in Non-Patent Document 6. According to Non-Patent Document 6, the optical spectrum corresponding to the optical pulse constituting the multiplexed optical clock signal 22 is 200 THz with respect to the optical pulse having a wavelength of 1.5 μm corresponding to the optical pulse constituting the frequency-divided optical clock signal 18. It has been reported that it can vary in magnitude. Such a change is easily caused by a temperature change of the optical coupler forming the OTDM circuit.

多重光クロック信号62の光スペクトルは、ステップDに大きな影響となって現れる。ステップDは、第2モード同期半導体レーザ64の共振器内部を多重光クロック信号62が周回して、第2モード同期半導体レーザ64の可飽和吸収体の光吸収係数を多重変調することによって達成される。その際に、多重光クロック信号62が第2モード同期半導体レーザ64の共振条件を満足するか否かが、上述の多重変調に影響を与え、この共振条件は、第2モード同期半導体レーザ64を周回する光パルスの波長に依存するからである。ステップDによって、図10(E)に示す時間波形を有する再生光クロック信号66が生成される。 The optical spectrum of the multiplexed optical clock signal 62 appears as a significant influence on Step D. Step D is achieved by multiplex modulation of the optical absorption coefficient of the saturable absorber of the second mode-locked semiconductor laser 64 by the multiplex optical clock signal 62 circulating inside the resonator of the second mode-locked semiconductor laser 64. The At that time, whether or not the multiplexed optical clock signal 62 satisfies the resonance condition of the second mode-locked semiconductor laser 64 has an influence on the above-described multiple modulation. This is because it depends on the wavelength of the circulating optical pulse. By step D, a regenerated optical clock signal 66 having a time waveform shown in FIG. 10 (E) is generated.

上述の多重光クロック信号62の光スペクトルがステップDに与える効果について実証するために、この発明の発明者等は次のような実験を行った。 In order to demonstrate the effect of the optical spectrum of the above-described multiplexed optical clock signal 62 on Step D, the inventors of the present invention conducted the following experiment.

繰り返し周波数40 GHzの受動モード同期半導体レーザに、この受動モード同期半導体レーザの繰り返し周波数とほぼ同一の繰り返し周波数で時間ジッタが小さなマスター光パルス列を注入し、この受動モード同期半導体レーザから出力される光パルス列の時間ジッタが低減されることを確かめる実験を行った。この実験において、マスター光パルス列の光パルスの中心波長を変化させて、受動モード同期半導体レーザから出力される光パルス列の時間ジッタがどのように変化するかについて確かめた。 Light that is output from this passively mode-locked semiconductor laser is injected into a passively mode-locked semiconductor laser with a repetition rate of 40 GHz by injecting a master optical pulse train with small repetition time jitter at the same repetition frequency as that of this passively mode-locked semiconductor laser An experiment was conducted to confirm that the time jitter of the pulse train was reduced. In this experiment, it was confirmed how the time jitter of the optical pulse train output from the passive mode-locked semiconductor laser changes by changing the center wavelength of the optical pulse of the master optical pulse train.

実験結果を、図11、図12(A)及び(B)を参照して説明する。図11は、横軸に（波長デチューニング/モード間隔）を示し、縦軸に受動モード同期半導体レーザから出力される光パルス列の時間ジッタをps単位で目盛って示してある。波長デチューニングとは、マスター光パルス列の光パルスの中心波長の変化の大きさのことであり、モード間隔は、受動モード同期半導体レーザの縦モードの間隔のことである。受動モード同期半導体レーザに入力したマスター光パルス列の強度は-13 dBmに設定して実験した。横軸の値が整数値をとるとき、マスター光パルス列は受動モード同期半導体レーザの共振条件を満足する。 The experimental results will be described with reference to FIGS. 11, 12A and 12B. In FIG. 11, the horizontal axis indicates (wavelength detuning / mode interval), and the vertical axis indicates the time jitter of the optical pulse train output from the passive mode-locked semiconductor laser in units of ps. The wavelength detuning is the magnitude of the change in the center wavelength of the optical pulse of the master optical pulse train, and the mode interval is the interval of the longitudinal mode of the passive mode-locked semiconductor laser. The experiment was performed with the intensity of the master optical pulse train input to the passively mode-locked semiconductor laser set to -13 dBm. When the value on the horizontal axis takes an integer value, the master optical pulse train satisfies the resonance condition of the passive mode-locked semiconductor laser.

図11に示されているように、マスター光パルス列の光パルスの中心波長が、受動モード同期半導体レーザの共振条件を満足するとき、出力される光パルス列の時間ジッタの大きさが極小となっている。すなわち、横軸の値が-1.0、0及び1.0と整数値である時に時間ジッタの値は極小となっている。 As shown in FIG. 11, when the center wavelength of the optical pulse of the master optical pulse train satisfies the resonance condition of the passive mode-locked semiconductor laser, the time jitter of the output optical pulse train is minimized. Yes. That is, when the value on the horizontal axis is −1.0, 0, and 1.0, which are integer values, the time jitter value is minimal.

図12(A)及び(B)は、受動モード同期半導体レーザの光スペクトル（縦モード）及び、この受動モード同期半導体レーザに入力するマスター光パルス列の光スペクトルを、横軸に波長を任意スケールで目盛って示してある。縦軸は省略してあるが、縦軸方向に光強度を任意スケールで示してある。 12A and 12B show the optical spectrum (longitudinal mode) of a passively mode-locked semiconductor laser and the optical spectrum of the master optical pulse train input to this passively mode-locked semiconductor laser. The scale is shown. Although the vertical axis is omitted, the light intensity is shown in an arbitrary scale in the vertical axis direction.

図12(A)には、図11においてAで示す測定点において、受動モード同期半導体レーザの光スペクトル（上図）とマスター光パルス列の光スペクトル（下図）との関係を示している。受動モード同期半導体レーザの光スペクトルの波長でチューニングされた分だけ両者の光スペクトル（縦モード波長）はずれて不一致となっている。それに対して、図12(B)には、図11においてBで示す測定点において、受動モード同期半導体レーザの光スペクトル（上図）とマスター光パルス列の光スペクトル（下図）との関係を示している。これによれば、両者の光スペクトル（縦モード波長）が一致していることがわかる。 FIG. 12A shows the relationship between the optical spectrum of the passive mode-locked semiconductor laser (upper diagram) and the optical spectrum of the master optical pulse train (lower diagram) at the measurement point indicated by A in FIG. The two optical spectra (longitudinal mode wavelengths) are out of alignment by the amount tuned with the wavelength of the passive spectrum laser diode. In contrast, FIG. 12B shows the relationship between the optical spectrum of the passive mode-locked semiconductor laser (upper figure) and the optical spectrum of the master optical pulse train (lower figure) at the measurement point indicated by B in FIG. Yes. According to this, it turns out that both optical spectra (longitudinal mode wavelength) correspond.

上述の実験結果から、以下のことが結論されることを、図13を参照して説明する。図13は、この発明の光クロック信号抽出装置の動作原理の説明に供する図であり、第1及び第2モード同期半導体レーザと、多重回路の光スペクトルとの関係を、第1光クロック信号抽出装置のケース(A)及び(B)の場合と、第2光クロック信号抽出装置の場合とを比較して示している。多重回路の光スペクトルとして示してある中段の光スペクトルの図は、第1光クロック信号抽出装置においては、OTDM回路20から出力される多重光クロック信号22の光スペクトルを示し、第2光クロック信号抽出装置においては、光分散媒体60から出力される多重光クロック信号22の光スペクトルを示している。 The conclusion of the following from the above experimental results will be described with reference to FIG. FIG. 13 is a diagram for explaining the operating principle of the optical clock signal extraction device according to the present invention. The relationship between the first and second mode-locked semiconductor lasers and the optical spectrum of the multiplexing circuit is shown in FIG. The cases (A) and (B) of the device are compared with the case of the second optical clock signal extraction device. The optical spectrum diagram of the middle stage shown as the optical spectrum of the multiplex circuit shows the optical spectrum of the multiplexed optical clock signal 22 output from the OTDM circuit 20 in the first optical clock signal extraction device, and the second optical clock signal In the extraction device, the optical spectrum of the multiplexed optical clock signal 22 output from the optical dispersion medium 60 is shown.

すなわち、図13においては、第1モード同期半導体レーザ(16又は56)の発振縦モードを最上段に示し、多重回路（OTDM多重回路20又は光分散媒体60）から出力される光スペクトルを中段に示し、第2モード同期半導体レーザ(24又は64)の発振縦モードを最下段に示してある。 That is, in FIG. 13, the longitudinal mode of oscillation of the first mode-locked semiconductor laser (16 or 56) is shown in the uppermost stage, and the optical spectrum output from the multiplexing circuit (OTDM multiplexing circuit 20 or optical dispersion medium 60) is shown in the middle stage. The oscillation longitudinal mode of the second mode-locked semiconductor laser (24 or 64) is shown at the bottom.

第1光クロック信号抽出装置において、ステップCが実行されて多重光クロック信号22が生成されて、この多重光クロック信号22を構成する各光パルスの相互の関係が同位相の関係であるとする。このとき、多重光クロック信号22の光スペクトルを構成するスペクトル成分が第2モード同期半導体レーザ24の縦モードのそれぞれと一致すると、共振作用が発現し、第2モード同期半導体レーザ24から出力される再生光クロック信号26の時間ジッタは、非常に小さくなる。 In the first optical clock signal extraction device, it is assumed that the multiplexed optical clock signal 22 is generated by executing step C, and the optical pulses constituting the multiplexed optical clock signal 22 have the same phase relationship. . At this time, when the spectral components constituting the optical spectrum of the multiplexed optical clock signal 22 coincide with each of the longitudinal modes of the second mode-locked semiconductor laser 24, a resonance action appears and is output from the second mode-locked semiconductor laser 24. The time jitter of the recovered optical clock signal 26 is very small.

このことが、図13において、一番左の欄に第1光クロック信号抽出装置のケース(A)として示してある。すなわち、中段に示されたOTDM回路20の光スペクトルと第2モード同期半導体レーザ24の出力光スペクトルの縦モードとが一致している。 This is shown as case (A) of the first optical clock signal extraction device in the leftmost column in FIG. That is, the optical spectrum of the OTDM circuit 20 shown in the middle stage matches the longitudinal mode of the output optical spectrum of the second mode-locked semiconductor laser 24.

一方、多重光クロック信号22を構成する隣接する各光パルスの相互の関係が逆位相の関係であるとする。このとき、第2モード同期半導体レーザ24の縦モード成分のそれぞれは、図13の第1光クロック信号抽出装置ケース（B）として示された中段及び下段に示されているように、OTDM回路20の光スペクトルのスペクトル成分が並んでいる丁度中間の位置に配置される。この場合には、第2モード同期半導体レーザ24において、共振作用が発現しないため、ステップDにおいて生成される再生光クロック信号26の時間ジッタは大きくなる。 On the other hand, it is assumed that the relationship between adjacent optical pulses constituting the multiplexed optical clock signal 22 is an antiphase relationship. At this time, each of the longitudinal mode components of the second mode-locked semiconductor laser 24 is, as shown in the middle and lower stages shown as the first optical clock signal extraction device case (B) in FIG. Are arranged at exactly the middle positions where the spectral components of the light spectrum are arranged. In this case, the second mode-locked semiconductor laser 24 does not exhibit a resonance effect, so that the time jitter of the reproduced optical clock signal 26 generated in step D increases.

既に説明したように、ステップCにおいて生成される多重光クロック信号22の光スペクトルの形状は、OTDM回路20を構成する光カプラ等の光部品の温度変化等で容易に変化する。そのため、ステップC及びステップDがOTDM回路20において安定して実行されるためには、少なくともOTDM回路20の温度制御が必要となる。このため、第1光クロック信号抽出装置は、システムが複雑となる。 As already described, the shape of the optical spectrum of the multiplexed optical clock signal 22 generated in step C easily changes due to temperature changes of optical components such as an optical coupler constituting the OTDM circuit 20. Therefore, in order for Step C and Step D to be executed stably in the OTDM circuit 20, at least temperature control of the OTDM circuit 20 is required. This complicates the system of the first optical clock signal extraction device.

一方、第2光クロック信号抽出装置におけるステップCおよびステップDにおいては、光分散媒体60から出力される多重光クロック信号62は、入力信号である分周光クロック信号58と、その光スペクトルが変化していない。従って、第2モード同期半導体レーザ64に入力される多重光クロック信号62の光スペクトルは常に一定である。そのため、第2モード同期半導体レーザ64で共振作用が常に発現する環境に設定しておきさえすれば、ステップDが常に高効率に安定して実行される。 On the other hand, in Step C and Step D in the second optical clock signal extraction device, the multiplexed optical clock signal 62 output from the optical dispersion medium 60 is changed in its optical spectrum from the divided optical clock signal 58 that is an input signal. Not done. Therefore, the optical spectrum of the multiplexed optical clock signal 62 input to the second mode-locked semiconductor laser 64 is always constant. Therefore, as long as the second mode-locked semiconductor laser 64 is set in an environment in which a resonance action is always exhibited, Step D is always executed stably with high efficiency.

このことは、図13において、第2光クロック抽出装置として右欄に示してある。最上段に示してある第1モード同期半導体レーザ56の光スペクトルと、中段に示してある光分散媒体60から出力される多重光クロック信号62の光スペクトルは同一である。そして最下段に示している第2モード同期半導体レーザ64から出力される再生光クロック信号66の光スペクトルの縦モードは、中段に示してある多重光クロック信号62の光スペクトルの何れかと一致している。このため、上述したように、ステップDが常に高効率に安定して実行される。 This is shown in the right column in FIG. 13 as the second optical clock extraction device. The optical spectrum of the first mode-locked semiconductor laser 56 shown at the top and the optical spectrum of the multiplexed optical clock signal 62 output from the optical dispersion medium 60 shown at the middle are the same. The longitudinal mode of the optical spectrum of the regenerated optical clock signal 66 output from the second mode-locked semiconductor laser 64 shown at the bottom is consistent with one of the optical spectra of the multiplexed optical clock signal 62 shown at the middle. Yes. For this reason, as described above, step D is always executed stably with high efficiency.

第1及び第2モード同期半導体レーザを、単一の半導体基板に集積化して形成すれば、ペルチエ素子等で両者は一括して高精度に温度制御することが可能である。この温度制御は、OTDM回路の温度制御に比較して容易に、かつ低コストで実現できる。 If the first and second mode-locked semiconductor lasers are integrated on a single semiconductor substrate, both of them can be temperature controlled with high accuracy by a Peltier element or the like. This temperature control can be realized easily and at a lower cost than the temperature control of the OTDM circuit.

図12(A)及び(B)あるいは図13において、多重光クロック信号のスペクトル成分と再生光クロック信号の光スペクトル成分とが一致するかしないかを示すに当たり、一致する場合として両者の光スペクトル成分同士が完全に一致する場合を示している。しかしながら、両者に多少の相違があっても、特に、多重光クロック信号の波長帯域が第2モード同期半導体レーザの利得帯域に含まれていれば、この発明におけるステップDは実行される。ただし、多重光クロック信号を構成する光パルスの光スペクトルの中心波長が、第2モード同期半導体レーザの共振条件を満足していることが望ましい。 12 (A) and (B) or FIG. 13, in indicating whether or not the spectral components of the multiplexed optical clock signal and the optical spectral component of the regenerated optical clock signal match, both optical spectral components This shows a case where the two match completely. However, even if there is a slight difference between them, step D in the present invention is executed particularly when the wavelength band of the multiplexed optical clock signal is included in the gain band of the second mode-locked semiconductor laser. However, it is desirable that the center wavelength of the optical spectrum of the optical pulse constituting the multiplexed optical clock signal satisfies the resonance condition of the second mode-locked semiconductor laser.

＜分周クロック信号抽出装置＞
図14を参照してこの発明の光クロック信号抽出装置の分周クロック信号抽出装置の代表的な構成例及びその機能について説明する。図14は、分周クロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。図14において、光ファイバ等の光信号の経路を太線で示し、電気信号の経路を細線で示してある。また、簡便のために、これら太線及び細線に付された番号及び記号は、それぞれ光信号あるいは電気信号を意味するものとする。 <Divided clock signal extraction device>
With reference to FIG. 14, a typical configuration example and function of the divided clock signal extraction device of the optical clock signal extraction device of the present invention will be described. FIG. 14 is a schematic block diagram of the frequency-divided clock signal extraction device. In FIG. 14, the path of an optical signal such as an optical fiber is indicated by a thick line, and the path of an electrical signal is indicated by a thin line. For the sake of simplicity, the numbers and symbols given to these thick and thin lines mean optical signals or electrical signals, respectively.

ここでは、一例として、1チャンネル当り40 Gbit/sのビットレートの4チャンネル分の信号が光時分割多重されて、160 Gbit/sのRZ符号化された入力光信号を想定して、分周電気クロック信号抽出の構成及びその動作を説明する。しかしながら、以下の説明は、この伝送レート及びベースレートに限定されることなく成立することは明らかである。 Here, as an example, a signal for four channels with a bit rate of 40 Gbit / s per channel is optically time-division multiplexed, and an input optical signal that is 160 Gbit / s RZ-coded is assumed to be divided. The configuration and operation of electric clock signal extraction will be described. However, it is clear that the following description is established without being limited to the transmission rate and the base rate.

入力光信号148は、EA光変調器150に入力される。EA光変調器150には、(40-Δf) GHzの電気信号179が入力されており、この電気信号179によって、光パルス信号148が変調される。EA光変調器150に入力される周波数(40-Δf) GHzの電気信号は、厳密な正弦波であるが、変調を被る入力光信号148がパルス形状の信号であるために、(40-Δf) GHzのN逓倍の周期の電気信号をフーリエ成分として含む信号となる。ここで、Nは1以上の整数である。 The input optical signal 148 is input to the EA optical modulator 150. The EA optical modulator 150 receives an electric signal 179 of (40−Δf) GHz, and the optical pulse signal 148 is modulated by the electric signal 179. The frequency (40-Δf) GHz electrical signal input to the EA optical modulator 150 is a strict sine wave, but the input optical signal 148 subject to modulation is a pulse-shaped signal, so (40-Δf ) A signal that includes an electrical signal with a frequency of N times multiplication of GHz as a Fourier component. Here, N is an integer of 1 or more.

以後の説明において、厳密な正弦波を加えて、変調を被った光信号出力がパルス形状である場合において、混乱が生じない範囲で、フーリエ成分を含むことについては言及せずに、主要周波数成分の周波数値を代表値として用いて表現する場合もある。例えば、上述の場合には、単に(40-Δf) GHzの周波数の電気信号等と表現することもある。 In the following explanation, when the optical signal output subjected to modulation with a strict sine wave is in the form of a pulse, the main frequency component is not referred to as including a Fourier component in a range in which confusion does not occur. In some cases, the frequency value is used as a representative value. For example, in the above case, it may be simply expressed as an electrical signal having a frequency of (40−Δf) GHz.

EA光変調器150は、EA光変調器150に設けられた光導波路を、EA光変調器150への入力光である光パルス信号148が伝播する際に、その導波路の有する吸収係数が、EA光変調器150への入力電気信号である電気信号179の周波数に従って変動する。すなわち、(40-Δf) GHzの周波数で、EA光変調器150内に設けられた光導波路を伝播する入力光（光パルス信号148）が透過されたり、遮断されたりする。ここで、Δfは、40 GHzと比較して十分に小さい周波数値であり、例えば150 MHz程度の値に設定される。 When the optical pulse signal 148 that is input light to the EA optical modulator 150 propagates through the optical waveguide provided in the EA optical modulator 150, the EA optical modulator 150 has an absorption coefficient of the waveguide, It fluctuates according to the frequency of the electric signal 179 that is an input electric signal to the EA optical modulator 150. That is, the input light (optical pulse signal 148) propagating through the optical waveguide provided in the EA optical modulator 150 is transmitted or blocked at a frequency of (40−Δf) GHz. Here, Δf is a sufficiently small frequency value compared to 40 GHz, and is set to a value of about 150 MHz, for example.

以後、説明の便宜のために、一般にEA光変調器が、入力光に対してこのEA光変調器に入力される電気信号の周波数F Hzで透明になったり不透明になったりする現象に因んで、EA光変調器を、F Hzの透過窓と称することもある。すなわち、上述のEA光変調器150は、(40-Δf) GHzの周波数の電気信号179に従って、透明になったり不透明になったりするので、(40-Δf) GHzの透過窓である。 Hereinafter, for convenience of explanation, the EA optical modulator is generally caused by the phenomenon that the input signal becomes transparent or opaque at the frequency F Hz of the electric signal input to the EA optical modulator. The EA light modulator is sometimes referred to as an F Hz transmission window. That is, the above-described EA optical modulator 150 becomes a transparent window of (40−Δf) GHz because it becomes transparent or opaque according to the electric signal 179 having a frequency of (40−Δf) GHz.

入力光信号148は、EA光変調器150に入力されることによって、160 Gbit/sのRZ符号化された光パルス信号成分の内、(40-Δf) GHzの透過窓を通過できた成分のみが濾し取られて、変調光パルス信号151として出力される。すなわち、このステップは、EA光変調器150に入力光信号148を入力して、入力光信号148のベースレートクロック周波数f（＝160GHｚ）の1/N（＝1/4）の周波数に、低周波数成分Δfをミキシングした周波数(40-Δf) GHzの変調電気信号で変調して、変調光パルス信号151として出力する光変調ステップである。 The input optical signal 148 is input to the EA optical modulator 150, so that only the component that can pass through the (40-Δf) GHz transmission window among the 160 Gbit / s RZ-encoded optical pulse signal components. Are filtered out and output as a modulated light pulse signal 151. That is, in this step, the input optical signal 148 is input to the EA optical modulator 150, and the frequency is reduced to 1 / N (= 1/4) of the base rate clock frequency f (= 160 GHz) of the input optical signal 148. This is an optical modulation step in which a frequency (40−Δf) GHz modulated electric signal obtained by mixing the frequency component Δf is modulated and output as a modulated optical pulse signal 151.

変調光パルス信号151は、光信号を電気信号に変換するO/E変換器152に入力されて、第1電気信号153として出力される。すなわち、このステップは、光電変換器であるO/E変換器152に変調光パルス信号151を入力して、第1電気信号153に変換して出力する光電変換ステップである。 The modulated optical pulse signal 151 is input to an O / E converter 152 that converts an optical signal into an electrical signal, and is output as a first electrical signal 153. In other words, this step is a photoelectric conversion step in which the modulated light pulse signal 151 is input to the O / E converter 152 that is a photoelectric converter, converted into the first electric signal 153, and output.

第1電気信号153は、透過帯域の中心周波数がΔfの4倍である周波数、(4Δf) GHzの第1バンドパスフィルタ154によって、第1電気信号153の有する周波数成分の内、(4Δf) GHzの周波数成分だけが濾し取られ、(4Δf) GHzの第2電気信号155が出力される。すなわち、このステップは、第1バンドパスフィルタ154に第1電気信号153を入力して、周波数ΔfのN逓倍（一般にNは１以上の整数で、ここでは4）の周波数（NΔf）GHｚの電気信号のみを選択して第2電気信号155として出力する第1バンドパスステップである。 The first electric signal 153 has a frequency whose center frequency of the transmission band is four times Δf, and (4Δf) GHz among the frequency components of the first electric signal 153 by the first bandpass filter 154 of (4Δf) GHz. Are filtered out, and a second electric signal 155 of (4Δf) GHz is output. That is, in this step, the first electric signal 153 is input to the first bandpass filter 154, and the frequency ΔN is multiplied by N (generally, N is an integer equal to or greater than 1, here 4). This is a first band pass step in which only the signal is selected and output as the second electric signal 155.

第2電気信号155は位相比較器156に入力される。位相比較器156において、第2電気信号155と周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号175との位相が比較される。周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号175は、周波数Δf GHzの電気信号を出力する基準信号発生器168から出力される電気信号169を、パワー分岐器172を介して4逓倍器174に入力し、4逓倍器174から出力される電気信号である。第2電気信号155と第3電気信号175との位相が合致していれば、位相比較器156から出力される電気信号157は0 Vとなり、位相差の大きさに比例して電気信号157の電圧が大きくなる。 The second electric signal 155 is input to the phase comparator 156. In the phase comparator 156, the phases of the second electric signal 155 and the third electric signal 175 having a frequency of (4Δf) GHz are compared. The third electric signal 175 having a frequency of (4Δf) GHz is input to the quadruple multiplier 174 via the power branching unit 172 and the electric signal 169 output from the reference signal generator 168 that outputs the electric signal having the frequency Δf GHz. The electric signal output from the quadruple multiplier 174. If the phases of the second electric signal 155 and the third electric signal 175 match, the electric signal 157 output from the phase comparator 156 becomes 0 V, and the electric signal 157 is proportional to the magnitude of the phase difference. The voltage increases.

位相比較器156で実行されるステップは、位相比較器156を用いて周波数（NΔf）GHｚの第2電気信号155と周波数ΔfのN倍の周波数（NΔf）GHｚの第3電気信号175との位相を比較して、両電気信号の位相との差成分を第4電気信号157として出力する位相比較ステップである。 The steps executed by the phase comparator 156 are the phases of the second electric signal 155 having the frequency (NΔf) GHz and the third electric signal 175 having the frequency (NΔf) GHz that is N times the frequency Δf. Is a phase comparison step in which the difference component between the phases of both electrical signals is output as the fourth electrical signal 157.

第4電気信号157は、ラグリードフィルタ158に入力されて、時間的に平均化された強度の第5電気信号159として出力される。すなわち、このステップは、ラグリードフィルタ158を用いて、第2電気信号155と第3電気信号175の位相との差成分を時間平均して、時間平均差成分である第5電気信号159として出力する時間平均差成分出力ステップが実行される。 The fourth electrical signal 157 is input to the lag reed filter 158 and output as a fifth electrical signal 159 having a strength averaged over time. That is, this step uses the lag reed filter 158 to time-average the difference component between the phase of the second electric signal 155 and the third electric signal 175, and outputs it as a fifth electric signal 159 that is a time average difference component. The time average difference component output step is executed.

第5電気信号159はVCO 160に入力される。VCO 160は、入力される第5電気信号159の電圧に比例する周波数の電気信号である、第6電気信号161を出力する機能を有している。すなわちここで実行されるステップは、VCO 160を用いて、第5電気信号159を第6電気信号161に変換して出力する周波数電圧制御ステップである。VCO 160から出力される第6電気信号161の周波数は、160 Gbit/sのRZ符号化された入力光信号148から抽出される周波数（NΔf）GHｚの第2電気信号155の位相と、周波数（NΔf）GHｚの第3電気信号175の位相とが合致するように変化する。この理由を以下に説明する。 The fifth electric signal 159 is input to the VCO 160. The VCO 160 has a function of outputting a sixth electric signal 161 that is an electric signal having a frequency proportional to the voltage of the input fifth electric signal 159. That is, the step executed here is a frequency voltage control step in which the VCO 160 is used to convert the fifth electric signal 159 into the sixth electric signal 161 and output it. The frequency of the sixth electric signal 161 output from the VCO 160 is the frequency (NΔf) of the second electric signal 155 of GHz extracted from the 160 Gbit / s RZ-encoded input optical signal 148, and the frequency ( NΔf) changes so that the phase of the third electrical signal 175 of GHz matches. The reason for this will be described below.

VCO 160は、第5電気信号159が0 Vである場合に出力する周波数（VCO 160の中心周波数）をf/N（＝40）GHzに設定しておけば、第2電気信号155の位相と第3電気信号175の位相とが合致した場合に、周波数がf/N GHzの第6電気信号161を出力する。すなわち、第5電気信号159が0 Vとなるためには、変調光パルス信号151と、基準信号発生器168から出力される電気信号169とが同期する必要がある。 If the frequency output when the fifth electrical signal 159 is 0 V (the center frequency of the VCO 160) is set to f / N (= 40) GHz, the VCO 160 When the phase of the third electric signal 175 matches, the sixth electric signal 161 having a frequency of f / N GHz is output. That is, in order for the fifth electric signal 159 to be 0 V, the modulated optical pulse signal 151 and the electric signal 169 output from the reference signal generator 168 need to be synchronized.

第2電気信号155は第1電気信号153の有する周波数成分の内(4Δf) GHzの周波数成分だけが濾し取られた信号であり、第1電気信号153は変調光パルス信号151がO/E変換器152に入力されて電気信号に変換された信号である。また、変調光パルス信号151は、入力光信号148のベースレートクロック周波数f（＝160GHｚ）の1/N（＝1/4）の周波数に低周波数成分Δfをミキシングした周波数N(40-Δf) GHzで変調されてEA光変調器150から出力された信号である。従って、第2電気信号155の位相に同期するとは、入力光信号148のベースレートクロックの周波数f（＝160GHｚ）の1/N（＝1/4）の周波数の電気信号の位相に同期することに相当する。 The second electric signal 155 is a signal obtained by filtering out only the frequency component of (4Δf) GHz among the frequency components of the first electric signal 153. The first electric signal 153 is an O / E conversion of the modulated optical pulse signal 151. The signal is input to the device 152 and converted into an electrical signal. The modulated optical pulse signal 151 has a frequency N (40−Δf) obtained by mixing a low frequency component Δf with a frequency 1 / N (= 1/4) of the base rate clock frequency f (= 160 GHz) of the input optical signal 148. This is a signal modulated from GHz and output from the EA optical modulator 150. Therefore, synchronizing with the phase of the second electric signal 155 means synchronizing with the phase of the electric signal having a frequency of 1 / N (= 1/4) of the frequency f (= 160 GHz) of the base rate clock of the input optical signal 148. It corresponds to.

VCO 160から出力される第6電気信号161は、パワー分岐器162によって分岐され、一方はこのPLL系の帰還信号としてミキサー164に入力される。もう一方は抽出された分周電気クロック信号180として出力される。 The sixth electric signal 161 output from the VCO 160 is branched by the power branching device 162, and one is input to the mixer 164 as a feedback signal of this PLL system. The other is output as the extracted divided electric clock signal 180.

ミキサー164には、VCO 160から出力される第6電気信号161と、パワー分岐器172を介して基準信号発生器168から出力される周波数（Δf）GHzの電気信号である第7電気信号169とが入力される。この結果ミキサー164からは、周波数が（40±nΔf）GHzの複数の電気信号成分が合成された第8電気信号165が出力される。 The mixer 164 includes a sixth electric signal 161 output from the VCO 160, and a seventh electric signal 169 that is an electric signal having a frequency (Δf) GHz output from the reference signal generator 168 via the power divider 172. Is entered. As a result, the mixer 164 outputs an eighth electric signal 165 in which a plurality of electric signal components having a frequency of (40 ± nΔf) GHz are combined.

第8電気信号165は、透過帯域の中心周波数が(40-Δf) GHzである第2バンドパスフィルタ176に入力され、第8電気信号165が有する複数の周波数成分の中から周波数が(40-Δf) GHzの電気信号だけが濾し取られて、第9電気信号177として出力される。周波数が(40-Δf) GHzの電気信号である第9電気信号177は、増幅器178で増幅されて第10電気信号179に変換されて、EA光変調器150に入力される。増幅器178は、EA光変調器150を透過窓として動作させるために必要に応じて設置されるものであり、必ず設置しなければならないものではない。 The eighth electric signal 165 is input to the second bandpass filter 176 whose transmission band center frequency is (40−Δf) GHz, and the frequency of the eighth electric signal 165 is (40− Only the electrical signal of Δf) GHz is filtered and output as the ninth electrical signal 177. The ninth electric signal 177, which is an electric signal having a frequency of (40−Δf) GHz, is amplified by the amplifier 178, converted into the tenth electric signal 179, and input to the EA optical modulator 150. The amplifier 178 is installed as necessary in order to operate the EA optical modulator 150 as a transmission window, and is not necessarily installed.

なお、第10電気信号179は、EA光変調器150に入力される変調信号であるので、変調電気信号ということもある。 Note that the tenth electrical signal 179 is a modulated signal input to the EA optical modulator 150, and may be referred to as a modulated electrical signal.

ここで、EA光変調器150から出力される変調光パルス信号151について説明する。EA光変調器150は、電圧を印加することによって光の透過率が変化する特性を有する素子である。従って、EA光変調器150に入力させる光信号を、EA光変調器150に電気信号を印加することによって光強度変調することができる。 Here, the modulated optical pulse signal 151 output from the EA optical modulator 150 will be described. The EA light modulator 150 is an element having a characteristic that the light transmittance is changed by applying a voltage. Therefore, an optical signal input to the EA optical modulator 150 can be modulated by applying an electric signal to the EA optical modulator 150.

一方、EA光変調器150に印加する電気信号は厳密には正弦波であるが、EA光変調器150から出力される光信号は非正弦波である。EA光変調器150から出力される光信号は正弦波ではなく、変調光パルス信号151となるので、その信号には、(40-Δf) GHzの繰り返し周期成分に加えて、(40-Δf) GHzの逓倍の繰り返し周期成分もフーリエ成分として含まれる。 On the other hand, the electrical signal applied to the EA optical modulator 150 is strictly a sine wave, but the optical signal output from the EA optical modulator 150 is a non-sine wave. Since the optical signal output from the EA optical modulator 150 is not a sine wave but a modulated optical pulse signal 151, in addition to the repetition period component of (40-Δf) GHz, the signal includes (40-Δf) A repetition period component of multiplication of GHz is also included as a Fourier component.

従って、光変調ステップにおいて、EA光変調器150に入力される制御信号である第10電気信号179に含まれる(40-Δf) GHzの4逓倍周波数成分である(160-4Δf) GHz成分と、160 Gbit/sのRZ符号化された入力光信号148の有する160 GHz成分との差周波である(4Δf) GHz成分が抽出されることとなる。すなわち、EA光変調器150から出力される変調光パルス信号151には、(4Δf) GHzの変調成分が含まれる。この(4Δf) GHz成分が、O/E変換器152と第1バンドパスフィルタ154とによって、周波数が(4Δf) GHzの第2電気信号155となって、位相比較器156に入力される。 Accordingly, in the optical modulation step, the (40−Δf) GHz quadruple frequency component (160−4Δf) GHz component included in the tenth electrical signal 179 that is the control signal input to the EA optical modulator 150, and The (4Δf) GHz component, which is the difference frequency from the 160 GHz component of the 160 Gbit / s RZ-encoded input optical signal 148, is extracted. That is, the modulated optical pulse signal 151 output from the EA optical modulator 150 includes a modulation component of (4Δf) GHz. This (4Δf) GHz component is input to the phase comparator 156 by the O / E converter 152 and the first band pass filter 154 as a second electric signal 155 having a frequency of (4Δf) GHz.

一方、周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号175も位相比較器156に入力される。位相比較器156において、この周波数が(4Δf) GHz成分の第2電気信号155の位相と周波数が（4Δf）GHzの第3電気信号175の位相とを合わせるように、この分周クロック信号抽出装置を構成している電気回路の構成要素が協働して動作する。このことによって、入力光信号148のベースレートクロック信号と、VCO 160から出力される第6電気信号161すなわち、抽出される分周電気クロック信号180の位相を同期させるPLL系回路が形成される。 On the other hand, a third electrical signal 175 having a frequency of (4Δf) GHz is also input to the phase comparator 156. In the phase comparator 156, the frequency-divided clock signal extraction device matches the phase of the second electric signal 155 having a frequency of (4Δf) GHz and the phase of the third electric signal 175 having a frequency of (4Δf) GHz. The components of the electric circuit constituting the circuit operate in cooperation. This forms a PLL circuit that synchronizes the phase of the base rate clock signal of the input optical signal 148 and the sixth electric signal 161 output from the VCO 160, that is, the phase of the extracted divided electric clock signal 180.

＜能動モード同期半導体レーザ＞
図15を参照して能動モード同期半導体レーザの概略的構成及びその動作について説明する。図15は、EA光変調器を用いた能動モード同期半導体レーザの概略図である。能動モード同期半導体レーザは、半導体レーザの利得あるいは損失を、共振器の周回周波数近傍の周波数で変調することでモード同期を実現する半導体レーザである。半導体レーザの損失を共振器の周回周波数近傍の周波数で変調するために利用されるのが、EA光変調器である。EA光変調器を半導体レーザにモノリシックに形成されているタイプでは、このEA光変調器を半導体レーザのEA光変調部と呼ぶこともある。 <Active mode-locked semiconductor laser>
A schematic configuration and operation of an active mode-locked semiconductor laser will be described with reference to FIG. FIG. 15 is a schematic diagram of an active mode-locked semiconductor laser using an EA optical modulator. An active mode-locked semiconductor laser is a semiconductor laser that realizes mode locking by modulating the gain or loss of a semiconductor laser at a frequency near the circulation frequency of a resonator. An EA optical modulator is used to modulate the loss of the semiconductor laser at a frequency near the circulation frequency of the resonator. In the type in which the EA optical modulator is monolithically formed on the semiconductor laser, the EA optical modulator may be referred to as an EA optical modulator of the semiconductor laser.

図15に示すように、能動モード同期半導体レーザは、第1クラッド層212と第2クラッド層216とに挟まれて活性層214及び電界吸収層220が形成されている。電界吸収層220を含んで、図15において破線の長方形で囲われた部分が、EA光変調部222である。EA光変調部222には、共通電極210と電極218との間に変調電気信号が印加されて、電界吸収層220の光吸収係数が変調される。変調電気信号は、変調電気信号源230から、変調電気信号が供給される。変調電気信号は、コンデンサー232を介して電極218に入力される。一方バイアス電圧がバイアス電源234からコイル236を介して電極218に供給される。電極218に供給されるバイアス電圧及び変調電気信号によって、電界吸収層220の光吸収係数が変調される。一方半導体レーザとして駆動するための電力は駆動電源228から電極217に供給される。 As shown in FIG. 15, the active mode-locked semiconductor laser includes an active layer 214 and an electroabsorption layer 220 sandwiched between a first cladding layer 212 and a second cladding layer 216. A portion surrounded by a broken-line rectangle in FIG. 15 including the electroabsorption layer 220 is an EA light modulation unit 222. A modulated electric signal is applied to the EA light modulator 222 between the common electrode 210 and the electrode 218, and the light absorption coefficient of the electroabsorption layer 220 is modulated. The modulated electrical signal is supplied from the modulated electrical signal source 230. The modulated electrical signal is input to the electrode 218 via the capacitor 232. On the other hand, a bias voltage is supplied from the bias power source 234 to the electrode 218 via the coil 236. The light absorption coefficient of the electroabsorption layer 220 is modulated by the bias voltage and the modulated electrical signal supplied to the electrode 218. On the other hand, power for driving as a semiconductor laser is supplied from the drive power supply 228 to the electrode 217.

この発明の光クロック信号抽出装置の第1モード同期半導体レーザとして、図15に示す能動モード同期半導体レーザを利用する場合には、変調電気信号として分周電気クロック信号が供給される。出力光として分周光クロック信号が出力される。 When the active mode-locked semiconductor laser shown in FIG. 15 is used as the first mode-locked semiconductor laser of the optical clock signal extraction device of the present invention, a frequency-divided electric clock signal is supplied as the modulated electric signal. A frequency-divided optical clock signal is output as output light.

＜受動モード同期半導体レーザ＞
図16を参照して受動モード同期半導体レーザの概略的構成及びその動作について説明する。図16は、可飽和吸収体を用いた受動モード同期半導体レーザの概略図である。受動モード同期半導体レーザは、半導体レーザの共振器の一部に可飽和吸収体を配置することで構成される。可飽和吸収体は、半導体レーザの活性層の一部に逆バイアスを印加することで形成できる。 <Passive mode-locked semiconductor laser>
A schematic configuration and operation of a passive mode-locked semiconductor laser will be described with reference to FIG. FIG. 16 is a schematic diagram of a passively mode-locked semiconductor laser using a saturable absorber. The passive mode-locked semiconductor laser is configured by arranging a saturable absorber in a part of a resonator of the semiconductor laser. The saturable absorber can be formed by applying a reverse bias to a part of the active layer of the semiconductor laser.

半導体レーザの損失を共振器の周回周波数近傍の周波数で変調するために利用されるのが、この可飽和吸収体である。可飽和吸収体を半導体レーザにモノリシックに形成されているタイプでは、この可飽和吸収体を半導体レーザの可飽和吸収部と呼ぶこともある。 It is this saturable absorber that is used to modulate the loss of the semiconductor laser at a frequency near the circulation frequency of the resonator. In the type in which the saturable absorber is monolithically formed in the semiconductor laser, the saturable absorber may be referred to as a saturable absorber portion of the semiconductor laser.

図16に示すように、受動モード同期半導体レーザは、第1クラッド層242と第2クラッド層246とに挟まれて活性層244が形成されている。図16において破線の長方形で囲われた部分が、可飽和吸収部250である。可飽和吸収部250には、共通電極240と電極248との間に逆バイアス電圧が印加されて、可飽和吸収部250の光吸収係数が入力光パルスによって変調される。逆バイアス電圧はバイアス電源260から電極248に供給される。一方半導体レーザとして駆動するための電力は駆動電源254から電極247に供給される。 As shown in FIG. 16, the passive mode-locked semiconductor laser includes an active layer 244 sandwiched between a first cladding layer 242 and a second cladding layer 246. In FIG. 16, a portion surrounded by a broken-line rectangle is a saturable absorber 250. A reverse bias voltage is applied to the saturable absorber 250 between the common electrode 240 and the electrode 248, and the light absorption coefficient of the saturable absorber 250 is modulated by the input light pulse. The reverse bias voltage is supplied from the bias power supply 260 to the electrode 248. On the other hand, power for driving as a semiconductor laser is supplied from the drive power source 254 to the electrode 247.

この発明の光クロック信号抽出装置の第2モード同期半導体レーザとして、図16に示す受動モード同期半導体レーザを利用する場合には、入力光として多重光クロック信号が入力され、出力光として再生光クロック信号が出力される。 When the passively mode-locked semiconductor laser shown in FIG. 16 is used as the second mode-locked semiconductor laser of the optical clock signal extraction device of the present invention, a multiplexed optical clock signal is input as input light, and a regenerated optical clock is output as output light. A signal is output.

第1光クロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。FIG. 2 is a schematic block configuration diagram of a first optical clock signal extraction device. 入力光信号及びクロック信号の時間波形を示す図である。It is a figure which shows the time waveform of an input optical signal and a clock signal. OTDM回路の概略的構成図である。It is a schematic block diagram of an OTDM circuit. OTDM回路内での光クロック信号の時間波形を示す図である。It is a figure which shows the time waveform of the optical clock signal in an OTDM circuit. 強度ジッタ吸収効果の実験結果の説明に供する時間波形図である。It is a time waveform figure with which it uses for description of the experimental result of an intensity | strength jitter absorption effect. 時間ジッタ吸収効果の実験結果の説明に供する時間波形図である。It is a time waveform figure with which it uses for description of the experimental result of a time jitter absorption effect. 時間ジッタの入力光信号強度依存性を示す図である。It is a figure which shows the input optical signal intensity dependence of a time jitter. この発明の光クロック信号抽出装置の構造の特徴の説明に供する図である。It is a figure where it uses for description of the characteristic of the structure of the optical clock signal extraction device of this invention. 第2光クロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。FIG. 3 is a schematic block configuration diagram of a second optical clock signal extraction device. 入力光信号及びクロック信号の時間波形を示す図である。It is a figure which shows the time waveform of an input optical signal and a clock signal. 受動モード同期半導体レーザの時間ジッタの低減化の実験結果を示す図である。It is a figure which shows the experimental result of reduction of the time jitter of a passive mode-locking semiconductor laser. マスター光パルス列の光スペクトルと受動モード同期半導体レーザの縦モードとの関係の説明に供する図である。It is a figure where it uses for description of the relationship between the optical spectrum of a master optical pulse train, and the longitudinal mode of a passive mode-locking semiconductor laser. この発明の光クロック信号抽出装置の動作原理の説明に供する図である。It is a figure where it uses for description of the operation principle of the optical clock signal extraction device of this invention. 分周クロック信号抽出装置の概略的ブロック構成図である。It is a schematic block diagram of a frequency-divided clock signal extraction device. EA光変調器を用いた能動モード同期半導体レーザの概略図である。1 is a schematic diagram of an active mode-locked semiconductor laser using an EA optical modulator. FIG. 可飽和吸収体を用いた受動モード同期半導体レーザの概略図である。1 is a schematic view of a passively mode-locked semiconductor laser using a saturable absorber.

Explanation of symbols

12、52、70、90：分周クロック信号抽出装置
16、56、92：第1モード同期半導体レーザ
20、76：OTDM回路
24、64、96：第2モード同期半導体レーザ
28、31、32、36、39、40、44：光路
30、34、38、42：光カプラ
45、46、47、48：終端器
60：光分散媒体
72：モード同期半導体レーザ
74：第1光増幅器
78：第2光増幅器
80、98：光クロック信号生成部
94：多重回路
150：半導体電界吸収光変調器（EAM: Electro-absorption Modulator）
152：O/E変換器
154：第1バンドパスフィルタ
156：位相比較器
158：ラグリードフィルタ
160：VCO
162、172：パワー分岐器
164：ミキサー
168：基準信号発生器
174：4逓倍器
176：第2バンドパスフィルタ
178：増幅器
210、240：共通電極
217、218、247、248：電極
212、242：第1クラッド層
214、244：活性層
216、246：第2クラッド層
220：電界吸収層
222：EA光変調部
228、254：駆動電源
230：変調電気信号源
232：コンデンサー
236：コイル
234、260：バイアス電源
250：可飽和吸収部 12, 52, 70, 90: Divided clock signal extractor
16, 56, 92: First mode-locked semiconductor laser
20, 76: OTDM circuit
24, 64, 96: Second mode-locked semiconductor laser
28, 31, 32, 36, 39, 40, 44: optical path
30, 34, 38, 42: Optical coupler
45, 46, 47, 48: Terminator
60: Light dispersion medium
72: Mode-locked semiconductor laser
74: First optical amplifier
78: Second optical amplifier
80, 98: Optical clock signal generator
94: Multiplex circuit
150: Semiconductor Electroabsorption Modulator (EAM)
152: O / E converter
154: First bandpass filter
156: Phase comparator
158: Lug reed filter
160: VCO
162, 172: Power divider
164: Mixer
168: Reference signal generator
174: Quadruple multiplier
176: Second bandpass filter
178: Amplifier
210, 240: Common electrode
217, 218, 247, 248: Electrode
212, 242: First cladding layer
214, 244: Active layer
216, 246: Second cladding layer
220: Electroabsorption layer
222: EA light modulator
228, 254: Drive power supply
230: Modulated electrical signal source
232: Condenser
236: Coil
234, 260: Bias power supply
250: Saturable absorption part

Claims

(A) extracting a divided electrical clock signal from the input optical signal;
(B) generating a divided optical clock signal having a repetition frequency equal to the frequency of the divided electric clock signal from the divided electric clock signal;
(C) multiplexing the frequency-divided optical clock signal to generate a multiplexed optical clock signal having a repetition frequency that matches the transmission rate of the input optical signal;
And (D) generating a regenerated optical clock signal having a repetition frequency that matches the repetition frequency of the multiplexed optical clock signal from the multiplexed optical clock signal.

Extracting a divided electrical clock signal from the input optical signal;
(A1) An input optical signal is input to a semiconductor electroabsorption optical modulator, and an electrical signal having a frequency f / N of 1 / N of a frequency f corresponding to a transmission rate of the input optical signal and an electrical signal having a frequency Δf An optical modulation step of modulating the input optical signal by a modulated electric signal obtained by mixing and outputting the modulated optical pulse signal; and
(A2) a photoelectric conversion step of inputting the modulated light pulse signal, converting it to a first electric signal and outputting it,
(A3) a first band pass step for inputting the first electric signal, selecting only the electric signal component of the frequency NΔf and outputting it as a second electric signal;
(A4) The second electric signal having the frequency NΔf and the phase of the third electric signal that is an electric signal having the frequency NΔf generated by multiplying the reference electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator by N. In comparison, a phase comparison step for outputting the difference component between the two as a fourth electrical signal;
(A5) Time-averaged the fourth electrical signal output in the phase comparison step, and time-averaged difference component output step for outputting a fifth electrical signal that is a time-averaged difference component;
(A6) A frequency voltage control step of inputting the fifth electric signal and outputting it as a sixth electric signal of frequency f / N;
(A7) a first branching step for branching the sixth electric signal of frequency f / N;
(A8) The sixth electric signal having the frequency f / N and the seventh electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator are mixed to obtain a sum frequency or difference frequency signal of both frequencies. 8 Mixing steps to output electrical signals;
(A9) a second bandpass step of inputting the eighth electric signal, selecting only an electric signal component having a frequency of ((f / N) -Δf) and outputting it as a ninth electric signal;
(A10) an amplification step of amplifying the ninth electrical signal and supplying the amplified electrical signal as a modulated electrical signal to the semiconductor electroabsorption optical modulator;
(A11) a reference signal generating step for outputting the seventh electric signal having a frequency Δf;
(A12) a second branching step for branching the seventh electric signal of frequency Δf;
2. The optical clock signal extraction method according to claim 1, further comprising: (A13) a frequency multiplying step of multiplying and outputting the frequency of the seventh electric signal of frequency Δf.
Here, N is an integer of 1 or more.

A frequency-divided clock signal extracting device that extracts and outputs a frequency-divided electrical clock signal from the input optical signal;
A first mode-locked semiconductor laser that receives the divided electric clock signal and generates and outputs a divided optical clock signal having a repetition frequency equal to the frequency of the divided electric clock signal;
An optical time division multiplexing circuit that multiplexes the divided optical clock signal output from the first mode-locked semiconductor laser to generate and output a multiplexed optical clock signal having a repetition frequency that matches the transmission rate of the input optical signal. When,
And a second mode-locked semiconductor laser that generates and outputs a regenerated optical clock signal having a repetition frequency that matches the repetition frequency of the multiplexed optical clock signal when the multiplexed optical clock signal is injected. Optical clock signal extraction device.

A frequency-divided clock signal extracting device that extracts and outputs a frequency-divided electrical clock signal from the input optical signal;
A first mode-locked semiconductor laser that receives the divided electric clock signal and generates and outputs a divided optical clock signal having a repetition frequency equal to the frequency of the divided electric clock signal;
An optical dispersion medium that multiplexes the frequency-divided optical clock signal output from the first mode-locked semiconductor laser to generate and output a multiplexed optical clock signal having a repetition frequency that matches the transmission rate of the input optical signal;
And a second mode-locked semiconductor laser that generates and outputs a regenerated optical clock signal having a repetition frequency that matches the repetition frequency of the multiplexed optical clock signal when the multiplexed optical clock signal is injected. Optical clock signal extraction device.

The divided clock signal extraction device comprises:
By modulating an electrical signal obtained by inputting an input optical signal and mixing an electrical signal having a frequency f / N of 1 / N of the frequency f corresponding to the transmission rate of the input optical signal and an electrical signal having a frequency component Δf A semiconductor electroabsorption optical modulator having a function of modulating the input optical signal and outputting it as a modulated optical pulse signal, and realizing optical modulation independent of the polarization plane of the input optical signal;
A photoelectric converter that inputs the modulated light pulse signal, converts it into a first electric signal, and outputs it,
A first band-pass filter that inputs the first electric signal, selects only an electric signal component of the frequency NΔf, and outputs it as a second electric signal;
The phase of the second electric signal having the frequency NΔf and the phase of the third electric signal that is the electric signal having the frequency NΔf generated by multiplying the reference electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator by N times A phase comparator that outputs the difference component between the two as a fourth electrical signal;
A lag lead filter that time averages the fourth electric signal output from the phase comparator and outputs a fifth electric signal that is a time average difference component;
A voltage-controlled oscillator that inputs the fifth electrical signal and outputs it as a sixth electrical signal of frequency f / N;
A first branching device for branching the sixth electric signal of frequency f / N;
The sixth electric signal having the frequency f / N and the seventh electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator are mixed to obtain an eighth electric signal which is a sum frequency or a difference frequency signal of both frequencies. A mixer that outputs
A second band-pass filter that inputs the eighth electrical signal, selects only an electrical signal component having a frequency of ((f / N) -Δf), and outputs the selected electrical signal component as a ninth electrical signal;
An amplifier that amplifies the ninth electrical signal and supplies the modulated electrical signal to the semiconductor electroabsorption optical modulator;
A reference signal generator for outputting the seventh electric signal having a frequency Δf;
A second branching device for branching the seventh electric signal having a frequency Δf output from the reference signal generator;
4. The optical clock signal extraction device according to claim 3, further comprising a frequency multiplier that multiplies and outputs the frequency of the seventh electric signal having the frequency Δf output from the reference signal generator.
Here, N is an integer of 1 or more.

The divided clock signal extraction device comprises:
By modulating an electrical signal obtained by inputting an input optical signal and mixing an electrical signal having a frequency f / N of 1 / N of the frequency f corresponding to the transmission rate of the input optical signal and an electrical signal having a frequency component Δf A semiconductor electroabsorption optical modulator having a function of modulating the input optical signal and outputting it as a modulated optical pulse signal, and realizing optical modulation independent of the polarization plane of the input optical signal;
A photoelectric converter that inputs the modulated light pulse signal, converts it into a first electric signal, and outputs it,
A first band-pass filter that inputs the first electric signal, selects only an electric signal component of the frequency NΔf, and outputs it as a second electric signal;
The phase of the second electric signal having the frequency NΔf and the phase of the third electric signal that is the electric signal having the frequency NΔf generated by multiplying the reference electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator by N times A phase comparator that outputs the difference component between the two as a fourth electrical signal;
A lag lead filter that time averages the fourth electric signal output from the phase comparator and outputs a fifth electric signal that is a time average difference component;
A voltage-controlled oscillator that inputs the fifth electrical signal and outputs it as a sixth electrical signal of frequency f / N;
A first branching device for branching the sixth electric signal of frequency f / N;
The sixth electric signal having the frequency f / N and the seventh electric signal having the frequency Δf generated by the reference signal generator are mixed to obtain an eighth electric signal which is a sum frequency or a difference frequency signal of both frequencies. A mixer that outputs
A second band-pass filter that inputs the eighth electrical signal, selects only an electrical signal component having a frequency of ((f / N) -Δf), and outputs the selected electrical signal component as a ninth electrical signal;
An amplifier that amplifies the ninth electrical signal and supplies the modulated electrical signal to the semiconductor electroabsorption optical modulator;
A reference signal generator for outputting the seventh electric signal having a frequency Δf;
A second branching device for branching the seventh electric signal having a frequency Δf output from the reference signal generator;
5. The optical clock signal extraction device according to claim 4, further comprising: a frequency multiplier that multiplies and outputs the frequency of the seventh electric signal having a frequency Δf output from the reference signal generator.
Here, N is an integer of 1 or more.

7. The optical clock signal extraction device according to claim 3, wherein the first mode-locked semiconductor laser is an active mode-locked semiconductor laser including a semiconductor electroabsorption optical modulator.

7. The optical clock signal extraction device according to claim 3, wherein the second mode-locked semiconductor laser is a passive mode-locked semiconductor laser including a saturable absorber.

The total dispersion amount | DZ | of the light dispersion medium is such that the light velocity in vacuum is c, the center wavelength of the first mode-locked semiconductor laser is λ, the repetition frequency of the regenerated optical clock signal is f, and N is 1 or more. 7. The optical clock signal extraction device according to claim 6, wherein an integer is given by | DZ | = (cN / (λ ² f ² )).

7. The optical clock signal extraction device according to claim 4, wherein the optical dispersion medium is a single mode optical fiber.

7. The optical clock signal extraction device according to claim 4, wherein the optical dispersion medium is an optical fiber grating.

7. The optical clock signal extraction device according to claim 4, wherein the optical dispersion medium is a dispersion adding device using a diffraction grating.