JP2007103986A - Stereo modulator and fm stereo modulator employing the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ステレオ変調器とそれを用いたFMステレオ変調器に関するものである。 The present invention relates to a stereo modulator and an FM stereo modulator using the stereo modulator.
左右二つの音声信号を多重変調し、この変調信号を無線送信するFMステレオ送信器が知られている。多重変調方式としては、パイロットトーン方式が知られている。このパイロットトーン方式を用いるFMステレオ送信器は、FMステレオ変調器を有しており、このFMステレオ変調器は、ステレオ変調器と周波数変調器とから構成されている。ステレオ変調器は、38kHzの副搬送波に基づいて左側信号Lおよび右側信号Rの差信号(L−R)を振幅変調し、この振幅変調された差信号(L−R)、和信号(L+R)、および19kHzのパイロット信号を合成することによってコンポジット信号を生成する。周波数変調器は、このコンポジット信号に応じて主搬送波を周波数変調する。 There is known an FM stereo transmitter that multiplex-modulates two left and right audio signals and wirelessly transmits the modulated signals. A pilot tone method is known as a multiplex modulation method. An FM stereo transmitter using this pilot tone method has an FM stereo modulator, and this FM stereo modulator is composed of a stereo modulator and a frequency modulator. The stereo modulator amplitude-modulates the difference signal (LR) between the left signal L and the right signal R based on the 38 kHz subcarrier, and the amplitude-modulated difference signal (LR) and sum signal (L + R). And a 19 kHz pilot signal to generate a composite signal. The frequency modulator frequency-modulates the main carrier according to the composite signal.
ところで、パイロットトーン方式を用いるFMステレオ受信器は、受信信号から抽出したパイロット信号から38kHzの再生副搬送波を再生し、この再生副搬送波に基づいて差信号(L−R)および和信号(L+R)から再生左側信号Lrおよび再生右側信号Rrを再生する。そのために、ステレオ変調器において、パイロット信号の位相が差信号(L−R)および和信号(L+R)を生成するための副搬送波の位相とずれていると、FMステレオ受信器において、再生左側信号Lrと再生右側信号Rrとのチャンネルセパレーション特性が低下してしまう。すなわち、再生左側信号Lrには左側信号Lだけでなく右側信号Rが混在し、再生右側信号Rrには右側信号Rだけでなく左側信号Lが混在してしまう。 By the way, the FM stereo receiver using the pilot tone method reproduces a 38 kHz reproduction subcarrier from the pilot signal extracted from the reception signal, and based on the reproduction subcarrier, a difference signal (LR) and a sum signal (L + R) are reproduced. The reproduction left signal Lr and the reproduction right signal Rr are reproduced. Therefore, if the phase of the pilot signal is shifted from the phase of the subcarrier for generating the difference signal (L−R) and the sum signal (L + R) in the stereo modulator, the reproduced left signal is output in the FM stereo receiver. The channel separation characteristics between Lr and the reproduction right signal Rr are degraded. That is, not only the left signal L but also the right signal R is mixed in the reproduced left signal Lr, and not only the right signal R but also the left signal L is mixed in the reproduced right signal Rr.
FMステレオ受信器におけるチャンネルセパレーション特性の低下を低減するために、ステレオ変調器では、パイロット信号の位相と副搬送波の位相とを合わせればよい。特許文献1には、パイロット信号の位相を調整可能なステレオ変調器を有するFMステレオ送信器が記載されている。
しかしながら、特許文献1に記載のステレオ変調器は、可変容量素子を外付けし、この素子の容量を変化させることによりパイロット信号の位相を調整するので、位相調整作業に時間を要する。また、温度変動などの外的要因によって、パイロット信号と副搬送波との位相がずれてしまうので、FMステレオ受信器におけるチャンネルセパレーション特性が低下してしまう。 However, since the stereo modulator described in Patent Document 1 has an external variable capacitance element and adjusts the phase of the pilot signal by changing the capacitance of this element, it takes time for the phase adjustment work. In addition, the phase separation between the pilot signal and the subcarrier is caused by an external factor such as temperature fluctuation, so that the channel separation characteristic in the FM stereo receiver is deteriorated.
そこで、本発明は、パイロット信号と副搬送波との位相差を自立的に小さくすることが可能なステレオ変調器、およびそれを用いたFMステレオ変調器を提供することを目的としている。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a stereo modulator capable of autonomously reducing the phase difference between a pilot signal and a subcarrier, and an FM stereo modulator using the stereo modulator.
本発明の第1のステレオ変調器は、(1)左側信号と右側信号との和を表す和信号と、該左側信号と該右側信号との差を副搬送波で振幅変調した差信号とを、該副搬送波に基づいて多重化することによって、多重化信号を生成するマルチプレクサと、(2)マルチプレクサから出力された多重化信号とパイロット信号とを合成することによって、コンポジット信号を生成するミキサと、(3)副搬送波を1/2分周することによって、分周副搬送波を生成する第1の分周器と、(4)第1の分周器から出力された分周副搬送波とパイロット信号との位相差を表す位相比較信号を生成する位相比較部と、(5)位相比較部から出力された位相比較信号に基づいて、位相差が小さくなるように副搬送波の位相を調整した調整副搬送波を生成する移相器と、(6)移相器から出力された調整副搬送波を1/2分周することによって、パイロット信号を生成する第2の分周器とを備えている。 The first stereo modulator of the present invention includes (1) a sum signal representing a sum of a left signal and a right signal, and a difference signal obtained by amplitude-modulating a difference between the left signal and the right signal with a subcarrier. A multiplexer that generates a multiplexed signal by multiplexing based on the subcarrier; and (2) a mixer that generates a composite signal by combining the multiplexed signal and the pilot signal output from the multiplexer; (3) a first divider that generates a divided subcarrier by dividing the subcarrier by 1/2, and (4) a divided subcarrier and a pilot signal output from the first divider. A phase comparison unit that generates a phase comparison signal that represents a phase difference between the subcarrier and an adjustment sub-phase that adjusts the phase of the subcarrier to reduce the phase difference based on the phase comparison signal output from the phase comparison unit The shift that generates the carrier wave And vessels, and a (6) by circumferential 1/2 adjustment subcarriers output from the phase shifter, a second frequency divider for generating a pilot signal.
この第1のステレオ変調器によれば、位相比較部から出力される位相比較信号は、第1の分周器によって副搬送波が1/2分周されてなる分周副搬送波とパイロット信号との位相差に応じて変更される。この位相差が小さくなるように、入力される副搬送波の位相が移相器によって調整されて、調整副搬送波が生成される。移相器から出力されるこの調整副搬送波は第2の分周器によって1/2分周されて、パイロット信号が生成される。したがって、この第1のステレオ変調器によれば、位相比較部、移相器、および第2の分周器を含むループにおける処理によって、副搬送波とパイロット信号との位相差が小さくなるように、パイロット信号の位相が自立的に調整される。 According to the first stereo modulator, the phase comparison signal output from the phase comparison unit is obtained by dividing the subcarrier divided by 1/2 by the first frequency divider and the pilot signal. It is changed according to the phase difference. The phase of the input subcarrier is adjusted by the phase shifter so as to reduce this phase difference, and an adjusted subcarrier is generated. The adjusted subcarrier output from the phase shifter is divided by ½ by the second frequency divider to generate a pilot signal. Therefore, according to the first stereo modulator, the phase difference between the subcarrier and the pilot signal is reduced by the processing in the loop including the phase comparator, the phase shifter, and the second frequency divider. The phase of the pilot signal is adjusted autonomously.
この第1のステレオ変調器によれば、入力される副搬送波に基づいて多重化された多重化信号とこの副搬送波に対して位相差が小さいパイロット信号とが合成されたコンポジット信号を生成することができる。 According to the first stereo modulator, a composite signal in which a multiplexed signal multiplexed based on an input subcarrier and a pilot signal having a small phase difference with respect to the subcarrier is generated is generated. Can do.
第1のステレオ変調器における位相比較部は、第1の分周器から出力された分周副搬送波とパイロット信号との位相差に応じたパルス幅を有する位相比較信号を生成する。移相器は、(1)位相比較部から出力された位相比較信号のパルス幅が基準クロックの周期より大きい場合に、第1のレベルの検出信号を出力するロックディテクタと、(2)ロックディテクタから出力された検出信号が第1のレベルである場合に、基準クロックの周期間隔でカウントしたカウント値を表すディジタル信号を出力するカウンタと、(3)位相比較部から出力された位相比較信号のパルス幅が狭くなるように、カウンタから出力されたディジタル信号の値に応じた位相シフト量分、副搬送波の位相をシフトすることによって、調整副搬送波を生成するシフトレジスタとを有していてもよい。 The phase comparison unit in the first stereo modulator generates a phase comparison signal having a pulse width corresponding to the phase difference between the frequency-divided subcarrier output from the first frequency divider and the pilot signal. The phase shifter includes (1) a lock detector that outputs a first level detection signal when the pulse width of the phase comparison signal output from the phase comparison unit is greater than the period of the reference clock, and (2) a lock detector. And a counter that outputs a digital signal representing a count value counted at a reference clock period interval when the detection signal output from the first level is (3) a phase comparison signal output from the phase comparison unit; A shift register that generates an adjusted subcarrier by shifting the phase of the subcarrier by a phase shift amount corresponding to the value of the digital signal output from the counter so that the pulse width is narrowed. Good.
この構成によれば、位相比較部から出力される位相比較信号のパルス幅は、第1の分周器によって副搬送波が1/2分周されてなる分周副搬送波とパイロット信号との位相差に応じて変更される。この位相比較信号のパルス幅が狭くなるように、入力される副搬送波の位相が移相器によって調整されて、調整副搬送波が生成される。したがって、この構成によれば、調整副搬送波から生成されるパイロット信号と副搬送波との位相差が小さくなる。 According to this configuration, the pulse width of the phase comparison signal output from the phase comparison unit is equal to the phase difference between the divided subcarrier obtained by dividing the subcarrier by 1/2 by the first frequency divider and the pilot signal. Will be changed according to The phase of the input subcarrier is adjusted by the phase shifter so that the pulse width of the phase comparison signal is narrowed, and the adjusted subcarrier is generated. Therefore, according to this configuration, the phase difference between the pilot signal generated from the adjusted subcarrier and the subcarrier becomes small.
本発明の第2のステレオ変調器は、(1)左側信号と右側信号との和を表す和信号と、該左側信号と該右側信号との差を副搬送波で振幅変調した差信号とを、該副搬送波に基づいて多重化することによって、多重化信号を生成するマルチプレクサと、(2)マルチプレクサから出力された多重化信号とパイロット信号とを合成することによって、コンポジット信号を生成するミキサと、(3)副搬送波と調整副搬送波との位相差を表す位相比較信号を生成する位相比較部と、(4)位相比較部から出力された位相比較信号に基づいて、位相差が小さくなるように副搬送波の位相を調整した調整副搬送波を生成する移相器と、(4)移相器から出力された調整副搬送波を1/2分周することによって、パイロット信号を生成する分周器とを備えている。 The second stereo modulator of the present invention includes (1) a sum signal representing the sum of the left signal and the right signal, and a difference signal obtained by amplitude-modulating the difference between the left signal and the right signal with a subcarrier. A multiplexer that generates a multiplexed signal by multiplexing based on the subcarrier; and (2) a mixer that generates a composite signal by combining the multiplexed signal and the pilot signal output from the multiplexer; (3) a phase comparator that generates a phase comparison signal representing the phase difference between the subcarrier and the adjusted subcarrier; and (4) the phase difference is reduced based on the phase comparison signal output from the phase comparator. A phase shifter that generates an adjusted subcarrier in which the phase of the subcarrier is adjusted; and (4) a frequency divider that generates a pilot signal by dividing the adjusted subcarrier output from the phase shifter by 1/2. With There.
この第2のステレオ変調器によれば、位相比較部から出力される位相比較信号は、副搬送波とこの副搬送波の位相が調整されてなる調整副搬送波との位相差に応じて変更される。この位相差が小さくなるように、入力される副搬送波の位相が移相器によって調整されて、調整副搬送波が生成される。この調整副搬送波が分周器によって1/2分周されて、パイロット信号が生成される。したがって、この第2のステレオ変調器によれば、位相比較部および移相器を含むループにおける処理によって、副搬送波とパイロット信号との位相差が小さくなるように、パイロット信号の位相が自立的に調整される。 According to the second stereo modulator, the phase comparison signal output from the phase comparison unit is changed according to the phase difference between the subcarrier and the adjusted subcarrier obtained by adjusting the phase of the subcarrier. The phase of the input subcarrier is adjusted by the phase shifter so as to reduce this phase difference, and an adjusted subcarrier is generated. This adjusted subcarrier is divided by ½ by the frequency divider to generate a pilot signal. Therefore, according to the second stereo modulator, the phase of the pilot signal is autonomously set so that the phase difference between the subcarrier and the pilot signal is reduced by the processing in the loop including the phase comparison unit and the phase shifter. Adjusted.
この第2のステレオ変調器によれば、入力される副搬送波に基づいて多重化された多重化信号とこの副搬送波に対して位相差が小さいパイロット信号とが合成されたコンポジット信号を生成することができる。 According to the second stereo modulator, a composite signal in which a multiplexed signal multiplexed based on an input subcarrier and a pilot signal having a small phase difference with respect to the subcarrier is generated is generated. Can do.
第2のステレオ変調器における位相比較部は、副搬送波と調整副搬送波との位相差に応じたパルス幅を有する位相比較信号を生成する。移相器は、(1)位相比較部から出力された位相比較信号のパルス幅が基準クロックの周期より大きい場合に、第1のレベルの検出信号を出力するロックディテクタと、(2)ロックディテクタから出力された検出信号が第1のレベルである場合に、基準クロックの周期間隔でカウントしたカウント値を表すディジタル信号を出力するカウンタと、(3)位相比較部から出力された位相比較信号のパルス幅が狭くなるように、カウンタから出力されたディジタル信号の値に応じた位相シフト量分、副搬送波の位相をシフトすることによって、調整副搬送波を生成するシフトレジスタとを有していてもよい。 The phase comparison unit in the second stereo modulator generates a phase comparison signal having a pulse width corresponding to the phase difference between the subcarrier and the adjusted subcarrier. The phase shifter includes (1) a lock detector that outputs a first level detection signal when the pulse width of the phase comparison signal output from the phase comparison unit is greater than the period of the reference clock, and (2) a lock detector. And a counter that outputs a digital signal representing a count value counted at a reference clock period interval when the detection signal output from the first level is (3) a phase comparison signal output from the phase comparison unit; A shift register that generates an adjusted subcarrier by shifting the phase of the subcarrier by a phase shift amount corresponding to the value of the digital signal output from the counter so that the pulse width is narrowed. Good.
この構成によれば、位相比較部から出力される位相比較信号のパルス幅は、副搬送波とこの副搬送波の位相が調整されてなる調整副搬送波との位相差に応じて変更される。この位相比較信号のパルス幅が狭くなるように、入力される副搬送波の位相が移相器によって調整されて、調整副搬送波が生成される。したがって、この構成によれば、調整副搬送波から生成されるパイロット信号と副搬送波との位相差が小さくなる。 According to this configuration, the pulse width of the phase comparison signal output from the phase comparison unit is changed according to the phase difference between the subcarrier and the adjusted subcarrier obtained by adjusting the phase of the subcarrier. The phase of the input subcarrier is adjusted by the phase shifter so that the pulse width of the phase comparison signal is narrowed, and the adjusted subcarrier is generated. Therefore, according to this configuration, the phase difference between the pilot signal generated from the adjusted subcarrier and the subcarrier becomes small.
本発明のFMステレオ変調器は、(1)上記のいずれかのステレオ変調器と、(2)ステレオ変調器から出力されたコンポジット信号に応じて主搬送波を周波数変調することによって、周波数変調信号を生成する周波数変調器とを備えている。 The FM stereo modulator of the present invention includes (1) any one of the above stereo modulators, and (2) frequency-modulating the main carrier according to the composite signal output from the stereo modulator. And a frequency modulator to be generated.
このFMステレオ変調器によれば、入力される副搬送波に対して位相差が小さいパイロット信号が合成された上記のコンポジット信号に応じて主搬送波が周波数変調されて、周波数変調信号が生成されるので、FMステレオ受信器におけるチャンネルセパレーション特性の低下を低減することができる。 According to the FM stereo modulator, the main carrier is frequency-modulated in accordance with the composite signal in which the pilot signal having a small phase difference with respect to the input subcarrier is synthesized, and a frequency modulation signal is generated. , It is possible to reduce deterioration of channel separation characteristics in the FM stereo receiver.
本発明によれば、パイロット信号と副搬送波との位相差を自立的に小さくすることが可能なステレオ変調器、およびそれを用いたFMステレオ変調器が提供される。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the stereo modulator which can make small the phase difference of a pilot signal and a subcarrier autonomously, and FM stereo modulator using the same are provided.
以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals.
[第1の実施形態]
図1は、本発明の第1の実施形態に係るステレオ変調器およびFMステレオ変調器を備えるFMステレオ送信器の回路図である。FMステレオ送信器10は、二つのオーディオ部12、14、発振部16、二つの分周器18、20、FMステレオ変調器22、増幅器24、および、アンテナ26を有している。
[First Embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram of an FM stereo transmitter including a stereo modulator and an FM stereo modulator according to the first embodiment of the present invention. The
オーディオ部12は、左側音声信号のためのオーディオ部である。オーディオ部12は、プリエンファシス部30、リミッタ32、およびローパスフィルタ(以下、LPFという)34を有している。
The
プリエンファシス部30は、入力される左側音声信号Linの高周波成分のレベルを強める。すなわち、プリエンファシス部30は、左側音声信号Linの高周波成分を増幅する。プリエンファシス部30をFMステレオ送信器10が有していると、FMステレオ受信器において再生される再生左側音声信号のS/N比を改善することができる。具体的には、FMステレオ送信器10において左側音声信号Linの高周波成分のレベルが強められ、FMステレオ受信器において再生左側音声信号の高周波成分のレベルが弱められる(デエンファシス)と、再生左側音声信号に重畳され、高域に分布しているノイズ成分のレベルも弱められるので、再生左側音声信号のS/N比が改善される。プリエンファシス部30の出力端子は、リミッタ32の入力端子に接続されている。
The
リミッタ32は、プリエンファシス部30からの出力信号を所定の値以下に制限する。具体的には、プリエンファシス部30において強められた左側音声信号Linの高周波成分のレベルが所定の値より大きいときに、この高周波成分のレベルを所定の値に制限して出力する。なお、所定の値は適宜定められればよい。リミッタ32の出力端子は、LPF34の入力端子に接続されている。
The
LPF34は、リミッタ32からの出力信号の高周波ノイズを低減することによって、左側信号Lを生成する。LPF34の出力端子は、FMステレオ変調器22に接続されている。
The
オーディオ部14は、右側音声信号のためのオーディオ部である。オーディオ部14は、プリエンファシス部31、リミッタ33、およびローパスフィルタ(以下、LPFという)35を有している。
The
プリエンファシス部31は、プリエンファシス部30と同一であり、入力される右側音声信号Rinの高周波成分のレベルを強める。すなわち、プリエンファシス部31は、入力される右側音声信号Rinの高周波成分を増幅する。プリエンファシス部31をFMステレオ送信器10が有していると、FMステレオ受信器において再生される再生右側音声信号のS/N比を改善することができる。プリエンファシス部31の出力端子は、リミッタ33の入力端子に接続されている。
The
リミッタ33は、リミッタ32と同一であり、プリエンファシス部31からの出力信号を所定の値以下に制限して出力する。リミッタ33の出力端子は、LPF35の入力端子に接続されている。
The
LPF35は、LPF34と同一であり、リミッタ33からの出力信号の高周波ノイズを低減することによって、右側信号Rを生成する。LPF35の出力端子は、FMステレオ変調器22に接続されている。
The
発振部16は、発振器36、水晶振動子37、および二つの容量素子38、39を有している。発振器36の二つの端子間には、水晶振動子37が接続されている。発振器36の一方の端子と電源ライン(例えば、接地ライン)40との間には容量素子38が接続されており、発振器36の他方の端子と電源ライン40との間には容量素子39が接続されている。発振部16は、例えば19MHzの基準クロックCを生成する。発振部16の出力端子は、分周器18の入力端子に接続されている。
The
分周器18は、発振部16から出力される基準クロックCを分周することによって、38kHzの副搬送波Wsを生成する。分周器18の出力端子は、分周器20の入力端子に接続されている。分周器20は、この38kHzの副搬送波Wsを分周することによって、例えば20kHzの分周クロックを生成する。これらの分周クロック、基準クロックC、および副搬送波Wsは、FMステレオ変調器22に入力される。
The
FMステレオ変調器22は、オーディオ部12から出力される左側信号Lとオーディオ部14から出力される右側信号Rとを、分周器18からの副搬送波Wsに基づいて多重化した後に、この多重化信号とパイロット信号Spとを合成することによってコンポジット信号を生成し、このコンポジット信号に基づいて主搬送波を周波数変調することによって周波数変調信号を生成する。FMステレオ変調器22の詳細は後述する。FMステレオ変調器22の出力端子は、増幅器24の入力端子に接続されている。
The
増幅器24は、FMステレオ変調器22から出力される周波数変調信号を増幅する。増幅器24の出力端子は、アンテナ26の入力端子に接続されている。アンテナ26は、増幅された周波数変調信号に応じた電磁波を出力する。
The amplifier 24 amplifies the frequency modulation signal output from the
次に、本発明の第1の実施形態に係るFMステレオ変調器について説明する。FMステレオ変調器22は、本発明の第1の実施形態に係るステレオ変調器50と周波数変調器52とを有している。
Next, an FM stereo modulator according to the first embodiment of the present invention will be described. The
ステレオ変調器50は、左側信号Lと右側信号Rとを副搬送波Wsに基づいて多重化した後に、この多重化信号とパイロット信号Spとを合成することによってコンポジット信号を生成する。そのために、ステレオ変調器50は、マルチプレクサ(MPX)54、ミキサ(MIX)56、第1の分周器58、位相比較部60、移相器62、および第2の分周器64を有している。
The
マルチプレクサ54には、左側信号L、右側信号R、および副搬送波Wsが入力される。マルチプレクサ54は、左側信号Lと右側信号Rとの和を表す和信号(L+R)と、左側信号Lと右側信号Rとの差を副搬送波Wsで振幅変調した差信号(L−R)とを、副搬送波Wsに基づいて多重化することによって、多重化信号を生成する。左側信号L及び右側信号Rの周波数範囲が、例えば50Hz〜15kHzである場合には、和信号(L+R)の周波数範囲は50Hz〜15kHzであり、振幅変調された差信号(L−R)の周波数範囲は38kHz±15kHz(23kHz〜53kHz)である。
The
マルチプレクサ54は、例えば、左右切換方式のマルチプレクサである。すなわち、マルチプレクサ54は、出力端子と二つの入力端子との接続を切換えるための切換スイッチを含んでいる。この切換スイッチは、左側信号Lと右側信号Rとを交互に出力するように、副搬送波Wsに基づいて出力端子と二つの入力端子との接続を切換える。ここで、切換え周期に相当する角速度をωとすると、切換スイッチを通過する左側信号は「L(1+cosωt)」と表され、切換スイッチを通過する右側信号は「R(1−cosωt)」と表される。出力端子に発生する多重化信号は、これらの和で表され、「(L+R)+(L−R)cosωt」と表される。これより明らかなように、マルチプレクサ54は、和信号(L+R)と振幅変調された差信号「(L−R)cosωt」とを多重化していることがわかる。マルチプレクサ54の出力端子はミキサ56の入力端子に接続されている。
The
ミキサ56には、マルチプレクサ54から出力される多重化信号の他に、パイロット信号Spが入力されている。ミキサ56は、多重化信号とパイロット信号Spとを合成することによって、コンポジット信号を生成する。ミキサ56の出力端子は、周波数変調器52に接続されている。
In addition to the multiplexed signal output from the
このパイロット信号Spは、第1の分周器58、位相比較部60、移相器62、および第2の分周器64によって副搬送波Wsから生成される。
The pilot signal Sp is generated from the subcarrier Ws by the
第1の分周器58は、副搬送波Wsを1/2分周することによって、分周副搬送波Wsdを生成する。第1の分周器58の出力端子は、位相比較部60の一方の入力端子に接続されている。
The
位相比較部60の他方の入力端子には、パイロット信号Spが入力されている。位相比較部60は、第1の分周器58から出力された分周副搬送波Wsdとパイロット信号Spとの位相差を表す位相比較信号Spcを生成する。例えば、位相比較部60は、第1の分周器58から出力された分周副搬送波Wsdとパイロット信号Spとに基づいて、分周副搬送波Wsdとパイロット信号Spとの位相差に応じたパルス幅を有する位相比較信号Spcを生成する。位相比較部60の詳細は後述する。位相比較部60の出力端子は、移相器62に接続されている。
The pilot signal Sp is input to the other input terminal of the
移相器62の入力端子には、副搬送波Wsが入力される。移相器62は、位相比較部60から出力される位相比較信号Spcに基づいて、分周副搬送波Wsdとパイロット信号Spとの位相差が小さくなるように副搬送波Wsの位相を調整して、調整副搬送波Wsaを生成する。例えば、移相器62は、位相比較部60から出力される位相比較信号Spcのパルス幅が狭くなるように、副搬送波Wsの位相を調整して、調整副搬送波Wsaを生成する。移相器62の詳細は後述する。移相器62の出力端子は、第2の分周器64の入力端子に接続されている。
The subcarrier Ws is input to the input terminal of the
第2の分周器64は、移相器62から出力される調整副搬送波Wsaを1/2分周して、パイロット信号Spを生成する。
The
このようにして、38kHzの副搬送波Wsを1/2分周した19kHzのパイロット信号Spが生成される。位相比較部60、移相器62、および第2の分周器64は、帰還回路を構成しており、このパイロット信号Spと副搬送波Wsとの位相差が小さくなるようにパイロット信号Spの位相を調整する。
In this manner, a 19 kHz pilot signal Sp obtained by dividing the 38 kHz subcarrier Ws by 1/2 is generated. The
次に、位相比較部60について詳細に説明する。図2は、位相比較部の回路図である。位相比較部60は、二つの比較器70、72と位相比較器74とを有している。比較器70のプラス入力端子には、分周副搬送波Wsdが入力される。比較器70のマイナス入力端子は基準電圧源76の一方の端子に接続されており、比較器70のマイナス入力端子には基準電圧源76から出力される基準電圧が入力される。基準電圧源76の他方の端子は電源ライン40に接続されている。比較器70は、分周副搬送波Wsdのレベルを基準電圧のレベルと比較することによって、矩形波を生成する。比較器70の出力端子は、位相比較器74の一方の入力端子に接続されている。
Next, the
比較器72のプラス入力端子には、パイロット信号Spが入力される。比較器72のマイナス入力端子は基準電圧源76の一方の端子に接続されており、比較器72のマイナス入力端子には基準電圧源76から出力される基準電圧が入力される。比較器72は、パイロット信号Spのレベルを基準電圧のレベルと比較することによって、矩形波を生成する。比較器72の出力端子は、位相比較器74の他方の入力端子に接続されている。
The pilot signal Sp is input to the plus input terminal of the
位相比較器74は、比較器70から出力される矩形波と比較器72から出力される矩形波との位相差に応じたパルス幅を有する位相比較信号Spcを生成する。位相比較器74の出力端子は、移相器62に接続されている。
The
図3に、位相比較部60および移相器62の主要部の信号波形を示す。図3(a)には比較器70から出力される矩形波が示されており、図3(b)には比較器72から出力される矩形波が示されている。図3(c)には位相比較器74から出力される位相比較信号Spcの波形の一例が示されている。
FIG. 3 shows signal waveforms of main parts of the
次に、移相器62について詳細に説明する。図4は、移相器62の回路図である。移相器62は、ロックディテクタ80、カウンタ82、およびシフトレジスタ84を有している。
Next, the
ロックディテクタ80の入力端子には、位相比較部60から出力された位相比較信号Spcが入力される。また、ロックディテクタ80には、発振部16からの基準クロックCも入力される。ロックディテクタ80は、位相比較信号Spcのパルス幅が基準クロックCの1周期より大きい場合に、HIGHレベル(第1のレベル)の検出信号を出力する。位相比較信号Spcのパルス幅が基準クロックCの1周期以下である場合には、ロックディテクタ80は、LOWレベルの検出信号を出力する(図3(c)〜図3(e)参照)。ロックディテクタ80の出力端子は、カウンタ82の入力端子に接続されている。
The phase comparison signal Spc output from the
カウンタ82には、発振部16からの基準クロックCも入力されている。カウンタ82は、ロックディテクタ80から出力される検出信号がHIGHレベルである場合に、基準クロックCの周期間隔でカウントし、このカウント値を表すディジタル信号を出力する。この検出信号がHIGHレベルからLOWレベルに変化した場合には、カウンタ82は、ディジタル信号の値をホールドする。カウンタ82は、検出信号がLOWレベルである場合には、ディジタル信号の値をホールドし続ける。カウンタ82の出力端子は、シフトレジスタ84の入力端子に接続されている。
The reference clock C from the
シフトレジスタ84は、カウンタ82から出力されるディジタル信号の値に応じた位相シフト量分、副搬送波Wsの位相をシフトすることによって、調整副搬送波Wsaを生成する。シフトレジスタ84には、発振部16からの基準クロックCも入力されており、シフトレジスタ84は、基準クロックCの周期間隔で副搬送波Wsの位相シフトを行う。シフトレジスタ84の出力端子は、第2の分周器64に接続されている。
The
このような位相比較部60および移相器62と第2の分周器64とを含むループにおける処理によって、パイロット信号Spと副搬送波Wsとの位相差が基準クロックCの1周期以下となるようにパイロット信号Spの位相が調整される。
The phase difference between the pilot signal Sp and the subcarrier Ws is made to be one cycle or less of the reference clock C by the processing in the loop including the
再び図1を参照して、周波数変調器52について説明する。周波数変調器52は、ステレオ変調器50から出力されるコンポジット信号に基づいて主搬送波を周波数変調することによって、周波数変調信号を生成する。そのために、周波数変調器52はPLL変調器を構成している。すなわち、周波数変調器52は、電圧制御発振器(以下、VCOという)90、分周器92、位相比較器94、およびローパスフィルタ(以下、LPFという)96を有している。
With reference to FIG. 1 again, the
VCO90の入力端子(制御端子)には、LPF96からの出力信号にコンポジット信号が重畳された変調信号が入力されている。VCO90は、LPF96からの出力信号のレベルに応じた発振周波数を有する主搬送波を、コンポジット信号のレベルで周波数変調した周波数変調信号を生成する。周波数変調信号の中心周波数の周波数範囲は76MHz〜110MHzのうち任意の範囲に定められる。VCO90の出力端子は、分周器92の入力端子に接続されている。
A modulation signal in which a composite signal is superimposed on an output signal from the
分周器92は、VCO90から出力された周波数変調信号を分周する。分周器92の出力端子は、位相比較器94の一方の入力端子に接続されている。
The
位相比較器94の他方の入力端子には、分周器20から出力された分周クロックが入力されている。位相比較器94は、分周器92からの出力信号と分周クロックとに応じて、分周器92からの出力信号と分周クロックとの位相差に応じたパルス幅を有する信号を生成する。位相比較器94の出力端子は、LPF96の入力端子に接続されている。
The frequency-divided clock output from the
LPF96は、位相比較器94からの出力信号を直流に平滑化することによって、位相比較器94の出力信号のパルス幅に応じたレベルの信号を生成する。
The
このようにして、周波数変調器52は、分周クロックの周波数に応じた周波数を有する主搬送波を生成し、且つコンポジット信号のレベルに応じて主搬送波を周波数変調する。
In this manner, the
次に、FMステレオ送信器10の動作を説明する。まず、FMステレオ送信器10に外部から左側音声信号Linおよび右側音声信号Rinが入力されると、オーディオ部12によって左側音声信号Linがプリエンファシスされて、左側信号Lが生成され、オーディオ部14によって右側音声信号Rinがプリエンファシスされて、右側信号Rが生成される。また、発振部16では、19MHzの基準クロックCが生成されており、この基準クロックCが分周されて38kHzの副搬送波Wsおよび20kHzの分周クロックも生成されている。
Next, the operation of the
これらの左側信号L、右側信号R、および副搬送波Wsはステレオ変調器50に入力され、マルチプレクサ54によって左側信号Lと右側信号Rとが副搬送波Wsに基づいて多重化されて、多重化信号「(L+R)+(L−R)cosωt」が生成される。この多重化信号はミキサ56に入力され、ミキサ56によって多重化信号と19kHzのパイロット信号Spとが合成されて、コンポジット信号が生成される。
The left signal L, the right signal R, and the subcarrier Ws are input to the
パイロット信号Spは位相比較部60にも入力され、副搬送波Wsを1/2分周した分周副搬送波Wsdとパイロット信号Spとの位相差に応じたパルス幅を有する位相比較信号Spcが生成される。この位相比較信号Spcは移相器62に入力され、位相比較信号Spcのパルス幅が基準クロックCの1周期より大きいときには、移相器62内のロックディテクタ80によってHIGHレベルの検出信号が生成される。この検出信号がHIGHレベルであるときには、移相器62内のカウンタ82によって基準クロックCの周期間隔でカウントされ、このカウント値を表すディジタル信号が生成される。このディジタル信号は移相器62内のシフトレジスタ84に入力され、ディジタル信号の値に応じた位相シフト量分、副搬送波Wsの位相がシフトされて、調整副搬送波Wsaが生成される。この調整副搬送波Wsaは第2の分周器64によって1/2分周され、パイロット信号Spが生成される。このように、位相比較部60、移相器62、および第2の分周器64を含むループにおける処理によって、パイロット信号Spの位相がシフトし、パイロット信号Spと副搬送波Wsとの位相差が基準クロックCの1周期以下となる(図3(a)〜(d)参照)。
The pilot signal Sp is also input to the
パイロット信号Spと副搬送波Wsとの位相差が基準クロックCの1周期以下となると、位相比較部60から出力される位相比較信号Spcのパルス幅は基準クロックCの1周期以下となり、移相器62内のロックディテクタ80から出力される検出信号のレベルはLOWレベルとなる(図3(c)〜(e)参照)。その結果、カウンタ82によってディジタル信号の値がホールドされ、調整副搬送波Wsaの位相、すなわちパイロット信号Spの位相が固定される。
When the phase difference between the pilot signal Sp and the subcarrier Ws is equal to or less than one period of the reference clock C, the pulse width of the phase comparison signal Spc output from the
周波数変調器52では、基準クロックCに応じた周波数を有する主搬送波がVCO90から出力され、この主搬送波の周波数は、VCO90、分周器92、位相比較器94、およびLPFを含むループにおける処理によって、ほぼ一定に固定される。この周波数変調器52内のVCO90の入力端子(制御端子)にステレオ変調器50から出力されたコンポジット信号が入力され、このコンポジット信号の振幅レベルに応じて主搬送波が周波数変調されて、周波数変調信号が生成される。この周波数変調信号は、増幅器24によって増幅された後に、アンテナ26によって電磁波に変換される。
In the
本実施形態のステレオ変調器50では、位相比較部60、移相器62、および第2の分周器64を含むループにおける処理によって、副搬送波Wsとパイロット信号Spとの位相差が小さくなるように、パイロット信号Spの位相が自立的に調整される。このように、本実施形態のステレオ変調器50によれば、副搬送波Wsに基づいて多重化された多重化信号とこの副搬送波Wsに対して位相差が小さいパイロット信号Spとが合成されたコンポジット信号を生成することができる。したがって、FMステレオ送信器において、このコンポジット信号に基づいて周波数変調信号を送信することにより、FMステレオ受信器におけるチャンネルセパレーション特性の低下を低減することができる。
In the
また、本実施形態のFMステレオ変調器22によれば、副搬送波Wsに対して位相差が小さいパイロット信号Spが合成されたコンポジット信号に応じて主搬送波が周波数変調されて、周波数変調信号を生成することができる。これにより、FMステレオ受信器におけるチャンネルセパレーション特性の低下を低減することができる。
Further, according to the
また、本実施形態のステレオ変調器50およびFMステレオ変調器22によれば、従来のように副搬送波Wsとパイロット信号Spとの位相差を手作業で調整する必要がない。また、パイロット信号Spと副搬送波Wsとの位相差を自立的に小さくするので、温度変動などの外的要因によって、副搬送波Wsとパイロット信号Spとの位相がずれてしまうことがない。
Further, according to the
[第2の実施形態]
図5は、本発明の第2の実施形態に係るステレオ変調器およびFMステレオ変調器を備えるFMステレオ送信器の回路図である。FMステレオ送信器10Aは、FMステレオ変調器22に代えてFMステレオ変調器22Aを備えている構成において第1の実施形態のFMステレオ送信器10と異なっている。FMステレオ送信器10Aのその他の構成は、FMステレオ送信器10と同様である。
[Second Embodiment]
FIG. 5 is a circuit diagram of an FM stereo transmitter including a stereo modulator and an FM stereo modulator according to the second embodiment of the present invention. The FM stereo transmitter 10A is different from the
FMステレオ変調器22Aは、ステレオ変調器50に代えてステレオ変調器50Aを備えている構成においてFMステレオ変調器22と異なっている。FMステレオ変調器22Aのその他の構成は、FMステレオ変調器22と同様である。
The
ステレオ変調器50Aは、位相比較部60の代わりに位相比較部60Aを備えており、第1の分周器58および第2の分周器64の代わりに分周器98を備えている点においてステレオ変調器50と異なっている。ステレオ変調器50Aのその他の構成要素は、ステレオ変調器50と同様である。以下、第1の実施形態と異なる点について説明する。
The
位相比較部60Aの一方の入力端子には、第1の分周器58を介さずに分周器18の出力端子が接続されている。位相比較部60Aの他方の入力端子には、第2の分周器64を介さずに移相器62の出力端子が接続されている。したがって、位相比較部60Aは、分周器18から出力された副搬送波Wsと移相器62から出力された調整副搬送波Wsaとの位相差を表す位相比較信号Spcを生成する。例えば、位相比較部60Aの構成は、図2に示す位相比較部60の構成と同一であればよい。このような位相比較部60Aは、分周器18から出力された副搬送波Wsと移相器62から出力された調整副搬送波Wsaとに基づいて、副搬送波Wsと調整副搬送波Wsaとの位相差に応じたパルス幅を有する位相比較信号Spcを生成する。位相比較部60Aの出力端子は、移相器62に接続されている。
The output terminal of the
移相器62の出力端子は、分周器98にも接続されている。分周器98は、移相器62から出力された調整副搬送波Wsaを1/2分周することによって、パイロット信号Spを生成する。分周器98の出力端子はミキサ56に接続されており、分周器98はパイロット信号Spをミキサ56へ出力する。
The output terminal of the
本実施形態のステレオ変調器50Aでは、位相比較部60Aおよび移相器62は帰還回路を構成しており、位相比較部60Aおよび移相器62を含むループにおける処理によって、副搬送波Wsと調整副搬送波Wsaとの位相差が小さくなるように、調整副搬送波Wsaの位相が調整される。具体的には、位相比較部60Aおよび移相器62を含むループにおける処理によって、副搬送波Wsと調整副搬送波Wsaとの位相差が基準クロックCの1周期以下となるように調整副搬送波Wsaの位相が調整される。この調整副搬送波Wsaから分周器98によってパイロット信号Spが生成されるので、副搬送波Wsとパイロット信号Spとの位相差が小さくなる。
In the
このように、本実施形態のステレオ変調器50Aによれば、位相比較部60Aおよび移相器62を含むループにおける処理と分周器98とによって、副搬送波Wsとパイロット信号Spとの位相差が小さくなるように、パイロット信号Spの位相が自立的に調整される。したがって、本実施形態のステレオ変調器50Aは、第1の実施形態のステレオ変調器50と同様の利点を有している。
Thus, according to the
また、このステレオ変調器50Aを有する本実施形態のFMステレオ変調器22Aは、第1の実施形態のFMステレオ変調器22と同様の利点を有している。
Further, the
なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made.
本実施形態では、パイロット信号Spの位相を調整する回路(第1の実施形態:位相比較部60、移相器62、第1の分周器58、および第2の分周器64、第2の実施形態:位相比較部60A、移相器62、および分周器98)を、左右切換方式(スイッチング方式ともいう)のステレオ変調器50およびFMステレオ変調器22に適用したが、この回路は左右切換方式以外のステレオ変調器およびFMステレオ変調器にも適用可能である。
In the present embodiment, a circuit for adjusting the phase of the pilot signal Sp (first embodiment:
また、本実施形態では、位相比較部60、60Aは、副搬送波とパイロット信号との位相差を位相比較信号のパルス幅で表したが、位相比較部は、この位相差を位相比較信号のパルス幅以外で表してもよい。例えば、位相比較部は、この位相差を位相比較信号の電圧レベルで表してもよい。この場合、移相器は、ディジタル処理に代えてアナログ処理を行うことによって、パイロット信号の位相を調整すればよい。
In the present embodiment, the
また、本実施形態では、発振部16の発振周波数を19MHzとしたが、発振部の発振周波数は、38kHzの副搬送波Wsを生成可能な発振周波数であればこれに限るものではない。
In this embodiment, the oscillation frequency of the
また、本実施形態では、分周器20から出力される分周クロックの周波数を20kHzとしたが、分周クロックの周波数はこれに限るものではない。
In this embodiment, the frequency of the divided clock output from the
10…ステレオ送信器、12、14…オーディオ部、16…発振部、18、20…分周器、22…FMステレオ変調器、24…増幅器、26…アンテナ、50…ステレオ変調器、52…周波数変調器、54…マルチプレクサ(MPX)、56…ミキサ(MIX)、58…第1の分周器、60…位相比較部、62…移相器、64…第2の分周器。
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記マルチプレクサから出力された前記多重化信号とパイロット信号とを合成することによって、コンポジット信号を生成するミキサと、
前記副搬送波を1/2分周することによって、分周副搬送波を生成する第1の分周器と、
前記第1の分周器から出力された前記分周副搬送波と前記パイロット信号との位相差を表す位相比較信号を生成する位相比較部と、
前記位相比較部から出力された前記位相比較信号に基づいて、前記位相差が小さくなるように前記副搬送波の位相を調整した調整副搬送波を生成する移相器と、
前記移相器から出力された前記調整副搬送波を1/2分周することによって、前記パイロット信号を生成する第2の分周器と、
を備える、
ステレオ変調器。 Multiplexing is performed by multiplexing, based on the subcarrier, a sum signal representing the sum of the left signal and the right signal, and a difference signal obtained by amplitude-modulating the difference between the left signal and the right signal with a subcarrier. A multiplexer for generating a signal;
A mixer that generates a composite signal by combining the multiplexed signal output from the multiplexer and a pilot signal;
A first divider for generating a divided subcarrier by dividing the subcarrier by 1/2;
A phase comparison unit that generates a phase comparison signal representing a phase difference between the frequency-divided subcarrier output from the first frequency divider and the pilot signal;
Based on the phase comparison signal output from the phase comparison unit, a phase shifter that generates an adjusted subcarrier that adjusts the phase of the subcarrier so that the phase difference is reduced,
A second frequency divider for generating the pilot signal by dividing the adjusted subcarrier output from the phase shifter by half;
Comprising
Stereo modulator.
前記移相器は、
前記位相比較部から出力された前記位相比較信号の前記パルス幅が基準クロックの周期より大きい場合に、第1のレベルの検出信号を出力するロックディテクタと、
前記ロックディテクタから出力された前記検出信号が第1のレベルである場合に、前記基準クロックの周期間隔でカウントしたカウント値を表すディジタル信号を出力するカウンタと、
前記位相比較部から出力された前記位相比較信号の前記パルス幅が狭くなるように、前記カウンタから出力された前記ディジタル信号の値に応じた位相シフト量分、前記副搬送波の位相をシフトすることによって、前記調整副搬送波を生成するシフトレジスタと、
を有する、
請求項1に記載のステレオ変調器。 The phase comparison unit generates a phase comparison signal having a pulse width corresponding to a phase difference between the divided subcarrier output from the first frequency divider and the pilot signal,
The phase shifter is
A lock detector that outputs a first level detection signal when the pulse width of the phase comparison signal output from the phase comparison unit is greater than a period of a reference clock;
A counter that outputs a digital signal representing a count value counted at a cycle interval of the reference clock when the detection signal output from the lock detector is at a first level;
Shifting the phase of the subcarrier by a phase shift amount corresponding to the value of the digital signal output from the counter so that the pulse width of the phase comparison signal output from the phase comparison unit is narrowed. A shift register for generating the adjusted subcarrier,
Having
The stereo modulator according to claim 1.
前記マルチプレクサから出力された前記多重化信号とパイロット信号とを合成することによって、コンポジット信号を生成するミキサと、
前記副搬送波と調整副搬送波との位相差を表す位相比較信号を生成する位相比較部と、
前記位相比較部から出力された前記位相比較信号に基づいて、前記位相差が小さくなるように前記副搬送波の位相を調整した前記調整副搬送波を生成する移相器と、
前記移相器から出力された前記調整副搬送波を1/2分周することによって、前記パイロット信号を生成する分周器と、
を備える、
ステレオ変調器。 Multiplexing is performed by multiplexing, based on the subcarrier, a sum signal representing the sum of the left signal and the right signal, and a difference signal obtained by amplitude-modulating the difference between the left signal and the right signal with a subcarrier. A multiplexer for generating a signal;
A mixer that generates a composite signal by combining the multiplexed signal output from the multiplexer and a pilot signal;
A phase comparator that generates a phase comparison signal representing a phase difference between the subcarrier and the adjusted subcarrier;
Based on the phase comparison signal output from the phase comparison unit, a phase shifter that generates the adjusted subcarrier in which the phase of the subcarrier is adjusted so that the phase difference is reduced,
A frequency divider that generates the pilot signal by dividing the adjusted subcarrier output from the phase shifter by a half;
Comprising
Stereo modulator.
前記移相器は、
前記位相比較部から出力された前記位相比較信号の前記パルス幅が基準クロックの周期より大きい場合に、第1のレベルの検出信号を出力するロックディテクタと、
前記ロックディテクタから出力された前記検出信号が第1のレベルである場合に、前記基準クロックの周期間隔でカウントしたカウント値を表すディジタル信号を出力するカウンタと、
前記位相比較部から出力された前記位相比較信号の前記パルス幅が狭くなるように、前記カウンタから出力された前記ディジタル信号の値に応じた位相シフト量分、前記副搬送波の位相をシフトすることによって、前記調整副搬送波を生成するシフトレジスタと、
を有する、
請求項3に記載のステレオ変調器。 The phase comparator generates a phase comparison signal having a pulse width corresponding to a phase difference between the subcarrier and the adjusted subcarrier;
The phase shifter is
A lock detector that outputs a first level detection signal when the pulse width of the phase comparison signal output from the phase comparison unit is greater than a period of a reference clock;
A counter that outputs a digital signal representing a count value counted at a cycle interval of the reference clock when the detection signal output from the lock detector is at a first level;
Shifting the phase of the subcarrier by a phase shift amount corresponding to the value of the digital signal output from the counter so that the pulse width of the phase comparison signal output from the phase comparison unit is narrowed. A shift register for generating the adjusted subcarrier,
Having
The stereo modulator according to claim 3.
前記ステレオ変調器から出力されたコンポジット信号に応じて主搬送波を周波数変調することによって、周波数変調信号を生成する周波数変調器と、
を備える、
FMステレオ変調器。
The stereo modulator according to any one of claims 1 to 4,
A frequency modulator that generates a frequency-modulated signal by frequency-modulating the main carrier according to the composite signal output from the stereo modulator;
Comprising
FM stereo modulator.
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