JP2007082332A - Dc-dc converter and control method therefor - Google Patents

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安弘 押目
Yasuto Yanagida
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce the capacitance of capacitors used, lower the breakdown voltage of diodes used, reduce the loss at a rector, and obtain a so-called zero-voltage switch when a switching element is turned off. <P>SOLUTION: Capacitors 81, 85 are charged via a coil 83 and a diode 84. The capacitors 81, 85 are discharged via diodes 82, 86 with the coil 83 bypassed. Increase in the voltage across the switching element 10, caused by magnetic flux energy accumulated in the reactor 30, is prevented by discharge of the capacitors 81, 85. Thus, the switching element 10 is turned off as the so-called "zero-voltage" switch. Since the cathode of a diode 20 is connected to the switching element 10 with the reactor bypassed, its voltage does not suddenly rise. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

この発明は降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。   The present invention relates to a step-down DC-DC converter.

図１３に基本的な降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。当該降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは入力電圧Ｅを出力電圧Ｖへと降圧する。これらの電圧は低位電源ラインＬを基準として与えられる。   FIG. 13 shows the configuration of a basic step-down DC-DC converter. The step-down DC-DC converter steps down the input voltage E to the output voltage V. These voltages are given with reference to the lower power supply line L.

スイッチング素子１０はその内部にダイオードが内蔵されている。スイッチング素子１０の出力端はリアクトル３０を介して高位電源ラインＨに接続される。リアクトル３０の両端はダイオード２０、コンデンサ４０を介して低位電源ラインＬに接続される。電流検出回路７１は高位電源ラインＨに流れる電流を検出し、電圧検出回路７２は出力電圧Ｖを検出する。   The switching element 10 includes a diode therein. The output terminal of the switching element 10 is connected to the high power supply line H through the reactor 30. Both ends of the reactor 30 are connected to the lower power supply line L via the diode 20 and the capacitor 40. The current detection circuit 71 detects the current flowing through the high-level power supply line H, and the voltage detection circuit 72 detects the output voltage V.

制御回路７０は、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２の検出結果に基づいて、スイッチング素子１０のスイッチングを制御する。なお、制御回路７０、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２はＤＣ−ＤＣコンバータの動作を制御するための手段であるので、必ずしもＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素として把握される必要はない。   The control circuit 70 controls switching of the switching element 10 based on the detection results of the current detection circuit 71 and the voltage detection circuit 72. Note that the control circuit 70, the current detection circuit 71, and the voltage detection circuit 72 are means for controlling the operation of the DC-DC converter, and need not necessarily be grasped as components of the DC-DC converter.

図１４はスイッチング素子１０のオン／オフに伴う、諸位置の電圧、電流の波形を示すグラフである。スイッチング素子１０のリアクトル３０側（出力側）の電圧Ｖｅは、スイッチング素子１０が時刻ｔ１１でオンすることで入力電圧Ｅに等しくなる。また時刻ｔ１２でスイッチング素子１０がオフすると同時にダイオード２０がＯＮし、ほぼ零となる。但しその後、スイッチング素子１０がオフのまま時刻ｔ１３に至るとダイオード２０もオフするため、電圧Ｖｅは出力電圧Ｖへ上昇する。そして再び時刻ｔ１４でスイッチング素子１０がオンすることで入力電圧Ｅに等しくなる。   FIG. 14 is a graph showing waveforms of voltages and currents at various positions according to on / off of the switching element 10. The voltage Ve on the reactor 30 side (output side) of the switching element 10 becomes equal to the input voltage E when the switching element 10 is turned on at time t11. At the time t12, the switching element 10 is turned off, and at the same time, the diode 20 is turned on and becomes almost zero. However, after that, when the switching element 10 is turned off and the time t13 is reached, the diode 20 is also turned off, so that the voltage Ve rises to the output voltage V. Then, the switching element 10 is turned on again at time t14, so that it becomes equal to the input voltage E.

スイッチング素子１０に流れる電流ｉＱは、時刻ｔ１１でスイッチング素子１０がオンすると零から上昇し、時刻ｔ１２でスイッチング素子１０がオンすると急激に零に戻る。   The current iQ flowing through the switching element 10 rises from zero when the switching element 10 is turned on at time t11, and rapidly returns to zero when the switching element 10 is turned on at time t12.

リアクトル３０に流れる電流ｉＬは、時刻ｔ１１〜ｔ１３で流れ、時刻ｔ１３〜ｔ１４では流れていない。   The current iL flowing through the reactor 30 flows at times t11 to t13 and does not flow at times t13 to t14.

時刻ｔ１２においてスイッチング素子１０がオフした瞬間、リアクトル３０における磁束はリアクトル３０に流れる電流を維持しようとする。これは電圧Ｖｅの低下を招き、スイッチング素子１０の両端の電圧（Ｅ−Ｖｅ）が大きい状態で電流ｉＱが流れてしまう。かかる現象はスイッチング損失を大きくする。   At the moment when the switching element 10 is turned off at time t12, the magnetic flux in the reactor 30 tries to maintain the current flowing through the reactor 30. This causes a decrease in the voltage Ve, and the current iQ flows in a state where the voltage (E−Ve) at both ends of the switching element 10 is large. Such a phenomenon increases the switching loss.

この損失を軽減するため、ソフトスイッチング技術が考案されている。図１５は従来のソフトスイッチング技術を例示する回路図である。ソフトスイッチング回路９０が、スイッチング素子１０と、リアクトル３０やダイオード２０との間に設けられている。   In order to reduce this loss, a soft switching technique has been devised. FIG. 15 is a circuit diagram illustrating a conventional soft switching technique. A soft switching circuit 90 is provided between the switching element 10 and the reactor 30 or the diode 20.

ソフトスイッチング回路９０は、リアクトル９１とコンデンサ９２，９４と、ダイオード９３，９５，９６を有している。リアクトル９１はスイッチング素子１０とリアクトル３０との間に直列に設けられている。   The soft switching circuit 90 includes a reactor 91, capacitors 92 and 94, and diodes 93, 95, and 96. Reactor 91 is provided in series between switching element 10 and reactor 30.

ダイオード９５，９３，９６はこの順に、スイッチング素子１０の出力側Ｃと低位電源ラインＬとの間で直列に接続されている。ダイオード９５，９３，９６の順方向はいずれも低位電源ラインＬからスイッチング素子１０へ向かう方向に揃えられている。   The diodes 95, 93, and 96 are connected in series between the output side C of the switching element 10 and the low-order power supply line L in this order. The forward directions of the diodes 95, 93, and 96 are all aligned in the direction from the low power supply line L to the switching element 10.

コンデンサ９４はダイオード９３，９６の直列接続に対して並列に接続される。コンデンサ９２は、ダイオード９３のアノードとダイオード９６のカソードとの接続点と、ダイオード２０のカソードとの間に接続される。   The capacitor 94 is connected in parallel to the series connection of the diodes 93 and 96. The capacitor 92 is connected between the connection point between the anode of the diode 93 and the cathode of the diode 96 and the cathode of the diode 20.

かような構成においては、スイッチング素子１０がオンしている状態ではダイオード９３を介してコンデンサ９２，９４が充電される。スイッチング素子１０がオフすると、ダイオード９６を介してコンデンサ９２が、ダイオード９５及びリアクトル９１を介してコンデンサ９４が、それぞれ放電する。   In such a configuration, the capacitors 92 and 94 are charged via the diode 93 when the switching element 10 is on. When the switching element 10 is turned off, the capacitor 92 is discharged via the diode 96, and the capacitor 94 is discharged via the diode 95 and the reactor 91, respectively.

よってスイッチング素子１０がオフしても、コンデンサ９２，９４によってスイッチング素子１０の出力側Ｃの電圧Ｖｅは急激に下がることが無い。よってスイッチング素子１０の両端の電圧がほぼ零のままで電流ｉＱを減少させることができる。かかるスイッチはいわゆるゼロ電圧スイッチであり、スイッチング損失を低減できる。かようなソフトスイッチング回路９０は、例えば特許文献１に紹介されている。   Therefore, even when the switching element 10 is turned off, the voltage Ve on the output side C of the switching element 10 does not drop rapidly by the capacitors 92 and 94. Therefore, the current iQ can be reduced while the voltage across the switching element 10 remains substantially zero. Such a switch is a so-called zero voltage switch and can reduce switching loss. Such a soft switching circuit 90 is introduced in Patent Document 1, for example.

特開２００２−３６９５０８号公報JP 2002-369508 A

しかしながら、ソフトスイッチング回路９０ではリアクトル９１がスイッチング素子１０とリアクトル３０の間で直接に直列接続されていたため、下記第１乃至第３の問題点があった。   However, since the reactor 91 is directly connected in series between the switching element 10 and the reactor 30 in the soft switching circuit 90, there are the following first to third problems.

問題点の第１は、コンデンサ９２，９４に流れる電流のピークが大きいことである。スイッチング素子１０がオフした直後には、リアクトル３０，９１には同じ値の電流ｉＬが流れている。このため、コンデンサ９４は電流ｉＬで放電する。リアクトル９１はリアクトル３０に比べインダクタンスが小さいため、リアクトル９１の電流はリアクトル３０に比べ急速に減少すると同時にコンデンサ９４の電圧も低下する。   The first problem is that the peak of the current flowing through the capacitors 92 and 94 is large. Immediately after the switching element 10 is turned off, the current iL of the same value flows through the reactors 30 and 91. For this reason, the capacitor 94 is discharged with the current iL. Since the reactor 91 has a smaller inductance than the reactor 30, the current of the reactor 91 decreases more rapidly than the reactor 30, and at the same time the voltage of the capacitor 94 decreases.

この時リアクトル３０に流れる電流は、スイッチング素子１０がオフした直後の電流ｉＬの値と比べ、大きく変化していない。リアクトル９１に流れる電流が小さくなった時点で、コンデンサ９２によってリアクトル３０の電流が賄われる。   At this time, the current flowing through the reactor 30 does not change much compared to the value of the current iL immediately after the switching element 10 is turned off. When the current flowing through the reactor 91 becomes small, the current of the reactor 30 is covered by the capacitor 92.

即ち、コンデンサ９２、９４に流れる電流は、当初はコンデンサ９４の電流が多く、コンデンサ９４の電流が減少した時点でコンデンサ９２の電流が流れる。そのため、コンデンサ９４，９２ともに、リアクトル３０に流れる電流ｉＬのピーク値に近い電流が流れる。コンデンサに流れるリプル電流が多くなると、耐リプル電流の大きいコンデンサを選択する必要がある。   That is, the current flowing in the capacitors 92 and 94 is initially large in the capacitor 94, and the current in the capacitor 92 flows when the current in the capacitor 94 decreases. Therefore, a current close to the peak value of current iL flowing through reactor 30 flows through both capacitors 94 and 92. When the ripple current flowing through the capacitor increases, it is necessary to select a capacitor having a large ripple current resistance.

一般に耐リプル電流を大きくする為には、コンデンサの容量を大きくする必要がある。それゆえ、回路的には最適な容量が存在したとしても、リプル電流に耐えられる以上の容量のコンデンサを選ぶ必要がある。   Generally, in order to increase the ripple current resistance, it is necessary to increase the capacitance of the capacitor. Therefore, it is necessary to select a capacitor having a capacity that can withstand the ripple current even if an optimum capacity exists in terms of the circuit.

コンデンサの容量が大きい場合の利点としては、スイッチング素子１０がオフした場合の、出力側Ｃの電圧低下が緩やかになって、スイッチング素子１０でのスイッチング損失が減少することが挙げられる。逆に欠点としては、コンデンサ充放電時にダイオード９３，９５，９６に発生する損失やリアクトル９１に発生する損失が増加することや、出力電力が小さく、スイッチング素子１０のオン時間が短い場合にはオン時にコンデンサの充電が完了せずにスイッチング損失の削減ができなくなること、を挙げることができる。   As an advantage when the capacitance of the capacitor is large, the voltage drop on the output side C when the switching element 10 is turned off becomes moderate, and the switching loss in the switching element 10 is reduced. On the other hand, the disadvantage is that the loss generated in the diodes 93, 95, 96 during the charging / discharging of the capacitor and the loss generated in the reactor 91 are increased, the output power is small, and the switching element 10 is turned on when the on-time is short. In some cases, it is impossible to reduce the switching loss without completing the charging of the capacitor.

しかし出力電力が大きくなると、これに応じて電流ｉＬのピーク値も増加する為、それに耐えられる容量でコンデンサを選択すると、容量が大きい場合の欠点が顕著になる。   However, as the output power increases, the peak value of the current iL also increases accordingly. Therefore, if a capacitor is selected with a capacity that can withstand it, the disadvantage of a large capacity becomes significant.

問題点の第２は、リアクトル９１，３０の接続点Ａの電圧が高くなることである。スイッチング素子１０がオンすることにより、リアクトル９１，ダイオード９３を介してコンデンサ９２，９４が充電される。この際、リアクトル９１とコンデンサ９２，９４との直列共振により、接続点Ａの電圧においてオーバーシュートが発生する。しかもその際にはスイッチング素子１０の出力側Ｃの電圧Ｖｅが入力電圧Ｅと等しくなっているため、接続点Ａの電圧は出力電圧Ｖから電圧２Ｅ程度にまで上昇する。   The second problem is that the voltage at the connection point A of the reactors 91 and 30 increases. When the switching element 10 is turned on, the capacitors 92 and 94 are charged via the reactor 91 and the diode 93. At this time, an overshoot occurs in the voltage at the connection point A due to the series resonance of the reactor 91 and the capacitors 92 and 94. In addition, since the voltage Ve on the output side C of the switching element 10 is equal to the input voltage E at that time, the voltage at the connection point A rises from the output voltage V to about 2E.

接続点Ａの電圧のピーク値が大きくなると、ダイオード２０としては耐圧の大きいものを選定する必要がある。しかしこれはコストを上昇させ、またダイオード２０の順方向電圧の上昇による損失の増加をも招来する。   When the peak value of the voltage at the connection point A increases, it is necessary to select a diode 20 having a high breakdown voltage. However, this increases the cost and also increases the loss due to the increase of the forward voltage of the diode 20.

問題点の第３は、リアクトル９１には大きな電流が流れることである。コンデンサ９２，９４の充電が完了した時点では、リアクトル９１にはリアクトル３０と同じ電流が流れる。出力電流が大きいとき、リアクトル３０に流れる電流も大きくなる。よって、リアクトル９１にもこの大きな出力電流が流れることになり、そのコスト、大きさの観点から不利となる。   A third problem is that a large current flows through the reactor 91. When charging of the capacitors 92 and 94 is completed, the same current as the reactor 30 flows through the reactor 91. When the output current is large, the current flowing through the reactor 30 also increases. Therefore, this large output current also flows through the reactor 91, which is disadvantageous from the viewpoint of cost and size.

更に第４の問題点として、コンデンサ９２，９４の容量が相違する場合の損失を低減しにくいことが挙げられる。製品のばらつきがあるため、容量値を等しくすべく製造されたコンデンサであっても、誤差がある。   Further, as a fourth problem, it is difficult to reduce the loss when the capacitors 92 and 94 have different capacities. Due to product variations, there is an error even with capacitors manufactured to have the same capacitance value.

この発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、用いるコンデンサの容量を低減し、用いるダイオードの耐圧を低くし、リアクトルにおける損失を低減しつつ、スイッチング素子のオフ時においていわゆるゼロ電圧スイッチを得ることを目的とする。   The present invention has been made in view of the above-described problems.A so-called zero voltage switch is provided when the switching element is turned off while reducing the capacitance of the used capacitor, lowering the withstand voltage of the used diode, and reducing the loss in the reactor. The purpose is to obtain.

更には、用いるコンデンサの容量のばらつきに起因する損失を低減することも目的とする。   Furthermore, it aims at reducing the loss resulting from the dispersion | variation in the capacity | capacitance of the capacitor | condenser used.

更には、スイッチング素子のオフ時においていわゆるゼロ電流スイッチを得ることをも目的とする。   Another object is to obtain a so-called zero current switch when the switching element is off.

この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第１の態様は、スイッチング素子（１０）と、第１及び第２リアクトル（３０，８３）、第１乃至第４ダイオード（２０，８２，８６，８４）、第１乃至第３コンデンサ（４０，８１，８５）とを備える。   A first aspect of the DC-DC converter according to the present invention includes a switching element (10), first and second reactors (30, 83), first to fourth diodes (20, 82, 86, 84), First to third capacitors (40, 81, 85).

そして前記スイッチング素子（１０）は、一端と、前記一端との間の導通／非導通が制御される他端とを有する。第１リアクトル（３０）は、前記スイッチング素子の前記他端に接続された一端と、他端とを有する。前記第１ダイオード（２０）は、前記第１リアクトルの前記一端に接続されたカソードと、アノードとを有する。前記第１コンデンサ（４０）は、前記第１リアクトルの前記他端に接続された一端と、前記第１ダイオードの前記アノードに接続された他端とを有する。前記第２コンデンサ（８１）は、前記スイッチング素子の前記他端に接続された一端と、他端とを有する。前記第２ダイオードは、前記第２コンデンサの前記他端に接続されたカソードと、前記第１ダイオードの前記アノードに接続されたアノードとを有する。前記第３ダイオード（８６）は、前記スイッチング素子の前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有する。前記第３コンデンサ（８５）は、前記第３ダイオードの前記アノードに接続された一端と、前記第１ダイオードの前記アノードに接続された他端とを有する。前記第４ダイオード（８４）は、前記第２ダイオードの前記カソードに接続されたアノードと、前記第３ダイオードの前記アノードに接続されたカソードとを有する。第２リアクトル（８３）は、前記第２ダイオードの前記カソードと、前記第３ダイオードの前記アノードとの間に介挿され、前記第４ダイオードと直列に接続される。   The switching element (10) has one end and the other end whose conduction / non-conduction is controlled between the one end. The first reactor (30) has one end connected to the other end of the switching element and the other end. The first diode (20) has a cathode connected to the one end of the first reactor, and an anode. The first capacitor (40) has one end connected to the other end of the first reactor and the other end connected to the anode of the first diode. The second capacitor (81) has one end connected to the other end of the switching element and the other end. The second diode has a cathode connected to the other end of the second capacitor and an anode connected to the anode of the first diode. The third diode (86) has a cathode connected to the other end of the switching element and an anode. The third capacitor (85) has one end connected to the anode of the third diode and the other end connected to the anode of the first diode. The fourth diode (84) has an anode connected to the cathode of the second diode and a cathode connected to the anode of the third diode. The second reactor (83) is interposed between the cathode of the second diode and the anode of the third diode, and is connected in series with the fourth diode.

この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第２の態様は、その第１の態様であって、前記第２コンデンサ（８１）と前記第３コンデンサ（８５）の容量値は等しい。   The second aspect of the DC-DC converter according to the present invention is the first aspect, and the capacitance values of the second capacitor (81) and the third capacitor (85) are equal.

この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第３の態様は、その第１の態様であって、前記スイッチング素子（１０）の前記一端と前記第１ダイオード（２０）の前記アノードとの間に接続される第４コンデンサ（５２）と、前記スイッチング素子（１０）の前記一端と接続された第３リアクトル（５１）とを更に備える。   A third aspect of the DC-DC converter according to the present invention is the first aspect, and is connected between the one end of the switching element (10) and the anode of the first diode (20). A fourth capacitor (52), and a third reactor (51) connected to the one end of the switching element (10).

この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第４の態様は、その第１の態様乃至第３の態様であって、前記第１リアクトル（３０）の前記一端及び前記第１ダイオード（２０）のカソードに共通に接続されたカソードと、前記第２コンデンサ（８１）の前記一端及び前記第３ダイオード（８６）の前記カソードに共通に接続されたアノードとを有する第５ダイオード（６０）を更に備える。   A fourth aspect of the DC-DC converter according to the present invention is the first to third aspects, wherein the one end of the first reactor (30) and the cathode of the first diode (20) are provided. And a fifth diode (60) having a commonly connected cathode and an anode connected in common to the one end of the second capacitor (81) and the cathode of the third diode (86).

この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータを制御する方法である。そして前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する電圧（Ｅ）の大きさに依存して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する電流の目標値を選定し、前記電流が前記目標値に到達した時点で前記スイッチング素子をオフする。あるいは前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する電圧（Ｅ）は、交流電圧（Ｖｓ）を整流して得られ、前記交流電圧の大きさに依存して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する電流の目標値を選定し、前記電流が前記目標値に到達した時点で前記スイッチング素子をオフする。   The DC-DC converter control method according to the present invention is a method for controlling the DC-DC converter according to the present invention. Then, a target value of the current output from the DC-DC converter is selected depending on the magnitude of the voltage (E) input to the DC-DC converter, and the switching is performed when the current reaches the target value. Turn off the element. Alternatively, the voltage (E) input to the DC-DC converter is obtained by rectifying the AC voltage (Vs), and depending on the magnitude of the AC voltage, the target value of the current output by the DC-DC converter And the switching element is turned off when the current reaches the target value.

この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第１の態様によれば、第２コンデンサ及び第３コンデンサの容量を低減し、第１ダイオード２０の耐圧を低くし、第２リアクトル８３における損失を低減しつつ、スイッチング素子１０のオフ時においていわゆるゼロ電圧スイッチが得られる。   According to the first aspect of the DC-DC converter according to the present invention, the capacitances of the second capacitor and the third capacitor are reduced, the breakdown voltage of the first diode 20 is lowered, and the loss in the second reactor 83 is reduced. A so-called zero voltage switch is obtained when the switching element 10 is off.

この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第２の態様によれば、コンデンサ放電時のピーク電流を削減することができる。   According to the 2nd aspect of the DC-DC converter concerning this invention, the peak current at the time of capacitor | condenser discharge can be reduced.

この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第３の態様によれば、第２コンデンサ及び第３コンデンサの容量差に基づくエネルギー損失を補填する。   According to the 3rd aspect of the DC-DC converter concerning this invention, the energy loss based on the capacity | capacitance difference of a 2nd capacitor | condenser and a 3rd capacitor | condenser is compensated.

この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第４の態様によれば、第１ダイオードがオフする際のリンギングを防止することができる。   According to the fourth aspect of the DC-DC converter of the present invention, it is possible to prevent ringing when the first diode is turned off.

この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法によれば、力率が改善される。   According to the control method of the DC-DC converter according to the present invention, the power factor is improved.

第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。大まかには、図１５に示された従来のＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチング回路９０をソフトスイッチング回路８０に置換した構成を備えている。そしてソフトスイッチング回路８０はソフトスイッチング回路９０のリアクトル９１を短絡除去し、ダイオード９３と直列にリアクトルを追加した構成を呈している。 First embodiment.
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating the configuration of a DC-DC converter according to a first embodiment of the invention. In general, the soft switching circuit 90 of the conventional DC-DC converter shown in FIG. The soft switching circuit 80 has a configuration in which the reactor 91 of the soft switching circuit 90 is removed by a short circuit, and a reactor is added in series with the diode 93.

より正確には以下の通りである。ＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチング素子１０と、リアクトル３０，８３、ダイオード２０，８２，８６，８４、コンデンサ４０，８１，８５とを備える。   More precisely, it is as follows. The DC-DC converter includes a switching element 10, reactors 30 and 83, diodes 20, 82, 86 and 84, and capacitors 40, 81 and 85.

そしてスイッチング素子１０は、一端と、一端との間の導通／非導通が制御される他端とを有する。例えばＤＣ−ＤＣコンバータは、制御回路７０、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２を更に備え、制御回路７０は、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２の検出結果に基づいて、スイッチング素子１０のスイッチングを制御する。   The switching element 10 has one end and the other end whose conduction / non-conduction is controlled between the one end. For example, the DC-DC converter further includes a control circuit 70, a current detection circuit 71, and a voltage detection circuit 72. The control circuit 70 switches the switching element 10 based on the detection results of the current detection circuit 71 and the voltage detection circuit 72. To control.

リアクトル３０は、スイッチング素子１０の他端に接続された一端と、他端とを有する。リアクトル３０の他端には高位電源ラインＨが接続されており、これに流れる電流が出力電流として外部へ供給される。出力電流は電流検出回路７１によって検出される。   Reactor 30 has one end connected to the other end of switching element 10 and the other end. A high-level power supply line H is connected to the other end of the reactor 30, and a current flowing through the reactor 30 is supplied to the outside as an output current. The output current is detected by the current detection circuit 71.

ダイオード２０は、リアクトル３０の一端に接続されたカソードと、アノードとを有する。コンデンサ４０は、リアクトル３０の他端に接続された一端と、ダイオード２０のアノードに接続された他端とを有する。コンデンサ４０の他端及びダイオード２０のアノードは、低位電源ラインＬに接続される。高位電源ラインＨと低位電源ラインＬの間の電圧が出力電圧Ｖとして外部へ供給される。出力電圧Ｖは電圧検出回路７２によって検出される。   Diode 20 has a cathode connected to one end of reactor 30, and an anode. Capacitor 40 has one end connected to the other end of reactor 30 and the other end connected to the anode of diode 20. The other end of the capacitor 40 and the anode of the diode 20 are connected to the low power supply line L. The voltage between the high power supply line H and the low power supply line L is supplied to the outside as the output voltage V. The output voltage V is detected by the voltage detection circuit 72.

コンデンサ８１は、スイッチング素子１０の他端に接続された一端と、他端とを有する。ダイオード８２は、コンデンサ８１の他端に接続されたカソードと、ダイオード２０のアノードに接続されたアノードとを有する。ダイオード８６は、スイッチング素子１０の他端に接続されたカソードと、アノードとを有する。コンデンサ８５は、ダイオード８６のアノードに接続された一端と、ダイオード２０のアノードに接続された他端とを有する。ダイオード８４は、ダイオード８２のカソードに接続されたアノードと、ダイオード８６のアノードに接続されたカソードとを有する。リアクトル８３は、ダイオード８２のカソードと、ダイオード８６のアノードとの間に介挿され、ダイオード８４と直列に接続される。   Capacitor 81 has one end connected to the other end of switching element 10 and the other end. Diode 82 has a cathode connected to the other end of capacitor 81 and an anode connected to the anode of diode 20. The diode 86 has a cathode connected to the other end of the switching element 10 and an anode. Capacitor 85 has one end connected to the anode of diode 86 and the other end connected to the anode of diode 20. Diode 84 has an anode connected to the cathode of diode 82 and a cathode connected to the anode of diode 86. Reactor 83 is interposed between the cathode of diode 82 and the anode of diode 86, and is connected in series with diode 84.

ダイオード８２，８４，８６と、コンデンサ８１，８５と、リアクトル８３とは、ソフトスイッチング回路８０を構成する。   The diodes 82, 84, 86, the capacitors 81, 85, and the reactor 83 constitute a soft switching circuit 80.

本実施の形態においても低位電源ラインＬを基準としてスイッチング素子１０の一端に入力電圧Ｅが与えられる。そして制御回路７０の制御によってスイッチング素子１０が導通／非導通し、出力電圧Ｖとして所望の電圧を得ることができる。   Also in the present embodiment, the input voltage E is applied to one end of the switching element 10 with the lower power supply line L as a reference. Then, the switching element 10 is turned on / off under the control of the control circuit 70, and a desired voltage can be obtained as the output voltage V.

スイッチング素子１０は、例えばトランジスタと、ダイオード１１とを有している。当該トランジスタは、スイッチング素子１０の一端が他端よりも電位が高い場合に電流を流す。ダイオード１１はスイッチング素子１０の一端が他端よりも電位が等しいか低い場合に電流を流す。   The switching element 10 includes, for example, a transistor and a diode 11. The transistor passes a current when one end of the switching element 10 has a higher potential than the other end. The diode 11 allows a current to flow when one end of the switching element 10 has the same or lower potential than the other end.

図２は各部の電圧や電流を示すグラフである。具体的には、スイッチング素子１０の他端の電圧Ｖｅと、スイッチング素子１０の一端から他端へ流れる電流ｉ10と、ダイオード８４をそのアノード側からカソード側へと流れる電流ｉ84と、コンデンサ８１をその他端から一端へと流れる電流ｉ81と、ダイオード８６をそのアノード側からカソード側へと流れる電流ｉ86と、ダイオード２０をそのアノード側からカソード側へと流れる電流ｉ20と、リアクトル３０をその一端から他端へと流れる電流ｉ30とを示している。   FIG. 2 is a graph showing the voltage and current of each part. Specifically, the voltage Ve at the other end of the switching element 10, the current i10 that flows from one end to the other end of the switching element 10, the current i84 that flows from the anode side to the cathode side of the diode 84, and the capacitor 81 A current i81 flowing from one end to the other end, a current i86 flowing from the anode side to the cathode side of the diode 86, a current i20 flowing from the anode side to the cathode side of the diode 20, and the reactor 30 from the one end to the other end. The current i30 flowing into the is shown.

図２では、出力電圧Ｖを得る必要性から、時刻ｔ１にスイッチング素子１０がオンした場合が例示されている。スイッチング素子１０がオンすることにより、電圧Ｖｅは入力電圧Ｅと等しくなり、ダイオード８４，リアクトル８３の直列接続を介して、コンデンサ８１，８５が充電される。   FIG. 2 illustrates a case where the switching element 10 is turned on at time t1 because of the necessity of obtaining the output voltage V. When the switching element 10 is turned on, the voltage Ve becomes equal to the input voltage E, and the capacitors 81 and 85 are charged via the series connection of the diode 84 and the reactor 83.

図３はコンデンサ８１，８５が充電される際の、ＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。但し制御回路７０、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２は図示を省略し、スイッチング素子１０は単なるスイッチとして示している（図４乃至図７の透過回路図についても同様）。   FIG. 3 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the DC-DC converter when the capacitors 81 and 85 are charged. However, the control circuit 70, the current detection circuit 71, and the voltage detection circuit 72 are not shown, and the switching element 10 is shown as a simple switch (the same applies to the transmission circuit diagrams of FIGS. 4 to 7).

電圧Ｖｅが低位電源ラインの電圧（０）よりも高いので、ダイオード２０は非導通であり、図示していない。同様にしてダイオード８２，８６も後述する場合を除いて非導通であり、図示していない。   Since the voltage Ve is higher than the voltage (0) of the lower power supply line, the diode 20 is non-conductive and is not shown. Similarly, the diodes 82 and 86 are non-conductive except as described later and are not shown.

コンデンサ８１，８５の充電電流は時刻ｔ１〜ｔ２に流れる電流ｉ84として現れる。より詳細には、一旦はコンデンサ８１，８５の充電電圧の和が入力電圧Ｅに等しくなる。コンデンサ８１，８５の容量のばらつきに起因する損失については第２の実施の形態で考察するが、ここではコンデンサ８１，８５の容量は等しいと仮定する。この仮定の下では、コンデンサ８１の他端の電圧と、コンデンサ８５の一端の電圧とは、一旦は電圧Ｅ／２に等しくなる。   The charging current of the capacitors 81 and 85 appears as a current i84 that flows from time t1 to time t2. More specifically, once the sum of the charging voltages of the capacitors 81 and 85 becomes equal to the input voltage E. The loss caused by the variation in the capacitance of the capacitors 81 and 85 will be considered in the second embodiment. Here, it is assumed that the capacitors 81 and 85 have the same capacitance. Under this assumption, the voltage at the other end of the capacitor 81 and the voltage at one end of the capacitor 85 are once equal to the voltage E / 2.

その後、コンデンサ８１，８５を充電する際にリアクトル８３に貯蔵された磁束エネルギーに起因して、電流ｉ84が流れる。そしてダイオード８４が、リアクトル８３に流れる電流の逆流を阻止する。このようにして電流ｉ84が流れるため、リアクトル８３のコンデンサ８１側の端の電圧は低下し、リアクトル８３のダイオード８４側の端の電圧は上昇する。   Thereafter, current i84 flows due to the magnetic flux energy stored in reactor 83 when capacitors 81 and 85 are charged. The diode 84 prevents the reverse flow of the current flowing through the reactor 83. Since the current i84 flows in this way, the voltage at the end of the reactor 83 on the capacitor 81 side decreases, and the voltage at the end of the reactor 83 on the diode 84 side increases.

しかしコンデンサ８１の一端及びコンデンサ８５の他端はそれぞれ電圧Ｅ，０に固定されているため、コンデンサ８１の他端及びコンデンサ８５の一端の電圧はそれぞれ低下、上昇し、時刻ｔ２において電圧０，Ｅに達する。つまりコンデンサ８１，８５はいずれも電圧Ｅで充電されることになる。リアクトル８３に蓄えられたエネルギーは時刻ｔ２においてすべて放出され、電流ｉ84はゼロとなる。   However, since one end of the capacitor 81 and the other end of the capacitor 85 are fixed at voltages E and 0, respectively, the voltages at the other end of the capacitor 81 and one end of the capacitor 85 decrease and increase, respectively, and at time t2, the voltages 0 and E To reach. That is, both the capacitors 81 and 85 are charged with the voltage E. All the energy stored in the reactor 83 is released at time t2, and the current i84 becomes zero.

時刻ｔ１〜ｔ２において、電流ｉ81は電流ｉ84とは逆向きに流れるので、図２のグラフでは電流ｉ81は負となって現れている。   Since the current i81 flows in the direction opposite to the current i84 from time t1 to time t2, the current i81 appears negative in the graph of FIG.

また時刻ｔ１〜ｔ２において、電流ｉ10は充電電流となる電流ｉ84と、リアクトル３０に流れる電流ｉ30との和である。そしてリアクトル３０のリアクタンスのため、電流ｉ30は時刻ｔ１から漸増する。よって電流ｉ10の波形は、電流ｉ84の波形を電流ｉ30の漸増する波形に加えた形状を呈している。   At time t1 to t2, the current i10 is the sum of the current i84 that is the charging current and the current i30 that flows through the reactor 30. Due to the reactance of reactor 30, current i30 gradually increases from time t1. Therefore, the waveform of the current i10 has a shape obtained by adding the waveform of the current i84 to the gradually increasing waveform of the current i30.

電流ｉ84は小さい方が望ましい。この観点からは、リアクトル８３を大きくし、あるいは／及びコンデンサ８１，８５の容量を小さくすることになる。   A smaller current i84 is desirable. From this point of view, the reactor 83 is enlarged or / and the capacitances of the capacitors 81 and 85 are reduced.

他方、充電時間（ｔ２−ｔ１）は短い方が望ましい。これはＤＣ−ＤＣコンバータの負荷が小さく、スイッチング素子１０のオンする期間が短くなる場合に、特に望ましい。この観点からは、リアクトル８３を小さくし、あるいは／及びコンデンサ８１，８５の容量を小さくすることになる。   On the other hand, it is desirable that the charging time (t2-t1) is short. This is particularly desirable when the load of the DC-DC converter is small and the switching element 10 is turned on for a short period. From this point of view, the reactor 83 is made smaller and / or the capacities of the capacitors 81 and 85 are made smaller.

よって電流ｉ84を小さくし、充電時間（ｔ２−ｔ１）を短くするという二つの観点からはコンデンサ８１，８５の容量を小さくすることが望ましい。   Therefore, it is desirable to reduce the capacities of the capacitors 81 and 85 from the two viewpoints of reducing the current i84 and shortening the charging time (t2-t1).

これはＤＣ−ＤＣコンバータの負荷が小さく、スイッチング素子１０のオンする期間が短くなる場合に、特に望ましい。   This is particularly desirable when the load of the DC-DC converter is small and the switching element 10 is turned on for a short period.

コンデンサ８１，８５は直列に接続されており、いずれにも電流ｉ84が流れるので充電された電圧比はコンデンサ８１，８５の容量の逆数に比例するようにも見える。しかしながらリアクトル８３に蓄積されたエネルギーによる充電も行われるため、実際にはコンデンサ８１，８５の容量比よりも、充電された電圧比は１に近づく。   The capacitors 81 and 85 are connected in series, and since the current i84 flows in both, the charged voltage ratio seems to be proportional to the reciprocal of the capacitance of the capacitors 81 and 85. However, since charging with the energy stored in the reactor 83 is also performed, the charged voltage ratio is actually closer to 1 than the capacitance ratio of the capacitors 81 and 85.

図４はコンデンサ８１，８５が充電された後、スイッチング素子１０がオフする迄の、ＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。コンデンサ８１の他端及びコンデンサ８５の一端の電圧はそれぞれ時刻ｔ２において電圧０，Ｅに達するため、ダイオード８２，８６は導通する。   FIG. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the DC-DC converter until the switching element 10 is turned off after the capacitors 81 and 85 are charged. Since the voltages at the other end of the capacitor 81 and one end of the capacitor 85 reach voltages 0 and E at time t2, the diodes 82 and 86 are turned on.

しかしコンデンサ８１，８５はいずれも電圧Ｅで充電されており、また電圧Ｖｅも入力電圧Ｅと等しい。よってそしてスイッチング素子１０がオンしているので電流ｉ10が供給され、ダイオード８２，８６には電流が流れない（従って電流ｉ81，ｉ86はいずれも０）。またダイオード２０，８４には逆方向に電圧Ｅが印加されており、非導通となっている。以上のことから、図４ではソフトスイッチング回路８０及びダイオード２０の図示を省略している。   However, the capacitors 81 and 85 are both charged with the voltage E, and the voltage Ve is also equal to the input voltage E. Therefore, since the switching element 10 is on, the current i10 is supplied, and no current flows through the diodes 82 and 86 (therefore, the currents i81 and i86 are both 0). The diodes 20 and 84 are applied with a voltage E in the opposite direction and are not conducting. From the above, the soft switching circuit 80 and the diode 20 are not shown in FIG.

よって時刻ｔ３にスイッチング素子１０がオフする迄の間、電流ｉ10は電流ｉ30に等しい。よって電流ｉ10の波形も、電流ｉ30の波形と同様に、漸増する。   Therefore, the current i10 is equal to the current i30 until the switching element 10 is turned off at time t3. Therefore, the waveform of the current i10 gradually increases in the same manner as the waveform of the current i30.

図５はスイッチング素子１０がオフし、電圧Ｖｅが低下する間のＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。時刻ｔ３においてスイッチング素子１０がオフするため、電流ｉ10はゼロとなる。   FIG. 5 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the DC-DC converter while the switching element 10 is turned off and the voltage Ve decreases. Since the switching element 10 is turned off at time t3, the current i10 becomes zero.

その一方で、スイッチング素子１０がオンしている間にリアクトル３０に蓄積された磁束エネルギーは、スイッチング素子１０がオフした際、これに流れる電流ｉ30を維持しようとする。この電流ｉ30を賄う電流がなければ、リアクトル３０の一端側の電圧Ｖｅが急激に低下してしまう。   On the other hand, the magnetic flux energy accumulated in the reactor 30 while the switching element 10 is on tends to maintain the current i30 flowing through the switching element 10 when the switching element 10 is turned off. If there is no current to cover this current i30, the voltage Ve on one end side of the reactor 30 will drop rapidly.

しかしながら上述のように、時刻ｔ２以降はダイオード８２，８６が導通しているため、コンデンサ８１，８５の放電電流ｉ81，ｉ86が流れる。よって電圧Ｖｅの低下を緩慢にすることができる。   However, as described above, since the diodes 82 and 86 are conductive after the time t2, the discharge currents i81 and i86 of the capacitors 81 and 85 flow. Therefore, the decrease in the voltage Ve can be slowed down.

これにより、時刻ｔ２に電流ｉ１０がゼロへと急激に変動しても、電圧Ｖｅの低下が緩慢であるので、スイッチング素子１０の両端電圧はほぼゼロであり、いわゆるゼロ電圧スイッチを得ることができる。   As a result, even if the current i10 fluctuates rapidly to zero at time t2, the voltage Ve decreases slowly, so that the voltage across the switching element 10 is almost zero, and a so-called zero voltage switch can be obtained. .

この際、従来の技術とは異なり、放電電流となる電流ｉ81，ｉ86の経路にはリアクトル８３は介在しない。よって電流ｉ81，ｉ86はほぼ同時にリアクトル３０に供給され、両者の和で電流ｉ30が賄われる。従って、電流ｉ81，ｉ86のピーク電流は電流ｉ30のほぼ半分で済む。これはコンデンサ８１，８５の容量を小さくすることができる。   At this time, unlike the conventional technique, the reactor 83 does not intervene in the path of the currents i81 and i86 that are discharge currents. Therefore, the currents i81 and i86 are supplied to the reactor 30 almost at the same time, and the current i30 is covered by the sum of the two. Therefore, the peak currents of the currents i81 and i86 are almost half of the current i30. This can reduce the capacitance of the capacitors 81 and 85.

時刻ｔ３にスイッチング素子１０がオフした後、コンデンサ８１，８５に充電された電荷が放電されるので、緩慢ではあるが電圧Ｖｅが低下し、やがて時刻ｔ４でゼロになる。   After the switching element 10 is turned off at time t3, the charges charged in the capacitors 81 and 85 are discharged, so that the voltage Ve decreases slowly but eventually becomes zero at time t4.

図６は電圧Ｖｅがゼロになってから電流ｉ30がゼロになるまでのＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。コンデンサ８１，８５の充電電圧はゼロとなるので、ダイオード８２，８６には電流が流れない。よって図６ではこれらの図示を省略している。   FIG. 6 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the DC-DC converter from when the voltage Ve becomes zero until the current i30 becomes zero. Since the charging voltage of the capacitors 81 and 85 is zero, no current flows through the diodes 82 and 86. Therefore, these illustrations are omitted in FIG.

一方、ダイオード２０が導通し、リアクトル３０の磁束のエネルギーにより、電流ｉ20，ｉ30には等しい電流が流れる。そしてこのエネルギーが放出されることにより電流ｉ30は漸減する。   On the other hand, the diode 20 becomes conductive, and an equal current flows in the currents i20 and i30 due to the energy of the magnetic flux of the reactor 30. As this energy is released, the current i30 gradually decreases.

時刻ｔ５において電流ｉ30が十分小さくなっている事がのぞましい。最大出力時はスイッチング素子１０がオンしている時間が長くなる。この場合でも電流ｉ30が最大値より十分小さい値の場合は、オンスイッチング時の損失を削減できる。また通常出力時はスイッチング素子１０がオンしている時間が短くなるので、時刻ｔ５において電流ｉ30がゼロになると、いわゆるゼロ電流スイッチングを実現することができる。   It is desirable that the current i30 is sufficiently small at time t5. At the time of maximum output, the time during which the switching element 10 is turned on becomes longer. Even in this case, when the current i30 is sufficiently smaller than the maximum value, the loss during on-switching can be reduced. Also, since the time during which the switching element 10 is on is shortened during normal output, so-called zero current switching can be realized when the current i30 becomes zero at time t5.

図７は時刻ｔ５以降、スイッチング素子１０が再びオンする時刻ｔ６までのＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。電流ｉ20，ｉ81，ｉ86は流れないので、コンデンサ８１，８５、ダイオード２０，８２，８４，８６、リアクトル８３の図示を省略している。   FIG. 7 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the DC-DC converter from time t5 to time t6 when the switching element 10 is turned on again. Since the currents i20, i81, i86 do not flow, the capacitors 81, 85, the diodes 20, 82, 84, 86, and the reactor 83 are not shown.

電流ｉ30がゼロであるので、電圧Ｖｅは出力電圧Ｖに等しくなる。そして時刻ｔ６に至るとスイッチング素子１０がオンし、等価回路は図３で示される回路で表される。   Since the current i30 is zero, the voltage Ve is equal to the output voltage V. At time t6, the switching element 10 is turned on, and the equivalent circuit is represented by the circuit shown in FIG.

図１５に示されたＤＣ−ＤＣコンバータとは異なり、ダイオード２０のカソードはリアクトルを介することなくスイッチング素子１０に接続されている。従って時刻ｔ６においてスイッチング素子１０がオンしても、ダイオード２０のカソード電圧は入力電圧Ｅを超えることはない。よってダイオード２０の耐圧を低くすることができる。   Unlike the DC-DC converter shown in FIG. 15, the cathode of the diode 20 is connected to the switching element 10 without passing through a reactor. Therefore, even when the switching element 10 is turned on at time t6, the cathode voltage of the diode 20 does not exceed the input voltage E. Therefore, the breakdown voltage of the diode 20 can be lowered.

更に、リアクトル８３に流れる電流ｉ84は、コンデンサ８１，８５の充電時以外にはゼロとなる。よってリアクトル８３における損失を低減することができる。   Further, the current i84 flowing through the reactor 83 becomes zero except when the capacitors 81 and 85 are charged. Therefore, the loss in reactor 83 can be reduced.

第２の実施の形態．
図８は本発明の第２の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。但しスイッチング素子１０は簡略化して図示した。第１の実施の形態で示されたＤＣ−ＤＣコンバータに対して、スイッチング素子１０の入力側にローパスフィルタ５０を設けた構成を有している。 Second embodiment.
FIG. 8 is a circuit diagram illustrating the configuration of a DC-DC converter according to the second embodiment of the invention. However, the switching element 10 is illustrated in a simplified manner. The DC-DC converter shown in the first embodiment has a configuration in which a low pass filter 50 is provided on the input side of the switching element 10.

より具体的には、ローパスフィルタ５０はリアクトル５１とコンデンサ５２とを有している。コンデンサ５２はスイッチング素子１０の一端と低位電源ラインＬとの間に接続される。リアクトル５１は入力電圧Ｅを受ける一端と、スイッチング素子１０の一端に接続される他端とを有している。   More specifically, the low-pass filter 50 includes a reactor 51 and a capacitor 52. The capacitor 52 is connected between one end of the switching element 10 and the lower power supply line L. Reactor 51 has one end receiving input voltage E and the other end connected to one end of switching element 10.

リアクトル５１のインダクタンスを大きく、例えば数十μＨに選定することにより、これに流れる電流はほぼ一定となる。このような状況でスイッチング素子１０のオン時間をＴon、オフ時間をＴoffとする。負荷に与えられる出力電力をＰｏとすると、一周期に負荷に与えられるエネルギーはＥｏ＝Ｐｏ（Ｔon＋Ｔoff）となる。この電力を、オン時間Ｔonにおいてリアクトル５１を経由して入力されるエネルギーＥｉ＝Ｐｏ・Ｔonと、コンデンサ５２に蓄えられるエネルギーＥｃとで賄わなければならない。   By selecting a large inductance of the reactor 51, for example, several tens of μH, the current flowing through the reactor 51 becomes substantially constant. In such a situation, the on time of the switching element 10 is Ton and the off time is Toff. When the output power given to the load is Po, the energy given to the load in one cycle is Eo = Po (Ton + Toff). This electric power must be covered by the energy Ei = Po · Ton input via the reactor 51 at the on time Ton and the energy Ec stored in the capacitor 52.

電圧Ｖｅの最大値及び最小値をそれぞれＶmax，Ｖminとおき、コンデンサ５２の容量値をＣとおけば、Ｅｃ＝（Ｖmax2−Ｖmin2）Ｃ／２で表される。よって、電圧Ｖｅの最小値Ｖminが、コンデンサ８１，８５のうち、充電電圧が低い方の電圧よりも更に小さくなれば、コンデンサ８１，８５の容量値のばらつきに起因した損失を補填することができる。 If the maximum value and the minimum value of the voltage Ve are Vmax and Vmin, respectively, and the capacitance value of the capacitor 52 is C, Ec = (Vmax 2 −Vmin 2 ) C / 2. Therefore, if the minimum value Vmin of the voltage Ve is further smaller than the voltage at which the charging voltage is lower among the capacitors 81 and 85, it is possible to compensate for the loss caused by the variation in the capacitance values of the capacitors 81 and 85. .

上記は一周期の電力という大局的な観点での説明であるが、これを経時的な観点から説明する。上述の図９は各部の電圧や電流を示すグラフである。具体的には電圧Ｖｅと、電流ｉ10，ｉ81，ｉ86，ｉ30とを示している。時刻ｔ１〜ｔ６は図２におけるそれらと同じタイミングである。   The above is a description from a global point of view of one cycle of power, and this will be described from a time point of view. FIG. 9 is a graph showing the voltage and current of each part. Specifically, the voltage Ve and the currents i10, i81, i86, i30 are shown. Times t1 to t6 are the same timing as those in FIG.

コンデンサ５２の存在により、時刻ｔ１にスイッチング素子１０がオンした後、電圧Ｖｅは低下し始める。これにより、電流ｉ81，ｉ86に示されるように、時刻ｔ２迄に充電されたコンデンサ８１，８５は、時刻ｔ３にスイッチング素子１０がオフする前に徐々に放電し始めることになる。この放電による電荷も電流ｉ30に寄与する。   Due to the presence of the capacitor 52, the voltage Ve starts to decrease after the switching element 10 is turned on at time t1. As a result, as indicated by currents i81 and i86, capacitors 81 and 85 charged by time t2 begin to gradually discharge before switching element 10 is turned off at time t3. The electric charge due to this discharge also contributes to the current i30.

そしてコンデンサ８１，８５同士の容量値のばらつきに起因して時刻ｔ２における充電電圧に差があっても、時刻ｔ１〜ｔ３の間でのコンデンサ５２の充電電圧の低下量の方が大きければ、コンデンサ８１，８５の容量値のばらつきに起因した損失は時刻ｔ３〜ｔ４においては発生しない。   Even if there is a difference in the charging voltage at time t2 due to variations in the capacitance values of capacitors 81 and 85, if the amount of decrease in the charging voltage of capacitor 52 between times t1 and t3 is larger, the capacitor Losses due to variations in the capacitance values 81 and 85 do not occur at times t3 to t4.

コンデンサ５２はリアクトル５１と共にローパスフィルタ５０を構成するので、スイッチング素子のスイッチングの瞬間のスパイクノイズを有効に減衰させることができる。そして上記のコンデンサ５２の機能に鑑みれば、コンデンサ８１，８５のうち時刻ｔ２における充電電圧の低い方よりも、時刻ｔ３における電圧Ｖｅが低くなるようにコンデンサ５２の容量値を選定することが望ましい。例えばスイッチング周波数が２５ｋＨｚの場合、上述のようにリアクトル５１は数十μＨのインダクタンスが選定され、コンデンサ５２は数μＦの容量値が選定される。   Since the capacitor 52 forms the low-pass filter 50 together with the reactor 51, spike noise at the moment of switching of the switching element can be effectively attenuated. In view of the function of the capacitor 52, it is desirable to select the capacitance value of the capacitor 52 so that the voltage Ve at the time t3 is lower than the lower one of the capacitors 81 and 85 at the time t2. For example, when the switching frequency is 25 kHz, as described above, the reactor 51 has an inductance of several tens of μH, and the capacitor 52 has a capacitance of several μF.

第３の実施の形態．
図１０は本発明の第３の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。第１の実施の形態で示されたＤＣ−ＤＣコンバータに対して、ソフトスイッチング回路８０の出力側とダイオード２０のカソードとの間にダイオード６０を追加した構成を有している。但しスイッチング素子１０は簡略化して示した。 Third embodiment.
FIG. 10 is a circuit diagram illustrating the configuration of a DC-DC converter according to the third embodiment of the invention. Compared to the DC-DC converter shown in the first embodiment, a diode 60 is added between the output side of the soft switching circuit 80 and the cathode of the diode 20. However, the switching element 10 is shown in a simplified manner.

具体的には、ダイオード６０のカソードは、リアクトル３０の一端及びダイオード２０のカソードに共通に接続される。ダイオード６０のアノードは、コンデンサ８１の一端及びダイオード８６のカソードに共通に接続される。   Specifically, the cathode of the diode 60 is commonly connected to one end of the reactor 30 and the cathode of the diode 20. The anode of the diode 60 is commonly connected to one end of the capacitor 81 and the cathode of the diode 86.

図２に示されるように、時刻ｔ５において電流ｉ２０がゼロとなると、電圧Ｖｅはゼロから出力電圧Ｖへと急峻に立ち上がり、ダイオード２０はオフする。この際、スイッチング素子１０の容量成分とリアクトル３０との共振によって、出力電圧Ｖにリンギングが発生する可能性がある。そこでダイオード６０を、電圧Ｖｅよりも出力電圧Ｖが大きくなれば非導通となる方向で設けた。   As shown in FIG. 2, when the current i20 becomes zero at time t5, the voltage Ve rises sharply from zero to the output voltage V, and the diode 20 is turned off. At this time, ringing may occur in the output voltage V due to resonance between the capacitive component of the switching element 10 and the reactor 30. Therefore, the diode 60 is provided in such a direction as to become non-conductive when the output voltage V becomes higher than the voltage Ve.

かかるカソード６０は第２の実施の形態で示されたローパスフィルタ５０の有無とは無関係に採用することができる。   Such a cathode 60 can be employed regardless of the presence or absence of the low-pass filter 50 shown in the second embodiment.

第４の実施の形態．
背景技術や第１乃至第３の実施の形態において示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、その入力段にダイオードブリッジと平滑コンデンサとを追加して設けることにより、ＡＣ−ＡＣコンバータとして機能させることができる。この場合には入力電圧Ｅとして、交流を整流した直流電圧が採用される。 Fourth embodiment.
The DC-DC converter shown in the background art or the first to third embodiments can function as an AC-AC converter by additionally providing a diode bridge and a smoothing capacitor in the input stage. . In this case, a direct current voltage obtained by rectifying alternating current is employed as the input voltage E.

図１１はこの様なＡＣ−ＤＣコンバータを、第１の実施の形態で示されたＤＣ−ＤＣコンバータを例にとって示す回路図である。三相交流電源Ｓは電圧Ｖｓ，電流ＩｓをダイオードブリッジＤに供給し、ダイオードブリッジＤは入力電圧Ｅを出力する。   FIG. 11 is a circuit diagram showing such an AC-DC converter, taking the DC-DC converter shown in the first embodiment as an example. The three-phase AC power source S supplies a voltage Vs and a current Is to the diode bridge D, and the diode bridge D outputs an input voltage E.

制御回路７０は、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２の検出結果のみならず、入力電圧Ｅ又は電圧Ｖｓを検出する電圧検出回路７３の検出結果にも基づいて、スイッチング素子１０のスイッチングを制御する。電圧検出回路７３はＤＣ−ＤＣコンバータにおいて設けられても良いし、その外部に設けられても良い。図１１ではＤＣ−ＤＣコンバータにおいて設けられる場合が例示され、また電圧Ｖｓではなく入力電圧Ｅが検出される場合が例示されている。   The control circuit 70 controls switching of the switching element 10 based not only on the detection results of the current detection circuit 71 and the voltage detection circuit 72 but also on the detection result of the voltage detection circuit 73 that detects the input voltage E or the voltage Vs. . The voltage detection circuit 73 may be provided in the DC-DC converter or may be provided outside the DC-DC converter. FIG. 11 illustrates a case where the DC-DC converter is provided, and illustrates a case where the input voltage E is detected instead of the voltage Vs.

制御回路７０は、電圧検出回路７３が検出した電圧に依存して目標電流値を選定し、電流検出回路７１の検出した電流が当該目標電流値に達した時点でスイッチング素子１０をオフさせる。これにより、リアクトル３０には目標電流に応じた電流が流れる。例えば電圧検出回路７３が検出した電圧が高いほど目標電流値を高める。   The control circuit 70 selects a target current value depending on the voltage detected by the voltage detection circuit 73, and turns off the switching element 10 when the current detected by the current detection circuit 71 reaches the target current value. As a result, a current corresponding to the target current flows through the reactor 30. For example, the target current value is increased as the voltage detected by the voltage detection circuit 73 is higher.

なお、出力される電流は負荷に応じて変動するが、一般に出力電圧Ｖを支えるコンデンサ４０は、その容量値が大きく選定されるので、その変動は緩やかである。従ってスイッチング素子１０をオフさせるタイミングが遅れることはない。   Although the output current varies depending on the load, generally, the capacitor 40 that supports the output voltage V is selected to have a large capacitance value, so that the variation is gentle. Therefore, the timing for turning off the switching element 10 is not delayed.

このような制御により、力率改善用のリアクトルを別途に設けることなく、力率を改善することができ、例えば９３パーセント程度に到達できる。図１２に、ある相の電圧Ｖｓ，電流Ｉｓの波形をグラフで示す。電流Ｉｓが連続して通電する期間は電圧Ｖｓの周期Ｔの１／３となる場合が例示されている。   By such control, the power factor can be improved without providing a power factor improving reactor separately, and can reach, for example, about 93%. FIG. 12 is a graph showing the waveforms of the voltage Vs and current Is of a certain phase. The case where the period during which the current Is is continuously energized is 1/3 of the period T of the voltage Vs is illustrated.

変形．
上記いずれのＤＣ−ＤＣコンバータについてもコンデンサ４０を共通にしつつ複数設け、相互に並列に接続してもよい。ＤＣ−ＤＣコンバータにおいてＰＷＭ制御が可能であるので、マルチフェーズ方式のコンバータとして利用することができる。 Deformation.
In any of the above DC-DC converters, a plurality of capacitors 40 may be provided in common and connected in parallel to each other. Since PWM control is possible in the DC-DC converter, it can be used as a multi-phase converter.

本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。1 is a circuit diagram illustrating the configuration of a DC-DC converter according to a first embodiment of the invention; 本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧や電流を示すグラフである。It is a graph which shows the voltage and electric current of each part of the DC-DC converter concerning the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。It is a circuit diagram which illustrates the composition of the DC-DC converter concerning a 2nd embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧や電流を示すグラフである。It is a graph which shows the voltage and electric current of each part of the DC-DC converter concerning the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating the configuration of a DC-DC converter according to a third embodiment of the invention. 本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施の形態における電圧、電流の波形を示すグラフである。It is a graph which shows the waveform of the voltage in the 4th Embodiment of this invention, and an electric current. 基本的な降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of a basic step-down DC-DC converter. 背景技術にかかるＤＣ−ＤＣコンバータにおける電圧、電流の波形を示すグラフである。It is a graph which shows the waveform of the voltage in the DC-DC converter concerning a background art, and an electric current. 従来のソフトスイッチング技術を例示する回路図である。It is a circuit diagram which illustrates the conventional soft switching technique.

符号の説明Explanation of symbols

１０ スイッチング素子
２０，６０，８２，８４，８６ ダイオード
３０，８３ リアクトル
４０，５２，８１，８５ コンデンサ
10 Switching element 20, 60, 82, 84, 86 Diode 30, 83 Reactor 40, 52, 81, 85 Capacitor

Claims (6)

一端と、前記一端との間の導通／非導通が制御される他端とを有するスイッチング素子（１０）と、
前記スイッチング素子の前記他端に接続された一端と、他端とを有する第１リアクトル（３０）と、
前記第１リアクトルの前記一端に接続されたカソードと、アノードとを有する第１ダイオード（２０）と、
前記第１リアクトルの前記他端に接続された一端と、前記第１ダイオードの前記アノードに接続された他端とを有する第１コンデンサ（４０）と、
前記スイッチング素子の前記他端に接続された一端と、他端とを有する第２コンデンサ（８１）と、
前記第２コンデンサの前記他端に接続されたカソードと、前記第１ダイオードの前記アノードに接続されたアノードとを有する第２ダイオード（８２）と、
前記スイッチング素子の前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有する第３ダイオード（８６）と、
前記第３ダイオードの前記アノードに接続された一端と、前記第１ダイオードの前記アノードに接続された他端とを有する第３コンデンサ（８５）と、
前記第２ダイオードの前記カソードに接続されたアノードと、前記第３ダイオードの前記アノードに接続されたカソードとを有する第４ダイオード（８４）と、
前記第２ダイオードの前記カソードと、前記第３ダイオードの前記アノードとの間に介挿され、前記第４ダイオードと直列に接続される第２リアクトル（８３）と
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。 A switching element (10) having one end and the other end in which conduction / non-conduction between the one end is controlled;
A first reactor (30) having one end connected to the other end of the switching element and the other end;
A first diode (20) having a cathode connected to the one end of the first reactor and an anode;
A first capacitor (40) having one end connected to the other end of the first reactor and the other end connected to the anode of the first diode;
A second capacitor (81) having one end connected to the other end of the switching element and the other end;
A second diode (82) having a cathode connected to the other end of the second capacitor and an anode connected to the anode of the first diode;
A third diode (86) having a cathode connected to the other end of the switching element and an anode;
A third capacitor (85) having one end connected to the anode of the third diode and the other end connected to the anode of the first diode;
A fourth diode (84) having an anode connected to the cathode of the second diode and a cathode connected to the anode of the third diode;
A DC-DC converter including a second reactor (83) interposed between the cathode of the second diode and the anode of the third diode and connected in series with the fourth diode. 前記第２コンデンサ（８１）と前記第３コンデンサ（８５）の容量値は等しい、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。   The DC-DC converter according to claim 1, wherein capacitance values of the second capacitor (81) and the third capacitor (85) are equal. 前記スイッチング素子（１０）の前記一端と前記第１ダイオード（２０）の前記アノードとの間に接続される第４コンデンサ（５２）と、
前記スイッチング素子（１０）の前記一端と接続された第３リアクトル（５１）と
を更に備える、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 A fourth capacitor (52) connected between the one end of the switching element (10) and the anode of the first diode (20);
The DC-DC converter according to claim 1, further comprising a third reactor (51) connected to the one end of the switching element (10). 前記第１リアクトル（３０）の前記一端及び前記第１ダイオード（２０）のカソードに共通に接続されたカソードと、前記第２コンデンサ（８１）の前記一端及び前記第３ダイオード（８６）の前記カソードに共通に接続されたアノードとを有する第５ダイオード（６０）
を更に備える、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 A cathode commonly connected to the one end of the first reactor (30) and the cathode of the first diode (20); the one end of the second capacitor (81); and the cathode of the third diode (86). A fifth diode (60) having an anode connected in common to
The DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3, further comprising: 請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータを制御する方法であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する電圧（Ｅ）の大きさに依存して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する電流の目標値を選定し、前記電流が前記目標値に到達した時点で前記スイッチング素子をオフする、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。 A method for controlling a DC-DC converter according to any one of claims 1 to 4, comprising:
Depending on the magnitude of the voltage (E) input to the DC-DC converter, a target value of the current output from the DC-DC converter is selected, and when the current reaches the target value, the switching element The DC-DC converter control method for turning off the power. 請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータを制御する方法であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する電圧（Ｅ）は、交流電圧（Ｖｓ）を整流して得られ、
前記交流電圧の大きさに依存して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する電流の目標値を選定し、前記電流が前記目標値に到達した時点で前記スイッチング素子をオフする、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
A method for controlling a DC-DC converter according to any one of claims 1 to 4, comprising:
The voltage (E) input to the DC-DC converter is obtained by rectifying an alternating voltage (Vs),
A target value of a current output from the DC-DC converter is selected depending on the magnitude of the AC voltage, and the switching element is turned off when the current reaches the target value. Control method.
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009063561A1 (en) * 2007-11-15 2009-05-22 Fujitsu Media Devices Limited Switcing power supply, control circuit controlling switching power supply and control method of switching power supply
US7772714B2 (en) 2007-01-09 2010-08-10 Denso Corporation Passive safety device for vehicles
JP2015008622A (en) * 2013-05-30 2015-01-15 株式会社デンソー Power conversion device
CN110098740A (en) * 2019-05-09 2019-08-06 苏州汇川联合动力系统有限公司 Reduction voltage circuit and electronic equipment
WO2022050630A1 (en) * 2020-09-02 2022-03-10 주식회사 엘지에너지솔루션 Protection circuit, dc-dc converter, battery charger and electric vehicle

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7772714B2 (en) 2007-01-09 2010-08-10 Denso Corporation Passive safety device for vehicles
WO2009063561A1 (en) * 2007-11-15 2009-05-22 Fujitsu Media Devices Limited Switcing power supply, control circuit controlling switching power supply and control method of switching power supply
US7880450B2 (en) 2007-11-15 2011-02-01 Taiyo Yuden Mobile Technology Co., Ltd. Switching power supply, control circuit controlling switching power supply and control method of switching power supply
JP4963724B2 (en) * 2007-11-15 2012-06-27 富士通メディアデバイス株式会社 Switching power supply, control circuit for controlling switching power supply, and switching power supply control method
JP2015008622A (en) * 2013-05-30 2015-01-15 株式会社デンソー Power conversion device
CN110098740A (en) * 2019-05-09 2019-08-06 苏州汇川联合动力系统有限公司 Reduction voltage circuit and electronic equipment
WO2022050630A1 (en) * 2020-09-02 2022-03-10 주식회사 엘지에너지솔루션 Protection circuit, dc-dc converter, battery charger and electric vehicle
EP4170882A4 (en) * 2020-09-02 2023-11-29 LG Energy Solution, Ltd. Protection circuit, dc-dc converter, battery charger and electric vehicle

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