JP2007071865A - Method and circuit for interpolating encoder output - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、エンコーダ出力の内挿方法及び内挿回路に係り、特に、90°位相差の2相正弦波信号を出力するエンコーダ(光電式、磁気式、電磁誘導式、静電容量式等)や、レーザ測長器に用いるのに好適な、エンコーダから出力される2相正弦波信号を、サンプルホールドとA/D変換により内挿処理し、外部からのデータ要求信号に応じてデータを出力するためのエンコーダ出力の内挿方法及び内挿回路に関する。 The present invention relates to an encoder output interpolation method and an interpolation circuit, and in particular, an encoder (photoelectric type, magnetic type, electromagnetic induction type, capacitance type, etc.) that outputs a two-phase sine wave signal having a phase difference of 90 °. The two-phase sine wave signal output from the encoder, which is suitable for use in laser length measuring instruments, is interpolated by sample hold and A / D conversion, and data is output in response to an external data request signal The present invention relates to an encoder output interpolation method and an interpolation circuit.
エンコーダのスケールに形成される格子の間隔には加工限界がある。従って、スケール格子より細かい間隔を測定するためには、エンコーダが出力する正弦波状信号の位相変化の空間周期を更に細分して内挿する必要があり、このため従来より種々の内挿回路が用いられている。 There is a processing limit on the interval between the gratings formed on the encoder scale. Therefore, in order to measure an interval finer than the scale grating, it is necessary to further subdivide the spatial period of the phase change of the sinusoidal signal output from the encoder, and for this reason, various interpolation circuits have been used conventionally. It has been.
その1つに、A/D変換による方法がある。この方法では、A/D変換時や信号補正の演算時間の制約のため、A/D変換のサンプリングを離散的に行なう必要がある。その際、サンプリング時間が大きいと、原点信号やサーボ制御等の外部トリガ信号(データ要求信号)に対して、正確に同期がとれず、位置ずれを起こす。 One of them is an A / D conversion method. In this method, sampling for A / D conversion must be performed discretely due to restrictions on the calculation time for A / D conversion and signal correction. At this time, if the sampling time is large, the origin signal and the external trigger signal (data request signal) such as servo control cannot be accurately synchronized, resulting in misalignment.
そこで、出願人は、特許文献1で提案したように、図1(特許文献1の図1に対応)に示す如く、エンコーダ(図示省略)出力INA、INBに応じて、位相角変換回路1のサンプルホールド(S/H)回路11a、11b、A/D変換回路12a、12b、位相角tan−1(B/A)を生成するためのルックアップテーブル(LUT)メモリ13、レジスタ(REG)14により、第1クロックCK1のタイミングで位相角PH(θとも表わす)を生成し、図2(特許文献1の図3に対応)に示す如く、第1クロックCK1よりも高速(特許文献1では8倍)の第2クロックCK2で直線補間して、2相方形波信号OUTA、OUTB(QA、QBとも表わす)を出力することにより、動的精度を向上している。図において、2は、減算器21、絶対値器22、極性検知回路23、リミッタ24、極性付加回路25、加算器26、レジスタ27を含むデータ更新回路、3は、レジスタ31、加算器32、レジスタ33を含む積分回路、4は桁上げ検出回路、5は2相方形波発生回路である。
Therefore, as proposed in
この特許文献1の図1に示される内挿回路42によれば、図3(全体構成図)及び図4(タイミングチャート)に示す如く、外部の例えばタッチプローブ38からトリガ信号TRGが入力したとしても、2相方形波を計数するカウンタ処理部50のアップダウンカウンタ52の出力データDをラッチ回路54でラッチすることで、TRGに同期して、動的精度を損ねることなく位置を保持できる。図3において、44は例えばRS485ラインドライバ、46はケーブル、48は例えばRS485ラインレシーバである。
According to the interpolation circuit 42 shown in FIG. 1 of
しかしながら、(1)内挿数が向上することにより、2相方形波の重みが増加し、同じ送り速度であっても2相方形波の周波数が増大する。更に、(2)第1クロックCK1の周期Pck1が増大し、動的精度が低下するという問題点を有する。以下、詳述する。 However, (1) as the number of interpolations increases, the weight of the two-phase square wave increases, and the frequency of the two-phase square wave increases even at the same feed rate. Furthermore, (2) there is a problem that the cycle Pck1 of the first clock CK1 increases and the dynamic accuracy decreases. Details will be described below.
(1)2相方形波の出力周波数の増大
例えば送り速度v=1m/s、信号ピッチλ=20μmの場合、内挿数Niを200から2000に増加することにより、分解能Rは0.1μmから0.01μmへ向上するが、それと同時に、2相方形波のエッジ間隔Δtは、10MHz(=1m/s÷0.1μm)から100MHz(=1m/s÷0.01μm)に増加する。
(1) Increasing the output frequency of a two-phase square wave For example, when the feed rate v = 1 m / s and the signal pitch λ = 20 μm, the resolution R is reduced from 0.1 μm by increasing the interpolation number Ni from 200 to 2000. At the same time, the edge interval Δt of the two-phase square wave increases from 10 MHz (= 1 m / s ÷ 0.1 μm) to 100 MHz (= 1 m / s ÷ 0.01 μm).
このため、例えばRS422やRS485等、転送レートが10〜40MHz程度の安価な転送方式を利用することができない。 For this reason, an inexpensive transfer method with a transfer rate of about 10 to 40 MHz such as RS422 and RS485 cannot be used.
これを回避する方法として、2相方形波のアップダウンカウンタ52の機能を、内挿回路42と一体化する方法がある。この場合、確かに2相方形波のデータ転送の問題は回避できるが、より多くの情報を有するカウンタのデータを伝送する必要がある。数十mの長距離伝送に、パラレルでデータを伝送することは、ケーブル芯数の増大を招き、コストや消費電流が増えるため、特許文献2に示したような、シリアルデータ伝送の方式が知られている。
As a method of avoiding this, there is a method of integrating the function of the up / down
このシリアルデータ伝送方式は、特に数値制御(NC)装置でよく利用されており、NC装置からのデータ要求信号RQに同期した信号を、例えば調歩同期で出力DTする。その周期は50〜200μs程度で出力される。 This serial data transmission method is often used particularly in a numerical control (NC) device, and outputs a signal synchronized with a data request signal RQ from the NC device, for example, in an asynchronous manner. The cycle is output at about 50 to 200 μs.
このとき、制御装置の位置決め精度を向上させるため、RQに対して位置データの動的精度が要求され、A/D変換(ADC)のサンプリング時刻の高精度な同期が必要となる。例えば、送り速度が10mm/s、動的精度が10nmの場合、1μs以下の同期精度が求められる(10mm/s÷10nm=1μs)。 At this time, in order to improve the positioning accuracy of the control device, dynamic accuracy of position data is required for RQ, and high-precision synchronization of sampling time of A / D conversion (ADC) is required. For example, when the feed rate is 10 mm / s and the dynamic accuracy is 10 nm, a synchronization accuracy of 1 μs or less is required (10 mm / s ÷ 10 nm = 1 μs).
(2)ADCサンプリング周期Pck1増大
一方、ADCのサンプリング周期Pck1の制約がある。高内挿化するためADCのビッ
ト長を大きくすると、一般にADCの変換時間は増加する。又、内挿精度を向上させるため、特許文献3に記載されているように2相正弦波のオフセットや振幅比の補正を行なうと、その演算時間によりサンプリング周期Pck1が増加する。この結果、サンプリング周
期Pck1が、前述の同期誤差より大きくなることがある。従って、それを回避して同期誤
差を低減する方法が必要となる。
(2) Increase in ADC sampling period Pck1 On the other hand, there is a restriction on the ADC sampling period Pck1. When the ADC bit length is increased for high interpolation, the ADC conversion time generally increases. Further, if the offset or amplitude ratio of the two-phase sine wave is corrected as described in
更に、高分解能化するためにビット数が多いADC回路を採用すると、演算時間が増加するという問題もあった。 Furthermore, if an ADC circuit with a large number of bits is used to increase the resolution, there is a problem that the calculation time increases.
本発明は、前記従来の問題点を解決するべくなされたもので、外部からのデータ要求信号と内挿データの同期誤差を低減することで動的精度を向上させることを課題とする。 The present invention has been made to solve the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to improve dynamic accuracy by reducing a synchronization error between an external data request signal and interpolation data.
本発明は、エンコーダから出力される2相正弦波信号を、サンプルホールドとA/D変換により内挿処理し、外部からのデータ要求信号に応じてデータを出力するためのエンコーダ出力の内挿方法において、方向弁別アップダウンカウンタを、2相方形波均等パルス発生回路の近くに配置すると共に、前記データ要求信号を遅延させた信号により、データをラッチして出力するようにして、前記課題を解決したものである。 The present invention relates to an encoder output interpolation method for interpolating a two-phase sine wave signal output from an encoder by sample hold and A / D conversion, and outputting data according to a data request signal from the outside. In the above, the direction discrimination up / down counter is disposed near the two-phase square wave equal pulse generation circuit, and the data request signal is delayed and the data is latched and output to solve the above problem. It is a thing.
前記方向弁別アップダウンカウンタは、2相方形波均等パルス発生回路と同じIC内に配置することができる。 The direction discrimination up / down counter can be disposed in the same IC as the two-phase square wave equal pulse generation circuit.
前記データ要求信号は、A/D変換のサンプリング周期の少なくとも2倍遅延させることができる。 The data request signal can be delayed at least twice the sampling period of A / D conversion.
本発明は、又、エンコーダから出力される2相正弦波信号を、サンプルホールドとA/D変換により内挿処理し、外部からのデータ要求信号に応じてデータを出力するためのエンコーダ出力の内挿方法において、A/D変換のサンプリングからデータ要求までの時間を計数し、該計数時間に基づいてデータを補間するようにして、同じく前記課題を解決したものである。 The present invention also interpolates the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion, and outputs the data in accordance with the data request signal from the outside. In the insertion method, the time from A / D conversion sampling to data request is counted, and the data is interpolated based on the counting time to solve the same problem.
前記補間は、直線補間あるいは曲線補間とすることができる。 The interpolation can be linear interpolation or curve interpolation.
本発明は、又、エンコーダから出力される2相正弦波信号を、サンプルホールドとA/D変換により内挿処理し、外部からのデータ要求信号に応じてデータを出力するためのエンコーダ出力の内挿方法において、前記データ要求信号に同期して、A/D変換のサンプリングを行なうようにして、前記課題を解決したものである。 The present invention also interpolates the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion, and outputs the data in accordance with the data request signal from the outside. In the insertion method, the A / D conversion sampling is performed in synchronization with the data request signal to solve the above problem.
本発明は、又、エンコーダから出力される2相正弦波信号を、サンプルホールドとA/D変換により内挿処理し、外部からのデータ要求信号に応じてデータを出力するためのエンコーダ出力の内挿回路において、方向弁別アップダウンカウンタを、2相方形波均等パルス発生回路の近くに配置すると共に、前記データ要求信号を遅延させる遅延回路を設け、該遅延回路の出力により、データをラッチして出力することを特徴とするエンコーダ出力の内挿回路を提供するものである。 The present invention also interpolates the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion, and outputs the data in accordance with the data request signal from the outside. In the insertion circuit, a direction discrimination up / down counter is arranged near the two-phase square wave equal pulse generation circuit, and a delay circuit for delaying the data request signal is provided, and the data is latched by the output of the delay circuit. The present invention provides an encoder output interpolation circuit characterized in that an output is provided.
本発明は、又、エンコーダから出力される2相正弦波信号を、サンプルホールドとA/D変換により内挿処理し、外部からのデータ要求信号に応じてデータを出力するためのエンコーダ出力の内挿回路において、A/D変換のサンプリングからデータ要求までの時間を計数する計数回路と、該計数時間に基づいてデータを補間する補間近似回路とを設けたことを特徴とするエンコーダ出力の内挿回路を提供するものである。 The present invention also interpolates the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion, and outputs the data in accordance with the data request signal from the outside. In the interpolation circuit, an encoder output interpolation comprising: a counting circuit for counting a time from sampling of A / D conversion to a data request; and an interpolation approximation circuit for interpolating data based on the counting time. A circuit is provided.
本発明は、又、エンコーダから出力される2相正弦波信号を、サンプルホールドとA/D変換により内挿処理し、外部からのデータ要求信号に応じてデータを出力するためのエンコーダ出力の内挿回路において、前記データ要求信号に同期して、A/D変換のサンプリングを行なうようにしたことを特徴とするエンコーダ出力の内挿回路を提供するものである。 The present invention also interpolates the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion, and outputs the data in accordance with the data request signal from the outside. In the interpolating circuit, an encoder output interpolating circuit characterized in that A / D conversion sampling is performed in synchronization with the data request signal.
本発明によれば、変換時間の大きいADCや演算時間の長い処理を行なったとしても、動的精度を損なうことなく、高精度に内挿することが可能となる。従って、安価で小型化が容易である。 According to the present invention, even when an ADC having a long conversion time or a process having a long calculation time is performed, it is possible to perform interpolation with high accuracy without impairing dynamic accuracy. Therefore, it is inexpensive and easy to downsize.
更に、データ要求信号入力時点におけるデータを正確に遅延してラッチ又は内挿演算できるので、演算時間を増加させることなく、高精度・高分解能を維持することができる。 Furthermore, since the data at the time when the data request signal is input can be accurately delayed and latched or interpolated, high accuracy and high resolution can be maintained without increasing the computation time.
以下図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
本発明の第1実施形態は、図5に示す如く、図1及び図3に示した従来例と同様の、エンコーダ40と、S/H回路11a、11bと、ADC回路12a、12bと、LUTメモリ13と、データ更新回路2、積分回路3、桁上げ検出回路4及び2相方形波発生回路5に相当する2相方形波均等パルス発生回路6と、方向弁別アップダウンカウンタ52と、ラッチ回路54を有するエンコーダ装置において、ADC12a、12bとLUT13の間に、特許文献3と同様のオフセット調整や振幅比調整を行なう補正回路60を挿入する。
As shown in FIG. 5, the first embodiment of the present invention includes an
又、通常2相方形波でデータを伝送するが、先の課題で述べたように、高周波伝送が困難なため、本実施形態では、方向弁別アップダウンカウンタ52を、2相方形波均等パルス発生回路6の近く(あるいは同じIC内)に配置する。
Moreover, although data is normally transmitted with a two-phase square wave, high frequency transmission is difficult as described in the previous problem. Therefore, in this embodiment, the direction discrimination up / down
そして、データ要求信号RQをADCのサンプリング周期Pck1の2倍遅延させる遅延
回路62を設け、該遅延回路62の出力信号RQ2によりラッチ回路54を動作させてデータをラッチし、シリアル出力回路56からケーブルを介して外部のNC装置等にシリアルデータDTを出力する。
Then, a
前記遅延回路62は、2相方形波均等パルスの遅延時間とタイミングを合わせるため、RQを2×Pck1遅延させた信号RQ2を生成し、ラッチ信号としている。
The
図6にタイミングチャートを示す。xn−1、xn、xn+1・・・は、エンコーダの位置を表わす。nは、第1クロックCK1の順序である。今、xn−1とxnの間でRQが入力した場合、ADC12a、12bの変換時間、補正回路60の演算及びLUT13のtan−1(B/A)の変換により、xからθまで時間遅れが生じる。ADCのサンプリング周期Pck1はなるべく短い方が動的精度が向上するため、この遅れ時間をPck1と同じとする。更に、2相方形波均等パルス発生回路6による遅延Pck1も加わる。従って、RQを2×Pck1遅延した信号RQ2でデータDをラッチすると、位置の誤差が最小化できる。
FIG. 6 shows a timing chart. x n−1 , x n , x n + 1 ... represent encoder positions. n is the order of the first clock CK1. Now, x n-1 and if RQ is input between x n,
パイプライン型のADCの場合、パイプラインの段数によってPck1より大きな遅延時間tADCとなることがある。この場合、ADCの遅延時間と2相方形波均等パルス発生回路の遅延時間(tQUAD=Pck1)を加えた時間(tADC+tQUAD)遅延して、信号RQ2でデータDをラッチすると良い。 In the case of a pipeline type ADC, the delay time t ADC may be longer than Pck1 depending on the number of pipeline stages. In this case, the data D may be latched with the signal RQ2 after a delay (t ADC + t QUAD ), which is the sum of the delay time of the ADC and the delay time (t QUAD = Pck 1) of the two-phase square wave equalization pulse generation circuit.
次に、本発明の第2実施形態を詳細に説明する。 Next, a second embodiment of the present invention will be described in detail.
本実施形態は、図7に示す如く、図5に示した第1実施形態の2相方形波均等パルス発生回路6及び方向弁別アップダウンカウンタ52に代えて、CK1→RQの時間差計数回路70と補間近似回路80を使用している。
In the present embodiment, as shown in FIG. 7, instead of the two-phase square wave equalizing
前記時間差計数回路70は、図8に示すタイミングチャートに示されるCK1とRQまでの時間差mを計数するための回路で、図9に詳細に示す如く、アップダウンカウンタ72とラッチ回路74により構成される。
The time
ここで、アップダウンカウンタ72用の第3クロックCK3は、第1クロックCK1のN倍の周波数を持つクロックであり、N=Pck1/Pck3である。従って、図9のアップダウンカウンタ72とラッチ回路74により、mを生成することができる。Nは、例えば32、64のような2のべき乗であれば、ビットシフトで割り算を容易に実行できる。 Here, the third clock CK3 for the up / down counter 72 is a clock having a frequency N times that of the first clock CK1, and N = Pck1 / Pck3. Therefore, m can be generated by the up / down counter 72 and the latch circuit 74 shown in FIG. If N is a power of 2, such as 32 or 64, for example, division can be easily performed by bit shift.
又、前記補間近似回路80は、図10に示す如く、レジスタ(Z−1)82と、加算器84と、乗算器86と、加算器88で構成され、次式に示す如く、直線補間したデータを発生する。
The
このデータは、第1実施形態と同様に、シリアル出力回路56からシリアル出力される。
This data is serially output from the
この第2実施形態によれば、第1実施形態に比べ、より高速に直線近似補間した位置を出力できる。 According to the second embodiment, it is possible to output a position obtained by linear approximation interpolation at a higher speed than in the first embodiment.
なお、前記補間近似回路80は、図10で示した(1)式による方法と、式としては等価であるが、θn−1を基準とした次式の方法のどちらも取り得る。
The
又、かなり複雑になるが、次式に例示する如く、ニュートンの補間法による、加速度まで考慮した2次曲線による補間の方法も可能である。 Although considerably complicated, an interpolation method using a quadratic curve in consideration of acceleration by Newton's interpolation method as shown in the following equation is also possible.
この(3)式も、図10と同様に、乗算器と加算器で構成することができる。 This equation (3) can also be constituted by a multiplier and an adder, as in FIG.
次に、図11を参照して本発明の第3実施形態を説明する。 Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
本実施形態も、第2実施形態と同様の時間差計数回路70と補間近似回路80を有するが、出力波形はバス出力である。即ち、タッチプローブ38や倣いプローブからのトリガTRGを入力し、補間近似回路80の出側に配設したバスI/O回路90により、例えば3ビットのアドレスA(2:0)を切り換え、同期データDを16ビットバスB(15:0)を出力する。
This embodiment also has a time
これ以外にも、全ビットパラレル出力等、特に出力の形態に捉われず、又、制御周期やプローブ等同期信号の信号源によらず、位置の直線(1次)補間又は2次補間による同期精度向上の目的を達成することができる。 In addition to this, all-bit parallel output, etc., is not limited to the form of output, and synchronization by linear (primary) interpolation or secondary interpolation of position regardless of the control signal source such as the control period and probe. The purpose of improving accuracy can be achieved.
一方、図12に示す第4実施形態のように、ADCのサンプリングを外部トリガ(RQ)と同期させる方法も考えられる。即ち、外部トリガ(RQ)が常時入力し、それが一定周期で十分高速であるという条件を満たせば、外部トリガに同期してADCをサンプリングしてもよい。図において、92a、92bはアナログ・ローパスフィルタ(LPF)94a、94bは、デジタルフィルタである。 On the other hand, a method of synchronizing ADC sampling with an external trigger (RQ) as in the fourth embodiment shown in FIG. That is, the ADC may be sampled in synchronism with the external trigger as long as the external trigger (RQ) is constantly input and the condition that it is sufficiently fast with a constant period is satisfied. In the figure, 92a and 92b are analog low-pass filters (LPF) 94a and 94b are digital filters.
本実施形態は、ADCの出力にデジタルフィルタを採用したもので、特許文献4や特許文献5に示されるように、分解能向上や内挿精度向上に効果があることが知られている。デジタルフィルタを利用しようとした場合、ADCのサンプリング周期は一定であることが求められる。従って、外部トリガと厳密に同期しつつ、且つ、デジタルフィルタを用いることは困難であるが、本実施形態によれば、TRGに同期した出力を得ることができる。なお、デジタルフィルタを省略してもよい。
This embodiment employs a digital filter for the output of the ADC, and as shown in Patent Document 4 and
前記実施形態においては、いずれも、補正回路60を設けていたので、高精度の内挿が可能である。なお、要求される内挿精度に応じて、補正回路60を省略することも可能である。
In each of the embodiments, since the
又、LUT以外の方法で位相角θ(=PH)を得ることもできる。 Further, the phase angle θ (= PH) can be obtained by a method other than the LUT.
38…タッチプローブ
40…エンコーダ
42…内挿回路
50…カウンタ処理部
52…方向弁別アップダウンカウンタ
54…ラッチ回路
56…シリアル出力回路
60…補正回路
62…遅延回路
70…時間差計数回路
80…補間近似回路
RQ…データ要求信号
DESCRIPTION OF
Claims (10)
方向弁別アップダウンカウンタを、2相方形波均等パルス発生回路の近くに配置すると共に、
前記データ要求信号を遅延させた信号により、データをラッチして出力することを特徴とするエンコーダ出力の内挿方法。 In the interpolation method of the encoder output for interpolating the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion, and outputting the data according to the data request signal from the outside,
A directional discrimination up / down counter is arranged near the two-phase square wave equal pulse generation circuit,
An encoder output interpolation method, wherein data is latched and output by a signal obtained by delaying the data request signal.
A/D変換のサンプリングからデータ要求までの時間を計数し、
該計数時間に基づいてデータを補間することを特徴とするエンコーダ出力の内挿方法。 In the interpolation method of the encoder output for interpolating the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion, and outputting the data according to the data request signal from the outside,
Count the time from A / D conversion sampling to data request,
An encoder output interpolation method, wherein data is interpolated based on the counting time.
前記データ要求信号に同期して、A/D変換のサンプリングを行なうことを特徴とするエンコーダ出力の内挿方法。 In the interpolation method of the encoder output for interpolating the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion, and outputting the data according to the data request signal from the outside,
An encoder output interpolation method, wherein sampling of A / D conversion is performed in synchronization with the data request signal.
方向弁別アップダウンカウンタを、2相方形波均等パルス発生回路の近くに配置すると共に、
前記データ要求信号を遅延させる遅延回路を設け、
該遅延回路の出力により、データをラッチして出力することを特徴とするエンコーダ出力の内挿回路。 In the interpolation circuit of the encoder output for interpolating the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion and outputting data according to the data request signal from the outside,
A directional discrimination up / down counter is arranged near the two-phase square wave equal pulse generation circuit,
A delay circuit for delaying the data request signal;
An encoder output interpolation circuit characterized in that data is latched and output by the output of the delay circuit.
A/D変換のサンプリングからデータ要求までの時間を計数する計数回路と、
該計数時間に基づいてデータを補間する補間近似回路と、
を設けたことを特徴とするエンコーダ出力の内挿回路。 In the interpolation circuit of the encoder output for interpolating the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion and outputting data according to the data request signal from the outside,
A counting circuit for counting time from sampling of A / D conversion to data request;
An interpolation approximation circuit for interpolating data based on the counting time;
An encoder output interpolating circuit characterized by comprising:
前記データ要求信号に同期して、A/D変換のサンプリングを行なうようにしたことを特徴とするエンコーダ出力の内挿回路。 In the interpolation circuit of the encoder output for interpolating the two-phase sine wave signal output from the encoder by sample hold and A / D conversion and outputting data according to the data request signal from the outside,
An encoder output interpolation circuit characterized in that sampling of A / D conversion is performed in synchronization with the data request signal.
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