JP2007027465A - Driving circuit for linear solenoid - Google Patents

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Takehiko Fushimi
武彦 伏見
Kenichi Sato
謙一 佐藤
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Aisin Seiki Co Ltd
アイシン精機株式会社
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a circuit for driving a linear solenoid which has a diagnosing function and a superior response property. <P>SOLUTION: The driving circuit comprises: a first switching means 1 having a diagnosing unit 11 for detecting at least an overcurrent, and a switch 12 which is controlled to turn on and off, based on a first inputted control signal CS1, and turns on when an eddy current is detected by the diagnosing result of the diagnosing unit 11; and a second switching means 2 controlled to turn on and off, based on a second pulsewidth-modulated control signal CS2. The first and second switching means 1, 2 are taken as high-side and low-side switches, respectively, to form an asynchronous half bridge 10, thereby driving a linear solenoid 20 connected between the low side of the first switching means 1 and the high side of the second switching means 2. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、リニアソレノイド及びその駆動回路の故障を検出する機能を備えたリニアソレノイドの駆動回路に関する。   The present invention relates to a linear solenoid driving circuit having a function of detecting a failure of the linear solenoid and its driving circuit.

ソレノイドや、その駆動回路の故障を検出する診断機能を備えたソレノイドの駆動回路として、図3に示すような構成が知られている。これは、一端が電源電圧VD側(ハイサイド)に接続された診断機能付きスイッチング回路T0と、一端がグラウンド側(ローサイド)に接続されたソレノイド200とを、直列に接続したものである。また、スイッチング回路T0がオフ状態となった場合にソレノイド200の誘導起電力により発生する電流を回生するために、ソレノイド200と並列にフライホイールダイオードFDが接続されている。   A configuration as shown in FIG. 3 is known as a drive circuit for a solenoid or a solenoid having a diagnostic function for detecting a failure of the drive circuit. This is a series connection of a switching circuit T0 with a diagnostic function having one end connected to the power supply voltage VD side (high side) and a solenoid 200 having one end connected to the ground side (low side). Further, a flywheel diode FD is connected in parallel with the solenoid 200 in order to regenerate a current generated by the induced electromotive force of the solenoid 200 when the switching circuit T0 is turned off.

図3に示したような構成のソレノイドの駆動回路は、例えば下記に示す特許文献1に記載されている。特許文献1に開示されたソレノイドの駆動回路は以下のような構成である。一端が電源電圧側に接続されたトランジスタ(PチャネルMOSFET:P-channel Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)と、一端がグラウンド側に接続されたリニアソレノイドと、これらの他端にそれぞれ接続される抵抗素子(符号R1)とが、直列に接続されている。この抵抗素子(R1)には並列に電流検出回路が備えられている。電流検出回路は、抵抗素子(R1)の端子間電圧を測定することにより、トランジスタとリニアソレノイドとの直列回路を流れる電流を検出する。電流検出回路の測定結果は、さらに積分回路で積分されて、マイクロコンピュータのA/Dポートへ入力される。つまり、抵抗素子(R1)と、電流検出回路と、積分回路とは、診断機能を担う手段である。従って、これらはトランジスタと合わせて、図3に示す診断機能付きのスイッチング回路T0に相当するものである。また、リニアソレノイドと並列にフライホイールダイオードが備えられている点も図3に示す構成と同様である。   A solenoid drive circuit configured as shown in FIG. 3 is described in, for example, Patent Document 1 shown below. The solenoid drive circuit disclosed in Patent Document 1 has the following configuration. Transistors (P-channel metal-oxide semiconductor field effect transistors) with one end connected to the power supply voltage side, linear solenoids with one end connected to the ground side, and resistors connected to the other ends The element (symbol R1) is connected in series. The resistance element (R1) is provided with a current detection circuit in parallel. The current detection circuit detects a current flowing through a series circuit of a transistor and a linear solenoid by measuring a voltage between terminals of the resistance element (R1). The measurement result of the current detection circuit is further integrated by the integration circuit and input to the A / D port of the microcomputer. That is, the resistance element (R1), the current detection circuit, and the integration circuit are means for taking a diagnostic function. Therefore, these, together with the transistor, correspond to the switching circuit T0 with a diagnostic function shown in FIG. The point that a flywheel diode is provided in parallel with the linear solenoid is similar to the configuration shown in FIG.

特許文献1に記載のように、電流検出回路や積分回路を備えると回路の規模が大きくなる。そこで、下記に示す特許文献2には、回路を小型化し、低コスト化を図るために診断機能付きのスイッチング回路であるインテリジェント・パワー・スイッチ(IPS:Intelligent Power Switch)が提案されている。このIPSは、NチャネルMOSFET(符号41)と、チャージポンプと、電流検出部とを備えている。   As described in Patent Document 1, when a current detection circuit or an integration circuit is provided, the scale of the circuit increases. Therefore, Patent Document 2 shown below proposes an intelligent power switch (IPS) that is a switching circuit with a diagnostic function in order to reduce the size of the circuit and reduce the cost. This IPS includes an N-channel MOSFET (reference numeral 41), a charge pump, and a current detection unit.

特許文献1に記載の駆動回路では、スイッチング素子として、PチャネルMOSFETが使用されていた。しかし、ソレノイド等のアクチュエータを駆動する電力用のPチャネルMOSFETは、品種が少なく、そのために価格も高い。これは、単体のスイッチング素子でも集積回路に内蔵する場合も概ね同様である。また、オン抵抗やスイッチング速度などの電気的な特性は、Nチャネル型の方が優れている。このため、特許文献2に記載の構成のようにスイッチング手段としては、NチャネルMOSFETが使用されることが多い。   In the drive circuit described in Patent Document 1, a P-channel MOSFET is used as a switching element. However, power P-channel MOSFETs that drive actuators such as solenoids are few and therefore expensive. This is generally the same when a single switching element is incorporated in an integrated circuit. The N channel type is superior in electrical characteristics such as on-resistance and switching speed. For this reason, an N-channel MOSFET is often used as the switching means as in the configuration described in Patent Document 2.

電力用MOSFETのほとんどは、ゲート−ソース間に電圧を与えることで、ドレイン電流が流れるエンハンスメント(enhancement)型である。つまり、nチャネルであれば、ゲートの電位をソースよりも高くすればよく、pチャネルであればゲートの電位をソースよりも低くすればよい。従って、ソース接地型の回路を構成してゲート−ソース間に適切な電圧を印加すれば、電力用MOSFETは、良好なスイッチとして機能する。ハイサイドにPチャネルMOSFETを用いる場合、ゲート電圧を電源電圧等のハイサイド側の電圧と同等にすればオフし、ゲート電圧をグラウンド等のローサイド側の電圧と同等にすればオンするスイッチを容易に構成できる。しかし、ハイサイドにNチャネルMOSFETを用いる場合、ゲート電圧を電源電圧と同等にしても、ソース電圧が高いために、ソースとの間にトランジスタをオンさせるために必要な電位差は生じない。従って、NチャネルMOSFETのゲート電圧を昇圧する昇圧回路が必要となる。このため、特許文献2に記載のIPSには、昇圧回路としてチャージポンプを有している。   Most power MOSFETs are of an enhancement type in which a drain current flows by applying a voltage between the gate and the source. In other words, for the n channel, the gate potential may be higher than the source, and for the p channel, the gate potential may be lower than the source. Therefore, if an appropriate voltage is applied between the gate and the source by configuring a source-grounded circuit, the power MOSFET functions as a good switch. When a P-channel MOSFET is used on the high side, it is easy to switch off if the gate voltage is equivalent to the high-side voltage such as the power supply voltage, and turned on if the gate voltage is equivalent to the low-side voltage such as ground. Can be configured. However, when an N-channel MOSFET is used on the high side, even if the gate voltage is equal to the power supply voltage, the source voltage is high, so that a potential difference necessary for turning on the transistor does not occur between the source and the source. Therefore, a booster circuit that boosts the gate voltage of the N-channel MOSFET is required. For this reason, the IPS described in Patent Document 2 has a charge pump as a booster circuit.

特開2000−114039号公報(第15〜18段落、第1図)Japanese Unexamined Patent Publication No. 2000-114039 (15th to 18th paragraphs, FIG. 1) 特開2003−179472号公報(第10〜17段落、第1図)JP 2003-179472 A (10th to 17th paragraphs, FIG. 1)

上述したように、図3に示した構成はソレノイドの駆動回路として良く知られ、用いられているものである。しかし、図3に示した構成では、スイッチング回路T0をオフにした後、回生電流がフライホイールダイオードを介してソレノイドに流れる。このため、ソレノイドを流れる電流の切れが悪くなる。これは、ソレノイドの応答性に影響を与える。単純なオン・オフを切り替える用途であればよいが、リニアソレノイドを精密に制御したいような用途では課題となる。この対策として、フライホイールダイオードに代えてツェナーダイオードを用いるなどの方法がある。しかし、この場合はツェナーダイオードの発熱が課題となる。   As described above, the configuration shown in FIG. 3 is well known and used as a solenoid drive circuit. However, in the configuration shown in FIG. 3, after turning off the switching circuit T0, the regenerative current flows to the solenoid via the flywheel diode. For this reason, the interruption of the current flowing through the solenoid becomes worse. This affects the responsiveness of the solenoid. Any simple on / off switching application may be used, but this is a problem in applications where the linear solenoid is precisely controlled. As a countermeasure, there is a method of using a Zener diode instead of the flywheel diode. However, in this case, heat generation of the Zener diode becomes a problem.

また、診断機能付きのスイッチング回路を小規模且つ低コストで構成するために、IPSを用いる場合には、下記の課題がある。上述したように、IPSに内蔵されるNチャネル型FETをハイサイドスイッチとして使用する場合には、ゲート−ソース電圧を確保するために、昇圧回路を内蔵する必要がある。この昇圧回路は、IPSのような集積回路では、コンデンサを用いたチャージポンプで構成される。チャージポンプにおいてコンデンサを充電する時間を要するために、IPSのスイッチング速度は、概ね1〜5kHz程度に留まる。従って、自動車エンジンの防振装置のように機械的振動を検出してその振動を抑制するような用途でリニアソレノイドを15kHz程度以上の周波数でスイッチング制御するような場合には、応答性に課題がある。   In addition, in order to configure a switching circuit with a diagnostic function on a small scale and at low cost, there are the following problems when using IPS. As described above, when an N-channel FET built in IPS is used as a high-side switch, it is necessary to incorporate a booster circuit in order to ensure a gate-source voltage. This booster circuit is constituted by a charge pump using a capacitor in an integrated circuit such as IPS. Since it takes time to charge the capacitor in the charge pump, the switching speed of the IPS is approximately 1 to 5 kHz. Therefore, there is a problem in responsiveness when switching control of a linear solenoid at a frequency of about 15 kHz or more is performed in an application in which mechanical vibration is detected and suppressed as in a vibration isolator of an automobile engine. is there.

本願発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、診断機能を備え、高い応答性が確保可能なリニアソレノイドの駆動回路を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a drive circuit for a linear solenoid that has a diagnostic function and can ensure high responsiveness.

上記目的を達成するため、本発明に係るリニアソレノイドの駆動回路は下記の特徴を備える。
即ち、少なくとも過電流の発生を検出する診断部と、入力される第一制御信号に基づいて開閉制御されると共に、前記診断部の診断結果により過電流の発生が検出された時には開となるスイッチ部とを有する第一スイッチング手段と、パルス幅変調された第二制御信号に基づいて開閉制御される第二スイッチング手段と、を備える。
そして、前記第一スイッチング手段をハイサイドスイッチとし、前記第二スイッチング手段をローサイドスイッチとして、非対称ハーフブリッジを構成し、前記第一スイッチング手段のローサイド側と、前記第二スイッチング手段のハイサイド側との間に接続されるリニアソレノイドを駆動する、ものである。
In order to achieve the above object, a drive circuit for a linear solenoid according to the present invention has the following features.
That is, at least a diagnostic unit that detects the occurrence of an overcurrent, and a switch that is controlled to open and close based on the input first control signal, and that is opened when the occurrence of an overcurrent is detected by the diagnostic result of the diagnostic unit And a second switching means that is controlled to open and close based on a second control signal that has been subjected to pulse width modulation.
The first switching means is a high-side switch, the second switching means is a low-side switch, and an asymmetric half bridge is configured. The low-side side of the first switching means, the high-side side of the second switching means, A linear solenoid connected between the two is driven.

この構成によれば、第一制御信号によってハイサイド側の第一スイッチング手段のスイッチ部を閉とし、第二制御信号によってローサイド側の第二スイッチング手段を開閉制御することにより、リニアソレノイドを制御することができる。
リニアソレノイドの両端が短絡するなどの故障が発生した場合、第一スイッチング手段に過電流が流れるので、診断部はこの過電流を検出することができる。診断部が過電流を検出すると、スイッチ部が開となるので、短絡箇所への過電流が抑制される。
リニアソレノイドは、第一スイッチング手段のスイッチ部を閉とし、第二制御信号によってローサイド側の第二スイッチング手段を開閉制御することにより駆動される。従って、リニアソレノイドの応答性は、ローサイド側の第二スイッチング手段のスイッチング性能に依存することになる。
According to this configuration, the linear solenoid is controlled by closing the switch portion of the first switching means on the high side by the first control signal and controlling the opening and closing of the second switching means on the low side by the second control signal. be able to.
When a failure such as a short circuit occurs at both ends of the linear solenoid, an overcurrent flows through the first switching means, so the diagnosis unit can detect this overcurrent. When the diagnosis unit detects an overcurrent, the switch unit is opened, and thus the overcurrent to the short-circuit portion is suppressed.
The linear solenoid is driven by closing the switch portion of the first switching means and opening / closing the low-side second switching means by a second control signal. Therefore, the response of the linear solenoid depends on the switching performance of the second switching means on the low side.

ローサイドスイッチとして備えられる第二スイッチング手段は、品種が多く、低価格で、オン抵抗やスイッチング速度などの電気的特性に優れた電力用のNチャネルMOSFETを利用することができる。NチャネルMOSFETをローサイドスイッチとして利用する場合は、もちろん昇圧や降圧などの電圧操作は不要である。従って、チャージポンプなどの電圧変換手段も不要である。つまり、第二スイッチング手段を高速スイッチングさせることに対する阻害要因がほぼ除かれるため、リニアソレノイドを良好な応答性を有して駆動することができる。さらに、第二スイッチング手段はパルス幅変調された第二制御信号でスイッチング制御されるので、リニアソレノイドに流れる電流を精密に制御することができる。   The second switching means provided as the low-side switch has many varieties, can be used at low cost, and can use an N-channel MOSFET for power having excellent electrical characteristics such as on-resistance and switching speed. When an N-channel MOSFET is used as a low-side switch, it is needless to say that voltage operations such as step-up and step-down are unnecessary. Therefore, voltage conversion means such as a charge pump is not necessary. That is, since the obstruction factor for the high-speed switching of the second switching means is almost eliminated, the linear solenoid can be driven with good responsiveness. Further, since the second switching means is controlled to be switched by the second control signal subjected to pulse width modulation, the current flowing through the linear solenoid can be precisely controlled.

また、第一スイッチング手段と第二スイッチング手段とで非対称ハーフブリッジを構成している。非対称ハーフブリッジであるから、第一及び第二スイッチング手段が備えられていない辺には、それぞれ逆方向接続されたダイオードが備えられる。つまり、第一スイッチング手段は、第二スイッチング手段のローサイド側から第一スイッチング手段へ向かう方向を順方向とするフライホイールダイオードと直列に接続されている。第二スイッチング手段は、第二スイッチング手段から電源電圧側へ向かう方向を順方向とするフライホイールダイオードと直列に接続されている。従って、リニアソレノイドで発生する誘導電流は、これらフライホイールダイオードを介して電源及び第二スイッチング手段のローサイド側へ回生する。従って、リニアソレノイドの応答性に影響を与えない。
その結果、本発明によって、診断機能を備え、高い応答性が確保可能なリニアソレノイドの駆動回路を提供することができる。
The first switching means and the second switching means constitute an asymmetric half bridge. Since it is an asymmetric half bridge, diodes connected in opposite directions are provided on the sides where the first and second switching means are not provided. That is, the first switching means is connected in series with a flywheel diode whose forward direction is from the low side of the second switching means toward the first switching means. The second switching means is connected in series with a flywheel diode whose forward direction is from the second switching means toward the power supply voltage side. Therefore, the induced current generated by the linear solenoid is regenerated to the low side of the power supply and the second switching means via these flywheel diodes. Therefore, the responsiveness of the linear solenoid is not affected.
As a result, according to the present invention, it is possible to provide a drive circuit for a linear solenoid that has a diagnostic function and can ensure high responsiveness.

さらに、前記非対称ブリッジのローサイド側に、前記第二スイッチング手段と並列に抵抗器が備えられると好適である。   Furthermore, it is preferable that a resistor is provided in parallel with the second switching means on the low side of the asymmetric bridge.

上述したように本発明に係るリニアソレノイドの駆動回路は、第二スイッチング手段が、パルス幅変調された第二制御信号によって、高速にスイッチングされる。換言すれば、第一スイッチング手段がオン状態において、第二スイッチング手段がオン・オフすることにより、リニアソレノイドへの電流供給を精密に制御する。第一スイッチング手段は、診断機能として少なくとも過電流を検出する機能を有しているが、無負荷であること、即ち、オープン検出機能を有する場合もある。第一スイッチング手段がオン状態で、第二スイッチング手段がオフ状態である場合、第一スイッチング手段から見ると無負荷と等価となり、オープン検出をしてしまう。第二スイッチング手段と並列に抵抗器を備えると、第二スイッチング手段がオフ状態となっても、この抵抗器を介して接続が維持される。従って、第一スイッチング手段によって、オープン検出されることはない。その結果、良好な診断機能を有するリニアソレノイドの駆動回路が得られる。   As described above, in the linear solenoid drive circuit according to the present invention, the second switching means is switched at a high speed by the pulse width-modulated second control signal. In other words, the current supply to the linear solenoid is precisely controlled by turning the second switching means on and off while the first switching means is on. The first switching means has at least a function of detecting an overcurrent as a diagnostic function, but may be unloaded, that is, may have an open detection function. When the first switching means is in the on state and the second switching means is in the off state, it is equivalent to no load when viewed from the first switching means, and open detection is performed. If a resistor is provided in parallel with the second switching means, the connection is maintained through this resistor even if the second switching means is turned off. Therefore, open detection is not performed by the first switching means. As a result, a linear solenoid drive circuit having a good diagnostic function can be obtained.

ここで、前記抵抗器のハイサイド側の端子電圧が第二診断結果として出力されると良い。   Here, the terminal voltage on the high side of the resistor may be output as a second diagnosis result.

第一スイッチング手段がオン状態において、第二スイッチング手段がオフ状態である場合、抵抗器のハイサイド側の端子電圧は、第一スイッチング手段のオン抵抗と、リニアソレノイドのインピーダンスと、抵抗器の抵抗値とによる分圧値となる。第一スイッチング手段のオン抵抗は通常非常に小さいので、リニアソレノイドのインピーダンスとの分圧値となる。つまり、第二スイッチング手段のローサイド側から一定の電圧を有した値となる。
第一スイッチング手段がオン状態において、第二スイッチング手段がオン状態の場合、第二スイッチング手段のオン抵抗も非常に小さいので、第二スイッチング手段のハイサイド側の電圧値は、ほぼ第二スイッチング手段のローサイド側の電圧となる。これと並列接続されている抵抗器のハイサイド側の端子電圧も、ほぼ第二スイッチング手段のローサイド側の電圧となる。
第一スイッチング手段がオン状態、第二スイッチング手段がオフ状態において、リニアソレノイドなどに断線が生じると、抵抗器のハイサイド側の端子電圧は、ほぼ第二スイッチング手段のローサイド側の電圧となる。つまり、抵抗器は、第二スイッチング手段のローサイド側にプルダウンされていることと等価となる。
このように、抵抗器のハイサイド側の端子電圧は、リニアソレノイドや駆動回路のオープン検出の診断結果を示すものとして良好に機能する。さらに、完全な切断等ではなく、切断に至る過程にあって、インピーダンスが次第に増化しているような場合、この端子電圧の値によって、より詳細な推定診断を行うことも可能となる。従って、この端子電圧を第二診断結果として出力すると、良好な診断機能を有するリニアソレノイドの駆動回路が得られる。
When the first switching means is on and the second switching means is off, the terminal voltage on the high side of the resistor is the on-resistance of the first switching means, the impedance of the linear solenoid, and the resistance of the resistor. It becomes the partial pressure value by the value. Since the on-resistance of the first switching means is usually very small, it becomes a partial pressure value with respect to the impedance of the linear solenoid. That is, it becomes a value having a constant voltage from the low side of the second switching means.
When the first switching means is in the on state and the second switching means is in the on state, the on resistance of the second switching means is also very small, so the voltage value on the high side of the second switching means is substantially the second switching means. The voltage on the low side. The terminal voltage on the high side of the resistor connected in parallel with this also becomes the voltage on the low side of the second switching means.
When the first switching means is in the on state and the second switching means is in the off state, when a disconnection occurs in the linear solenoid or the like, the terminal voltage on the high side of the resistor becomes substantially the voltage on the low side of the second switching means. That is, the resistor is equivalent to being pulled down to the low side of the second switching means.
Thus, the terminal voltage on the high side of the resistor functions well as an indication of the diagnostic result of the open detection of the linear solenoid or the drive circuit. Further, when the impedance is gradually increased in the process leading to the disconnection, not the complete disconnection or the like, more detailed estimation diagnosis can be performed by the value of the terminal voltage. Therefore, when this terminal voltage is output as the second diagnosis result, a linear solenoid drive circuit having a good diagnosis function can be obtained.

また、前記抵抗器は複数の抵抗部品で構成され、これら抵抗部品により分圧された電圧値が第二診断結果として出力されるとよい。   The resistor may be composed of a plurality of resistance components, and a voltage value divided by the resistance components may be output as a second diagnosis result.

一般に、リニアソレノイドなどアクチュエータは、電源電圧12V以上程度の電子回路としては高い電圧で駆動される。一方、マイクロコンピュータなどの制御系の回路は、電源電圧5V以下の低電圧で駆動される。第二診断結果を示す端子電圧は、電源電圧12V以上のいわゆるパワー系の回路の一部の電圧である。従って、電圧値として5V以上の値を取り得る可能性もある。この場合、第二診断結果をそのまま、制御系の回路に接続することはできない。従って、抵抗器を複数の抵抗部品によって構成し、抵抗器の端子電圧を抵抗部品によって分圧した値を第二診断結果とすると、良好に制御系回路へ伝達することができる。   Generally, an actuator such as a linear solenoid is driven at a high voltage as an electronic circuit having a power supply voltage of about 12V or more. On the other hand, a control system circuit such as a microcomputer is driven with a low voltage of 5 V or less. The terminal voltage indicating the second diagnosis result is a voltage of a part of a so-called power circuit having a power supply voltage of 12 V or higher. Therefore, there is a possibility that a voltage value of 5 V or more can be taken. In this case, the second diagnosis result cannot be directly connected to the control system circuit. Therefore, when the resistor is constituted by a plurality of resistor parts and the value obtained by dividing the terminal voltage of the resistor by the resistor parts is taken as the second diagnosis result, it can be satisfactorily transmitted to the control system circuit.

また、前記第一制御信号及び前記第二制御信号が出力され、前記第一スイッチング手段より出力される前記診断結果及び前記第二診断結果が入力される制御手段を備え、以下のように前記非対称ハーフブリッジ回路及び前記リニアソレノイドの動作状態を判定するとよい。
即ち、この制御手段が、前記第一制御信号と、前記第二制御信号と、前記診断結果と、前記第二診断結果とに基づいて前記非対称ハーフブリッジ回路及び前記リニアソレノイドの動作状態を判定するとよい。
In addition, the first control signal and the second control signal are output, and the control unit is configured to input the diagnosis result and the second diagnosis result output from the first switching unit. The operating state of the half bridge circuit and the linear solenoid may be determined.
That is, when the control means determines operating states of the asymmetric half bridge circuit and the linear solenoid based on the first control signal, the second control signal, the diagnosis result, and the second diagnosis result. Good.

一般に、第一スイッチング手段が有する診断結果出力は、配線規模を少なくするために、1つの信号線である。例えば、第一スイッチング手段が、集積回路で構成される場合、集積回路の外囲器の端子数を増やさないためにも診断結果出力の信号数は少なく、多くの場合1つである。そして、例えば、第一スイッチング手段が、非対称ハーフブリッジ回路及びリニアソレノイドの過電流、短絡、断線(オープン)を診断する場合、これらの状態を1つの信号線で報知する必要がある。短絡が生じた場合には、過電流が流れるため過電流と短絡とは同じ論理値で報知しても問題はない。従って、少なくとも、過電流と断線(オープン)と正常状態とを区別可能に報知する必要がある。
診断結果は、多くの場合、制御手段に入力され、制御手段において種々の判定に用いられる。制御手段は、第一スイッチング手段を制御する第一制御信号を出力するので、第一制御信号と診断結果との組合せによって状態を表すようにするとよい。
例えば、過電流、断線の問題がなく正常動作をしている場合には、診断結果として第一制御信号と同じ論理値を出力する。過電流を検出した場合には、第一制御信号の論理値に拘らず、ロー(L)レベルの論理値を出力する。オープンを検出した場合には、第一制御信号の論理値に拘らず、ハイ(H)レベルの論理値を出力する。第二スイッチング手段に並列に接続された抵抗器が非対称ハーフブリッジ回路及びリニアソレノイドの断線を診断する場合も同様である。
このように、制御手段が、前記第一制御信号及び第二制御信号と、第一スイッチング手段より出力される診断結果と第二診断結果とに基づいて論理的に非対称ハーフブリッジ回路及びリニアソレノイドの動作状態を判定することができる。その結果、良好な診断機能を有するリニアソレノイドの駆動回路が得られる。
Generally, the diagnostic result output of the first switching means is one signal line in order to reduce the wiring scale. For example, when the first switching means is constituted by an integrated circuit, the number of diagnostic result output signals is small so that the number of terminals of the envelope of the integrated circuit is not increased. For example, when the first switching means diagnoses an overcurrent, a short circuit, and a disconnection (open) of the asymmetric half bridge circuit and the linear solenoid, it is necessary to notify these states with one signal line. When a short circuit occurs, an overcurrent flows, so there is no problem even if the overcurrent and the short circuit are notified with the same logical value. Therefore, it is necessary to notify at least that overcurrent, disconnection (open), and normal state can be distinguished.
In many cases, the diagnosis result is input to the control means and used for various determinations in the control means. Since the control means outputs the first control signal for controlling the first switching means, the state may be expressed by a combination of the first control signal and the diagnosis result.
For example, when there is no problem of overcurrent and disconnection and the operation is normal, the same logical value as that of the first control signal is output as the diagnosis result. When an overcurrent is detected, a low (L) level logic value is output regardless of the logic value of the first control signal. When open is detected, a high (H) level logic value is output regardless of the logic value of the first control signal. The same applies when the resistor connected in parallel to the second switching means diagnoses the disconnection of the asymmetric half bridge circuit and the linear solenoid.
In this way, the control means logically determines the asymmetric half bridge circuit and the linear solenoid based on the first control signal and the second control signal, the diagnosis result output from the first switching means, and the second diagnosis result. The operating state can be determined. As a result, a linear solenoid drive circuit having a good diagnostic function can be obtained.

以下、本発明の実施形態を自動車のエンジンの防振装置におけるリニアソレノイドの駆動回路を例に、図面に基づいて説明する。図1は、本発明に係るリニアソレノイドの駆動回路の構成を模式的に示すブロック図である。
本発明に係るリニアソレノイドの駆動回路は、他の回路と共にECU(Electronic Control Unit)100に備えられている。ECU100には、制御手段としてのMPU(マイクロプロセッサ:Micro Processing Unit)4が備えられており、リニアソレノイド20を駆動する制御信号CS1及びCS2を出力する。詳細は後述するが、本実施形態では、第二制御信号CS2がパルス幅変調(PWM:pulse width modulation)された制御信号であり、この信号によりリニアソレノイド20が精密に制御される。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings, taking as an example a drive circuit for a linear solenoid in a vibration isolator for an automobile engine. FIG. 1 is a block diagram schematically showing the configuration of a linear solenoid drive circuit according to the present invention.
The drive circuit for the linear solenoid according to the present invention is provided in an ECU (Electronic Control Unit) 100 together with other circuits. The ECU 100 includes an MPU (Micro Processing Unit) 4 as control means, and outputs control signals CS1 and CS2 for driving the linear solenoid 20. Although details will be described later, in the present embodiment, the second control signal CS2 is a control signal obtained by pulse width modulation (PWM), and the linear solenoid 20 is precisely controlled by this signal.

駆動回路は、少なくとも過電流の発生を検出する診断機能を有するIPD(インテリジェント・パワー・デバイス:Intelligent Power Device)1と、パワーMOSFET2とを備えて構成されている。IPD1は、本発明の第一スイッチング手段に相当する。パワーMOSFET2は、本発明の第二スイッチング手段に相当し、Nチャネル型である。   The drive circuit includes an IPD (Intelligent Power Device) 1 having a diagnostic function for detecting at least the occurrence of an overcurrent, and a power MOSFET 2. IPD1 corresponds to the first switching means of the present invention. The power MOSFET 2 corresponds to the second switching means of the present invention and is an N-channel type.

図に示すように、IPD1とパワーMOSFET2とで非対称ハーフブリッジ10を構成している。非対称ハーフブリッジであるから、IPD1とパワーMOSFET2とが備えられていない辺には、それぞれ逆方向接続されたダイオードが備えられる。つまり、IPD1は、グラウンド側からIPD1へ向かう方向を順方向とするフライホイールダイオード3aと直列に接続されている。パワーMOSFET2は、パワーMOSFET2から電源電圧VDD側へ向かう方向を順方向とするフライホイールダイオード3bと直列に接続されている。
リニアソレノイド20は誘導性負荷であり、誘導性負荷は電流の供給が途絶えた後にも誘導起電力により電流を流そうとする性質がある。この誘導電流の回生が容易であるという点もブリッジ回路の利点である。つまり、リニアソレノイド20で発生する誘導電流は、フライホイールダイオード3を介して電源及びグラウンドへ回生する。
また、非対称ハーフブリッジ10の近傍には、電源安定化用の電解コンデンサC1が配置される。この電解コンデンサは、数百μ〜千μF(マイクロ・ファラッド)程度の大容量のものが使用される。大容量化することにより、電源インピーダンスを低く保ち、ブリッジ回路に与えられるPWM制御の信号波形のデューティー比に正確に応答できるようにしている。
As shown in the figure, the IPD 1 and the power MOSFET 2 constitute an asymmetric half bridge 10. Since it is an asymmetric half bridge, diodes connected in opposite directions are provided on the sides where the IPD 1 and the power MOSFET 2 are not provided. That is, IPD1 is connected in series with flywheel diode 3a whose forward direction is from the ground side toward IPD1. The power MOSFET 2 is connected in series with a flywheel diode 3b having a forward direction from the power MOSFET 2 toward the power supply voltage VDD.
The linear solenoid 20 is an inductive load, and the inductive load has a property of causing a current to flow by an induced electromotive force even after the supply of current is interrupted. The advantage of the bridge circuit is that the regenerative current is easily regenerated. That is, the induced current generated in the linear solenoid 20 is regenerated to the power source and the ground via the flywheel diode 3.
In addition, an electrolytic capacitor C1 for stabilizing the power supply is disposed in the vicinity of the asymmetric half bridge 10. As this electrolytic capacitor, a capacitor having a large capacity of about several hundred μF to 1,000 μF (Micro Farad) is used. By increasing the capacity, the power source impedance is kept low, and it is possible to accurately respond to the duty ratio of the PWM control signal waveform applied to the bridge circuit.

ECU100への電源供給は、電圧VBを出力するバッテリ30からヒューズ40を介して、及びイグニッションスイッチ(IGSW:ignition switch)50を介して行われる。ヒューズ40を介して供給される電圧VBは、ECU100内のNチャネルMOSFET5(電源用開閉手段)によってスイッチングされて、リニアソレノイドの駆動回路へ伝達される。   The power supply to the ECU 100 is performed from the battery 30 that outputs the voltage VB through the fuse 40 and an ignition switch (IGSW) 50. The voltage VB supplied via the fuse 40 is switched by the N-channel MOSFET 5 (power supply opening / closing means) in the ECU 100 and transmitted to the linear solenoid drive circuit.

FET5がスイッチングによりオン状態に遷移する瞬間は、電気的には過度状態である。電源安定用の電解コンデンサC1のインピーダンスは、静電容量の逆数となる。電解コンデンサC1の静電容量は非常に大きいので、過度状態における電源−グラウンド間のインピーダンスは非常に小さくなる。このため、電源−グラウンド間には大きな過度電流、いわゆる突入電流が流れる。この突入電流を抑制するために、プリチャージ手段6が備えられている。   The moment when the FET 5 transitions to the ON state by switching is electrically excessive. The impedance of the electrolytic capacitor C1 for stabilizing the power supply is the reciprocal of the capacitance. Since the capacitance of the electrolytic capacitor C1 is very large, the impedance between the power source and the ground in the transient state is very small. For this reason, a large transient current, so-called inrush current, flows between the power source and the ground. In order to suppress this inrush current, precharge means 6 is provided.

プリチャージ手段6は、抵抗器6aとダイオード6bとにより構成されている。IGSW50がオンされた瞬間にも、突入電流が流れる。抵抗器6aはこの過渡電流に対するインピーダンスとなり、突入電流を小さくするための突入電流防止用抵抗器である。ダイオード6bは、電解コンデンサC1が充電されるまで、バッテリBから電荷を供給する。通常、ダイオードには順方向電圧の電圧降下が発生するため、電解コンデンサC1は理論的にはバッテリ電圧VBよりも0.6〜0.7V低い電圧まで充電される。電解コンデンサC1が定常値まで充電される時間は、理論的には無限大である。そこで、充電時間は、抵抗器6aの抵抗値と、ダイオード6bのインピーダンスと、電解コンデンサC1とから算出できる時定数τに基づいて考えればよい。例えば、充電開始後τ秒後には、電解コンデンサC1が満充電された場合の端子電圧の定常値の63.2%に達する。そして、充電開始後5τ秒後には、定常値の99.3%に達する。これらは、過渡現象の理論計算より導かれる数値であるから、時定数τに基づいて充電時間を設定すればよい。   The precharge means 6 includes a resistor 6a and a diode 6b. Inrush current also flows at the moment when the IGSW 50 is turned on. The resistor 6a is an inrush current preventing resistor for reducing the inrush current by providing an impedance with respect to the transient current. The diode 6b supplies electric charge from the battery B until the electrolytic capacitor C1 is charged. Usually, a forward voltage drop occurs in the diode, so the electrolytic capacitor C1 is theoretically charged to a voltage 0.6 to 0.7 V lower than the battery voltage VB. The time for which the electrolytic capacitor C1 is charged to a steady value is theoretically infinite. Therefore, the charging time may be considered based on the time constant τ that can be calculated from the resistance value of the resistor 6a, the impedance of the diode 6b, and the electrolytic capacitor C1. For example, after τ seconds after the start of charging, it reaches 63.2% of the steady value of the terminal voltage when the electrolytic capacitor C1 is fully charged. And, 5τ seconds after the start of charging, it reaches 99.3% of the steady value. Since these are numerical values derived from the theoretical calculation of the transient phenomenon, the charging time may be set based on the time constant τ.

レギュレータ7は、通常12V程度のバッテリ電圧VBをMPU4などの電子回路の動作電圧である5Vや3.3Vの電圧VCCに降圧する半導体集積回路である。IGSW50がオンされると、上述したように電解コンデンサC1が充電(プリチャージ)されると共に、レギュレータ7によってMPU4の電源電圧VCCが生成される。MPU4は、電源電圧VCCを与えられるとプログラムに従って動作を開始する。尚、電源電圧VCCで動作するリセット回路(不図示)を有し、電源電圧VCCがリセット回路及びMPU4に与えられた後、一定時間リセットを掛けるように構成してもよい。電源電圧VCCが与えられ、又はリセットが解除されると、MPU4は自己の初期設定(イニシャライズ:initialize)を行う。初期設定を終えると、電源制御信号CS0をH(ハイ)レベルで出力する。電源制御信号CS0によって、NチャネルMOSFET5がオンされると、バッテリ30から、ヒューズ40と、FET5とを介して、電圧VBが非対称ハーフブリッジ10及び電解コンデンサC1に供給される。   The regulator 7 is a semiconductor integrated circuit that steps down the battery voltage VB, which is usually about 12V, to a voltage VCC of 5V or 3.3V, which is an operating voltage of an electronic circuit such as the MPU4. When the IGSW 50 is turned on, the electrolytic capacitor C1 is charged (precharged) as described above, and the power supply voltage VCC of the MPU 4 is generated by the regulator 7. When the MPU 4 is supplied with the power supply voltage VCC, the MPU 4 starts to operate according to the program. A reset circuit (not shown) that operates with the power supply voltage VCC may be provided, and the power supply voltage VCC may be reset for a certain period of time after being supplied to the reset circuit and the MPU 4. When the power supply voltage VCC is applied or the reset is released, the MPU 4 performs its own initialization (initialization). When the initial setting is completed, the power supply control signal CS0 is output at the H (high) level. When the N-channel MOSFET 5 is turned on by the power control signal CS0, the voltage VB is supplied from the battery 30 to the asymmetric half bridge 10 and the electrolytic capacitor C1 through the fuse 40 and the FET 5.

ここで、上述した時定数τに基づき計算された所定の充電時間がMPU4の初期設定時間よりも短ければ、初期設定を終了した時点で電解コンデンサC1の充電が完了していると考えてよい。また、例えば2τの時間を経過していれば、定常状態の約87%には達しているため、充分に充電できていると考えてもよい。少なくとも、プリチャージにより電解コンデンサC1の未充電の静電容量は減少しており、電解コンデンサC1のインピーダンスは充電開始前よりも確実に大きくなっている。従って、MPU4が初期設定完了後、直ちに電源制御信号CS0を出力してFET5をオンさせても、突入電流を確実に減少させることができている。もちろん、MPU4に電源が投入された後、例えば5τに相当する所定時間経過後に、電源制御信号CS0を出力してFET5をオンさせてもよい。   Here, if the predetermined charging time calculated based on the time constant τ described above is shorter than the initial setting time of the MPU 4, it may be considered that the charging of the electrolytic capacitor C1 is completed when the initial setting is completed. For example, if the time of 2τ has elapsed, it has reached about 87% of the steady state, so it may be considered that the battery is sufficiently charged. At least, the uncharged electrostatic capacitance of the electrolytic capacitor C1 is reduced by precharging, and the impedance of the electrolytic capacitor C1 is surely larger than before the start of charging. Therefore, even if the MPU 4 completes the initial setting and immediately outputs the power control signal CS0 to turn on the FET 5, the inrush current can be reliably reduced. Of course, the power supply control signal CS0 may be output to turn on the FET 5 after a predetermined time corresponding to, for example, 5τ has elapsed after the MPU 4 is powered on.

FET5がオンされると、電解コンデンサC1は、ほぼ電圧VBに近い電源電圧VDDまで充電される。ヒューズ40の抵抗値と、FET5のドレイン−ソース間のオン抵抗とは非常に小さいため、大きな電圧降下は発生しない。FET5がオンされる時、電解コンデンサC1は、プリチャージ手段6を介してすでに電圧VBよりも0.6〜0.7V低い程度の電圧値まで充電されている。従って、電解コンデンサC1は、新たに大きな突入電流を伴うことなく、ほぼ電圧VDDまで充電される。   When the FET 5 is turned on, the electrolytic capacitor C1 is charged to the power supply voltage VDD that is substantially close to the voltage VB. Since the resistance value of the fuse 40 and the on-resistance between the drain and source of the FET 5 are very small, a large voltage drop does not occur. When the FET 5 is turned on, the electrolytic capacitor C1 is already charged to a voltage value of about 0.6 to 0.7 V lower than the voltage VB via the precharge means 6. Therefore, the electrolytic capacitor C1 is charged to almost the voltage VDD without a new large inrush current.

MPU4には、リニアソレノイド20によって機械的に制御される対象物、例えば自動車のエンジンなどに備えられたセンサ60からの検出信号が入力されている。センサ60は、例えば振動センサであり、機械的な振動の大きさや方向、周波数などの情報をMPU4に提供する。
MPU4は、与えられた機械的な振動情報をプログラムに基づいて情報処理し、この機械的な振動を吸収するようにリニアソレノイド20を駆動するための制御信号を出力する。
The MPU 4 receives a detection signal from a sensor 60 provided on an object mechanically controlled by the linear solenoid 20, such as an automobile engine. The sensor 60 is, for example, a vibration sensor, and provides information such as the magnitude, direction, and frequency of mechanical vibration to the MPU 4.
The MPU 4 processes the given mechanical vibration information based on the program, and outputs a control signal for driving the linear solenoid 20 so as to absorb this mechanical vibration.

リニアソレノイドの駆動回路は、IPD(第一スイッチング手段)1をハイサイドスイッチとし、Nチャネル・パワーMOSFET(第二スイッチング手段)2をローサイドスイッチとする、非対称ハーフブリッジで構成されている。MPU4は、IPD1をスイッチング制御する第一制御信号CS1と、FET2を制御する第二制御信号CS2とを出力する。上述したように、MPU4は、例えば5V程度の電源電圧VCCで動作しており、出力する第一制御信号CS1、第二制御信号CS2も、電圧VCCの範囲内の出力である。リニアソレノイド20には、電圧VDDを用いて動作電流を与える必要があるので、非対称ハーフブリッジ10の動作電圧は、電圧VDDである。従って、FET2をオン・オフ制御するためには、第二制御信号CS2の信号レベルを上げておく必要がある。このため、プリドライバ8が備えられている。MPU4が出力する電圧VCCの信号レベルの第二制御信号CS2aがプリドライバ8に入力され、電圧VDDの信号レベルの第二制御信号CS2bが出力されて、FET2のゲートに入力される。   The drive circuit of the linear solenoid is composed of an asymmetric half bridge in which the IPD (first switching means) 1 is a high side switch and the N-channel power MOSFET (second switching means) 2 is a low side switch. The MPU 4 outputs a first control signal CS1 for switching control of the IPD 1 and a second control signal CS2 for controlling the FET2. As described above, the MPU 4 operates with the power supply voltage VCC of about 5 V, for example, and the first control signal CS1 and the second control signal CS2 to be output are also outputs within the range of the voltage VCC. Since it is necessary to apply an operating current to the linear solenoid 20 using the voltage VDD, the operating voltage of the asymmetric half bridge 10 is the voltage VDD. Therefore, in order to turn on / off the FET 2, it is necessary to raise the signal level of the second control signal CS2. For this reason, a pre-driver 8 is provided. The second control signal CS2a having the signal level of the voltage VCC output from the MPU 4 is input to the pre-driver 8, and the second control signal CS2b having the signal level of the voltage VDD is output and input to the gate of the FET2.

尚、同様のことはIPD1に関しても言えることであり、IPD1の構成によっては第一制御信号CS1もプリドライバによってレベル変換が必要である。本実施形態においては、IPD1が、電圧VCCの信号レベルの制御信号CS1によって直接制御が可能な構成を採っているため、プリドライバを備えていない。   Note that the same can be said for the IPD 1. Depending on the configuration of the IPD 1, the first control signal CS1 also requires level conversion by the pre-driver. In the present embodiment, since the IPD 1 employs a configuration that can be directly controlled by the control signal CS1 having the signal level of the voltage VCC, no pre-driver is provided.

ここで、図2に基づいてIPD1の構成について説明する。IPD1は、MPUなどの論理回路から直接駆動可能なハイサイドスイッチであって、少なくとも過電流の発生を検出する診断機能を有した半導体集積回路である。IPS(インテリジェント・パワー・スイッチ(Intelligent Power Switch)も同義である。図2に示すように、IPD1は、自己診断を行う診断部11と、入力される第一制御信号CS1に基づいて開閉制御されると共に、診断部11の診断結果により過電流の発生が検出された時には開となるスイッチ部(パワーMOSFET)12と、診断部11の診断結果を出力する診断結果出力部13とを有している。   Here, the configuration of the IPD 1 will be described with reference to FIG. The IPD 1 is a high-side switch that can be directly driven from a logic circuit such as an MPU, and is a semiconductor integrated circuit having at least a diagnostic function for detecting occurrence of an overcurrent. IPS (Intelligent Power Switch) is also synonymous. As shown in FIG. 2, the IPD 1 is controlled to open and close based on a diagnostic unit 11 that performs self-diagnosis and an input first control signal CS1. And a switch unit (power MOSFET) 12 that is opened when the occurrence of an overcurrent is detected by the diagnostic result of the diagnostic unit 11 and a diagnostic result output unit 13 that outputs the diagnostic result of the diagnostic unit 11. Yes.

診断部11は、過電流検出部11aと、過熱検出部11bと、オープン検出部11cとから構成されている。過電流検出部11aは、スイッチ部12を流れる電流を検出することにより、非対称ハーフブリッジ10を流れる電流を監視する。例えば、リニアソレノイド20の両端の端子が短絡する異常やリニアソレノイド20のハイサイド側が他の電位の部材(例えば電源のグラウンド)と短絡するような故障が生じた場合の過電流を検出する。過熱検出部11bは、過電流や長時間使用によるIPD1の過熱を検出する。過電流や過熱が検出された場合には、入力I/F部17を介して入力された第一制御信号CS1が、保護部18によって制御される。その結果、スイッチ部12のオン時間が削減され、スイッチ部12を介して供給される電流が削減される。ここで、オン時間の削減とは、例えば、オン時間中にさらに細かくオン・オフ制御するスイッチング制御も含むものである。このように、過電流及び過熱が検出された場合には、何れの場合にも、IPD1は、出力する電流を削減又は停止するように制御する。   The diagnosis unit 11 includes an overcurrent detection unit 11a, an overheat detection unit 11b, and an open detection unit 11c. The overcurrent detection unit 11a monitors the current flowing through the asymmetric half bridge 10 by detecting the current flowing through the switch unit 12. For example, an overcurrent is detected when an abnormality occurs in which the terminals at both ends of the linear solenoid 20 are short-circuited or when a failure occurs such that the high-side of the linear solenoid 20 is short-circuited to another potential member (for example, the ground of the power supply). The overheat detector 11b detects overheating of the IPD 1 due to overcurrent or long-time use. When overcurrent or overheating is detected, the first control signal CS1 input via the input I / F unit 17 is controlled by the protection unit 18. As a result, the ON time of the switch unit 12 is reduced, and the current supplied through the switch unit 12 is reduced. Here, the reduction of the on-time includes, for example, switching control in which on / off control is performed more finely during the on-time. As described above, when overcurrent and overheat are detected, the IPD 1 controls to reduce or stop the output current in any case.

オープン検出部11cは、主にスイッチ部12がオフ状態の時に、IPD1の出力端子の電圧を検出することによって、IPD1に接続される負荷のオープンを検出する。正常時には、電源電圧VDDから、オープン検出部11c、IPD1の出力端子、非対称ハーフブリッジ10やリニアソレノイド20を介してグラウンドへと続く回路が形成される。非対称ハーフブリッジ10やリニアソレノイド20のインピーダンスは低いので、オープン検出部11cのインピーダンスは、非対称ハーフブリッジ10やリニアソレノイド20のインピーダンスよりも充分高い値に設定可能である。この場合、等価回路としては、電電圧VDD−オープン検出部11c−出力端子−グラウンド、となる。従って、IPD1の出力端子はLレベルとなる。しかし、非対称ハーフブリッジ10やリニアソレノイド20に断線や劣化があると、インピーダンスが非常に大きくなる。この場合、等価回路は、電圧VDD−オープン検出部11c−出力端子−高インピーダンス−(グラウンド)、となる。その結果、IPD1の出力端子の電圧は、Hレベルとなるか、少なくともLレベルとは言えない値の電圧となる。従って、オープン検出部11cにより、IPD1の出力端子の電圧を検出することで、非対称ハーフブリッジ10やリニアソレノイド20に生じている断線や劣化を検出する。   The open detection unit 11c detects the opening of the load connected to the IPD 1 by detecting the voltage at the output terminal of the IPD 1 mainly when the switch unit 12 is in the OFF state. Under normal conditions, a circuit is formed that continues from the power supply voltage VDD to the ground through the open detection unit 11c, the output terminal of the IPD 1, the asymmetric half bridge 10, and the linear solenoid 20. Since the impedance of the asymmetric half bridge 10 and the linear solenoid 20 is low, the impedance of the open detection unit 11 c can be set to a value sufficiently higher than the impedance of the asymmetric half bridge 10 and the linear solenoid 20. In this case, the equivalent circuit is the electric voltage VDD-open detection unit 11c-output terminal-ground. Accordingly, the output terminal of the IPD 1 is at the L level. However, if the asymmetric half bridge 10 or the linear solenoid 20 is disconnected or deteriorated, the impedance becomes very large. In this case, the equivalent circuit is voltage VDD−open detection unit 11c−output terminal−high impedance− (ground). As a result, the voltage at the output terminal of the IPD 1 becomes the H level, or at least a voltage that cannot be said to be the L level. Accordingly, the open detection unit 11c detects the voltage at the output terminal of the IPD 1 to detect disconnection or deterioration occurring in the asymmetric half bridge 10 or the linear solenoid 20.

診断部11で検出された診断結果は、診断結果出力部13に入力され、診断結果出力部13は診断結果DS1をIPD1から出力する。診断結果DS1は、MPU4にそのまま入力可能なように、電圧VCCの範囲の信号レベルとして出力される。本例のIPD1は、診断結果DS1を出力する出力端子を1つだけ有している。診断結果出力部13には、入力I/F部17を介して第一制御信号CS1の論理値も入力される。診断結果DS1は、診断部11による診断結果と第一制御信号CS1とに基づいて、下記のような信号レベルで出力される。   The diagnosis result detected by the diagnosis unit 11 is input to the diagnosis result output unit 13, and the diagnosis result output unit 13 outputs the diagnosis result DS1 from the IPD 1. The diagnosis result DS1 is output as a signal level in the range of the voltage VCC so that it can be input to the MPU 4 as it is. The IPD 1 of this example has only one output terminal that outputs the diagnosis result DS1. The logical value of the first control signal CS1 is also input to the diagnosis result output unit 13 via the input I / F unit 17. The diagnosis result DS1 is output at the following signal level based on the diagnosis result by the diagnosis unit 11 and the first control signal CS1.

診断部11が、過電流、過熱、オープンの何れも検出していない場合、診断結果DS1は、第一制御信号CS1と同じ論理レベルで出力される。つまり、第一制御信号CS1がHレベルのときはHレベル、LレベルのときはLレベルの出力となる。   When the diagnosis unit 11 does not detect any of overcurrent, overheat, and open, the diagnosis result DS1 is output at the same logic level as the first control signal CS1. That is, when the first control signal CS1 is at the H level, the output is at the H level, and when the first control signal CS1 is at the L level, the output is at the L level.

診断部11が、過電流、過熱の何れかを検出している場合、診断結果DS1は第一制御信号CS1の論理レベルに拘らず、論理レベルLで出力される。即ち、スイッチ部12をオン状態にすべき、第一制御信号CS1のHレベルの時に、制限が掛かってスイッチ部12をオン状態にすることができないことを示している。   When the diagnosis unit 11 detects either overcurrent or overheat, the diagnosis result DS1 is output at the logic level L regardless of the logic level of the first control signal CS1. That is, it indicates that the switch unit 12 cannot be turned on due to a restriction when the first control signal CS1 is at the H level, which should turn the switch unit 12 on.

診断部11が、オープンを検出している場合、診断結果DS1は第一制御信号CS1の論理レベルに拘らず、論理レベルHで出力される。即ち、スイッチ部12をオフ状態にすることでLレベルとなるはずのIPD1の出力端子が、第一制御信号CS1がLレベルの時にHレベルであることを示している   When the diagnosis unit 11 detects open, the diagnosis result DS1 is output at the logic level H regardless of the logic level of the first control signal CS1. That is, when the first control signal CS1 is at the L level, the output terminal of the IPD 1 that should be at the L level when the switch unit 12 is turned off indicates that the output terminal is at the H level.

MPU4は、第一制御信号CS1の論理レベルを把握しているので、第一制御信号と、IPD1より出力される診断結果DS1とに基づいて論理的に非対称ハーフブリッジ回路10及びリニアソレノイド20の動作状態を判定する。
上述したようなIPD1の内部での信号情報処理は、MPU4と同様にCMOSやTTLレベルの信号レベルである電圧VCCの範囲内で行われ、診断結果DS1も同様の信号レベルで出力される。このため、IPD1は、入力される電圧VDDを降圧するレギュレータ16を備えて、電源電圧VCCに相当する電圧VSを生成している。
Since the MPU 4 grasps the logic level of the first control signal CS1, the operations of the asymmetric half bridge circuit 10 and the linear solenoid 20 are logically performed based on the first control signal and the diagnosis result DS1 output from the IPD 1. Determine the state.
The signal information processing inside the IPD 1 as described above is performed within the range of the voltage VCC, which is a signal level of CMOS or TTL, similarly to the MPU 4, and the diagnosis result DS1 is also output at the same signal level. For this reason, the IPD 1 includes a regulator 16 that steps down the input voltage VDD, and generates a voltage VS corresponding to the power supply voltage VCC.

本例のIPD1は、MPU4からの第一制御信号CS1をそのまま入力しているため、電圧VDDをスイッチングするスイッチ部12を駆動するためのドライバ14を有している。ドライバ14は、電圧VDDの電圧レベルまで第一制御信号CS1を昇圧するだけでは、不十分である。つまり、スイッチ部12は電気的特性上有利なNチャネル・パワーMOSFETを用いて構成される。前述のように、ハイサイドスイッチとして使用するNチャネルMOSFETに対して充分なゲート−ソース間電圧を得るためには、電圧VDDよりも高い電圧が必要である。このため、IPD1は昇圧手段として、チャージポンプ15を有している。   Since the IPD 1 in this example receives the first control signal CS1 from the MPU 4 as it is, it has a driver 14 for driving the switch unit 12 that switches the voltage VDD. It is not sufficient for the driver 14 to boost the first control signal CS1 to the voltage level of the voltage VDD. That is, the switch unit 12 is configured using an N-channel power MOSFET that is advantageous in terms of electrical characteristics. As described above, in order to obtain a sufficient gate-source voltage for the N-channel MOSFET used as the high-side switch, a voltage higher than the voltage VDD is required. For this reason, the IPD 1 has a charge pump 15 as a boosting means.

チャージポンプ15は、コンデンサの充放電を用いた昇圧回路である。コンデンサを充電する時間を要するため、IPD1の有するスイッチ部12は、概ね1〜5kHz程度のスイッチング特性に留まる。従って、防振装置のように物体の振動を検出してその振動を打ち消すようにリニアソレノイドを15kHz程度以上の周波数でスイッチング制御するような場合には、応答性に課題がある。   The charge pump 15 is a booster circuit using charging / discharging of a capacitor. Since it takes time to charge the capacitor, the switch unit 12 of the IPD 1 has a switching characteristic of approximately 1 to 5 kHz. Therefore, there is a problem in responsiveness when the linear solenoid is subjected to switching control at a frequency of about 15 kHz or more so as to detect the vibration of the object and cancel the vibration like a vibration isolator.

そこで、本実施形態では、IPD1をハイサイドスイッチとし、NチャネルMPSFET2をローサイドスイッチとして、非対称ハーフブリッジ10を構成し、EFT2をパルス幅変調された第二制御信号CS2に基づいて開閉制御されるようにしている。
また、非対称ハーフブリッジ10においてそれぞれのスイッチ手段と対称な辺には、逆方向接続されたダイオード3(3a、3b)がフライホイールダイオードとして備えられている。
Therefore, in this embodiment, the asymmetric half bridge 10 is configured by using the IPD 1 as a high-side switch and the N-channel MPSFET 2 as a low-side switch, and the EFT 2 is controlled to be opened and closed based on the second control signal CS 2 that has been subjected to pulse width modulation. I have to.
In the asymmetric half bridge 10, diodes 3 (3 a, 3 b) connected in the reverse direction are provided as flywheel diodes on the sides symmetrical to the respective switch means.

ここで、ハイサイドスイッチとしてのIPD1に対する第一制御信号CS1をHレベルに固定し、ローサイドスイッチとしてのFET2に対する第二制御信号CS2をパルス幅変調すると、リニアソレノイド20への電流供給を精密に制御することができる。第二制御信号CS2がL状態の場合、FET2はオフされるが、このとき、IPD1がオープン検出してしまう場合がある。もちろん、MPU4は、第二制御信号CS2をL状態として出力していることを把握しているため、IPD1のオープン検出を無視するようにしてもよい。本実施形態においては、MPU4による排他処理も省略できるように、非対称ブリッジ10のローサイド側に、FET2と並列に抵抗器Rが備えられる構成としている。
第二制御信号CS2がL状態の場合、FET2はオフされるが、抵抗器Rを介してグラウンドとの接続が維持される。抵抗器Rの定数は、電源電圧VDD、IPD1のオープン検出回路11cの抵抗定数及びオープン検出電圧などの電気的特性、などより適宜定める。つまり、抵抗器Rのインピーダンスが高すぎて、IPD1がオープン検出することがないような値を設定すればよい。
Here, when the first control signal CS1 for the IPD1 as the high-side switch is fixed to the H level and the second control signal CS2 for the FET2 as the low-side switch is pulse width modulated, the current supply to the linear solenoid 20 is precisely controlled. can do. When the second control signal CS2 is in the L state, the FET 2 is turned off. At this time, the IPD 1 may detect open. Of course, since the MPU 4 knows that the second control signal CS2 is being output in the L state, the open detection of the IPD 1 may be ignored. In the present embodiment, a resistor R is provided in parallel with the FET 2 on the low side of the asymmetric bridge 10 so that the exclusion process by the MPU 4 can be omitted.
When the second control signal CS2 is in the L state, the FET 2 is turned off, but the connection to the ground is maintained through the resistor R. The constant of the resistor R is appropriately determined from the power supply voltage VDD, the resistance constant of the open detection circuit 11c of the IPD1, the electrical characteristics such as the open detection voltage, and the like. In other words, a value may be set such that the impedance of the resistor R is too high and the IPD 1 does not detect open.

また、MPU4がA/Dコンバータ(analogue to digital converter)を備えているような場合には、抵抗器Rのハイサイド側の端子電圧を第二診断結果DS2として、MPU4に入力してもよい。もちろん、MUP4とは別に、A/Dコンバータや比較器が備えられ、その結果がMPU4に出力されるものであってもよい。   When the MPU 4 includes an A / D converter (analogue to digital converter), the terminal voltage on the high side of the resistor R may be input to the MPU 4 as the second diagnosis result DS2. Of course, an A / D converter and a comparator may be provided separately from the MUP 4 and the result may be output to the MPU 4.

本実施形態においては、抵抗器Rは複数の抵抗器(抵抗部品)R1とR2とで構成されている。そして、これら抵抗器R1とR2とにより分圧された電圧値が第二診断結果DS2としてMPU4へ出力される。これは、電源電圧VDDで動作する非対称ハーフブリッジ10と、電源電圧VSSで動作するMPU4との間の電圧変換機能と捉えてもよい。   In the present embodiment, the resistor R is composed of a plurality of resistors (resistive components) R1 and R2. Then, the voltage value divided by the resistors R1 and R2 is output to the MPU 4 as the second diagnosis result DS2. This may be regarded as a voltage conversion function between the asymmetric half bridge 10 that operates at the power supply voltage VDD and the MPU 4 that operates at the power supply voltage VSS.

MPU4は、第一制御信号CS1及び第二制御信号CS2が出力され、IPD1より出力される診断結果DS1及び第二診断結果DS2が入力される制御手段である。従って、MPU4は、第一制御信号CS1及び第二制御信号CS2と、診断結果DS1とに基づいて論理的に非対称ハーフブリッジ10及びリニアソレノイド20の動作状態を判定することができる。また、第二診断結果DS2に基づいて非対称ハーフブリッジ10及びリニアソレノイド20の動作状態を判定することができる。   The MPU 4 is a control means to which the first control signal CS1 and the second control signal CS2 are output, and the diagnosis result DS1 and the second diagnosis result DS2 output from the IPD 1 are input. Therefore, the MPU 4 can logically determine the operation states of the asymmetric half bridge 10 and the linear solenoid 20 based on the first control signal CS1, the second control signal CS2, and the diagnosis result DS1. Further, the operating states of the asymmetric half bridge 10 and the linear solenoid 20 can be determined based on the second diagnosis result DS2.

以上、説明したように本発明によって、診断機能を備え、高い応答性が確保可能なリニアソレノイドの駆動回路を提供することができる。   As described above, according to the present invention, it is possible to provide a drive circuit for a linear solenoid that has a diagnostic function and can ensure high responsiveness.

本発明に係るリニアソレノイドの駆動回路の構成を模式的に示すブロック図The block diagram which shows typically the structure of the drive circuit of the linear solenoid which concerns on this invention 図1のIPDの構成を模式的に示すブロック図1 is a block diagram schematically showing the configuration of the IPD in FIG. 診断機能付きのスイッチング回路を備えたリニアソレノイドの一般的な駆動回路を模式的に示すブロック図Block diagram schematically showing a general drive circuit of a linear solenoid equipped with a switching circuit with a diagnostic function

符号の説明Explanation of symbols

1 IPD(第一スイッチング手段)
2 パワーMOSFET(第二スイッチング手段)
3 フライホイールダイオード
4 MPU(制御手段)
10 非対称ハーフブリッジ
11 診断部
11a 過電流検出部
12 スイッチ部
20 リニアソレノイド
CS1 第一制御信号
CS2 第二制御信号
DS1 診断信号(診断結果)
DS2 診断信号(第二診断結果)
R 抵抗器
R1 抵抗器(抵抗部品)
R2 抵抗器(抵抗部品)
1 IPD (first switching means)
2 Power MOSFET (second switching means)
3 Flywheel diode 4 MPU (control means)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Asymmetric half bridge 11 Diagnosis part 11a Overcurrent detection part 12 Switch part 20 Linear solenoid CS1 1st control signal CS2 2nd control signal DS1 Diagnostic signal (diagnosis result)
DS2 diagnostic signal (second diagnostic result)
R resistor R1 resistor (resistor component)
R2 resistor (resistor component)

Claims (5)

少なくとも過電流の発生を検出する診断部と、入力される第一制御信号に基づいて開閉制御されると共に、前記診断部の診断結果により過電流の発生が検出された時には開となるスイッチ部とを有する第一スイッチング手段と、
パルス幅変調された第二制御信号に基づいて開閉制御される第二スイッチング手段と、を備え、
前記第一スイッチング手段をハイサイドスイッチとし、前記第二スイッチング手段をローサイドスイッチとして、非対称ハーフブリッジを構成し、
前記第一スイッチング手段のローサイド側と、前記第二スイッチング手段のハイサイド側との間に接続されるリニアソレノイドを駆動するリニアソレノイドの駆動回路。
A diagnostic unit that detects at least the occurrence of an overcurrent, and a switch unit that is controlled to open and close based on the input first control signal, and that is opened when the occurrence of an overcurrent is detected based on the diagnosis result of the diagnostic unit; First switching means comprising:
A second switching means that is controlled to open and close based on a pulse width modulated second control signal,
The first switching means is a high-side switch, the second switching means is a low-side switch, and an asymmetric half bridge is configured.
A drive circuit for a linear solenoid that drives a linear solenoid connected between a low side of the first switching means and a high side of the second switching means.
前記非対称ブリッジのローサイド側に、前記第二スイッチング手段と並列に抵抗器が備えられる請求項1に記載のリニアソレノイドの駆動回路。   The linear solenoid drive circuit according to claim 1, wherein a resistor is provided in parallel with the second switching means on a low side of the asymmetric bridge. 前記抵抗器のハイサイド側の端子電圧が第二診断結果として出力される請求項2に記載のリニアソレノイドの駆動回路。   The linear solenoid drive circuit according to claim 2, wherein a terminal voltage on a high side of the resistor is output as a second diagnosis result. 前記抵抗器は複数の抵抗部品で構成され、これら抵抗部品により分圧された電圧値が第二診断結果として出力される請求項2に記載のリニアソレノイドの駆動回路。   The linear solenoid drive circuit according to claim 2, wherein the resistor includes a plurality of resistor parts, and a voltage value divided by the resistor parts is output as a second diagnosis result. 前記第一制御信号及び前記第二制御信号が出力され、前記第一スイッチング手段より出力される前記診断結果及び前記第二診断結果が入力される制御手段を備え、
この制御手段は、前記第一制御信号と、前記第二制御信号と、前記診断結果と、前記第二診断結果とに基づいて論理的に前記非対称ハーフブリッジ及び前記リニアソレノイドの動作状態を判定する請求項3又は4に記載のリニアソレノイドの駆動回路。
The first control signal and the second control signal are output, and the diagnosis result output from the first switching means and the control means to which the second diagnosis result is input,
The control means logically determines operating states of the asymmetric half bridge and the linear solenoid based on the first control signal, the second control signal, the diagnosis result, and the second diagnosis result. The linear solenoid drive circuit according to claim 3 or 4.
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