JP2007006274A - Impedance matching circuit and wave divider - Google Patents

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茂 田中
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治 江口
Yasushi Endo
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an impedance matching circuit and a wave divider which are small-sized and are easily adjusted. <P>SOLUTION: The wave divider is provided with: a transmitting filter 1; a receiving filter 2 whose center frequency is higher than that of the transmitting filter 1; and the impedance matching circuit 3 which is set between a pad 6 for a common antenna terminal and the receiving filter 2. The impedance matching circuit 3 is provided with: a two-terminal resonator 30 for SAW which has a first interdigital transducer and a second interdigital transducer; and a phase line 31 one end of which is connected with a common grounding terminal of the two-terminal resonator 30 for SAW and the other end of which is grounded. One end of the first interdigital transducer is connected with the pad 6 for the common antenna terminal, and one end of the second interdigital transducer is connected with an input terminal of the receiving filter 2. The other end of the first interdigital transducer and the other end of the second interdigital transducer are the common grounding terminal. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、インピーダンス整合回路、およびインピーダンス整合回路を用いた分波器に関するものである。   The present invention relates to an impedance matching circuit and a duplexer using the impedance matching circuit.

分波器（デュプレクサ）は、主にＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ）方式の携帯電話などの無線通信システムにおいて使用される。ＣＤＭＡ方式の無線システムでは、１本のアンテナを用いて送信と受信が同時に行われるため、送信信号と受信信号とを分離し、かつ互いの信号が相互に影響しないようにする分波器が必要となる（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。携帯電話機に搭載される分波器の一般的な構成を図２４に示す。   A duplexer is mainly used in a radio communication system such as a CDMA (Code Division Multiple Access) mobile phone. In a CDMA wireless system, transmission and reception are performed simultaneously using a single antenna, so a demultiplexer is required to separate the transmission signal and the reception signal and prevent the signals from affecting each other. (For example, refer to Patent Document 1 and Patent Document 2). FIG. 24 shows a general configuration of a duplexer mounted on a mobile phone.

図２４に示すように、分波器は、図示しない送信回路からの送信信号のみを通過させてアンテナ１０４に供給する中心周波数ｆ１の帯域通過フィルタである送信用フィルタ１０１と、アンテナ１０４で受信された高周波信号のうち所定の受信信号のみを通過させる中心周波数ｆ２（ｆ１＜ｆ２）の帯域通過フィルタである受信用フィルタ１０２と、アンテナ１０４と受信用フィルタ１０２の入力端子との間に設けられたインピーダンス整合回路１０３とから構成される。   As shown in FIG. 24, the duplexer is received by the antenna 104 and the transmission filter 101 that is a band-pass filter of the center frequency f 1 that passes only a transmission signal from a transmission circuit (not shown) and supplies the signal to the antenna 104. The reception filter 102, which is a bandpass filter having a center frequency f2 (f1 <f2) that passes only a predetermined reception signal among the high-frequency signals, and the antenna 104 and the input terminal of the reception filter 102 are provided. And an impedance matching circuit 103.

送信回路は、送信すべき音声信号やデータ信号等を基に高周波の送信信号を生成して送信用フィルタ１０１に出力する。図示しない受信回路は、受信用フィルタ１０２から出力された受信信号を復調して音声信号やデータ信号等を取り出す。送信用フィルタ１０１及び受信用フィルタ１０２には、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave ）フィルタあるいは圧電薄膜を用いたＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave）フィルタなどが用いられる。   The transmission circuit generates a high-frequency transmission signal based on the audio signal or data signal to be transmitted, and outputs the high-frequency transmission signal to the transmission filter 101. A reception circuit (not shown) demodulates the reception signal output from the reception filter 102 and extracts an audio signal, a data signal, and the like. As the transmission filter 101 and the reception filter 102, a SAW (Surface Acoustic Wave) filter or a BAW (Bulk Acoustic Wave) filter using a piezoelectric thin film is used.

前述のとおり、送信用フィルタ１０１の中心周波数ｆ１は受信用フィルタ１０２の中心周波数ｆ２より低く、送信用フィルタ１０１は受信用フィルタ１０２の通過域周波数において高インピーダンスになっているため、送信用フィルタ１０１側にはインピーダンス整合回路は必要ない。一方、受信用フィルタ１０２の低周波数側の減衰域では高インピーダンスとなっておらず、クロストロークの可能性があるため、受信用フィルタ１０２側にインピーダンス整合回路１０３を設ける必要がある。   As described above, the center frequency f1 of the transmission filter 101 is lower than the center frequency f2 of the reception filter 102, and the transmission filter 101 has a high impedance in the passband frequency of the reception filter 102. There is no need for an impedance matching circuit on the side. On the other hand, in the attenuation region on the low frequency side of the reception filter 102, the impedance is not high, and there is a possibility of a cross stroke. Therefore, it is necessary to provide the impedance matching circuit 103 on the reception filter 102 side.

インピーダンス整合回路１０３としては、特許文献１に開示されているように、信号線に並列に接続されたインダクタＬからなる図２５（Ａ）のようなインピーダンス整合回路や、図２５（Ａ）の構成に補正用のコンデンサＣを直列に接続した図２５（Ｂ）のようなインピーダンス整合回路、あるいは直列位相回転用線路からなるインピーダンス整合回路が知られている。   As the impedance matching circuit 103, as disclosed in Patent Document 1, an impedance matching circuit as shown in FIG. 25A composed of an inductor L connected in parallel to a signal line, or a configuration shown in FIG. In addition, an impedance matching circuit as shown in FIG. 25B, in which a correcting capacitor C is connected in series, or an impedance matching circuit composed of a series phase rotation line is known.

図２６に、特許文献２に開示された分波器の平面構造を示す。図２６は、分波器パッケージのチップダイボンド面の平面構造を示したものである。図２６において、１１１は送信用フィルタ１０１の入力端子、１１２は送信用フィルタ１０１の出力端子、１２１は受信用フィルタ１０２の入力端子、１２２は受信用フィルタ１０２の出力端子、１０５は送信用フィルタ入力端子用パッド、１０６は共通アンテナ端子用パッド、１０７は受信用フィルタ入力端子用パッド、１０８は受信用フィルタ出力端子用パッドである。位相線路からなるインピーダンス整合回路１０３は、チップダイボンド面の下にある位相線路層に配置されている。位相線路の一端はビアホールにより共通アンテナ端子用パッド１０６に接続され、位相線路の他端はビアホールにより受信用フィルタ入力端子用パッド１０７に接続されている。   FIG. 26 shows a planar structure of the duplexer disclosed in Patent Document 2. FIG. 26 shows the planar structure of the chip die bond surface of the duplexer package. 26, 111 is an input terminal of the transmission filter 101, 112 is an output terminal of the transmission filter 101, 121 is an input terminal of the reception filter 102, 122 is an output terminal of the reception filter 102, and 105 is a transmission filter input. A terminal pad, 106 is a common antenna terminal pad, 107 is a reception filter input terminal pad, and 108 is a reception filter output terminal pad. The impedance matching circuit 103 composed of a phase line is disposed on the phase line layer below the chip die bond surface. One end of the phase line is connected to the common antenna terminal pad 106 through a via hole, and the other end of the phase line is connected to the reception filter input terminal pad 107 through a via hole.

特許第３２４６９０６号公報Japanese Patent No. 3246906 特許第３５３２１５８号公報Japanese Patent No. 3532158

しかし、特許文献１でも述べられているように、図２５（Ａ）に示したインダクタのみによるインピーダンス整合回路では、適正なインピーダンス整合がとれない場合が多いという問題点があった。   However, as described in Patent Document 1, the impedance matching circuit using only the inductor shown in FIG. 25A often has a problem that proper impedance matching cannot be achieved in many cases.

図２５（Ｂ）に示したインピーダンス整合回路は、図２５（Ａ）のインピーダンス整合回路の改良型であるが、送信用フィルタ１０１の通過域周波数のインピーダンスを調整しようとすると、受信用フィルタ１０２の通過域の整合が変化してしまうため、送信用フィルタ１０１の通過域周波数のインピーダンス調整と受信用フィルタ１０２の通過域の整合との両立が困難な場合が多いという問題点があった。   The impedance matching circuit shown in FIG. 25B is an improved type of the impedance matching circuit shown in FIG. 25A. However, when the impedance of the passband frequency of the transmission filter 101 is adjusted, the impedance of the reception filter 102 is changed. Since the matching of the pass band is changed, there is a problem that it is often difficult to achieve both the adjustment of the impedance of the pass band frequency of the transmission filter 101 and the matching of the pass band of the reception filter 102.

直列位相回転用線路を用いたインピーダンス整合回路では、位相回転量によりフィルタの整合が変化しないため、送信用フィルタ１０１の通過域周波数のインピーダンス調整のみを行えばよく、調整が容易という点で好ましい。しかし、位相線路をインピーダンス整合回路として動作させるためには、電気長がλ／４（λは受信用フィルタ１０２の中心周波数ｆ２と位相線路の誘電体中の速度とから定まる電磁波の波長）程度必要であり、小型化が難しいという問題点があった。   In an impedance matching circuit using a line for series phase rotation, the filter matching does not change depending on the amount of phase rotation. Therefore, it is only necessary to adjust the impedance of the passband frequency of the transmission filter 101, which is preferable in terms of easy adjustment. However, in order to operate the phase line as an impedance matching circuit, the electrical length is required to be about λ / 4 (λ is the wavelength of the electromagnetic wave determined from the center frequency f2 of the reception filter 102 and the speed in the dielectric of the phase line). Therefore, there is a problem that it is difficult to reduce the size.

また、図２６に示すように、特許文献２に開示された分波器では、共通アンテナ端子用パッド１０６と受信用フィルタ出力端子用パッド１０８とが近接して配置されているために、共通アンテナ端子と受信用フィルタの出力端子間のアイソレーションが悪いという問題点があった。   As shown in FIG. 26, in the duplexer disclosed in Patent Document 2, since the common antenna terminal pad 106 and the reception filter output terminal pad 108 are disposed close to each other, the common antenna There was a problem that the isolation between the terminal and the output terminal of the receiving filter was poor.

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、小型で調整が容易なインピーダンス整合回路および分波器を提供することを目的とする。
また、本発明は、共通アンテナ端子と受信用フィルタの出力端子間のアイソレーションを改善することができる分波器を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above problems, and an object thereof is to provide an impedance matching circuit and a duplexer that are small and easy to adjust.
It is another object of the present invention to provide a duplexer that can improve isolation between a common antenna terminal and an output terminal of a reception filter.

本発明のインピーダンス整合回路は、第１のすだれ状電極と第２のすだれ状電極とを有する２端子対ＳＡＷ共振子と、一端が前記２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子に接続され、他端が接地された位相線路とを備え、前記第１のすだれ状電極の一端が入力端子となり、前記第２のすだれ状電極の一端が出力端子となり、前記第１のすだれ状電極の他端と前記第２のすだれ状電極の他端とが前記共通接地端子となるものである。   The impedance matching circuit of the present invention includes a two-terminal pair SAW resonator having a first interdigital electrode and a second interdigital electrode, one end connected to a common ground terminal of the two-terminal pair SAW resonator, A phase line whose end is grounded, one end of the first interdigital electrode serving as an input terminal, one end of the second interdigital electrode serving as an output terminal, and the other end of the first interdigital electrode The other end of the second interdigital electrode serves as the common ground terminal.

本発明の分波器は、一端が第１の信号端子に接続され、他端が共通信号端子に接続された第１のフィルタと、一端が第２の信号端子に接続され、中心周波数が前記第１のフィルタの中心周波数より高い第２のフィルタと、前記共通信号端子と前記第２のフィルタの他端との間に設けられた第１のインピーダンス整合回路とを備え、前記第１のインピーダンス整合回路は、第１のすだれ状電極と第２のすだれ状電極とを有する第１の２端子対ＳＡＷ共振子と、一端が前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第１の共通接地端子に接続され、他端が接地された第１の位相線路とを備え、前記第１のすだれ状電極の一端が前記共通信号端子に接続され、前記第２のすだれ状電極の一端が前記第２のフィルタの他端に接続され、前記第１のすだれ状電極の他端と前記第２のすだれ状電極の他端とが前記第１の共通接地端子となるものである。
また、本発明の分波器の１構成例は、さらに、前記共通信号端子と前記第１のフィルタの他端との間に設けられた第２のインピーダンス整合回路を備え、前記第２のインピーダンス整合回路は、第３のすだれ状電極と第４のすだれ状電極とを有する第２の２端子対ＳＡＷ共振子と、一端が前記第２の２端子対ＳＡＷ共振子の第２の共通接地端子に接続され、他端が接地された第２の位相線路とを備え、前記第３のすだれ状電極の一端が前記第１のフィルタの他端に接続され、前記第４のすだれ状電極の一端が前記共通信号端子に接続され、前記第３のすだれ状電極の他端と前記第４のすだれ状電極の他端とが前記第２の共通接地端子となるものである。
また、本発明の分波器の１構成例は、前記共通信号端子と前記第２の信号端子とが前記第１のフィルタ及び第２のフィルタを挟んで対向するように、前記共通信号端子と前記第２の信号端子とをパッケージ上に配置したものである。 The duplexer of the present invention has a first filter having one end connected to the first signal terminal and the other end connected to the common signal terminal, one end connected to the second signal terminal, and a center frequency of the first filter A second filter higher than a center frequency of the first filter; and a first impedance matching circuit provided between the common signal terminal and the other end of the second filter, the first impedance The matching circuit includes a first two-terminal pair SAW resonator having a first interdigital electrode and a second interdigital electrode, and one end of the first common-ground terminal of the first two-terminal pair SAW resonator. And one end of the first interdigital electrode is connected to the common signal terminal, and one end of the second interdigital electrode is connected to the second phase electrode. Connected to the other end of the filter of the first interdigital electrode In which the other end of the the end second interdigital electrode is the first common ground terminal.
In addition, one configuration example of the duplexer of the present invention further includes a second impedance matching circuit provided between the common signal terminal and the other end of the first filter, and the second impedance The matching circuit includes a second two-terminal pair SAW resonator having a third interdigital electrode and a fourth interdigital electrode, and one end of the second common-ground terminal of the second two-terminal pair SAW resonator. And a second phase line having the other end grounded, one end of the third interdigital electrode connected to the other end of the first filter, and one end of the fourth interdigital electrode Is connected to the common signal terminal, and the other end of the third interdigital electrode and the other end of the fourth interdigital electrode serve as the second common ground terminal.
Also, one configuration example of the branching filter of the present invention is configured so that the common signal terminal and the second signal terminal are opposed to each other with the first filter and the second filter interposed therebetween. The second signal terminal is arranged on a package.

本発明によれば、２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子に位相線路の一端を接続して、この位相線路の他端を接地することにより、インピーダンス整合回路を実現することができ、位相線路を用いたインピーダンス整合回路の調整が容易であるという優れた効果を保ちつつ、位相線路の線路長を従来よりも短くすることができる。本発明では、位相線路の線路長は従来の７０％程度の長さとなり、インピーダンス整合回路の小型化を実現することができる。   According to the present invention, an impedance matching circuit can be realized by connecting one end of a phase line to the common ground terminal of the two-terminal pair SAW resonator and grounding the other end of the phase line. The line length of the phase line can be made shorter than before while maintaining the excellent effect of easy adjustment of the impedance matching circuit using. In the present invention, the line length of the phase line is about 70% of the conventional length, and the impedance matching circuit can be downsized.

また、本発明では、第１の２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子に第１の位相線路の一端を接続し、かつ第１の位相線路の他端を接地した第１のインピーダンス整合回路を、分波器に用いることにより、位相線路を用いたインピーダンス整合回路の調整が容易であるという効果を保ちつつ、分波器の小型化を実現することができる。また、第１の２端子対ＳＡＷ共振子の中心周波数付近が分波器の減衰域となるので、分波器の減衰量を改善することができる。   According to the present invention, there is provided a first impedance matching circuit in which one end of the first phase line is connected to the common ground terminal of the first two-terminal-pair SAW resonator and the other end of the first phase line is grounded. By using it for a duplexer, it is possible to reduce the size of the duplexer while maintaining the effect that the impedance matching circuit using the phase line is easily adjusted. Also, since the vicinity of the center frequency of the first two-terminal pair SAW resonator is the attenuation region of the duplexer, the attenuation amount of the duplexer can be improved.

また、本発明では、第２の２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子に第２の位相線路の一端を接続し、かつ第２の位相線路の他端を接地した第２のインピーダンス整合回路を、共通信号端子と第１のフィルタとの間に設けることにより、第１のフィルタを高周波側の減衰域において更に高インピーダンスにすることができ、第１のフィルタと第２のフィルタとの間の干渉を大幅に低減することができる。また、本発明では、第１のフィルタの高周波側の減衰量を改善することができ、より好ましい分波器特性が得られる。   Further, in the present invention, a second impedance matching circuit in which one end of the second phase line is connected to the common ground terminal of the second two-terminal pair SAW resonator and the other end of the second phase line is grounded. By providing between the common signal terminal and the first filter, the first filter can be made to have a higher impedance in the attenuation region on the high frequency side, and between the first filter and the second filter. Interference can be greatly reduced. In the present invention, the attenuation amount on the high frequency side of the first filter can be improved, and more preferable duplexer characteristics can be obtained.

また、本発明の分波器では、位相線路の一端を２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子に接続して、位相線路の他端は接地すればよいので、端子の配置に余裕が生じる。このため、本発明では、共通信号端子と第２の信号端子とが第１のフィルタ及び第２のフィルタを挟んで対向するように、共通信号端子と第２の信号端子とをパッケージ上に配置することができ、共通信号端子と第２の信号端子間のアイソレーションを改善することができる。したがって、第１のフィルタが送信用フィルタ、第２のフィルタが受信用フィルタ、共通信号端子が共通アンテナ端子、第２の信号端子が受信用フィルタの出力端子であるとすれば、共通アンテナ端子と受信用フィルタの出力端子間のアイソレーションを改善することができる。   In the duplexer of the present invention, since one end of the phase line is connected to the common ground terminal of the two-terminal pair SAW resonator and the other end of the phase line is grounded, there is a margin in the arrangement of the terminals. Therefore, in the present invention, the common signal terminal and the second signal terminal are arranged on the package so that the common signal terminal and the second signal terminal face each other with the first filter and the second filter interposed therebetween. The isolation between the common signal terminal and the second signal terminal can be improved. Therefore, if the first filter is a transmission filter, the second filter is a reception filter, the common signal terminal is a common antenna terminal, and the second signal terminal is an output terminal of the reception filter, the common antenna terminal The isolation between the output terminals of the reception filter can be improved.

［第１の実施の形態］
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態となる分波器の構成を示す等価回路図である。従来と同様に、図１の分波器は、送信回路（不図示）からの送信信号のみを通過させてアンテナ（不図示）に供給する中心周波数ｆ１の帯域通過フィルタである送信用フィルタ１（第１のフィルタ）と、アンテナで受信された高周波信号のうち所定の受信信号のみを通過させる中心周波数ｆ２（ｆ１＜ｆ２）の帯域通過フィルタである受信用フィルタ２（第２のフィルタ）と、アンテナと受信用フィルタ２との間に設けられたインピーダンス整合回路３とから構成される。 [First Embodiment]
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is an equivalent circuit diagram showing the configuration of the duplexer according to the first embodiment of the present invention. As in the prior art, the duplexer of FIG. 1 transmits a transmission signal 1 (only a transmission signal from a transmission circuit (not shown)) and transmits it to an antenna (not shown), which is a bandpass filter having a center frequency f1 ( A first filter), and a reception filter 2 (second filter) that is a bandpass filter having a center frequency f2 (f1 <f2) that passes only a predetermined reception signal among high-frequency signals received by an antenna; An impedance matching circuit 3 is provided between the antenna and the reception filter 2.

図１において、５は送信用フィルタ入力端子用パッド（第１の信号端子）、６は共通アンテナ端子用パッド（共通信号端子）、８は受信用フィルタ出力端子用パッド（第２の信号端子）、１２は送信用フィルタ１の入力端子、１３は送信用フィルタ１の出力端子、２２は受信用フィルタ２の入力端子、２３は受信用フィルタ２の出力端子、３２はインピーダンス整合回路３の入力端子、３３はインピーダンス整合回路３の出力端子である。   In FIG. 1, 5 is a transmission filter input terminal pad (first signal terminal), 6 is a common antenna terminal pad (common signal terminal), and 8 is a reception filter output terminal pad (second signal terminal). , 12 is an input terminal of the transmission filter 1, 13 is an output terminal of the transmission filter 1, 22 is an input terminal of the reception filter 2, 23 is an output terminal of the reception filter 2, and 32 is an input terminal of the impedance matching circuit 3. , 33 are output terminals of the impedance matching circuit 3.

送信用フィルタ１の入力端子１２は、送信用フィルタ入力端子用パッド５を介して送信回路に接続されている。送信用フィルタ１の出力端子１３とインピーダンス整合回路３の入力端子３２とは、共通アンテナ端子用パッド６を介してアンテナに接続されている。受信用フィルタ２の入力端子２２は、インピーダンス整合回路３の出力端子３３に接続されている。受信用フィルタ２の出力端子２３は、受信用フィルタ出力端子用パッド８を介して受信回路（不図示）に接続されている。   The input terminal 12 of the transmission filter 1 is connected to the transmission circuit via the transmission filter input terminal pad 5. The output terminal 13 of the transmission filter 1 and the input terminal 32 of the impedance matching circuit 3 are connected to the antenna via the common antenna terminal pad 6. The input terminal 22 of the reception filter 2 is connected to the output terminal 33 of the impedance matching circuit 3. The output terminal 23 of the reception filter 2 is connected to a reception circuit (not shown) via the reception filter output terminal pad 8.

送信用フィルタ１は、入出力端子間に挿入される１端子対ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave ）共振子１０と入出力端子と接地との間に挿入される１端子対ＳＡＷ共振子１１とを交互に梯子型に接続した、いわゆるラダー型フィルタにより構成される。同様に、受信用フィルタ２は、１端子対ＳＡＷ共振子２０，２１を交互に梯子型に接続したラダー型フィルタにより構成される。送信用フィルタ１及び受信用フィルタ２のいずれも共通アンテナ端子側は、直列共振子１０，２０から始まる構成となっている。   The transmission filter 1 alternately includes a one-terminal pair SAW (Surface Acoustic Wave) resonator 10 inserted between the input / output terminals and a one-terminal pair SAW resonator 11 inserted between the input / output terminals and the ground. It is constituted by a so-called ladder type filter connected to a ladder type. Similarly, the reception filter 2 is configured by a ladder type filter in which one-terminal pair SAW resonators 20 and 21 are alternately connected in a ladder shape. Both the transmission filter 1 and the reception filter 2 are configured to start from the series resonators 10 and 20 on the common antenna terminal side.

本実施の形態では、ｎ−ＣＤＭＡ用分波器として、送信用フィルタ１の中心周波数ｆ１は８３６．５ＭＨｚに設定され、受信用フィルタ２の中心周波数ｆ２は８８１．５ＭＨｚに設定されているものとする。図２に図１の分波器の通過特性の１例を示す。図２において、ＣＨＡ１は送信用フィルタ１の特性、ＣＨＡ２は受信用フィルタ２の特性、Ｐ１は送信用フィルタ１の通過域、Ｐ２は受信用フィルタ２の通過域を示す。   In the present embodiment, as the n-CDMA duplexer, the center frequency f1 of the transmission filter 1 is set to 836.5 MHz, and the center frequency f2 of the reception filter 2 is set to 881.5 MHz. To do. FIG. 2 shows an example of the pass characteristic of the duplexer of FIG. In FIG. 2, CHA 1 indicates the characteristics of the transmission filter 1, CHA 2 indicates the characteristics of the reception filter 2, P 1 indicates the pass band of the transmission filter 1, and P 2 indicates the pass band of the reception filter 2.

図３にインピーダンス整合回路３の平面図を示す。インピーダンス整合回路３は、２端子対ＳＡＷ共振子３０と、位相線路３１とから構成される。２端子対ＳＡＷ共振子３０は、圧電基板上に入力用ＩＤＴ３００（第１のすだれ状電極）と出力用ＩＤＴ３０１（第２のすだれ状電極）とを形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器３０２，３０３を配置したものである。周知のように、ＩＤＴ（interdigital transducer ）は、金属からなる櫛状の対向する２つの電極部を有し、各電極部は、対向する電極部に向かって交互に突出した複数の電極指を有している。   FIG. 3 shows a plan view of the impedance matching circuit 3. The impedance matching circuit 3 includes a two-terminal pair SAW resonator 30 and a phase line 31. The two-terminal-pair SAW resonator 30 includes an input IDT 300 (first interdigital electrode) and an output IDT 301 (second interdigital electrode) formed on a piezoelectric substrate, and reflectors 302, 303 is arranged. As is well known, an IDT (interdigital transducer) has two opposing comb-like electrode parts made of metal, and each electrode part has a plurality of electrode fingers protruding alternately toward the opposing electrode parts. is doing.

図３において、３０４は２端子対ＳＡＷ共振子３０の第１の端子（共振子３０の入力端子３２であり、入力用ＩＤＴ３００の一端）、３０５は２端子対ＳＡＷ共振子３０の第２の端子（共振子３０の出力端子３３であり、出力用ＩＤＴ３０１の一端）、３０６は２端子対ＳＡＷ共振子３０の第３の端子（入力用ＩＤＴ３００の他端）、３０７は２端子対ＳＡＷ共振子３０の第４の端子（出力用ＩＤＴ３０１の他端）である。第１の端子３０４は共通アンテナ端子用パッド６に接続され、第２の端子３０５は受信用フィルタ２の入力端子２２に接続されている。第３の端子３０６と第４の端子３０７は互いに接続された上で位相線路３１の一端に接続され、さらに位相線路３１の他端は接地されている。   In FIG. 3, reference numeral 304 denotes a first terminal of the two-terminal pair SAW resonator 30 (the input terminal 32 of the resonator 30 and one end of the input IDT 300), and 305 denotes a second terminal of the two-terminal pair SAW resonator 30. (The output terminal 33 of the resonator 30 and one end of the output IDT 301), 306 is the third terminal of the two-terminal pair SAW resonator 30 (the other end of the input IDT 300), and 307 is the two-terminal pair SAW resonator 30. The fourth terminal (the other end of the output IDT 301). The first terminal 304 is connected to the common antenna terminal pad 6, and the second terminal 305 is connected to the input terminal 22 of the reception filter 2. The third terminal 306 and the fourth terminal 307 are connected to each other and then connected to one end of the phase line 31, and the other end of the phase line 31 is grounded.

位相線路３１は、低温焼成セラミックス（ＬＴＣＣ）パッケージ内に形成したストリップラインにより構成され、ワイヤー等の接続手段を介して、２端子対ＳＡＷ共振子３０の第３の端子３０６及び第４の端子３０７に接続される。フィルタ１，２及び２端子対ＳＡＷ共振子３０は、例えば圧電基板ＬｉＴａＯ3 上に形成される。フィルタ１，２の各共振子、２端子対ＳＡＷ共振子３０及び位相線路３１の電極材料としては、例えばＡｌ−Ｃｕ合金などを用いる。２端子対ＳＡＷ共振子３０とフィルタ２を共通の基板上に形成してもよいし、さらにフィルタ１も共通の基板上に形成してもよい。 The phase line 31 is constituted by a strip line formed in a low-temperature fired ceramic (LTCC) package, and the third terminal 306 and the fourth terminal 307 of the two-terminal pair SAW resonator 30 through connection means such as a wire. Connected to. The filters 1 and 2 and the two-terminal pair SAW resonator 30 are formed, for example, on the piezoelectric substrate LiTaO 3 . As electrode materials of the resonators of the filters 1 and 2, the two-terminal pair SAW resonator 30 and the phase line 31, for example, an Al—Cu alloy or the like is used. The two-terminal pair SAW resonator 30 and the filter 2 may be formed on a common substrate, and the filter 1 may be formed on a common substrate.

２端子対ＳＡＷ共振子３０の入力用ＩＤＴ３００、出力用ＩＤＴ３０１の電極指の対数はそれぞれ８０対以上、ＩＤＴ３００と３０１間の距離は０．８λIDT 程度である。ここで、共振波長λIDT は、２端子対ＳＡＷ共振子３０のＩＤＴ電極周期長であり、２端子対ＳＡＷ共振子３０の中心周波数は、図２に示す送信用フィルタ１の通過域Ｐ１の低周波側の端部周波数近傍に設定される。なお、入力用ＩＤＴ３００と出力用ＩＤＴ３０１との間で電極指の対数や、電極指の交差幅、波長λIDT を異なる値にしてもよい。 The number of pairs of electrode fingers of the input IDT 300 and the output IDT 301 of the two-terminal pair SAW resonator 30 is 80 pairs or more, and the distance between the IDTs 300 and 301 is about 0.8λ IDT . Here, the resonance wavelength λ IDT is the IDT electrode period length of the two-terminal pair SAW resonator 30, and the center frequency of the two-terminal pair SAW resonator 30 is low in the pass band P1 of the transmission filter 1 shown in FIG. It is set near the end frequency on the frequency side. Note that the number of electrode fingers, the crossing width of the electrode fingers, and the wavelength λ IDT may be different between the input IDT 300 and the output IDT 301.

ここで、インピーダンス整合回路３の作用について説明する。まず、図４に受信用フィルタ２のスミスチャートを示す。点線Ａで囲んだ領域が受信用フィルタ２の通過域のインピーダンスを示し、点線Ｂで囲んだ領域が受信用フィルタ２の低周波側の減衰域（すなわち、送信用フィルタ１の通過域）のインピーダンスを示している。図４によれば、低周波側の減衰域において受信用フィルタ２が低インピーダンスとなっている。したがって、送信用フィルタ１と受信用フィルタ２のみから分波器を構成しようとしても、送信用フィルタ１からの送信信号が受信用フィルタ２に流れ込み、分波器として動作しないことが分かる。   Here, the operation of the impedance matching circuit 3 will be described. First, FIG. 4 shows a Smith chart of the reception filter 2. The area surrounded by the dotted line A indicates the impedance of the pass band of the reception filter 2, and the area surrounded by the dotted line B indicates the impedance of the low frequency side attenuation band of the reception filter 2 (that is, the pass band of the transmission filter 1). Is shown. According to FIG. 4, the receiving filter 2 has a low impedance in the low frequency side attenuation region. Therefore, even if an attempt is made to configure a duplexer from only the transmission filter 1 and the reception filter 2, it can be seen that the transmission signal from the transmission filter 1 flows into the reception filter 2 and does not operate as a duplexer.

図５に、受信用フィルタ２の前段にインピーダンス整合回路３を接続した場合のスミスチャートを示す。点線Ａ，Ｂで囲んだ領域の意味は図４の場合と同じである。図５によれば、受信用フィルタ２にインピーダンス整合回路３を接続すると、低周波側の減衰域において受信用フィルタ２が高インピーダンスになることが分かる。これにより、送信回路からの送信信号が受信用フィルタ２側に回り込むことがなくなり、分波器として動作することが分かる。   FIG. 5 shows a Smith chart when the impedance matching circuit 3 is connected to the preceding stage of the reception filter 2. The meaning of the area surrounded by the dotted lines A and B is the same as in FIG. As can be seen from FIG. 5, when the impedance matching circuit 3 is connected to the reception filter 2, the reception filter 2 has a high impedance in the attenuation region on the low frequency side. Thus, it can be seen that the transmission signal from the transmission circuit does not wrap around the reception filter 2 side, and operates as a duplexer.

２端子対共振子は、本来、狭帯域の帯域通過フィルタとして用いられる。図６（Ａ）は一般的な２端子対ＳＡＷ共振子の通過特性を示す図、図６（Ｂ）は２端子対ＳＡＷ共振子の入出力間の位相回転角を示す図、図６（Ｃ）は２端子対ＳＡＷ共振子のリターンロスを示す図である。図６（Ｃ）のＳ１１はリターンロスを表すＳパラメータである。図６の例では、２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子（図３の端子３０６，３０７に相当）に０．１５ｎＨのインダクタンス素子の一端を接続し、このインダクタンス素子の他端を接地している。   The two-terminal-pair resonator is originally used as a narrow band pass filter. 6A is a diagram showing pass characteristics of a general two-terminal pair SAW resonator, FIG. 6B is a diagram showing a phase rotation angle between the input and output of the two-terminal pair SAW resonator, and FIG. ) Is a diagram showing the return loss of a two-terminal pair SAW resonator. S11 in FIG. 6C is an S parameter representing a return loss. In the example of FIG. 6, one end of a 0.15 nH inductance element is connected to a common ground terminal (corresponding to the terminals 306 and 307 in FIG. 3) of the two-terminal pair SAW resonator, and the other end of this inductance element is grounded. Yes.

図７のような通過特性を有し、かつ図８のようなインピーダンス特性を有する帯域通過フィルタ（以下、フィルタＲと呼ぶ）の前段に、図６（Ａ）〜図６（Ｃ）に示した特性の２端子対ＳＡＷ共振子を接続すると、通過特性は図９のように変化し、またインピーダンス特性は図１０のように変化する。図８、図１０において、点線Ｃで囲んだ領域はフィルタＲの通過域のインピーダンスを示し、点線Ｄで囲んだ領域はフィルタＲの低周波側の減衰域のインピーダンスを示している。したがって、フィルタＲの前段に２端子対ＳＡＷ共振子を接続すると、フィルタとして機能しないことが分かる。フィルタとして機能しないことは、フィルタＲの通過域が２端子対ＳＡＷ共振子の減衰域になっていることから明らかである。   6 (A) to 6 (C) are shown in front of a band pass filter (hereinafter referred to as filter R) having a pass characteristic as shown in FIG. 7 and an impedance characteristic as shown in FIG. When the characteristic two-terminal pair SAW resonator is connected, the pass characteristic changes as shown in FIG. 9, and the impedance characteristic changes as shown in FIG. 8 and 10, the region surrounded by the dotted line C indicates the impedance of the pass band of the filter R, and the region surrounded by the dotted line D indicates the impedance of the attenuation region on the low frequency side of the filter R. Therefore, it can be seen that if a two-terminal pair SAW resonator is connected in front of the filter R, it does not function as a filter. The fact that it does not function as a filter is apparent from the fact that the pass band of the filter R is the attenuation band of the two-terminal pair SAW resonator.

一方、２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子に適切な電気長の位相線路（例えば電気長０．１５λ）の一端を接続して、この位相線路の他端を接地すると、２端子対ＳＡＷ共振子の特性は図１１（Ａ）〜図１１（Ｃ）のようになる。図１１（Ａ）は２端子対ＳＡＷ共振子の通過特性を示す図、図１１（Ｂ）は２端子対ＳＡＷ共振子の入出力間の位相回転角を示す図、図１１（Ｃ）は２端子対ＳＡＷ共振子のリターンロスを示す図である。図１１（Ａ）〜図１１（Ｃ）から明らかなように、２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子に位相線路を接続すると、図６（Ａ）〜図６（Ｃ）に示した２端子対ＳＡＷ共振子で通過域であったところが減衰域になっていることが分かる。   On the other hand, when one end of a phase line having an appropriate electrical length (for example, electrical length 0.15λ) is connected to the common ground terminal of the two-terminal pair SAW resonator and the other end of this phase line is grounded, the two-terminal pair SAW resonance The characteristics of the child are as shown in FIGS. 11 (A) to 11 (C). 11A is a diagram showing the pass characteristics of the two-terminal pair SAW resonator, FIG. 11B is a diagram showing the phase rotation angle between the input and output of the two-terminal pair SAW resonator, and FIG. It is a figure which shows the return loss of a terminal pair SAW resonator. As apparent from FIGS. 11A to 11C, when the phase line is connected to the common ground terminal of the two-terminal pair SAW resonator, the two terminals shown in FIGS. 6A to 6C are used. It can be seen that the pass band in the anti-SAW resonator is the attenuation band.

前記のフィルタＲの前段にこのような２端子対ＳＡＷ共振子を接続すると、その通過特性は図１２のようになり、図７に示したフィルタＲの通過特性の形をほぼ維持することができる。また、フィルタＲの前段に２端子対ＳＡＷ共振子を接続したときのスミスチャートは図１３のようになり、点線Ｄで示すフィルタの低周波側の減衰域が高インピーダンスになっていることが分かる。   When such a two-terminal pair SAW resonator is connected to the front stage of the filter R, its pass characteristic is as shown in FIG. 12, and the shape of the pass characteristic of the filter R shown in FIG. 7 can be substantially maintained. . Further, the Smith chart when the two-terminal-pair SAW resonator is connected to the front stage of the filter R is as shown in FIG. 13, and it can be seen that the attenuation region on the low frequency side of the filter indicated by the dotted line D is high impedance. .

図１２、図１３に示した特性は、図１の分波器におけるインピーダンス整合回路３及び受信用フィルタ２の特性として好適である。２端子対ＳＡＷ共振子３０のＩＤＴ３００，３０１の電極指の交差幅及び位相線路３１の線路長を調整することにより、受信用フィルタ２の通過域付近のリターンロスを最小にすることができ、また２端子対ＳＡＷ共振子３０の共振波長λIDT 及び位相線路３１の線路長によって受信用フィルタ２の減衰域のインピーダンス配置を調整することにより、インピーダンス整合回路３として最適な組み合わせを得ることができる。 The characteristics shown in FIGS. 12 and 13 are suitable as the characteristics of the impedance matching circuit 3 and the reception filter 2 in the duplexer of FIG. By adjusting the crossing width of the electrode fingers of the IDTs 300 and 301 of the two-terminal pair SAW resonator 30 and the line length of the phase line 31, return loss in the vicinity of the passband of the reception filter 2 can be minimized. By adjusting the impedance arrangement in the attenuation region of the reception filter 2 according to the resonance wavelength λ IDT of the two-terminal pair SAW resonator 30 and the line length of the phase line 31, an optimum combination as the impedance matching circuit 3 can be obtained.

以上のように、本実施の形態では、２端子対ＳＡＷ共振子３０の共通接地端子に位相線路３１の一端を接続して、この位相線路３１の他端を接地することにより、インピーダンス整合回路を実現することができ、位相線路を用いたインピーダンス整合回路の調整が容易であるという効果を保ちつつ、位相線路３１の線路長を従来よりも短くすることができ、分波器の小型化を実現することができる。   As described above, in the present embodiment, one end of the phase line 31 is connected to the common ground terminal of the two-terminal-pair SAW resonator 30, and the other end of the phase line 31 is grounded, whereby the impedance matching circuit is The line length of the phase line 31 can be made shorter than before while maintaining the effect that the impedance matching circuit using the phase line can be easily adjusted, and the duplexer can be downsized. can do.

以下、位相線路３１の線路長を従来よりも短くできる理由について説明する。一般的な２端子対ＳＡＷ共振子は、図６（Ｂ）に示すような位相特性を有しており、一定の位相変化素子として用いることが可能である。しかしながら、図６（Ａ）の通過特性をみると、狭帯域なフィルタ特性となっており、所望の周波数における挿入損失が劣化している。これに対して、２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子に適切な長さの位相線路を接続すると、通過特性が図１１（Ａ）のようになり、広い周波数範囲で低損失な通過特性となり、インピーダンス整合回路に適した特性となる。   Hereinafter, the reason why the line length of the phase line 31 can be made shorter than before will be described. A general two-terminal pair SAW resonator has a phase characteristic as shown in FIG. 6B, and can be used as a constant phase change element. However, looking at the pass characteristics of FIG. 6A, the filter characteristics are narrow, and the insertion loss at the desired frequency is degraded. On the other hand, when a phase line of an appropriate length is connected to the common ground terminal of the two-terminal pair SAW resonator, the pass characteristic is as shown in FIG. 11A, and the pass characteristic is low loss over a wide frequency range. Therefore, the characteristics are suitable for an impedance matching circuit.

接続する受信用フィルタ２のインピーダンスに応じて、２端子対ＳＡＷ共振子３０のインピーダンス設定及び位相線路３１の線路長の最適値が異なるが、位相線路のみを用いたインピーダンス整合回路の場合に比べて、本実施の形態のインピーダンス整合回路３では、２端子対ＳＡＷ共振子３０の位相変化を利用していることから、位相線路３１に必要とされる位相回転量が少なくなり、位相線路３１の線路長を従来よりも短くすることができる。従来のインピーダンス整合回路の位相線路では、電気長がλ／４（λは受信用フィルタの中心周波数ｆ２と位相線路の誘電体中の速度とから定まる電磁波の波長）程度必要であったのに対し、本実施の形態の位相線路３１では、電気長は１／１０λから１／８λ程度である。   Depending on the impedance of the receiving filter 2 to be connected, the impedance setting of the two-terminal pair SAW resonator 30 and the optimum value of the line length of the phase line 31 are different, but compared to the impedance matching circuit using only the phase line. In the impedance matching circuit 3 of the present embodiment, since the phase change of the two-terminal pair SAW resonator 30 is used, the amount of phase rotation required for the phase line 31 is reduced, and the line of the phase line 31 The length can be made shorter than before. The conventional impedance matching circuit phase line requires an electrical length of about λ / 4 (where λ is the wavelength of the electromagnetic wave determined from the center frequency f2 of the receiving filter and the speed in the dielectric of the phase line). In the phase line 31 of the present embodiment, the electrical length is about 1 / 10λ to 1 / 8λ.

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図１４は本発明の第２の実施の形態となる分波器のパッケージの概略構成を示す平面図、図１５は図１４の分波器のＩ−Ｉ線断面図、図１６は図１４の分波器における位相線路３１を上から透視した図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。 [Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. 14 is a plan view showing a schematic configuration of a duplexer package according to the second embodiment of the present invention, FIG. 15 is a cross-sectional view taken along the line II of the duplexer of FIG. 14, and FIG. It is the figure which saw through the phase line 31 in a duplexer from the top, and attaches | subjects the same code | symbol to the structure same as FIG.

本実施の形態は、第１の実施の形態で説明した分波器をＬＴＣＣパッケージにより構成した例であり、図１４に示す面は、チップダイボンド面である。ＬＴＣＣパッケージは、上下をＧＮＤ導体５０，５２で挟まれた誘電体５１内に位相線路３１を設けたものである。位相線路３１の電極材料としては、Ｃｕやタングステン及びＡｇなどが用いられる。パッケージの基材となる誘電体５１としては、比誘電率７〜１０のアルミナあるいはガラスセラミックが用いられる。   The present embodiment is an example in which the duplexer described in the first embodiment is configured by an LTCC package, and the surface shown in FIG. 14 is a chip die bond surface. In the LTCC package, a phase line 31 is provided in a dielectric 51 sandwiched between GND conductors 50 and 52 at the top and bottom. As the electrode material of the phase line 31, Cu, tungsten, Ag, or the like is used. As the dielectric 51 serving as the substrate of the package, alumina or glass ceramic having a relative dielectric constant of 7 to 10 is used.

パッケージのチップダイボンド面には、チップを格納するための矩形の空間が形成され、この矩形空間内に送信用フィルタ１及び受信用フィルタ２が搭載されている。そして、これらの送信用フィルタ１及び受信用フィルタ２を囲むように外部接続用の電極パッドが形成され、ワイヤーによって所定の電気的接続がなされている。すなわち、送信用フィルタ１の入力端子１２は、ワイヤーを介して送信用フィルタ入力端子用パッド５と接続され、フィルタ１の出力端子１３は、ワイヤーを介して共通アンテナ端子用パッド６と接続され、フィルタ１の接地端子１４は、ワイヤーを介して接地用パッド１５と接続されている。   A rectangular space for storing the chip is formed on the chip die bond surface of the package, and the transmission filter 1 and the reception filter 2 are mounted in the rectangular space. Then, electrode pads for external connection are formed so as to surround these transmission filter 1 and reception filter 2, and predetermined electrical connection is made by wires. That is, the input terminal 12 of the transmission filter 1 is connected to the transmission filter input terminal pad 5 via a wire, and the output terminal 13 of the filter 1 is connected to the common antenna terminal pad 6 via a wire. The ground terminal 14 of the filter 1 is connected to the ground pad 15 through a wire.

一方、２端子対ＳＡＷ共振子３０は受信用フィルタ２上に搭載されている。２端子対ＳＡＷ共振子３０の入力端子３２は、ワイヤーを介して共通アンテナ端子用パッド６と接続され、共振子３０の出力端子３３は、受信用フィルタ２の入力端子２２と接続され、共振子３０の共通接地端子３４（図３の３０６，３０７）は、ワイヤーを介して共通接地端子用パッド３５に接続されている。さらに、受信用フィルタ２の出力端子２３は、ワイヤーを介して受信用フィルタ出力端子用パッド８と接続され、フィルタ２の接地端子２４は、ワイヤーを介して接地用パッド２５と接続されている。   On the other hand, the two-terminal pair SAW resonator 30 is mounted on the reception filter 2. The input terminal 32 of the two-terminal pair SAW resonator 30 is connected to the common antenna terminal pad 6 via a wire, and the output terminal 33 of the resonator 30 is connected to the input terminal 22 of the reception filter 2. The 30 common ground terminals 34 (306 and 307 in FIG. 3) are connected to the common ground terminal pad 35 through wires. Furthermore, the output terminal 23 of the reception filter 2 is connected to the reception filter output terminal pad 8 via a wire, and the ground terminal 24 of the filter 2 is connected to the grounding pad 25 via a wire.

位相線路３１の一端は、ビアホール３６により共通接地端子用パッド３５に接続され、位相線路３１の他端は、ビアホール３７によりＧＮＤ導体５２に接続され、接地されている。ＧＮＤ導体５０とＧＮＤ導体５２とは、内部ビア５３により互いに接続されると共に、側面のキャスタレーション（側面電極）により接続されている。さらに、パッケージの底面にはフットパターン５５が形成され、パッケージの上面はキャップ５６により封止される。   One end of the phase line 31 is connected to the common ground terminal pad 35 via the via hole 36, and the other end of the phase line 31 is connected to the GND conductor 52 via the via hole 37 and grounded. The GND conductor 50 and the GND conductor 52 are connected to each other by an internal via 53 and are connected by a side castellation (side electrode). Further, a foot pattern 55 is formed on the bottom surface of the package, and the top surface of the package is sealed with a cap 56.

本実施の形態では、共通アンテナ端子用パッド６が含まれるパッド列と受信用フィルタ出力端子用パッド８が含まれるパッド列とを送信用フィルタ１及び受信用フィルタ２を挟んで対向するように配置している。これにより、本実施の形態では、図２６に示した従来の分波器に比べて、共通アンテナ端子と受信用フィルタ２の出力端子間のアイソレーションを改善することができる。   In the present embodiment, the pad row including the common antenna terminal pad 6 and the pad row including the reception filter output terminal pad 8 are arranged to face each other with the transmission filter 1 and the reception filter 2 interposed therebetween. is doing. Thereby, in this Embodiment, the isolation between a common antenna terminal and the output terminal of the filter 2 for reception can be improved compared with the conventional duplexer shown in FIG.

以下、本実施の形態のようなパッド配置が可能な理由について説明する。図２６に示した従来の分波器では、位相線路の線路長を確保する必要があるので、共通アンテナ端子用パッド１０６と受信用フィルタ入力端子用パッド１０７とが送信用フィルタ１０１及び受信用フィルタ１０２を挟んで対向するように配置されている。この配置では、必然的に共通アンテナ端子用パッド１０６と受信用フィルタ出力端子用パッド１０８とが近接して配置されることになる。   Hereinafter, the reason why the pads can be arranged as in the present embodiment will be described. In the conventional duplexer shown in FIG. 26, since it is necessary to secure the line length of the phase line, the common antenna terminal pad 106 and the reception filter input terminal pad 107 are provided with the transmission filter 101 and the reception filter. They are arranged so as to face each other with 102 therebetween. In this arrangement, the common antenna terminal pad 106 and the reception filter output terminal pad 108 are necessarily arranged close to each other.

一方、本実施の形態では、位相線路３１の一端を２端子対ＳＡＷ共振子３０の共通接地端子に接続して、位相線路３１の他端は接地すればよいので、位相線路３１に関係するパッド配置を決定する際には位相線路３１の線路長を考慮する必要はなく、共通接地端子用パッド３５の位置のみを考慮すればよい。したがって、共通アンテナ端子用パッド６と受信用フィルタ出力端子用パッド８とが送信用フィルタ１及び受信用フィルタ２を挟んで対向するように配置することが可能となる。   On the other hand, in the present embodiment, one end of the phase line 31 may be connected to the common ground terminal of the two-terminal pair SAW resonator 30 and the other end of the phase line 31 may be grounded. When determining the arrangement, it is not necessary to consider the line length of the phase line 31, and only the position of the common ground terminal pad 35 need be considered. Therefore, the common antenna terminal pad 6 and the reception filter output terminal pad 8 can be arranged so as to face each other with the transmission filter 1 and the reception filter 2 interposed therebetween.

なお、本実施の形態では、ワイヤーボンディングによる構成例を示しているが、フリップチップボンドを用いた実装あるいはＣＳＰ（Chip Scale Package）による実装を用いてもよい。   In this embodiment, a configuration example by wire bonding is shown, but mounting using flip chip bonding or mounting by CSP (Chip Scale Package) may be used.

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図１７は本発明の第３の実施の形態となる分波器のパッケージの概略構成を示す平面図であり、図１、図１４と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、送信用フィルタ１と受信用フィルタ２を１チップ化したものである。 [Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 17 is a plan view showing a schematic configuration of a duplexer package according to a third embodiment of the present invention. The same components as those in FIGS. 1 and 14 are denoted by the same reference numerals. In this embodiment, the transmission filter 1 and the reception filter 2 are integrated into one chip.

第２の実施の形態では、共通アンテナ端子用パッド６とインピーダンス整合回路３の入力端子３２とがワイヤーを介して接続され、さらに共通アンテナ端子用パッド６と送信用フィルタ１の出力端子１３とがワイヤーを介して接続されているため、インピーダンス整合回路３の入力端子３２にとって不要なインダクタンス成分として、パッド６と端子１３間のワイヤーが付加されていることになる。   In the second embodiment, the common antenna terminal pad 6 and the input terminal 32 of the impedance matching circuit 3 are connected via a wire, and the common antenna terminal pad 6 and the output terminal 13 of the transmission filter 1 are connected. Since the wires are connected via a wire, a wire between the pad 6 and the terminal 13 is added as an inductance component unnecessary for the input terminal 32 of the impedance matching circuit 3.

これに対して、本実施の形態では、送信用フィルタ１と受信用フィルタ２とを１チップ化したことにより、フィルタ１，２の上に搭載したインピーダンス整合回路３の入力端子３２と送信用フィルタ１の出力端子１３とを直接接続することができ、共通アンテナ端子用パッド６との間の接続は１本のワイヤーだけで済むので、不要なインダクタンス成分を除去することができる。   On the other hand, in this embodiment, the transmission filter 1 and the reception filter 2 are integrated into one chip, so that the input terminal 32 of the impedance matching circuit 3 mounted on the filters 1 and 2 and the transmission filter The output terminal 13 can be directly connected to the common antenna terminal pad 6 and only one wire is required, so that an unnecessary inductance component can be removed.

［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。図１８は、本発明の第４の実施の形態となる分波器の構成を示す等価回路図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。第１の実施の形態では、アンテナと受信用フィルタ２との間にインピーダンス整合回路３を挿入しているが、本実施の形態は、さらにアンテナと送信用フィルタ１との間にインピーダンス整合回路４を挿入したものである。 [Fourth Embodiment]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 18 is an equivalent circuit diagram showing the configuration of the duplexer according to the fourth embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In the first embodiment, the impedance matching circuit 3 is inserted between the antenna and the reception filter 2, but in the present embodiment, the impedance matching circuit 4 is further interposed between the antenna and the transmission filter 1. Is inserted.

インピーダンス整合回路３と同様に、インピーダンス整合回路４は、２端子対ＳＡＷ共振子４０と、位相線路４１とから構成される。インピーダンス整合回路４の入力端子４２は、送信用フィルタ１の出力端子１３と接続され、インピーダンス整合回路４の出力端子４３は共通アンテナ端子用パッド６を介してアンテナに接続されている。２端子対ＳＡＷ共振子３０と同様に、２端子対ＳＡＷ共振子４０は、入力用ＩＤＴ（第３のすだれ状電極）と出力用ＩＤＴ（第４のすだれ状電極）と反射器とを有し、２端子対ＳＡＷ共振子４０の中心周波数は、図２に示す受信用フィルタ２の通過域Ｐ２の高周波側の端部周波数近傍に設定される。   Similar to the impedance matching circuit 3, the impedance matching circuit 4 includes a two-terminal pair SAW resonator 40 and a phase line 41. The input terminal 42 of the impedance matching circuit 4 is connected to the output terminal 13 of the transmission filter 1, and the output terminal 43 of the impedance matching circuit 4 is connected to the antenna via the common antenna terminal pad 6. Similar to the two-terminal pair SAW resonator 30, the two-terminal pair SAW resonator 40 includes an input IDT (third interdigital electrode), an output IDT (fourth interdigital electrode), and a reflector. The center frequency of the two-terminal pair SAW resonator 40 is set in the vicinity of the end frequency on the high frequency side of the pass band P2 of the reception filter 2 shown in FIG.

こうして、本実施の形態では、受信用フィルタ２側にインピーダンス整合回路３を挿入することで、受信用フィルタ２を低周波側の減衰域において高インピーダンスにできるだけでなく、送信用フィルタ１側にインピーダンス整合回路４を挿入することで、送信用フィルタ１を高周波側の減衰域において更に高インピーダンスにすることができる。   Thus, in this embodiment, by inserting the impedance matching circuit 3 on the reception filter 2 side, not only can the reception filter 2 have a high impedance in the attenuation region on the low frequency side, but also the impedance on the transmission filter 1 side. By inserting the matching circuit 4, the transmission filter 1 can be made to have a higher impedance in the attenuation region on the high frequency side.

すなわち、本実施の形態のようにフィルタ１，２の双方にインピーダンス整合回路を挿入すると、送信用フィルタ１の通過域にあたる受信用フィルタ２の低周波側の減衰域と受信用フィルタ２の通過域にあたる送信用フィルタ１の高周波側の減衰域とをそれぞれ高インピーダンスに設定することが可能となり、送信用フィルタ１と受信用フィルタ２との間の干渉を大幅に低減することができる。   That is, when an impedance matching circuit is inserted in both the filters 1 and 2 as in the present embodiment, the low frequency side attenuation band of the reception filter 2 corresponding to the transmission band of the transmission filter 1 and the transmission band of the reception filter 2 The high-frequency attenuation range of the transmission filter 1 corresponding to the transmission filter 1 can be set to a high impedance, and interference between the transmission filter 1 and the reception filter 2 can be greatly reduced.

送信用フィルタ１の通過特性の１例を図１９に示す。この送信用フィルタ１の後段に、中心周波数がフィルタ１の中心周波数より高いインピーダンス整合回路４を接続した場合の通過特性を図２０に示す。また、送信用フィルタ１のスミスチャートを図２１に示し、送信用フィルタ１の後段にインピーダンス整合回路４を接続した場合のスミスチャートを図２２に示す。図２１、図２２において、点線Ｅで囲んだ領域は送信用フィルタ１の通過域のインピーダンスを示し、点線Ｆで囲んだ領域は送信用フィルタ１の高周波側の減衰域のインピーダンスを示している。図２１、図２２から明らかなように、インピーダンス整合回路４を接続すると、点線Ｆで示す送信用フィルタ１の高周波側の減衰域が高インピーダンスになることが分かる。   An example of the pass characteristic of the transmission filter 1 is shown in FIG. FIG. 20 shows pass characteristics when an impedance matching circuit 4 having a center frequency higher than the center frequency of the filter 1 is connected to the subsequent stage of the transmission filter 1. A Smith chart of the transmission filter 1 is shown in FIG. 21, and a Smith chart in the case where the impedance matching circuit 4 is connected to the subsequent stage of the transmission filter 1 is shown in FIG. 21 and 22, the region surrounded by the dotted line E indicates the impedance of the pass band of the transmission filter 1, and the region surrounded by the dotted line F indicates the impedance of the attenuation region on the high frequency side of the transmission filter 1. As is apparent from FIGS. 21 and 22, when the impedance matching circuit 4 is connected, it can be seen that the attenuation region on the high frequency side of the transmission filter 1 indicated by the dotted line F becomes high impedance.

図２３に本実施の形態の分波器の通過特性を示す。図２３において、ＣＨＡ１は送信用フィルタ１の特性、ＣＨＡ２は受信用フィルタ２の特性、Ｐ１は送信用フィルタ１の通過域、Ｐ２は受信用フィルタ２の通過域を示す。図２３によれば、良好な分波器特性が得られることが分かる。また図２０、図２３によれば、送信用フィルタ１の高周波側の減衰量も改善されていることが分かる。これは、送信用フィルタ１の高周波側の減衰域が高インピーダンスになったことによる。したがって、本実施の形態では、第１の実施の形態よりも更に好ましい分波器を得ることができる。   FIG. 23 shows the pass characteristics of the duplexer of the present embodiment. In FIG. 23, CHA 1 indicates the characteristics of the transmission filter 1, CHA 2 indicates the characteristics of the reception filter 2, P 1 indicates the pass band of the transmission filter 1, and P 2 indicates the pass band of the reception filter 2. FIG. 23 shows that good duplexer characteristics can be obtained. 20 and 23 show that the attenuation amount on the high frequency side of the transmission filter 1 is also improved. This is because the attenuation region on the high frequency side of the transmission filter 1 becomes high impedance. Therefore, in the present embodiment, it is possible to obtain a more preferable duplexer than the first embodiment.

なお、本実施の形態では、受信用フィルタ２の中心周波数が送信用フィルタ１の中心周波数より高くなっているが、これに限るものではなく、受信用フィルタ２の中心周波数が送信用フィルタ１の中心周波数より低い場合でも本発明を適用することができる。この場合は、図１、図１８において、送信用フィルタ１と受信用フィルタ２の位置を入れ替えるようにすればよい。   In the present embodiment, the center frequency of the reception filter 2 is higher than the center frequency of the transmission filter 1. However, the present invention is not limited to this, and the center frequency of the reception filter 2 is equal to that of the transmission filter 1. The present invention can be applied even when the frequency is lower than the center frequency. In this case, the positions of the transmission filter 1 and the reception filter 2 may be switched in FIGS.

本発明は、インピーダンス整合回路、およびインピーダンス整合回路を用いた分波器に適用することができる。   The present invention can be applied to an impedance matching circuit and a duplexer using the impedance matching circuit.

本発明の第１の実施の形態となる分波器の構成を示す等価回路図である。1 is an equivalent circuit diagram showing a configuration of a duplexer according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施の形態における分波器の通過特性の１例を示す図である。It is a figure which shows an example of the passage characteristic of the duplexer in the 1st Embodiment of this invention. 図１の分波器におけるインピーダンス整合回路のレイアウトを示す平面図である。FIG. 2 is a plan view showing a layout of an impedance matching circuit in the duplexer of FIG. 1. 図１の分波器における受信用フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。3 is a Smith chart showing impedance characteristics of a receiving filter in the duplexer of FIG. 1. 図１の分波器において受信用フィルタの前段にインピーダンス整合回路を接続した場合のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。2 is a Smith chart showing impedance characteristics when an impedance matching circuit is connected in front of a receiving filter in the duplexer of FIG. 一般的な２端子対ＳＡＷ共振子の通過特性、入出力間の位相回転角及びリターンロスを示す図である。It is a figure which shows the passage characteristic of the common 2 terminal pair SAW resonator, the phase rotation angle between input-output, and a return loss. 帯域通過フィルタの通過特性の１例を示す図である。It is a figure which shows one example of the pass characteristic of a band pass filter. 図７の帯域通過フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。It is a Smith chart which shows the impedance characteristic of the band pass filter of FIG. 図７、図８の特性の帯域通過フィルタの前段に図６の特性の２端子対ＳＡＷ共振子を接続した場合の通過特性を示す図である。FIG. 9 is a diagram illustrating pass characteristics when a two-terminal pair SAW resonator having the characteristics shown in FIG. 6 is connected to the preceding stage of the bandpass filter having the characteristics shown in FIGS. 7 and 8; 図７、図８の特性の帯域通過フィルタの前段に図６の特性の２端子対ＳＡＷ共振子を接続した場合のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。9 is a Smith chart showing impedance characteristics when a two-terminal-pair SAW resonator having the characteristics shown in FIG. 6 is connected to the preceding stage of the bandpass filter having the characteristics shown in FIGS. 7 and 8. FIG. ２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子に位相線を接続した場合の通過特性、入出力間の位相回転角及びリターンロスを示す図である。It is a figure which shows the passage characteristic at the time of connecting a phase line to the common ground terminal of 2 terminal pair SAW resonator, the phase rotation angle between input-output, and a return loss. 図７、図８の特性の帯域通過フィルタの前段に図１１の特性の２端子対ＳＡＷ共振子を接続した場合の通過特性を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing pass characteristics when a two-terminal pair SAW resonator having the characteristics shown in FIG. 11 is connected to the preceding stage of the bandpass filter having the characteristics shown in FIGS. 7 and 8; 図７、図８の特性の帯域通過フィルタの前段に図１１の特性の２端子対ＳＡＷ共振子を接続した場合のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。9 is a Smith chart showing impedance characteristics when a two-terminal pair SAW resonator having the characteristics shown in FIG. 11 is connected to the preceding stage of the bandpass filter having the characteristics shown in FIGS. 7 and 8. FIG. 本発明の第２の実施の形態となる分波器のパッケージの概略構成を示す平面図である。It is a top view which shows schematic structure of the package of the duplexer used as the 2nd Embodiment of this invention. 図１４の分波器の断面図である。It is sectional drawing of the duplexer of FIG. 図１４の分波器における位相線路を上から透視した図である。It is the figure which saw through the phase track in the duplexer of Drawing 14 from the top. 本発明の第３の実施の形態となる分波器のパッケージの概略構成を示す平面図である。It is a top view which shows schematic structure of the package of the splitter which becomes the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施の形態となる分波器の構成を示す等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram which shows the structure of the branching filter used as the 4th Embodiment of this invention. 図１８の分波器における送信用フィルタの通過特性の１例を示す図である。FIG. 19 is a diagram illustrating an example of pass characteristics of a transmission filter in the duplexer of FIG. 18. 図１９の特性の送信用フィルタの後段にインピーダンス整合回路を接続した場合の通過特性を示す図である。It is a figure which shows the passage characteristic at the time of connecting an impedance matching circuit in the back | latter stage of the transmission filter of the characteristic of FIG. 図１８の分波器における送信用フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。It is a Smith chart which shows the impedance characteristic of the filter for transmission in the splitter of FIG. 図１９の特性の送信用フィルタの後段にインピーダンス整合回路を接続した場合のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。FIG. 20 is a Smith chart showing impedance characteristics when an impedance matching circuit is connected to the subsequent stage of the transmission filter having the characteristics shown in FIG. 19. FIG. 本発明の第４の実施の形態における分波器の通過特性の１例を示す図である。It is a figure which shows an example of the passage characteristic of the duplexer in the 4th Embodiment of this invention. 分波器の一般的構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the general structure of a splitter. 従来のインピーダンス整合回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional impedance matching circuit. 従来の分波器のチップダイボンド面の平面構造を示す平面図である。It is a top view which shows the planar structure of the chip die-bonding surface of the conventional splitter.

符号の説明Explanation of symbols

１…送信用フィルタ、２…受信用フィルタ、３、４…インピーダンス整合回路、３０、４０…２端子対ＳＡＷ共振子、３１、４１…位相線路。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Transmission filter, 2 ... Reception filter, 3, 4 ... Impedance matching circuit, 30, 40 ... Two-terminal pair SAW resonator, 31, 41 ... Phase line.

Claims (4)

第１のすだれ状電極と第２のすだれ状電極とを有する２端子対ＳＡＷ共振子と、
一端が前記２端子対ＳＡＷ共振子の共通接地端子に接続され、他端が接地された位相線路とを備え、
前記第１のすだれ状電極の一端が入力端子となり、前記第２のすだれ状電極の一端が出力端子となり、前記第１のすだれ状電極の他端と前記第２のすだれ状電極の他端とが前記共通接地端子となることを特徴とするインピーダンス整合回路。 A two-terminal pair SAW resonator having a first interdigital electrode and a second interdigital electrode;
A phase line having one end connected to the common ground terminal of the two-terminal-pair SAW resonator and the other end grounded;
One end of the first interdigital electrode serves as an input terminal, one end of the second interdigital electrode serves as an output terminal, and the other end of the first interdigital electrode and the other end of the second interdigital electrode Is the common ground terminal. 一端が第１の信号端子に接続され、他端が共通信号端子に接続された第１のフィルタと、
一端が第２の信号端子に接続され、中心周波数が前記第１のフィルタの中心周波数より高い第２のフィルタと、
前記共通信号端子と前記第２のフィルタの他端との間に設けられた第１のインピーダンス整合回路とを備え、
前記第１のインピーダンス整合回路は、第１のすだれ状電極と第２のすだれ状電極とを有する第１の２端子対ＳＡＷ共振子と、一端が前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第１の共通接地端子に接続され、他端が接地された第１の位相線路とを備え、前記第１のすだれ状電極の一端が前記共通信号端子に接続され、前記第２のすだれ状電極の一端が前記第２のフィルタの他端に接続され、前記第１のすだれ状電極の他端と前記第２のすだれ状電極の他端とが前記第１の共通接地端子となることを特徴とする分波器。 A first filter having one end connected to the first signal terminal and the other end connected to the common signal terminal;
A second filter having one end connected to the second signal terminal and a center frequency higher than the center frequency of the first filter;
A first impedance matching circuit provided between the common signal terminal and the other end of the second filter;
The first impedance matching circuit includes a first two-terminal pair SAW resonator having a first interdigital electrode and a second interdigital electrode, and one end of the first two-terminal pair SAW resonator. A first phase line connected to one common ground terminal and having the other end grounded, one end of the first interdigital electrode connected to the common signal terminal, and the second interdigital electrode One end is connected to the other end of the second filter, and the other end of the first interdigital electrode and the other end of the second interdigital electrode serve as the first common ground terminal. Duplexer 請求項２記載の分波器において、
さらに、前記共通信号端子と前記第１のフィルタの他端との間に設けられた第２のインピーダンス整合回路を備え、
前記第２のインピーダンス整合回路は、第３のすだれ状電極と第４のすだれ状電極とを有する第２の２端子対ＳＡＷ共振子と、一端が前記第２の２端子対ＳＡＷ共振子の第２の共通接地端子に接続され、他端が接地された第２の位相線路とを備え、前記第３のすだれ状電極の一端が前記第１のフィルタの他端に接続され、前記第４のすだれ状電極の一端が前記共通信号端子に接続され、前記第３のすだれ状電極の他端と前記第４のすだれ状電極の他端とが前記第２の共通接地端子となることを特徴とする分波器。 The duplexer according to claim 2, wherein
And a second impedance matching circuit provided between the common signal terminal and the other end of the first filter.
The second impedance matching circuit includes a second two-terminal pair SAW resonator having a third interdigital electrode and a fourth interdigital electrode, and one end of the second two-terminal pair SAW resonator. A second phase line connected to the second common ground terminal and having the other end grounded, one end of the third interdigital electrode being connected to the other end of the first filter, One end of the interdigital electrode is connected to the common signal terminal, and the other end of the third interdigital electrode and the other end of the fourth interdigital electrode serve as the second common ground terminal. Duplexer 請求項２又は３記載の分波器において、
前記共通信号端子と前記第２の信号端子とが前記第１のフィルタ及び第２のフィルタを挟んで対向するように、前記共通信号端子と前記第２の信号端子とをパッケージ上に配置したことを特徴とする分波器。
The duplexer according to claim 2 or 3,
The common signal terminal and the second signal terminal are arranged on the package so that the common signal terminal and the second signal terminal are opposed to each other with the first filter and the second filter interposed therebetween. A duplexer characterized by.
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