JP2006503451A - 誘導される位相変化に対する補償を備えたゲーテッドパイロットに対するパイロット補間 - Google Patents
誘導される位相変化に対する補償を備えたゲーテッドパイロットに対するパイロット補間 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】
【解決手段】
無線(たとえばIS‐856、cdma2000、あるいはW‐CDMA)通信システムにおいてゲーテッドパイロットに対する補間されたパイロットシンボルを導出するための技術。一つの方法においては、第1および第2の時刻段階それぞれに対する第1および第2の回復されたパイロットシンボルが最初に取得(たとえばゲーテッドパイロットに対するパイロットバーストに基づいて導出)される。第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階における受信された信号内に誘導された位相変化が推定される。第1および第2の位相回転されたシンボルが、第1および第2の回復されたパイロットシンボル、および推定された誘導された位相変化に基づいて次に導出される。第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルがそこで、第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて(たとえば線形補間を用いて)導出される。同様に、第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルが第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて導出される。
【解決手段】
無線(たとえばIS‐856、cdma2000、あるいはW‐CDMA)通信システムにおいてゲーテッドパイロットに対する補間されたパイロットシンボルを導出するための技術。一つの方法においては、第1および第2の時刻段階それぞれに対する第1および第2の回復されたパイロットシンボルが最初に取得(たとえばゲーテッドパイロットに対するパイロットバーストに基づいて導出)される。第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階における受信された信号内に誘導された位相変化が推定される。第1および第2の位相回転されたシンボルが、第1および第2の回復されたパイロットシンボル、および推定された誘導された位相変化に基づいて次に導出される。第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルがそこで、第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて(たとえば線形補間を用いて)導出される。同様に、第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルが第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて導出される。
Description
本発明は、一般的にデータ通信に、そしてより特定的には、ゲーテッドパイロットに対する補間されたパイロットシンボルを含む、そして受信された信号内に誘導される位相変化に対する補償を備えた、参照信号を発生するための技術に関する。
典型的な無線通信システム(たとえばCDMAシステム)においては、データは処理され、符号化され、変調され、濾波され、増幅され、そして送信機ユニット(たとえば基地局)から1個あるいはそれ以上の受信機ユニット(たとえば端末)に対して送信される。送信された信号は典型的には、受信機ユニットに到着するまでに、経路損失、マルチパス、および他の現象を経験する。各受信機ユニットにおいては、送信された信号は受信され、調整され、復調され、そして送信されたデータを回復するために復号される。信号の調整は典型的には増幅、濾波、周波数ダウンコンバージョン、等を含む。
経路損失、マルチパス(それは構成的にあるいは破壊的に加えられるかも知れない)、および他の現象のために、受信された信号強度は広範囲の値に亙って変化することが可能である。たとえばCDMAシステムに対しては、受信された信号強度は85dBに亙って変化することが可能である。ディジタイゼーションに適切な振幅を有する調整された信号を与えるために、通常、低雑音増幅器(LNA:low noise amplifier)および/あるいは可変利得増幅器(VGA:variable gain amplifier)の複数の段階が、アンテナからアナログ‐ディジタル変換器(ADC:analog-to-digital converter)への受信信号経路内で使用される。受信信号経路はまた、その中で受信された信号がいくつかの可能な信号経路の一つ(たとえばLNA段階に対する利得経路およびバイパス経路)を経由して発送されることが可能な、1個あるいはそれ以上の区画を含むかも知れない。
受信された信号の特性は、受信信号経路内の回路エレメントが調整され、そして/あるいは異なった信号経路が選択されるに伴って変化することが可能である。受信信号経路内の各回路エレメントは特定の位相と組み合わせられており、そして回路エレメントのセッティングもまた異なった位相と組み合わせられることが可能である。受信された信号は、もしも回路エレメントが段階的な形態(step-wise fashion)で(たとえば、VGAに対しては利得段階で)調整される場合は、あるいはもしも受信された信号が異なった信号経路経由に(たとえばLNA段階に対しては利得およびバイパス経路に)切り替えられる場合は、位相の不連続を有することが可能である。
多くの無線通信システムにおいては、受信機ユニットがいくつかの機能を実行するのを援助するために、各送信機ユニットからパイロットが送信される。パイロットは典型的には既知のデータパターン(たとえばすべて0の系列)に基づいて、そして既知の信号処理方式を用いて発生される(たとえば、既知のチャネル化符号(channelization code)でカバーされ、そして既知の擬似ランダム雑音(PN:pseudo-random noise)系列あるいはスクランブリング符号を用いて拡散される)。パイロットは受信機ユニットにおいて、タイミングおよび送信機ユニットの周波数との同期化、通信チャネルの品質の推定、データ伝送のコヒーレントな復調、および可能な他の機能に対して使用することが可能である。
若干のCDMAシステム(たとえばIS‐856およびW‐CDMAシステム)は、ゲーテッドパイロット伝送方式を用いている。これらのシステムに対しては、パイロットは通常の時間間隔におけるバースト内で送信される。各受信機ユニットにおいては、パイロットバーストは各パイロットバーストに対する回復されたパイロットシンボルを得るために、特定の時刻段階におけるパイロット(そしてしたがって通信チャネル)の振幅および位相の推定値である回復されたパイロットシンボルと共に処理される。(連続した)参照信号はそこで、回復されたパイロットシンボルを補間することによって発生することが可能であり、そしてこの参照信号はデータ復調および他の目的に使用することが可能である。上に記述したように、もしも位相不連続が受信信号経路内の回路変化に起因して受信された信号内に誘導される場合はそこで、これらの位相不連続は、データ復調が劣化されないように参照信号内に考慮される必要がある。
その結果当業界においては、受信信号経路内の調整および/あるいは回路エレメントの切り替えに起因して受信された信号内に誘導される位相変化を考慮するような方法で、ゲーテッドパイロットに対して参照信号を発生するための技術に対するニーズが存在する。
この中に、受信された信号内に誘導された位相不連続を考慮するような方法で、ゲーテッドパイロットに対する参照信号を発生するための技術が与えられている。受信機ユニットは典型的には、受信信号経路内の“著しい”回路変化(すなわち特性に有害な影響を有するかも知れない変化)に関する知識を有しており、そしてさらに各々の著しい回路変化に起因して誘導された位相変化の大きさに関する知識を有することが可能である。この情報はそこで、誘導された位相変化を有するデータ信号に関する位相よりもより厳密に整合する位相を有する、参照信号を発生するために使用することが可能である。より正確に発生された参照信号は、改善された特性に帰着することが可能である。
特定の実施例においては、無線(たとえばIS‐856、cdma2000、あるいはW‐CDMA)通信システムにおけるゲーテッドパイロットに対する補間されたパイロットシンボルを導出するための方法が与えられる。この方法に従って、第1の時刻段階に対する第1の回復されたパイロットシンボル、および第2の時刻段階に対する第2の回復されたパイロットシンボルが最初に得られ(たとえばゲーテッドパイロットに対して受信されたパイロットバーストに基づいて導出され)る。第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階における受信された信号内に誘導された位相変化がそこで推定される。第1および第2の位相回転されたあるいは補償されたシンボルが、第1および第2の回復されたパイロットシンボルおよび推定された誘導された位相変化に基づいて(以下に記述するような方法で)次に導出される。第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルがそこで、第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて(たとえば線形補間を用いて)導出される。同様に、第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルが第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて導出される。
本発明に関する種々の観点および実施例がさらに詳細に以下に記述される。本発明はさらに、さらに詳細に以下に記述されるように、方法、プログラムコード、パイロット処理装置、レイク受信機、ディジタル信号処理装置、受信機ユニット、端末、基地局、システム、および、種々の観点、実施例および本発明の特徴を実現する、他の装置およびエレメントを与える。
本発明の特徴、性質、および利点が、図面と関連させた場合に以下に記述する詳細な説明からより明白になろう。図面において同様の参照符号は、全体を通して、そしてこの中で同一のものと認定する。
図1は、本発明の種々の観点および実施例を実現することが可能な受信機ユニット100の実施例に関するブロック線図である。受信機ユニット100は、無線(たとえばCDMA)通信システムの端末あるいは基地局の中に実現することが可能である。明確のために、本発明の種々の観点および実施例は、端末内の受信機ユニットに対して記述される。
図1は、本発明の種々の観点および実施例を実現することが可能な受信機ユニット100の実施例に関するブロック線図である。受信機ユニット100は、無線(たとえばCDMA)通信システムの端末あるいは基地局の中に実現することが可能である。明確のために、本発明の種々の観点および実施例は、端末内の受信機ユニットに対して記述される。
図1において、1個あるいはそれ以上の送信機ユニット(たとえば、基地局、GPS衛星、放送局等)から送信された、1個あるいはそれ以上のRF変調された信号(RF modulated signals)は、アンテナ112によって受信され、そして受信機120に与えられる。受信機120内で、受信された信号は低雑音増幅器(LNA)122によって、増幅されたRF信号を与えるために特定の利得をもって増幅される。LNA122は、特定の利得および/あるいは減衰の範囲(たとえば最大利得から減衰まで40dB)を与えるように設計された1個あるいはそれ以上のLNA段階を含むかも知れず、そして各LNA段階は、挿入され(turned On)あるいはバイパスされるかも知れない。LNA122の利得は、制御器150によって与えられる利得制御によって決定することが可能である。
増幅されたRF信号はそこで、次の信号処理段階内で相互変調積(inter-modulation products)の原因となることが可能な雑音およびスプリアス信号を除去するために(帯域通過あるいは低域通過)濾波器124によって濾波される。濾波されたRF信号はさらに必要とされる信号レベルを有する信号を与えるために、可変利得増幅器(VGA)126によって増幅される。VGA126はまた、1個あるいはそれ以上の増幅器段階を含むことが可能であり、そしてVGA126の利得は、制御器150内に実現することが可能な、自動利得制御(AGC:automatic gain control)ループによって与えられる他の利得制御によって決定されることが可能である。VGA126からのAGC(制御)された(AGCed)RF信号はそこで、ダウンコンバータ128に与えられる。
ダウンコンバータ128は、AGCされたRF信号に関するRFからベースバンドに下がる直交ダウンコンバージョンを実行する。方向ダウンコンバージョン(direction downconversion)に対しては、これは、複素ベースバンド信号を与えるために、AGCされたRF信号を複素局部発信器(LO:local oscillator)信号と乗算する(すなわち混合する)ことによって達成することが可能である。とくに、AGCされたRF信号は、同相(I:inphase)ベースバンド成分を与えるために同相LO信号と混合し、そして直交(Q:quadrature)ベースバンド成分を与えるために直交LO信号と混合することが可能である。ヘテロダイン受信機に対しては、ダウンコンバージョンは複数の段階で(たとえばRFからIFに下がり、そしてそこでIFからベースバンドに下がる)実行することが可能である。何れの場合においても、ダウンコンバージョンを実行するために使用されるミクサは、異なった利得を与えるために制御することが可能な複数の段階で実現することが可能であり、そしてミクサによって与えられるべき特定の利得はまた、制御器150からの他の利得制御によって決定することが可能である。
IおよびQベースバンド成分はそこで、スプリアス信号および帯域外雑音を除去するために低域通過濾波器(LPF:lowpass filter)によって濾波される。濾波されたIおよびQ成分はそこで、IおよびQサンプルを与えるために、それぞれアナログ‐ディジタル変換器(ADC:analog-to-digital converter)132によってディジタイズされる。特定の実施例においては、ADC132は、チップレートの2倍において(すなわちチップ×2)4ビットのIおよびQサンプルを与える。IおよびQサンプルは、ADC132からディジタル信号処理装置(DSP)140に与えられる。
DSP140は、送信されたデータを回復するためにIおよびQサンプルを復調し、そして復号する。DSP140は、以下に記述するように受信された信号内の複数の信号インスタンスを連続的に処理することが可能なレイク受信機を実現するかも知れない。
制御器150は、受信機ユニット100に関する種々の動作を指示する。制御器150は、LNA122、VGA126、ダウンコンバータ128、およびDSP140に対する種々の制御を与えることが可能である。たとえば、制御器150は、そのLNA段階に関する利得が必要とされているか否かによって各LNA段階を選択的に挿入あるいはバイパスするための制御を与えることが可能である。メモリ152は制御器150のためのデータおよびプログラム符号に対する保存を与える。
典型的な受信機設計においては、受信された信号の調整は1個あるいはそれ以上の、増幅器、濾波器、ミクサ、等の段階によって実行することが可能である。さらに、濾波はLNA段階の前および/あるいは後で実行することが可能である。単純化のために、種々の信号調整段階は図1に示されるブロックの中にともに一括されている。他のRF受信機設計もまた用いることが可能であり、そしてそれらは本発明の範囲内にある。
図2は、DSP140内のレイク受信機200の実施例に関するブロック線図である。マルチパス環境においては、それぞれの送信ユニットから送信された変調された信号は、いくつかの信号経路を経由して受信機に到着するかも知れず、そしてそれは見通し線(line-of-sight)経路および/あるいは反射経路を含むかも知れない。したがって、受信された信号は1個あるいはそれ以上の送信機ユニットからの1個あるいはそれ以上の変調された信号に関するいくつかのインスタンスを含むかも知れない。各信号インスタンス(すなわちマルチパス)は、特定の振幅、位相、および到着時刻と組み合わせられている。
受信機120は、各データサンプルはIおよびQサンプルの対を含んでいる、データサンプルのストリームを与えるために、受信された信号を調整しそしてディジタイズする。データサンプルはそこで、レイク受信機200内のいくつかのフィンガ処理装置210および探索器212に与えられる。探索器212は受信された信号内の強い信号インスタンスを探索し、そして基準の組み合わせを満足する各々の見出された信号インスタンスの強度およびタイミングに関する表示を与えるために使用される。各フィンガ処理装置210はそこで、関心のあるそれぞれの信号インスタンス(たとえば、探索器212によって与えられた信号強度情報に基づいて制御器150によって決定されたような、十分な強度の信号インスタンス)を処理するために割り当てられることが可能である。
各割り当てられたフィンガ処理装置210の中で、再サンプラ/回転器(resampler/rotator)220は、チップレートにおける、そして通常のサンプルタイミングでの、補間されたサンプルを与えるために通常の“細かい粒子の(fine-grain)”タイミング位相(フィンガ処理装置のタイミング回復機能によって決定されたように)において、データサンプルを最初に再サンプルする。補間されたサンプルはそこで、ドップラー周波数シフト(Doppler frequency shift)および/あるいはダウンコンバージョン周波数誤差に起因する補間されたサンプル内の位相回転を除去するために、複素正弦波信号と周波数変換(are frequency-translated)される。回転されたサンプルはそこで、これもまた、フィンガ処理装置によって処理されている信号インスタンスの到着時刻に対応する特定のPN状態(すなわちPN位相)を有する(複素共役)PN系列、PNiを受信するPN逆拡散器(despreader)222に与えられる。 PN逆拡散器222は回転されたサンプルを受信されたPN系列で逆拡散し、そして逆拡散サンプルを与える。W‐CDMAに対しては、 PN逆拡散器222は、逆拡散サンプルを与えるために回転されたサンプルをスクランブリング符号でデスクランブルする。
それぞれの符号チャネル上のデータを回復するために、 PN逆拡散器222からの逆拡散サンプルは、最初にデータデカバラー(data decoverer)224aによって、フィンガ処理装置によって回復されている符号チャネルに割り当てられた、同じチャネル化符号Wiで乗算される。チャネル化符号は、(IS‐95、IS‐856、およびcdma2000システムに対しては)ウォルシュ符号(Walsh code)、(W‐CDMAシステムに対しては)直交可変拡散率(OVSF:orthogonal variable spreading factor)符号、あるいは若干の他の符号であることが可能である。デカバーされた(decovered)データサンプルはそこで、データシンボルを与えるために、チャネル化符号長さに亙って累算器226aによって累算される。各符号チャネル上のデータは異なったチャネル化符号でカバーされているために、もしも符号チャネル間の直交性が通信リンクを通しての伝送後も保持されている場合は、割り当てられたチャネル化符号Wiでのデカバリングは、必要とされる符号チャネル上のデータを効率的に抽出しそして他の符号チャネル上のデータを除去する。累算器226aからのデータシンボルは、フィンガ処理装置によって処理されている信号インスタンスに対する“データ信号”を表す。
パイロットを回復するために、パイロットデカバラー224bは最初に逆拡散サンプルを、送信機ユニットにおいてパイロットデータをカバーするのに用いた同じチャネル化符号(そしてそれは、多くのCDMAシステムに対しては0のチャネル化符号である) Wpで乗算する。デカバーされたパイロットサンプルはそこで、回復されたパイロットシンボルを与えるために、それぞれの累算時刻間隔(accumulation time interval)に亙って累算器226bによって累算される。累算時刻間隔は典型的には、チャネル化符号長さの整数倍(すなわち1、2、等)である。デカバラー224および累算器226によって実行される処理は一括して“デカバリング”として参照され、そしてこれらの二つのエレメントは一括して“デカバー”として参照される。
累算器226bからのパイロットシンボルは、フィンガ処理装置によって処理されている信号インスタンスに対する回復されたパイロットを表す。パイロット処理装置228はそこで、“参照信号”を発生するために回復されたパイロットシンボルを受信しそして使用する。とくに、以下に記述されるようにパイロットが通常のあるいは既知の時刻間隔においてバースト内に送信されるゲーテッドパイロット伝送方式に対しては、パイロット処理装置228はパイロットバーストに対する時刻段階の間で、種々の必要とされる時刻段階において(たとえばデータシンボルに対応する時刻段階において)補間されたパイロットシンボルを与えるために、回復されたパイロットシンボルを補間する。補間されたパイロットシンボルはさらに、それぞれの低域通過濾波器応答に基づいて濾波されるかも知れない。参照信号はパイロット推定を含み、そしてそれはパイロット濾波が実行されるか否かによって異なる、濾波されたあるいは濾波されない補間されたパイロットシンボルであるかも知れない。
データ復調器230は、復調されたシンボル(すなわち復調されたデータ)を与えるためにデータシンボルを受信しそしてパイロット推定値とともに復調する。そしてそれはそこで、シンボル結合器(symbol combiner)232に与えられる。シンボル結合器232は、それぞれのデータ伝送を処理するために割り当てられたすべてのフィンガ処理装置210からの復調されたシンボルを受信しそしてコヒーレントに結合する。シンボル結合器232からの回復されたシンボルはそこで、さらなる処理のために復号器に与えられる。データ復調およびシンボル結合は、この中に参照により組み入れられている米国特許番号5,764,687特許の中に記述されたように達成することが可能である。この‘687特許は、データシンボルおよびパイロット推定値間の点乗積(dot product)を実行することによる、IS‐95に対するBPSKデータ復調を記述している。IS‐856、cdma2000、およびW‐CDMAに使用される、QPSK変調に関する復調は、‘687特許の中に記述されている技術の簡単な延長である。それは、点乗積の代わりに、同相および直交ストリームを回復するために点乗積およびクロス乗積の両者が使用される。
IS‐856およびW‐CDMAシステム等の若干のCDMAシステムは、順方向リンク(すなわち下りリンク)上にパイロットを送信するためにゲーテッドパイロット伝送方式を利用している。ゲーテッドパイロット伝送方式に対しては、それぞれの時刻期間(time duration)のパイロットバーストは通常のあるいは既知の時刻間隔で送信される。パイロットバースト期間およびパイロットバースト間隔は典型的には受信機ユニットによって既知(あるいは通知されるかも知れない)である。 IS‐856およびW‐CDMAに対するパイロット伝送方式は以下に記述される。
図3Aは、順方向リンクに対するIS‐856によって定義された伝送フォーマットに関する線図である。各アクティブスロットは、各々のハーフスロットがパイロットバースト314によって分離された2個のデータ区画312を含んでいる二つのハーフスロットに分割される。データ区画312は特定ユーザ向けデータおよびシグナリングを送信するために使用することが可能であり、そしてパイロットバースト314はパイロットを送信するために使用することが可能である。左側のハーフスロットは、パイロットバースト314aによって分離されたデータ区画312aおよび312bを含み、そして右側のハーフスロットは、パイロットバースト314bによって分離されたデータ区画312cおよび312dを含む。 IS‐856に対しては各パイロットバースト314は、すべて0のデータの96チップを含む。
左側のハーフスロットはさらに、パイロットバースト314aの両側におかれた二つのシグナリングバースト316aおよび316bを含み、そして右側のハーフスロットはさらに、パイロットバースト314bの両側におかれたシグナリングバースト316cおよび316dを含む。これらのシグナリングバースト316は、逆電力制御(RPC:reverse power control)情報および他の情報を送信するために使用される、メディアアクセス制御(MAC:Media Access Control)チャネルを実現するために使用される。RPC情報は、端末に、受信している基地局において必要とされる信号品質を達成するために、その送信電力を上あるいは下の何れに調整するかを指示する。
各アイドルスロットもまた二つのハーフスロットに分割され、そして各ハーフスロットもまた同じ幅(たとえば96チップ)の、そしてアクティブスロットにおけると同様にハーフスロット内の同じ位置に置かれた1個のパイロットバースト314を含む。二つのシグナリングバースト316(それぞれ64チップ期間の)は各パイロットバースト314の両側に置かれる。シグナリングバーストは、無伝送およびパイロット伝送間、およびパイロット伝送および無伝送間の移行期間を与える。移行期間は、パイロットがパイロットバーストの期間中(たとえば96チップ)その定常状態値に達しあるいは近づくことを可能とする。アイドルスロットに対するパイロットバーストは、アクティブスロットに対するパイロットバーストから本質的に識別不能であることを意図されている。
図3Bは、 W‐CDMAによって定義されるように、物理チャネルに専用される下りリンクに対する伝送フォーマットに関する線図である。一般的に、 W‐CDMAによって、異なったフレームフォーマットが 、下りリンク専用チャネル(DPCH:downlink dedicated channel)、下りリンク共用チャネル(DSCH:downlink shared channel)、等のような物理チャネルの各形式に対して定義される。各物理チャネル上に送信されるべきデータは、各無線フレームはスロット0からスロット14までとして命名された15スロットを含む(10ミリ秒)無線フレームに分割される。各スロットはさらに、パケットデータ、シグナリング、およびパイロットデータを搬送するために用いられる1個あるいはそれ以上のフィールドに分割される。
図3Bに示されたように、専用物理チャネルに対しては各スロットは、第1のデータ(Data1)フィールド340a、第2のデータ(Data2)フィールド340b、送信電力制御(TPC:transmit power control)フィールド342、輸送フォーマット組み合わせ表示器(TFCI:transport format combination indicator)フィールド344、およびパイロットフィールド346を含む。データフィールド340aおよび340bはパケットデータを専用物理チャネルに送出するために用いられる。TPCフィールド342は、受信機ユニットに、その上りリンク送信電力を上下何れに調整するかを指示するための電力制御情報を送出するために用いられる。TFCIフィールド344は、専用物理チャネルと組み合わせられた共用物理チャネルに関するフォーマット(たとえば、ビットレート、チャネル化符号、等)の表示である情報を送出するために用いられる。パイロットフィールド346は、専用物理チャネルに対するパイロットデータを送出するために用いられる。
W‐CDMAはまた、専用物理チャネルに対して用いられるかも知れない1組のスロットフォーマットを定義する。各スロットフォーマットはスロット内の各フィールドの長さを(ビット数で)定義する。専用物理チャネルのビットレートは、15kbpsから1920kbpsの間で変化することが可能であり、そして各スロット内のビットの数は対応して変化する。上に記述した1個あるいはそれ以上のフィールドは、若干のスロットフォーマットに対しては省略する(すなわち長さ=0)ことが可能である。
上に記述したように、位相不連続は受信信号経路内の回路エレメントが不連続なステップで切り替えられあるいは調整される場合に、受信された信号内に誘導されるかも知れない。位相不連続の大きさは、たとえば切り替えられている二つの信号経路間(たとえば、LNA段階の利得およびバイパス経路間)の、あるいは調整されているそれぞれの回路エレメントの二つのセッティング間(たとえば、VGA段階に対する高利得および低利得間)の位相差に関係する。この位相誤差はADC132からのデータサンプルの中に含まれる。
図2に戻り参照して、受信された信号内の位相不連続は、データ回復経路においては濾波器が用いられていないために、シンボル累積器226aからのデータ信号(すなわちデータシンボル)内にほとんど直接に反映される。図3Aおよび図3Bに示されているそれらのように、ゲーテッドパイロット伝送方式に対しては、補間は参照信号に対するパイロット推定を与えるために用いられる。もしも位相不連続が二つのパイロットバースト間の受信された信号内に誘導される場合は、そこでパイロット補間は誘導された位相不連続を考慮するような方法で実行されなければならない。とくに、参照信号はデータ信号内に現れる同じ位相不連続を含まなければならない。
もしも受信された信号内の位相不連続が十分に大きくそして参照信号内において考慮されない場合は、そこで参照およびデータ信号間に相応して大きい位相誤差が、とくに位相誤差が発生した時刻段階において存在する。この位相誤差は、図2におけるデータ復調器230からの復調されたデータ内に現れる。もしも位相誤差が十分に大きい場合は、そこで復調されたデータは誤って復号されるかも知れない。復号されたデータの全体のパケット(すなわちフレーム)は、誤って受信されていると思われ、そしてたとえデータビットの若干のみが誤って復号されるとしても消去されたと言明されるかも知れない。
この中に、受信信号経路内の回路変化に起因して受信された信号内に誘導された位相不連続を考慮するような方法で、ゲーテッドパイロットに対する参照信号を発生するための技術が与えられる。典型的には、受信信号経路内の“著しい”回路変化(すなわち特性に有害な影響を有するかも知れない変化)は受信機ユニットにおいて既知である。たとえば、これらの回路変化は制御器150によって開始され、あるいは既知とすることが可能である。
さらに、各々の著しい回路変化に起因する受信された信号内の位相変化の総量はまた、正確さに関して必要な程度まで、受信機ユニットにおいて既知であることが可能である。これは種々の回路エレメントの位相を特性づけしそして保存し、受信信号経路内にセッティングすることによって達成することが可能である。たとえば各LNA段階は利得およびバイパス経路に対する異なった位相と組み合わせられることが可能であり、各VGA段階は異なった利得ステップに対する異なった位相と組み合わせられることが可能である等である。これらの回路エレメント/セッティングに対する位相は設計あるいは製造段階の間に決定することが可能であり、そして計算機シミュレーション、経験的な測定、等に基づいて決定することが可能である。回路セッティングおよびその組み合わせられた位相に関する表は、受信機ユニット内のルックアップテーブルの中に(たとえば図1におけるメモリ152の中に)保存することが可能である。通常の動作の期間中、ルックアップテーブルは、新しい、および前の回路セッティングに対する位相を検索するためにアクセスされることが可能であり、そしてこれら二つの位相間の差はそこで、新しい回路セッティングへの切り替えに起因する位相変化の推定であろう。あるいはテーブルは、任意の二つの異なった回路セッティング間の推定された位相変化を保存するために用いられるかも知れない。
いつ著しい回路変化がなされているかに関する情報、および新しいおよび前の回路セッティングと組み合わせられた位相(あるいは二つの回路セッティング間の位相変化そのもの)はエンティティ(たとえば図1における制御器150)に与えることが可能である。このエンティティはそこで、同様に誘導された位相変化によって影響されているデータ信号のそれ(位相)により厳密に整合する位相を有する参照信号を発生する(あるいは発生を指示する)ために情報を使用することが可能である。より正確に発生された参照信号は改善されたデータ復調特性に帰着することが可能である。
図4Aから図4Cは、本発明の実施例に従った、誘導された位相不連続に対する補償を備えたパイロット補間を図的に説明している線図である。図4Aにおいては、第1のパイロットシンボルは時刻T1において受信され、そして第2のパイロットシンボルは時刻T2において受信される。第1および第2のパイロットシンボルP1およびP2は、
P1=a1+jb1=A1ejθ1 、および
P2=a2+jb2=A2ejθ2
式(1)
として表現することが可能な複素値である。ここで、a1、a2,b1、およびb2は、各々定義された範囲(たとえば0から255)内の任意の値をとることが可能である。もしも時刻T1およびT2の間に位相変化が誘導されていない場合はそこで、 T1およびT2間の種々の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを与えるために、パイロット補間は通常の方法で実行することが可能である。
P1=a1+jb1=A1ejθ1 、および
P2=a2+jb2=A2ejθ2
式(1)
として表現することが可能な複素値である。ここで、a1、a2,b1、およびb2は、各々定義された範囲(たとえば0から255)内の任意の値をとることが可能である。もしも時刻T1およびT2の間に位相変化が誘導されていない場合はそこで、 T1およびT2間の種々の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを与えるために、パイロット補間は通常の方法で実行することが可能である。
当業界においては知られているように、補間は種々の方法で実行することが可能である。たとえば線形補間は、二つの与えられた時刻段階における回復されたパイロットシンボルの、これらの二つの与えられた時刻段階の間の種々の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを導出するために用いられる場合に実行されるかも知れない。より高い次数の補間もまた、補間されたパイロットシンボルが二つ以上の回復されたパイロットシンボルに基づいて導出される場合に実行されるかも知れず、そしてこれは本発明の範囲内にある(しかしここでは単純化のために記述されない)。さらに、補間は“カルテシアン(cartesian)”補間、“極”補間、あるいは若干の他の補間技術に基づいて実行されるかも知れない。
線形カルテシアン補間に対しては、T1からの時間経過がxである時刻Txにおける補間されたパイロットシンボルPcart,xは、
Pcart,x=y(a1+jb1)+x(a2+jb2) 式(2)
として表現することが可能である。ここで、xおよびyは次のように正規化される。
Pcart,x=y(a1+jb1)+x(a2+jb2) 式(2)
として表現することが可能である。ここで、xおよびyは次のように正規化される。
x=(Tx−T1)/(T2−T1)、
y=(T2−Tx)/(T2−T1)、そして
x+y=1。
そして、線形極補間に対しては、時刻Txにおける補間されたパイロットシンボルPpolar,xは、
Ppolar,x=(yA1+xA2)ej(yθ1+xθ2) 式(3)
として表現することが可能である。式(3)に示されるように、極補間に対しては、大きさおよび位相は各々線形に補間される。
y=(T2−Tx)/(T2−T1)、そして
x+y=1。
そして、線形極補間に対しては、時刻Txにおける補間されたパイロットシンボルPpolar,xは、
Ppolar,x=(yA1+xA2)ej(yθ1+xθ2) 式(3)
として表現することが可能である。式(3)に示されるように、極補間に対しては、大きさおよび位相は各々線形に補間される。
図4Bは、受信信号経路内の回路変化に起因する、時刻Tcにおける誘導された位相変化を示す。誘導された位相変化ejθpcは、第2のパイロットシンボル内に反映されて(すなわち含まれて)いる(そしてそれは、単純化のために図4Aに示される第2のパイロットシンボルに対すると同じ(a2+jb2)の複素値を有すると仮定されている)。この誘導された位相変化は、補間されたパイロットシンボルを得るための補間の実行に際して補償することが可能である。
誘導された位相変化を補償するための第1の方式においては、位相変化が誘導される時刻において、同じ位相変化が補間されたパイロットシンボル内に誘導される。線形カルテシアン補間に対しては、時刻Tcにおける補間されたパイロットシンボルPcart,cは、最初に次のように決定することが可能である。
Pcart,c=(1−tc)(a1+jb1)+tc(a2+jb2) 式(4)
=Acejθ,
ここで、tcは、 tc =(Tc−T1)/(T2−T1)のように正規化される。補間されたパイロットシンボルPcart,cはそこで、誘導された位相変化ejθpcによって分離された、二つの位相回転されたシンボル、 Pcart,c1およびPcart,c2を発生するために、前方および後方の両方向に回転されることが可能である。
誘導された位相変化ejθpcは、たとえば、位相変化が発生した時刻に基づいて、二つの位相回転されたシンボル、 Pcart,c1およびPcart,c2に、次のように配分することが可能である。
Pcart,c1=Acej(θc−tcθpc)=Acejθc1 ,および
Pcart,c2=Acej(θc−tcθpc+θpc)=Acejθc2,
式(5)
式(5)に示されるように、 Pcart,c2は、 Pcart,c1を誘導された位相変化ejθpcだけ回転することによって得ることが可能である。また、式(5)に示されるように、もしも位相回転が時刻T1の近くで発生する(すなわちtc→0)場合は、そこで位相回転されたシンボル Pcart,c2は誘導された位相変化の大部分を含むであろう。あるいは、もしも位相回転が時刻T2の近くで発生する(すなわちtc→1)場合は、そこで位相回転されたシンボル Pcart,c1は誘導された位相変化の大部分を含むであろう。
Pcart,c1=Acej(θc−tcθpc)=Acejθc1 ,および
Pcart,c2=Acej(θc−tcθpc+θpc)=Acejθc2,
式(5)
式(5)に示されるように、 Pcart,c2は、 Pcart,c1を誘導された位相変化ejθpcだけ回転することによって得ることが可能である。また、式(5)に示されるように、もしも位相回転が時刻T1の近くで発生する(すなわちtc→0)場合は、そこで位相回転されたシンボル Pcart,c2は誘導された位相変化の大部分を含むであろう。あるいは、もしも位相回転が時刻T2の近くで発生する(すなわちtc→1)場合は、そこで位相回転されたシンボル Pcart,c1は誘導された位相変化の大部分を含むであろう。
図4Cは、誘導された位相変化を考慮するための補間されたパイロットシンボルの発生を示す。上に式(5)内に導出された、位相回転されたシンボル Pcart,c1および Pcart,c2はパイロット補間のために用いることが可能である。とくに、T1およびTc間の時刻期間に対して(すなわちT1<t< Tc)は、パイロット補間は、時刻T1におけるパイロットバーストに対して回復されたパイロットシンボルであるP1、そして上に記述されているように導出されているPcart,c1を用いた、P1および Pcart,c1を含むシンボルの第1の組み合わせに基づいて実行可能である。そしてTcおよびT2間の時刻期間に対しては(すなわちTc<t< T2)、パイロット補間は、時刻T2におけるパイロットバーストに対して回復されたパイロットシンボルであるP2、および上に記述されているように導出されてい るPcart,c2を用いた、 Pcart,c2および P2を含むシンボルの第2の組み合わせに基づいて実行可能である。線形カルテシアン補間に対しては、時刻Txにおける補間されたパイロットシンボル Pcart,xはそこで、
yP1+xPcart,c1 T1<Tx<Tcに対して、および
Pcart,x={
yP1+xPcart,c2 Tc<Tx<T2に対して
式(6)
として表現することが可能である。
ここで P1=a1+jb1
P2=a2+jb2
Pcart,c1=Accos(θc1)+jAcsin(θc1)、そして
Pcart,c2=Accos(θc2)+jAcsin(θc2)。
yP1+xPcart,c1 T1<Tx<Tcに対して、および
Pcart,x={
yP1+xPcart,c2 Tc<Tx<T2に対して
式(6)
として表現することが可能である。
ここで P1=a1+jb1
P2=a2+jb2
Pcart,c1=Accos(θc1)+jAcsin(θc1)、そして
Pcart,c2=Accos(θc2)+jAcsin(θc2)。
図5Aから図5Cは、上に記述された第1の位相補償方式のための位相回転されたシンボルの発生を図的に示している。図5Aにおいて、時刻T1およびT2におけるパイロットシンボルP1およびP2間の実線512は、時刻Tcにおける補間されたパイロットシンボルPcを得るための最初の線形補間を示している。図5Aに示された例においては、誘導された位相変化は時刻T1およびT2の間の中間点において発生する。誘導された位相変化はそこで、位相回転されたシンボルPc1およびPc2に等しく配分される。シンボルP1およびPc1はそこで、破線514によって示される時刻T1およびTc間の補間されたパイロットシンボルを導出するために用いられる。同様に、シンボルPc2およびP2は、破線516によって示される時刻TcおよびT2間の補間されたパイロットシンボルを導出するために用いられる。垂直線518は、時刻T1およびT2間の参照信号(それは補間されたパイロットシンボルに含まれている)内の位相不連続を、図的に示している。
図5Bは、誘導された位相変化が時刻T1の付近で発生する場合のパイロット補間を示している。この場合、位相回転されたシンボルPc2は、誘導された位相変化の大部分を含む。
図5Cは、誘導された位相変化が時刻T2の付近で発生する場合のパイロット補間を示している。この場合、位相回転されたシンボルPc1は、誘導された位相変化の大部分を含む。
図5Cは、誘導された位相変化が時刻T2の付近で発生する場合のパイロット補間を示している。この場合、位相回転されたシンボルPc1は、誘導された位相変化の大部分を含む。
誘導された位相変化を補償するための第2の方式においては、時刻T1およびT2における回復されたパイロットシンボルは、各々同じ位相変化によって回転され、そしてこれらの位相回転されたシンボルはそこで、補間されたパイロットシンボルを導出するために用いられる。線形カルテシアン補間に対しては、時刻T1において回復されたパイロットシンボルP1は、位相回転されたシンボルProt,1を得るために、誘導された位相変化ejθpcによって前方に回転されることが可能である。同様に、時刻T2において回復されたパイロットシンボルP2は、位相回転されたシンボルProt,2を得るために、誘導された位相変化ejθpcによって後方に回転されることが可能である。これらの位相回転されたシンボルは、
Prot,1 =A1ej(θ1+θpc)
=A1cos(θ1+θpc)+jA1sin(θ1+θpc),および
Prot,2 =A2ej(θ2−θpc)
=A2cos(θ2−θpc)+jA2sin(θ2−θpc),
式(7)
として表現することが可能である。 T1およびTc間の時刻期間に対しては、パイロット補間はP1およびProt,2を含むシンボルの第1の組み合わせに基づいて実行することが可能である。そして TcおよびT2間の時刻期間に対しては、パイロット補間はProt,1およびP2を含むシンボルの第2の組み合わせに基づいて実行することが可能である。時刻Txにおける補間されたパイロットシンボルPcart,xはそこで、
yP1+xProt,c2 T1<Tx<Tcに対して、および
Pcart,x={
yP1rot,c1+xP2 Tc<Tx<T2に対して
式(8)
として表現することが可能である。
Prot,1 =A1ej(θ1+θpc)
=A1cos(θ1+θpc)+jA1sin(θ1+θpc),および
Prot,2 =A2ej(θ2−θpc)
=A2cos(θ2−θpc)+jA2sin(θ2−θpc),
式(7)
として表現することが可能である。 T1およびTc間の時刻期間に対しては、パイロット補間はP1およびProt,2を含むシンボルの第1の組み合わせに基づいて実行することが可能である。そして TcおよびT2間の時刻期間に対しては、パイロット補間はProt,1およびP2を含むシンボルの第2の組み合わせに基づいて実行することが可能である。時刻Txにおける補間されたパイロットシンボルPcart,xはそこで、
yP1+xProt,c2 T1<Tx<Tcに対して、および
Pcart,x={
yP1rot,c1+xP2 Tc<Tx<T2に対して
式(8)
として表現することが可能である。
補間されたパイロットシンボルを発生するために用いられる、シンボルの二つの組み合わせを導出するための他の方式がまた企画されることが可能であり、そしてこれは本発明の範囲内にある。
上に示したように、極補間がまた、補間されたパイロットシンボルを得るために実行されることが可能である。第1の位相補償方式に対しては、誘導された位相変化は、位相変化が誘導される時刻における補間されたパイロットシンボル内に反映されている。線形極補間に対しては、時刻Tcにおける補間されたパイロットシンボルPpolar,cは最初に次のように決定することが可能である。
上に示したように、極補間がまた、補間されたパイロットシンボルを得るために実行されることが可能である。第1の位相補償方式に対しては、誘導された位相変化は、位相変化が誘導される時刻における補間されたパイロットシンボル内に反映されている。線形極補間に対しては、時刻Tcにおける補間されたパイロットシンボルPpolar,cは最初に次のように決定することが可能である。
Ppolar,c={(1−tc)A1+tcA2)ej{ (1-tc)θ1+tcθ2) } }
=Acpejθcp
式(9)
補間されたパイロットシンボルPpolar,cはそこで、誘導された位相変化ejθpcによって分離される2個の位相回転されたシンボルPpolar,c1およびPpolar,c2を発生するために前方および後方の両方向に回転することが可能である。
また、誘導された位相変化ejθpcは、位相変化が発生した時刻に基づいて、二つの位相回転されたシンボルPpolar,c1およびPpolar,c2に次のように分配されることが可能である。
Ppolar,c1=Acpej(θcp−tcθpc) =Acpejθcp1 および
Ppolar,c2=Acpej(θcp−tcθpc+θpc) =Acpejθcp2
式(10)
式(10)に示されるように、 Ppolar,c2は、 Ppolar,c1を、誘導された位相変化ejθpcだけ回転することによって得ることが可能である。
Ppolar,c1=Acpej(θcp−tcθpc) =Acpejθcp1 および
Ppolar,c2=Acpej(θcp−tcθpc+θpc) =Acpejθcp2
式(10)
式(10)に示されるように、 Ppolar,c2は、 Ppolar,c1を、誘導された位相変化ejθpcだけ回転することによって得ることが可能である。
T1およびTc間の時刻期間に対してパイロット補間は P1およびPpolar,c1を含むシンボルの第1の組み合わせに基づいて実行することが可能である。そしてTcおよびT2間の時刻期間に対してパイロット補間は Ppolar,c2およびP2を含むシンボルの第2の組み合わせに基づいて実行することが可能である。時刻Tx(すなわち正規化された時刻tx)における補間されたパイロットシンボルPpolar,xはそこで、
{(1−tx)A1+txAcp)}ej{ (1-tx)θ1+txθcp1) }
T1<tx<Tcに対して、および
Ppolar,x={
{(1−tx)Acp+txA2)}ej{ (1-tx)θcp2+txθ2) }
Tc<tx<T2に対して、
式(11)
として表現することが可能である。
{(1−tx)A1+txAcp)}ej{ (1-tx)θ1+txθcp1) }
T1<tx<Tcに対して、および
Ppolar,x={
{(1−tx)Acp+txA2)}ej{ (1-tx)θcp2+txθ2) }
Tc<tx<T2に対して、
式(11)
として表現することが可能である。
極補間はまた、上に記述した、時刻T1およびT2におけるパイロットシンボルP1およびP2は各々誘導された位相変化だけ回転され、そして補間されたパイロットシンボルを導出するために用いられる、第2の位相補償方式に基づいて実行することが可能である。
図6は、図2におけるパイロット処理装置228に対して使用することが可能な、パイロット処理装置228aの特定の実施例に関するブロック線図である。回復されたパイロットシンボルは、入力制御ユニット612および位相回転されたシンボル発生器614に与えられる。各回復されたパイロットシンボルPnに対して、もしも、最後に回復されたパイロットシンボルPn−1の時刻以降、位相変化が受信された信号内に誘導されていない場合は、そこで、制御ユニット612は、線形補間器616に、二つの最後に回復されたパイロットシンボルPn−1およびPnを与える。補間器616はそこで、回復されたパイロットシンボルPn−1およびPnを導出するために用いられたパイロットバーストが受信された時刻、Tn−1およびTn間の時刻期間に対する補間されたパイロットシンボルを導出する。
そうでなく、もしも、最後に回復されたパイロットシンボルの時刻以降、受信された信号内に位相変化が誘導されている場合は、そこで、位相回転されたシンボル発生器614は、誘導された位相変化の大きさθpc、および位相変化が発生した時刻Tncの表示である情報を受信する。シンボル発生器614はそこで、上に記述された方式の何れか一つを用いて、回復されたパイロットシンボルPn−1およびPn、誘導された位相変化θpc、および位相変化の時刻Tncに基づいて、位相回転されたシンボル、Pcn1およびPcn2を導出する。
もしも位相変化が誘導されて来ていれば、線形補間器616は、現在のパイロットバースト間隔の第1の部分に対するPn−1、Pcn1、および△Tnc1を与えられる。ここで、△Tnc1は、回復されたパイロットシンボルPn−1に対する時刻Tn−1および位相変化が発生した時刻Tnc間の時刻期間である(すなわち△Tnc1= Tnc− Tn−1)。線形補間器616はそこで、受信された情報に基づいてTncおよびTn−1間の時間期間に対する補間されたパイロットシンボルを導出する。続けて線形補間器616は現在のパイロットバースト間隔の第2の部分に対するPcn2、Pn、および△Tnc2を与えられる。ここで、△Tnc2は、位相変化が発生した時刻Tncおよび回復されたパイロットシンボルPnに対する時刻Tn間の時刻期間である(すなわち△Tnc2= Tn− Tnc )。線形補間器616はそこで、受信された情報に基づいてTncおよびTn間の時刻期間に対する補間されたパイロットシンボルを導出する。
濾波器618が雑音および無関係な信号を除去するために、補間されたパイロットシンボルを濾波するために用いられるかも知れない。パイロット処理装置228aはパイロット推定値を含む参照信号を与える。これらのパイロット推定値は、(1)もしも濾波が使用されない場合は、線形補間器616からの補間されたパイロット信号、あるいは(2)もしも濾波が使用される場合は、濾波器618からの濾波された補間されたパイロット信号である。
図7は、無線(たとえばIS‐856、あるいはW‐CDMA)通信システムにおけるゲーテッドパイロットに対する補間されたパイロットシンボルを導出するための処理700の実施例に関するフロー線図である。最初に、第1の時刻段階Tn−1に対する第1の回復されたパイロットシンボルPn−1、および第2の時刻段階Tnに対する第2の回復されたパイロットシンボルPnが(ゲーテッドパイロットに対して受信されたパイロットバーストに基づいて)得られる(ステップ712)。そこで受信された信号の中に位相変化が誘導されているか否かの決定がなされる(ステップ714)。もしも答えが否である場合はそこで、第1および第2の時刻段階Tn−1およびTn間の補間されたパイロットシンボルは第1および第2の回復されたパイロットシンボルPn−1、およびPnに基づいて通常の方法で導出される(ステップ716)。
そうでなく、もしも第3の時刻段階Tncにおいて、受信された信号内に位相変化が誘導されている場合はそこで、誘導された位相変化の大きさθpcが推定される(ステップ722)。第1および第2の位相回転されたシンボルPcn1、およびPcn2はそこで、第1および第2の回復されたパイロットシンボル、Pn−1およびPn、推定された誘導された位相変化θpc、および(あるいは)第3の時刻段階Tncに基づいて導出される(ステップ724)。
第1および第3の時刻段階Tn−1およびTnc間の補間されたパイロットシンボルはそこで、第1の回復されたパイロットシンボルPn−1および第1の位相回転されたシンボルPcn1に基づいて導出される(ステップ726)。同様に、第3および第2の時刻段階TncおよびTn間の補間されたパイロットシンボルは、第2の位相回転されたシンボルPcn2、および第2の回復されたパイロットシンボルPnに基づいて導出される(ステップ728)。処理は典型的には各回復されたパイロットシンボルに対して繰り返される。
以上に記述された位相補償技術はまた、複数の位相変化が二つの与えられたパイロットバースト間で受信された信号内に誘導される場合に使用することが可能である。この場合、パイロット補間は各誘導された位相変化が一度に一つづつ古いものから(in chronological order)補償されるように実行することが可能である。たとえば、もしも3個の位相変化θpc1、θpc2、およびθpc3が、時刻Tnc1、Tnc2、およびTnc3それぞれにおいて受信された信号内に、連続的に誘導された場合はそこで、時刻Tn−1およびTn間のパイロット補間は、上に記述されたように第1の位相変化θpc1のみが時刻Tnc1において発生していると仮定することによって実行することが可能である。そこで、時刻Tcn1およびTn間のパイロット補間は第2の位相変化θpc2のみが時刻Tnc2において発生していると仮定することによって実行することが可能である。そして最後に、時刻Tcn2およびTn間のパイロット補間は、第3の位相変化θpc3のみが時刻Tnc3において発生していると仮定することによって実行することが可能である。
明確のために、線形補間に対する種々の観点および実施例が上に記述されてきている。補間の種々の他の形式がまた、補間されたパイロットシンボルを導出するために使用することが可能であり、そしてこれは本発明の範囲内にある。たとえばスプライン補間が用いられるかも知れない。より高い次数の補間がまた用いられるかも知れず、そしてこれもまた本発明の範囲内にある。
ここに記述されたパイロット補間技術は種々の手段によって実行することが可能である。たとえば、これらの技術は、ハードウエア、ソフトウエア、あるいはこれらの組み合わせ内で実行されることが可能である。ハードウエア実行に対しては、パイロット補間を実行するために用いられるエレメントは、1個あるいはそれ以上の特定用途向け集積回路(ASIC:application specific integrated circuit)、ディジタル信号処理装置(DSP:digital signal processor)、ディジタル信号処理デバイス(DSPD:digital signal processing device)、プログラマブル論理デバイス(PLD:programmable logic device)、フィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA:field programmable gate array)、処理装置、制御器、マイクロ制御器、マイクロ処理装置、この中に記述された機能を実行するように設計された他の電子的ユニット、あるいはこれらの組み合わせの中で実行することが可能である。
ソフトウエア実行に対しては、この中に記述されたパイロット補間技術は、この中に記述された機能(たとえば、手順、機能等)を実行するモジュールで実行することが可能である。ソフトウエアコードは、メモリユニット(たとえば図1におけるメモリ152)内に保存され、そして処理装置(たとえば制御器150)によって実行されることが可能である。メモリユニットは処理装置の中、あるいは処理装置の外部に実現することが可能であり、いずれの場合も当業界において知られるように、種々の手段によって処理装置に通信的に結合されることが可能である。
ハードウエアおよびソフトウエア実行のために、パイロット補間の若干の部分は、ハードウエア内で実行されるかも知れず、そして若干の他の部分はソフトウエア内で実行されるかも知れない。たとえば、図6に戻って参照してソフトウエアコードは入力制御を与え(ブロック612)そして位相回転されたシンボルを発生し(ブロック614)、そして線形補間器(ブロック616)および濾波器(ブロック618)はハードウエア内で実行することが可能である。
開示された実施例に関する以上の記述は、当業界において熟練したいかなる人にも本発明を作成しあるいは使用することを可能とするために与えられる。これらの実施例に関する種々の変形は、当業界において熟練した人々には容易に明白であろうし、そしてここに定義された一般的な原理は本発明の精神あるいは範囲から逸脱することなしに、他の実施例に適用することが可能である。したがって、本発明は、この中に示された実施例に限定されることを意図したものではなく、しかし、ここに開示された原理および新規な特徴と矛盾のないもっとも広い範囲に一致すべきものである。
100…受信機ユニット、 112…アンテナ、 120…受信機、 122…低雑音増幅器(LNA)、 124…濾波器、 126…可変利得増幅器(VGA)、 128…ダウンコンバータ、 132…ディジタル変換器(ADC)、 140…ディジタル信号処理装置(DSP)、 150…制御器、 152…メモリ、 200…レイク受信機、 210…フィンガ処理装置、 212…探索器、 220…回転器、 222…PN逆拡散器、 224…デカバラー、 226…累算器、 228…パイロット処理装置、 230…データ復調器、 232…シンボル結合器、 312…データ区画、 314…パイロットバースト、 316…シグナリングバースト、 340…データフィールド、 342…送信電力制御(TPC)フィールド、 344…TFCIフィールド、 346…パイロットフィールド、 612…制御ユニット、 614…シンボル発生器、 616…補間器、 618…濾波器、 700…処理
Claims (36)
- 無線通信システムにおいてゲーテッドパイロットに対する補間されたパイロットシンボルを導出するための方法であって、
第1の時刻段階に対する第1の回復されたパイロットシンボル、および第2の時刻段階に対する第2の回復されたパイロットシンボルを取得し、
第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階における受信された信号内に誘導された位相変化を推定し、
第1および第2の回復されたパイロットシンボルおよび推定された誘導された位相変化に基づいて第1および第2の位相回転されたシンボルを導出し、
第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出し、そして
第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出する
ことを含む方法。 - さらに、
第1および第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて第3の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを導出し、そして
第1および第2の位相回転されたシンボルを導出するために第3の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを回転する
ことを含む、請求項1記載の方法。 - ここで、推定された誘導された位相変化は、第1、第2、および第3の時刻段階に基づいて第1および第2の位相回転されたシンボルに配分される、請求項2記載の方法。
- ここで、第1および第2の位相回転されたシンボルは推定された誘導された位相変化によって分離される、請求項1記載の方法。
- ここで、第1および第2の回復されたパイロットシンボルは、ゲーテッドパイロットに対して受信されたパイロットバーストに基づいて導出される、請求項1記載の方法。
- さらに、
受信信号経路内の回路セッティングの変化を検出する、そしてここで推定された誘導された位相変化は検出された回路セッティングの変化に基づいて決定される、
ことを含む、請求項1記載の方法。 - ここで、補間されたパイロットシンボルは補間に基づいて導出される、請求項1記載の方法。
- ここで、補間されたパイロットシンボルは線形補間に基づいて導出される、請求項1記載の方法。
- ここで、補間されたパイロットシンボルはカルテシアン補間に基づいて導出される、請求項1記載の方法。
- ここで、補間されたパイロットシンボルは極補間に基づいて導出される、請求項1記載の方法。
- ゲーテッドパイロット伝送方式を使用しているCDMA通信システムにおいて、受信された信号内のパイロットバーストに基づいて補間されたパイロットシンボルを導出するための方法であって、
第1および第2の時刻段階においてそれぞれ受信されたパイロットバーストに基づいて、第1および第2の回復されたパイロットシンボルを導出し、
第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階において受信された信号内に誘導される位相変化を推定し、
第1および第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて第3の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを導出し、
第1および第2の位相回転されたシンボルを導出するために推定された誘導された位相変化だけ第3の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを回転し、
第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて、そして線形補間を用いて、第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出し、そして
第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて、そして線形補間を用いて、第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出する
ことを含む方法。 - ディジタル信号処理デバイスと通信的に結合されたメモリであって、
ゲーテッドパイロットに対して受信されたパイロットバーストに基づいて導出された、第1の時刻段階に対する第1の回復されたパイロットシンボルおよび、第2の時刻段階に対する第2の回復されたパイロットシンボルを取得し、
第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階における受信された信号内に誘導された位相変化を推定し、
第1および第2の回復されたパイロットシンボルおよび推定された誘導された位相変化に基づいて第1および第2の位相回転されたシンボルを導出し、
第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出し、そして
第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出する
ためのディジタル情報を理解する能力を有する、メモリ。 - ここで、ディジタル信号処理デバイスはさらに
第1および第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて第3の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを導出し、そして
第1および第2の位相回転されたシンボルを導出するために、第3の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを回転する
ためのディジタル情報を理解する能力を有する、請求項12記載のメモリ。 - ゲーテッドパイロットに対する補間されたパイロットシンボルを導出するための計算機プログラム製品であって、
第1の時刻段階に対する第1の回復されたパイロットシンボルおよび第2の時刻段階に対する第2の回復されたパイロットシンボルを取得するためのコードと、
第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階における受信された信号内に誘導された位相変化を推定するためのコードと、
第1および第2の回復されたパイロットシンボルおよび推定された誘導された位相変化に基づいて第1および第2の位相回転されたシンボルを導出するためのコードと、
第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出するためのコードと、
第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出するためのコードと、そして
コードを保存するための計算機により使用可能な媒体と
を含む、計算機プログラム製品。 - 無線通信システム内で使用するためのパイロット処理装置であって、
第1の時刻段階に対する第1の回復されたパイロットシンボル、および第2の時刻段階に対する第2の回復されたパイロットシンボルを取得することが可能な第1のユニットと、ここで第1および第2の回復されたパイロットシンボルは、ゲーテッドパイロットに対して受信されたパイロットバーストに基づいて導出され、
第1および第2の回復されたパイロットシンボルおよび、第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階における受信された信号内に誘導された位相変化の推定値に基づいて、第1および第2の位相回転されたシンボルを導出することが可能なシンボル発生器と、そして
第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出し、そして第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出することが可能な補間器と
を含むパイロット処理装置。 - さらに、
パイロット推定値を与えるために補間されたパイロットシンボルを濾波することが可能な濾波器を含む、請求項15記載のパイロット処理装置。 - ここで、補間器は線形補間を実行することが可能な、請求項15記載のパイロット処理装置。
- ここで、無線通信システムはIS‐856 CDMA通信システムである、請求項15記載のパイロット処理装置。
- ここで、無線通信システムはcdma2000通信システムである、請求項15記載のパイロット処理装置。
- ここで、無線通信システムはW‐CDMA通信システムである、請求項15記載のパイロット処理装置。
- 複数のフィンガ処理装置を含むレイク受信機であって、各フィンガ処理装置は
逆拡散されたサンプルを与えるためにデータサンプルを受信しそして逆拡散することが可能な逆拡散器と、
データシンボルを与えるために、逆拡散されたサンプルを第1のチャネル化符号でデカバーすることが可能なデータデカバラと、
ゲーテッドパイロットに対して受信されたパイロットバーストに対する回復されたパイロットシンボルを与えるために、逆拡散されたサンプルを第2のチャネル化符号でデカバーすることが可能なパイロットデカバラと、
受信された信号内に誘導された位相変化を含む位相を有する参照信号を与えるために、回復されたパイロットシンボルを処理することが可能なパイロット処理装置と、そして
復調されたシンボルを与えるために、データシンボルを参照信号で復調することが可能なデータ復調器と
を含む、レイク受信機。 - ここで、パイロット処理装置は、
第1の時刻段階に対する第1の回復されたパイロットシンボルおよび第2の時刻段階に対する第2の回復されたパイロットシンボルを取得することが可能な第1のユニットと、
第1および第2の回復されたパイロットシンボル、および第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階における受信された信号内に誘導された位相変化の推定値に基づいて、第1および第2の位相回転されたシンボルを導出することが可能なシンボル発生器と、そして
第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出し、そして第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて、第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出することが可能な補間器と
を含む、請求項21記載のレイク受信機。 - ここで、補間器は、線形補間を用いて補間されたパイロットシンボルを導出することが可能な、請求項22記載のレイク受信機。
- ディジタル信号処理装置であって、
第1の時刻段階に対する第1の回復されたパイロットシンボルおよび第2の時刻段階に対する第2の回復されたパイロットシンボルを取得することが可能な第1のユニットと、ここで、第1および第2の回復されたパイロットシンボルはゲーテッドパイロットに対して受信されたパイロットバーストに基づいて導出され、
第1および第2の回復されたパイロットシンボルおよび、第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階において受信された信号内に誘導された位相変化の推定値に基づいて、第1および第2の位相回転されたシンボルを導出することが可能なシンボル発生器と、そして
第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出し、そして第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出することが可能な補間器と
を含む、ディジタル信号処理装置。 - 無線通信システムにおける受信機ユニットであって、
データサンプルを与えるために受信された信号を処理することが可能な受信機と、そして
複数のフィンガ処理装置を含むレイク受信機と、なお各フィンガ処理装置は信号インスタンスに対して復調されたシンボルを与えるために受信された信号内のそれぞれの信号インスタンスに対するデータサンプルを処理することが可能であり、各フィンガ処理装置は、
逆拡散されたサンプルを与えるためにデータサンプルを受信しそして逆拡散することが可能な逆拡散器と、
データシンボルを与えるために逆拡散されたサンプルを第1のチャネル化符号でデカバーすることが可能なデータデカバラと、
ゲーテッドパイロットに対して受信されたパイロットバーストに対する回復されたパイロットシンボルを与えるために、逆拡散されたサンプルを第2のチャネル化符号でデカバーすることが可能なパイロットデカバラと、
受信機内の回路変化によって、受信された信号内に誘導された位相変化を含む位相を有する参照信号を与えるために、回復されたパイロットシンボルを処理することが可能なパイロット処理装置と、そして
復調されたシンボルを与えるためにデータシンボルを参照信号で復調することが可能なデータ復調器と
を含む、受信機ユニット。 - さらに、
受信機内の回路変化の表示を与えることが可能な制御器を含む、請求項25記載の受信機ユニット。 - さらに、
受信機および組み合わせられた位相に対する複数の回路セッティングに対する表を保存することが可能なメモリを含む、請求項25記載の受信機ユニット。 - ここで、パイロット処理装置はさらに、補間されたパイロットシンボルを導出することが可能な、請求項25記載の受信機ユニット。
- 無線通信システムにおける端末であって、
データサンプルを与えるために受信された信号を処理することが可能な受信機と、そして
複数のフィンガ処理装置を含むレイク受信機と、なお各フィンガ処理装置は、信号インスタンスに対する復調されたシンボルを与えるために受信された信号内のそれぞれの信号インスタンスに対するデータサンプルを処理することが可能であり、各フィンガ処理装置は、受信機内の回路変化によって受信された信号内に誘導された位相変化を含む位相を有する参照信号を与えるために回復されたパイロットシンボルを処理することが可能なパイロット処理装置を含んでおり、
を含む端末。 - さらに、
受信機内の回路変化の表示を与えることが可能な制御器
を含む、請求項29記載の端末。 - ここで、各フィンガ処理装置はさらに線形補間を用いて補間されたパイロットシンボルを導出することが可能な、請求項29記載の端末。
- ここで、補間されたパイロットシンボルはカルテシアン補間に基づいて導出される、請求項29記載の端末。
- ここで、無線通信システムはゲーテッドパイロット伝送法式を使用しているCDMAシステムである、請求項29記載の端末。
- 無線通信システムにおける装置であって、
第1の時刻段階に対する第1の回復されたパイロットシンボルおよび第2の時刻段階に対する第2の回復されたパイロットシンボルを取得するための手段と、ここで第1および第2の回復されたパイロットシンボルはゲーテッドパイロットに対するパイロットバーストに基づいて導出され、
第1および第2の時刻段階間の第3の時刻段階における受信された信号内に誘導される位相変化を推定するための手段と、
第1および第2の回復されたパイロットシンボルおよび推定された誘導された位相変化に基づいて第1および第2の位相回転されたシンボルを導出するための手段と、
第1の回復されたパイロットシンボルおよび第1の位相回転されたシンボルに基づいて第1および第3の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出するための手段と、そして
第2の位相回転されたシンボルおよび第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて第3および第2の時刻段階間の補間されたパイロットシンボルを導出するための手段と
を含む装置。 - さらに、
第1および第2の回復されたパイロットシンボルに基づいて第3の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを導出するための手段と、および
第1および第2の位相回転されたシンボルを導出するために第3の時刻段階における補間されたパイロットシンボルを回転するための手段と
を含む、請求項34記載の装置。 - ここで、補間されたパイロットシンボルは線形補間を用いて導出される、請求項34記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US10/061,824 US7133437B2 (en) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | Pilot interpolation for a gated pilot with compensation for induced phase changes |
PCT/US2003/002909 WO2003065609A2 (en) | 2002-01-31 | 2003-01-31 | Pilot interpolation for a gated pilot with compensation for induced phase changes |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006503451A true JP2006503451A (ja) | 2006-01-26 |
JP2006503451A5 JP2006503451A5 (ja) | 2006-03-30 |
Family
ID=27610192
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003565073A Pending JP2006503451A (ja) | 2002-01-31 | 2003-01-31 | 誘導される位相変化に対する補償を備えたゲーテッドパイロットに対するパイロット補間 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7133437B2 (ja) |
JP (1) | JP2006503451A (ja) |
KR (1) | KR20040077908A (ja) |
CN (1) | CN1813415A (ja) |
AU (1) | AU2003208909A1 (ja) |
WO (1) | WO2003065609A2 (ja) |
Families Citing this family (26)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7106784B2 (en) * | 2002-01-25 | 2006-09-12 | Sasken Communication Technologies Limited | Universal rake receiver |
DE10303248B8 (de) * | 2003-01-28 | 2011-04-14 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Signalverzögerungseinrichtung und Verfahren zur dynamischen Verzögerung eines digital abgetasteten Signals |
DE60310931T2 (de) * | 2003-09-05 | 2007-10-11 | Agence Spatiale Européenne | Pilotgestütztes Trägersynchronisationsschema |
US7773702B2 (en) * | 2004-05-03 | 2010-08-10 | Qualcomm Incorporated | Gain control for a receiver in a multi-carrier communication system |
GB0421930D0 (en) * | 2004-10-01 | 2004-11-03 | Nokia Corp | Signal receiver |
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EP1821407B8 (en) | 2006-02-21 | 2009-08-26 | Frontier Silicon Limited | OFDM channel estimation systems |
GB2443869B (en) * | 2006-11-17 | 2010-05-12 | Imagination Tech Ltd | OFDM receivers |
US8676124B2 (en) | 2007-09-28 | 2014-03-18 | Qualcomm Incorporated | Scheduling based on effective target load with interference cancellation in a wireless communication system |
WO2012041337A1 (en) * | 2010-09-27 | 2012-04-05 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Technique for channel estimation in the presence of a signal phase discontinuity |
US9369252B2 (en) | 2013-01-25 | 2016-06-14 | Qualcomm Incorporated | Common reference signal phase discontinuity and sequence initialization |
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US10659112B1 (en) | 2018-11-05 | 2020-05-19 | XCOM Labs, Inc. | User equipment assisted multiple-input multiple-output downlink configuration |
US10812216B2 (en) | 2018-11-05 | 2020-10-20 | XCOM Labs, Inc. | Cooperative multiple-input multiple-output downlink scheduling |
US10756860B2 (en) | 2018-11-05 | 2020-08-25 | XCOM Labs, Inc. | Distributed multiple-input multiple-output downlink configuration |
US10432272B1 (en) | 2018-11-05 | 2019-10-01 | XCOM Labs, Inc. | Variable multiple-input multiple-output downlink user equipment |
EP3888256A4 (en) | 2018-11-27 | 2022-08-31 | Xcom Labs, Inc. | MULTIPLE INPUT AND INCOHERENT COOPERATIVE MULTIPLE OUTPUT COMMUNICATIONS |
US10756795B2 (en) | 2018-12-18 | 2020-08-25 | XCOM Labs, Inc. | User equipment with cellular link and peer-to-peer link |
US11063645B2 (en) | 2018-12-18 | 2021-07-13 | XCOM Labs, Inc. | Methods of wirelessly communicating with a group of devices |
US11330649B2 (en) | 2019-01-25 | 2022-05-10 | XCOM Labs, Inc. | Methods and systems of multi-link peer-to-peer communications |
US10756767B1 (en) | 2019-02-05 | 2020-08-25 | XCOM Labs, Inc. | User equipment for wirelessly communicating cellular signal with another user equipment |
US10686502B1 (en) | 2019-04-29 | 2020-06-16 | XCOM Labs, Inc. | Downlink user equipment selection |
US10735057B1 (en) | 2019-04-29 | 2020-08-04 | XCOM Labs, Inc. | Uplink user equipment selection |
US11411778B2 (en) | 2019-07-12 | 2022-08-09 | XCOM Labs, Inc. | Time-division duplex multiple input multiple output calibration |
US11411779B2 (en) | 2020-03-31 | 2022-08-09 | XCOM Labs, Inc. | Reference signal channel estimation |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3013763B2 (ja) | 1995-08-25 | 2000-02-28 | 日本電気株式会社 | キャリア同期ユニット |
JP3001040B2 (ja) | 1996-09-20 | 2000-01-17 | 日本電気株式会社 | Cdmaセルラーシステム用閉ループ送信機電力制御ユニット |
US5991330A (en) | 1997-06-27 | 1999-11-23 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Pub1) | Mobile Station synchronization within a spread spectrum communication systems |
JP3029031B2 (ja) | 1998-09-03 | 2000-04-04 | 日本電気株式会社 | 内挿同期検波方法と無線通信システム |
US6658050B1 (en) | 1998-09-11 | 2003-12-02 | Ericsson Inc. | Channel estimates in a CDMA system using power control bits |
US6519300B1 (en) | 1998-11-12 | 2003-02-11 | Ericsson Inc. | System and method for automatic frequency correction in a pilot symbol assisted demodulator |
KR100353338B1 (ko) * | 1999-03-17 | 2002-09-18 | 소니 가부시끼 가이샤 | 확산 스펙트럼 통신 장치 |
US6414988B1 (en) | 1999-05-12 | 2002-07-02 | Qualcomm Incorporated | Amplitude and phase estimation method in a wireless communication system |
US6570909B1 (en) * | 1999-07-09 | 2003-05-27 | Nokia Mobile Phones | Interference suppression in a CDMA receiver |
JP3419726B2 (ja) | 2000-02-03 | 2003-06-23 | 松下電器産業株式会社 | メモリ回路および同期検波回路 |
US6680727B2 (en) * | 2000-10-17 | 2004-01-20 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for canceling pilot interference in a CDMA communication system |
US7230975B2 (en) * | 2001-08-07 | 2007-06-12 | Qualcomm Incorporated | Adaptive pilot filter for a wireless communication system |
-
2002
- 2002-01-31 US US10/061,824 patent/US7133437B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-01-31 CN CNA038070308A patent/CN1813415A/zh active Pending
- 2003-01-31 AU AU2003208909A patent/AU2003208909A1/en not_active Abandoned
- 2003-01-31 JP JP2003565073A patent/JP2006503451A/ja active Pending
- 2003-01-31 WO PCT/US2003/002909 patent/WO2003065609A2/en active Application Filing
- 2003-01-31 KR KR10-2004-7011735A patent/KR20040077908A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2003065609A2 (en) | 2003-08-07 |
US20030142734A1 (en) | 2003-07-31 |
CN1813415A (zh) | 2006-08-02 |
US7133437B2 (en) | 2006-11-07 |
AU2003208909A1 (en) | 2003-09-02 |
WO2003065609A3 (en) | 2003-11-13 |
KR20040077908A (ko) | 2004-09-07 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060131 |
|
A521 | Written amendment |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A02 | Decision of refusal |
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