JP2006352423A - Voltage control oscillator - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は共振回路と増幅回路を備えて、制御電圧入力端子からの制御電圧により発振周波数を制御する電圧制御発振器に関するものである。 The present invention relates to a voltage controlled oscillator that includes a resonance circuit and an amplifier circuit and controls an oscillation frequency by a control voltage from a control voltage input terminal.
従来、電圧制御発振器の共振回路では、LC発振回路や水晶振動子などの振動子にバラクタダイオード(バリキャップダイオード)などの可変容量素子を接続し、増幅回路ではトランジスタなどの増幅用の能動素子を負性抵抗として作用させ、共振回路と増幅回路とを接続して構成される。 Conventionally, in a resonant circuit of a voltage controlled oscillator, a variable capacitance element such as a varactor diode (varicap diode) is connected to an oscillator such as an LC oscillation circuit or a crystal oscillator, and an active element for amplification such as a transistor is connected in an amplifier circuit. It acts as a negative resistance and is configured by connecting a resonance circuit and an amplifier circuit.
共振回路には、可変容量素子の接合容量を変化させるための制御電圧入力端子が設けられ、可変容量素子が逆バイアスとなるように制御電圧入力端子に制御電圧を外部から印加することで、可変容量素子の接合容量を変化させ、共振回路の合成容量を変化させて発振周波数を制御することになる。 The resonance circuit is provided with a control voltage input terminal for changing the junction capacitance of the variable capacitance element, and is variable by applying a control voltage from the outside to the control voltage input terminal so that the variable capacitance element is reverse-biased. The oscillation frequency is controlled by changing the junction capacitance of the capacitive element and changing the combined capacitance of the resonance circuit.
ここで、特許文献1を参考にした従来の電圧制御発振器の構成例を図1に示す。電圧制御発振器1は共振回路2と増幅回路3とからなる。
Here, FIG. 1 shows a configuration example of a conventional voltage controlled oscillator with reference to
共振回路2では、水晶振動子XD1の一方端に発振周波数の調整および設定用のトリマコンデンサTC1とコンデンサC2との並列回路が接続され、この並列回路の他端は接地される。このトリマコンデンサTC1の調整によりこの電圧制御発振器1の発振周波数が設計値に設定される。また、水晶振動子XD1の他方端には増幅回路3が電流遮断用のコンデンサC3を介して接続されるとともに、コンデンサC1の一端が接続される。コンデンサC1の他端にはバラクタダイオードVD1のカソードが接続され、バラクタダイオードVD1のアノードは接地される。さらに制御電圧入力端子Vcには抵抗R1とR2とからなる抵抗分圧回路が接続され、抵抗R2の他端は接地される。抵抗R1と抵抗R2との接続点は、バラクタダイオードVD1のカソードとコンデンサC1とに接続される。
In the
このような構成の電圧制御発振器1は、制御電圧入力端子Vcに、バラクタダイオードVD1を逆バイアスとするように制御電圧を印加すると、抵抗分圧回路により制御電圧が分圧され、この分圧された制御電圧がバラクタダイオードVD1に印加され、逆バイアス電圧として作用してバラクタダイオードVD1の接合容量が変化し、共振回路2の等価的なインダクタンス成分が変化して発振周波数が制御可能となるものであった。
In the voltage controlled
このような電圧制御発振器に用いられるバラクタダイオードは、通常、逆バイアス電圧が高い場合には逆バイアス電圧の変化量に対する接合容量の変化の感度が低く、逆バイアス電圧が低い場合には逆バイアス電圧の変化量に対する接合容量の変化の感度が高いといったように、逆バイアス電圧の大きさにより、逆バイアス電圧の変化量に対する接合容量の変化が非線形を示すものであった。 Varactor diodes used in such voltage controlled oscillators are usually less sensitive to changes in junction capacitance with respect to the amount of change in reverse bias voltage when the reverse bias voltage is high, and reverse bias voltage when the reverse bias voltage is low. The change in the junction capacitance with respect to the amount of change in the reverse bias voltage is non-linear depending on the magnitude of the reverse bias voltage, such that the sensitivity of the change in the junction capacitance with respect to the amount of change in voltage is high.
この非線形性は、外部の制御電圧を決定する回路(以下、外部制御電圧回路)にとっては、場合によって不要な性質であり、接合容量の変化が線形を示す性質(以下、このような性質を容量変化の直線性という。)が必要とされる場合があった。 This nonlinearity is a property that is unnecessary in some cases for a circuit that determines an external control voltage (hereinafter referred to as an external control voltage circuit), and a property in which the change in junction capacitance is linear (hereinafter, this property is referred to as a capacitance). Sometimes called linearity of change).
そこで、上述の構成例では抵抗分圧回路により制御電圧を分圧することで、逆バイアス電圧の変化範囲を狭くし、バラクタダイオードの容量変化が比較的直線性を示す範囲となるように共振回路2を構成している。
ところで、上述の構成の電圧制御発振器1では、制御電圧入力端子Vcに抵抗R1と抵抗R2とからなる抵抗分圧回路が接続されているために、制御電圧入力端子Vcから抵抗R1,抵抗R2を介して接地まで電流が流れることになる。
すると、制御電圧入力端子Vcに外部制御電圧回路が接続される場合には、外部制御電圧回路から制御電圧入力端子Vcに電流が流れ込むことになる。
By the way, in the voltage controlled
Then, when an external control voltage circuit is connected to the control voltage input terminal Vc, a current flows from the external control voltage circuit to the control voltage input terminal Vc.
しかし、外部制御電圧回路は、電圧制御発振器1の制御電圧入力端子Vcには電流の流れ込みが無いという想定の下に設計されることがあり、そのような外部制御電圧回路を制御電圧入力端子Vcに接続した場合には、外部制御電圧回路から入力される制御電圧が規定の値ではなくなり、電圧制御発振器1に異常発振が生じたり、発振信号にスプリアス成分が含まれたりする場合があった。
However, the external control voltage circuit may be designed on the assumption that no current flows into the control voltage input terminal Vc of the voltage controlled
また、抵抗分圧回路が設けられている場合には、抵抗R1や抵抗R2が熱雑音の要因となり、電圧制御発振器の位相雑音が悪化する場合もあった。 In addition, when the resistance voltage dividing circuit is provided, the resistors R1 and R2 may cause thermal noise, and the phase noise of the voltage controlled oscillator may be deteriorated.
そこで、この発明の目的は、可変容量素子に容量変化の直線性を持たせながらも、共振器の異常発振や発振信号のスプリアス成分を無くし、さらに熱雑音の発生を抑制した電圧制御発振器を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a voltage controlled oscillator that eliminates abnormal oscillation of a resonator and spurious components of an oscillation signal, and further suppresses the generation of thermal noise, while giving the variable capacitance element linearity of capacitance change. There is to do.
前記課題を解決するために、この発明の電圧制御発振器は次のような構成とする。 In order to solve the above problems, the voltage controlled oscillator according to the present invention has the following configuration.
可変容量素子を含む共振回路と、前記共振回路に接続された増幅回路と、を備え、前記可変容量素子の制御電圧を入力する制御電圧入力端子を前記共振回路に設けた電圧制御発振器において、前記共振回路は複数の前記可変容量素子を直列に接続した可変容量素子回路を備え、前記制御電圧が前記可変容量素子回路に直接印加される。 In a voltage controlled oscillator comprising: a resonance circuit including a variable capacitance element; and an amplification circuit connected to the resonance circuit, wherein a control voltage input terminal for inputting a control voltage of the variable capacitance element is provided in the resonance circuit. The resonance circuit includes a variable capacitance element circuit in which a plurality of the variable capacitance elements are connected in series, and the control voltage is directly applied to the variable capacitance element circuit.
このように電圧制御発振器では、抵抗分圧回路を設けずに、複数の可変容量素子を直列に接続した可変容量素子回路を設けることで制御電圧を分圧して、それぞれの可変容量素子に印加される分圧電圧を逆バイアス電圧とする。すると、抵抗分圧回路を必要とせずに可変容量素子の接合容量に直線性を持たせることができ、したがって制御電圧入力端子を介した電流の流れ込みが無いため、電圧制御発振器に異常発振が生じる問題や、発振信号にスプリアス成分が含まれたりする問題や、抵抗器が熱雑音の要因となり電圧制御発振器の位相雑音が悪化する問題が発生しない。 As described above, in the voltage controlled oscillator, the control voltage is divided by being provided with a variable capacitance element circuit in which a plurality of variable capacitance elements are connected in series without being provided with a resistance voltage dividing circuit, and applied to each variable capacitance element. The divided voltage is the reverse bias voltage. As a result, the junction capacitance of the variable capacitance element can be made linear without the need for a resistance voltage dividing circuit, and therefore no current flows through the control voltage input terminal, resulting in abnormal oscillation in the voltage controlled oscillator. There is no problem, no problem that the oscillation signal includes spurious components, or the problem that the resistor causes thermal noise and the phase noise of the voltage controlled oscillator deteriorates.
また、この発明の電圧制御発振器は次のような構成とする。 The voltage controlled oscillator according to the present invention has the following configuration.
前記可変容量素子はバラクタダイオードであり、前記可変容量素子回路は前記バラクタダイオードを同じ向きで直列接続したものである。 The variable capacitance element is a varactor diode, and the variable capacitance element circuit is formed by connecting the varactor diodes in series in the same direction.
このように可変容量素子としてバラクタダイオードを用いて、可変容量素子回路を構成することができる。 In this way, a variable capacitance element circuit can be configured using a varactor diode as a variable capacitance element.
このように本発明では、複数の可変容量素子を直列接続した可変容量素子回路により制御電圧を分圧することで、逆バイアス電圧の変化範囲を狭くして、可変容量素子の容量変化に直線性を持たせることができる。また、可変容量素子回路を設けることにより、抵抗器を用いて制御電圧の分圧を行う必要がなくなるために、当然に制御電圧入力端子を介した電流の流れ込みをなくして、共振器の異常発振や、発振信号のスプリアス成分を確実になくすことができる。また、抵抗器に起因する熱雑音が無くなり、それによる発振器の位相雑音特性の劣化をなくすことができる。 As described above, in the present invention, the control voltage is divided by the variable capacitance element circuit in which a plurality of variable capacitance elements are connected in series, thereby narrowing the change range of the reverse bias voltage and linearizing the capacitance change of the variable capacitance element. You can have it. In addition, the provision of the variable capacitance element circuit eliminates the need to divide the control voltage using a resistor, and naturally eliminates the flow of current through the control voltage input terminal, resulting in abnormal oscillation of the resonator. In addition, the spurious component of the oscillation signal can be reliably eliminated. Further, the thermal noise caused by the resistor is eliminated, and the deterioration of the phase noise characteristic of the oscillator due to this can be eliminated.
次に、第1の実施形態に係る電圧制御発振器について図2を参照して説明する。
図2は本実施形態の電圧制御発振器11の回路図である。この電圧制御発振器11では共振回路12と増幅回路13とを結合用のコンデンサC13により結合している。
Next, the voltage controlled oscillator according to the first embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 2 is a circuit diagram of the voltage controlled
増幅回路13は増幅段として作用するトランジスタTr11とバッファ段として作用するトランジスタTr12とを備えている。
増幅段のトランジスタTr11は、共振回路12からの共振信号をベースに入力するように構成する。また、このトランジスタTr11のベースには抵抗R11,R12,R13からなるベースバイアス回路からベースバイアス電圧を印加している。そして、このトランジスタTr11のコレクタをバッファ段のトランジスタTr12のエミッタに接続するとともに、このコレクタをバイパスコンデンサであるコンデンサC16を介して高周波的に接地し、トランジスタTr11をコレクタ接地で動作させ、トランジスタTr12をエミッタ接地で動作させている。また、トランジスタTr11のエミッタはコンデンサC17と抵抗R14とを介して接地している。また、この抵抗R14により出力電圧を得るとともに、この出力電圧をコンデンサC15を介してトランジスタTr12のベースに印加している。また、帰還用のコンデンサC14によりトランジスタTr11のエミッタからベースへと信号を帰還させている。この増幅段の増幅回路と共振回路12とでコルピッツ型を変形した発振回路を形成している。
The
The transistor Tr11 in the amplification stage is configured to input the resonance signal from the
また、バッファ段のトランジスタTr12では、そのコレクタに対してインダクタL13を介して電源電圧を印加し、ベースに抵抗R11,R12,R13からなるベースバイアス回路を接続し、トランジスタTr11のエミッタとトランジスタTr12のベース間にはコンデンサC15を接続している。このコンデンサC15を介して増幅段のトランジスタTr11からの出力電圧をバッファ段のトランジスタTr12のベースに入力するとともに、コレクタに接続されたコンデンサC18を介して発振信号を出力する。なお、コンデンサC19は高周波バイパス用コンデンサである。 In the transistor Tr12 in the buffer stage, a power supply voltage is applied to the collector via the inductor L13, a base bias circuit composed of resistors R11, R12, and R13 is connected to the base, and the emitter of the transistor Tr11 and the transistor Tr12 are connected. A capacitor C15 is connected between the bases. An output voltage from the transistor Tr11 in the amplification stage is input to the base of the transistor Tr12 in the buffer stage through the capacitor C15, and an oscillation signal is output through the capacitor C18 connected to the collector. The capacitor C19 is a high frequency bypass capacitor.
このような構成のために増幅回路13では、電源電圧端子Vb1からトランジスタTr11に対して適正なベースバイアス電流を供給することで、共振回路12による共振信号をトランジスタTr11により増幅して発振させ、その発振信号をトランジスタTr12によるバッファ段を介して出力端子Vout1より出力する。
For such a configuration, the
また共振回路12では、制御電圧入力端子Vc1に高周波バイパス用のコンデンサC11の一端とインダクタL12の一端を接続し、コンデンサC11の他端を接地し、インダクタL12の他端にバラクタダイオードVD11のカソードを接続している。バラクタダイオードVD11のアノードには、さらにバラクタダイオードVD12のカソードを接続し、このバラクタダイオードVD12のアノードは接地している。以上のバラクタダイオードVD11,VD12により本発明の可変容量素子回路14を形成している。また、バラクタダイオードVD11のカソードにはLC共振回路のキャパシタンス兼DCカット用として作用するコンデンサC12を接続しており、このコンデンサC12を、LC共振回路のインダクタンスとして主に作用するインダクタL11を介して接地している。また、コンデンサC12とインダクタL11との接続点は増幅回路13との結合用のコンデンサC13に接続している。
In the
このように本実施形態では、共振回路12はインダクタンスとキャパシタンスが並列に接続された並列LC共振回路となっており、インダクタL11によるインダクタンスと,コンデンサC12、バラクタダイオードVD11,VD12の合成キャパシタンス(合成容量)とにより共振周波数が定まる。
Thus, in the present embodiment, the
この共振回路12では、バラクタダイオードVD11,VD12を略同一の特性を示す素子とし、バラクタダイオードVD11のアノードとバラクタダイオードVD12のカソードとを接続することで、それぞれを直列でカソードとアノードの向きが同方向となるように接続した可変容量素子回路14とし、この可変容量素子回路14の両端に制御電圧を印加している。
In the
すると、各バラクタダイオードVD11,VD12にはそれぞれ、制御電圧をバラクタダイオードの数(ここでは、2である。)で割った電圧が逆バイアス電圧として印加されることになり、逆バイアス電圧の変化範囲が狭くなり、各バラクタダイオードVD11,VD12の接合容量の変化が比較的直線性を示すようになる。ここで示したように複数のバラクタダイオードの特性を略同一とすることで、各バラクタダイオードVD11,VD12の容量変化の直線性を改善するとともに、各バラクタダイオードVD11,VD12の設定をより容易なものにし、電圧制御発振器11の回路設計に貢献できる。
Then, a voltage obtained by dividing the control voltage by the number of varactor diodes (here, 2) is applied as a reverse bias voltage to each of the varactor diodes VD11 and VD12. Becomes narrow, and the change in the junction capacitance of each of the varactor diodes VD11 and VD12 becomes relatively linear. As shown here, the characteristics of the varactor diodes VD11 and VD12 are improved by making the characteristics of the plurality of varactor diodes substantially the same, and the setting of the varactor diodes VD11 and VD12 is easier. Thus, the circuit design of the voltage controlled
なお、これら複数のバラクタダイオードの特性は、必ずしも略同一である必要は無く、その同一で無い場合であっても、バラクタダイオードVD11,VD12を直列に接続して可変容量素子回路14としているために、それぞれのバラクタダイオードVD11,VD12に印加される逆バイアス電圧がそれぞれの接合容量に従って分圧される。これにより、バラクタダイオードVD11,VD12の接合容量の変化の直線性を改善した電圧制御発振器を提供できる。
The characteristics of the plurality of varactor diodes are not necessarily substantially the same, and even if they are not the same, the varactor diodes VD11 and VD12 are connected in series to form the variable
また、本実施形態ではバラクタダイオードに印加する逆バイアス電圧を小さくするために可変容量素子回路14を用いるために、抵抗分圧回路が必要でなく、制御電圧入力端子Vc1から制御電圧を入力したとしても、制御電圧入力端子Vc1を介して電流が流れ込むことが無くなる。
In the present embodiment, since the variable
これにより、制御電圧入力端子Vc1に接続される外部制御電圧回路によって、電圧制御発振器11が異常発振することや発振信号にスプリアス成分が含まれることを確実に防ぐことができ、また、この共振回路12には抵抗器が含まれていないために熱雑音の発生も抑制でき、位相雑音の発生を抑制できる。
Thereby, the external control voltage circuit connected to the control voltage input terminal Vc1 can surely prevent the voltage controlled
また例えば、外部制御電圧回路としてPLL回路のチャージポンプを用い、制御電圧入力端子Vc1にチャージポンプ端子を接続した場合、通常、PLL回路から制御電圧入力端子Vc1に1nA以上の電流が流れてしまうとPLL回路におけるリファレンスリーク性能が悪化し異常発振の要因となるが、本実施形態のように制御電圧入力端子Vc1を介した電流の流れ込みがないようにすることで、このリファレンスリーク性能の悪化を抑制できる。 Further, for example, when a charge pump of a PLL circuit is used as the external control voltage circuit and the charge pump terminal is connected to the control voltage input terminal Vc1, normally, a current of 1 nA or more flows from the PLL circuit to the control voltage input terminal Vc1. Although the reference leak performance in the PLL circuit deteriorates and causes abnormal oscillation, the deterioration of the reference leak performance is suppressed by preventing the current from flowing through the control voltage input terminal Vc1 as in the present embodiment. it can.
また従来、例えば1000MΩ以上の高抵抗な抵抗器で分圧を行ってもリファレンスリークを抑制できたが、このような場合には、この高抵抗な抵抗器のサイズが非常に大きくなってしまうため、例えばICなどの電子部品として実現するにはコスト的にもサイズ的にも現実的ではなかった。 Conventionally, for example, the reference leak can be suppressed even if the voltage is divided by a high-resistance resistor of 1000 MΩ or more. However, in such a case, the size of the high-resistance resistor becomes very large. For example, it is not practical in terms of cost and size to be realized as an electronic component such as an IC.
一方で、本実施形態のように可変容量素子回路14で分圧を行う電圧制御発振器11を用いれば、リファレンスリークを抑制し、コスト的にもサイズ的にも現実的な、例えばICなどの電子部品として非常に小型化した電圧制御発振器11を実現できる。
On the other hand, if the voltage controlled
なお、ここで示した増幅回路13は、本発明の実施においては必ずしもこの構成に限られることは無く、増幅回路13の構成により本発明は限定されるものではない。例えば、増幅回路13に備えるトランジスタとして、制御端子を「ベース」、電流被制御端子を「コレクタ」とするバイポーラトランジスタを以上の説明では用いたが、これに代えて、制御端子を「ゲート」、電流被制御端子を「ドレイン」とするユニポーラトランジスタ(FET)を用いてもよく、またコルピッツ型以外の発振回路を構成しても良い。
The
また、本発明の可変容量素子として、主にバラクタダイオードを用いて説明したが、これに変えて、容量変化の直線性があまりよくない別種の可変容量素子を用いてもよい。 Further, although the varactor diode has been mainly described as the variable capacitance element of the present invention, another type of variable capacitance element in which the linearity of the capacitance change is not so good may be used instead.
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。ここで図3に本実施形態の電圧制御発振器を示す。 Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 shows the voltage controlled oscillator of this embodiment.
図3は本実施形態の電圧制御発振器21の回路図である。この電圧制御発振器21では共振回路22と増幅回路23とを結合用のコンデンサC23により結合している。なお、本実施形態の増幅回路23は、前述の第1の実施形態の増幅回路13とほぼ同様な構成であり、ここでは説明を省く。また、本実施形態の共振回路22は、前述の第1の実施形態の共振回路12と類似した構成とし、可変容量素子回路24がより多くの可変容量素子を直列接続してなる点で主に異なる。
FIG. 3 is a circuit diagram of the voltage controlled
共振回路22では、制御電圧入力端子Vc2に高周波バイパス用のコンデンサC21の一端とインダクタL22の一端を接続し、コンデンサC21の他端を接地し、インダクタL22の他端にバラクタダイオードVD21のカソードを接続している。バラクタダイオードVD21のアノードには、さらにバラクタダイオードVD22のカソードを接続し、このバラクタダイオードVD22のアノードには、さらにバラクタダイオードVD23のカソードを接続し、このバラクタダイオードVD23のアノードは接地している。以上のバラクタダイオードVD21,VD22,VD23により本発明の可変容量素子回路24を形成している。また、バラクタダイオードVD21のカソードにはLC共振回路のキャパシタンス兼DCカット用として作用するコンデンサC22を接続しており、このコンデンサC22を、LC共振回路のインダクタンスとして主に作用するインダクタL21を介して接地している。また、コンデンサC22とインダクタL21との接続点は増幅回路23との結合用のコンデンサC23に接続している。
In the
このように本実施形態では、共振回路22と増幅回路23とを接続し、共振回路22に可変容量素子であるバラクタダイオードVD21,VD22,VD23を設け、さらに制御電圧入力端子Vc2を設けているために、制御電圧入力端子Vc2に制御電圧が印加されることで各バラクタダイオードVD21,VD22,VD23のそれぞれの接合容量が変化し、それぞれの接合容量とコンデンサC22との合成容量によりこの共振回路22の発振周波数が定まる。
As described above, in this embodiment, the
また、共振回路22では、バラクタダイオードVD21,VD22,VD23を直列でカソードとアノードの向きが同方向となるように接続した可変容量素子回路24とし、この可変容量素子回路24の両端に制御電圧を印加している。このように、より多くの可変容量素子を直列に接続することで、逆バイアス電圧の変化範囲をより狭くし、各バラクタダイオードの容量変化の直線性をさらに改善することができる。
In the
さらに、各バラクタダイオードVD21,VD22,VD23が略同一の特性を示す場合には、制御電圧をバラクタダイオードの数(ここでは、3である。)で割った電圧が逆バイアス電圧としてそれぞれのバラクタダイオードVD21,VD22,VD23に印加されることになり、逆バイアス電圧の変化範囲が狭くなり、制御電圧の操作に対する各バラクタダイオードVD21,VD22,VD23の容量変化の直線性が向上する。ここで示したように複数のバラクタダイオードの特性を略同一とすることで、各素子の設定がより容易になり、回路設計に貢献できる。 Further, when the varactor diodes VD21, VD22, and VD23 exhibit substantially the same characteristics, the voltage obtained by dividing the control voltage by the number of varactor diodes (here, 3) is used as each reverse varactor diode. Since it is applied to VD21, VD22, VD23, the change range of the reverse bias voltage is narrowed, and the linearity of the capacitance change of each varactor diode VD21, VD22, VD23 with respect to the control voltage operation is improved. By making the characteristics of the plurality of varactor diodes substantially the same as shown here, the setting of each element becomes easier and it can contribute to circuit design.
また、各バラクタダイオードVD21,VD22,VD23が略同一の特性では無い場合であっても、バラクタダイオードVD21,VD22,VD23を直列に接続して可変容量素子回路24としているために、それぞれのバラクタダイオードVD21,VD22,VD23に印加される逆バイアス電圧がそれぞれの接合容量に従って分圧され、バラクタダイオードVD21,VD22,VD23の接合容量の変化に直線性を持たせることができる。
Even if the varactor diodes VD21, VD22, and VD23 do not have substantially the same characteristics, the varactor diodes VD21, VD22, and VD23 are connected in series to form the variable
このように本実施形態ではバラクタダイオードに印加する逆バイアス電圧を小さくするために可変容量素子回路24を用いるために、抵抗分圧回路が必要でなく、制御電圧入力端子Vc2から制御電圧を入力したとしても、制御電圧入力端子Vc2を介して電流が流れ込むことが無くなる。
As described above, in this embodiment, since the variable
これにより、制御電圧入力端子Vc2に接続される外部制御電圧回路によって、電圧制御発振器21が異常発振することや発振信号にスプリアス成分が含まれることを確実に防ぐことができ、また、この共振回路22には抵抗器が含まれていないために熱雑音の発生も抑制でき、位相雑音の発生を抑制できる。
As a result, the external control voltage circuit connected to the control voltage input terminal Vc2 can reliably prevent the voltage controlled
次に、本発明の第3の実施形態について説明する。ここで図4に本実施形態の電圧制御発振器を示す。 Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 4 shows the voltage controlled oscillator of this embodiment.
図4は本実施形態の電圧制御発振器31の回路図である。この電圧制御発振器31は共振回路32と増幅回路33とを結合用のコンデンサC33により結合している。
FIG. 4 is a circuit diagram of the voltage controlled
なお、本実施形態の増幅回路33は、前述の第1の実施形態の増幅回路13とほぼ同様な構成であり、ここでは説明を省く。
Note that the
また、本実施形態において共振回路32は、インダクタンスとキャパシタンスが直列に接続された直列LC共振回路となっており、インダクタL31によるインダクタンスと,バラクタダイオードVD31,VD32,VD33の合成キャパシタンス(合成容量)とにより、共振周波数が定まる。このように共振回路32が直列LC共振回路である点で上述の実施形態とは異なる。
In this embodiment, the
共振回路32では、制御電圧入力端子Vc3に高周波バイパス用のコンデンサC31の一端とインダクタL32の一端を接続し、コンデンサC31の他端を接地し、インダクタL32の他端にバラクタダイオードVD31のカソードを接続している。バラクタダイオードVD31のアノードには、さらにバラクタダイオードVD32のカソードを接続し、このバラクタダイオードVD32のアノードには、さらにバラクタダイオードVD33のカソードを接続し、このバラクタダイオードVD33のアノードは接地している。以上のバラクタダイオードVD31,VD32,VD33により本発明の可変容量素子回路34を形成し、これらの合成容量がLC共振回路のキャパシタンスとして主に作用する。また、バラクタダイオードVD31のカソードには、LC共振回路のインダクタンスとして主に作用するインダクタL31を接続している。また、インダクタL31の他端は増幅回路33との結合用兼DCカット用のコンデンサC33に接続している。
In the
このように本実施形態では、バラクタダイオードに印加する逆バイアス電圧を小さくするための抵抗分圧回路を必要としないために、制御電圧入力端子Vc3から制御電圧を入力したとしても、制御電圧入力端子Vc3を介して電流が流れ込むことが無くなる。 Thus, in this embodiment, since a resistance voltage dividing circuit for reducing the reverse bias voltage applied to the varactor diode is not required, even if the control voltage is input from the control voltage input terminal Vc3, the control voltage input terminal No current flows through Vc3.
これにより、制御電圧入力端子Vc3に接続される外部制御電圧回路によって、電圧制御発振器31が異常発振することや発振信号にスプリアス成分が含まれることを確実に防ぐことができ、また、この共振回路32には抵抗器が含まれていないために熱雑音の発生も抑制でき、位相雑音の発生を抑制できる。
As a result, the external control voltage circuit connected to the control voltage input terminal Vc3 can reliably prevent the voltage controlled
次に、本発明の第4の実施形態について説明する。ここで図5に本実施形態の電圧制御発振器を示す。 Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 5 shows the voltage controlled oscillator of this embodiment.
図5は本実施形態の電圧制御発振器41の回路図である。この電圧制御発振器41は共振回路42と増幅回路43とを結合用のコンデンサC43により結合している。
FIG. 5 is a circuit diagram of the voltage controlled
なお、本実施形態の増幅回路43は、前述の第1の実施形態の増幅回路13とほぼ同様な構成であり、ここでは説明を省く。
Note that the
また、本実施形態の共振回路42は、前述の第3の実施形態の共振回路32と類似した構成とし、インダクタL41を可変容量素子回路44と接地との間に直列接続している点で主に異なる。
The
共振回路42では、制御電圧入力端子Vc4に高周波バイパス用のコンデンサC41の一端とインダクタL42の一端を接続し、コンデンサC41の他端を接地し、インダクタL42の他端にバラクタダイオードVD41のカソードを接続している。バラクタダイオードVD41のアノードには、さらにバラクタダイオードVD42のカソードを接続し、このバラクタダイオードVD42のアノードには、LC共振回路のインダクタンスとして主に作用するインダクタL41の一端を接続し、このインダクタL41の他端は接地している。上記のバラクタダイオードVD41,VD42により本発明の可変容量素子回路44を形成し、これらの合成容量がLC共振回路のキャパシタンスとして主に作用する。また、バラクタダイオードVD41のカソードは増幅回路43との結合用兼DCカット用のコンデンサC43に接続している。
In the
このように本実施形態では、可変容量素子回路44の一端を制御電圧入力端子Vc4にインダクタL42を介して接続し、可変容量素子回路44の他端をインダクタL41を介して接地している。
Thus, in the present embodiment, one end of the variable
また、本実施形態ではバラクタダイオードに印加する逆バイアス電圧を小さくするための抵抗分圧回路を必要としないために、制御電圧入力端子Vc4から制御電圧を入力したとしても、制御電圧入力端子Vc4を介して電流が流れ込むことが無くなる。 In the present embodiment, since a resistance voltage dividing circuit for reducing the reverse bias voltage applied to the varactor diode is not required, even if the control voltage is input from the control voltage input terminal Vc4, the control voltage input terminal Vc4 is Current does not flow through.
これにより、制御電圧入力端子Vc4に接続される外部制御電圧回路によって、電圧制御発振器41が異常発振することや発振信号にスプリアス成分が含まれることを確実に防ぐことができ、また、この共振回路42には抵抗器が含まれていないために熱雑音の発生も抑制でき、位相雑音の発生を抑制できる。
As a result, the external control voltage circuit connected to the control voltage input terminal Vc4 can reliably prevent the voltage controlled
以上の各実施形態で示したように本発明は多様な構成のLC共振回路に適用でき、またここでは特に示していないがLC共振回路ではなく水晶振動子など他の構成を用いた共振回路にも適用できる。可変容量素子回路により分圧を行うことで本発明は実施できる。 As described in the above embodiments, the present invention can be applied to LC resonance circuits having various configurations, and although not specifically shown here, the present invention is not limited to an LC resonance circuit but a resonance circuit using another configuration such as a crystal resonator. Is also applicable. The present invention can be implemented by performing voltage division using a variable capacitance element circuit.
1,11,21,31,41,51−電圧制御発振器
2,12,22,32,42,52−共振回路
3,13,23,33,43,53−増幅回路
14,24,34,44,54−可変容量素子回路
1,11,21,31,41,51-Voltage controlled
Claims (2)
前記共振回路は複数の前記可変容量素子を直列に接続した可変容量素子回路を備え、
前記制御電圧が前記可変容量素子回路に直接印加される電圧制御発振器。 In a voltage controlled oscillator comprising a resonance circuit including a variable capacitance element, and an amplification circuit connected to the resonance circuit, wherein a control voltage input terminal for inputting a control voltage of the variable capacitance element is provided in the resonance circuit.
The resonant circuit includes a variable capacitance element circuit in which a plurality of the variable capacitance elements are connected in series,
A voltage controlled oscillator in which the control voltage is directly applied to the variable capacitance element circuit.
前記可変容量素子回路は前記バラクタダイオードを同じ向きで直列接続したものである請求項1に記載の電圧制御発振器。 The variable capacitance element is a varactor diode;
2. The voltage controlled oscillator according to claim 1, wherein the variable capacitance element circuit is formed by connecting the varactor diodes in series in the same direction.
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- 2005-06-15 JP JP2005174852A patent/JP2006352423A/en active Pending
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