JP2006314059A - Semiconductor device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体装置に関し、特にCMOSを構成するNMOSトランジスタ及びPMOSトランジスタの製造プロセス毎に生じる素子特性のばらつきに起因して発生するDCオフセットを除去するとともにゲイン制御を行う増幅回路を構成する半導体装置に関する。 The present invention relates to a semiconductor device, and in particular, a semiconductor that constitutes an amplifier circuit that removes a DC offset generated due to variations in element characteristics generated in each manufacturing process of an NMOS transistor and a PMOS transistor constituting a CMOS and controls gain. Relates to the device.
近年、デジタル信号処理技術の進歩に伴ったデジタル機器製造の増大に応じて、デジタル機器内部に設けられた半導体装置において、CMOS集積回路が大幅に使用されるようになっている。ところが、高周波信号、映像信号、音声信号等は、アナログ信号として処理するほうが容易な場合もあり、またA/D変換回路、D/A変換回路、クロック発振回路等を実現するためにはアナログ信号処理が必要である。 2. Description of the Related Art In recent years, CMOS integrated circuits have come to be used greatly in semiconductor devices provided in digital devices in accordance with the increase in digital device manufacturing accompanying the advancement of digital signal processing technology. However, high-frequency signals, video signals, audio signals, etc. may be easier to process as analog signals, and in order to realize A / D conversion circuits, D / A conversion circuits, clock oscillation circuits, etc., analog signals Processing is required.
CMOSインバータ回路を使用した増幅回路は、簡素な構成で高利得性能が得られるため、上述したアナログ信号処理の回路に適している。然るに、出力DCバイアスを最適状態で使用するには、CMOSインバータ回路を構成するNMOSトランジスタとPMOSトランジスタの閾値電圧、飽和電流等の動作パラメータが完全に一致する必要があるが、製造上NMOSトランジスタとPMOSトランジスタの動作パラメータを完全に一致させることは不可能であり、回路上の工夫が必要である。 An amplifier circuit using a CMOS inverter circuit is suitable for the above-described analog signal processing circuit because high gain performance can be obtained with a simple configuration. However, in order to use the output DC bias in an optimum state, it is necessary that the operating parameters such as the threshold voltage and saturation current of the NMOS transistor and the PMOS transistor constituting the CMOS inverter circuit are completely the same. It is impossible to make the operating parameters of the PMOS transistors completely coincide with each other, and it is necessary to devise a circuit.
特許文献1には、CMOSインバータ回路の出力DCバイアスを最適なバイアス状態にできるようにした増幅回路の一例が開示されている。図12は、特許文献1に開示された増幅回路の回路図を引用したものである。この増幅回路は、NMOSトランジスタとPMOSトランジスタCMOSインバータ回路の動作電流をPMOSトランジスタ21のゲートに与える制御電圧VC23により、CMOSインバータを構成するNMOSトランジスタ2とPMOSトランジスタ3に流れる動作電流を制御することができる。そして、NMOSトランジスタ2とPMOSトランジスタ3の閾値電圧、飽和電流等の動作パラメータが製造上バラツキ等の理由により一致しないため、同一形状のCMOSインバータ回路22、15,16,17の出力DCバイアスの最適なバイアス状態(例えばGND電圧とVDD電圧の中間電圧)からの誤差であるDCオフセットを検出し、これを最小とするようにNMOSトランジスタ17のゲート電圧を設定し、この電圧を先のCMOSインバータ2,3,21,13を構成するNMOSトランジスタ13のゲート電圧に与えることで、CMOSインバータ2,3,21,13の出力DCバイアスを最適なバイアス状態としている。
特許文献1で開示されている増幅回路の一例では、出力バイアス電位を最適値に設定しバイアス電流を可変とすることでアンプのゲイン調整が可能であるが、ゲインを小さく設定するには動作電流を少なくする必要がある。入力信号の電流値が大きい状況でゲインを小さくするとバイアス電流が小さくなり、出力信号の歪みが増大するため、RFシステムの増幅器に使用した場合、混変調特性が劣化する等の特性悪化を生じることが懸念される。また、ノイズ及び歪みを低減するために動作電流を多く流す場合、構成するMOSトランジスタのサイズを大きくする必要があり寄生容量が増大する。寄生容量が増大すると、寄生容量と負荷抵抗とによって構成されるLPFのカットオフ周波数が減少され、結果として使用可能な周波数帯域が制限されるという問題点があった。
In the example of the amplifier circuit disclosed in
そこで、本発明は、上述した従来の実情に鑑みて提案されたものであり、DCオフセットを除去するとともにゲイン制御を可能とし、カットオフ周波数を上昇して動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成する半導体装置を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention has been proposed in view of the above-described conventional situation, and an amplifier circuit that can remove a DC offset and enable gain control, and can increase the cut-off frequency and relax the operating frequency band limitation. An object of the present invention is to provide a semiconductor device.
上述した目的を達成するために、本発明に係る半導体装置は、交流信号電圧が入力される入力端子と、PMOSトランジスタと、第1のNMOSトランジスタと、該PMOSトランジスタの電源電圧側に接続されたバイアス電流供給回路と、該第1のNMOSトランジスタの接地側に接続された第2のNMOSトランジスタと、DCオフセットを除去するように該第2のNMOSトランジスタのゲート電圧値を可変にするDCオフセット補正回路とを有するCMOSインバータ回路と、第1の制御電圧がゲートに供給される第3のNMOSトランジスタと、第2の制御電圧がゲートに供給されソースが第3のNMOSトランジスタのドレインに接続された第4のNMOSトランジスタとを有するゲート接地回路と、PMOSトランジスタのドレインと第1のNMOSトランジスタのドレインの接続点と、第3のNMOSトランジスタのドレインと第4のNMOSトランジスタのソースとの接続点との間に接続されたコンデンサと、第4のNMOSトランジスタのドレインと電源電圧の間に接続された負荷回路と、第4のNMOSトランジスタのドレインと上記負荷回路の接続点に接続される出力端子とを備え、CMOSインバータ回路のコンダクタンスとゲート接地回路のコンダクタンスを独立して設定することでゲイン制御を可能とし、また、CMOSインバータの出力インピーダンスをゲート接地回路のコンダクタンス値により低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスより定まるカットオフ周波数を上昇させて、動作周波数帯域制限を緩和できる。 In order to achieve the above-described object, a semiconductor device according to the present invention is connected to an input terminal to which an AC signal voltage is input, a PMOS transistor, a first NMOS transistor, and a power supply voltage side of the PMOS transistor. DC offset correction that makes the gate voltage value of the second NMOS transistor variable so as to remove the DC offset, the bias current supply circuit, the second NMOS transistor connected to the ground side of the first NMOS transistor A CMOS inverter circuit having a circuit, a third NMOS transistor to which the first control voltage is supplied to the gate, a second control voltage to the gate, and a source connected to the drain of the third NMOS transistor A grounded gate circuit having a fourth NMOS transistor and a PMOS transistor; And a capacitor connected between a connection point of the drain of the first NMOS transistor and a connection point of the drain of the third NMOS transistor and the source of the fourth NMOS transistor, and a drain of the fourth NMOS transistor And a load circuit connected between the power supply voltage, a drain of the fourth NMOS transistor, and an output terminal connected to the connection point of the load circuit, the conductance of the CMOS inverter circuit and the conductance of the gate ground circuit are independent. The gain control is possible by setting the output impedance, and the output frequency of the CMOS inverter is set lower by the conductance value of the grounded gate circuit, so that the cutoff frequency determined by the parasitic capacitance and the output impedance is increased and the operating frequency is increased. Bandwidth limitation can be relaxed.
CMOSインバータ回路は、第1のNMOSトランジスタの接地側にバイアス電流供給回路が接続され、第1のPMOSトランジスタの電源電圧側に第2のPMOSトランジスタが接続され、DCオフセット補正回路が第2のPMOSトランジスタのゲート電圧値を可変にする構成にすることもできる。 In the CMOS inverter circuit, the bias current supply circuit is connected to the ground side of the first NMOS transistor, the second PMOS transistor is connected to the power supply voltage side of the first PMOS transistor, and the DC offset correction circuit is the second PMOS. A configuration in which the gate voltage value of the transistor can be made variable is also possible.
また、ゲート接地回路は、第1の制御電圧がゲートに供給される第3のPMOSトランジスタと、第2の制御電圧がゲートに供給されソースが第3のPMOSトランジスタのドレインに接続された第4のPMOSトランジスタとを有する構成とすることもできる。 The grounded gate circuit includes a third PMOS transistor to which the first control voltage is supplied to the gate, and a fourth PMOS transistor to which the second control voltage is supplied to the gate and the source is connected to the drain of the third PMOS transistor. The PMOS transistor can also be configured.
本発明に係る半導体装置は、CMOSインバータ回路のコンダクタンスとゲート接地回路のコンダクタンスとを互いに独立して設定することでゲイン制御が可能である。またこれにより、大入力信号時に利得を小さくする場合であっても出力信号の歪みが増大することなく、RFシステムの増幅回路に使用した場合の混変調特性の劣化を回避することができる。また、CMOSインバータ回路の出力インピーダンスをゲート接地回路のコンダクタンス値に応じて低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスより定まるカットオフ周波数を上昇でき、動作周波数帯域制限を緩和することができる。 The semiconductor device according to the present invention can perform gain control by setting the conductance of the CMOS inverter circuit and the conductance of the gate ground circuit independently of each other. This also prevents degradation of the intermodulation characteristics when used in an amplifier circuit of an RF system without increasing the distortion of the output signal even when the gain is reduced at the time of a large input signal. Also, by setting the output impedance of the CMOS inverter circuit low according to the conductance value of the grounded gate circuit, the cutoff frequency determined by the parasitic capacitance and the output impedance can be increased, and the operating frequency band limitation can be relaxed.
また、本発明に係る半導体装置は、負荷手段としてMOSトランジスタを用いた可変式としてゲート接地回路のバイアス電流と負荷手段の電流をDCオフセット補正手段において自動制御することにより出力端のバイアスが所定の値に定まり、最適な動作を実現することができる。また、負荷手段としてMOSトランジスタを用いた可変式負荷としてゲート接地回路のバイアス電流と負荷手段の電流値を制御することで、出力端におけるバイアス電流が所定の値に定まり、最適な動作を実現することができる。 In addition, the semiconductor device according to the present invention is configured such that the bias current of the grounded gate circuit and the current of the load means are automatically controlled by the DC offset correction means as a variable type using a MOS transistor as the load means, so that the bias of the output terminal is predetermined. The value is determined and an optimum operation can be realized. Also, by controlling the bias current of the gate grounding circuit and the current value of the load means as a variable load using a MOS transistor as the load means, the bias current at the output terminal is set to a predetermined value, thereby realizing an optimum operation. be able to.
以下、本発明の具体例について図面を参照して詳細に説明する。図1〜図11は、DCオフセットを除去するとともにゲイン制御を可能としカットオフ周波数を上昇して動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成する半導体装置を説明する図である。 Hereinafter, specific examples of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 to FIG. 11 are diagrams for explaining a semiconductor device that constitutes an amplifier circuit that removes a DC offset, enables gain control, raises a cutoff frequency, and relaxes an operating frequency band limitation.
本発明の第1の具体例として示す半導体装置100は、図1に示すように、交流信号電圧Vinが入力される入力端子101と、PMOSトランジスタ103と、第1のNMOSトランジスタ104と、PMOSトランジスタ103の電源電圧(以下、VDDという。)側に接続されたバイアス電流供給回路102と、第1のNMOSトランジスタ104の接地(以下、GNDという。)側に接続された第2のNMOSトランジスタ105と、第2のNMOSトランジスタ105のゲートに最適な電圧を供給するDCオフセット補正回路106とで構成されたDCオフセット補正機能を備えたCMOSインバータ回路107を有する。
As shown in FIG. 1, a
また、半導体装置100は、入力端子114からゲートに制御電圧Vg1が供給される第3のNMOSトランジスタ113と、入力端子112からゲートに制御電圧Vg2が供給されソースが第3のNMOSトランジスタ113のドレインに接続された第4のNMOSトランジスタ111を備えたゲート接地回路115を有する。
In the
そして、半導体装置100は、PMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点と、第3のNMOSトランジスタ113のドレインと第4のNMOSトランジスタ111のソースの接続点との間にコンデンサ108が接続されている。また、第4のNMOSトランジスタ111のドレインとVDDの間には、負荷回路109が接続されており、第4のNMOSトランジスタ111のドレインと負荷回路109の接続点に出力端子110が接続され出力電圧Voutが出力される。
The
なお、負荷回路109は、抵抗等の受動素子のほかMOSトランジスタ等のアクティブ負荷を使用することもできる。この場合、CMOSインバータ回路107では、バイアス電流供給回路102により最適なバイアス電流Id1が、また第2のNMOSトランジスタ105のゲートにはDCオフセット補正回路106により最適な電圧が設定されている。DCオフセット補正回路106において設定されたVn1は、下式(1)の条件を満たしている。
The
また、PMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点からの出力交流電流i0は、下式(2)に示すようになり、これはバイアス電流Id1によって制御することができることがわかる。
The output AC current i0 from the connection point between the drain of the
i0は、コンデンサ108を介して第4のNMOSトランジスタ111のソース及び第3のNMOSトランジスタ113のドレインに供給される。i0は、第4のNMOSトランジスタ111及び第3のNMOSトランジスタ113のバイアス電流Id2により定まる第4のNMOSトランジスタ111のソースコンダクタンスgm2及び第3のNMOSトランジスタ113のドレインコンダクタンスgd1により分流されて、負荷回路109に供給されて出力端子110から電圧Voutとして出力される。
i 0 is supplied to the source of the
ここで、第4のNMOSトランジスタ111が飽和領域動作、また第3のNMOSトランジスタ113が3極管領域動作となるように、第4のNMOSトランジスタ111のソース及び第3のNMOSトランジスタ113のドレインの接続点の電位Vsを下式(3)の電圧条件を満たして決定する。
Here, the source of the
gm2及びgd1は、制御電圧Vg1及びVg2により、下式(4)により制御される。 gm2 and gd1 are controlled by the following expression (4) by the control voltages Vg1 and Vg2.
このように、半導体装置100は、CMOSインバータ回路107のコンダクタンスとゲート接地回路115のコンダクタンスをそれぞれ独立して設定することによりゲイン制御を可能とし、CMOSインバータの出力インピーダンスをゲート接地回路のコンダクタンス値に応じて低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスより定まるカットオフ周波数とを上昇させ、動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成している。
Thus, the
なお、CMOSインバータ回路107のVDD側にバイアス電流供給回路102を接続し、GND側に第2のNMOSトランジスタ105とDCオフセット補正回路106を接続しているが、逆に、GND側にバイアス電流供給回路102を接続し、VDD側にPMOSトランジスタ103とDCオフセット補正回路106とを接続することでも同様の作用を実現できる。また、半導体装置100は、ゲート接地回路115を2つのNMOSトランジスタを備え、これと電源Vddとの間に負荷回路109を挿入する回路構成としているが、ゲート接地回路115を2つのPMOSトランジスタで構成し、これとGNDとの間に負荷回路を接続することでも同様の作用を実現できる。
Note that the bias
続いて、第1の具体例として示す半導体装置100において小信号の場合の動作を、図2を用いて説明する。
Next, an operation in the case of a small signal in the
CMOSインバータ回路107において、入力端子101の交流信号電圧Vinは、変換係数gm0で電流i0に変換され、コンデンサ108を介して第4のNMOSトランジスタ111のソースと第3のNMOSトランジスタ113のドレインに供給される。
In the
i0は、第3のNMOSトランジスタ113において、gd1と第4のNMOSトランジスタ111のソースと第3のNMOSトランジスタ113のドレインの接続点に発生する交流電圧vsにより定まる交流電流i1と、第4のNMOSトランジスタ111においてgm2とvsにより定まる交流電流i2により、下式(5)に示すように分流される。
In the
負荷回路109には、i2が流れ、出力交流電圧Voutが発生するため、負荷回路109のコンダクタンスをgLとすると、入出力利得G(式中Gain)は下式(6)により定まる。gm0だけでなく、式(4)に示した制御電圧Vg1及びVg2によってgd1及びgm2が制御可能であるので、これにより入出力利得をコントロールすることができる。
Since i2 flows through the
したがって、半導体装置100は、CMOSインバータ回路のコンダクタンスとゲート接地回路115のコンダクタンスをそれぞれ独立して設定することによりゲイン制御が可能になる。そのため、大入力信号時に利得を小さくしても出力信号の歪の増大がなく、RFシステムの増幅回路に使用した場合の混変調特性の劣化を回避できる。
Therefore, the
また加えて、半導体装置100は、ノイズ及び歪みを低減するためにCMOSインバータの動作電流を多く流しても、負荷抵抗と寄生容量により構成されるLPFのカットオフ周波数が減少されて使用可能周波数帯域が制限されるといった虞がない。CMOSインバータ回路107の出力点の抵抗値Rs、寄生容量をCsとしたときのカットオフ周波数は、下式(7)で定まる。
In addition, in the
式(7)によれば、カットオフ周波数は、負荷回路109と無関係に設定できるため、LPFのカットオフ周波数の低下を緩和して周波数帯域の制限を回避できる。
According to Expression (7), the cutoff frequency can be set regardless of the
なお、半導体装置100は、小信号の場合も同様、CMOSインバータ回路107のVDD側にバイアス電流供給回路102を接続し、GND側に第2のNMOSトランジスタ105とDCオフセット補正回路106を接続しているが、逆に、GND側にバイアス電流供給回路102を接続し、VDD側にPMOSトランジスタ103とDCオフセット補正回路106とを接続することでも同様の作用を実現できる。また、半導体装置100は、ゲート接地回路115を2つのNMOSトランジスタを備え、これと電源Vddとの間に負荷回路109を挿入する回路構成としているが、ゲート接地回路115を2つのPMOSトランジスタで構成し、これとGNDとの間に負荷回路を接続することでも同様の作用を実現できる。
As in the case of a small signal, the
次に、本発明の第2の具体例として示す半導体装置200を、図3を用いて説明する。図1で示した半導体装置1では、CMOSインバータ回路107のVDD側にバイアス電流供給回路102を接続しGND側にNMOSトランジスタとDCオフセット補正回路106とを接続したのに対して、半導体装置200は、GND側にバイアス電流供給回路を接続し、VDD側にPMOSトランジスタとDCオフセット補正回路とを接続することで同様の作用を実現している。図3に示す半導体装置200において上述した半導体装置100と同様の作用効果を有する構成については、同一番号を付け、詳細な説明は省略する。
Next, a
半導体装置200は、交流信号電圧Vinが入力される入力端子101と、CMOSインバータ構成したPMOSトランジスタ103と、第1のNMOSトランジスタ104と、第1のNMOSトランジスタ104のGND側に接続されたバイアス電流供給回路302と、PMOSトランジスタ103のVDD側に接続されたPMOSトランジスタ305と、PMOSトランジスタ305のゲートに最適な電圧を供給するDCオフセット補正回路306とを備えDCオフセット補正機能を備えたCMOSインバータ回路307を有する。
The
また、半導体装置200は、入力端子114からゲートに制御電圧Vg1が供給される第3のNMOSトランジスタ113と、入力端子112からゲートに制御電圧Vg2が供給されソースが第3のNMOSトランジスタ113のドレインに接続された第4のNMOSトランジスタ111を備えるゲート接地回路115を有する。
In the
そして、半導体装置200は、PMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点と、第3のNMOSトランジスタ113のドレインと第4のNMOSトランジスタ111のソースの接続点との間にコンデンサ108が接続されている。また、第4のNMOSトランジスタ111のドレインとVDDの間には、負荷回路109が接続されており、第4のNMOSトランジスタ111のドレインと負荷回路109の接続点に出力端子110が接続され出力電圧Voutが出力される。
The
このように、半導体装置200は、GND側にバイアス電流供給回路302を接続しVDD側にPMOSトランジスタ104とDCオフセット補正回路306とを接続する点が特徴である。
As described above, the
半導体装置200は、CMOSインバータ回路307のコンダクタンスとゲート接地回路115とのコンダクタンスをそれぞれ独立して設定することでゲイン制御を可能とし、また、CMOSインバータ回路307の出力インピーダンスをゲート接地回路115のコンダクタンス値によって低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスで定まるカットオフ周波数を上昇し動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成している。
The
次に、本発明の第3の具体例について図4を用いて説明する。第3の具体例として示す半導体装置300は、図1に示した半導体装置100におけるゲート接地回路115をゲートに制御電圧が供給された2つのPMOSトランジスタのGND側に負荷回路を接続して同様の作用を実現したものである。
Next, a third specific example of the present invention will be described with reference to FIG. A
半導体装置300は、交流信号電圧Vinが入力される入力端子101と、第1のPMOSトランジスタ103と、第1のNMOSトランジスタ104と、第1のPMOSトランジスタ103のVDD側に接続されたバイアス電流供給回路102と、第1のNMOSトランジスタ104のGND側に接続された第2のNMOSトランジスタ105と、第2のNMOSトランジスタ105のゲートに最適な電圧を供給するDCオフセット補正回路106とを備えDCオフセット補正機能を備えたCMOSインバータ回路107を有する。
The
また、半導体装置300は、入力端子414からゲートに制御電圧Vg1が供給される第3のPMOSトランジスタ413と、入力端子412からゲートに制御電圧Vg2が供給されソースが第3のPMOSトランジスタ413のドレインに接続された第4のPMOSトランジスタ411とを備えるゲート接地回路415を有する。
The
そして半導体装置300は、第1のPMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点と、第3のPMOSトランジスタ413と第4のPMOSトランジスタ411の接続点との間にコンデンサ108が接続されている。また、第4のPMOSトランジスタ411のドレインとGNDの間には、負荷回路409が接続されており、第4のPMOSトランジスタ411のドレインと負荷回路409の接続点に出力端子410が接続され出力電圧Voutが出力される。
The
このように半導体装置300は、CMOSインバータ回路107のコンダクタンスとゲート接地回路415のコンダクタンスとをそれぞれ独立して設定する構成とすることにより、ゲイン制御を可能とした。また、CMOSインバータ回路107の出力インピーダンスをゲート接地回路415のコンダクタンス値によって低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスから決定されるカットオフ周波数を上昇し、動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成することができる。
As described above, the
次に、本発明の第4の具体例について図5を用いて説明する。図1に示した半導体装置100では、CMOSインバータ回路107は、VDD側にバイアス電流供給回路102が接続され、GND側にNMOSトランジスタとDCオフセット補正回路106が接続されて構成されたが、第4の具体例として示す半導体装置400は、逆に、GND側にバイアス電流供給回路を接続し、VDD側にPMOSトランジスタとDCオフセット補正回路を接続することを特徴としている。また、ゲート接地回路を、ゲートに制御電圧Vg1、Vg2が供給された2つのPMOSトランジスタ413,414で構成し、このゲート接地回路のGND側に負荷回路409を接続することで同様の作用を実現したものである。
Next, a fourth specific example of the present invention will be described with reference to FIG. In the
半導体装置400は、交流信号電圧Vinが入力される入力端子101と、第1のPMOSトランジスタ103と、第1のNMOSトランジスタ104と、第1のNMOSトランジスタ104のGND側に接続されたバイアス電流供給回路302と、第1のPMOSトランジスタ103のVDD側に接続された第2のPMOSトランジスタ305と、第2のPMOSトランジスタ305のゲートに最適な電圧を供給するDCオフセット補正回路306とを備えDCオフセット補正機能を備えたCMOSインバータ回路307を有する。
The
また、半導体装置400は、入力端子414からゲートに制御電圧Vg1が供給される第3のPMOSトランジスタ413と、入力端子412からゲートに制御電圧Vg2が供給されソースが第3のPMOSトランジスタ413のドレインに接続された第4のPMOSトランジスタ411とを備えるゲート接地回路415を有する。
In the
そして半導体装置400は、第1のPMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点と、第3のPMOSトランジスタ413と第4のPMOSトランジスタ411の接続点との間にコンデンサ108が接続されている。また、第4のPMOSトランジスタ411のドレインとGNDの間には、負荷回路409が接続されており、第4のPMOSトランジスタ411のドレインと負荷回路409の接続点に出力端子410が接続され出力電圧Voutが出力される。
The
このように半導体装置400は、CMOSインバータ回路307のコンダクタンスとゲート接地回路415のコンダクタンスをそれぞれ独立して設定する構成とすることによって、ゲイン制御を可能とした。また、CMOSインバータ回路307の出力インピーダンスをゲート接地回路415のコンダクタンス値によって低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスから決定されるカットオフ周波数を上昇させ、動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成することができる。
As described above, the
次に、本発明の第5の具体例について図6を用いて説明する。この半導体装置500は、図1に示す半導体装置100におけるバイアス電流供給回路102をPMOSトランジスタと制御電圧を用いて電圧制御可能にするとともに、図1に示すDCオフセット補正回路106を高周波除去手段と演算増幅器とで構成した例である。
Next, a fifth specific example of the present invention will be described with reference to FIG. This
半導体装置500は、交流信号電圧Vinが入力される入力端子101と、第1のPMOSトランジスタ103と、第1のNMOSトランジスタ104と、第1のNMOSトランジスタ104のGND側に接続された第2のNMOSトランジスタ105と、第2のNMOSトランジスタ105のゲートに最適な電圧を供給する目的で高周波除去回路と演算増幅器とを備えたDCオフセット補正回路106で構成されDCオフセット補正機能を有するCMOSインバータ回路107を備えている。ここで、バイアス電流供給回路102は、第2のPMOSトランジスタ617とゲートとVDD間電圧616により構成されている。
The
また、半導体装置500は、入力端子114からゲートに制御電圧Vg1が供給される第3のNMOSトランジスタ113と、入力端子112からゲートに制御電圧Vg2が供給されソースが第3のNMOSトランジスタ113のドレインに接続された第4のNMOSトランジスタ111とを備えるゲート接地回路115を有する。
In addition, the
そして、半導体装置500は、第1のPMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点と、第3のNMOSトランジスタ113のドレインと第4のNMOSトランジスタ111のソースの接続点との間にコンデンサ108が接続されている。また第4のNMOSトランジスタ111のドレインとVDDの間には負荷回路109が接続されており、第4のNMOSトランジスタ111のドレインと負荷回路109の接続点には出力端子110が接続されて出力電圧Voutが出力される。
The
ここで、半導体装置500に適用するバイアス電流供給回路102について説明する。
Here, the bias
バイアス電流供給回路102は、ソースをVDDに接続した第2のPMOSトランジスタ617のゲートに制御電圧616を与える回路構成となっている。このとき第2のPMOSトランジスタ617のソースゲート間電圧をVc1とすると、供給バイアス電流Id1は、下式(8)に示すように決定される。Vc1と閾値電圧の差分の2乗に比例した電流が供給される。
The bias
半導体装置500に適用したバイアス電流供給回路102は、図1に示した半導体装置100を基本とする構成に適用するためPMOSトランジスタを用いて構成したが、NMOSトランジスタを用いれば、図3に示す半導体装置200、図5に示す半導体装置400を基本とする回路構成に適用することができる。
The bias
次に、半導体装置500に適用するDCオフセット補正回路106について説明する。
Next, the DC offset
DCオフセット補正回路106は、CMOSインバータ回路107の出力を抵抗626(図6中R1)とコンデンサ625(図6中C1)とからなる低域通過フィルタ(LPF)に接続し、高周波成分を除去して、演算増幅器620の非反転入力に接続する。基準電圧624(図6中Vref)を演算増幅器620の反転入力に接続し、演算増幅器620の出力をCMOSインバータ回路107の第2のNMOSトランジスタ105のゲートに供給することで、CMOSインバータ回路107のDCオフセットが最小となるように帰還ループ106が作用し、補正電圧Vn1が設定されるようになっている。ここで、演算増幅器620の出力とGNDとの間に接続されたコンデンサ618(図6中C2)は、帰還動作を安定させる働きをしているが、帰還動作が安定していれば、削除してもよい。
The DC offset
なお、半導体装置500に適用したDCオフセット補正回路106は、図1に示した半導体装置100を基本とする回路に適用できる構成として説明したが、演算増幅器620の入力極性を逆転すれば、図3に示す半導体装置200、図5に示す半導体装置400を基本とする回路構成に適用することができる。
Note that the DC offset
以上説明したように、半導体装置500は、CMOSインバータ回路107のコンダクタンスとゲート接地回路115のコンダクタンスとをそれぞれ独立して設定することにより、ゲイン制御を可能にした。また、CMOSインバータ回路107の出力インピーダンスをゲート接地回路115のコンダクタンス値によって低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスから決定されるカットオフ周波数を上昇させ、動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成することができる。
As described above, the
次に、本発明の第6の具体例について図7を用いて説明する。この半導体装置600は、図1に示す半導体装置100における負荷回路109をPMOSトランジスタと制御電圧とを用いて電圧制御可能にした例である。
Next, a sixth example of the present invention will be described with reference to FIG. This
半導体装置600は、交流信号電圧Vinが入力される入力端子101と、PMOSトランジスタ103と、第1のNMOSトランジスタ104と、PMOSトランジスタ103のVDD側に接続されたバイアス電流供給回路102と、第1のNMOSトランジスタ104のGND側に接続された第2のNMOSトランジスタ105と、第2のNMOSトランジスタ105のゲートに最適な電圧を供給するDCオフセット補正回路106とからなりDCオフセット補正機能を備えたCMOSインバータ回路107とを有する。
The
また、半導体装置600は、入力端子114からゲートに制御電圧Vg1が供給される第3のNMOSトランジスタ113と、入力端子112からゲートに制御電圧Vg2が供給されソースが第3のNMOSトランジスタ113のドレインに接続された第4のNMOSトランジスタ111とを備えるゲート接地回路115を有する。
In the
そして、半導体装置600は、第1のPMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点と、第3のNMOSトランジスタ113のドレインと第4のNMOSトランジスタ111のソースの接続点との間にコンデンサ108が接続されている。
The
半導体装置600では、入力端子710から制御電圧Vg3が供給されるPMOSトランジスタ709によりアクティブ負荷回路が構成されている。第4のNMOSトランジスタ111のドレインとPMOSトランジスタ709のドレインとの接続点には、出力端子110が接続され出力電圧Voutが出力される。
In the
半導体装置600に適用される負荷回路から供給されるバイアス電流Id3は、下式(9)で定まる。Id3は、VDD電圧(式中Vdd)と制御電圧Vg3と閾値電圧Vthpとの差分の2乗に比例した値になっている。
A bias current Id3 supplied from a load circuit applied to the
この負荷回路では、ゲート接地回路115から供給されるId2とId3とが一致するとき、出力端子110のバイアスが所定値に決まり、最適な動作を実現することができる。
In this load circuit, when Id2 and Id3 supplied from the grounded
以上説明したように、半導体装置600は、CMOSインバータ回路107のコンダクタンスとゲート接地回路115のコンダクタンスとをそれぞれ独立して設定する回路構成としたことにより、ゲイン制御が可能になった。また、CMOSインバータ回路107の出力インピーダンスをゲート接地回路115のコンダクタンス値によって低く設定することにより、寄生容量と出力インピーダンスで決定されるカットオフ周波数を上昇させ、動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成することができる。
As described above, the
次に、本発明の第7の具体例について図8を用いて説明する。この半導体装置700は、図7に示す半導体装置600において、ゲート接地回路115から供給されるId2と負荷手段を構成するPMOSトランジスタ709から供給されるId3とを一致させ、出力端子110のバイアスが所定値に定まるように第2のDCオフセット補正回路816を追加して制御電圧Vg3を制御できる回路構成とした例である。
Next, a seventh example of the present invention will be described with reference to FIG. In the
半導体装置700は、交流信号電圧Vinが入力される入力端子101と、PMOSトランジスタ103と、第1のNMOSトランジスタ104と、PMOSトランジスタ103のVdd側に接続されたバイアス電流供給回路102と、第1のNMOSトランジスタ104のGND側に接続された第2のNMOSトランジスタ105と、第2のNMOSトランジスタ105のゲートに最適な電圧を供給するDCオフセット補正回路106とから構成されるDCオフセット補正機能をもったCMOSインバータ回路107を有する。
The
また、半導体装置700は、入力端子114からゲートに制御電圧Vg1が供給される第3のNMOSトランジスタ113と、入力端子112からゲートに制御電圧Vg2が供給されソースが第3のNMOSトランジスタ113のドレインに接続された第4のNMOSトランジスタ111とを備えるゲート接地回路115を有する。
In the
そして、半導体装置700は、第1のPMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点と、第3のNMOSトランジスタ113のドレインと第4のNMOSトランジスタ111のソースの接続点との間にコンデンサ108が接続されている。
The
また、半導体装置700は、DCオフセット補正回路816からの制御電圧Vg3がゲートに供給されるPMOSトランジスタ709を用いた負荷手段を備え、第4のNMOSトランジスタ111のドレインとPMOSトランジスタ709との接続点に接続される出力端子110により出力電圧Voutが出力されている。
In addition, the
なお、DCオフセット補正回路816の回路構成としては、DCオフセット検出点を出力端子110として、入力端子710から入力される制御電圧Vg3を制御することで、図6に示す半導体装置500のDCオフセット補正回路106を適用することができる。
Note that the DC offset
以上説明したように、半導体装置700は、CMOSインバータ回路107のコンダクタンスとゲート接地回路115のコンダクタンスとをそれぞれ独立して設定することでゲイン制御を可能とした。また、CMOSインバータ回路107の出力インピーダンスをゲート接地回路115のコンダクタンス値によって低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスで決定されるカットオフ周波数を上昇させ、動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成することができる。
As described above, the
次に、本発明の第8の具体例について図9を用いて説明する。この半導体装置800は、図7に示す半導体装置600において、ゲート接地回路115から供給されるId2と負荷手段を構成するPMOSトランジスタ709から供給されるId3とを一致させ、出力端子110のバイアスが所定値に定まるように第2のDCオフセット補正回路816を追加することで制御電圧Vg2を制御できる回路構成とした例である。
Next, an eighth specific example of the present invention will be described with reference to FIG. In the
半導体装置800は、交流信号電圧Vinが入力される入力端子101と、PMOSトランジスタ103と、第1のNMOSトランジスタ104と、PMOSトランジスタ103のVDD側に接続されたバイアス電流供給回路102と、第1のNMOSトランジスタ104のGND側に接続された第2のNMOSトランジスタ105と、第2のNMOSトランジスタ105のゲートに最適な電圧を供給するDCオフセット補正回路106で構成されDCオフセット補正機能を備えたCMOSインバータ回路107を有する。
The
また、半導体装置800は、入力端子114からゲートに制御電圧Vg1が供給される第3のNMOSトランジスタ113と、DCオフセット補正回路816からゲートに制御電圧Vg2が供給されソースが第3のNMOSトランジスタ113のドレインに接続された第4のNMOSトランジスタ111とを備えるゲート接地回路115を有する。
In the
そして、半導体装置800は、第1のPMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点と、第3のNMOSトランジスタ113のドレインと第4のNMOSトランジスタ111のソースの接続点との間にコンデンサ108が接続されている。
The
また、半導体装置800は、入力端子710から制御電圧Vg3がゲートに供給されたPMOSトランジスタ709を用いた負荷手段を備え、第4のNMOSトランジスタ111のドレインとPMOSトランジスタ709との接続点に接続される出力端子110により出力電圧Voutが出力されている。
The
以上説明したように、半導体装置800は、CMOSインバータ回路107のコンダクタンスとゲート接地回路115のコンダクタンスとをそれぞれ独立して設定することでゲイン制御を可能とした。また、CMOSインバータ回路107の出力インピーダンスをゲート接地回路115のコンダクタンス値によって低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスで決定されるカットオフ周波数を上昇させ、動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成することができる。
As described above, the
なお、DCオフセット補正回路816の回路構成としては、DCオフセット検出点を出力端子110として、入力端子112から入力される制御電圧Vg2を制御することで、図6に示す半導体装置500のDCオフセット補正回路106を適用することができるが、この構成に限定されない。
Note that the DC offset
次に、本発明の第9の具体例について図10を用いて説明する。この半導体装置900は、図7に示す半導体装置600において、ゲート接地回路115から供給されるId2と負荷手段を構成するPMOSトランジスタ709から供給されるId3とを一致させ、出力端子110のバイアスが所定値に定まるように第2のDCオフセット補正回路816を追加することで制御電圧Vg1を制御できる回路構成とした例である。
Next, a ninth example of the present invention will be described with reference to FIG. In the
半導体装置900は、交流信号電圧Vinが入力される入力端子101と、PMOSトランジスタ103と、第1のNMOSトランジスタ104と、PMOSトランジスタ103のVDD側に接続されたバイアス電流供給回路102と、第1のNMOSトランジスタ104のGND側に接続された第2のNMOSトランジスタ105と、第2のNMOSトランジスタ105のゲートに最適な電圧を供給するDCオフセット補正回路106で構成されDCオフセット補正機能を備えたCMOSインバータ回路107を有する。
The
また、半導体装置900は、第3のNMOSトランジスタ113と、入力端子112からゲートに制御電圧Vg2が供給されソースが第3のNMOSトランジスタ113のドレインに接続された第4のNMOSトランジスタ111とを備えるゲート接地回路115を有し、第3のNMOSトランジスタ113にDCオフセット補正回路816からゲートに制御電圧Vg1が供給される点が特徴である。
The
そして、半導体装置900は、第1のPMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点と、第3のNMOSトランジスタ113のドレインと第4のNMOSトランジスタ111のソースの接続点との間にコンデンサ108が接続されている。
The
また、半導体装置900は、入力端子710から制御電圧Vg3がゲートに供給されたPMOSトランジスタ709を用いた負荷手段を備え、第4のNMOSトランジスタ111のドレインとPMOSトランジスタ709との接続点に接続される出力端子110により出力電圧Voutが出力されている。
In addition, the
以上説明したように、半導体装置900は、CMOSインバータ回路107のコンダクタンスとゲート接地回路115のコンダクタンスとをそれぞれ独立して設定することでゲイン制御を可能とした。また、CMOSインバータ回路107の出力インピーダンスをゲート接地回路115のコンダクタンス値によって低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスで決定されるカットオフ周波数を上昇させ、動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成することができる。
As described above, the
なお、DCオフセット補正回路816の回路構成としては、DCオフセット検出点を出力端子110として、入力端子114から入力される制御電圧Vg1を制御することで、図6に示す半導体装置500のDCオフセット補正回路106を適用することができるが、この構成に限定されない。
Note that, as a circuit configuration of the DC offset
次に、本発明の第10の具体例について図11を用いて説明する。この半導体装置1000は、図7に示す半導体装置600において、ゲート接地回路115から供給されるId2と負荷手段を構成するPMOSトランジスタ709から供給されるId3とを一致させ、出力端子110のバイアスが所定値に定まるように第2のDCオフセット補正回路816を追加することで制御電圧Vg1及び制御電圧Vg2を同時に制御できる回路構成とした例である。
Next, a tenth example of the present invention will be described with reference to FIG. In the
半導体装置1000は、交流信号電圧Vinが入力される入力端子101と、PMOSトランジスタ103と、第1のNMOSトランジスタ104と、PMOSトランジスタ103のVDD側に接続されたバイアス電流供給回路102と、第1のNMOSトランジスタ104のGND側に接続された第2のNMOSトランジスタ105と、第2のNMOSトランジスタ105のゲートに最適な電圧を供給するDCオフセット補正回路106で構成されDCオフセット補正機能を備えたCMOSインバータ回路107を有する。
The
また、半導体装置1000は、DCオフセット補正回路816からゲートに制御電圧Vg1が供給される第3のNMOSトランジスタ113と、DCオフセット補正回路816からゲートに制御電圧Vg2が供給されソースが第3のNMOSトランジスタ113のドレインに接続された第4のNMOSトランジスタ111とを備えるゲート接地回路115を有する点が特徴である。
In the
そして、半導体装置1000は、第1のPMOSトランジスタ103のドレインと第1のNMOSトランジスタ104のドレインの接続点と、第3のNMOSトランジスタ113のドレインと第4のNMOSトランジスタ111のソースの接続点との間にコンデンサ108が接続されている。
The
また、半導体装置1000は、入力端子710から制御電圧Vg3がゲートに供給されたPMOSトランジスタ709を用いた負荷手段を備え、第4のNMOSトランジスタ111のドレインとPMOSトランジスタ709との接続点に接続される出力端子110により出力電圧Voutが出力されている。
In addition, the
このとき制御電圧Vg1,Vg2は、下式(10)に示すように設定でき、特にK=0のとき、制御電圧Vg1と制御電圧Vg2とが同一電圧になる。 At this time, the control voltages Vg1 and Vg2 can be set as shown in the following equation (10). In particular, when K = 0, the control voltage Vg1 and the control voltage Vg2 are the same voltage.
以上説明したように、半導体装置1000は、CMOSインバータ回路107のコンダクタンスとゲート接地回路115のコンダクタンスとをそれぞれ独立して設定することでゲイン制御を可能とした。また、CMOSインバータ回路107の出力インピーダンスをゲート接地回路115のコンダクタンス値によって低く設定することで、寄生容量と出力インピーダンスで決定されるカットオフ周波数を上昇させ、動作周波数帯域制限を緩和できる増幅回路を構成することができる。
As described above, the
なお、DCオフセット補正回路816の回路構成としては、DCオフセット検出点を出力端子110として、制御電圧Vg1及び制御電圧Vg2を制御することで、図6に示す半導体装置500のDCオフセット補正回路106を適用することができるが、この構成に限定されない。
Note that the DC offset
100 半導体装置、 101 入力端子、 102 バイアス電流供給回路、 103 PMOSトランジスタ、 104 第1のNMOSトランジスタ、 105 第2のNMOSトランジスタ、 105 DCオフセット補正回路、 107 CMOSインバータ回路、 108 コンデンサ、 109 負荷回路、 110 出力端子、 111 第4のNMOSトランジスタ、 112 入力端子、 113 第3のNMOSトランジスタ、 114 入力端子、 115 ゲート接地回路
DESCRIPTION OF
Claims (15)
PMOSトランジスタと、第1のNMOSトランジスタと、該PMOSトランジスタの電源電圧側に接続されたバイアス電流供給回路と、該第1のNMOSトランジスタの接地側に接続された第2のNMOSトランジスタと、DCオフセットを除去するように該第2のNMOSトランジスタのゲート電圧値を可変にするDCオフセット補正回路とを有するCMOSインバータ回路と、
第1の制御電圧がゲートに供給される第3のNMOSトランジスタと、第2の制御電圧がゲートに供給されソースが第3のNMOSトランジスタのドレインに接続された第4のNMOSトランジスタとを有するゲート接地回路と、
上記PMOSトランジスタのドレインと上記第1のNMOSトランジスタのドレインの接続点と、上記第3のNMOSトランジスタのドレインと上記第4のNMOSトランジスタのソースとの接続点との間に接続されたコンデンサと、
上記第4のNMOSトランジスタのドレインと電源電圧の間に接続された負荷回路と、
上記第4のNMOSトランジスタのドレインと上記負荷回路の接続点に接続される出力端子とを備え、
上記CMOSインバータ回路のコンダクタンスと上記ゲート接地回路のコンダクタンスとが独立して設定されることを特徴とする半導体装置。 An input terminal to which an AC signal voltage is input;
A PMOS transistor, a first NMOS transistor, a bias current supply circuit connected to the power supply voltage side of the PMOS transistor, a second NMOS transistor connected to the ground side of the first NMOS transistor, and a DC offset A CMOS inverter circuit having a DC offset correction circuit that makes the gate voltage value of the second NMOS transistor variable so as to eliminate
A gate having a third NMOS transistor to which the first control voltage is supplied to the gate, and a fourth NMOS transistor to which the second control voltage is supplied to the gate and the source is connected to the drain of the third NMOS transistor A ground circuit;
A capacitor connected between a connection point of the drain of the PMOS transistor and the drain of the first NMOS transistor, and a connection point of the drain of the third NMOS transistor and the source of the fourth NMOS transistor;
A load circuit connected between the drain of the fourth NMOS transistor and a power supply voltage;
A drain of the fourth NMOS transistor and an output terminal connected to a connection point of the load circuit;
A semiconductor device characterized in that a conductance of the CMOS inverter circuit and a conductance of the grounded gate circuit are set independently.
第1のPMOSトランジスタと、第1のNMOSトランジスタと、該第1のNMOSトランジスタの接地側に接続されたバイアス電流供給回路と、該第1のPMOSトランジスタの電源電圧側に接続された第2のPMOSトランジスタと、第2のPMOSトランジスタのゲート電圧値を可変にするDCオフセット補正回路とを有するCMOSインバータ回路と、
第1の制御電圧がゲートに供給される第3のNMOSトランジスタと、第2の制御電圧がゲートに供給されソースが第3のNMOSトランジスタのドレインに接続された第4のNMOSトランジスタとを有するゲート接地回路と、
上記PMOSトランジスタのドレインと上記第1のNMOSトランジスタのドレインの接続点と、上記第3のNMOSトランジスタのドレインと上記第4のNMOSトランジスタのソースとの接続点との間に接続されたコンデンサと、
上記第4のNMOSトランジスタのドレインと電源電圧の間に接続された負荷回路と、
上記第4のNMOSトランジスタのドレインと上記負荷回路の接続点に接続される出力端子とを備え、
上記CMOSインバータ回路のコンダクタンスと上記ゲート接地回路のコンダクタンスとが独立して設定されることを特徴とする半導体装置。 An input terminal to which an AC signal voltage is input;
A first PMOS transistor; a first NMOS transistor; a bias current supply circuit connected to the ground side of the first NMOS transistor; and a second PMOS transistor connected to the power supply voltage side of the first PMOS transistor. A CMOS inverter circuit having a PMOS transistor and a DC offset correction circuit that makes the gate voltage value of the second PMOS transistor variable;
A gate having a third NMOS transistor to which the first control voltage is supplied to the gate, and a fourth NMOS transistor to which the second control voltage is supplied to the gate and the source is connected to the drain of the third NMOS transistor A ground circuit;
A capacitor connected between a connection point of the drain of the PMOS transistor and the drain of the first NMOS transistor, and a connection point of the drain of the third NMOS transistor and the source of the fourth NMOS transistor;
A load circuit connected between the drain of the fourth NMOS transistor and a power supply voltage;
A drain of the fourth NMOS transistor and an output terminal connected to a connection point of the load circuit;
A semiconductor device characterized in that a conductance of the CMOS inverter circuit and a conductance of the grounded gate circuit are set independently.
PMOSトランジスタと、第1のNMOSトランジスタと、該PMOSトランジスタの電源電圧側に接続されたバイアス電流供給回路と、該第1のNMOSトランジスタの接地側に接続された第2のNMOSトランジスタと、DCオフセットを除去するように該第2のNMOSトランジスタのゲート電圧値を可変にするDCオフセット補正回路とを有するCMOSインバータ回路と、
第1の制御電圧がゲートに供給される第3のPMOSトランジスタと、第2の制御電圧がゲートに供給されソースが第3のPMOSトランジスタのドレインに接続された第4のPMOSトランジスタとを有するゲート接地回路と、
上記第1のPMOSトランジスタのドレインと上記第1のNMOSトランジスタのドレインの接続点と、上記第3のPMOSトランジスタと上記第4のPMOSトランジスタの接続点との間に接続されたコンデンサと、
上記第4のPMOSトランジスタのドレインと電源電圧の間に接続された負荷回路と、
上記第4のPMOSトランジスタのドレインと上記負荷回路の接続点に接続される出力端子とを備え、
上記CMOSインバータ回路のコンダクタンスと上記ゲート接地回路のコンダクタンスとが独立して設定されることを特徴とする半導体装置。 An input terminal to which an AC signal voltage is input;
A PMOS transistor, a first NMOS transistor, a bias current supply circuit connected to the power supply voltage side of the PMOS transistor, a second NMOS transistor connected to the ground side of the first NMOS transistor, and a DC offset A CMOS inverter circuit having a DC offset correction circuit that makes the gate voltage value of the second NMOS transistor variable so as to eliminate
A gate having a third PMOS transistor to which the first control voltage is supplied to the gate, and a fourth PMOS transistor to which the second control voltage is supplied to the gate and whose source is connected to the drain of the third PMOS transistor A ground circuit;
A capacitor connected between a connection point of the drain of the first PMOS transistor and the drain of the first NMOS transistor, and a connection point of the third PMOS transistor and the fourth PMOS transistor;
A load circuit connected between the drain of the fourth PMOS transistor and a power supply voltage;
A drain of the fourth PMOS transistor and an output terminal connected to a connection point of the load circuit;
A semiconductor device characterized in that a conductance of the CMOS inverter circuit and a conductance of the grounded gate circuit are set independently.
第1のPMOSトランジスタと、第1のNMOSトランジスタと、該第1のNMOSトランジスタの接地側に接続されたバイアス電流供給回路と、該第1のPMOSトランジスタの電源電圧側に接続された第2のPMOSトランジスタと、第2のPMOSトランジスタのゲート電圧値を可変にするDCオフセット補正回路とを有するCMOSインバータ回路と、
第1の制御電圧がゲートに供給される第3のPMOSトランジスタと、第2の制御電圧がゲートに供給されソースが第3のPMOSトランジスタのドレインに接続された第4のPMOSトランジスタとを有するゲート接地回路と、
上記第1のPMOSトランジスタのドレインと上記第1のNMOSトランジスタのドレインの接続点と、上記第3のPMOSトランジスタと上記第4のPMOSトランジスタの接続点との間に接続されたコンデンサと、
上記第4のPMOSトランジスタのドレインと電源電圧の間に接続された負荷回路と、
上記第4のPMOSトランジスタのドレインと上記負荷回路の接続点に接続される出力端子とを備え、
上記CMOSインバータ回路のコンダクタンスと上記ゲート接地回路のコンダクタンスとが独立して設定されることを特徴とする半導体装置。
An input terminal to which an AC signal voltage is input;
A first PMOS transistor; a first NMOS transistor; a bias current supply circuit connected to the ground side of the first NMOS transistor; and a second PMOS transistor connected to the power supply voltage side of the first PMOS transistor. A CMOS inverter circuit having a PMOS transistor and a DC offset correction circuit that makes the gate voltage value of the second PMOS transistor variable;
A gate having a third PMOS transistor to which the first control voltage is supplied to the gate, and a fourth PMOS transistor to which the second control voltage is supplied to the gate and whose source is connected to the drain of the third PMOS transistor A ground circuit;
A capacitor connected between a connection point of the drain of the first PMOS transistor and the drain of the first NMOS transistor, and a connection point of the third PMOS transistor and the fourth PMOS transistor;
A load circuit connected between the drain of the fourth PMOS transistor and a power supply voltage;
A drain of the fourth PMOS transistor and an output terminal connected to a connection point of the load circuit;
A semiconductor device characterized in that a conductance of the CMOS inverter circuit and a conductance of the grounded gate circuit are set independently.
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Cited By (8)
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---|---|---|---|---|
JP2011517232A (en) * | 2008-04-07 | 2011-05-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Amplifier design with biasing and power control aspects |
JP2012010187A (en) * | 2010-06-25 | 2012-01-12 | Sumitomo Electric Ind Ltd | Amplifier circuit |
JP2013524728A (en) * | 2010-04-15 | 2013-06-17 | マイクロン テクノロジー, インク. | Signaling system, preamplifier, memory device and method. |
JP2013123237A (en) * | 2007-12-18 | 2013-06-20 | Qualcomm Inc | Amplifier with dynamic bias |
GB2521701A (en) * | 2013-12-30 | 2015-07-01 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Current controlled transconducting inverting amplifers |
US9240754B2 (en) | 2013-12-30 | 2016-01-19 | Qualcomm Technologies International, Ltd. | Frequency fine tuning |
US9442141B2 (en) | 2014-01-08 | 2016-09-13 | Qualcomm Technologies International, Ltd. | Analogue-to-digital converter |
CN108155901A (en) * | 2016-12-05 | 2018-06-12 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | A kind of anti-parameter drift phase inverter |
-
2005
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Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013123237A (en) * | 2007-12-18 | 2013-06-20 | Qualcomm Inc | Amplifier with dynamic bias |
JP2011517232A (en) * | 2008-04-07 | 2011-05-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Amplifier design with biasing and power control aspects |
JP2013524728A (en) * | 2010-04-15 | 2013-06-17 | マイクロン テクノロジー, インク. | Signaling system, preamplifier, memory device and method. |
US9184711B2 (en) | 2010-04-15 | 2015-11-10 | Micron Technology, Inc. | Signaling systems, preamplifiers, memory devices and methods |
JP2012010187A (en) * | 2010-06-25 | 2012-01-12 | Sumitomo Electric Ind Ltd | Amplifier circuit |
GB2521701A (en) * | 2013-12-30 | 2015-07-01 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Current controlled transconducting inverting amplifers |
US9240754B2 (en) | 2013-12-30 | 2016-01-19 | Qualcomm Technologies International, Ltd. | Frequency fine tuning |
US9391563B2 (en) | 2013-12-30 | 2016-07-12 | Qualcomm Technologies International, Ltd. | Current controlled transconducting inverting amplifiers |
US9442141B2 (en) | 2014-01-08 | 2016-09-13 | Qualcomm Technologies International, Ltd. | Analogue-to-digital converter |
CN108155901A (en) * | 2016-12-05 | 2018-06-12 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | A kind of anti-parameter drift phase inverter |
CN108155901B (en) * | 2016-12-05 | 2023-11-24 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | Parameter drift resistance inverter |
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