JP2006267201A - Fsk modulation method and fsk modulator for phase continuous light - Google Patents

Fsk modulation method and fsk modulator for phase continuous light Download PDF

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Takahide Sakamoto
高秀 坂本
Tetsuya Kawanishi
哲也 川西
Tetsuya Miyazaki
哲弥 宮崎
Masayuki Izutsu
雅之 井筒
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  • Optical Modulation, Optical Deflection, Nonlinear Optics, Optical Demodulation, Optical Logic Elements (AREA)

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a light modulation method for obtaining a phase continuous light FSK modulation signal even by an external modulation system, and a light FSK modulation method by an external modulation system for saving a light frequency occupancy band. <P>SOLUTION: A phase continuous light frequency deviation modulator 1 is provided with: an optical frequency deviation modulator 2; and a light source system 8 which applies sine wave clock signals 4 and 5 to an electrode 3 of the optical frequency deviation modulator, and applies a base band signal 6 having the phase of the sine wave clock signal and a phase difference Δϕ satisfying a relation expressed by a formula (I): Δϕ=π/4+nπ(n represents an integer) to an electrode 7 of the light frequency deviation modulator. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は,位相連続光FSK変調方法などに関する。   The present invention relates to a phase continuous light FSK modulation method and the like.

マッハツェンダー変調器は,光情報通信などの分野で盛んに用いられている。そして,発明者らは,マッハツェンダー変調器を組み合わせた光単側波帯(SSB)変調器や光周波数偏移(FSK)変調器(光周波数シフトキーイング変調器ともよぶ)を開発してきた(光SSB変調器を利用した光FSK変調方法については,例えば,下記非特許文献1(T. Kawanishi and M. Izutsu, “Optical FSK modulator using an integrated light wave circuit consisting of four optical phase modulator”, CPT 2004 G-2, Tokyo, Japan, 14-16 Jan.2004)を参照)。   Mach-Zehnder modulators are actively used in fields such as optical information communication. The inventors have developed an optical single sideband (SSB) modulator or an optical frequency shift (FSK) modulator (also called an optical frequency shift keying modulator) that combines a Mach-Zehnder modulator (optical frequency shift keying modulator). The optical FSK modulation method using the SSB modulator is described in, for example, Non-Patent Document 1 (T. Kawanishi and M. Izutsu, “Optical FSK modulator using an integrated light wave circuit comprising of four optical phase modulator”, CPT 2004 G -2, Tokyo, Japan, 14-16 Jan. 2004)).

光FSK変調を実現するためには,半導体レーザに対する直接変調方式と外部から変調を加える外部変調方式とによるものがある。直接変調方式による光FSK変調信号によれば,位相連続光FSK変調信号を得ることができる。しかし,変調速度が低く,しかも広帯域動作は困難である。   In order to realize optical FSK modulation, there are a direct modulation system for a semiconductor laser and an external modulation system for applying modulation from the outside. According to the optical FSK modulation signal by the direct modulation method, a phase continuous optical FSK modulation signal can be obtained. However, the modulation speed is low and broadband operation is difficult.

一方,リチウムニオブ基板を用いた光変調器による単SSB変調器型光変調器は,外部変調方式により光FSK変調を実現するので,数10Gbpsの高速変調を可能とする。外部変調方式による光FSK変調信号は,上側波帯信号(USB信号)と下側波帯信号(USB信号)とを切り換える際に光位相が連続でなくなるという問題がある。そして,周波数を切り換える際に,光強度が過渡的に振動し,高周波を発生するという問題があった。また,従来の光FSK変調器を用いた場合は,コヒーレント変調方式を採用できないので,上側波帯信号(USB信号)と下側波帯信号(USB信号)とが重なることを避けるために,広帯域な光周波数占有領域が必要となるという問題があった。
T. Kawanishi and M. Izutsu, “Optical FSK modulator using an integrated light wave circuit consisting of four optical phase modulator”, CPT 2004 G-2, Tokyo, Japan, 14-16 Jan.2004
On the other hand, a single SSB modulator type optical modulator using an optical modulator using a lithium niobium substrate realizes optical FSK modulation by an external modulation method, and thus enables high speed modulation of several tens of Gbps. The optical FSK modulation signal by the external modulation method has a problem that the optical phase is not continuous when switching the upper sideband signal (USB signal) and the lower sideband signal (USB signal). When switching the frequency, there is a problem that the light intensity oscillates transiently and generates a high frequency. In addition, when a conventional optical FSK modulator is used, the coherent modulation method cannot be used. Therefore, in order to avoid overlapping of the upper sideband signal (USB signal) and the lower sideband signal (USB signal), a wideband There is a problem that a large optical frequency occupation area is required.
T. Kawanishi and M. Izutsu, “Optical FSK modulator using an integrated light wave circuit consisting of four optical phase modulator”, CPT 2004 G-2, Tokyo, Japan, 14-16 Jan. 2004

本発明は,外部変調方式によっても位相が連続な光FSK変調信号を得ることができる光変調方法を提供することを目的とする。   An object of the present invention is to provide an optical modulation method capable of obtaining an optical FSK modulated signal having a continuous phase even by an external modulation method.

本発明は,光周波数占有帯域を節約できる外部変調方式による光FSK変調方法を提供することを目的とする。   It is an object of the present invention to provide an optical FSK modulation method using an external modulation method that can save an optical frequency occupation band.

本発明は,リターントゥゼロ(RZ)-位相連続FSK(CPFSK)信号を得ることができる外部変調方式による光FSK変調方法を提供することを目的とする。   It is an object of the present invention to provide an optical FSK modulation method using an external modulation method that can obtain a return-to-zero (RZ) -phase continuous FSK (CPFSK) signal.

本発明は,基本的には,これまで確立してきた光SSB変調器や光FSK変調器と同様の構成をもつ変調器を用いて,正弦波クロック信号とベースバンド信号との位相差Δφ を制御することにより,位相連続FSK変調を達成するものである。本発明の基本概念をより具体的に説明すると,本発明は,前記Δφをπ/4+nπ(nは整数)とすれば,USB信号とLSB信号との間の位相が連続になり,これにより位相が連続した光FSK信号を得ることができるという知見に基づくものである。   The present invention basically controls the phase difference Δφ between the sine wave clock signal and the baseband signal by using a modulator having the same configuration as the optical SSB modulator and optical FSK modulator that have been established so far. By doing so, phase continuous FSK modulation is achieved. The basic concept of the present invention will be described in more detail. In the present invention, when Δφ is π / 4 + nπ (n is an integer), the phase between the USB signal and the LSB signal becomes continuous. Is based on the knowledge that a continuous optical FSK signal can be obtained.

また,本発明によれば,光位相情報を検出できるので,USB信号とLSB信号とが重なってもよく,これにより光周波数占有帯域を節約できる。よって,変調帯域幅が狭くても,適切に復調することができることとなる。   In addition, according to the present invention, since optical phase information can be detected, the USB signal and the LSB signal may overlap, thereby saving the optical frequency occupation band. Therefore, even if the modulation bandwidth is narrow, it can be demodulated appropriately.

なお,光FSK信号に強度変調を加え,USB信号とLSB信号との過渡期の出力強度を小さくするように制御することにより,RZ-CPFSK信号を得ることもできる。   It is also possible to obtain an RZ-CPFSK signal by applying intensity modulation to the optical FSK signal and controlling the output intensity of the USB signal and LSB signal during the transition period to be small.

本発明によれば,従来の光SSB変調器や光FSK変調器を用いても,位相が連続したFSK 変調信号を得ることができるので,光情報通信に好適に用いることができる。さらに,本発明により得られる位相連続FSK信号では,高周波成分が抑圧されているので,波長分割多重通信などに好適に応用されることが期待される。また,光位相検波によるコヒーレント復調を用いるので,差動増幅により受信感度が増大することとなる。   According to the present invention, even if a conventional optical SSB modulator or optical FSK modulator is used, an FSK modulated signal having a continuous phase can be obtained, and therefore it can be suitably used for optical information communication. Furthermore, since the high-frequency component is suppressed in the phase continuous FSK signal obtained by the present invention, it is expected to be suitably applied to wavelength division multiplexing communication and the like. In addition, since coherent demodulation using optical phase detection is used, reception sensitivity is increased by differential amplification.

<基本構造>以下,図面を用いて本発明を説明する。図1は,本発明の位相連続光周波数偏移変調器の概略構成図である。図1に示されるように,この光変調器は,光周波数偏移変調器(2)と;前記光周波数偏移変調器の電極(3)に,正弦波クロック信号(4,5)を印加するとともに,前記正弦波クロック信号の位相と次の式(I)で表される関係を満たす位相差(Δφ)を有するベースバンド信号(6)を,前記光周波数偏移変調器の電極(7)に印加するための電源系(8)と;を具備する位相連続光周波数偏移変調器(1)である。なお,光周波数偏移変調器の電極(3)は,正弦波クロック信号(4,5)が印加される電極であり,光周波数偏移変調器の電極(7)は,光FSK変調器のUSB信号とLSB信号とを切り換えるためのベースバンド信号(6)が印加される電極である。   <Basic Structure> The present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a phase-continuous optical frequency shift modulator according to the present invention. As shown in FIG. 1, this optical modulator applies an optical frequency shift modulator (2); and applies a sine wave clock signal (4, 5) to the electrode (3) of the optical frequency shift modulator. At the same time, a baseband signal (6) having a phase difference (Δφ) that satisfies the relationship represented by the following equation (I) with the phase of the sine wave clock signal is supplied to the electrodes (7 A phase-continuous optical frequency shift modulator (1) comprising: a power supply system (8) for applying to the power supply system; The electrode (3) of the optical frequency shift modulator is an electrode to which a sine wave clock signal (4, 5) is applied, and the electrode (7) of the optical frequency shift modulator is an optical FSK modulator. An electrode to which a baseband signal (6) for switching between the USB signal and the LSB signal is applied.

Δφ=π/4+nπ(nは,整数を示す。) ・・・(I)   Δφ = π / 4 + nπ (n represents an integer) (I)

すなわち,本発明の光変調器は,周波数切り換えのタイミングを制御し,USB信号とLSB信号とを切り換えるのみならず,正弦波クロック信号(4,5)と,ベースバンド信号(6)との位相差(遅延量)Δφを上記式(I)のように制御することにより,位相連続光周波数偏移変調を可能とするものである。   That is, the optical modulator of the present invention controls the frequency switching timing to switch between the USB signal and the LSB signal, as well as the level of the sine wave clock signal (4, 5) and the baseband signal (6). By controlling the phase difference (delay amount) Δφ as in the above formula (I), phase-continuous optical frequency shift keying can be performed.

<基本構成>本発明の位相連続光周波数偏移変調器(1)における,光周波数偏移変調器(2),及び電源系(8)は,光情報通信の分野において用いられる公知のものを適宜利用することができる。   <Basic configuration> The optical frequency shift modulator (2) and the power supply system (8) in the phase continuous optical frequency shift modulator (1) of the present invention are well-known ones used in the field of optical information communication. It can be used as appropriate.

<基本動作>なお,図1の光周波数偏移変調器(2)が光FSK変調器として機能する個と及びその動作については,たとえば非特許文献1[T. Kawanishi and M. Izutsu, “Optical FSK modulator using an integrated light wave circuit consisting of four optical phase modulator”, CPT 2004 G-2, Tokyo, Japan, 14-16 Jan. 2004] に記載されるとおりである。図2は,位相連続光周波数遷移変調を説明するための概念図である。図2(A)は,位相連続光周波数遷移変調のパルスを示す概念図であり,図2(B)は従来の光周波数遷移変調のパルスを示す概念図である。図2(B)に示すように,従来の外部変調方式による光FSK変調信号は,USB信号とLSB信号との連続部分の位相が不連続であった。本発明では,正弦波クロック信号(4,5)と,ベースバンド信号(6)との位相差(遅延量)Δφを上記式(I)のように制御することにより,USB信号とLSB信号とを切り換える際の位相の不連続が解消される。本発明の電源系(8)は,正弦波クロック信号(4,5)と,ベースバンド信号(6)との位相差(遅延量)を制御するので,上記のような位相連続周波数偏移変調が可能となる。   <Basic Operation> Note that the optical frequency shift modulator (2) in FIG. 1 functions as an optical FSK modulator and its operation is described in, for example, Non-Patent Document 1 [T. Kawanishi and M. Izutsu, “Optical FSK modulator using an integrated light wave circuit consisting of four optical phase modulator ”, CPT 2004 G-2, Tokyo, Japan, 14-16 Jan. 2004]. FIG. 2 is a conceptual diagram for explaining phase-continuous optical frequency transition modulation. FIG. 2A is a conceptual diagram showing a pulse of phase-continuous optical frequency transition modulation, and FIG. 2B is a conceptual diagram showing a pulse of conventional optical frequency transition modulation. As shown in FIG. 2B, the phase of the continuous portion of the USB signal and the LSB signal is discontinuous in the conventional optical FSK modulation signal by the external modulation method. In the present invention, by controlling the phase difference (delay amount) Δφ between the sine wave clock signal (4, 5) and the baseband signal (6) as shown in the above formula (I), The phase discontinuity when switching is eliminated. Since the power supply system (8) of the present invention controls the phase difference (delay amount) between the sine wave clock signal (4, 5) and the baseband signal (6), the phase continuous frequency shift modulation as described above is performed. Is possible.

すなわち,ベースバンド信号(6)を切り換えることによりUSB信号からLSB信号へ,またはLSB信号からUSB信号へ光信号を切り換えても,正弦波クロック信号(4,5)と,ベースバンド信号(6)との位相差(遅延量)Δφが上記式(I)のように制御されているので,切り替え前後で光信号の位相がずれなくなる。   That is, even if the optical signal is switched from the USB signal to the LSB signal or from the LSB signal to the USB signal by switching the baseband signal (6), the sine wave clock signal (4,5) and the baseband signal (6) Is controlled as shown in the above formula (I), the phase of the optical signal is not shifted before and after switching.

<実施態様1> 図3は,本発明の第一の実施態様にかかる位相連続光周波数偏移変調器を示す概略構成図である。図3に示されるとおり,この態様の光変調器は,第1のサブマッハツェンダー導波路(12:MZA)と,第2のサブマッハツェンダー導波路(13:MZB)と,前記第1のサブマッハツェンダー導波路及び前記第2のサブマッハツェンダー導波路とを含み,光の入力部(14)と,変調された光の出力部(15)とを具備するメインマッハツェンダー導波路(16:MZC)と,前記第1のサブマッハツェンダー導波路を構成する2つのアーム(17,18)に印加される電圧を調整するための第1のサブマッハツェンダー電極(19:電極A)と,前記第2のサブマッハツェンダー導波路を構成する2つのアーム(20,21)に印加される電圧を調整するための第2のサブマッハツェンダー電極(22:電極B)と,メインマッハツェンダー導波路に印加される電圧を調整するためのメインマッハツェンダー電極(23:電極C)とを具備する光変調器(24)と;前記第1のサブマッハツェンダー電極及び前記第2のサブマッハツェンダー電極に位相がπ/2異なる正弦波クロック信号(25,26)を印加するとともに,前記メインマッハツェンダー電極に,前記第1のサブマッハツェンダー電極又は前記第2のサブマッハツェンダー電極に印加される前記正弦波クロック信号の位相と次の式(I)で表される関係を満たす位相差(Δφ)を有するベースバンド信号(27)を印加するための電源系(28)と;を具備する位相連続光周波数偏移変調器(1)である。 <Embodiment 1> FIG. 3 is a schematic configuration diagram illustrating a phase-continuous optical frequency shift modulator according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 3, the optical modulator of this aspect includes a first sub-Mach-Zehnder waveguide (12: MZ A ), a second sub-Mach-Zehnder waveguide (13: MZ B ), and the first sub-Mach-Zehnder waveguide (13: MZ B ). A main Mach-Zehnder waveguide (16) comprising a light input section (14) and a modulated light output section (15). MZ C ), and a first sub Mach-Zehnder electrode (19: electrode A) for adjusting a voltage applied to the two arms (17, 18) constituting the first sub-Mach-Zehnder waveguide , A second sub Mach-Zehnder electrode (22: electrode B) for adjusting a voltage applied to the two arms (20, 21) constituting the second sub-Mach-Zehnder waveguide, and a main Mach-Zehnder conductor Main map for adjusting the voltage applied to the waveguide A light modulator (24) comprising a Zender electrode (23: electrode C); and a sine wave clock signal (25) having a phase difference of π / 2 between the first sub-Mach-Zehnder electrode and the second sub-Mach-Zehnder electrode. , 26) and the phase of the sine wave clock signal applied to the first Mach-Zehnder electrode or the second sub-Mach-Zehnder electrode and the following equation (I): And a power supply system (28) for applying a baseband signal (27) having a phase difference (Δφ) satisfying the relationship expressed by: a phase-continuous optical frequency shift modulator (1).

Δφ=π/4+nπ(nは,整数を示す。) ・・・(I)   Δφ = π / 4 + nπ (n represents an integer) (I)

<光FSK変調器>以下,光周波数偏移変調器(光FSK変調器)について説明する。光FSK変調器を構成するそれぞれのマッハツェンダー導波路は,例えば,略六角形状の導波路(これが2つのアームを構成する)を具備し,並列する2つの位相変調器を具備するようにして構成される。図3に示される光FSK変調器は,第1のサブマッハツェンダー導波路(MZA)と;第2のサブマッハツェンダー導波路(MZB)と;メインマッハツェンダー導波路(MZC)とを含む。メインマッハツェンダー導波路(MZC)は,MZA及びMZBをその両アームとして含む具備するマッハツェンダー導波路である。 <Optical FSK Modulator> The optical frequency shift modulator (optical FSK modulator) will be described below. Each Mach-Zehnder waveguide constituting the optical FSK modulator has, for example, a substantially hexagonal waveguide (which constitutes two arms), and two phase modulators in parallel. Is done. The optical FSK modulator shown in FIG. 3 includes a first sub Mach-Zehnder waveguide (MZ A ), a second sub-Mach-Zehnder waveguide (MZ B ), and a main Mach-Zehnder waveguide (MZ C ). Including. The main Mach-Zehnder waveguide (MZ C ) is a Mach-Zehnder waveguide including MZ A and MZ B as both arms.

通常,マッハツェンダー導波路や電極は基板上に設けられる。基板及び各導波路は,光を伝播することができるものであれば,特に限定されない。例えば,LN基板上に,Ti拡散のニオブ酸リチウム導波路を形成しても良いし,シリコン(Si)基板上に二酸化シリコン(SiO2)導波路を形成しても良い。また,InPやGaAs基板上にInGaAsP,GaAlAs導波路を形成した光半導体導波路を用いても良い。基板として,XカットZ軸伝搬となるように切り出されたニオブ酸リチウム (LiNbO3:LN)が好ましい。これは大きな電気光学効果を利用できるため低電力駆動が可能であり,かつ優れた応答速度が得られるためである。この基板のXカット面(YZ面)の表面に光導波路が形成され,導波光はZ軸(光学軸)に沿って伝搬することとなる。Xカット以外のニオブ酸リチウム基板を用いても良い。また,基板として,電気光学効果を有する三方晶系,六方晶系といった一軸性結晶,又は結晶の点群がC3V,C3,D3,C3h,D3hである材料を用いることができる。これらの材料は,電界の印加によって屈折率変化が伝搬光のモードによって異符号となるような屈折率調整機能を有する。具体例としては,ニオブ酸リチウムの他に,タンタル酸リチウム (LiTO3:LT),β−BaB2O4(略称BBO),LiIO3等を用いることができる。 Usually, the Mach-Zehnder waveguide and the electrode are provided on the substrate. The substrate and each waveguide are not particularly limited as long as they can propagate light. For example, a Ti-diffusion lithium niobate waveguide may be formed on an LN substrate, or a silicon dioxide (SiO 2 ) waveguide may be formed on a silicon (Si) substrate. Alternatively, an optical semiconductor waveguide in which an InGaAsP or GaAlAs waveguide is formed on an InP or GaAs substrate may be used. As the substrate, lithium niobate (LiNbO 3 : LN) cut out so as to achieve X-cut Z-axis propagation is preferable. This is because a large electro-optic effect can be used, so that low power driving is possible and an excellent response speed can be obtained. An optical waveguide is formed on the surface of the X cut surface (YZ surface) of the substrate, and the guided light propagates along the Z axis (optical axis). A lithium niobate substrate other than the X-cut may be used. Further, as the substrate, a triaxial or hexagonal uniaxial crystal having an electro-optic effect, or a material whose crystal point group is C 3V , C 3 , D 3 , C 3h , D 3h can be used. . These materials have a function of adjusting the refractive index so that the change in refractive index is different depending on the mode of propagating light when an electric field is applied. Specific examples include lithium tantalate (LiTO 3 : LT), β-BaB 2 O 4 (abbreviation BBO), LiIO 3 and the like in addition to lithium niobate.

基板の大きさは,所定の導波路を形成できる大きさであれば,特に限定されない。各導波路の幅,長さ,及び深さも本発明のモジュールがその機能を発揮しうる程度のものであれば特に限定されない。各導波路の幅としては,たとえば1〜20マイクロメートル程度,好ましくは5〜10マイクロメートル程度があげられる。また,導波路の深さ(厚さ)として,10nm〜1マイクロメートルがあげられ,好ましくは50nm〜200nmである。   The size of the substrate is not particularly limited as long as a predetermined waveguide can be formed. The width, length, and depth of each waveguide are not particularly limited as long as the module of the present invention can exert its function. The width of each waveguide is, for example, about 1 to 20 micrometers, preferably about 5 to 10 micrometers. Further, the depth (thickness) of the waveguide is 10 nm to 1 micrometer, and preferably 50 nm to 200 nm.

第1のバイアス調整電極(電極A)は,MZAを構成する2つのアーム(Path1及びPath3)間のバイアス電圧を制御することにより,MZAの2つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。一方,第2のバイアス調整電極(電極B)は,MZBを構成する2つのアーム(Path2及びPath4)間のバイアス電圧を制御することにより,MZBの2つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。電極A及び電極Bは,好ましくは通常直流または低周波用電極である。ここで低周波用電極における「低周波」とは,例えば,0Hz〜500MHzの周波数を意味する。なお,この信号源の出力には位相変調器が設けられ,出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。 First bias adjusting electrode (electrode A) by controlling a bias voltage between two arms composing the MZ A (Path1 and Path3), to control the phase of the light propagating in the two arms of the MZ A Electrode. On the other hand, the second bias adjustment electrode (electrode B) by controlling the bias voltage between two arms composing the MZ B (Path2 and Path4), the phase of the light propagating in the two arms of the MZ B It is an electrode for controlling. The electrodes A and B are preferably direct current or low frequency electrodes. Here, “low frequency” in the low frequency electrode means, for example, a frequency of 0 Hz to 500 MHz. The output of this signal source is preferably provided with a phase modulator so that the phase of the output signal can be controlled.

第1の変調電極(電極A)は,MZAを構成する2つのアームにラジオ周波数(RF)信号を入力するための電極である。一方,第2の変調電極(電極B)は,MZBを構成する2つのアームにRF信号を入力するための電極である。電極A,及び電極Bとしては,進行波型電極または共振型電極が挙げられ,好ましくは共振型電極である。 First modulation electrode (electrode A) is an electrode for inputting radio frequency (RF) signal to the two arms composing the MZ A. On the other hand, the second modulation electrode (electrode B) is an electrode for inputting an RF signal to the two arms constituting the MZ B. As the electrode A and the electrode B, a traveling wave type electrode or a resonance type electrode can be mentioned, and a resonance type electrode is preferable.

電極A,及び電極Bは,好ましくは高周波電気信号源と接続される。高周波電気信号源は,電極A及び電極Bへ伝達される信号を制御するためのデバイスであり,公知の高周波電気信号源を採用できる。電極A及び電極Bに入力される高周波信号の周波数(fm)として,例えば1GHz〜100GHzがあげられる。高周波電気信号源の出力としては,一定の周波数を有する正弦波があげられる。なお,この高周波電気信号源の出力には位相変調器が設けられ,出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。 Electrode A and electrode B are preferably connected to a high frequency electrical signal source. The high-frequency electric signal source is a device for controlling a signal transmitted to the electrode A and the electrode B, and a known high-frequency electric signal source can be adopted. Examples of the frequency (f m ) of the high-frequency signal input to the electrode A and the electrode B include 1 GHz to 100 GHz. As an output of the high frequency electric signal source, a sine wave having a constant frequency can be mentioned. It is preferable that a phase modulator is provided at the output of the high-frequency electric signal source so that the phase of the output signal can be controlled.

電極A及び電極Bは,たとえば金,白金などによって構成される。電極A及び電極Bの幅としては,1μm〜10μmが挙げられ,具体的には5μmが挙げられる。電極A及び電極Bの長さとしては,変調信号の波長の(fm)の0.1倍〜0.9倍が挙げられ,0.18〜0.22倍,又は0.67倍〜0.70倍が挙げられ,より好ましくは,変調信号の共振点より20〜25%短いものである。このような長さとすることで,スタブ電極との合成インピーダンスが適度な領域に留まるからである。より具体的なRFA電極,及びRFB電極の長さとしては,3250μmがあげられる。以下では,共振型電極と,進行波型電極について説明する。 The electrodes A and B are made of, for example, gold or platinum. Examples of the width of the electrode A and the electrode B include 1 μm to 10 μm, and specifically 5 μm. The length of the electrode A and the electrode B includes 0.1 to 0.9 times the wavelength (f m ) of the modulation signal, 0.18 to 0.22 times, or 0.67 to 0.70 times, and more preferably the modulation. 20 to 25% shorter than the signal resonance point. This is because, by using such a length, the combined impedance with the stub electrode remains in an appropriate region. A more specific length of the RF A electrode and the RF B electrode is 3250 μm. Hereinafter, the resonant electrode and the traveling wave electrode will be described.

共振型光電極(共振型光変調器)は,変調信号の共振を用いて変調を行う電極である。共振型電極としては公知のものを採用でき,例えば特開2002-268025号公報,「川西哲也,及川哲,井筒雅之,"平面構造共振型光変調器",信学技報,TECHNICAL REPORT OF IEICE, IQE2001-3(2001-05)」に記載のものを採用できる。   A resonance type photoelectrode (resonance type optical modulator) is an electrode that performs modulation using resonance of a modulation signal. Known electrodes can be used as the resonant electrode. For example, Japanese Patent Laid-Open No. 2002-268025, “Tetsuya Kawanishi, Satoshi Oikawa, Masayuki Izutsu”, “Plane Resonant Optical Modulator”, IEICE Technical Report, TECHNICAL REPORT OF IEICE. , IQE2001-3 (2001-05) ”.

進行波型電極(進行波型光変調器)は,光波と電気信号を同方向に導波させ導波している間に光を変調する電極(変調器)である(例えば,西原浩,春名正光,栖原敏明著,「光集積回路」(改訂増補版)オーム社,119頁〜120頁)。進行波型電極は公知のものを採用でき,例えば,特開平11−295674号公報,特開平11−295674号公報,特開2002−169133号公報,特開2002-40381号公報,特開2000-267056号公報,特開2000-471159号公報,特開平10-133159号公報などに開示されたものを用いることができる。   Traveling-wave type electrodes (traveling-wave type optical modulators) are electrodes (modulators) that modulate light while guiding light waves and electrical signals in the same direction (for example, Hiroshi Nishihara, Haruna). Masamitsu and Toshiaki Sugawara, “Optical Integrated Circuit” (Revised Supplement), Ohmsha, pp. 119-120). As the traveling wave type electrode, known ones can be adopted. For example, JP-A-11-295674, JP-A-11-295674, JP-A-2002-169133, JP-A-2002-40381, JP-A-2000- Those disclosed in Japanese Patent No. 267056, Japanese Patent Laid-Open No. 2000-471159, Japanese Patent Laid-Open No. 10-133159, and the like can be used.

進行波型電極として,好ましくは,いわゆる対称型の接地電極配置(進行波型の信号電極の両側に,少なくとも一対の接地電極が設けられているもの)を採用するものである。このように,信号電極を挟んで接地電極を対称に配置することによって,信号電極から出力される高周波は,信号電極の左右に配置された接地電極に印加されやすくなるので,高周波の基板側への放射を,抑圧できる。   As the traveling wave type electrode, a so-called symmetrical ground electrode arrangement (in which at least a pair of ground electrodes are provided on both sides of the traveling wave type signal electrode) is preferably adopted. Thus, by arranging the ground electrodes symmetrically across the signal electrode, the high frequency output from the signal electrode is easily applied to the ground electrodes arranged on the left and right sides of the signal electrode. Can be suppressed.

電極A及び電極Bは,RF信号用の電極と,DC信号用の電極とを兼ねたものでもよいし,別々に設けられていてもよい。   The electrode A and the electrode B may serve both as an RF signal electrode and a DC signal electrode, or may be provided separately.

第3のRF電極(電極C)は,MZA及びMZBのバイアス電圧を制御することによりMZA及びMZBを伝播する光の位相を制御するための電極である。第3の電極(RFC電極)は,進行波型の電極であることが好ましい。電極Cの切り換え速度が,光FSK変調器のデータ速度になるので,電極Cを進行波型電極とすることで高速の切り換え(USB信号とLSB信号との切り換え)が可能となるからである。 The third RF electrode (electrode C) is an electrode for controlling the phase of light propagating through the MZ A and MZ B by controlling the bias voltage of the MZ A and MZ B. The third electrode (RF C electrode) is preferably an electrode of the traveling wave type. This is because the switching speed of the electrode C becomes the data speed of the optical FSK modulator, so that the switching can be performed at a high speed (switching between the USB signal and the LSB signal) by using the electrode C as a traveling wave type electrode.

光FSK変調器は,符号切り換えを高速で実現するために,光SSB変調器の電極C に相当する電極をRF(ラジオ周波数)電極,又はバイアス調整電極とRF電極とに置き換えたものであるが,本発明ではバイアス調整電極のものを用いることもできる。RF電極のみを用いるものとしては,RF電極がDC信号とRF信号とを混合して供給する給電回路(バイアス回路)と連結されているものが挙げられる。RF電極として,好ましくは,高速スイッチングに対応した進行波型電極を用いることができる。ここで,RF電極とは,RF周波数の入出力に対応した電極である。FSK変調器においても,電極Cの信号電圧の位相や振幅を切り換えることで,上側波成分と下側波成分とを切り換えて出力できる。   In the optical FSK modulator, an electrode corresponding to the electrode C 1 of the optical SSB modulator is replaced with an RF (radio frequency) electrode or a bias adjustment electrode and an RF electrode in order to realize code switching at high speed. In the present invention, a bias adjusting electrode can be used. Examples of using only the RF electrode include those in which the RF electrode is connected to a power supply circuit (bias circuit) that supplies a mixture of a DC signal and an RF signal. As the RF electrode, it is preferable to use a traveling wave electrode corresponding to high-speed switching. Here, the RF electrode is an electrode corresponding to input / output of the RF frequency. The FSK modulator can also switch and output the upper side wave component and the lower side wave component by switching the phase and amplitude of the signal voltage of the electrode C.

光FSK変調器の動作は,光SSB変調器の動作と同様である。光SSB変調器の動作は,たとえば,「川西哲也,井筒雅之,"光SSB変調器を用いた光周波数シフター",信学技報,TECHNICAL REPORT OF IEICE, OCS2002-49, PS2002-33, OFT2002-30(2002-08)」,「日隅ら,Xカットリチウムニオブ光SSB変調器,エレクトロンレター,vol. 37, 515-516 (2001).」などに詳しく報告されている。すなわち,光SSB変調器によれば,所定量周波数がプラスにシフトした上側波帯(USB)信号,及び下側波帯(LSB)信号を得ることができる。   The operation of the optical FSK modulator is the same as that of the optical SSB modulator. The operation of the optical SSB modulator is, for example, “Tetsuya Kawanishi, Masayuki Izutsu,“ Optical Frequency Shifter Using Optical SSB Modulator ”, IEICE Technical Report, Technical Report of IEICE, OCS2002-49, PS2002-33, OFT2002- 30 (2002-08) "," Hisumi et al., X-cut Lithium Niobium Optical SSB Modulator, Electron Letter, vol. 37, 515-516 (2001). " That is, according to the optical SSB modulator, it is possible to obtain an upper sideband (USB) signal and a lower sideband (LSB) signal whose frequency is shifted to a plus amount.

光FSK変調器の動作を以下に説明する。並列する4つの光位相変調器に位相が90°ずつ異なる正弦波RF信号を入力する。また,光に関してもそれぞれの位相差が90°となるようにバイアス電圧DCA電極,DCB電極,RFC電極を調整する。すると,RF信号の周波数分だけ周波数がシフトした光が出力される。周波数シフトの方向(減少/増加)は,RFC電極に印加する信号の電圧値又は位相を調整することにより選択できる。すなわち,図2に示される光FSK変調器では,各位相変調器で,電気・光とも90°ずつの位相差をもつこととなる。なお,基板として,X−カット基板を用いるとRF信号用電極RFA電極,及びRFB電極に位相が90°異なる正弦波を供給するだけで,4つの位相変調器でそれぞれ位相が0°,90°,180°,270°のRF信号の変調を実現できる(日隅ら,Xカットリチウムニオブ光SSB変調器,エレクトロンレター,vol. 37, 515-516 (2001).)。 The operation of the optical FSK modulator will be described below. Sinusoidal RF signals whose phases are different by 90 ° are input to four optical phase modulators in parallel. For the light, the bias voltage DC A electrode, DC B electrode, and RF C electrode are adjusted so that the respective phase differences are 90 °. Then, light whose frequency is shifted by the frequency of the RF signal is output. The direction (decrease / increase) of the frequency shift can be selected by adjusting the voltage value or phase of the signal applied to the RF C electrode. That is, in the optical FSK modulator shown in FIG. 2, each phase modulator has a phase difference of 90 ° for both electrical and optical. If an X-cut substrate is used as the substrate, only four sine waves with phases of 90 ° are supplied to the RF signal electrode RF A electrode and the RF B electrode, and the phase is 0 ° with four phase modulators. Modulation of 90 °, 180 °, and 270 ° RF signals can be realized (Hisumi et al., X-cut Lithium Niobium Optical SSB Modulator, Electron Letter, vol. 37, 515-516 (2001)).

図4は,光FSK変調器の各点での光スペクトルを示す概念図である。図中の黒い矢印は光を表す。図3のそれぞれのMZ構造部分において電極A,電極Bのバイアス電圧を2つのPath(パス1とパス3,パス2とパス4)での光の位相差が180°となるように調整する(図4の領域A及び領域Bを参照)。電極Cのバイアス電圧を,2つのMZ構造部分の光位相差が90°となるように調整する。図3のP点,及びQ点においては,それぞれ両側波帯が存在する(図4の領域C及び領域Dを参照)。しかしながら,P点とQ点とでは,下側波帯光の位相が逆である。このため,これらの光を合波した出力光では,上側波成分のみが含まれる(図4の領域Eを参照)。   FIG. 4 is a conceptual diagram showing an optical spectrum at each point of the optical FSK modulator. The black arrow in the figure represents light. In each MZ structure portion of FIG. 3, the bias voltages of the electrodes A and B are adjusted so that the phase difference of light between the two paths (path 1 and path 3, path 2 and path 4) is 180 ° (see FIG. 3). (See area A and area B in FIG. 4). The bias voltage of the electrode C is adjusted so that the optical phase difference between the two MZ structure portions is 90 °. There are double sidebands at points P and Q in FIG. 3 (see region C and region D in FIG. 4). However, the phase of the lower sideband light is opposite between the P point and the Q point. For this reason, only the upper side wave component is included in the output light obtained by combining these lights (see region E in FIG. 4).

一方,電極Cのバイアス電圧を,2つのMZ構造部分の光位相差が270°となるように調整すると,下側波成分のみが出力される。したがって,電極Cの信号(又は2つのアームに印加される信号の位相)を切り換えることで,上側波成分と下側波成分とを切り換えて出力できる。電極Cとして,RF周波数に対応した進行波型電極を用いると,上記の周波数シフトを高速に行うことができる。   On the other hand, when the bias voltage of the electrode C is adjusted so that the optical phase difference between the two MZ structure portions is 270 °, only the lower side wave component is output. Therefore, by switching the signal of the electrode C (or the phase of the signal applied to the two arms), the upper side wave component and the lower side wave component can be switched and output. If a traveling wave electrode corresponding to the RF frequency is used as the electrode C, the above frequency shift can be performed at high speed.

光導波路の形成方法としては,チタン拡散法等の内拡散法やプロトン交換法など公知の形成方法を利用できる。すなわち,本発明の光FSK変調器は,例えば以下のようにして製造できる。まず,ニオブ酸リチウムのウエハー上に,フォトリソグラフィー法によって,チタンをパターニングし,熱拡散法によってチタンを拡散させ,光導波路を形成する。この際の条件は,チタンの厚さを100〜2000オングストロームとし,拡散温度を500〜2000℃とし,拡散時間を10〜40時間としすればよい。基板の主面に,二酸化珪素の絶縁バッファ層(厚さ0.5−2μm)を形成する。次いで,これらの上に厚さ15−30μmの金属メッキからなる電極を形成する。次いでウエハーを切断する。このようして,チタン拡散導波路が形成された光変調器が形成される。   As an optical waveguide formation method, a known formation method such as an internal diffusion method such as a titanium diffusion method or a proton exchange method can be used. That is, the optical FSK modulator of the present invention can be manufactured as follows, for example. First, titanium is patterned on a lithium niobate wafer by photolithography, and titanium is diffused by thermal diffusion to form an optical waveguide. The conditions at this time may be that the thickness of titanium is 100 to 2000 angstroms, the diffusion temperature is 500 to 2000 ° C., and the diffusion time is 10 to 40 hours. An insulating buffer layer (thickness 0.5-2 μm) of silicon dioxide is formed on the main surface of the substrate. Next, an electrode made of metal plating having a thickness of 15 to 30 μm is formed thereon. The wafer is then cut. In this way, an optical modulator having a titanium diffusion waveguide is formed.

光FSK変調器は,たとえば以下のようにして製造できる。まず基板上に導波路を形成する。導波路は,ニオブ酸リチウム基板表面に,プロトン交換法やチタン熱拡散法を施すことにより設けることができる。例えば,フォトリソグラフィー技術によってLN基板上に数マイクロメートル程度のTi金属のストライプを,LN基板上に列をなした状態で作製する。その後,LN基板を1000℃近辺の高温にさらしてTi金属を当該基板内部に拡散させる。このようにすれば,LN基板上に導波路を形成できる。   The optical FSK modulator can be manufactured as follows, for example. First, a waveguide is formed on a substrate. The waveguide can be provided by performing a proton exchange method or a titanium thermal diffusion method on the surface of the lithium niobate substrate. For example, Ti metal stripes of about several micrometers are formed on the LN substrate in a row on the LN substrate by photolithography. Thereafter, the LN substrate is exposed to a high temperature around 1000 ° C. to diffuse Ti metal into the substrate. In this way, a waveguide can be formed on the LN substrate.

また,電極は上記と同様にして製造できる。例えば,電極を形成するため,光導波路 の形成と同様にフォトリソグラフィー技術によって,同一幅で形成した多数の導波路の両脇に対して電極間ギャップが1マイクロメートル〜50マイクロメートル程度になるように形成することができる。   The electrode can be manufactured in the same manner as described above. For example, in order to form electrodes, the gap between the electrodes becomes about 1 to 50 micrometers with respect to both sides of a large number of waveguides formed with the same width by photolithography as in the formation of the optical waveguide. Can be formed.

なお,シリコン基板を用いる場合は,たとえば以下のようにして製造できる。シリコン(Si)基板上に火炎堆積法によって二酸化シリコン(SiO2)を主成分とする下部クラッド層を堆積し,次に,二酸化ゲルマニウム(GeO2)をドーパントとして添加した二酸化シリコン(SiO2)を主成分とするコア層を堆積する。その後,電気炉で透明ガラス化する。次に,エッチングして光導波路部分を作製し,再び二酸化シリコン(SiO2)を主成分とする上部クラッド層を堆積する。そして,薄膜ヒータ型熱光学強度変調器及び薄膜ヒータ型熱光学位相変調器を上部クラッド層に形成する。 In addition, when using a silicon substrate, it can manufacture as follows, for example. A lower cladding layer mainly composed of silicon dioxide (SiO 2 ) is deposited on a silicon (Si) substrate by flame deposition, and then silicon dioxide (SiO 2 ) doped with germanium dioxide (GeO 2 ) as a dopant is deposited. A core layer as a main component is deposited. After that, it is made into transparent glass in an electric furnace. Next, an optical waveguide portion is fabricated by etching, and an upper clad layer mainly composed of silicon dioxide (SiO 2 ) is deposited again. Then, a thin film heater type thermo-optic intensity modulator and a thin film heater type thermo-optic phase modulator are formed on the upper cladding layer.

そして,電源系(28)は,例えば図示しないコンピュータなどの制御系につながれてもよい高周波電源などの電源(29)と,前記電源と連結された周波数変調器(30)と,前記電源と連結された位相変調器(31)と,前記電源と連結されたパルスパターンジェネレータ(32)とを具備する。   The power supply system (28) includes a power supply (29) such as a high frequency power supply that may be connected to a control system such as a computer (not shown), a frequency modulator (30) connected to the power supply, and a connection to the power supply. And a pulse pattern generator (32) connected to the power source.

電源(29)は,光周波数シフトキーイング変調器に電気信号を与えるためのデバイスであり,公知の高周波電気信号源などを採用できる。高周波周波数としては,例えば1GHz〜100GHzが挙げられる。高周波電気信号源の出力としては,一定の周波数を有する正弦波があげられる。   The power source (29) is a device for supplying an electric signal to the optical frequency shift keying modulator, and a known high-frequency electric signal source or the like can be adopted. Examples of the high frequency include 1 GHz to 100 GHz. As an output of the high frequency electric signal source, a sine wave having a constant frequency can be mentioned.

周波数変調器(30)として,公知の周波数変調器を用いることができる。位相変調器(31)として,公知の位相変調器を用いることができる。パルスパターンジェネレータ(32)として,公知のパルスパターンジェネレータを用いることができる。パルスパターンジェネレータは,伝送データ信号を生成することのできる装置であれば特に限定されず公知のデータ信号生成装置を用いることができる。これらは,たとえば,図示しないコンピュータなどの制御装置と電気的に連結されており,各種信号がコンピュータの入力装置・出力装置から入力・出力され,CPUなどの演算手段が,メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け,メモリなどの記憶手段に記憶された情報を読み出して,所定の動作を行うようにすればよい。   A known frequency modulator can be used as the frequency modulator (30). A known phase modulator can be used as the phase modulator (31). A known pulse pattern generator can be used as the pulse pattern generator (32). The pulse pattern generator is not particularly limited as long as it is a device that can generate a transmission data signal, and a known data signal generation device can be used. These are, for example, electrically connected to a control device such as a computer (not shown), and various signals are input / output from an input device / output device of the computer. The information stored in the storage means such as a memory is read out and a predetermined operation is performed.

<電源系の動作例>電源から発生したクロック信号(33)は,前記周波数変調器(30)により周波数が半分の整数倍(例えば,1倍,2倍,又は3倍など)のクロック信号(34)に変換され,前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号(34)は,前記第1のサブマッハツェンダー電極(19)又は前記第2のサブマッハツェンダー電極(32)に印加される。また,前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号(34)は,前記位相変調器(31)によりその位相がπ/2+mπ(mは,整数を示す。)だけ変調され,前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号(34)とは位相がπ/2異なるクロック信号(35)として,残りのサブマッハツェンダー電極(19又は22)に印加される。すなわち,サブマッハツェンダー電極(19又は22)には,位相がπ/2ずれた信号が印加されることとなる。これにより,ベースバンド信号を変化させることにより,USB信号とLSB信号とを出力できることとなる。なお,サブマッハツェンダー導波路に導入されるクロック信号は,伝送するデータ信号から,たとえばクロック抽出回路を用いて抽出した信号など,伝送するデータ信号から抽出したものを用いても良い。具体的には,前記パルスパターンジェネレータ(32)と連結されたクロック抽出回路を具備し;前記クロック抽出回路が,抽出したパルスパターンジェネレータ(32)により生成された伝送データ信号から信号を抽出し;前記クロック信号(33)として,前記クロック抽出回路が抽出した伝送データ信号から抽出した信号を用いるものがあげられる。なお,クロック抽出回路は,データ信号から基調繰り返し周波数を抽出するための回路であり,発振器や,位相同期ループ等の帰還回路を用いて実現される既存の電気回路である。     <Operation Example of Power Supply System> The clock signal (33) generated from the power supply is a clock signal (for example, 1 time, 2 times, 3 times, etc.) whose frequency is half the frequency by the frequency modulator (30) ( 34) and the clock signal (34) whose frequency is an integral multiple of half is applied to the first sub-Mach-Zehnder electrode (19) or the second sub-Mach-Zehnder electrode (32). . The phase of the clock signal (34) whose frequency is an integral multiple of half is modulated by the phase modulator (31) by π / 2 + mπ (where m is an integer), and the frequency is half. Is applied to the remaining sub Mach-Zehnder electrode (19 or 22) as a clock signal (35) having a phase that is π / 2 different from the clock signal (34) that is an integral multiple of. That is, a signal whose phase is shifted by π / 2 is applied to the sub Mach-Zehnder electrode (19 or 22). Thereby, the USB signal and the LSB signal can be output by changing the baseband signal. Note that the clock signal introduced into the sub Mach-Zehnder waveguide may be a signal extracted from a transmitted data signal such as a signal extracted from a transmitted data signal using, for example, a clock extraction circuit. Specifically, it comprises a clock extraction circuit connected to the pulse pattern generator (32); the clock extraction circuit extracts a signal from the transmission data signal generated by the extracted pulse pattern generator (32); Examples of the clock signal (33) include a signal using a signal extracted from the transmission data signal extracted by the clock extraction circuit. The clock extraction circuit is a circuit for extracting a fundamental repetition frequency from a data signal, and is an existing electric circuit that is realized by using a feedback circuit such as an oscillator or a phase locked loop.

本発明では,前記電源から発生したクロック信号(33)は,パルスパターンジェネレータ(32)により,前記クロック信号の位相と式(I)で示される位相差を有するベースバンド信号(27)とされた後に,前記メインマッハツェンダー電極(23)に印加される。これにより,ベースバンド信号(6)を切り換えることによりUSB信号からLSB信号へ,またはLSB信号からUSB信号へ光信号を切り換えても,正弦波クロック信号(4,5)と,ベースバンド信号(6)との位相差(遅延量)Δφが上記式(I)のように制御されることになるので,切り替え前後で光信号の位相がずれなくなる。   In the present invention, the clock signal (33) generated from the power source is converted into a baseband signal (27) having a phase difference represented by the phase of the clock signal and the formula (I) by the pulse pattern generator (32). Later, it is applied to the main Mach-Zehnder electrode (23). Thus, even if the optical signal is switched from the USB signal to the LSB signal or from the LSB signal to the USB signal by switching the baseband signal (6), the sine wave clock signal (4,5) and the baseband signal (6 The phase difference (delay amount) Δφ with respect to () is controlled as in the above formula (I), so that the phase of the optical signal does not shift before and after switching.

<実施態様2> 図5は,本発明の第一の実施態様にかかる位相連続光周波数偏移変調器に用いられる光周波数偏移変調器を示す概略構成図である。光FSK変調器以外の構成は先に説明した実施態様におけるものを適宜用いることができる。この態様における光FSK変調器は,光変調器(42)と光フィルタ(43)により構成されている。そして,光変調器により,DSB−SC信号(USB信号とLSB信号とからなる信号)を得て,光フィルタにより,DSB−SC信号中のUSB信号又はLSB信号のいずれかを透過させ,USB信号又はLSB信号を含む光SSB信号又は光FSK信号を得るものである。   <Embodiment 2> FIG. 5: is a schematic block diagram which shows the optical frequency shift modulator used for the phase continuous optical frequency shift modulator concerning the 1st embodiment of this invention. As the configuration other than the optical FSK modulator, the configuration in the embodiment described above can be used as appropriate. The optical FSK modulator in this aspect is composed of an optical modulator (42) and an optical filter (43). Then, a DSB-SC signal (a signal composed of a USB signal and an LSB signal) is obtained by the optical modulator, and either the USB signal or the LSB signal in the DSB-SC signal is transmitted by the optical filter, and the USB signal is transmitted. Alternatively, an optical SSB signal or an optical FSK signal including an LSB signal is obtained.

<光変調器>光変調器(42)として,強度変調器(DSB信号を得ることができる),位相変調器,又はDSB−SC変調器(キャリア信号を抑え,USB信号とLSB信号とからなる光信号をえることができる)などを適宜用いることとができる。   <Optical modulator> As the optical modulator (42), an intensity modulator (a DSB signal can be obtained), a phase modulator, or a DSB-SC modulator (suppresses a carrier signal and consists of a USB signal and an LSB signal) Can be used as appropriate.

<光フィルタ>光フィルタ(43)として,公知の光フィルタを用いることができるが,好ましくは,USB信号又はLSB信号を透過できるフィルタである。このような光フィルタとして,マッハツェンダー型導波路の片方のアームに遅延を与える遅延器を具備し,印加電圧を制御することにより,高速に透過する光信号の中心周波数を制御できるものがあげられる。   <Optical Filter> Although a known optical filter can be used as the optical filter (43), a filter capable of transmitting a USB signal or an LSB signal is preferable. Examples of such an optical filter include a delay device that delays one arm of a Mach-Zehnder type waveguide and that can control the center frequency of an optical signal transmitted at high speed by controlling the applied voltage. .

<復号器>以下,本発明の位相連続光周波数偏移変調器により符号化された光信号を復号するための復調器について説明する。図6は,本発明における光復調器の例を示す図である。図6に示されるとおり,本発明の光復調器(51)は,光路(52)と,前記光路(52)に設けられたカプラなどの分波器・合波器(53)と,前記分波器・合波器により分波された一方の光信号に遅延(又は位相差)を与えるための遅延器(54)と,前記遅延器により遅延された光信号と,前記分波器・合波器により分波されたもう一方の光信号を合波し,2つの光信号として出力するためのカプラなどの第2の分波器・合波器と,前記第2の分波器・合波器からの出力光を光信号に変換するフォトダイオードなどの光検出器(55)と,前記光検出器が観測した光信号を差動増幅するための差動増幅器(56)と,前記差動増幅器(56)の出力を出力するための出力路(57)とを含む。すなわち,光遅延検波器を用い,差動増幅による復号器があげられる。このような構成を有する復号器を用いれば例えば,受信感度が3dB程度向上する。   <Decoder> A demodulator for decoding an optical signal encoded by the phase-continuous optical frequency shift modulator of the present invention will be described below. FIG. 6 is a diagram showing an example of an optical demodulator according to the present invention. As shown in FIG. 6, the optical demodulator (51) of the present invention includes an optical path (52), a splitter / multiplexer (53) such as a coupler provided in the optical path (52), and the splitter. A delay unit (54) for adding a delay (or phase difference) to one of the optical signals demultiplexed by the demultiplexer / multiplexer, the optical signal delayed by the delay unit, and the demultiplexer / multiplexer A second demultiplexer / multiplexer such as a coupler for multiplexing the other optical signal demultiplexed by the demultiplexer and outputting it as two optical signals; and the second demultiplexer / multiplexer A photodetector (55) such as a photodiode for converting the output light from the wave detector into an optical signal; a differential amplifier (56) for differentially amplifying the optical signal observed by the photodetector; And an output path (57) for outputting the output of the dynamic amplifier (56). That is, a decoder using an optical delay detector and differential amplification can be mentioned. If a decoder having such a configuration is used, for example, the reception sensitivity is improved by about 3 dB.

さらに,本発明の位相連続光周波数偏移変調器による光FSK変調信号は,位相が連続しているので,変調帯域幅が狭く,USB信号とLSB信号との中心周波数が近い場合であっても(たとえば,USB信号とLSB信号のすそや信号自体が重なっていても),コヒーレント復調により,容易に復号化できる。従来は,光FSK変調信号を復調するためには,USB信号とLSB信号とがきちんと分離していなければならず,それゆえ従来の光FSK変調方式による光情報通信では,広帯域な光周波数占有帯域を必要とした。しかしながら,本発明の位相連続光周波数偏移変調器による光FSK変調信号は,光位相信号情報を検出できるので,USB信号とLSB信号とがきちんと分離していなくてもよく,広帯域な光周波数占有帯域を必要としないため,光周波数占有帯域を節約できる。   Further, since the optical FSK modulation signal by the phase continuous optical frequency shift modulator of the present invention is continuous in phase, even when the modulation bandwidth is narrow and the center frequencies of the USB signal and the LSB signal are close to each other. (For example, even if the bottom of the USB signal and the LSB signal overlap), it can be easily decoded by coherent demodulation. Conventionally, in order to demodulate an optical FSK modulation signal, the USB signal and the LSB signal must be separated properly. Therefore, in the optical information communication by the conventional optical FSK modulation method, a wide optical frequency occupation band is required. Needed. However, since the optical FSK modulation signal by the phase-continuous optical frequency shift modulator of the present invention can detect optical phase signal information, the USB signal and the LSB signal do not have to be separated properly, and the broadband optical frequency occupation Since no bandwidth is required, the optical frequency occupation bandwidth can be saved.

<第3の実施態様−RZ−CPFSK−>第3の実施態様にかかる本発明の光変調器は,特に図示しないが,上記した位相連続光周波数偏移変調器と,前記位相連続光周波数偏移変調器からの出力光が入射する強度変調器と,を具備し,前記強度変調器へ印加される変調信号は,前記電源から発生したクロック信号であり,リターントゥゼロ位相連続光周波数偏移変調信号を得るための光変調器である。   <Third Embodiment-RZ-CPFSK-> The optical modulator of the present invention according to the third embodiment is not particularly shown, but includes the above-described phase continuous optical frequency shift modulator and the phase continuous optical frequency offset. An intensity modulator on which the output light from the shift modulator is incident, and the modulation signal applied to the intensity modulator is a clock signal generated from the power source, and a return-to-zero phase continuous optical frequency shift An optical modulator for obtaining a modulated signal.

従来の光FSK変調器では,USBとLSBとを切り換える際の過渡期に,両信号のビートにより光信号強度が高速に変化する。この過渡信号が,光伝送システムにおいて信号劣化などをもたらす原因となる。そのため,本発明では,位相連続な光FSK変調信号を達成したが,さらにこの過渡信号を制御することによりさらに高品質な光FSK変調信号を得るものである。   In conventional optical FSK modulators, the optical signal intensity changes rapidly due to the beat of both signals during the transition period when switching between USB and LSB. This transient signal causes signal degradation in the optical transmission system. Therefore, in the present invention, a phase-continuous optical FSK modulation signal is achieved. However, by controlling this transient signal, a higher quality optical FSK modulation signal is obtained.

この態様では,基本的には,光FSK信号に強度変調を加え,USB信号とLSB信号との過渡期の出力強度を小さくすることにより,過渡信号の強度を小さくする(抑圧する)というものである。このようにすれば,光FSK信号のうちUSB信号やLSB信号の強度をわずかに損なうものの,過渡信号の強度を小さくできるので,品質の高い光FSK信号を得ることができる。   In this mode, basically, the intensity of the transient signal is reduced (suppressed) by applying intensity modulation to the optical FSK signal and reducing the output intensity of the USB signal and LSB signal during the transition period. is there. In this way, although the strength of the USB signal and LSB signal of the optical FSK signal is slightly impaired, the strength of the transient signal can be reduced, so that a high-quality optical FSK signal can be obtained.

この態様に用いられる強度変調器として,信号の強度を,光FSK信号の周期と同期した所定の周期で変調できるものであれば特に限定されない。好ましい光強度変調器は,マッハツェンダー導波路であり,より好ましくはプッシュプル型マッハツェンダー導波路である。マッハツェンダー導波路であれば,後述の光FSK変調器と同一の基板上に設けることができるからである。また,マッハツェンダー導波路であれば,強度変調時の不要な光位相変化(周波数チャープ)を回避することが出来るからである。このようなマッハツェンダー導波路として,公知の光SSB変調器などに用いられたマッハツェンダー導波路を利用できる。   The intensity modulator used in this embodiment is not particularly limited as long as the intensity of the signal can be modulated with a predetermined period synchronized with the period of the optical FSK signal. A preferred light intensity modulator is a Mach-Zehnder waveguide, and more preferably a push-pull type Mach-Zehnder waveguide. This is because the Mach-Zehnder waveguide can be provided on the same substrate as the optical FSK modulator described later. In addition, the Mach-Zehnder waveguide can avoid unnecessary optical phase change (frequency chirp) during intensity modulation. As such a Mach-Zehnder waveguide, a Mach-Zehnder waveguide used in a known optical SSB modulator or the like can be used.

<第3の実施態様における動作>第3の実施態様にかかる本発明の光変調器は,信号強度が光FSK信号と同期して印加されるようになっている。そして,光FSK変調信号の過渡信号が現れる時点での強度が0になるような変調(RZ)を強度変調器に施している。このような変調を施すことにより,過渡信号が抑圧され,USB信号及びLSB信号の質が高まる。なお,強度変調信号と,光FSK変調信号とのタイミング制御は,公知の方法により制御できる。具体的には,強度変調器に印加する信号と光FSK変調器の各電極に印加される信号とのタイミングを制御することにより,光RZ-FSK信号を得ることができる。具体的には,強度変調器に印加する信号と,光FSK変調器に印加される信号も同期を取ることで,光FSK変調信号の周期に合わせて強度変調を行うことができるようにされている。   <Operation in Third Embodiment> In the optical modulator of the present invention according to the third embodiment, the signal intensity is applied in synchronization with the optical FSK signal. Then, modulation (RZ) is performed on the intensity modulator so that the intensity becomes zero when a transient signal of the optical FSK modulation signal appears. By applying such modulation, the transient signal is suppressed and the quality of the USB signal and the LSB signal is improved. The timing control between the intensity modulation signal and the optical FSK modulation signal can be controlled by a known method. Specifically, the optical RZ-FSK signal can be obtained by controlling the timing of the signal applied to the intensity modulator and the signal applied to each electrode of the optical FSK modulator. Specifically, the signal applied to the intensity modulator and the signal applied to the optical FSK modulator are synchronized so that the intensity modulation can be performed in accordance with the period of the optical FSK modulation signal. Yes.

<光情報通信システム>本発明の位相連続光周波数偏移変調器を用いた光情報通信システムは,たとえば,本発明の位相連続光周波数偏移変調器と上記した光復号器とを具備し,本発明の位相連続光周波数偏移変調器により符号化した光情報を,上記の光復号器が復号するものがあげられる。   <Optical information communication system> An optical information communication system using the phase continuous optical frequency shift modulator of the present invention comprises, for example, the phase continuous optical frequency shift modulator of the present invention and the above optical decoder, The optical information encoded by the phase continuous optical frequency shift modulator of the present invention is decoded by the optical decoder.

以下実施例を用いて本発明を具体的に説明する。図7は,実施例において用いたシステムの概略図である。図7において,LDはダイオードなどの光源,FSK-mod.は光FSK変調器(上記のように2つのサブマッハツェンダー導波路と一つのメインマッハツェンダー導波路を具備するもの),PPGはパルスパターンジェネレータ, EA-mod.は任意の電気吸収型変調器,FBGは任意のファイバーグレーティング,EDFAは任意のエルビウムドープファイバ増幅器,BPFはバンドパスフィルタ,ATTは任意の可変アッテネータ,MZはマッハツェンダー導波路を示す。1ビット遅延マッハツェンダー導波路と差動増幅器とは,光遅延検波器を構成する。"sampling oscilloscope"は,オシロスコープを示し,"BER detector"は,任意のビットエラーレート検出器を示す。   Hereinafter, the present invention will be specifically described with reference to examples. FIG. 7 is a schematic diagram of a system used in the embodiment. In FIG. 7, LD is a light source such as a diode, FSK-mod. Is an optical FSK modulator (having two sub Mach-Zehnder waveguides and one main Mach-Zehnder waveguide as described above), and PPG is a pulse pattern. Generator, EA-mod. Is any electro-absorption modulator, FBG is any fiber grating, EDFA is any erbium-doped fiber amplifier, BPF is a bandpass filter, ATT is any variable attenuator, MZ is a Mach-Zehnder waveguide Indicates. The 1-bit delay Mach-Zehnder waveguide and the differential amplifier constitute an optical delay detector. “sampling oscilloscope” indicates an oscilloscope, and “BER detector” indicates an arbitrary bit error rate detector.

電源からの信号を3つに分けた。そして,その信号の一つを光FSK変調器のサブマッハツェンダー導波路の2つの電極にπ/2位相のずれた2つの正弦波クロック信号として入力した。分けられた光のうち一つは,パルスパターンジェネレータに入力し,ここで所定のパターンを有する信号を形成し,メインマッハツェンダー導波路の電極にベースバンド信号として入力した。このようにして,所定の条件を満たし,クロック信号と同期の取れた信号を各マッハツェンダー導波路の電極に印加した。その際,正弦波クロック信号−ベースバンド信号間の位相差(遅延量)Δφ をπ/4+nπ(nは整数)とした。これにより,位相が連続した光FSK信号を得ることができた。さらに,光遅延検波器を用いた,光位相検波によるコヒーレント復調を用いた差動増幅により,受信感度が増大し,3dBの改善が見られた。   The signal from the power source was divided into three. Then, one of the signals was input as two sine wave clock signals having a π / 2 phase shift to the two electrodes of the sub Mach-Zehnder waveguide of the optical FSK modulator. One of the divided lights was input to a pulse pattern generator, where a signal having a predetermined pattern was formed and input as a baseband signal to the electrode of the main Mach-Zehnder waveguide. In this way, a signal that satisfies a predetermined condition and is synchronized with the clock signal is applied to the electrode of each Mach-Zehnder waveguide. At that time, the phase difference (delay amount) Δφ between the sine wave clock signal and the baseband signal was set to π / 4 + nπ (n is an integer). As a result, an optical FSK signal having a continuous phase could be obtained. Furthermore, differential sensitivity using coherent demodulation using optical phase detection using an optical delay detector increased reception sensitivity and improved 3 dB.

位相連続FSK変調信号のスペクトルを計算により求めた。ベースバンド変調信号は10Gbps,クロック周波数は5GHzである。また,Δφ をπ/4(45度)とした。その結果を下記の図8に示す。図8は,実施例1における位相連続FSK変調信号のスペクトルの計算値である。図8から,位相連続性により変調スペクトルの高次サイドローブが抑圧されていることがわかる。なお,参考のため従来の位相不連続光FSK変調器(Δφ を3π/4(135度))により得られた光FSK変調信号のスペクトルを図9に示す。すなわち,図9は,位相不連続光FSK変調器により得られた光FSK変調信号のスペクトルである。   The spectrum of the phase continuous FSK modulation signal was obtained by calculation. The baseband modulation signal is 10Gbps and the clock frequency is 5GHz. Δφ was set to π / 4 (45 degrees). The results are shown in FIG. FIG. 8 shows the calculated value of the spectrum of the phase continuous FSK modulation signal in the first embodiment. It can be seen from FIG. 8 that higher-order side lobes of the modulation spectrum are suppressed due to phase continuity. For reference, FIG. 9 shows a spectrum of an optical FSK modulation signal obtained by a conventional phase discontinuous optical FSK modulator (Δφ is 3π / 4 (135 degrees)). That is, FIG. 9 shows the spectrum of the optical FSK modulation signal obtained by the phase discontinuous optical FSK modulator.

なお,遅延検波を行う場合の検波特性について計算を行った。計算条件は,上記と同様である。図10は,遅延検波信号を示すグラフである。図10(A)は,本発明の位相連続光FSK変調信号を用いたものであり,図10(B)は,位相が不連続な(上記の例で,Δφ が135度のもの)光FSK変調信号を用いたものである。図10(B)に示されるように,位相が不連続な光FSK変調信号を復調した場合は,USB信号とLSB信号との符号を切り換える際に,検波信号に不連続な部分が生ずる。よって,従来の光FSK変調信号では,うまく遅延検波を行うことができない。一方,図10(A)に示される本発明の位相連続光FSK変調信号では,位相が連続しているので,遅延検波を好適に行うことができる。   Note that the detection characteristics when performing delay detection were calculated. The calculation conditions are the same as above. FIG. 10 is a graph showing a delayed detection signal. FIG. 10A shows the case where the phase continuous light FSK modulation signal of the present invention is used, and FIG. 10B shows the case where the phase is discontinuous (in the above example, Δφ is 135 degrees). A modulation signal is used. As shown in FIG. 10B, when the optical FSK modulation signal having a discontinuous phase is demodulated, a discontinuous portion is generated in the detection signal when the sign of the USB signal and the LSB signal is switched. Therefore, the conventional optical FSK modulation signal cannot perform delay detection well. On the other hand, since the phase is continuous in the phase continuous optical FSK modulated signal of the present invention shown in FIG. 10 (A), delayed detection can be suitably performed.

また,従来の二値位相シフトキーイング(BPSK)と,本発明による位相連続周波数シフトキーイング(CPFSK)スペクトルを計算により求めた。その結果を図11に示す。図11は,光FSK変調信号のスペクトルを示すグラフである。図11(A)は,本発明による位相連続周波数シフトキーイング(CPFSK)のスペクトルを示す。図11(B)は,従来の二値位相シフトキーイング(BPSK)のスペクトルを示す。BPSKは,符合間で位相が不連続となった。一方,CPFSKでは,位相が連続しており,高周波成分(サイドローブ)を抑えることができた。よって,CPFSKは,波長多重通信などにも有効に利用されるものと考えられる。   In addition, conventional binary phase shift keying (BPSK) and phase continuous frequency shift keying (CPFSK) spectrum according to the present invention were obtained by calculation. The result is shown in FIG. FIG. 11 is a graph showing the spectrum of an optical FSK modulated signal. FIG. 11A shows a spectrum of phase continuous frequency shift keying (CPFSK) according to the present invention. FIG. 11B shows a spectrum of conventional binary phase shift keying (BPSK). In BPSK, the phase is discontinuous between symbols. On the other hand, in CPFSK, the phase is continuous, and high frequency components (side lobes) can be suppressed. Therefore, CPFSK is considered to be effectively used for wavelength division multiplexing.

本発明の光位相連続周波数偏移変調器は,光信号を生成できるので,光情報通信などの分野において好適に利用できる。   Since the optical phase continuous frequency shift modulator of the present invention can generate an optical signal, it can be suitably used in fields such as optical information communication.

図1は,本発明の位相連続光周波数偏移変調器の概略構成図である。FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a phase-continuous optical frequency shift modulator according to the present invention. 図2は,位相連続光周波数遷移変調を説明するための概念図である。図2(A)は,位相連続光周波数遷移変調のパルスを示す概念図であり,図2(B)は従来の光周波数遷移変調のパルスを示す概念図である。FIG. 2 is a conceptual diagram for explaining phase-continuous optical frequency transition modulation. FIG. 2A is a conceptual diagram showing a pulse of phase-continuous optical frequency transition modulation, and FIG. 2B is a conceptual diagram showing a pulse of conventional optical frequency transition modulation. 図3は,本発明の第一の実施態様にかかる位相連続光周波数偏移変調器を示す概略構成図である。FIG. 3 is a schematic block diagram showing the phase continuous optical frequency shift modulator according to the first embodiment of the present invention. 図4は,光FSK変調器の各点での光スペクトルを示す概念図である。FIG. 4 is a conceptual diagram showing an optical spectrum at each point of the optical FSK modulator. 図5は,本発明の第一の実施態様にかかる位相連続光周波数偏移変調器に用いられる光周波数偏移変調器を示す概略構成図である。FIG. 5 is a schematic configuration diagram showing an optical frequency shift modulator used in the phase continuous optical frequency shift modulator according to the first embodiment of the present invention. 。図6は,本発明における光復調器の例を示す図である。. FIG. 6 is a diagram showing an example of an optical demodulator according to the present invention. 図7は,実施例において用いたシステムの概略図である。FIG. 7 is a schematic diagram of a system used in the embodiment. 図8は,実施例1における位相連続FSK変調信号のスペクトルの計算値である。FIG. 8 shows the calculated value of the spectrum of the phase continuous FSK modulation signal in the first embodiment. 図9は,位相不連続光FSK変調器により得られた光FSK変調信号のスペクトルである。FIG. 9 shows the spectrum of the optical FSK modulation signal obtained by the phase discontinuous optical FSK modulator. 図10は,遅延検波信号を示すグラフである。図10(A)は,本発明の位相連続光FSK変調信号を用いたものであり,図10(B)は,位相が不連続な(上記の例で,Δφ が135度のもの)光FSK変調信号を用いたものである。FIG. 10 is a graph showing a delayed detection signal. FIG. 10A shows the case where the phase continuous light FSK modulation signal of the present invention is used, and FIG. 10B shows the case where the phase is discontinuous (in the above example, Δφ is 135 degrees). A modulation signal is used. 図11は,光FSK変調信号のスペクトルを示すグラフである。図11(A)は,本発明による位相連続周波数シフトキーイング(CPFSK)のスペクトルを示す。図11(B)は,従来の二値位相シフトキーイング(BPSK)のスペクトルを示す。FIG. 11 is a graph showing the spectrum of an optical FSK modulated signal. FIG. 11A shows a spectrum of phase continuous frequency shift keying (CPFSK) according to the present invention. FIG. 11B shows a spectrum of conventional binary phase shift keying (BPSK).

符号の説明Explanation of symbols

1 位相連続光周波数偏移変調器
2 光周波数偏移変調器
3 光周波数偏移変調器の電極
4,5 正弦波クロック信号
6 ベースバンド信号
7 光周波数偏移変調器の電極
8 電源系
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Phase continuous optical frequency shift modulator 2 Optical frequency shift modulator 3 Electrode frequency shift modulator electrodes 4, 5 Sine wave clock signal 6 Baseband signal 7 Optical frequency shift modulator electrode 8 Power supply system

Claims (12)

光周波数偏移変調器(2)と;
前記光周波数偏移変調器の電極(3)に,正弦波クロック信号(4,5)を印加するとともに,前記正弦波クロック信号の位相と次の式(I)で表される関係を満たす位相差(Δφ)を有するベースバンド信号(6)を,前記光周波数偏移変調器の電極(7)に印加するための電源系(8)と;
を具備する位相連続光周波数偏移変調器(1)。
Δφ=π/4+nπ(nは,整数を示す。) ・・・(I)
An optical frequency shift modulator (2);
The sine wave clock signal (4, 5) is applied to the electrode (3) of the optical frequency shift modulator, and the phase of the sine wave clock signal and the relationship represented by the following formula (I) are satisfied. A power supply system (8) for applying a baseband signal (6) having a phase difference (Δφ) to an electrode (7) of the optical frequency shift modulator;
A phase-continuous optical frequency shift modulator (1) comprising:
Δφ = π / 4 + nπ (n represents an integer) (I)
前記電源系は,光周波数偏移変調器(2)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との位相が同期するように信号を供給する
請求項1に記載の位相連続光周波数偏移変調器(1)。
The phase continuous optical frequency according to claim 1, wherein the power supply system supplies a signal so that phases of the upper sideband signal and the lower sideband signal output from the optical frequency shift modulator (2) are synchronized. Shift modulator (1).
第1のサブマッハツェンダー導波路(12)と,
第2のサブマッハツェンダー導波路(13)と,
前記第1のサブマッハツェンダー導波路及び前記第2のサブマッハツェンダー導波路とを含み,光の入力部(14)と,変調された光の出力部(15)とを具備するメインマッハツェンダー導波路(16)と,
前記第1のサブマッハツェンダー導波路を構成する2つのアーム(17,18)に印加される電圧を調整するための第1のサブマッハツェンダー電極(19)と,
前記第2のサブマッハツェンダー導波路を構成する2つのアーム(20,21)に印加される電圧を調整するための第2のサブマッハツェンダー電極(22)と,
メインマッハツェンダー導波路に印加される電圧を調整するためのメインマッハツェンダー電極(23)とを具備する光変調器(24)と;
前記第1のサブマッハツェンダー電極及び前記第2のサブマッハツェンダー電極に位相がπ/2異なる正弦波クロック信号(25,26)を印加するとともに,
前記メインマッハツェンダー電極に,前記第1のサブマッハツェンダー電極又は前記第2のサブマッハツェンダー電極に印加される前記正弦波クロック信号の位相と次の式(I)で表される関係を満たす位相差(Δφ)を有するベースバンド信号(27)を印加するための電源系(28)と;
を具備する位相連続光周波数偏移変調器(1)。
Δφ=π/4+nπ(nは,整数を示す。) ・・・(I)
A first sub Mach-Zehnder waveguide (12);
A second sub Mach-Zehnder waveguide (13);
A main Mach-Zehnder waveguide including the first sub-Mach-Zehnder waveguide and the second sub-Mach-Zehnder waveguide and having a light input section (14) and a modulated light output section (15). Waveguide (16),
A first sub Mach-Zehnder electrode (19) for adjusting a voltage applied to the two arms (17, 18) constituting the first sub-Mach-Zehnder waveguide;
A second sub Mach-Zehnder electrode (22) for adjusting a voltage applied to the two arms (20, 21) constituting the second sub-Mach-Zehnder waveguide;
An optical modulator (24) comprising a main Mach-Zehnder electrode (23) for adjusting a voltage applied to the main Mach-Zehnder waveguide;
Applying sine wave clock signals (25, 26) having a phase difference of π / 2 to the first sub Mach-Zehnder electrode and the second sub-Mach-Zehnder electrode;
A level satisfying the relationship represented by the following equation (I) with the phase of the sine wave clock signal applied to the first Mach-Zehnder electrode or the second sub-Mach-Zehnder electrode. A power supply system (28) for applying a baseband signal (27) having a phase difference (Δφ);
A phase-continuous optical frequency shift modulator (1) comprising:
Δφ = π / 4 + nπ (n represents an integer) (I)
前記電源系(28)は,
電源(29)と,
前記電源と連結された周波数変調器(30)と,
前記電源と連結された位相変調器(31)と,
前記電源と連結されたパルスパターンジェネレータ(32)とを具備し,
前記電源から発生したクロック信号(33)は,前記周波数変調器(30)により周波数が半分の整数倍であるクロック信号(34)に変換され,
前記周波数が半分となったクロック信号(34)は,前記第1のサブマッハツェンダー電極(19)又は前記第2のサブマッハツェンダー電極(32)に印加され,
前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号(34)は,前記位相変調器(31)によりその位相がπ/2+mπ(mは,整数を示す。)だけ変調され,前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号(34)とは位相がπ/2異なるクロック信号(35)として,残りのサブマッハツェンダー電極(19又は22)に印加され,
前記電源から発生したクロック信号(33)は,パルスパターンジェネレータ(32)により,前記クロック信号の位相と式(I)で示される位相差を有するベースバンド信号(27)とされた後に,前記メインマッハツェンダー電極(23)に印加される,
請求項3に記載の位相連続光周波数偏移変調器。
The power supply system (28)
Power supply (29),
A frequency modulator (30) coupled to the power source;
A phase modulator (31) coupled to the power source;
A pulse pattern generator (32) connected to the power source,
The clock signal (33) generated from the power source is converted into a clock signal (34) whose frequency is an integral multiple of half by the frequency modulator (30),
The clock signal (34) whose frequency is halved is applied to the first sub Mach-Zehnder electrode (19) or the second sub-Mach-Zehnder electrode (32),
The phase of the clock signal (34) whose frequency is an integral multiple of half is modulated by the phase modulator (31) by π / 2 + mπ (m represents an integer), and the frequency is an integer of half. A clock signal (35) whose phase is π / 2 different from the doubled clock signal (34) is applied to the remaining sub Mach-Zehnder electrode (19 or 22),
The clock signal (33) generated from the power source is converted into a baseband signal (27) having a phase difference represented by the phase of the clock signal and the formula (I) by a pulse pattern generator (32), and then the main signal Applied to the Mach-Zehnder electrode (23),
The phase continuous optical frequency shift keying modulator according to claim 3.
前記パルスパターンジェネレータ(32)と連結されたクロック抽出回路を具備し,
前記クロック抽出回路が,抽出したパルスパターンジェネレータ(32)により生成された伝送データ信号から信号を抽出し;
前記クロック信号(33)として,前記クロック抽出回路が抽出した伝送データ信号から抽出した信号を用いる請求項3又は請求項4に記載の位相連続光周波数偏移変調器。
A clock extraction circuit connected to the pulse pattern generator (32),
The clock extraction circuit extracts a signal from the transmission data signal generated by the extracted pulse pattern generator (32);
5. The phase-continuous optical frequency shift modulator according to claim 3, wherein a signal extracted from the transmission data signal extracted by the clock extraction circuit is used as the clock signal (33).
前記光変調器に入力する光の光源としてレーザダイオードを用い,
前記光変調器としてLiNbO3基板上に設けられた光周波数偏移変調器を用い,
前記クロック信号の周波数は4GHz〜6GHzであり,前記ベースバンド信号のビット速度は8Gbps〜12Gbpsである
請求項3から請求項5のいずれかに記載の位相連続光周波数偏移変調器。
A laser diode is used as a light source of light input to the optical modulator,
An optical frequency shift modulator provided on a LiNbO 3 substrate is used as the optical modulator,
6. The phase-continuous optical frequency shift modulator according to claim 3, wherein a frequency of the clock signal is 4 GHz to 6 GHz, and a bit rate of the baseband signal is 8 Gbps to 12 Gbps.
請求項4から請求項6のいずれかに記載の位相連続光周波数偏移変調器と,
前記位相連続光周波数偏移変調器からの出力光が入射する強度変調器と,
を具備し,
前記強度変調器へ印加される変調信号は,前記電源から発生したクロック信号であり,
リターントゥゼロ位相連続光周波数偏移変調信号を得るための,
光変調器。
A phase-continuous optical frequency shift modulator according to any one of claims 4 to 6;
An intensity modulator on which output light from the phase-continuous optical frequency shift modulator is incident;
Comprising
The modulation signal applied to the intensity modulator is a clock signal generated from the power source,
To obtain a return-to-zero phase continuous optical frequency shift keying signal,
Light modulator.
請求項1〜請求項7のいずれか1項に記載の光変調器と,
光遅延検波器とを具備する,
光情報通信システム。
The optical modulator according to any one of claims 1 to 7,
An optical delay detector,
Optical information communication system.
前記光遅延検波器が,
光遅延回路と,
差動増幅器とを具備する請求項8に記載の光情報通信システム。
The optical delay detector is
An optical delay circuit;
9. The optical information communication system according to claim 8, further comprising a differential amplifier.
光周波数偏移変調器の電極(3)に,正弦波クロック信号(4,5)を印加するとともに,光周波数偏移変調器の電極(7)に,前記正弦波クロック信号の位相と次の式(I)で表される関係を満たす位相差(Δφ)を有するベースバンド信号(6)を印加する位相連続光周波数偏移変調信号の取得方法。
Δφ=π/4+nπ(nは,整数を示す。) ・・・(I)
A sine wave clock signal (4, 5) is applied to the electrode (3) of the optical frequency shift modulator, and the phase of the sine wave clock signal and the following phase are applied to the electrode (7) of the optical frequency shift modulator: A method for obtaining a phase-continuous optical frequency shift keying signal in which a baseband signal (6) having a phase difference (Δφ) satisfying the relationship represented by the formula (I) is applied.
Δφ = π / 4 + nπ (n represents an integer) (I)
前記ベースバンド信号(6)は,光周波数偏移変調器(2)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号とは位相が同期するように光周波数偏移変調器の電極(7)に供給される請求項10に記載の方法。   The baseband signal (6) is transmitted from the electrodes (7) of the optical frequency shift modulator so that the phases of the upper sideband signal and lower sideband signal output from the optical frequency shift modulator (2) are synchronized. 11. The method of claim 10, wherein 前記光周波数偏移変調器は,
第1のサブマッハツェンダー導波路(12)と,
第2のサブマッハツェンダー導波路(13)と,
前記第1のサブマッハツェンダー導波路及び前記第2のサブマッハツェンダー導波路とを含み,光の入力部(14)と,変調された光の出力部(15)とを具備するメインマッハツェンダー導波路(16)と,
前記第1のサブマッハツェンダー導波路を構成する2つのアーム(17,18)に印加される電圧を調整するための第1のサブマッハツェンダー電極(19)と,
前記第2のサブマッハツェンダー導波路を構成する2つのアーム(20,21)に印加される電圧を調整するための第2のサブマッハツェンダー電極(22)と,
メインマッハツェンダー導波路に印加される電圧を調整するためのメインマッハツェンダー電極(23)とを具備する光変調器(24)であり,
前記正弦波クロック信号(25,26)は,前記第1のサブマッハツェンダー電極及び前記第2のサブマッハツェンダー電極に位相がπ/2異なる信号として印加され,
前記ベースバンド信号(27)は,前記メインマッハツェンダー電極に,前記第1のサブマッハツェンダー電極又は前記第2のサブマッハツェンダー電極に印加される前記正弦波クロック信号の位相と式(I)で表される関係を満たす位相差(Δφ)を有する信号として印加される請求項10に記載の方法。
The optical frequency shift modulator is
A first sub Mach-Zehnder waveguide (12);
A second sub Mach-Zehnder waveguide (13);
A main Mach-Zehnder waveguide including the first sub-Mach-Zehnder waveguide and the second sub-Mach-Zehnder waveguide and having a light input section (14) and a modulated light output section (15). Waveguide (16),
A first sub Mach-Zehnder electrode (19) for adjusting a voltage applied to the two arms (17, 18) constituting the first sub-Mach-Zehnder waveguide;
A second sub Mach-Zehnder electrode (22) for adjusting a voltage applied to the two arms (20, 21) constituting the second sub-Mach-Zehnder waveguide;
An optical modulator (24) comprising a main Mach-Zehnder electrode (23) for adjusting a voltage applied to the main Mach-Zehnder waveguide;
The sine wave clock signal (25, 26) is applied to the first sub Mach-Zehnder electrode and the second sub-Mach-Zehnder electrode as a signal having a phase difference of π / 2,
The baseband signal (27) is expressed by the phase of the sinusoidal clock signal applied to the main Mach-Zehnder electrode, the first sub-Mach-Zehnder electrode or the second sub-Mach-Zehnder electrode, and the formula (I). The method according to claim 10, wherein the method is applied as a signal having a phase difference (Δφ) that satisfies the relationship represented.
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