JP2006254618A - Motor control apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、例えばブラシレスモータ等のモータ電流指令値を制限するモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device that limits a motor current command value such as a brushless motor.
従来のモータ制御装置は、多相モータを駆動する駆動回路と、駆動回路を制御するマイクロコントローラとを備え、マイクロコントローラは、相電流の所定の関数の積算値に応じて、モータ電流を制限している(例えば、特許文献1参照)。 A conventional motor control device includes a drive circuit that drives a multiphase motor and a microcontroller that controls the drive circuit. The microcontroller limits the motor current according to an integrated value of a predetermined function of the phase current. (For example, refer to Patent Document 1).
従来のモータ制御装置では、モータの回転状態を考慮していないため、モータが停止した状態でモータに通電した場合、特定のモータ相の電流が増大することになり、他のモータ相に比べて特定のモータ相が過熱するという問題点があった。 Since the conventional motor control device does not consider the rotation state of the motor, if the motor is energized while the motor is stopped, the current of a specific motor phase will increase, compared to other motor phases. There was a problem that a specific motor phase was overheated.
また、モータが回転している状態でモータに通電した場合、熱が各相でならされた状態であるにもかかわらず、マイクロコントローラがモータ電流を制限し、過剰にモータ電流が制限されるという問題点もあった。 Also, if the motor is energized while the motor is rotating, the microcontroller will limit the motor current and the motor current will be excessively limited even though the heat is in each phase. There was also a problem.
この発明は、上記のような問題点を解決することを課題とするものであって、その目的は、モータの回転状態に応じてモータ電流指令値を制限することにより、適切にモータを過熱保護することのできるモータ制御装置を提供することにある。 An object of the present invention is to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to appropriately protect the motor from overheating by limiting the motor current command value according to the rotational state of the motor. It is an object of the present invention to provide a motor control device that can do the above.
この発明に係るモータ制御装置は、多相モータを駆動するインバータ装置と、多相モータのロータの磁極位置を検出する位置検出手段と、インバータ装置から多相モータに入力されるモータ駆動電流を検出する駆動電流検出手段と、多相モータのモータ電流指令値を生成する電流指令値演算手段と、モータ電流指令値を用いてインバータ装置を制御するモータ制御手段とを備え、モータ制御手段は、磁極位置から演算される多相モータの回転速度と、モータ駆動電流とに基づいて、モータ電流指令値を制限するモータ電流制限値を演算するものである。 A motor control device according to the present invention detects an inverter device that drives a multiphase motor, position detection means that detects a magnetic pole position of a rotor of the multiphase motor, and a motor drive current input from the inverter device to the multiphase motor. Drive current detection means, a current command value calculation means for generating a motor current command value for the multiphase motor, and a motor control means for controlling the inverter device using the motor current command value. A motor current limit value that limits the motor current command value is calculated based on the rotational speed of the multiphase motor calculated from the position and the motor drive current.
この発明のモータ制御装置によれば、モータの回転状態に応じてモータ電流指令値を制限することができるので、適切にモータを過熱保護することができる。 According to the motor control device of the present invention, the motor current command value can be limited in accordance with the rotation state of the motor, so that the motor can be appropriately overheat protected.
以下、この発明の各実施の形態について図に基づいて説明するが、各図において同一、または相当する部材、部位については、同一符号を付して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding members and parts will be described with the same reference numerals.
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係るモータ制御装置を周辺機器とともに示すブロック図である。
図1において、このモータ制御装置は、多相モータである3相ブラシレスモータ1(以下「モータ1」と略称する)に接続されている。
FIG. 1 is a block diagram showing a motor control device according to
In FIG. 1, this motor control device is connected to a three-phase brushless motor 1 (hereinafter abbreviated as “
モータ制御装置は、モータ1のロータの磁極位置を検出する位置センサ(位置検出手段)2と、モータ1を駆動するPWMインバータ(インバータ装置)3と、PWMインバータ3からモータ1に入力される3相のモータ駆動電流Iu、Iv、Iwを検出する電流検出器(駆動電流検出手段)4と、外部から与えられるトルク指令値T*と磁束指令値F*とに基づいてモータ1のモータ電流指令値であるd軸(磁束軸)指令電流Id*およびq軸(トルク軸)指令電流Iq*を生成する電流指令値演算部5と、モータ電流指令値(Id*、Iq*)を用いてPWMインバータ3を制御するマイクロコントローラ6(モータ制御手段)とを備えている。
The motor control device includes a position sensor (position detection means) 2 that detects the magnetic pole position of the rotor of the
マイクロコントローラ6は、モータ電流指令値(Id*、Iq*)を制限して過熱を防止する過熱保護部7と、電流検出器4の出力をディジタル値に変換するA/D変換器8u、8v(以下「A/D変換器8」と総称する)と、A/D変換器8の出力を3相交流座標から、d軸とd軸に直交するq軸とからなるdq座標に変換する3相−dq座標変換部9と、モータ電流制限部14(後述する)の出力と3相−dq座標変換部9の出力との差分を出力する減算器18d、18q(以下「減算器18」と総称する)と、減算器18の出力に基づいてdq座標上でフィードバック制御を行う電流制御部10d、10q(以下「電流制御部10」と総称する)と、電流制御部10の出力を、dq座標から3相交流座標に変換するdq−3相座標変換部11と、ロータの磁極位置からモータ1の回転速度R1を演算するモータ回転速度演算部12とを備えている。
The
過熱保護部7は、モータ回転速度演算部12の出力したモータ回転速度R1と、3相−dq座標変換部9の出力したモータ駆動電流とに基づいて、モータ電流指令値(Id*、Iq*)を制限するモータ電流制限値を演算するモータ電流制限値演算部13と、モータ電流制限値演算部13の出力したモータ電流制限値に基づいて、モータ電流指令値(Id*、Iq*)を制限するモータ電流制限部14d、14q(以下「モータ電流制限部14」と総称する)とを備えている。
ここで、3相−dq座標変換部9、電流制御部10、dq−3相座標変換部11、モータ回転速度演算部12、モータ電流制限値演算部13、およびモータ電流制限部14は、マイクロコントローラ6にソフトウェアとして内蔵されている。
The
Here, the 3-phase-dq
図2は、図1のマイクロコントローラ6に内蔵されたソフトウェアのプログラムの動作を示すフローチャートである。このプログラムは、周期的に繰り返して呼び出されるものである。
以下、上記構成のモータ制御装置についての動作を図2を用いて説明する。
まず、位置センサ2でモータ1のロータの磁極位置が所定時間毎に検出され、モータ回転速度演算部12で検出した磁極位置と前回検出の磁極位置との差分演算が行われ、モータ回転速度R1が演算されて出力される(ステップS21)。
FIG. 2 is a flowchart showing the operation of the software program built in the
The operation of the motor control device having the above configuration will be described below with reference to FIG.
First, the magnetic pole position of the rotor of the
また、電流検出器4では、PWMインバータ3からモータ1に入力される3相のモータ駆動電流のうち、u相駆動電流Iuとv相駆動電流Ivとが検出され、w相駆動電流Iwが次式(1)によって算出されて、3相のモータ駆動電流Iu、Iv、Iwが出力される(ステップS22)。
The current detector 4 detects the u-phase drive current Iu and the v-phase drive current Iv out of the three-phase motor drive currents input from the
Iw=−Iu−Iv・・・(1) Iw = −Iu−Iv (1)
3相のモータ駆動電流Iu、Iv、Iwは、A/D変換器8でディジタル信号に変換された後に3相−dq座標変換部9でdq座標に変換され、図3に示すd軸駆動電流(d軸成分電流)Idおよびq軸駆動電流(q軸成分電流)Iqとして出力される(ステップS23)。
モータ電流制限値演算部13では、d軸駆動電流Idとq軸駆動電流Iqとが次式(2)によってベクトル合成され、合成駆動電流(合成電流)Isが求められる(ステップS24)。
The three-phase motor drive currents Iu, Iv, and Iw are converted into digital signals by the A /
In the motor current limit
ここで、合成駆動電流Isが一定である場合、図3に破線で示した半径一定の円をモータ電流制限値として表すことができる。このことは、3相のモータ駆動電流Iu、Iv、Iwを合成した結果が一定の電流値であることを示している。また、合成駆動電流Isは、モータ1のロータの磁極位置、即ちq軸と合成駆動電流Isとのなす位相角θ1(以下「電流位相角θ1」と略称する)に影響されないものであって、モータ1に通電される電流値を代表することができる。
Here, when the combined drive current Is is constant, a circle with a constant radius indicated by a broken line in FIG. 3 can be expressed as a motor current limit value. This indicates that the result of combining the three-phase motor drive currents Iu, Iv, and Iw is a constant current value. The combined drive current Is is not affected by the magnetic pole position of the rotor of the
また、同じくモータ電流制限値演算部13では、合成駆動電流Isとモータ回転速度R1とから、モータ電流指令値(Id*、Iq*)を制限するモータ電流制限値が求められ、モータ電流制限値のd軸電流制限値Idrおよびq軸電流制限値Iqrが出力される(ステップS25)。
モータ電流制限部14では、d軸指令電流Id*およびq軸指令電流Iq*が、それぞれd軸電流制限値Idrおよびq軸電流制限値Iqr以下になるように制限され、d軸制限後電流Idr*およびq軸制限後電流Iqr*として出力される(ステップS26、ステップS27)。
Similarly, the motor current limit
In the motor current limiting unit 14, the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * are limited to be equal to or less than the d-axis current limit value Idr and the q-axis current limit value Iqr, respectively, and the d-axis limited current Idr * And q-axis-limited current Iqr * are output (step S26, step S27).
減算器18では、d軸制限後電流Idr*とd軸駆動電流Idおよびq軸制限後電流Iqr*とq軸駆動電流Iqの差分が出力され、電流制御部10では、減算器18の出力に基づいて、フィードバック制御が行われる(ステップS28、ステップS29)。
dq−3相座標変換部11では、電流制御部10の出力がdq座標から3相交流座標に変換されて、PWMインバータ3に出力される(ステップS30)。モータ1は、PWMインバータ3の出力によって駆動される。
The subtractor 18 outputs the difference between the d-axis limited current Idr * and the d-axis drive current Id, and the q-axis limited current Iqr * and the q-axis drive current Iq, and the current control unit 10 outputs the difference between the subtracter 18 and the output. Based on this, feedback control is performed (step S28, step S29).
In the dq-3 phase coordinate conversion unit 11, the output of the current control unit 10 is converted from the dq coordinate to the three-phase AC coordinate and output to the PWM inverter 3 (step S30). The
続いて、ステップS25におけるモータ制御装置の動作を詳細に説明する。
モータ電流制限値演算部13では、モータ回転速度R1と合成駆動電流Isとを用いて、図4に示す特性(所定の関数)に基づいて、モータ1に許容する最大電流を漸減あるいは漸増するモータ電流制限値変化速度Vmが算出される。続いて、モータ電流制限値変化速度Vmを積算し、モータ電流制限値(Idr、Iqr)が演算される。モータ電流制限値(Idr、Iqr)は、dq座標上でモータ電流指令値(Id*、Iq*)を制限するものである。
Next, the operation of the motor control device in step S25 will be described in detail.
The motor current limit
ここで、モータ電流制限値演算部13では、モータ回転速度R1が任意に設定される所定の回転速度ξ以上であるとき、モータ1が回転していると判断し、破線のモータ電流制限値変化速度Vm(図4参照)を用いて、モータ電流制限値(Idr、Iqr)が演算される。
また、モータ電流制限値演算部13では、モータ回転速度R1が任意に設定される所定の回転速度ξ以下であるとき、モータ1が停止していると判断し、実線のモータ電流制限値変化速度Vm(図4参照)を用いて、モータ電流制限値(Idr、Iqr)が演算される。
Here, the motor current limit
In addition, the motor current limit
したがって、モータ1に許容する最大電流を漸減する際の勾配を、モータ回転速度R1に応じて切り替えることができるので、モータ1の回転時には、モータ1の停止時よりも漸減の勾配を小さくすることができる。
Therefore, since the gradient when gradually decreasing the maximum current allowed for the
なお、モータ電流制限値(Idr、Iqr)を漸増する場合、モータ1の回転時および停止時にかかわらずマイクロコントローラ6またはモータ1の放熱特性によりモータ電流制限値(Idr、Iqr)が決まるため、モータ1の回転時および停止時を同一のパラメータとして設定する。
When the motor current limit values (Idr, Iqr) are gradually increased, the motor current limit values (Idr, Iqr) are determined by the heat dissipation characteristics of the
モータ電流制限値(Idr、Iqr)は、電流位相角θ1(図3参照)が一定となるように、d軸電流制限値Idrおよびq軸電流制限値Iqrに分解されてモータ電流制限部14に出力される。d軸電流制限値Idrおよびq軸電流制限値Iqrは、例えば図5にモータの回転時および停止時について示したもののようになる。 The motor current limit values (Idr, Iqr) are decomposed into the d-axis current limit value Idr and the q-axis current limit value Iqr so that the current phase angle θ1 (see FIG. 3) is constant, and are supplied to the motor current limiter 14. Is output. The d-axis current limit value Idr and the q-axis current limit value Iqr are, for example, as shown in FIG. 5 when the motor rotates and stops.
この発明の実施の形態1に係るモータ制御装置によれば、モータ回転速度R1に応じてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算することができるので、適切にモータ1を過熱保護することができる。
また、合成駆動電流Isに応じてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算するので、モータ1の停止時における特定のモータ相への熱集中にも対応でき、またモータ1の回転時における発熱が平均化された状況にも対応することができる。
According to the motor control device according to the first embodiment of the present invention, the motor current limit values (Idr, Iqr) can be calculated according to the motor rotation speed R1, so that the
Further, since the motor current limit values (Idr, Iqr) are calculated according to the combined drive current Is, it is possible to cope with heat concentration on a specific motor phase when the
また、モータ電流制限値演算部13で算出されたモータ電流制限値(Idr、Iqr)は、dq座標上でモータ電流指令値(Id*、Iq*)を制限するものであり、3相交流座標に座標変換される前にモータ電流指令値(Id*、Iq*)を制限するため、モータ1の回転状況によって各モータ相の電流バランスが崩れることなく電流を漸減することができる。
また、合成駆動電流Isを用いてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算するため、相電流毎にモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算する必要が無く、演算処理を簡素にすることができるので、モータ電流制限値演算部13の処理負荷を軽減することができる。
The motor current limit values (Idr, Iqr) calculated by the motor current limit
Further, since the motor current limit values (Idr, Iqr) are calculated using the combined drive current Is, there is no need to calculate the motor current limit values (Idr, Iqr) for each phase current, and the calculation process is simplified. Therefore, the processing load of the motor current limit
また、電流位相角θ1を維持するようにモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算するので、モータ回転速度R1とトルクとをバランスよく漸減しながらモータ電流指令値(Id*、Iq*)を制限することができる。 Further, since the motor current limit values (Idr, Iqr) are calculated so as to maintain the current phase angle θ1, the motor current command values (Id *, Iq *) are decreased while gradually decreasing the motor rotation speed R1 and the torque in a balanced manner. Can be limited.
なお、上記実施の形態1では、モータ電流制限値演算部13は、合成駆動電流Isを用いてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算することとしたが、合成駆動電流Isのべき関数(所定の関数)を用いてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算してもよい。モータ1あるいはPWMインバータ3の損失は、モータ駆動電流の1〜2乗にほぼ比例するため、これによって、より適切な過熱保護をすることができる。
In the first embodiment, the motor current limit
ここで、べき関数としては、例えば次式(3)〜(5)に示すものがある。 Here, as the power function, for example, there are those shown in the following equations (3) to (5).
f1(i)=i3/2・・・(3)
f2(i)=i2・・・(4)
f3(i)=i3/2+a・・・(5)
f1 (i) = i 3/2 (3)
f2 (i) = i 2 (4)
f3 (i) = i 3/2 + a (5)
なお、f1、f2、f3はべき関数、iはモータ電流、aは任意の定数とする。
このとき、合成駆動電流Isのべき関数が式(2)で表される場合、式(4)を次式(6)で表すことができる。
Note that f1, f2, and f3 are power functions, i is a motor current, and a is an arbitrary constant.
At this time, when the power function of the combined drive current Is is expressed by Expression (2), Expression (4) can be expressed by the following Expression (6).
f2(Is)=Id2+Iq2・・・(6) f2 (Is) = Id 2 + Iq 2 (6)
式(6)を用いることにより、演算式を簡略化することができ、さらにモータ電流制限値演算部13の処理負荷を低減することができる。
By using Expression (6), the calculation expression can be simplified, and the processing load of the motor current limit
また、上記のべき関数を多項式近似または折れ線近似することにより、さらに演算量を少なくすることができ、モータ電流制限値演算部13の処理負荷を低減することができる。また、上記の演算の一部あるいはすべてをテーブル化し、テーブル参照することによっても演算量を少なくすることができる。
Further, by performing polynomial approximation or broken line approximation on the above power function, the amount of calculation can be further reduced, and the processing load on the motor current limit
また、上記実施の形態1では、d軸駆動電流Idとq軸駆動電流Iqとから合成駆動電流Isを求めたが、勿論このものに限定されるものではない。一般的に、モータ1の制御において、磁束軸であるd軸駆動電流Idは通常弱め磁束制御として使用されるが、トルク軸であるq軸駆動電流Iqに比べて小さいことが多い。そこで、d軸駆動電流Idがq軸駆動電流Iqに対して十分小さい場合には、次式(7)に示すように合成駆動電流Isを簡略化することによって、さらに演算量を少なくすることができ、モータ電流制限値演算部13の処理負荷を低減することができる。
In the first embodiment, the combined drive current Is is obtained from the d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq. However, the present invention is not limited to this. In general, in the control of the
Is=Id+Iq・・・(7) Is = Id + Iq (7)
また、効率的にモータ1を制御する場合、通常はd軸駆動電流Idを0に制御する。この場合、d軸駆動電流Idは0であるため、合成駆動電流Isはq軸駆動電流Iqと見なしてもよい。
また、q軸駆動電流Iqがほとんど流れないモータ制御においては、合成駆動電流Isをd軸駆動電流Idと見なしてもよい。
また、d軸駆動電流Idとq軸駆動電流Iqとの最大値を選択して合成駆動電流Isとしてもよい。
上記の場合も、さらに演算量を少なくすることができ、モータ電流制限値演算部13の処理負荷を低減することができる。
Further, when the
In motor control in which the q-axis drive current Iq hardly flows, the combined drive current Is may be regarded as the d-axis drive current Id.
Alternatively, the maximum value of the d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq may be selected as the combined drive current Is.
Also in the above case, the calculation amount can be further reduced, and the processing load of the motor current limit
また、上記実施の形態1では、合成駆動電流Isを用いてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を求めたが、d軸駆動電流Idおよびq軸駆動電流Iqそれぞれを用いてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を求めてもよい。 In the first embodiment, the motor current limit values (Idr, Iqr) are obtained using the combined drive current Is. However, the motor current limit values (Idr, qqr) are calculated using the d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq. Idr, Iqr) may be obtained.
また、上記実施の形態1では、d軸駆動電流Idとq軸駆動電流Iqとから合成駆動電流Isを求めたが、d軸駆動電流Idとq軸駆動電流Iqとの絶対値を時間平滑化するために、d軸駆動電流Idとq軸駆動電流Iqとをそれぞれ任意の所定の周期で任意の所定時間分を加算した後に合成駆動電流Isを求めてもよい。 In the first embodiment, the combined drive current Is is obtained from the d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq, but the absolute values of the d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq are time-smoothed. In order to achieve this, the combined drive current Is may be obtained after the d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq are added for an arbitrary predetermined time at an arbitrary predetermined period, respectively.
また、上記実施の形態1では、d軸駆動電流Idおよびq軸駆動電流Iqを用いてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算したが、図6に示すように、d軸指令電流(d軸成分電流)Id*およびq軸指令電流(q軸成分電流)Iq*を用いてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算してもよい。このものの場合、オープンループ制御等、各相電流の検出回路を備えていないモータ制御装置にも適用することができる。 In the first embodiment, the motor current limit values (Idr, Iqr) are calculated using the d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq. However, as shown in FIG. The motor current limit values (Idr, Iqr) may be calculated using the axis component current) Id * and the q-axis command current (q-axis component current) Iq *. In this case, the present invention can also be applied to a motor control device that does not include a detection circuit for each phase current, such as open loop control.
また、上記実施の形態1では、多相モータとして、3相ブラシレスモータ1を用いて説明したが、勿論このものに限定されるものではなく、誘導電動機等、多相モータであれば同様の効果を奏することができる。
In the first embodiment, the three-
また、上記実施の形態1では、電流位相角θ1が一定になるようにモータ電流制限値をd軸電流制限値Idrおよびq軸電流制限値Iqrに分解したが、電流位相角θ1を変化させてもよい。
この場合、d軸指令電流Id*とq軸指令電流Iq*との合成指令電流を所定値以下に制限しながら、d軸電流を優先的に流す方法と、q軸電流を優先的に流す方法とが考えられる。上記実施の形態1に示したように、3相ブラシレスモータ1を制御する場合、負方向にd軸駆動電流Idを流すと弱め界磁効果が得られる。したがって、d軸駆動電流Idを優先的に流すと、回転速度を優先させたモータ1の駆動ができる。
また、界磁が一定ならば、q軸駆動電流Iqは出力トルクに比例するので、q軸駆動電流Iqを優先的に流すと、トルクを優先させたモータ1の駆動ができる。
In the first embodiment, the motor current limit value is decomposed into the d-axis current limit value Idr and the q-axis current limit value Iqr so that the current phase angle θ1 is constant, but the current phase angle θ1 is changed. Also good.
In this case, a method of preferentially flowing the d-axis current and a method of preferentially flowing the q-axis current while limiting the combined command current of the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * to a predetermined value or less. You could think so. As shown in the first embodiment, when the three-
If the field is constant, the q-axis drive current Iq is proportional to the output torque. Therefore, when the q-axis drive current Iq is preferentially flowed, the
また、上記の方法は、誘導電動機のように、励磁電流で磁束を制御する場合にも適用することができる。上記実施の形態1では、3相ブラシレスモータ1をdq座標上で制御する方法を示したが、誘導電動機をγδ座標上で制御する場合には、γ軸回転子鎖交磁束数とδ軸固定子電流とを一様に漸減させてもよい。
The above method can also be applied to the case where the magnetic flux is controlled by the excitation current, such as an induction motor. In the first embodiment, the method of controlling the three-
また、上記実施の形態1では、任意に設定されるモータ1の所定の回転速度ξをしきい値として、モータ1の回転の有無を判定し、モータ電流制限値変化速度Vmのパラメータを切り替えたが、勿論このものに限定されるものではない。
例えば、モータ電流制限値演算部13を図7に示すように構成してもよい。図7において、モータ電流制限値演算部13は、モータ回転速度R1に応じて1以下の値である回転係数Krを出力する回転係数テーブル13aと、合成駆動電流Isに応じてモータ電流制限値変化速度Vm’を出力するモータ電流制限値変化速度テーブル13bと、回転係数Krとモータ電流制限値変化速度Vm’とを乗算する乗算器13cとを含んでいる。
In the first embodiment, whether or not the
For example, the motor current limit
回転係数テーブル13aから出力された回転係数Krと、モータ電流制限値変化速度テーブル13bから出力されたモータ電流制限値変化速度Vm’とは、乗算器13cで乗算されて、モータ電流制限値変化速度Vmとして出力される。
これにより、さらに細かくモータ回転速度R1に応じたモータ電流制限値(Idr、Iqr)を求めることができる。
The rotation coefficient Kr output from the rotation coefficient table 13a and the motor current limit value change speed Vm ′ output from the motor current limit value change speed table 13b are multiplied by the
Thereby, the motor current limit values (Idr, Iqr) corresponding to the motor rotation speed R1 can be obtained more finely.
また、図8に示すように、回転係数テーブル13aの出力した回転係数Krを合成駆動電流Isに乗算したものをモータ電流制限値変化速度テーブル13bに入力してもよい。この場合も、上記と同様の効果を奏することができる。 Further, as shown in FIG. 8, a product obtained by multiplying the combined drive current Is by the rotation coefficient Kr output from the rotation coefficient table 13a may be input to the motor current limit value changing speed table 13b. In this case, the same effect as described above can be obtained.
実施の形態2.
上記実施の形態1では、電流制御部10において、dq座標上で制限後電流をフィードバック制御したが、3相交流座標上でフィードバック制御してもよい。また、モータ回転速度を求めるのに、位置センサ2で検出したロータの磁極位置を用いてモータ回転速度を演算したが、モータ端子電圧とモータ駆動電流とにより、モータ回転速度を推定してもよい。
In the first embodiment, the current control unit 10 performs feedback control of the limited current on the dq coordinate, but may perform feedback control on the three-phase AC coordinate. Further, in order to obtain the motor rotation speed, the motor rotation speed is calculated using the magnetic pole position of the rotor detected by the
図9は、この発明の実施の形態2に係るモータ制御装置を示すブロック図である。
図9において、このモータ制御装置は、モータ電流指令値(Id*、Iq*)をdq座標から3相交流座標に変換するdq−3相座標変換部15と、PWMインバータ3からモータ1に印加されるモータ端子電圧を検出する端子電圧検出部(端子電圧検出手段)16とを備えている。
また、図1に示したモータ回転速度演算部12が省略されて、モータ端子電圧とモータ駆動電流とからモータ回転速度を推定するモータ回転速度推定演算部17を有している。また、図1に示したdq−3相座標変換部11が省略されて、電流制御手段10の出力部分に加算器19を有している
その他の構成については、実施の形態1と同様であり、その説明は省略する。また、マイクロコントローラ6Bに実装されるプログラムは、実施の形態1に示したものと同様であり、その説明は省略する。
FIG. 9 is a block diagram showing a motor control apparatus according to
In FIG. 9, the motor control device applies a motor current command value (Id *, Iq *) to the
Further, the motor rotation
以下、上記構成のモータ制御装置についての動作を説明する。なお、実施の形態1と同様の動作については、説明を省略する。
まず、電流検出器4から出力された3相分のモータ駆動電流Iu、Iv、Iwは、A/D変換器8でディジタル信号に変換された後に、モータ回転速度推定演算部17に入力される。
また、端子電圧検出部16で検出された3相のモータ端子電圧Vu、Vv、Vwは、モータ回転速度推定演算部17に入力される。
The operation of the motor control device having the above configuration will be described below. Note that the description of the same operation as in the first embodiment is omitted.
First, the motor drive currents Iu, Iv, Iw for three phases output from the current detector 4 are converted into digital signals by the A /
Further, the three-phase motor terminal voltages Vu, Vv, and Vw detected by the terminal
ここで、3相の永久磁石同期モータのモデルは、一般的に次式(8)のように表すことができる。 Here, the model of the three-phase permanent magnet synchronous motor can be generally expressed as the following equation (8).
なお、ωはモータ回転速度、θ2はu相を基準としたモータ角度、Rは電機子抵抗、Lは電機子巻き線の自己インダクタンス、Mは電機子巻き線の相互インダクタンス、Φは鎖交磁束の最大値、pは微分演算子(d/dt)とする。 Ω is the motor rotation speed, θ2 is the motor angle based on the u phase, R is the armature resistance, L is the self-inductance of the armature winding, M is the mutual inductance of the armature winding, and Φ is the flux linkage , P is the differential operator (d / dt).
ここで、モータ1が駆動するとき、Iv=−Iwとなるモータ角度が存在する。このとき、u相端子電圧は、次式(9)で表すことができる。
Here, when the
Vu=−ωΦsin(θ2)・・・(9) Vu = −ωΦsin (θ2) (9)
このとき、θ2は、モータ角度が所定の角度であることから所定値となり、R、L、Φはモータ1の特性により決定され、Vu、Iuは検出される。
したがって、Iv=−Iwとするとき、モータ回転速度ωは算出することができる。
また、Iu=−Iwの場合およびIu=−Ivのときも同様にして回転速度ωを求めることができる。
At this time, θ2 becomes a predetermined value because the motor angle is a predetermined angle, R, L, and Φ are determined by the characteristics of the
Therefore, when Iv = −Iw, the motor rotation speed ω can be calculated.
Further, the rotational speed ω can be similarly determined when Iu = −Iw and when Iu = −Iv.
モータ電流制限値演算部13では、d軸駆動電流Idとq軸駆動電流Iqとモータ回転速度推定演算部17で演算されたモータ回転速度ωとを用いて、実施の形態1に示した方法と同様の方法でモータ電流制限値(Idr、Iqr)を求める。
The motor current limit
また、d軸指令電流Id*とq軸指令電流Iq*とは、dq−3相座標変換部15で3相交流座標上のu相指令電流Iu*およびv相指令電流Iv*に変換される。 Further, the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * are converted into the u-phase command current Iu * and the v-phase command current Iv * on the three-phase AC coordinates by the dq-3 phase coordinate conversion unit 15. .
モータ電流制限値演算部13で演算されたモータ電流制限値(Idr、Iqr)は、3相交流電流の波高値を制限するものである。よって、モータ電流制限部14では、u相指令電流Iu*およびv相指令電流Iv*の波高値がモータ電流制限値以下になるように制限され、u相制御後電流Iur*およびv相制御後電流Ivr*として出力される。
The motor current limit values (Idr, Iqr) calculated by the motor current limit
減算器18では、u相制御後電流Iur*とu相駆動電流Iuおよびv相制御後電流Ivr*とv相駆動電流Ivの差分が出力され、電流制御部10では、減算器18の出力に基づいて、フィードバック制御が行われる。電流制御部10の出力は、加算器19によってw相電流が求められてPWMインバータ3に入力される。モータ1は、PWMインバータ3の出力によって駆動される。
The subtractor 18 outputs a difference between the u-phase controlled current Iur * and the u-phase driving current Iu, and the v-phase controlled current Ivr * and the v-phase driving current Iv. Based on this, feedback control is performed. As for the output of the current control unit 10, the w-phase current is obtained by the
この発明の実施の形態2に係るモータ制御装置によれば、モータ回転速度ωに応じて3相交流座標上でモータ電流指令値(Iu*、Iv*)を制限することができるので、適切にモータ1を過熱保護することができる。
According to the motor control device according to the second embodiment of the present invention, the motor current command value (Iu *, Iv *) can be limited on the three-phase AC coordinate according to the motor rotational speed ω. The
なお、上記実施の形態2では、3相交流座標上のモータ端子電圧Vu、Vv、Vwおよびモータ駆動電流Iu、Iv、Iwからモータ回転速度ωを推定したが、dq座標上のモータ端子電圧Vd、Vqおよびモータ駆動電流Iu、Iv、Iwからモータ回転速度を推定してもよい。
3相交流座標であるモータ端子電圧Vu、Vv、Vwおよびモータ駆動電流Iu、Iv、Iwを直交座標系であるdq座標に座標変換した場合、3相の永久磁石同期モータのモデルは、一般的に次式(10)のように記述することができる。
In the second embodiment, the motor rotation speed ω is estimated from the motor terminal voltages Vu, Vv, Vw on the three-phase AC coordinates and the motor drive currents Iu, Iv, Iw, but the motor terminal voltage Vd on the dq coordinates is used. , Vq and motor drive currents Iu, Iv, Iw may be estimated.
When the motor terminal voltages Vu, Vv, Vw and the motor driving currents Iu, Iv, Iw, which are three-phase AC coordinates, are coordinate-converted to the dq coordinates, which are orthogonal coordinate systems, the model of the three-phase permanent magnet synchronous motor is generally Can be described as the following equation (10).
なお、Φfはdq座標上の鎖交磁束とする。
ここで、Id=0としたとき、q軸端子電圧は、次式(11)で表すことができる。
Note that Φf is the flux linkage on the dq coordinate.
Here, when Id = 0, the q-axis terminal voltage can be expressed by the following equation (11).
Vq=(R+pL)Iq+ωΦf・・・(11) Vq = (R + pL) Iq + ωΦf (11)
このとき、R、L、Φfは、モータ特性により決定され、Vq、Iqはdq座標変換により算出することができる。したがって、モータ回転速度ωを求めることができる。 At this time, R, L, and Φf are determined by motor characteristics, and Vq and Iq can be calculated by dq coordinate transformation. Therefore, the motor rotation speed ω can be obtained.
また、上記実施の形態2のモータ制御装置を電動パワーステアリング装置に用いる場合、ハンドル角度を検出するセンサや、操舵輪の蛇角を検出する蛇角センサによって代用してモータ回転速度を推定してもよい。 When the motor control device of the second embodiment is used for an electric power steering device, the rotation speed of the motor is estimated by substituting a sensor for detecting the steering wheel angle or a snake angle sensor for detecting the horn angle of the steering wheel. Also good.
実施の形態3.
上記実施の形態1、2では、d軸駆動電流Idおよびq軸駆動電流Iqを用いてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算したが、過熱保護判定用のしきい値とd軸駆動電流Idおよびq軸駆動電流Iqとの偏差に基づいてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算してもよい。
In the first and second embodiments, the motor current limit values (Idr, Iqr) are calculated using the d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq. However, the threshold value for overheat protection determination and the d-axis drive current are calculated. The motor current limit values (Idr, Iqr) may be calculated based on the deviation between Id and the q-axis drive current Iq.
図10は、この発明の実施の形態3に係るモータ制御装置を示すブロック図である。
図10において、マイクロコントローラ6Cには、任意に設定される過熱保護判定用のしきい値が与えられている。また、マイクロコントローラ6Cは、d軸駆動電流Idおよびq軸駆動電流Iqと過熱保護判定用しきい値との差分を出力する減算器20d、20q(以下「減算器20」と総称する)を有している。
その他の構成については、実施の形態1と同様であり、その説明は省略する。また、マイクロコントローラ6Cに実装されるプログラムは、実施の形態1に示したものと同様であり、その説明は省略する。
FIG. 10 is a block diagram showing a motor control apparatus according to
In FIG. 10, the microcontroller 6C is given a threshold value for determining an overheat protection that is arbitrarily set. Further, the microcontroller 6C has subtractors 20d and 20q (hereinafter collectively referred to as “subtractor 20”) that output the difference between the d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq and the overheat protection determination threshold value. is doing.
Other configurations are the same as those of the first embodiment, and the description thereof is omitted. The program installed in the microcontroller 6C is the same as that shown in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
以下、上記構成のモータ制御装置の動作を説明する。なお、実施の形態1と同様の動作については、説明を省略する。
dq−3相座標変換部15から出力されたd軸駆動電流Idおよびq軸駆動電流Iqは、減算器20でそれぞれ過熱保護判定用しきい値と比較されて、偏差が求められる。各偏差の最大値は、例えば図4と同様の特性に従って、モータ電流制限値変化速度として出力される。このとき、図4に示した横軸は、合成駆動電流から、上記の偏差に置き換えられる。続いて、モータ電流制限値変化速度を積算してモータ電流制限値(Idr、Iqr)が演算される。
The operation of the motor control device having the above configuration will be described below. Note that the description of the same operation as in the first embodiment is omitted.
The d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq output from the dq-3 phase coordinate conversion unit 15 are respectively compared with the overheat protection determination threshold value by the subtractor 20 to obtain a deviation. The maximum value of each deviation is output as the motor current limit value change speed, for example, according to the same characteristics as in FIG. At this time, the horizontal axis shown in FIG. 4 is replaced with the above deviation from the combined drive current. Subsequently, the motor current limit values (Idr, Iqr) are calculated by integrating the motor current limit value change speed.
この発明の実施の形態3に係るモータ制御装置によれば、過熱保護判定用のしきい値とd軸駆動電流Idおよびq軸駆動電流Iqとの偏差に基づいてモータ電流制限値(Idr、Iqr)を演算しているので、モータ駆動電流が大きいときには早く、モータ駆動電流が小さいときには遅くモータ電流指令値(Id*、Iq*)を制限することができ、より実用的な過熱保護を施すことができる。 According to the motor control device of the third embodiment of the present invention, the motor current limit values (Idr, Iqr) are based on the deviation between the overheat protection determination threshold value and the d-axis drive current Id and the q-axis drive current Iq. ), The motor current command value (Id *, Iq *) can be limited early when the motor drive current is large and late when the motor drive current is small, and more practical overheat protection can be applied. Can do.
なお、上記の過熱保護判定用しきい値として、例えばモータ1の連続運転可能な電流値(以下「連続定格電流」と略称する)を設定しておけば、モータ1やPWMインバータ3の短時間定格に合わせて短時間は大電流を通電し、運転状況に応じて滑らかにモータ電流を連続定格電流に収束することができる。
For example, if a current value at which the
また、上記実施の形態3では、座標変換された電流、即ち合成駆動電流Isと所定の過熱保護判定しきい値との偏差に基づいて最大電流を漸減あるいは漸増したが、座標変換された電流のべき関数と所定の過熱保護判定しきい値との偏差の積算値に基づいて最大電流を漸減あるいは漸増させる構成としてもよい。
モータ1あるいはPWMインバータ3の損失は、モータ駆動電流の1〜2乗にほぼ比例するため、この方法によって、より適切な過熱保護をすることができる。
In the third embodiment, the maximum current is gradually decreased or increased based on the deviation between the coordinate-converted current, that is, the combined drive current Is and the predetermined overheat protection determination threshold. The maximum current may be gradually decreased or gradually increased based on the integrated value of the deviation between the power function and a predetermined overheat protection determination threshold value.
Since the loss of the
また、上記実施の形態1に示した合成駆動電流Isと所定の過熱保護判定しきい値との偏差のべき関数に基づいて最大電流を漸減あるいは漸増する構成としても、同様の効果を奏することができる。 Further, the same effect can be obtained even if the maximum current is gradually reduced or gradually increased based on the power function of the deviation between the combined drive current Is and the predetermined overheat protection determination threshold value shown in the first embodiment. it can.
1 3相ブラシレスモータ、2 位置センサ、3 PWMインバータ、4 電流検出器、5 電流指令値演算部、6 マイクロコントローラ、7 過熱保護部、8 A/D変換器、9 3相−dq座標変換部、10 電流制御部、11 dq−3相座標変換部、12 モータ回転速度演算部、13 モータ電流制限値演算部、14 モータ電流制限部、15 dq−3相座標変換部、16 端子電圧検出部、17 モータ回転速度推定演算部、18 減算器、19 加算器、20 減算器、Id d軸駆動電流、Iq q軸駆動電流、Id* d軸指令電流、Iq* q軸指令電流、Idr d軸モータ電流制限値、Iqr q軸モータ電流制限値、Idr* q軸制限後電流、Iqr* q軸制限後電流。 1 3-phase brushless motor, 2 position sensor, 3 PWM inverter, 4 current detector, 5 current command value calculation unit, 6 microcontroller, 7 overheat protection unit, 8 A / D converter, 9 3-phase-dq coordinate conversion unit DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Current control part, 11 dq-3 phase coordinate conversion part, 12 Motor rotation speed calculation part, 13 Motor current limit value calculation part, 14 Motor current limit part, 15 dq-3 phase coordinate conversion part, 16 Terminal voltage detection part , 17 Motor rotation speed estimation calculation unit, 18 subtractor, 19 adder, 20 subtractor, Id d-axis drive current, Iq q-axis drive current, Id * d-axis command current, Iq * q-axis command current, Idr d-axis Motor current limit value, Iqr q-axis motor current limit value, Idr * q-axis limited current, Iqr * q-axis limited current.
Claims (18)
前記多相モータのロータの磁極位置を検出する位置検出手段と、
前記インバータ装置から前記多相モータに入力されるモータ駆動電流を検出する駆動電流検出手段と、
前記多相モータのモータ電流指令値を生成する電流指令値演算手段と、
前記モータ電流指令値を用いて前記インバータ装置を制御するモータ制御手段と
を備え、
前記モータ制御手段は、前記磁極位置から演算される前記多相モータの回転速度と、前記モータ駆動電流とに基づいて、前記モータ電流指令値を制限するモータ電流制限値を演算することを特徴とするモータ制御装置。 An inverter device for driving a multiphase motor;
Position detecting means for detecting the magnetic pole position of the rotor of the multiphase motor;
Drive current detection means for detecting a motor drive current input from the inverter device to the multiphase motor;
Current command value calculation means for generating a motor current command value of the multiphase motor;
Motor control means for controlling the inverter device using the motor current command value,
The motor control means calculates a motor current limit value for limiting the motor current command value based on the rotation speed of the multiphase motor calculated from the magnetic pole position and the motor drive current. Motor control device.
前記インバータ装置から前記多相モータに印加される端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、
前記インバータ装置から前記多相モータに入力されるモータ駆動電流を検出する駆動電流検出手段と、
前記多相モータのモータ電流指令値を生成する電流指令値演算手段と、
前記モータ電流指令値を用いて前記インバータ装置を制御するモータ制御手段と
を備え、
前記モータ制御手段は、前記端子電圧および前記モータ駆動電流から演算される前記多相モータの回転速度と、前記モータ駆動電流とに基づいて、前記モータ電流指令値を制限するモータ電流制限値を演算することを特徴とするモータ制御装置。 An inverter device for driving a multiphase motor;
Terminal voltage detection means for detecting a terminal voltage applied to the multiphase motor from the inverter device;
Drive current detection means for detecting a motor drive current input from the inverter device to the multiphase motor;
Current command value calculation means for generating a motor current command value of the multiphase motor;
Motor control means for controlling the inverter device using the motor current command value,
The motor control means calculates a motor current limit value for limiting the motor current command value based on the rotation speed of the multiphase motor calculated from the terminal voltage and the motor drive current and the motor drive current. A motor control device.
前記多相モータのロータの磁極位置を検出する位置検出手段と、
前記多相モータのモータ電流指令値を生成する電流指令値演算手段と、
前記モータ電流指令値を用いて前記インバータ装置を制御するモータ制御手段と
を備え、
前記モータ制御手段は、前記磁極位置から演算される前記多相モータの回転速度と、前記モータ電流指令値とに基づいて、前記モータ電流指令値を制限するモータ電流制限値を演算することを特徴とするモータ制御装置。 An inverter device for driving a multiphase motor;
Position detecting means for detecting the magnetic pole position of the rotor of the multiphase motor;
Current command value calculation means for generating a motor current command value of the multiphase motor;
Motor control means for controlling the inverter device using the motor current command value,
The motor control means calculates a motor current limit value for limiting the motor current command value based on the rotation speed of the multiphase motor calculated from the magnetic pole position and the motor current command value. A motor control device.
前記インバータ装置から前記多相モータに印加される端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、
前記インバータ装置から前記多相モータに入力されるモータ駆動電流を検出する駆動電流検出手段と、
前記多相モータのモータ電流指令値を生成する電流指令値演算手段と、
前記モータ電流指令値を用いて前記インバータ装置を制御するモータ制御手段と
を備え、
前記モータ制御手段は、前記端子電圧および前記モータ駆動電流から演算される前記多相モータの回転速度と、前記モータ電流指令値とに基づいて、前記モータ電流指令値を制限するモータ電流制限値を演算することを特徴とするモータ制御装置。 An inverter device for driving a multiphase motor;
Terminal voltage detection means for detecting a terminal voltage applied to the multiphase motor from the inverter device;
Drive current detection means for detecting a motor drive current input from the inverter device to the multiphase motor;
Current command value calculation means for generating a motor current command value of the multiphase motor;
Motor control means for controlling the inverter device using the motor current command value,
The motor control means sets a motor current limit value for limiting the motor current command value based on the rotation speed of the multiphase motor calculated from the terminal voltage and the motor drive current and the motor current command value. A motor control device characterized by computing.
The said motor control means restrict | limits the peak value of the phase current of the said motor current command value based on the said motor current limit value, The any one of Claim 1-13 characterized by the above-mentioned. Motor control device.
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