JP2006223023A - Active filter for power - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は電力用アクティブフィルタに関する。詳しくは、配電系統に発生する高調波を補償するために設けられる高調波補償電流指令値生成系と、供給電圧の電圧変動を抑制するために設けられる無効電流指令値生成系とを兼用したとき、配電系統に発生する高調波や電圧変動を抑制するための主回路内に設けられたスイッチング手段に対するスイッチング周波数(PWM変調用キャリア周波数)を切り替えることで、アクティブフィルタ全体の設備の小型化と電力損失を逓減できるようにしたものである。 The present invention relates to an active filter for electric power. Specifically, when the harmonic compensation current command value generation system provided to compensate for harmonics generated in the distribution system is combined with the reactive current command value generation system provided to suppress voltage fluctuation of the supply voltage By switching the switching frequency (PWM modulation carrier frequency) for the switching means provided in the main circuit to suppress harmonics and voltage fluctuations generated in the distribution system, the entire active filter can be reduced in size and power The loss can be reduced.
電力系統例えば配電系統には、高圧需要家の負荷機器を始めとして多数の電力機器が接続されているので、これら電力機器が稼働することによって、系統電圧に波形歪み(高調波による歪み)が発生する。また、配電系統の上位系統である特高系統において発生した波形歪みに含まれる電源周波数に重畳された高調波成分(特に、5次および7次の奇数次高調波成分)が配電系統において需要家に設置されている進相コンデンサと配電用変電所変圧器の漏れインダクタンスとの共振現象によって拡大する場合がある。 Many power devices such as high-voltage consumer load devices are connected to the power system, for example, the distribution system. When these power devices operate, waveform distortion (distortion due to harmonics) occurs in the system voltage. To do. In addition, harmonic components (particularly fifth-order and seventh-order odd-order harmonic components) superimposed on the power supply frequency included in the waveform distortion generated in the special high-order system that is a higher-order system of the distribution system are consumers in the distribution system. May increase due to the resonance phenomenon between the phase-advancing capacitor installed in and the leakage inductance of the distribution substation transformer.
このような高調波歪みは電力機器の加熱、焼損などを招来するので、電源高調波の抑制を目的とした電力用アクティブフィルタが配電系統に設けられている(例えば特許文献1)。 Since such harmonic distortion causes heating and burning of the power equipment, an active filter for power for the purpose of suppressing power supply harmonics is provided in the distribution system (for example, Patent Document 1).
特許文献1の特に図1および図2に開示された電力用アクティブフィルタは、配電系統(配電線)に対して並列に設置された、並列型電力用アクティブフィルタAFの一例であって、配電系統の設置点に接続された検出手段によって設置点電圧vの高調波成分が抽出され、これが制御手段に供給されて、高調波成分に比例する補償電流指令値が生成される。この補償電流指令値がアクティブフィルタの主回路として機能する高調波除去手段に供給される。 The power active filter disclosed in FIG. 1 and FIG. 2 of Patent Document 1 is an example of a parallel power active filter AF installed in parallel to a power distribution system (distribution line). The harmonic component of the installation point voltage v is extracted by the detection means connected to the installation point, and this is supplied to the control means to generate a compensation current command value proportional to the harmonic component. This compensation current command value is supplied to the harmonic removal means that functions as the main circuit of the active filter.
高調波除去手段は、直流電圧vdcを有する直流コンデンサとPWM変調方式を採用したインバータと三相リアクトルで構成され、補償電流指令値である制御信号でPWM変調することで、高調波成分と同じ大きさと位相を持つ、補償電流指令値に対応する電圧(電流)を発生させ、発生させたこの補償電流が配電系統(設置点)に注入される。この補償電流を注入することで、配電系統を流れる電流は基本波成分のみとなって高調波歪みを補償できる。 The harmonic elimination means is composed of a DC capacitor having a DC voltage v dc , an inverter employing a PWM modulation method, and a three-phase reactor, and is PWM modulated with a control signal that is a compensation current command value, thereby being the same as the harmonic component A voltage (current) corresponding to a compensation current command value having a magnitude and a phase is generated, and the generated compensation current is injected into a distribution system (installation point). By injecting this compensation current, the current flowing through the distribution system becomes only the fundamental wave component, and harmonic distortion can be compensated.
一方、配電系統における電圧の安定化を図るために無効電力補償装置が知られている。この無効電力補償装置は進相および遅相の無効電力を調整することで配電系統の電圧を安定化するものである。負荷機器の稼働による電圧変動の他に、最近では太陽光発電、風力発電、燃料電池発電などの分散型電源もこの電力系統に連系されるようになってきたので、無効電力補償装置の重要性がますます増加している。 On the other hand, a reactive power compensator is known in order to stabilize the voltage in the distribution system. This reactive power compensator stabilizes the voltage of the power distribution system by adjusting the reactive power of the leading and lagging phases. In addition to voltage fluctuations due to the operation of load equipment, recently, distributed power sources such as solar power generation, wind power generation, and fuel cell power generation have also been linked to this power system. Sex is increasing more and more.
ところで、上述した電力用アクティブフィルタの基本回路は電圧形電力変換装置であり、無効電力補償装置もその基本構成は電圧形電力変換装置であって、何れも配電系統に対して並列接続されて使用される。したがって、高調波を補償する機能を持ったこの電力用アクティブフィルタを無効電力補償機能を有した電力用アクティブフィルタとしても構成することが考えられる。 By the way, the basic circuit of the active filter for power described above is a voltage source power converter, and the reactive power compensator is also a voltage source power converter based on the basic configuration, both of which are connected in parallel to the power distribution system. Is done. Therefore, it can be considered that this power active filter having a function of compensating harmonics is also configured as a power active filter having a reactive power compensation function.
しかし、電力用アクティブフィルタを無効電力補償装置としても共用するような構成を考えた場合、以下のような問題を惹起する。 However, when considering a configuration in which a power active filter is shared as a reactive power compensator, the following problems are caused.
(1)高調波対策では、高調波の無効電流を取り扱うものであるから、高速応答が要求される。それがため、PWM変調(パルス幅変調)に使用されるキャリア周波数(スイッチング手段に供給されるスイッチング周波数と同じ)としては比較的高い周波数を使用する必要がある。その反面、高調波電流の電流値は比較的小さいため、無効電力補償装置としての変換容量としては50kVA程度で充分である。 (1) Since harmonic countermeasures deal with reactive currents of harmonics, a high-speed response is required. Therefore, it is necessary to use a relatively high frequency as the carrier frequency (same as the switching frequency supplied to the switching means) used for PWM modulation (pulse width modulation). On the other hand, since the current value of the harmonic current is relatively small, a conversion capacity of about 50 kVA is sufficient as the reactive power compensator.
(2)これに対して、電圧を安定化する場合には、その制御対象が電源周波数(基本波)の無効電流であるために、安定化のための応答性は比較的遅くとも問題はない。しかし、基本波無効電流であるために取り扱う電流が大電流であるから、電力用アクティブフィルタとして用意しなければならない変換容量は300kVA程度必要になる。 (2) On the other hand, when the voltage is stabilized, the controlled object is a reactive current of the power supply frequency (fundamental wave). However, since the current to be handled is a large current because it is a fundamental reactive current, about 300 kVA is required for the conversion capacity that must be prepared as an active filter for power.
(3)その結果として、共用構成とすると、大電流容量で、かつ高速応答特性を有する装置として構成しなくてはならない。そのため特に電圧安定化時ではスイッチング周波数が高いために、スイッチング手段を有するPWM変調部でのスイッチング損失が増大すると共に、共用装置(電力用アクティブフィルタである電力変換装置)が大型化すると共に、低効率で発熱等の問題も惹起する。 (3) As a result, if the shared configuration is adopted, it must be configured as a device having a large current capacity and high-speed response characteristics. For this reason, the switching frequency is high particularly when the voltage is stabilized, so that the switching loss in the PWM modulation unit having the switching means increases, and the common device (the power conversion device which is an active filter for power) is increased in size and reduced. It also causes problems such as heat generation with efficiency.
そこで、この発明はこのような従来の課題を解決したものであって、高調波抑制のための装置と、電圧安定化の装置を兼用構成とするとき、特に高調波の発生と電圧変動が顕著となるタイミングが同時ではないことに着目し、電力変換のためのスイッチング周波数を高調波抑制時と電圧安定化時とで切り替えることで、損失の低減と装置全体として見た場合の小型軽量化を達成できる電力変換装置たる電力用アクティブフィルタを提案するものである。 Therefore, the present invention solves such a conventional problem, and when a device for suppressing harmonics and a device for voltage stabilization are combined, generation of harmonics and voltage fluctuation are particularly remarkable. By switching the switching frequency for power conversion between harmonic suppression and voltage stabilization, the loss can be reduced and the device can be reduced in size and weight. The present invention proposes an active filter for electric power that can be achieved.
上述の課題を解決するため、請求項1に記載したこの発明に係る電力用アクティブフィルタは、配電系統の負荷設置点における電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段で検出された設置点電圧より、該設置点電圧に含まれる高調波成分を補償するための高調波補償電流指令値および上記設置点電圧の電圧変動を補償するための無効電流指令値をそれぞれ生成し、出力する補償指令信号生成出力手段と、この補償指令信号を電圧変換すると共にパルス幅変調するパルス幅変調手段と、上記補償指令信号生成出力手段で生成された高調波補償電流指令値および無効電流指令値に基づいて、上記配電系統の高調波成分と基本波電圧の変動を制御する制御手段とで構成され、上記制御手段には、上記パルス幅変調手段からのパルス幅変調信号が供給されるスイッチング手段が設けられ、上記パルス幅変調手段には、上記パルス幅変調信号のキャリア信号として使用されるキャリア信号切り替え手段が設けられ、高調波抑制モードと、電圧変動抑制モードとでは異なった周波数のキャリア信号が上記パルス幅変調手段に供給されるように、上記キャリア信号切り替え手段が制御されることを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problem, an active filter for power according to the present invention described in claim 1 includes a voltage detection means for detecting a voltage at a load installation point of a distribution system, and an installation point detected by the voltage detection means. A compensation command for generating and outputting a harmonic compensation current command value for compensating for a harmonic component contained in the installation point voltage and a reactive current command value for compensating voltage fluctuation of the installation point voltage from the voltage, respectively. Based on the signal generation output means, the pulse width modulation means for converting the voltage of the compensation command signal and performing pulse width modulation, and the harmonic compensation current command value and the reactive current command value generated by the compensation command signal generation output means. And control means for controlling fluctuations in the harmonic component of the distribution system and fundamental voltage, and the control means includes a pulse width modulation signal from the pulse width modulation means. Switching means is provided, and the pulse width modulation means is provided with carrier signal switching means used as a carrier signal of the pulse width modulation signal. In the harmonic suppression mode and the voltage fluctuation suppression mode, The carrier signal switching means is controlled so that carrier signals of different frequencies are supplied to the pulse width modulation means.
この発明においては、電源電圧の変動が顕著な時間帯と、高調波が発生する時間帯との相違に着目する。複数の負荷機器や分散型電源などが稼働しない時間帯(夜間の時間帯)では、配電系統の電圧変動が少なくなる反面、配電線のインダクタンスと高圧需要家に装備された進相コンデンサとによる共振が発生し、高調波が拡大し易くなる(高調波拡大現象)。そのためこの時間帯では高調波抑制モードに切り替える。 In the present invention, attention is paid to the difference between the time zone in which the fluctuation of the power supply voltage is remarkable and the time zone in which the harmonics are generated. During times when multiple load devices and distributed power supplies do not operate (night time), voltage fluctuations in the distribution system are reduced, but resonance due to distribution line inductance and phase-advancing capacitors installed in high-voltage consumers Occurs and the harmonics are easily expanded (harmonic expansion phenomenon). Therefore, in this time zone, the mode is switched to the harmonic suppression mode.
取り扱う電流は、電源周波数の高調波成分(特に5次および7次の高調波成分)であるために、その電流値は基本波電流に比べて遙かに小さい。そのため、電流容量は比較的小さくてもよく、50kVA程度で充分である。 Since the current to be handled is a harmonic component (especially fifth-order and seventh-order harmonic components) of the power supply frequency, the current value is much smaller than the fundamental current. Therefore, the current capacity may be relatively small, and about 50 kVA is sufficient.
高調波抑制モードでは、PWM変調用のキャリア周波数および高調波成分をスイッチングするスイッチング手段におけるスイッチング周波数は高い周波数に切り替える。こうすることで、高速応答が可能になり、高調波歪みを有効確実に抑制できる。また、スイッチング周波数が高くても、制御対象は高調波であるため、基本波の電流値に比べて遙かに低い値である。そのため、このときに発生するスイッチング損失は少ない。なお、キャリア周波数とスイッチング周波数とは同一である。 In the harmonic suppression mode, the switching frequency in the switching means for switching the PWM modulation carrier frequency and the harmonic component is switched to a higher frequency. By doing so, high-speed response is possible, and harmonic distortion can be effectively and reliably suppressed. Moreover, even if the switching frequency is high, the controlled object is a harmonic, which is much lower than the current value of the fundamental wave. Therefore, the switching loss generated at this time is small. The carrier frequency and the switching frequency are the same.
これに対して、複数の負荷機器や分散型電源が稼働する時間帯(通常は昼間の時間帯)では、配電系統の電圧変動が激しくなるため、この時間帯は電圧安定化制御を行う。つまり、電圧変動抑制モードに切り替える。電圧を安定化するためには基本波大電流が制御対象となるため、大きな電流容量(300kVA程度)が必要である。共用構成の場合には、元々大きな電流容量をカバーできるように設計されているため、電流容量に関しては問題はない。 On the other hand, in a time zone where a plurality of load devices and distributed power sources are operated (usually, a daytime time zone), voltage fluctuations in the distribution system become severe, and voltage stabilization control is performed during this time zone. That is, the mode is switched to the voltage fluctuation suppression mode. In order to stabilize the voltage, a large fundamental wave current is to be controlled, so a large current capacity (about 300 kVA) is required. In the case of the shared configuration, there is no problem with respect to the current capacity because it is originally designed to cover a large current capacity.
制御対象となる電流は基本波であるため、電圧変換のためのPWM変調用キャリア周波数およびPWM変調された信号が供給されるスイッチング手段でのスイッチング周波数は低周波数でよい。低周波数であるがためにこのスイッチング手段でのスイッチング損失(電力損失)を、高調波抑制時のスイッチング周波数を使用する場合に比べて大幅に軽減できる。大電流をスイッチングするとき、そのスイッチング周波数が高いと、それに応じてスイッチング損失が格段に増加してしまうからである。 Since the current to be controlled is a fundamental wave, the carrier frequency for PWM conversion for voltage conversion and the switching frequency in the switching means to which the PWM modulated signal is supplied may be low. Because of the low frequency, the switching loss (power loss) in this switching means can be greatly reduced compared to the case where the switching frequency at the time of suppressing harmonics is used. This is because, when switching a large current, if the switching frequency is high, the switching loss is remarkably increased accordingly.
キャリア周波数の切り替えのための検出方法は幾つか考えられる。
(1)配電系統の設置点での電圧を検出してその高調波成分を抽出し、これが規定値以上のとき高調波抑制モードに切り替える。例えば、この高調波成分(総合高調波電流)が規定値(5%)以上となったとき高調波を抑制する。
(2)設置点電圧の変動分を検出し、規定値以上になったとき電圧安定化のための抑制モードに切り替える。例えば、設置点電圧が規定値の±0.5%を超えたときは電圧安定化モードに切り替える。
(3)電圧変動が主に昼間時に発生し、高調波が大規模工場の操業が停止する夜間時に発生することに注目し、タイマ回路で高調波抑制モードと電圧安定化抑制モードとを切り替える。切り替え時間は適宜選定できる。
Several detection methods for switching the carrier frequency are conceivable.
(1) The voltage at the installation point of the distribution system is detected and its harmonic component is extracted, and when this is equal to or greater than the specified value, the mode is switched to the harmonic suppression mode. For example, when this harmonic component (total harmonic current) becomes a specified value (5%) or more, the harmonic is suppressed.
(2) The variation of the installation point voltage is detected, and when it exceeds the specified value, the mode is switched to the suppression mode for voltage stabilization. For example, when the installation point voltage exceeds ± 0.5% of a specified value, the mode is switched to the voltage stabilization mode.
(3) Focusing on the fact that voltage fluctuations occur mainly during the daytime and harmonics occur at night when the operation of the large-scale factory stops, the harmonic switching mode and the voltage stabilization suppression mode are switched by the timer circuit. The switching time can be selected as appropriate.
高キャリア周波数(高スイッチング周波数)としては、5〜20kHzの周波数帯を使用することができる。この例では8kHzを高スイッチング周波数として使用した。低い周波数としては、これを1/2以下、例えば1/2に逓減した周波数を利用できる。 As the high carrier frequency (high switching frequency), a frequency band of 5 to 20 kHz can be used. In this example, 8 kHz was used as the high switching frequency. As the low frequency, a frequency obtained by decreasing the frequency to ½ or less, for example, ½ can be used.
この発明は、電力変換のためのキャリア周波数(スイッチング周波数)を切り替えることで、高調波抑制機能と電力安定化機能を達成できるようにしたものである。 In the present invention, a harmonic suppression function and a power stabilization function can be achieved by switching a carrier frequency (switching frequency) for power conversion.
共用化に伴う使用機器部品の点数の削減効果の他に、電圧安定化のときは基本波大電流を取り扱うと共に、この電圧安定化のときに使用するスイッチング周波数は高調波抑制時に使用するスイッチング周波数よりも低いので、それに伴ってスイッチング損失が大幅に軽減される。この損失軽減は、省エネルギー効果をもたらすだけではなく、装置全体の放熱、冷却対策に大きく寄与し、結果として装置全体の軽量化、小型化を図ることができる。 In addition to the effect of reducing the number of equipment parts used due to sharing, the high frequency fundamental is handled during voltage stabilization, and the switching frequency used during voltage stabilization is the switching frequency used during harmonic suppression. The switching loss is greatly reduced accordingly. This loss reduction not only brings about an energy saving effect, but also greatly contributes to heat dissipation and cooling measures for the entire apparatus, and as a result, the entire apparatus can be reduced in weight and size.
続いて、この発明に係る電力用アクティブフィルタの好ましい実施例を、配電系統に適用した場合に付き図面を参照して詳細に説明する。 Subsequently, a preferred embodiment of the power active filter according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings when applied to a power distribution system.
図1は配電系統を含めた概念図を示す。電源10と負荷12との間の配電系統(フィーダ)は、インダクタンスLと配電線DLの抵抗成分Rとで等価でき、配電線DLには、分散型電源14や、配電線DLを流れる電流の位相を進ませる進相コンデンサCが並列に接続される。分散型電源14の出力電流は配電線DLに注入される。また、この発明に係る電力用アクティブフィルタ20はフィーダ幹線である配電線DLの末端に並列接続される。配電線DLへ補償電流の注入が行われる。ここでの補償電流とは、高調波補償電流指令値に基づく補償電流と、設置点電圧の電圧変動を補償するための無効電流指令値に基づく補償電流を合わせた概念である。
FIG. 1 shows a conceptual diagram including a power distribution system. The distribution system (feeder) between the
配電線DLに対してこのような直並列接続がなされる関係で、昼間時には分散型電源14や負荷12の稼働で配電線DLの電圧が変動し、夜間時には負荷12の稼働が停止したり、一部の分散型電源14の稼働が停止したりするので、インダクタンスLと進相コンデンサCの共振によって電圧高調波が拡大することになる。
With such a series-parallel connection to the distribution line DL, the voltage of the distribution line DL fluctuates due to the operation of the distributed
図2はこの発明に係る電力用アクティブフィルタ20の概略構成を示す。この電力用アクティブフィルタ20は、設置点pの電圧vを検出する電圧検出手段として機能する電圧変成器22を有する。この電圧変成器22は電圧の高い設置点電圧vを制御に適した電圧まで降圧するためのトランスである。電圧変成器22の出力側に得られるこの降圧電圧(便宜的に設置点電圧vと同じ記号を付す)は、補償指令信号生成出力手段50に供給される。
FIG. 2 shows a schematic configuration of the power
補償指令信号生成出力手段50は、設置点電圧vに発生した高調波成分を補償するための高調波補償電流指令値と、同じく設置点電圧vの電圧変動を抑制(補償)して電圧の安定化を図るための、電圧変換後の無効電流指令値をそれぞれ生成し、出力するためのものである。 The compensation command signal generation output means 50 suppresses (compensates) the voltage fluctuation of the installation point voltage v and the harmonic compensation current command value for compensating the harmonic component generated in the installation point voltage v, thereby stabilizing the voltage. This is for generating and outputting the reactive current command value after voltage conversion for the purpose of achieving the above.
この補償電流指令値および電圧変換後の無効電流指令値は、配電線DLに接続されたアクティブな制御手段30に供給される。制御手段30はアクティブフィルタの主回路を構成するもので、設置点電圧vにおける高調波の抑制およびその電圧の安定化が図られる。そのため、配電線DL側に接続された昇圧用の三相整合トランス32および三相リアクトル34を介して三相電圧型PWM制御部36が接続される。三相リアクトル34は、系統側の電圧源に対して主回路である制御手段30の交流側も電圧源であるため、その連系用のリアクトルとして使用されている。
The compensation current command value and the reactive current command value after voltage conversion are supplied to the active control means 30 connected to the distribution line DL. The control means 30 constitutes the main circuit of the active filter, and can suppress harmonics in the installation point voltage v and stabilize the voltage. Therefore, the three-phase voltage type
三相電圧型PWM制御部36は図示するように三相リアクトル34側に接続されたスイッチング手段38と、このスイッチング手段38に接続された直流コンデンサ39とで構成され、直流コンデンサ39の両端電圧vdcが上述した補償指令信号生成出力手段50に供給される。
The three-phase voltage type
この三相電圧型PWM制御部36の具体例を図3に示す。三相リアクトル34u、34v、34wの一端(入力側)は三相整合トランス32の一次側に接続され、他端(出力側)はスイッチング手段38に接続される。この例では、スイッチング手段38が自励式インバータとして構成されている。
A specific example of the three-phase voltage type
直列接続された一対の半導体スイッチング素子(IGBTなどの自励式電力用スイッチング素子)42u,42uの接続中点に三相リアクトル34uが接続され、以下同様に半導体スイッチング素子42v、42vの接続中点に三相リアクトル34vが接続され、半導体スイッチング素子42w、42wの接続中点に残りの三相リアクトル34wが接続される。そして、例えばu相,v相およびw相の順で、順次電流が流れるように順次オン(ターンオン)するようなスイッチング信号Gu〜Gwが対応する半導体スイッチング素子42u〜42wに供給される。スイッチング信号Gu〜Gwは何れもPWM変調されたものである。
A three-
そして、このPWM変調と三相リアクトル34とによって、配電系統の高調波成分と同相でその大きさが同じ補償電流iCが生成され、これが配電系統の設置点pに注入されて高調波が抑制される。また、設置点電圧の電圧変動を抑制する補償電圧に相当する無効電流が生成されて、配電系統の電圧の安定化が図られる。
The PWM modulation and the three-
図4は、この発明に係る電力用アクティブフィルタの要部である補償指令信号生成出力手段50の構成を示す。 FIG. 4 shows a configuration of a compensation command signal generation / output means 50 which is a main part of the power active filter according to the present invention.
この補償指令信号生成出力手段50は設置点電圧vなどを検出する検出手段50Aを始めとして、高調波補償電流指令値と電圧変動補償用の無効電流指令値とをそれぞれ生成する補償指令信号生成手段50B、補償指令信号を電圧変換すると共にパルス幅変調を実行するパルス幅変調手段50Cとで構成される。 This compensation command signal generation output means 50 includes a compensation means signal generation means for generating a harmonic compensation current command value and a reactive current command value for voltage fluctuation compensation, including a detection means 50A for detecting the installation point voltage v and the like. 50B, and a pulse width modulation means 50C for converting the compensation command signal into voltage and performing pulse width modulation.
さらに詳細に説明すると、これらの手段50A〜50Cに加えて、無効電流指令値を生成するための無効電流生成手段50Dと、直流コンデンサ39に対する直流電圧の安定化を図るための直流電流指令値を生成するための直流電流生成手段50Eと、さらにパルス幅変調手段50Cに対するキャリア信号切り替え手段80を有する。
More specifically, in addition to these
順を追って説明する。説明の都合上補償指令信号生成手段50Bから説明すると、この補償指令信号生成手段50Bの構成要件は以下の通りである。
(1)三相交流電圧を2相成分に変換するためのd−q変換器52を有する。
(2)d−q変換出力からその高調波成分を検出するための、この例ではハイパスフィルタ56(56d、56q)を有する。
(3)高調波出力を電流変換して高調波補償電流を生成するオペアンプ58(58d、58q)を有する。
(4)d−q逆変換器70を有する。
(5)高調波補償電流指令値として出力するための加算器72(72u〜72w)を有する。
(6)さらに、高調波補償電流と補償用無効電流とを切り替えて出力するモード切り替え手段60を有する。
I will explain in order. For convenience of explanation, the compensation command signal generation unit 50B will be described below. The configuration requirements of the compensation command signal generation unit 50B are as follows.
(1) It has a dq
(2) In this example, a high-pass filter 56 (56d, 56q) for detecting the harmonic component from the dq conversion output is provided.
(3) It has operational amplifier 58 (58d, 58q) which carries out current conversion of a harmonic output and produces | generates a harmonic compensation current.
(4) A dq
(5) It has the adder 72 (72u-72w) for outputting as a harmonic compensation current command value.
(6) Furthermore, it has mode switching means 60 which switches and outputs a harmonic compensation current and a compensation reactive current.
上述の構成を順次説明する。
図2の電圧変成器22で検出した設置点電圧である三相交流電圧v=(vu,vv,vw)は、d−q変換器52において、電源電圧の基本波正相分をd軸とする回転座標系の2成分(d,q)で表される瞬時電圧(vd,vq)に変換される。d成分は三相電力の有効分(瞬時有効電流)に相当し、q成分はその無効分(瞬時無効電流)に相当する。この変換は、次式に従って行われる。
The above configuration will be sequentially described.
The three-phase AC voltage v = (v u , v v , v w ), which is the installation point voltage detected by the
この瞬時電圧を以下単に設置点電圧と言う。このd−q変換処理は、電源電圧の基本波成分発生回路54より得られる基本波成分(sin成分とcos成分)に同期して行われる。ここにωtは電源電圧の基本角周波数である。
This instantaneous voltage is hereinafter simply referred to as installation point voltage. This dq conversion processing is performed in synchronization with the fundamental wave components (sin component and cos component) obtained from the fundamental wave
d−q変換された設置点電圧(vd,vq)は、高調波抽出手段として機能するハイパスフィルタ(HPF)56(56d、56q)に供給されて設置点電圧(vd,vq)の高調波成分が抽出される。設置点電圧vに波形歪みが発生すると、d成分とq成分には直流成分の他に交流成分が含まれる。この交流成分が取りも直さず電源電圧の高調波成分となる。この例では、主として5次および7次の奇数次高調波成分Vdh、Vdqがハイパスフィルタ56d、56qで抽出される。
The dq converted installation point voltage (v d , v q ) is supplied to a high-pass filter (HPF) 56 (56d, 56q) functioning as a harmonic extraction means and the installation point voltage (v d , v q ). Are extracted. When waveform distortion occurs in the installation point voltage v, the d component and the q component include an alternating current component in addition to the direct current component. This AC component is not corrected and becomes a harmonic component of the power supply voltage. In this example, the fifth-order and seventh-order odd harmonic components V dh and V dq are mainly extracted by the high-
ハイパスフィルタ56d、56qで抽出された電圧高調波成分Vdh、Vdqは、高調波補償電流生成手段58d、58qに供給される。この高調波補償電流生成手段58d、58qは何れもオペアンプが使用され、ダンピング抵抗として機能する高調波抑制ゲインKVを乗算することで、電流に変換された高調波補償電流(i* Chd,i* Chq)が生成される。この高調波補償電流(i* Chd,i* Chq)は高調波を抑制するための指令値(目標値)として使用される。
The voltage harmonic components V dh and V dq extracted by the
この高調波補償電流(i* Chd,i* Chq)はモード切り替え手段60に供給される。モード切り替え手段60は高調波抑制モードと電圧変動抑制モードとの切り替えのために使用される。これについては後述する。 This harmonic compensation current (i * Chd , i * Chq ) is supplied to the mode switching means 60. The mode switching means 60 is used for switching between the harmonic suppression mode and the voltage fluctuation suppression mode. This will be described later.
モード切り替え手段60を通過した高調波補償電流(i* d,i* q)のうち、設置点電圧vの有効分に相当する基本波成分(d成分)の系には、加算器62が設けられ、ここに直流コンデンサ39の充電電圧vdcに関連した直流電流(目標直流電流)Δi* Cdが供給されて加算処理が行われる。
Of the harmonic compensation current (i * d , i * q ) that has passed through the mode switching means 60, an
この加算処理系は、直流コンデンサ39に充電された電圧vdcの安定化を図るための直流電流生成手段50Eによって構成される。直流電流生成手段50Eについて説明する。
This addition processing system is constituted by DC current generating means 50E for stabilizing the voltage v dc charged in the
この例では、図4のように直流電圧の設定回路64が設けられ、この設定回路64より目標となる直流電圧v* dcが出力される。この直流電圧v* dcは加算器66に供給される。加算器66には直流コンデンサ39の両端電圧vdcが供給され、この加算器66においてその差の直流電圧分(vdc−v* dc)が求められる。差の直流電圧分(vdc−v* dc)は電流変換用のオペアンプ68に供給されて、所定の直流ゲインKdcと乗算される。オペアンプ68は差の直流電圧分(vdc−v* dc)に対して抵抗分として作用し、その乗算結果である目標直流電流Δi* Cdが、上述した加算器62に供給された有効分に相当する高調波補償電流i* dに加算される。
In this example, a DC
一方、モード切り替え手段60に供給される無効電流生成手段50Dは以下のように構成されている。この無効電流生成手段50Dは電圧振幅演算手段92を有し、上述した電圧(vd,vq)の振幅演算処理(二乗和の平方根処理)が行われる。
On the other hand, the reactive current generating means 50D supplied to the mode switching means 60 is configured as follows. The reactive current generating unit 50D includes a voltage
その振幅演算出力|v|は、電圧指令値設定回路94からの電圧指令値V* fと共に加算器96に供給されて、その差分(|v|−V* f)が演算される。その演算出力(|v|−V* f)が基本波無効電流制御回路98に供給されて差分に相当する無効電流i* Cfqに変換される。この無効電流i* Cfqはその値がゼロになるように自動調整されるものであるから、この無効電流i* Cfqは、無効電流指令値としてモード切り替え手段60に供給される。
The amplitude calculation output | v | is supplied to the
モード切り替え手段60は連動して切り替えられる2連の切り替え器で構成され、そのa端子(有効分側)には上述したd成分Vdとq成分Vqにそれぞれ関連した高調波補償電流i* Chd,i* Chqが供給される。そして他方のb端子(無効分側)のうち、d成分系はゼロ入力“0”とされ、q成分系(無効分に相当)は上述した無効電流生成手段50Dからの無効電流指令値i* Cfqが供給される。 The mode switching means 60 is composed of two switchers that are switched in conjunction with each other, and the a terminal (effective component side) has a harmonic compensation current i * associated with the d component V d and q component V q described above . Chd , i * Chq is supplied. Of the other b terminal (ineffective component side), the d component system is set to zero input “0”, and the q component system (corresponding to the invalid component) is the reactive current command value i * from the reactive current generating means 50D described above . Cfq is supplied.
したがって、a端子への切り替えは高調波抑制モードのときであり、b端子への切り替えは電圧変動抑制モードのときである。どのタイミングに抑制モードの切り替えを行うかについて以下に説明する。 Therefore, switching to the a terminal is in the harmonic suppression mode, and switching to the b terminal is in the voltage fluctuation suppression mode. The timing at which the suppression mode is switched will be described below.
この例では、d成分に関連した高調波成分Vdhと電圧振幅演算手段92の演算出力|v|が検出手段50Aに供給され、検出手段50Aでは、その何れか若しくはその双方を使用してモード切り替え信号Sm(Sn)が生成される。 In this example, the harmonic component V dh related to the d component and the calculation output | v | of the voltage amplitude calculation means 92 are supplied to the detection means 50A, and the detection means 50A uses either or both of the modes. A switching signal Sm (Sn) is generated.
そのため、この検出手段50Aでは、入力した高調波成分Vdhが規定値以上かどうか、および入力した電圧の変動が規定値以上かどうかが検出される。高調波成分Vdhが既定値(例えば5%)を超えたとき高調波用モード切り替え信号Smが生成され、モード切り替え手段60が高調波抑制モード(a端子側)に切り替えられる。若しくは、設置点電圧vの変動分が検出され、設置点電圧が規定値(例えば±0.5%)を超えたときは安定化用モード切り替え信号Snが生成されて、モード切り替え手段60が電圧変動抑制モード(b端子側)に切り替えられる。 Therefore, this detection means 50A detects whether or not the input harmonic component V dh is equal to or greater than a specified value, and whether or not the input voltage fluctuation is equal to or greater than the specified value. When the harmonic component V dh exceeds a predetermined value (for example, 5%), a harmonic mode switching signal Sm is generated, and the mode switching means 60 is switched to the harmonic suppression mode (a terminal side). Alternatively, when the variation of the installation point voltage v is detected and the installation point voltage exceeds a specified value (for example, ± 0.5%), the stabilization mode switching signal Sn is generated, and the mode switching means 60 is set to the voltage. The mode is switched to the fluctuation suppression mode (b terminal side).
検出手段50Aは、高調波成分の検出系と、電圧変動の検出系の双方を同時に備える必要はない。何れか一方の検出系を備え、それからのモード切り替え信号Sm又はSnだけでモード切り替え手段60を切り替え制御することでもよい。 The detection means 50A does not need to include both a harmonic component detection system and a voltage fluctuation detection system at the same time. Any one of the detection systems may be provided, and the mode switching means 60 may be switched and controlled only by the mode switching signal Sm or Sn from there.
また、この検出手段50Aは、タイマ回路のみで構成することもできる。これは、電圧変動が主に昼間時に発生し、高調波が大規模工場の操業が停止する主として夜間時に発生することに注目したものである。内蔵したタイマ回路(図示はしない)で時刻をカウントし、昼間の時間帯(例えば午前7時から夕方7時まで)は、電圧変動を抑えるべく電圧変動抑制モードに切り替え、配電系統の電圧安定化を図る。これに対し、それ以外の時間帯(夜間の時間帯)は、高調波抑制モードに切り替え、配電系統の波形歪みを軽減する。このように切り替えタイミングをタイマ回路によって固定しても、所期の目的を達成できる。 Further, the detection means 50A can be constituted by only a timer circuit. This is because voltage fluctuations occur mainly during the daytime, and harmonics occur mainly during the night when large-scale factories stop operating. The built-in timer circuit (not shown) counts the time and switches to voltage fluctuation suppression mode to suppress voltage fluctuation during daytime hours (for example, from 7:00 am to 7:00 pm) to stabilize the voltage of the distribution system Plan. On the other hand, the other time zone (night time zone) is switched to the harmonic suppression mode to reduce the waveform distortion of the distribution system. Thus, even if the switching timing is fixed by the timer circuit, the intended purpose can be achieved.
さて、図4に示すように直流コンデンサ39に対する電圧安定化用直流電流Δi* Cdを含む高調波補償電流と、配電系統に対する電圧安定化用の補償用無効電流i* Cqのそれぞれは、次式で表すことができる。
As shown in FIG. 4, each of the harmonic compensation current including the voltage stabilizing DC current Δi * Cd for the
i* Cd=i* Chd+Δi* Cd ・・・(3)
i* Cq=i* Chq ・・・(4)
(|v|−V* f)から、電圧変動抑制モードのときには、基本波無効電流制御回路98からの基本波無効電流i* Cfqが補償用無効電流i* Cqとなる。
i* Cd=Δi* Cd ・・・(5)
i* Cq=i* Cfq ・・・(6)
i * Cd = i * Chd + [ Delta] i * Cd (3)
i * Cq = i * Chq (4)
From (| v | −V * f ), in the voltage fluctuation suppression mode, the fundamental wave reactive current i * Cfq from the fundamental wave reactive
i * Cd = Δi * Cd (5)
i * Cq = i * Cfq (6)
電圧安定化用直流電流Δi* Cd及び補償用無効電流i* Cqはd−q逆変換器70に供給されて三相補償信号(電流)i* Cu,i* Cv,i* Cwに逆変換される。逆変換されたこの三相補償電流i* Cu,i* Cv,i* Cwはそれぞれ加算器72(72u〜72w)において配電系統よりフィードバックされた電源側の三相電流i(iu〜iw)と加算される。実際には、三相補償信号i* Cu,i* Cv,i* Cwから三相電流iを減算する処理が行われる。この減算処理された電流が最終的な補償電流指令値i* Cu0〜i* Cw0となる。
The DC current Δi * Cd for voltage stabilization and the reactive current i * Cq for compensation are supplied to the dq
この補償電流指令値i* Cu0〜i* Cw0が補償指令信号としてパルス幅変調手段50Cに供給される。パルス幅変調手段50Cは、電圧変換およびパルス幅変調(PWM変調)として機能する三相対応のオペアンプ74(74u〜74w)と、ゲート回路として機能する同じく三相対応のオペアンプ76(76u〜76w)とで構成され、オペアンプ74,76にはキャリア信号Scが共通に供給される。抵抗成分として作用するオペアンプ74の電圧変換係数Kcは適宜な値に選定できる。 The compensation current command values i * Cu0 to i * Cw0 are supplied to the pulse width modulation means 50C as compensation command signals. The pulse width modulation means 50C includes a three-phase operational amplifier 74 (74u to 74w) that functions as voltage conversion and pulse width modulation (PWM modulation), and a three-phase operational amplifier 76 (76u to 76w) that functions as a gate circuit. The operational amplifiers 74 and 76 are commonly supplied with the carrier signal Sc. The voltage conversion coefficient Kc of the operational amplifier 74 acting as a resistance component can be selected to an appropriate value.
キャリア信号Scはキャリア信号切り替え手段80の出力が利用される。キャリア信号切り替え手段80は、キャリア信号Scの発振回路、この例ではのこぎり波発振回路82と、これより得られるキャリア信号Scの周波数を1/2以下、この例では1/2に逓減する逓減回路84と、これらキャリア信号Scと逓減キャリア信号Sc2がそれぞれ供給される切り替え部86とで構成される。
The output of the carrier signal switching means 80 is used for the carrier signal Sc. The carrier signal switching means 80 includes an oscillation circuit for the carrier signal Sc, a sawtooth
配電系統に発生する高調波は、電源周波数に対して5次や7次の奇数次高調波であるので、これらの高調波を抑制できるようにするため、キャリア信号Scとしてはその数倍以上の周波数、この例では5〜10kHzの周波数が使用される。キャリア周波数として8kHzを使用したときには、逓減回路84からは4kHzの逓減キャリア信号Sc2が出力される。そして、周波数の高いキャリア信号Scが高調波抑制モードのときに使用されるキャリア信号であって、周波数の低い逓減キャリア信号Sc2は電圧変動抑制モードのときのキャリア信号として使用される。
Since harmonics generated in the power distribution system are fifth-order and seventh-order odd-order harmonics with respect to the power supply frequency, in order to be able to suppress these harmonics, the carrier signal Sc is several times more than that. A frequency, in this example a frequency of 5-10 kHz, is used. When 8 kHz is used as the carrier frequency, the decreasing
切り替え部86は単なる切り替えスイッチであって、モード切り替え信号Sm,Snによって制御される。したがって、検出手段50Aで5%以上の高調波歪みが検出されたときには、高調波抑制モード(a端子側)に切り替えらえると共に、8kHzのキャリア信号Scが出力され、オペアンプ74ではこのキャリア信号Scで補償電流指令値がパルス幅変調される。図5及び図6はいずれもPWM変調の基本概念図を示すもので、図5Aのように補償電流指令値i* Cu0〜i* Cw0が低いとき(例えばSa)と、高いとき(例えばSb)とによってパルス幅変調出力が相違する(図5B、図5C参照)。
The switching
このパルス幅変調出力Gu〜Gw(=vCu*〜vCw*)がゲート回路76u〜76wを介して図3に示す半導体スイッチング素子42u〜42wの対応するゲート端子にゲート信号(スイッチング信号)として供給される。その結果、パルス幅変調出力Gu〜Gwによって半導体スイッチング素子42u〜42wの導通角が制御され、これら半導体スイッチング素子42u〜42wを介して三相リアクトル34u〜34wを流れる補償電流iCの電流量が制御される。結果として設置点pにおける配電線DLを流れる電流の高調波成分が制御される。
The pulse width modulation outputs Gu to Gw (= vCu * to vCw * ) are supplied as gate signals (switching signals) to the corresponding gate terminals of the
同様に、電圧の変動が既定値以上になったときは、モード切り替え手段60が電圧安定化モード側に切り替わると共に、キャリア信号も逓減キャリア信号Sc2に切り替わる。その結果、制御対象は電圧変動に関連した無効電流となり、またこの逓減キャリア信号Sc2を使用したパルス幅変調処理も図6A〜Cのように図5に比べて低速(1/2)となる。電圧の変動を抑制するときは高速応答性は要求されないので、この逓減キャリア信号Sc2でも充分な処理速度となる。低速処理されたパルス幅変調出力Gu〜Gwによって半導体スイッチング素子42u〜42wの導通角が制御され、これら半導体スイッチング素子42u〜42wを介して三相リアクトル34u〜34wを流れる補償電流iCの電流量が制御される。結果として設置点pにおける配電線DLの電圧vの安定化が図られる。
Similarly, when the variation of the voltage is equal to or greater than the default value, together with the mode switching means 60 is switched to the voltage stabilization mode side, the carrier signal is also switched to the decreasing carrier signal Sc 2. As a result, the controlled object becomes a reactive current in relation to voltage fluctuations, also becomes slow (1/2) as compared to FIG. 5, as the pulse width modulation processing is also FIG 6A~C using this degressive carrier signal Sc 2 . Since is not required fast response when suppressing the fluctuation in voltage, a sufficient processing speed even in this degressive carrier signal Sc 2. The conduction angle of the
補償用の無効電流生成手段50Dは、図7のように構成することができる。
この無効電流生成手段50Dは、加算器96の出力(|v|−V* f)の正・負に応じて正又は負の信号を出力する正負(符号)検出器102と、その出力sqnが供給されるアップダウンカウンタ104を有する。さらに加算器96の出力(|v|−V* f)に、所定のゲインKPを乗算して電流指令値i* CPに変換する乗算部106と、アップダウンカウンタ104の計数出力で表される電流値i* CIと電流指令値i* CPとを加算する加算器108とを有する。
The compensation reactive current generating means 50D can be configured as shown in FIG.
This reactive current generating means 50D includes a positive / negative (sign)
加算器108は、基本波無効電流指令値i* Cfqを生成する電流指令値演算手段として機能する。アップダウンカウンタ104は、16進のカウンタが使用される。アップダウンカウンタ104のサンプリング周期を60μsとすれば、その出力i* CIは、約3.9秒で最小値(例えば−5アンペア)から最大値(例えば+5アンペア)まで変化する。
The
この無効電流生成手段50Dによれば、電圧振幅値|v|と、予め定められた目標値V* fとを比較し、|v|>V* fであるときは、アップダウンカウンタ104の値i* CIが増加するので、電圧振幅値|v|が目標値V* fとなるように設置点電圧vの値が下げられる。そして、|v|<V* fのときは、アップダウンカウンタ104の値i* CIが減少して、電圧振幅値|v|が目標値V* fとなるように制御されるため、配電線DLの電圧変動分が減少するように制御されることで、電圧の変動が抑制される。
According to the reactive current generating means 50D, the voltage amplitude value | v | is compared with a predetermined target value V * f, and when | v |> V * f , the value of the up / down
なお、図4においてパルス幅変調手段50Cとして、この例ではキャリア信号Sc(又は逓減キャリア信号Sc2)をオペアンプ74と76の双方に供給したが、この構成で後段のゲート回路用のオペアンプ76を省略して、オペアンプ74で得られたゲート信号Gu〜Gwを、直接スイッチング手段38に供給するようにしてもよい。 In FIG. 4, the carrier signal Sc (or step-down carrier signal Sc 2 ) is supplied to both the operational amplifiers 74 and 76 as the pulse width modulation means 50C in FIG. 4, but the operational amplifier 76 for the gate circuit at the subsequent stage is provided in this configuration. Omitted, the gate signals Gu to Gw obtained by the operational amplifier 74 may be directly supplied to the switching means 38.
以上のように構成することで、同一の構成で、高調波の抑制と、配電系統の電圧変動に対する制御を行える。高調波を抑制するときは高い周波数のキャリア信号をスイッチング信号(ゲート信号)として使用し、電圧変動を制御するときは周波数の低いキャリア信号(逓減キャリア信号)をスイッチング信号として使用したので、特に高い周波数のキャリア信号をそのまま電圧変動を制御するときのスイッチング信号として使用する場合に比し、電圧変動を制御するときのスイッチング損失を大幅に軽減できる特徴を有する。結果として、設備の小型化に寄与するなどの特徴を有する。 With the above configuration, it is possible to control harmonics and control voltage fluctuations in the distribution system with the same configuration. A high frequency carrier signal is used as a switching signal (gate signal) when suppressing harmonics, and a low frequency carrier signal (decreasing carrier signal) is used as a switching signal when controlling voltage fluctuations. Compared with the case where a frequency carrier signal is used as it is as a switching signal when controlling voltage fluctuation, the switching loss when controlling voltage fluctuation can be greatly reduced. As a result, it has features such as contributing to downsizing of equipment.
この発明は、電力系統特に配電系統に接続される高調波抑制装置及び電圧安定化装置として共用構成とする電力用アクティブフィルタに適用できる。 The present invention can be applied to a power active filter having a shared configuration as a harmonic suppression device and a voltage stabilization device connected to a power system, particularly a power distribution system.
DL・・・配電線
12・・・負荷機器
20・・・電力用アクティブフィルタ
22・・・電圧変成器
30・・・制御手段(主回路)
34・・・三相リアクトル
36・・・PWM変換部
38・・・スイッチング手段
39・・・直流コンデンサ
50・・・補償指令信号生成出力手段
50A・・・検出手段
50B・・・補償指令信号生成手段
50C・・・パルス幅変調手段
50D・・・無効電流生成手段
50E・・・直流電流生成手段
60・・・モード切り替え手段
80・・・キャリア信号切り替え手段
DL ...
34 ... Three-
Claims (9)
この電圧検出手段で検出された設置点電圧より、該設置点電圧に含まれる高調波成分を補償するための高調波補償電流指令値および上記設置点電圧の電圧変動を補償するための無効電流指令値をそれぞれ生成し、出力する補償指令信号生成出力手段と、
この補償指令信号を電圧変換すると共にパルス幅変調するパルス幅変調手段と、
上記補償指令信号生成出力手段で生成された高調波補償電流指令値および無効電流指令値に基づいて、上記配電系統の高調波成分と基本波電圧の変動を制御する制御手段とで構成され、
上記制御手段には、上記パルス幅変調手段からのパルス幅変調信号が供給されるスイッチング手段が設けられ、
上記パルス幅変調手段には、上記パルス幅変調信号のキャリア信号として使用されるキャリア信号切り替え手段が設けられ、
高調波抑制モードと、電圧変動抑制モードとでは異なった周波数のキャリア信号が上記パルス幅変調手段に供給されるように、上記キャリア信号切り替え手段が制御される
ことを特徴とする電力用アクティブフィルタ。 Voltage detection means for detecting the voltage at the load installation point of the distribution system;
From the installation point voltage detected by the voltage detection means, a harmonic compensation current command value for compensating for a harmonic component contained in the installation point voltage and a reactive current command for compensating voltage fluctuation of the installation point voltage. Compensation command signal generation output means for generating and outputting values respectively;
A pulse width modulation means for converting the voltage of the compensation command signal and modulating the pulse width; and
Based on the harmonic compensation current command value and reactive current command value generated by the compensation command signal generation output means, the control system is configured to control the harmonic component of the distribution system and the fluctuation of the fundamental voltage,
The control means is provided with switching means for supplying a pulse width modulation signal from the pulse width modulation means,
The pulse width modulation means is provided with carrier signal switching means used as a carrier signal of the pulse width modulation signal,
The power active filter, wherein the carrier signal switching means is controlled so that a carrier signal having a frequency different between the harmonic suppression mode and the voltage fluctuation suppression mode is supplied to the pulse width modulation means.
この高調波成分に所定のゲインを掛けることで高調波補償電流を生成する高調波補償電流生成手段と、
この高調波補償電流生成手段の後段に設けられたモード切り替え手段とを有し、
このモード切り替え手段には、上記高調波補償電流と、電圧変動抑制として使用される補償電圧の電流変換出力である補償用無効電流が供給され、
上記高調波抑制モードと電圧変動抑制モードに関連して上記高調波補償電流と補償用無効電流とが選択できるように、上記モード切り替え手段が切り替え制御される
ことを特徴とする請求項1記載の電力用アクティブフィルタ。 The compensation command signal generation output means, harmonic detection means for extracting the harmonic component,
Harmonic compensation current generating means for generating a harmonic compensation current by multiplying the harmonic component by a predetermined gain;
Mode switching means provided at the subsequent stage of the harmonic compensation current generating means,
This mode switching means is supplied with the above-described harmonic compensation current and a compensation reactive current that is a current conversion output of a compensation voltage used as voltage fluctuation suppression.
The mode switching means is controlled to be switched so that the harmonic compensation current and the compensation reactive current can be selected in relation to the harmonic suppression mode and the voltage fluctuation suppression mode. Active filter for power.
ことを特徴とする請求項1記載の電力用アクティブフィルタ。 2. The active filter for electric power according to claim 1, wherein when the distribution system is a three-phase AC signal, a dq conversion output is supplied to the harmonic extraction means.
上記電圧抑制モードのとき周波数の低いキャリア信号に切り替える制御が行われる
ことを特徴とする請求項1記載の電力用アクティブフィルタ。 In the carrier signal switching means, switching to a high frequency carrier signal in the harmonic suppression mode,
2. The power active filter according to claim 1, wherein control for switching to a carrier signal having a low frequency is performed in the voltage suppression mode.
ことを特徴とする請求項1記載の電力用アクティブフィルタ。 2. The power active filter according to claim 1, wherein the carrier signal switching means includes an oscillation circuit for the carrier signal, a decreasing circuit for decreasing the frequency of the carrier signal, and a switching unit thereof.
ことを特徴とする請求項2記載の電力用アクティブフィルタ。 3. The active filter for electric power according to claim 2, wherein the harmonic detection means detects the presence or absence of a harmonic on the basis of a fluctuation rate of odd harmonics of the installation point voltage.
規定値を超えた電圧変動があったとき、電圧変動抑制モードに切り替えられる
ことを特徴とする請求項2記載の電力用アクティブフィルタ。 Instead of the harmonic detection means, a voltage fluctuation detection means for detecting the fluctuation of the installation point voltage is provided,
3. The active filter for electric power according to claim 2, wherein when there is a voltage fluctuation exceeding a specified value, the mode is switched to a voltage fluctuation suppressing mode.
規定値を超えた高調波が検出されたときには高調波抑制モードに切り替え、
規定値を超えた電圧変動が検出されたときには、電圧変動抑制モードに切り替える
ことを特徴とする請求項2記載の電力用アクティブフィルタ。 Along with the harmonic detection means, a voltage fluctuation detection means for detecting the fluctuation of the installation point voltage is provided,
When harmonics exceeding the specified value are detected, switch to harmonic suppression mode,
3. The power active filter according to claim 2, wherein when a voltage fluctuation exceeding a specified value is detected, the mode is switched to a voltage fluctuation suppression mode.
該タイマ回路の出力に基づいて、昼間時は電圧変動抑制モードに切り替えられ、夜間時は高調波抑制モードに切り替えられる
ことを特徴とする請求項2記載の電力用アクティブフィルタ。
Instead of the harmonic detection means, a timer circuit is provided,
3. The active filter for electric power according to claim 2, wherein, based on the output of the timer circuit, the mode is switched to the voltage fluctuation suppression mode at daytime and the harmonic suppression mode at nighttime.
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