JP2006222737A - Antenna device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は広帯域の電波の送信を行い、送信信号において不要な高調波の送信を抑圧するアンテナ装置に関するものである。 The present invention relates to an antenna device that transmits broadband radio waves and suppresses transmission of unnecessary harmonics in a transmission signal.
広帯域の電波の送信を行い、送信信号において不要な高調波の送信を抑圧するアンテナ装置として、これまで特開平11−308047号公報(特許文献1参照)に示すようなものが知られている。図4は、このような高調波を抑圧する従来のアンテナ装置の構成を示すものであり、アンテナ素子19とアンテナ素子20を互いに直交するように配置すると共にアンテナ素子19Aとアンテナ素子20Aを互いに直交するように配置し、各素子アンテナ毎に移相器18を設け、各素子アンテナの位相設定により、種信号は水平偏波を合成し、高調波は逆位相で打ち消すようにするものである。
As an antenna device that transmits broadband radio waves and suppresses transmission of unnecessary harmonics in a transmission signal, an antenna device as shown in Japanese Patent Laid-Open No. 11-308047 (see Patent Document 1) has been known. FIG. 4 shows the configuration of a conventional antenna device that suppresses such harmonics. The
しかしながら、このような高調波を抑圧する従来のアンテナ装置においては、送信信号の下限周波数の2倍の周波数が送信帯域の上限周波数より低い場合には、送信帯域内に発生する高調波を抑圧できないという問題があった。また、送信信号を空間へ送信するアンテナ素子は、プリント基板上にパターンが形成された直線偏波のアンテナ素子に限定され、アンテナ素子の選定に自由度が少ないという問題点があった。更に、プリント基板の中心に切れ込みを入れるなどにより、互いに直交するように配置する必要があり、アンテナ素子配置の自由度が少ないという問題点があった。 However, in the conventional antenna device that suppresses such harmonics, when the frequency that is twice the lower limit frequency of the transmission signal is lower than the upper limit frequency of the transmission band, it is not possible to suppress the harmonics that occur in the transmission band. There was a problem. In addition, antenna elements that transmit a transmission signal to space are limited to linearly polarized antenna elements having a pattern formed on a printed circuit board, and there is a problem that the degree of freedom in selecting antenna elements is small. Furthermore, it is necessary to arrange the printed circuit boards so as to be orthogonal to each other by making a notch in the center of the printed circuit board.
本発明は以上のような問題を解決するためのものであり、広帯域の電波の送信を行うアレイアンテナ装置において、送信信号を2分配した後に、それぞれ移相量0[rad]及び−π[rad]の移相器、及びそれぞれ電気長L[m](Lは任意)及びL+π・λ(f)[m](fは送信信号の周波数、λ(f)は周波数fの送信信号の波長)の給電線路を通過させ、2つのアンテナ素子から送信信号を空間合成させて送信するようにしたものである。 The present invention is to solve the above-described problems. In an array antenna apparatus that transmits broadband radio waves, after the transmission signal is divided into two, the phase shift amounts are 0 [rad] and −π [rad], respectively. ], And electrical lengths L [m] (L is arbitrary) and L + π · λ (f) [m] (f is the frequency of the transmission signal, λ (f) is the wavelength of the transmission signal of frequency f), respectively. The transmission signals are passed through the two antenna elements and transmitted from the two antenna elements by spatial synthesis.
本発明により、2つのアンテナ素子から送信する信号の位相を、周波数fの基本波では等位相に、周波数2fの2倍高調波では逆位相にできることにより、送信信号発生器及び増幅器から発生する送信信号において不要な2倍高調波の送信を抑圧することができる。また従来例に比べてアンテナ素子の種類及び配置に対する制約が少なく、様々な種類のアンテナ素子により、許容スペースに応じたアンテナ配置により、上記の高調波の抑圧が可能となる。 According to the present invention, the phase of the signal transmitted from the two antenna elements can be made to be equal in phase with the fundamental wave of frequency f and opposite in phase with the second harmonic of frequency 2f. Transmission of unnecessary second harmonics in the signal can be suppressed. Further, there are fewer restrictions on the types and arrangement of antenna elements than in the conventional example, and various types of antenna elements can suppress the above harmonics by arranging the antennas according to the allowable space.
実施の形態1.
この発明の実施の形態1における構成を、図1を用いて説明する。1は送信信号を発生する送信信号発生器、2は発生した送信信号を増幅する増幅器、3は増幅された送信信号を第1及び第2の経路に分配する分配器、4は分配された第1の経路の信号の位相を制御する移相量φ1の第1の移相器、5は分配された第2の経路の信号の位相を制御する移相量φ2の第2の移相器、6は位相制御された第1の経路の信号を給電する電気長L1の第1の給電線路、7は位相制御された第2の経路の信号を給電する電気長L2の第2の給電線路、8は給電された第1の経路の信号を空間へ送信する第1のアンテナ素子、9は給電された第2の経路の信号を空間へ放射する第2のアンテナ素子である。
The configuration of the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 1 is a transmission signal generator that generates a transmission signal, 2 is an amplifier that amplifies the generated transmission signal, 3 is a distributor that distributes the amplified transmission signal to the first and second paths, and 4 is a distributed first A first phase shifter of phase shift amount φ1 that controls the phase of the signal of the first path, and a second phase shifter of phase shift amount φ2 that controls the phase of the signal of the distributed second path, 6 is a first feed line of electrical length L1 that feeds the signal of the phase-controlled first path; 7 is a second feed line of electrical length L2 that feeds the signal of the phase-controlled second path;
次にこの発明の実施の形態1における動作を説明する。送信信号発生器1で発生した送信信号は増幅器2で増幅され、分配器3へ給電される。分配器3で分配され第1の経路へ給電された送信信号は、第1の移相器4により移相量φ1で位相制御される。このときφ1=0[rad]に制御する。また、分配器3で分配され第2の経路へ給電された送信信号は、第2の移相器5により移相量φ2で位相制御される。このときφ2=−π[rad]に制御する。
Next, the operation in the first embodiment of the present invention will be described. The transmission signal generated by the
第1の移相器4により位相制御された送信信号は電気長L1の第1の給電線路6へ給電される。このとき第1の給電線路6の電気長L1=L[m]である。また、第2の移相器5により位相制御された送信信号は電気長L2の第2の給電線路7へ給電される。このとき第2の給電線路7の電気長L2=L+π・λ(f)[m]である。ここでfは送信信号の周波数、λ(f)は周波数fの送信信号の波長である。第1の給電線路6から出力された送信信号は第1のアンテナ素子8から空間へ送信される。第2の給電線路7から出力された送信信号は第2のアンテナ素子9から空間へ送信される。
The transmission signal whose phase is controlled by the
次に周波数fの送信信号を送信するときに、送信信号における2倍高調波を抑圧する原理を説明する。
分配器3の第1の経路の出力端の送信信号の位相をφA1とする。
分配器3の第2の経路の出力端の送信信号の位相をφA2とする。
第1の移相器4の出力端の信号の送信位相をφB1とする。
第2の移相器5の出力端の信号の送信位相をφB2とする。
第1の給電線路6の出力端の信号の送信位相をφC1とする。
第2の給電線路7の出力端の信号の送信位相をφC2とする。
Next, the principle of suppressing the second harmonic in the transmission signal when transmitting a transmission signal of frequency f will be described.
The phase of the transmission signal at the output terminal of the first path of the
The phase of the transmission signal at the output end of the second path of the
The transmission phase of the first phase shifter 4 of output signal and phi B1.
The transmission phase of the second output terminal of the signal of the
The transmission phase of the signal at the output end of the
The transmission phase of the output terminal of the signal of the
先ず、基本波(周波数f)において、
分配器3の出力端は経路1と経路2で送信信号の位相は同じであるため以下のように仮定する。
φA1=φ1
φA2=φ1
第1の移相器4の移相量は0[rad]、第2の移相器5の移相量は−π[rad]であるため、第1の移相器4及び第2の移相器5の出力端の送信信号の位相は以下のようになる。
φB1=φ1
φB2=φ1−π
First, in the fundamental wave (frequency f),
Since the phase of the transmission signal is the same between the
φ A1 = φ 1
φ A2 = φ 1
Since the phase shift amount of the
φ B1 = φ 1
φ B2 = φ 1 −π
第1の給電線路6の電気長L1はL[m]、第2の給電線路7の電気長L2は L+π・λ(f)[m]であるため、第1の給電線路6及び第2の給電線路7の出力端の送信信号の位相は以下のようになる。
φC1=φ1+L/λ(f)
φC2=φ1−π+(L+π・λ(f))/λ(f)
=φ1+L/λ(f)
以上より基本波は第1のアンテナ素子8及び第2のアンテナ素子9に給電される送信信号の位相が等位相となるため、合成され空間へ送信される。
Since the electrical length L1 of the
φ C1 = φ 1 + L / λ (f)
φ C2 = φ 1 −π + (L + π · λ (f)) / λ (f)
= Φ 1 + L / λ (f)
From the above, the fundamental wave is synthesized and transmitted to the space because the phases of the transmission signals fed to the
次に、2倍高調波(周波数2f)において、
分配器3の出力端は経路1と経路2で送信信号の位相は同じであるため以下のように仮定する。
φA1=φ2
φA2=φ2
第1の移相器4の移相量は0[rad]、第2の移相器5の移相量は−π[rad]であるため、第1の移相器4及び第2の移相器5の出力端の送信信号の位相は以下のようになる。
φB1=φ2
φB2=φ2−π
Next, in the second harmonic (frequency 2f),
Since the phase of the transmission signal is the same between the
φ A1 = φ 2
φ A2 = φ 2
Since the phase shift amount of the
φ B1 = φ 2
φ B2 = φ 2 −π
第1の給電線路6の電気長L1はL[m]、第2の給電線路7の電気長L2は L+π・λ(f)[m]であるため、第1の給電線路6及び第2の給電線路7の出力端の送信信号の位相は以下のようになる。
φC1=φ2+L/λ(2f)
=φ2+2L/λ(f)
φC2=φ2−π+(L+π・λ(f))/λ(2f)
=φ2−π+(2L+2π・λ(f))/λ(f)
=φ2+L/λ(f)+π
∵ λ(2f)=λ(f)/2
以上より2倍高調波は第1のアンテナ素子8及び第2のアンテナ素子9に給電される送信信号の位相が逆位相となるため、送信信号は抑圧される。
Since the electrical length L1 of the
φ C1 = φ 2 + L / λ (2f)
= Φ 2 + 2L / λ (f)
φ C2 = φ 2 −π + (L + π · λ (f)) / λ (2f)
= Φ 2 −π + (2L + 2π · λ (f)) / λ (f)
= Φ 2 + L / λ (f) + π
∵ λ (2f) = λ (f) / 2
From the above, the second harmonic is suppressed because the phase of the transmission signal fed to the
次にアンテナ素子8、9の送信パターンの計算例を説明する。
アンテナ素子8の送信信号EA=sin(2πft−πdsinθ/λ)
アンテナ素子9の送信信号EB=sin(2πft+πdsinθ/λ)
但し θ:電波放射方向
基本波の送信パターン E1=EA+EB=2sin(2πft)cos(πdsinθ/λ)
2倍高調波の送信パターン E2=EA−EB=2cos(2πft)sin(πdsinθ/λ)
上記E1、E2を表す式に下記具体的数値例を当てはめて計算した結果、図2に示すような波形が得られた。
送信周波数f:1GHZ、
送信波長λ:300mm、
アンテナ素子間隔d:150mm、
アンテナ素子ビーム幅θB:60°
図2の波形から明らかなように、送信パターンにおいて、2倍高調波E2を基本波E1より6[dB]から20[dB]以上抑圧することが可能であることが分る。
Next, calculation examples of transmission patterns of the
Transmission signal E A = sin (2πft−πdsinθ / λ) of the
Transmission signal E B = sin (2πft + πdsinθ / λ) of the antenna element 9
Where θ is the direction of radio wave emission and the transmission pattern of the fundamental wave E1 = E A + E B = 2sin (2πft) cos (πdsinθ / λ)
Second harmonic transmission pattern E2 = E A- E B = 2cos (2πft) sin (πdsinθ / λ)
As a result of calculation by applying the following specific numerical examples to the above expressions E1 and E2, waveforms as shown in FIG. 2 were obtained.
Transmission frequency f: 1GHZ,
Transmission wavelength λ: 300mm,
Antenna element spacing d: 150mm,
Antenna element beam width θB: 60 °
As is apparent from the waveform of FIG. 2, it can be seen that the second harmonic E2 can be suppressed from 6 [dB] to 20 [dB] or more from the fundamental wave E1 in the transmission pattern.
以上のように、この発明の実施の形態1によれば、2つのアンテナ素子から送信する信号の位相を、周波数fの基本波では等位相に、周波数2fの2倍周波数では逆位相にできることにより、広い送信帯域内に発生する不要な2倍高調波を有効に抑圧することができる。
また、送信信号を空間へ送信する2つのアンテナ素子は、例えば、スパイラルアンテナ等の円偏波のアンテナ素子及びプリント基板上にパターンを実装したアンテナ等の直線偏波のアンテナ素子のいずれの種類のアンテナであっても、送信信号発生器及び増幅器から発生する送信信号において不要な2倍高調波の送信を抑圧することができるので、アンテナ素子の種類に関する制約はなく、許容スペースに応じたアンテナ素子の配置が可能になるものである。
As described above, according to
The two antenna elements for transmitting a transmission signal to space are, for example, any kind of a circularly polarized antenna element such as a spiral antenna and a linearly polarized antenna element such as an antenna having a pattern mounted on a printed circuit board. Even an antenna can suppress unnecessary second harmonic transmission in a transmission signal generated from a transmission signal generator and an amplifier, so there is no restriction on the type of antenna element, and the antenna element according to the allowable space Is possible.
実施の形態2.
この発明の実施の形態2における構成を図3を用いて説明する。図3において、1〜6及び8〜9は前述した実施の形態1と同一部分を示している。7−1〜7−Nは第2−1〜第2−Nの給電線路、10は第1のスイッチ、11は第2のスイッチ、12は第3のスイッチ、13は第4のスイッチ、14は給電経路制御器である。
Embodiment 2.
A configuration according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 3,
次にこの発明の実施の形態2における動作を説明する。実施の形態1と同様に、送信信号発生器1で発生した送信信号は増幅器2で増幅され、分配器3へ給電される。分配器3で分配され第1の経路へ給電された送信信号は、第1の移相器4により移相量φ1で位相制御される。このときφ1=0[rad]に制御する。また、分配器3で分配され第2の経路へ給電された送信信号は、第2の移相器5により移相量φ2で位相制御される。このときφ2=−π[rad]に制御する。
Next, the operation in Embodiment 2 of the present invention will be described. As in the first embodiment, the transmission signal generated by the
第1の移相器4により位相制御された送信信号は、第1のスイッチ10を通過して電気長L1の第1の給電線路6へ給電され、第3のスイッチ12を通過して、第1のアンテナ素子8から空間へ送信される。このとき第1の給電線路6の電気長L1=L[m]である。一方、第2の移相器5により位相制御された送信信号は、第2のスイッチ11により第2−1〜第2−Nの給電線路7−1〜7−Nのうち1つを選択して給電され、第4のスイッチ13を通過して、第2のアンテナ素子9から空間へ送信される。このとき、第1のスイッチ10と第2のスイッチ11は同じ透過位相特性である。また第3のスイッチ12と第4のスイッチ13は同じ透過位相特性である。また第2−1〜第2−Nの給電線路7−1〜7−Nの電気長L21〜L2Nは以下の通りである。
The transmission signal phase-controlled by the
L21=L+π・λ(f1)[m]
L22=L+π・λ(f2)[m]
・
・
・
L2N=L+π・λ(fN)[m]
ここでf1〜fNは送信信号の周波数、λ(f1)〜λ(fN)は周波数f1〜fNの送信信号の波長である。
L2 1 = L + π · λ (f 1 ) [m]
L2 2 = L + π · λ (f 2 ) [m]
・
・
・
L2 N = L + π · λ (f N ) [m]
Here, f 1 to f N are the frequencies of the transmission signals, and λ (f 1 ) to λ (f N ) are the wavelengths of the transmission signals of the frequencies f 1 to f N.
実施の形態1では単一の送信周波数fの場合に2倍高調波の送信を抑圧する構成を示したが、この実施の形態2では、給電経路制御器14が送信信号発生器1から送信周波数信号を入力し、f1〜fNの中から送信周波数に最も近い周波数を選択して、給電経路選択信号により第2のスイッチ11及び第4のスイッチ13を制御する。
例えば送信周波数fがf2に最も近い場合は、第2のスイッチ11及び第4のスイッチ13を制御して第2−2の給電経路7−2を選択する。
以上のように、この実施の形態2によれば、実施の形態1の作用に加え、送信周波数に基づいて片方の送信信号が通過する給電線路の電気長を選択制御することにより、送信信号の周波数を変化させた場合でも、それに最も近い周波数を選択して不要な2倍高調波の送信を抑圧することができるので、汎用性が向上する効果を有する。
In the first embodiment, the configuration in which the transmission of the second harmonic is suppressed in the case of the single transmission frequency f is shown. However, in the second embodiment, the
For example transmission frequency f if closest to f 2, selects a 2-2 feed circuit 7-2 controls the
As described above, according to the second embodiment, in addition to the operation of the first embodiment, by selecting and controlling the electrical length of the feed line through which one transmission signal passes based on the transmission frequency, Even when the frequency is changed, it is possible to suppress the transmission of unnecessary second harmonics by selecting the frequency closest to the frequency, so that the versatility is improved.
なお、この発明は上記実施の形態で説明したように、送信信号を空間へ送信するアンテナ素子の数は2つに限らず、2つのアンテナ素子を1組として、これを複数(任意数)配置したアレイアンテナにおいても、周波数fの基本波では等位相に、周波数2fの2倍高調波では逆位相にできることにより、送信信号発生器及び増幅器から発生する、送信信号において不要な2倍高調波の送信を抑圧することができる。 In the present invention, as described in the above embodiment, the number of antenna elements that transmit a transmission signal to space is not limited to two, and a plurality of (arbitrary number) antenna elements are arranged as one set. Even in the array antenna, the fundamental wave of the frequency f can be in the same phase, and the second harmonic of the frequency 2f can be in the opposite phase. Transmission can be suppressed.
1 送信信号発生器
2 増幅器
3 分配器
4 第1の移相器
5 第2の移相器
6 第1の給電線路
7 第2の給電線路
7−1〜7−N 第2−1〜第2−Nの給電線路
8 第1のアンテナ素子
9 第2のアンテナ素子
10 第1のスイッチ
11 第2のスイッチ
12 第3のスイッチ
13 第4のスイッチ
14 給電経路制御器
15 送信信号発生器
16 増幅器
17 分配器
18 移相器
19 アンテナ素子
20 アンテナ素子
19A アンテナ素子
20A アンテナ素子
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