JP2006203930A - 線形電力増幅器及びそのディジタルプリディストータ設定方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】パイロット信号の検出感度を高める。
【解決手段】ディジタル送信信号とディジタルパイロット信号とを合成する加算器の出力信号に、べき級数モデルによる前置歪を付加するディジタルプリディストータ、その出力信号をアナログ前置歪付加信号に変換し、その信号を送信周波数帯にアップコンバートし、アップコンバート後の信号を電力増幅し、電力増幅器の出力信号の一部をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号からべき級数モデルと同じ奇数次の歪を抽出し、その奇数次歪成分のレベルが小さくなるようにディジタルプリディストータ係数を制御するディジタルプリディストータ制御部を備え、ディジタルパイロット信号が狭帯域の変調信号である。
【選択図】図８
【解決手段】ディジタル送信信号とディジタルパイロット信号とを合成する加算器の出力信号に、べき級数モデルによる前置歪を付加するディジタルプリディストータ、その出力信号をアナログ前置歪付加信号に変換し、その信号を送信周波数帯にアップコンバートし、アップコンバート後の信号を電力増幅し、電力増幅器の出力信号の一部をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号からべき級数モデルと同じ奇数次の歪を抽出し、その奇数次歪成分のレベルが小さくなるようにディジタルプリディストータ係数を制御するディジタルプリディストータ制御部を備え、ディジタルパイロット信号が狭帯域の変調信号である。
【選択図】図８
Description
本発明は、例えば無線通信送信機用の線形電力増幅器及びそのディジタルプリディストータの設定方法に関する。
マイクロ波帯電力増幅器の非線形歪補償方法のひとつとしてディジタル信号処理によるプリディストーション法（以下、ディジタルプリディストーション方法と呼ぶ）がある（例えば非特許文献１）。ディジタルプリディストーション方法の特徴は、ディジタル信号処理にてプリディスト一夕の構成を可能にすることで複雑なアナログ回路を不要にしている点にある。従来の線形増幅器はフィードフォワード増幅器や負帰還増幅器など主としてアナログ回路にて実現されている。プリテイスト一夕も同様にアナログ回路にて実現されている（例えば非特許文献２）。
しかしながらこれのアナログ回路による線形化回路技術は、一般に高度な調整技術などを必要としている。さらに変調回路を含めて送信機の小型化及び経済化を可能にするにはアナログ回路を簡素かつ簡易に構成する必要がある。この点において、線形化処理をディジタル信号処理にて行うディジタルプリディストータは、従来のアナログ回路によるプリディストータと比較して有利な特徴をもつ。また、フィードフォワード増幅器のように補助増幅器などの線形化するためのアナログ回路を持たないため、プリディストータを用いた増幅器は高効率増幅を達成できる可能性がある。
しかしながらこれのアナログ回路による線形化回路技術は、一般に高度な調整技術などを必要としている。さらに変調回路を含めて送信機の小型化及び経済化を可能にするにはアナログ回路を簡素かつ簡易に構成する必要がある。この点において、線形化処理をディジタル信号処理にて行うディジタルプリディストータは、従来のアナログ回路によるプリディストータと比較して有利な特徴をもつ。また、フィードフォワード増幅器のように補助増幅器などの線形化するためのアナログ回路を持たないため、プリディストータを用いた増幅器は高効率増幅を達成できる可能性がある。
これまでにディジタルプリディストータには、予め増幅器の非線形特性を線形化するテーブルを持つルックアップテーブルによる構成が知られている（例えば非特許文献３）。ルックアップテーブルを持つディジタルプリディスト一夕は、歪成分を設計値以下にするように増幅器出力信号を帰還してルックアップテーブルの設定値を更新する。このようにして、ディジタル信号処理にて歪補償ができ、その歪補償量は、約15dB以下であることが知られている（非特許文献４）。
電力増幅器でなるべく高効率増幅を行うには、歪補償量を大きくして増幅器の出力バックオフを圧縮する必要がある。図１に1dB利得圧縮点からの出力バックオフと効率の
関係を示す。検討条件は理想的なＢ級バイアスとした。図１から効率を高めるには出力バックオフの圧縮を可能とする歪補償量を大きくする必要がある。
図２に歪補償量と３次歪成分の振幅及び位相偏差の関係を示す。少なくとも歪補償量を30dB以上達成するには、振幅偏差±0.2dB以内、位相偏差±2deg以内を達成するディジタルプリディストータが必要となる。図２からディジタルプリディストータには、経年変化、温度変化などに対しても所定の振幅偏差及び位相偏差を達成することが求められる。
電力増幅器でなるべく高効率増幅を行うには、歪補償量を大きくして増幅器の出力バックオフを圧縮する必要がある。図１に1dB利得圧縮点からの出力バックオフと効率の
関係を示す。検討条件は理想的なＢ級バイアスとした。図１から効率を高めるには出力バックオフの圧縮を可能とする歪補償量を大きくする必要がある。
図２に歪補償量と３次歪成分の振幅及び位相偏差の関係を示す。少なくとも歪補償量を30dB以上達成するには、振幅偏差±0.2dB以内、位相偏差±2deg以内を達成するディジタルプリディストータが必要となる。図２からディジタルプリディストータには、経年変化、温度変化などに対しても所定の振幅偏差及び位相偏差を達成することが求められる。
従来のルックアップテーブル型ディジタルプリディストータにおいて、現状値以上に大きい歪補償量（歪改善量）を達成するには、図２から理解されるように高い歪改善量を保つには高精度なルックアップテーブルを用意する必要がある。また、温度偏差または経年変化などにより電力増幅器の非線形特性がわずかに変化した場合において、増幅器出力信号をモニタしてルックアップテーブルを修正する制御系統が必要となる。
しかしながら、ルックアップテーブルによるディジタルプリディストータでは、歪成分と設定されるルックアップテーブル値の関係が不明瞭なこと、さらに経年変化、温度変化などによる増幅器の非線形特性のわずかな変化を補正する具体的方法は示されていなかった。
歪成分を高精度に補償できる方法として、べき級数モデルに基づくプリディストータがある。これまでにアナログ回路にて実現されており、歪改善量は30dB以上を達成している（例えば非特許文献５）。べき級数モデルは増幅器の非線形特性を精度よくモデル化していることが知られている（例えば非特許文献６）。べき級数モデルを用いるディジタルプリディストータにおける歪補償方法では、増幅器出力信号から各次の係数を補正する信号を抽出する必要がある。これまで特許文献１では、送信信号から基本波と各次の歪成分を除去して補正用信号を抽出していた。より簡易にべき級数モデルの補正用信号を抽出する方法として、２波等レベルの搬送波をパイロット信号として用いる方法がある（前記非特許文献５参照）。
しかしながら、ルックアップテーブルによるディジタルプリディストータでは、歪成分と設定されるルックアップテーブル値の関係が不明瞭なこと、さらに経年変化、温度変化などによる増幅器の非線形特性のわずかな変化を補正する具体的方法は示されていなかった。
歪成分を高精度に補償できる方法として、べき級数モデルに基づくプリディストータがある。これまでにアナログ回路にて実現されており、歪改善量は30dB以上を達成している（例えば非特許文献５）。べき級数モデルは増幅器の非線形特性を精度よくモデル化していることが知られている（例えば非特許文献６）。べき級数モデルを用いるディジタルプリディストータにおける歪補償方法では、増幅器出力信号から各次の係数を補正する信号を抽出する必要がある。これまで特許文献１では、送信信号から基本波と各次の歪成分を除去して補正用信号を抽出していた。より簡易にべき級数モデルの補正用信号を抽出する方法として、２波等レベルの搬送波をパイロット信号として用いる方法がある（前記非特許文献５参照）。
上述の電力増幅器の非線形特性の温度依存性や温度変化に対する補償に加えて、非線形特性の周波数依存性についても改善が提案されている。広帯域な信号に対して良好な歪補償を行うために、従来のプリディストータにおいて、特許文献２では主信号経路と歪信号経路との経路差を小さくすることで、特許文献３では入力信号線路側に位相イコライザを入れることで対応していた。上記の方法を用いる理由は、プリディストータで発生させた歪を、広い周波数帯域に渡って一定の利得と一定の位相で変化させるためである。
しかしながら、増幅する周波数帯域が広くなるにつれて、例えば図３に示すように電力増幅器の利得特性および位相特性は周波数偏差が大きくなり、信号を増幅する際にこの影響を無視できなくなる。そのため、プリディストータで発生させた歪の振幅および位相を全周波数帯域にわたって一定に変化させただけでは、全周波数帯域にわたってその歪を電力増幅器で発生する歪を打ち消すレベルかつ逆位相とすることができない。よって、高精度な歪補償を行うためには、電力増幅器における利得特性および位相特性の周波数偏差を打ち消すように、プリディストータで発生させる歪の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を変化させなければならない。プリディストータで発生させる歪の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を変化させる方法として、特許文献４ではイコライザを用いている。
しかしながら、増幅する周波数帯域が広くなるにつれて、例えば図３に示すように電力増幅器の利得特性および位相特性は周波数偏差が大きくなり、信号を増幅する際にこの影響を無視できなくなる。そのため、プリディストータで発生させた歪の振幅および位相を全周波数帯域にわたって一定に変化させただけでは、全周波数帯域にわたってその歪を電力増幅器で発生する歪を打ち消すレベルかつ逆位相とすることができない。よって、高精度な歪補償を行うためには、電力増幅器における利得特性および位相特性の周波数偏差を打ち消すように、プリディストータで発生させる歪の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を変化させなければならない。プリディストータで発生させる歪の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を変化させる方法として、特許文献４ではイコライザを用いている。
例えば特許文献５に示されている従来のプリディストータにおいては、アナログ歪発生器の出力を基本波出力信号の高周波側と低周波側に分けて独立に振幅と位相を調整して補償歪に周波数特性を与えている。また、特許文献６では、帯域通過フィルタとベクトル調整器で構成された振幅周波数特性調整回路をアナログ歪発生回路の後ろに挿入し、補償歪に周波数特性を与えている。
増幅器出力の相互変調歪成分を狭帯域フィルタで抽出し、アナログプリディストータの各次係数を補正する場合、アナログプリディストータにおけるパイロット信号の帰還系統では、送信信号に対して十分に短時間にアナログプリディストータの係数の補正が容易に可能であった。これに対して、ルックアップテーブル型のディジタルプリディストータでは増幅器出力からモニタされたパイロット信号をディジタル化する必要があり、アナログプリディストータと比べて帰還系統による遅延の問題があった。
増幅器出力の相互変調歪成分を狭帯域フィルタで抽出し、アナログプリディストータの各次係数を補正する場合、アナログプリディストータにおけるパイロット信号の帰還系統では、送信信号に対して十分に短時間にアナログプリディストータの係数の補正が容易に可能であった。これに対して、ルックアップテーブル型のディジタルプリディストータでは増幅器出力からモニタされたパイロット信号をディジタル化する必要があり、アナログプリディストータと比べて帰還系統による遅延の問題があった。
アナログプリディストータではパイロット信号をアナログ回路による発振器にて構成していた。これに対して、ディジタルプリディストータではディジタル信号処理によりベースバンド帯でパイロット信号を生成する必要がある。パイロット信号と送信信号をどのようにディジタルプリディストータで信号変換を行い、ディジタルアナログ変換するか、その具体的構成法は示されていなかった。
このようにパイロット信号を用いたディジタルプリディストータにおける装置構成方法が不明瞭であった。ディジタルプリディストータにおいて、高い歪補償量を達成しつつ、経年変化及び温度変化などに対して常に高い歪補償量を達成する簡易な構成法が求められていた。
また、特許文献７に示されているイコライザでプリディストータの歪の周波数特性を変化させる方法は、プリディストータを制御する帰還系統の周波数特性を均一化するものであり、電力増幅器における周波数対利得特性および周波数対位相特性の周波数偏差を考慮したものではない。そこで、電力増幅器における利得特性および位相特性の周波数偏差を打ち消すように、プリディストータで発生させた歪の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を調整することができるプリディストータが必要となる。
このようにパイロット信号を用いたディジタルプリディストータにおける装置構成方法が不明瞭であった。ディジタルプリディストータにおいて、高い歪補償量を達成しつつ、経年変化及び温度変化などに対して常に高い歪補償量を達成する簡易な構成法が求められていた。
また、特許文献７に示されているイコライザでプリディストータの歪の周波数特性を変化させる方法は、プリディストータを制御する帰還系統の周波数特性を均一化するものであり、電力増幅器における周波数対利得特性および周波数対位相特性の周波数偏差を考慮したものではない。そこで、電力増幅器における利得特性および位相特性の周波数偏差を打ち消すように、プリディストータで発生させた歪の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を調整することができるプリディストータが必要となる。
入力信号が等振幅の２搬送波のように、周波数軸上で離散的なスペクトルを持つ信号である場合は、特許文献５のように歪成分を高周波側と低周波側に分けて周波数特性を与えることは有効であった。しかし、変調波信号のように周波数軸上で連続的なスペクトルを持つ入力信号に対してこの方法では周波数軸上で連続的に変化するような周波数特性を与えることができない。特許文献７では、高次の補償歪に対してまで周波数特性を与えるためには、帯域通過フィルタとベクトル調整器を多数用意する必要があった。更に、電力増幅器で発生する歪成分の周波数特性を打ち消す補償歪の周波数特性を求める方法については不明であった。また、前記特許文献５及び７で示されているプリディストータはアナログ素子で構成されたプリディストータである。これは補償歪に周波数特性を与える際に、電力増幅器の周波数特性の他に歪発生器やベクトル調整器などの送信系統全体の周波数特性も考慮しなければならない。
英国特開GB2335812A号公報
特開平11-17462号公報
特開平7-7333号公報
特開平10-327209号公報
特開2002-64340号公報
特願2002-57533号公報
特開平10-327209号公報
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Y. Oishi, N. Tozawa, H. Suzuki "Highly Efficient Power Amplifier for IMT-2000 BTS Equipment" FUJITSU Sci.Tech. J., 38,2,p.201-208 (December 2002)
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この発明の目的は、経年変化及び温度変化が少なく、かつ高い歪補正量を達成可能な線形電力増幅器、及びそのディジタルプリディストータの設定方法を提供することである。
この発明による線形電力増幅器は、
ディジタル送信信号と異なる周波数のディジタルパイロット信号を生成するパイロット信号発生器と、
上記ディジタル送信信号と、上記ディジタルパイロット信号を合成する加算器と、
上記加算器の出力信号を入力とし、べき級数モデルにより前置歪処理を行い前置歪付加信号を生成するディジタルプリディストータと、
上記ディジタルプリディストータにより出力された上記前置歪付加信号をアナログ前置歪付加信号に変換するディジタルアナログ変換器と、
上記アナログ前置歪付加信号を送信周波数帯にアップコンバートする周波数アップコンバート部と、
上記アップコンバートされた信号を電力増幅する電力増幅器と、
上記電力増幅器の出力の一部をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号を出力する周波数ダウンコンバート部と、
上記ダウンコンバート信号から上記べき級数モデルと同じ奇数次の歪成分を抽出し、その奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記プリディストータの係数を制御するディジタルプリディストータ制御部、
とを含むように構成され、上記ディジタルパイロット信号は上記送信信号よりも狭帯域の変調信号である。
ディジタル送信信号と異なる周波数のディジタルパイロット信号を生成するパイロット信号発生器と、
上記ディジタル送信信号と、上記ディジタルパイロット信号を合成する加算器と、
上記加算器の出力信号を入力とし、べき級数モデルにより前置歪処理を行い前置歪付加信号を生成するディジタルプリディストータと、
上記ディジタルプリディストータにより出力された上記前置歪付加信号をアナログ前置歪付加信号に変換するディジタルアナログ変換器と、
上記アナログ前置歪付加信号を送信周波数帯にアップコンバートする周波数アップコンバート部と、
上記アップコンバートされた信号を電力増幅する電力増幅器と、
上記電力増幅器の出力の一部をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号を出力する周波数ダウンコンバート部と、
上記ダウンコンバート信号から上記べき級数モデルと同じ奇数次の歪成分を抽出し、その奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記プリディストータの係数を制御するディジタルプリディストータ制御部、
とを含むように構成され、上記ディジタルパイロット信号は上記送信信号よりも狭帯域の変調信号である。
この発明によるディジタルプリディストータの設定方法は、
(a) ディジタルパイロット信号を発生するステップと、
(b) 上記ディジタルパイロット信号と上記ディジタル送信信号を合成し、その合成信号に対しべき級数モデルによる予め決めた数の奇数次の歪成分を生成して上記合成信号に付加して前置歪付加信号を生成するステップと、
(c) 上記前置歪付加信号をアナログ前置歪付加信号に変換するステップと、
(d) 上記アナログ前置歪付加信号を予め決めたキャリア周波数で送信周波数帯にアップコンバートするステップと、
(e) 上記アップコンバートされた信号を電力増幅するステップと、
(f) 上記電力増幅された出力信号の一部をダウンコンバートとし、パイロット信号成分を出力するステップと、
(g) 上記パイロット信号成分からべき級数モデルによる奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記ディジタルプリディストータの係数を制御するステップ、
とを含む。
(a) ディジタルパイロット信号を発生するステップと、
(b) 上記ディジタルパイロット信号と上記ディジタル送信信号を合成し、その合成信号に対しべき級数モデルによる予め決めた数の奇数次の歪成分を生成して上記合成信号に付加して前置歪付加信号を生成するステップと、
(c) 上記前置歪付加信号をアナログ前置歪付加信号に変換するステップと、
(d) 上記アナログ前置歪付加信号を予め決めたキャリア周波数で送信周波数帯にアップコンバートするステップと、
(e) 上記アップコンバートされた信号を電力増幅するステップと、
(f) 上記電力増幅された出力信号の一部をダウンコンバートとし、パイロット信号成分を出力するステップと、
(g) 上記パイロット信号成分からべき級数モデルによる奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記ディジタルプリディストータの係数を制御するステップ、
とを含む。
この発明によれば、電力増幅器３７の出力からパイロット信号成分を抽出し、そのパイロット信号成分から抽出した奇数次歪成分のレベルが小さくなるようにディジタルプリディストータのべき級数モデルの奇数次歪を直接的に帰還制御するので、経年変化や温度変化の小さい線形電力増幅器を構成することができる。
また、奇数次歪発生器により発生された奇数次歪に対し、電力増幅器の周波数特性と逆特性の周波数特性で補償することにより、広い帯域に渡って電力増幅器の歪を除去可能となる。特にパイロット信号として１つの変調波信号を用いているので、受信機において誤り訂正処理などの復号回路によって検出感度を高められる。
また、奇数次歪発生器により発生された奇数次歪に対し、電力増幅器の周波数特性と逆特性の周波数特性で補償することにより、広い帯域に渡って電力増幅器の歪を除去可能となる。特にパイロット信号として１つの変調波信号を用いているので、受信機において誤り訂正処理などの復号回路によって検出感度を高められる。
発明の原理的構成
この発明による線形電力増幅器の原理的構成を図４に示す。送信信号Ｓとパイロット信号PLは、送信信号発生器１１とパイロット信号発生器１２によりそれぞれ別々のディジタル信号処理にて生成され、加算器１５で加算されてディジタルプリディストータ２０に与えられる。送信信号Ｓはベースバンド信号であっても、中間周波信号であってもよいが、以下特にことわらない場合はベースバンド信号とする。べき級数モデルによるディジタルプリディストータ２０はパイロット信号PLと送信信号Ｓを一体とした入力信号として前置歪のディジタル信号処理を行う。
ディジタルプリディストータ２０の出力は、パイロット信号PLと送信信号Ｓを一体化した信号の帯域より少なくとも２倍以上の帯域の動作速度を持つディジタルアナログ変換器３１によりアナログ信号に変換され、周波数アップコンバート部３３で送信周波数帯の高周波送信信号に周波数変換され、電力増幅器３７に与えられる。電力増幅器３７の出力は分配部３８により電力分配され一部を周波数ダウンコンバート部４０に与えるとともに、残りを線形電力増幅器の出力として例えばアンテナに送出する。分配された電力の一部は周波数ダウンコンバート部４０でダウンコンバートされ、ディジタルプリディストータ制御部５０に与えられる。制御部５０はダウンコンバートされた信号からパイロット信号の奇数次歪成分を抽出し、それを用いてディジタルプリディストータ２０の係数を補正する。
このように、パイロット信号を用いたディジタルプリディストータ２０は、メモリから読み出した補正データにより係数を補正するのではなく、検出された歪成分により歪成分が小さくなるように直接的に係数補正を行うので、経年変化や温度変化の影響を受けることはない。また、パイロット信号の帰還時間については、パイロット信号の帯域は送信信号よりも狭帯域であることから、従来のディジタルプリディストータでの遅延時間よりも本発明のディジタルプリディストータの遅延時間を長くできる。このため、図４のようにパイロット信号をダウンコンバートする帰還系統であっても帰還時間については問題にならない。
この発明による線形電力増幅器の原理的構成を図４に示す。送信信号Ｓとパイロット信号PLは、送信信号発生器１１とパイロット信号発生器１２によりそれぞれ別々のディジタル信号処理にて生成され、加算器１５で加算されてディジタルプリディストータ２０に与えられる。送信信号Ｓはベースバンド信号であっても、中間周波信号であってもよいが、以下特にことわらない場合はベースバンド信号とする。べき級数モデルによるディジタルプリディストータ２０はパイロット信号PLと送信信号Ｓを一体とした入力信号として前置歪のディジタル信号処理を行う。
ディジタルプリディストータ２０の出力は、パイロット信号PLと送信信号Ｓを一体化した信号の帯域より少なくとも２倍以上の帯域の動作速度を持つディジタルアナログ変換器３１によりアナログ信号に変換され、周波数アップコンバート部３３で送信周波数帯の高周波送信信号に周波数変換され、電力増幅器３７に与えられる。電力増幅器３７の出力は分配部３８により電力分配され一部を周波数ダウンコンバート部４０に与えるとともに、残りを線形電力増幅器の出力として例えばアンテナに送出する。分配された電力の一部は周波数ダウンコンバート部４０でダウンコンバートされ、ディジタルプリディストータ制御部５０に与えられる。制御部５０はダウンコンバートされた信号からパイロット信号の奇数次歪成分を抽出し、それを用いてディジタルプリディストータ２０の係数を補正する。
このように、パイロット信号を用いたディジタルプリディストータ２０は、メモリから読み出した補正データにより係数を補正するのではなく、検出された歪成分により歪成分が小さくなるように直接的に係数補正を行うので、経年変化や温度変化の影響を受けることはない。また、パイロット信号の帰還時間については、パイロット信号の帯域は送信信号よりも狭帯域であることから、従来のディジタルプリディストータでの遅延時間よりも本発明のディジタルプリディストータの遅延時間を長くできる。このため、図４のようにパイロット信号をダウンコンバートする帰還系統であっても帰還時間については問題にならない。
第１関連例
図５に本発明によるディジタルプリディストーション方法を用いた線形電力増幅器の第１関連例を示す。パイロット信号として等レベル２波のトーン信号PL1, PL2を用いている。この第１関連例は、ディジタル信号処理によるトーン信号発生器12A, 12Bとディジタル加算器１４から構成されたパイロット信号発生器１２と、ディジタルプリディストータ２０と、ディジタルアナログ変換器３１と、局部発振器３３Ａとミキサ３３Ｂと帯域通過フィルタ３３Ｃとから構成された周波数アップコンバート部３３と、電力増幅器３７と、分配部３８を構成する方向性結合器３８Ａとパイロット信号抽出用の帯域通過フィルタ３８Ｂと、ミキサ４１と帯域通過フィルタ４２と増幅器４３とアナログ・ディジタル変換器４４からなる周波数ダウンコンバート部４０と、ディジタルプリディストータ制御部５０とからなる。ディジタルプリディストータ２０は7次までの構成例であるが、次数は構成により異なっても良い。実用的にはディジタルアナログ変換器３１の出力側にはエリアジングカット用低域通過フィルタが挿入されるが、この発明の本質とは関係しないので図示してない。
図５に本発明によるディジタルプリディストーション方法を用いた線形電力増幅器の第１関連例を示す。パイロット信号として等レベル２波のトーン信号PL1, PL2を用いている。この第１関連例は、ディジタル信号処理によるトーン信号発生器12A, 12Bとディジタル加算器１４から構成されたパイロット信号発生器１２と、ディジタルプリディストータ２０と、ディジタルアナログ変換器３１と、局部発振器３３Ａとミキサ３３Ｂと帯域通過フィルタ３３Ｃとから構成された周波数アップコンバート部３３と、電力増幅器３７と、分配部３８を構成する方向性結合器３８Ａとパイロット信号抽出用の帯域通過フィルタ３８Ｂと、ミキサ４１と帯域通過フィルタ４２と増幅器４３とアナログ・ディジタル変換器４４からなる周波数ダウンコンバート部４０と、ディジタルプリディストータ制御部５０とからなる。ディジタルプリディストータ２０は7次までの構成例であるが、次数は構成により異なっても良い。実用的にはディジタルアナログ変換器３１の出力側にはエリアジングカット用低域通過フィルタが挿入されるが、この発明の本質とは関係しないので図示してない。
べき級数モデルを用いたディジタルプリディストータ２０は、送信信号の基本波成分を通過する遅延経路とべき級数による各奇数次の歪発生経路の出力信号の加算による構成である。即ち、基本波成分は歪発生経路の遅延時間と一致させる遅延用メモリ２１を経由する。各奇数次の歪成分は、歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃと、振幅調整用の利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ、位相調整用の位相調整器２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃにより得られる。各奇数次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃは、入力される送信信号Ｓとパイロット信号PL1, PL2の合成信号に対し各奇数次乗の演算処理を行う。例えば送信信号Ｓとパイロット信号PL1, PL2の和をＸとすれば、３次歪発生器はX3の演算処理を実行する。位相及び振幅調整された奇数次の歪成分は加算器２６、２７で加算され、更に加算器２５で遅延用メモリ２１からの遅延された基本波成分と加算され、前置歪付加信号Ｙとしてディジタルプリディストータ２０から出力されディジタル・アナログ変換器３１に与えられる。
ディジタル・アナログ変換器３１によりアナログ信号に変換された前置歪付加信号Ｙはミキサ３３Ｂに与えられ、局部発振器３３Ａからの周波数fcの局部信号（キャリア信号）と混合される。その混合出力から帯域通過フィルタ３３Ｃにより送信周波数帯の信号が選択され、電力増幅器３７に与えられる。電力増幅器３７出力の高周波信号は方向性結合器３８Ａを介して送信される。
方向性結合器３８Ａで高周波送信信号の送信出力の一部が取り出され、パイロット信号抽出用の帯域通過フィルタ３８Ｂでパイロット信号成分（パイロット信号とその高次歪成分）が抽出される。抽出されたパイロット信号成分はミキサ４１に与えられ、局部発振器３３Ａからのキャリア信号と混合され、混合出力から帯域通過フィルタ４２によりダウンコンバートされたパイロット信号成分を検出する。得られたパイロット信号成分は増幅器４３で増幅される。アナログ・ディジタル変換器４４でディジタル信号に変換されてディジタルプリディストータ制御部５０に与えられる。
方向性結合器３８Ａで高周波送信信号の送信出力の一部が取り出され、パイロット信号抽出用の帯域通過フィルタ３８Ｂでパイロット信号成分（パイロット信号とその高次歪成分）が抽出される。抽出されたパイロット信号成分はミキサ４１に与えられ、局部発振器３３Ａからのキャリア信号と混合され、混合出力から帯域通過フィルタ４２によりダウンコンバートされたパイロット信号成分を検出する。得られたパイロット信号成分は増幅器４３で増幅される。アナログ・ディジタル変換器４４でディジタル信号に変換されてディジタルプリディストータ制御部５０に与えられる。
ディジタルプリディストータ制御部５０は、歪成分検出部５１と奇数次歪特性制御部５２とから構成されている。歪成分検出部５１は３次、５次、７次の各奇数次歪成分抽出器５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃから構成され、奇数次歪特性制御部５２は３次、５次、７次の各奇数次歪制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃにより構成されている。各奇数次歪成分抽出器５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃは例えば帯域通過フィルタにより構成することができ、それぞれ３次歪成分、５次歪成分、７次歪成分を抽出する。各奇数次歪制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃはディジタルプリディストータ２０のそれぞれに対応する歪成分発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの出力の位相及び振幅を調整する位相調整器２３Ａ，２３Ｂ、２３Ｃと可変利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃを制御する。
パイロット信号PL1, PL2として等レベル２波トーン信号（ＣＷ信号）が用いられているため、電力増幅器３７の出力にてトーン信号近傍に現れる奇数次の歪成分を各奇数次歪成分抽出器５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃにて抽出する。第１関連例のディジタルプリディスト一夕制御部５０はディジタル信号処理にて構成しているが、同様の構成をアナログ回路で構成してもよい。
パイロット信号PL1, PL2として等レベル２波トーン信号（ＣＷ信号）が用いられているため、電力増幅器３７の出力にてトーン信号近傍に現れる奇数次の歪成分を各奇数次歪成分抽出器５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃにて抽出する。第１関連例のディジタルプリディスト一夕制御部５０はディジタル信号処理にて構成しているが、同様の構成をアナログ回路で構成してもよい。
図６に第１関連例に関するパイロット信号PL1, PL2の注入と抽出方法についてスペクトルを用いて示す。ディジタルプリディストータ２０の入力信号Ｘはベースバンド帯の送信信号Ｓと等レベル２波のトーン信号であるパイロット信号PL1, PL2を含んでいる。周波数f1, f2のパイロット信号PL1, PL2は、図６の行Ａのように送信信号Ｓの隣接帯域に注入される。２波のパイロット信号PL1, PL2は送信信号Ｓの変調信号帯域幅と比較して十分に狭い周波数間隔Δf=f2-f1に設定されている。ディジタルプリディストータ２０の出力信号
Ｙは、行Ｂに示すように送信信号Ｓとパイロット信号PL1, PL2に前置歪処理をした前置歪成分SD, PD3L, PD3Hが生じている。ここでは、３次の歪成分の例を示しているが、例えばパイロット信号PL1, PL2の５次の歪成分としてはPD3HよりΔf高い成分とPD3LよりΔf低い成分が生成されるが、図示してない。７次の歪成は５次の歪成分の更にΔｆ外側に生成されるがここでは示していない。
Ｙは、行Ｂに示すように送信信号Ｓとパイロット信号PL1, PL2に前置歪処理をした前置歪成分SD, PD3L, PD3Hが生じている。ここでは、３次の歪成分の例を示しているが、例えばパイロット信号PL1, PL2の５次の歪成分としてはPD3HよりΔf高い成分とPD3LよりΔf低い成分が生成されるが、図示してない。７次の歪成は５次の歪成分の更にΔｆ外側に生成されるがここでは示していない。
電力増幅器３７の入力信号は、図６の行Ｃに示すようにディジタルプリディストータ２０の出力信号Ｙを周波数アップコンバート部３３にてキャリア周波数fcだけアップコンバートした信号である。このとき、ディジタルプリディストータ２０で生成した前置歪成分は送信系統全体としての歪補償を行うように設定される。従って、電力増幅器３７の入力信号の前置歪成分とディジタルプリディストータ２０の出力信号の前置歪成分に相違があってもよい。しかし送信系統の相互変調歪のほとんどは最終段の電力増幅器３７で生じるため、その差はわずかである。行Ｄに示すように電力増幅器３７の出力信号はディジタルプリディストータ２０による前置歪処理によって歪が抑圧された、即ち補償された信号となる。
歪成分を含むパイロット信号成分は、方向性結合器３８Ａと帯域通過フィルタ３８Ｂにより抽出され、ミキサ４１で局部発振器３３Ａからの局部発振信号と混合されダウンコンバートされる。図６の行Ｅに示す制御部５０の入力信号はダウンコンバートされた信号をアナログ・ディジタル変換器４４でディジタル化した信号である。電力増幅器３７の出力にて例えば３次歪成分の歪補償が不十分な場合、トーン信号の３次歪成分PD3H, PD3Lが無視できない程度に残る。制御部５０において３次歪成分抽出器５１Ａにより一方の３次歪成分、ここではPD3Hを抽出する。３次歪制御器５２Ａは抽出されたトーン信号を用いて電力増幅器３７の出力において所定の隣接チャネル漏洩電力比（即ち、歪成分の送信信号に対するレベル比）以下を達成する歪補償量となるまで３次歪信号発生器２２Ａの出力の位相と振幅を位相調整器２３Ａと可変利得調整器２４Ａにより制御する。制御方法には、各種最適化手法のアルゴリズムを適用できる。
図７はディジタルプリディストータ２０に設定する係数、即ち位相調整器２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃの位相と可変利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃの利得を制御するための処理を含む線形電力増幅処理手順を示す。
ステップＳ１：ディジタルパイロット信号PL1, PL2を生成し、ディジタル送信信号Ｓと加算して合成信号を得る。
ステップＳ２：ディジタル合成信号に対する奇数次歪成分を生成する。
ステップＳ３：奇数次歪成分の位相と振幅を設定する。
ステップＳ４：歪成分と遅延基本波成分を加算して前置歪付加信号を生成する。
ステップＳ５：前置歪付加信号をアナログ信号に変換する。
ステップＳ６：アナログ前置歪付加信号を高周波信号にアップコンバートする。
ステップＳ７：高周波前置歪付加信号を電力増幅器で電力増幅する。
ステップＳ８：増幅された高周波信号からパイロット信号成分を抽出し、ダウンコンバートする。
ステップＳ９：ダウンコンバートされたパイロット信号成分をディジタル信号に変換する。
ステップＳ１０：ディジタルパイロット信号成分から歪成分を抽出する。
ステップＳ１１：歪成分レベルの送信信号レベルに対する比が所定値以下か判定し、所定値以下であれば終了し、そうでなければステップＳ３に戻り、ステップＳ３〜Ｓ１１の処理を繰り返す。
ステップＳ１：ディジタルパイロット信号PL1, PL2を生成し、ディジタル送信信号Ｓと加算して合成信号を得る。
ステップＳ２：ディジタル合成信号に対する奇数次歪成分を生成する。
ステップＳ３：奇数次歪成分の位相と振幅を設定する。
ステップＳ４：歪成分と遅延基本波成分を加算して前置歪付加信号を生成する。
ステップＳ５：前置歪付加信号をアナログ信号に変換する。
ステップＳ６：アナログ前置歪付加信号を高周波信号にアップコンバートする。
ステップＳ７：高周波前置歪付加信号を電力増幅器で電力増幅する。
ステップＳ８：増幅された高周波信号からパイロット信号成分を抽出し、ダウンコンバートする。
ステップＳ９：ダウンコンバートされたパイロット信号成分をディジタル信号に変換する。
ステップＳ１０：ディジタルパイロット信号成分から歪成分を抽出する。
ステップＳ１１：歪成分レベルの送信信号レベルに対する比が所定値以下か判定し、所定値以下であれば終了し、そうでなければステップＳ３に戻り、ステップＳ３〜Ｓ１１の処理を繰り返す。
本願発明第１実施例
図８にこの発明の第１実施例を示す。この実施例は図５の第１実施例において、パイロット信号として２つのトーン信号を使用する代わりに１つの変調波信号を用いたものであり、第１実施例のパイロット信号発生器１２以外の構成は第１関連例と同一である。動作についても第１関連例と同一である。
図９に第１実施例に関するパイロット信号PLの注入と抽出方法についてスペクトルを用いて示す。行ＡとＢはディジタルプリディストータ２０への入力信号Ｘと出力信号Ｙのスペクトル、行ＣとＤは電力増幅器３７の入力信号と出力信号のスペクトル、行Ｅは制御部５０への入力信号のスペクトルをそれぞれ模式的に示す。第１実施例のパイロット信号PLが変調信号であることを除けば、第１関連例で説明した図６のスペクトルと同一である。パイロット信号PLは帯域幅を有する変調信号であり、ディジタルプリディストータ２０により歪を受けてPDで示すように両側にスペクトルが広がっている。トーン信号のパイロット信号PL1, PL2と比べて第１実施例のパイロット信号PLは、受信機において誤り訂正処理などの復号回路によって検出感度を高められる。パイロット信号に拡散符号を適用すれば、受信機の最低受信感度以下のパイロット信号を抽出できる利点がある。
図８にこの発明の第１実施例を示す。この実施例は図５の第１実施例において、パイロット信号として２つのトーン信号を使用する代わりに１つの変調波信号を用いたものであり、第１実施例のパイロット信号発生器１２以外の構成は第１関連例と同一である。動作についても第１関連例と同一である。
図９に第１実施例に関するパイロット信号PLの注入と抽出方法についてスペクトルを用いて示す。行ＡとＢはディジタルプリディストータ２０への入力信号Ｘと出力信号Ｙのスペクトル、行ＣとＤは電力増幅器３７の入力信号と出力信号のスペクトル、行Ｅは制御部５０への入力信号のスペクトルをそれぞれ模式的に示す。第１実施例のパイロット信号PLが変調信号であることを除けば、第１関連例で説明した図６のスペクトルと同一である。パイロット信号PLは帯域幅を有する変調信号であり、ディジタルプリディストータ２０により歪を受けてPDで示すように両側にスペクトルが広がっている。トーン信号のパイロット信号PL1, PL2と比べて第１実施例のパイロット信号PLは、受信機において誤り訂正処理などの復号回路によって検出感度を高められる。パイロット信号に拡散符号を適用すれば、受信機の最低受信感度以下のパイロット信号を抽出できる利点がある。
第２関連例
図１０に第２関連例を示す。第２関連例は、パイロット信号と送信信号に対しそれぞれ別々にプリディストータ201, 202、及びディジタルアナログ変換器311, 312を用いる点で第１及び第１実施例と異なる。各ディジタルプリディストータ201, 202とそれらに対するディジタルプリディストータ制御部５０の構成は、第１及び第１実施例と同様である。
この第２関連例では、第２ディジタルプリディストータ２０2の出力を送信信号Ｓと異なる帯域に周波数変換するために、局部発振器３４Ａとミキサ３４Ｂと帯域通過フィルタ３４Ｃからなる周波数アップコンバート部３４を新たに備えている。第２関連例は、送信信号の広帯域化を企図している。第１及び第１実施例は、前置歪処理とパイロット信号の生成及び注入処理とディジタル信号処理の演算量を少なく構成できる特徴があるが、送信信号の広帯域化によりディジタルアナログ変換器３１の能力が不足する可能性がある。また、パイロット信号は送信信号Ｓと異なる帯域に注入されるため、送信信号の帯域幅以上の信号帯域幅をディジタルアナログ変換できる能力がディジタルアナログ変換器３１に要求される。この点に関して、第２関連例は送信信号とパイロット信号をそれぞれ異なるディジタルプリディストータ201, 202とディジタルアナログ変換器311, 312を用いる。このように独立したディジタルアナログ変換系統により、送信信号の広帯域化またはオーバーサンプリング数の増加などの信号変換をより柔軟に行うことができる。第１及び第２ディジタルプリディストータ201, 202はディジタルプリディストータ制御部５０にて同期して各奇数次の係数を補正する。
図１０に第２関連例を示す。第２関連例は、パイロット信号と送信信号に対しそれぞれ別々にプリディストータ201, 202、及びディジタルアナログ変換器311, 312を用いる点で第１及び第１実施例と異なる。各ディジタルプリディストータ201, 202とそれらに対するディジタルプリディストータ制御部５０の構成は、第１及び第１実施例と同様である。
この第２関連例では、第２ディジタルプリディストータ２０2の出力を送信信号Ｓと異なる帯域に周波数変換するために、局部発振器３４Ａとミキサ３４Ｂと帯域通過フィルタ３４Ｃからなる周波数アップコンバート部３４を新たに備えている。第２関連例は、送信信号の広帯域化を企図している。第１及び第１実施例は、前置歪処理とパイロット信号の生成及び注入処理とディジタル信号処理の演算量を少なく構成できる特徴があるが、送信信号の広帯域化によりディジタルアナログ変換器３１の能力が不足する可能性がある。また、パイロット信号は送信信号Ｓと異なる帯域に注入されるため、送信信号の帯域幅以上の信号帯域幅をディジタルアナログ変換できる能力がディジタルアナログ変換器３１に要求される。この点に関して、第２関連例は送信信号とパイロット信号をそれぞれ異なるディジタルプリディストータ201, 202とディジタルアナログ変換器311, 312を用いる。このように独立したディジタルアナログ変換系統により、送信信号の広帯域化またはオーバーサンプリング数の増加などの信号変換をより柔軟に行うことができる。第１及び第２ディジタルプリディストータ201, 202はディジタルプリディストータ制御部５０にて同期して各奇数次の係数を補正する。
第３関連例
図１１に第３関連例を示す。第３関連例は図１０に示した第２関連例におるけパイロット信号発生器１２を図８の実施例におけると同様の変調信号を発生するパイロット信号発生器１２と同様に構成したものである。動作についても第２関連例と同一である。トーン信号のパイロット信号と比べて第３関連例のパイロット信号は、受信機において誤り訂正処理などの復号回路によって検出感度を高められる。パイロット信号に拡散符号を適用すれば、受信機の最低受信感度以下のパイロット信号を抽出できる。
図１０及び１１に示した第３及び第３関連例では第１及び第２ディジタルプリディストータ201, 202を１つにしてもよい。その場合には、送信信号とパイロット信号の帯域が異なることを利用して図１２に示すようにディジタルプリディストータ２０の出力にて送信信号とパイロット信号を分離する信号処理を行う帯域セパレータ３０が設けられ、それによって分離された送信信号Ｓとパイロット信号PLをそれぞれの系統で図１０及び１１と同様に処理する。
図１１に第３関連例を示す。第３関連例は図１０に示した第２関連例におるけパイロット信号発生器１２を図８の実施例におけると同様の変調信号を発生するパイロット信号発生器１２と同様に構成したものである。動作についても第２関連例と同一である。トーン信号のパイロット信号と比べて第３関連例のパイロット信号は、受信機において誤り訂正処理などの復号回路によって検出感度を高められる。パイロット信号に拡散符号を適用すれば、受信機の最低受信感度以下のパイロット信号を抽出できる。
図１０及び１１に示した第３及び第３関連例では第１及び第２ディジタルプリディストータ201, 202を１つにしてもよい。その場合には、送信信号とパイロット信号の帯域が異なることを利用して図１２に示すようにディジタルプリディストータ２０の出力にて送信信号とパイロット信号を分離する信号処理を行う帯域セパレータ３０が設けられ、それによって分離された送信信号Ｓとパイロット信号PLをそれぞれの系統で図１０及び１１と同様に処理する。
図１０、１１及び１２の各実施例では送信信号とパイロット信号に別々に前置歪処理を行い、別々にディジタルアナログ変換処理を行い、前置歪付加パイロット信号をアップコンバートして前置歪付加送信信号と合成する場合を示したが、図１３に図１０の実施例と対応する変形実施例を示す。この実施例においては、周波数アップコンバート部３３によりキャリア周波数fcでアップコンバートされた前置歪付加送信信号と周波数アップコンバート部３４により周波数fcとは異なるキャリア周波数fc'でアップコンバートされた前置歪付加パイロット信号を加算器３５で合成し、合成信号を増幅器３７に入力する。また、パイロット信号用の周波数アップコンバート部３４の局部発振器３４Ａからのキャリア周波数fc'のキャリア信号をパイロット信号成分検出部４０のミキサ４１に与えてパイロッ
ト信号成分を検出する。その他の構成と動作は図１０の場合と同様である。
図１１及び図１２の各実施例についても図１３と同様の変形を適用できることは明らかである。例えば図１１の実施例に適用する場合は、図１３における２波トーン信号を発生するパイロット信号発生器１２の代わりに、送信信号より狭帯域の変調信号を発生するパイロット信号発生器で置き換えればよい。図１２の実施例に適用する場合は、図１４に示すように帯域セパレータ以降の構成を図１３と同様に構成すればよく、説明を省略する。
ト信号成分を検出する。その他の構成と動作は図１０の場合と同様である。
図１１及び図１２の各実施例についても図１３と同様の変形を適用できることは明らかである。例えば図１１の実施例に適用する場合は、図１３における２波トーン信号を発生するパイロット信号発生器１２の代わりに、送信信号より狭帯域の変調信号を発生するパイロット信号発生器で置き換えればよい。図１２の実施例に適用する場合は、図１４に示すように帯域セパレータ以降の構成を図１３と同様に構成すればよく、説明を省略する。
図１５は、第３関連例及びそれらの変形例におけるディジタルプリディストータ制御部５０のパイロット信号の検出感度をより高める構成例である。ただし、パイロット信号発生器１２として図５に示した２波のトーン信号を合成してパイロット信号として出力するものを使用する。また、図１５は３次歪成分のみに関する実施例である。
このディジタルプリディストータ制御部５０は、３次歪成分抽出器５０Ａと３次歪制御器５２Ａとから構成されている。３次歪成分抽出器５０Ａは基本波生成経路を形成する遅延用メモリ1A11、位相調整器1A12、可変利得調整器1A13と、５次歪発生経路を形成する５次歪発生器1A21、位相調整器1A22、可変利得調整器1A23と、７次歪発生経路を形成する７次歪発生器1A31、位相調整器1A32、可変利得調整器1A33と、減算器1A14, 1A24, 1A34とから構成されている。
このディジタルプリディストータ制御部５０は、３次歪成分抽出器５０Ａと３次歪制御器５２Ａとから構成されている。３次歪成分抽出器５０Ａは基本波生成経路を形成する遅延用メモリ1A11、位相調整器1A12、可変利得調整器1A13と、５次歪発生経路を形成する５次歪発生器1A21、位相調整器1A22、可変利得調整器1A23と、７次歪発生経路を形成する７次歪発生器1A31、位相調整器1A32、可変利得調整器1A33と、減算器1A14, 1A24, 1A34とから構成されている。
パイロット信号発生器１２から与えられたパイロット信号成分から、基本波経路と、５次歪発生経路と、７次歪発生経路にてそれぞれ遅延基本波成分、５次歪成分及び７次歪成分を生成する。周波数ダウンコンバート部４０により検出されたパイロット信号成分から、減算器1A14, 1A24, 1A34によりそれぞれパイロット信号の遅延基本波成分と５次歪成分と７次歪成分を順次減算処理を行うことにより、３次歪成分が残り、この３次歪成分が３次歪制御器５２Ａに与えられる。３次歪制御器５２Ａは、与えられた３次歪成分に基づいて図５における３次歪制御器５２Ａと同様にディジタルプリディストータ２０の位相調整器２３Ａ及び可変利得調整器２４Ａを制御する。
減算処理後に遅延基本波成分、５次歪成分、７次歪成分の各残留成分を少なくするために、図１５の制御部５０では位相調整器1A12, 1A22, 1A32と可変利得調整器1A13, 1A23, 1A33により各成分の位相と振幅の調整を行う。これらの調整は、図１５のディジタルプリディストータ制御部５０の構成をディジタル信号処理にて実現することで経年変化または温度変化などによる電気的特性の変化がないことから、装置の初期設定時に行うだけでよい。図８のディジタルプリディストータ制御部５０と同様の構成により、５次または７などの各奇数次成分を抽出することが可能である。パイロット信号が変調信号の場合でも同様である。
減算処理後に遅延基本波成分、５次歪成分、７次歪成分の各残留成分を少なくするために、図１５の制御部５０では位相調整器1A12, 1A22, 1A32と可変利得調整器1A13, 1A23, 1A33により各成分の位相と振幅の調整を行う。これらの調整は、図１５のディジタルプリディストータ制御部５０の構成をディジタル信号処理にて実現することで経年変化または温度変化などによる電気的特性の変化がないことから、装置の初期設定時に行うだけでよい。図８のディジタルプリディストータ制御部５０と同様の構成により、５次または７などの各奇数次成分を抽出することが可能である。パイロット信号が変調信号の場合でも同様である。
第４関連例
電力増幅器に使用される一般的なFET（電界効果トランジスタ）の真性領域の等価回路
は例えば図１６Ａに示すように表すことができる。ゲート・ソース間容量はCgs、ゲート
抵抗はRg、相互コンダンタクスはGm、ドレインコンダクタンスはGdと表している。FETにおける相互変調歪は図１６Ａの真性領域の等価回路から、Cgs、Gm、Gdのべき級数形式で
モデル化されている（例えば非特許文献７参照）。以下に瞬時ゲート電圧Vg、瞬時ドレイン電圧Vdとすれば、
Gm(Vｇ)＝Gm1＋Gm2Vg＋Gm3Vg 2＋Gm4Vg 3＋Gm5Vg 4＋… (1)
Gd(Vｄ)＝Gd1＋Gd2Vd＋Gd3Vd 2＋Gd4Vd 3＋Gd5Vd 4＋… (2)
Cgs(Vｇ)＝Cg1＋Cg2Vg＋Cg3Vg 2＋Cg4Vg 3＋Cg5Vg 4＋… (3)
となる。このように、FETの相互変調歪はゲートとドレインにてそれぞれ発生することが
わかる。
増幅器は図１６ＡのFETの等価回路を用いて図１６Ｂに示すような回路網として表すこ
とができる。ゲート側整合回路３７Ａと、FETと、ドレイン側整合回路３７Ｂの構成とな
る。ここで、整合回路３７Ａ、３７Ｂはそれぞれ別々の周波数特性を有している。このことから、増幅器の相互変調歪はゲート側整合回路３７Ａとドレイン側整合回路３７Ｂの周波数特性の両方の影響を受ける。ただし、ここでの周波数特性とは、FETの動作周波数を
議論するほどの広帯域ではなく、増幅器の増幅する帯域幅に限定される。
電力増幅器に使用される一般的なFET（電界効果トランジスタ）の真性領域の等価回路
は例えば図１６Ａに示すように表すことができる。ゲート・ソース間容量はCgs、ゲート
抵抗はRg、相互コンダンタクスはGm、ドレインコンダクタンスはGdと表している。FETにおける相互変調歪は図１６Ａの真性領域の等価回路から、Cgs、Gm、Gdのべき級数形式で
モデル化されている（例えば非特許文献７参照）。以下に瞬時ゲート電圧Vg、瞬時ドレイン電圧Vdとすれば、
Gm(Vｇ)＝Gm1＋Gm2Vg＋Gm3Vg 2＋Gm4Vg 3＋Gm5Vg 4＋… (1)
Gd(Vｄ)＝Gd1＋Gd2Vd＋Gd3Vd 2＋Gd4Vd 3＋Gd5Vd 4＋… (2)
Cgs(Vｇ)＝Cg1＋Cg2Vg＋Cg3Vg 2＋Cg4Vg 3＋Cg5Vg 4＋… (3)
となる。このように、FETの相互変調歪はゲートとドレインにてそれぞれ発生することが
わかる。
増幅器は図１６ＡのFETの等価回路を用いて図１６Ｂに示すような回路網として表すこ
とができる。ゲート側整合回路３７Ａと、FETと、ドレイン側整合回路３７Ｂの構成とな
る。ここで、整合回路３７Ａ、３７Ｂはそれぞれ別々の周波数特性を有している。このことから、増幅器の相互変調歪はゲート側整合回路３７Ａとドレイン側整合回路３７Ｂの周波数特性の両方の影響を受ける。ただし、ここでの周波数特性とは、FETの動作周波数を
議論するほどの広帯域ではなく、増幅器の増幅する帯域幅に限定される。
これまでにディジタル信号処理によるべき級数型プリディストータでは、FETの相互変
調歪の周波数特性までは考慮されていなかった(例えば先にあげた特許文献１参照）。
この第４関連例では、より広帯域かつ高い歪抑圧量を達成するために、ゲート側整合回路３７Ａの周波数特性とドレイン側整合回路の周波数特性を別々に考慮し、相互変調歪に対する補償を行う。図１６Ｂにおいて着目することは、増幅器の入力側に与えられた信号は、ゲート側整合回路３７Ａの周波数特性の影響を受けてからFETの等価回路に与えられ、ここで相互変調歪が生成されることである。即ち、相互変調歪生成の原因となる入力信号がゲート側整合回路３７Ａの周波数特性の影響を受けていることである。同様に、図１６Ｂのドレイン側整合回路３７Ｂの周波数特性はFETで生成された歪に対して影響を与えることになる。
従って、このようにしてFETで生成された歪の周波数特性を補償するために、べき級数
型プリディストータにおいて各奇数次歪発生器の入力側に周波数特性補償器を設けることにより、増幅器のゲート側周波数特性に適合した周波数特性の補償が可能となる。即ち、各奇数次歪発生器の入力側に周波数特性補償器を設けることにより、ゲート側整合回路の周波数特性を電力増幅器出力にて補償する周波数特性を実現する。
同様に、ディジタルプリディストータにおける各奇数次歪発生器の出力側に周波数特性補償器を設けることにより増幅器のドレイン側周波数特性に適合した周波数特性の補償が可能となる。即ち、各奇数次歪発生器の出力側に周波数特性補償器を設けることにより、ドレイン側整合回路の周波数特性を電力増幅器出力にて補償する周波数特性を実現する。
調歪の周波数特性までは考慮されていなかった(例えば先にあげた特許文献１参照）。
この第４関連例では、より広帯域かつ高い歪抑圧量を達成するために、ゲート側整合回路３７Ａの周波数特性とドレイン側整合回路の周波数特性を別々に考慮し、相互変調歪に対する補償を行う。図１６Ｂにおいて着目することは、増幅器の入力側に与えられた信号は、ゲート側整合回路３７Ａの周波数特性の影響を受けてからFETの等価回路に与えられ、ここで相互変調歪が生成されることである。即ち、相互変調歪生成の原因となる入力信号がゲート側整合回路３７Ａの周波数特性の影響を受けていることである。同様に、図１６Ｂのドレイン側整合回路３７Ｂの周波数特性はFETで生成された歪に対して影響を与えることになる。
従って、このようにしてFETで生成された歪の周波数特性を補償するために、べき級数
型プリディストータにおいて各奇数次歪発生器の入力側に周波数特性補償器を設けることにより、増幅器のゲート側周波数特性に適合した周波数特性の補償が可能となる。即ち、各奇数次歪発生器の入力側に周波数特性補償器を設けることにより、ゲート側整合回路の周波数特性を電力増幅器出力にて補償する周波数特性を実現する。
同様に、ディジタルプリディストータにおける各奇数次歪発生器の出力側に周波数特性補償器を設けることにより増幅器のドレイン側周波数特性に適合した周波数特性の補償が可能となる。即ち、各奇数次歪発生器の出力側に周波数特性補償器を設けることにより、ドレイン側整合回路の周波数特性を電力増幅器出力にて補償する周波数特性を実現する。
例えば、ゲート側整合回路による相互変調歪の周波数特性T(f)を式(3)を用いて以下の
ように示す。
T(f)Cg(Vｇ)=T1(f)Cg1+T2(f)Cg2Vg+T3(f)Cg3Vg 2+T4(f)Cg4Vg 3+T5(f)Cg5Vg 4… (4)
ディジタル信号処理型プリディストータでは、各奇数次歪発生器ごとに周波数特性を補償する必要があることが式(4) よりわかる。ドレイン側についても同様である。また、FET
の相互変調歪はゲート及びドレイン側にて同時に発生しており、式(1)〜(3)のそれぞれの相互変調歪の大小によって実現しうるべき級数型プリディストータの構成が異なる。図３で説明した増幅器による相互変調歪の周波数特性は、ゲート側周波数特性とドレイン側周波数特性の合成された特性と考えることができる。この合成された周波数特性と逆特性となる周波数特性を各奇数次歪発生器の出力に与えるように周波数特性補償器を設ける。その設置個所はＦＥＴに対しその相互変調歪の支配的な方の端子側又は両端子側である。また、この相互変調歪の合成された周波数特性を補償するための周波数特性補償器は、奇数次歪発生器の出力側のみに設けた場合、又は出力側のみに設けた場合、必ずしも満足できる補償が達成できるとは限らず、出力側及び入力側の両方に設けることにより改善できる場合もある。
ように示す。
T(f)Cg(Vｇ)=T1(f)Cg1+T2(f)Cg2Vg+T3(f)Cg3Vg 2+T4(f)Cg4Vg 3+T5(f)Cg5Vg 4… (4)
ディジタル信号処理型プリディストータでは、各奇数次歪発生器ごとに周波数特性を補償する必要があることが式(4) よりわかる。ドレイン側についても同様である。また、FET
の相互変調歪はゲート及びドレイン側にて同時に発生しており、式(1)〜(3)のそれぞれの相互変調歪の大小によって実現しうるべき級数型プリディストータの構成が異なる。図３で説明した増幅器による相互変調歪の周波数特性は、ゲート側周波数特性とドレイン側周波数特性の合成された特性と考えることができる。この合成された周波数特性と逆特性となる周波数特性を各奇数次歪発生器の出力に与えるように周波数特性補償器を設ける。その設置個所はＦＥＴに対しその相互変調歪の支配的な方の端子側又は両端子側である。また、この相互変調歪の合成された周波数特性を補償するための周波数特性補償器は、奇数次歪発生器の出力側のみに設けた場合、又は出力側のみに設けた場合、必ずしも満足できる補償が達成できるとは限らず、出力側及び入力側の両方に設けることにより改善できる場合もある。
第４関連例では、ゲート側整合回路３７Ａの周波数特性のみを補償する周波数特性補償器及び／又はゲート側整合回路３７Ａとドレイン側整合回路３７Ｂの周波数特性を補償する周波数特性補償器を設けることにより、ディジタル信号処理型プリディストータの歪抑圧量の周波数依存性を改善する。
図１７はこの発明による第４関連例の原理的構成を示す。この構成は、送信信号発生器１１からの送信信号Ｓに前置歪処理を与えるディジタルプリディストータ２０と、その出力をアナログ送信信号に変換するディジタル・アナログ変換器３１と、そのアナログ送信信号を高周波送信信号にアップコンバートする周波数アップコンバート部３３と、アップコンバートされた送信信号を増幅する電力増幅器３７と、その増幅出力を２つに分配する分配部３８と、分配された一方をダウンコンバートする周波数ダウンコンバート部４０と、ダウンコンバートされた信号から奇数次歪成分を検出する歪成分検出部５１と、検出された奇数次歪成分に基づいて位相調整器２３と可変利得調整器２４を制御する制御器５を有する。歪成分検出部５１と制御器５はディジタルプリディストータ制御部５０を構成している。
図１７はこの発明による第４関連例の原理的構成を示す。この構成は、送信信号発生器１１からの送信信号Ｓに前置歪処理を与えるディジタルプリディストータ２０と、その出力をアナログ送信信号に変換するディジタル・アナログ変換器３１と、そのアナログ送信信号を高周波送信信号にアップコンバートする周波数アップコンバート部３３と、アップコンバートされた送信信号を増幅する電力増幅器３７と、その増幅出力を２つに分配する分配部３８と、分配された一方をダウンコンバートする周波数ダウンコンバート部４０と、ダウンコンバートされた信号から奇数次歪成分を検出する歪成分検出部５１と、検出された奇数次歪成分に基づいて位相調整器２３と可変利得調整器２４を制御する制御器５を有する。歪成分検出部５１と制御器５はディジタルプリディストータ制御部５０を構成している。
更に、ディジタルプリディストータ２０内には電力増幅器３７の図３に示した周波数特性に対し、その逆特性を歪発生器２２で発生された歪に与える周波数特性補償器２８が歪発生器２２の出力側に挿入されており、制御器５により歪に対する周波数特性が制御される。
送信信号発生器１１からの入力信号Ｓはプリディストータ２０の線形伝達経路２Ｌと歪発生経路２Ｄに分配される。歪発生経路２Ｄに分配された入力信号を用いてべき級数モデル歪発生器２２では奇数次の歪信号Ｄを発生する。周波数特性補償器２８はこの歪信号Ｄの周波数対振幅特性と周波数対位相特性を、増幅器３７の周波数特性の逆特性となるように調整する。周波数特性補償器２８の出力は位相調整器２３と可変利得調整器２４により位相と利得が調整されて調整歪信号D'とされ、合成器２５に与えられる。線形伝達経路２Ｌに分配された信号は、遅延用メモリ２１によって歪発生経路２Ｄに対する信号の遅延量が補正される。合成器２５は線形伝達経路２Ｌと歪発生経路２Ｄを経た信号ＳとD'を合成する。
送信信号発生器１１からの入力信号Ｓはプリディストータ２０の線形伝達経路２Ｌと歪発生経路２Ｄに分配される。歪発生経路２Ｄに分配された入力信号を用いてべき級数モデル歪発生器２２では奇数次の歪信号Ｄを発生する。周波数特性補償器２８はこの歪信号Ｄの周波数対振幅特性と周波数対位相特性を、増幅器３７の周波数特性の逆特性となるように調整する。周波数特性補償器２８の出力は位相調整器２３と可変利得調整器２４により位相と利得が調整されて調整歪信号D'とされ、合成器２５に与えられる。線形伝達経路２Ｌに分配された信号は、遅延用メモリ２１によって歪発生経路２Ｄに対する信号の遅延量が補正される。合成器２５は線形伝達経路２Ｌと歪発生経路２Ｄを経た信号ＳとD'を合成する。
この構成においても、温度変化や経年変化による電力増幅器３７の特性変化に対して高精度な歪補償量を保つために、電力増幅器３７の出力が分配器３８を介して歪成分検出部５１により常にモニタされ、歪成分検出部５１が歪補償効果の劣化を感知すると、制御器５によって位相調整器２３、可変利得調整器２４及び周波数特性補償器２８のパラメータをそれぞれ変化させる。これにより、高い歪補償効果を常に維持することができる。なお、図１６Ａ及び１６Ｂの説明から理解されるように、周波数特性補償器２８は図１７中に破線で示すように歪発生器２２の入力側に設けても良く、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
図１８を参照して図１７における周波数特性補償器２８により高精度歪補償を行うことができる原理を説明する。図１８の行Ａに示す周波数特性を有する電力増幅器３７により行Ｂに示す入力信号Ｓに対し、行Ｃに示すような歪DSが発生したとする。このような歪DSを打ち消すために、周波数特性補償器２８の周波数特性を行Ｅのように、行Ａに示すような電力増幅器３７の周波数特性と逆特性となるようにし、行Ｄに示す歪発生器２２の歪Ｄの周波数対振幅特性と周波数対位相特性を調整して行Ｆに示す歪D'を得る。可変利得調整器２４で利得を調整して電力増幅器３７で発生する歪DSを打ち消すことができるレベルにして、位相調整器２３で逆位相となるように調整する。D'は調整後の特性を示す。その結果、合成器２５の出力S+D'は行Ｇに示すように周波数特性を補償した歪D'と信号Ｓの合成したものとなる。この信号S+D'はディジタル・アナログ変換器３１を通して電力増幅器３７に与えられることにより、電力増幅器３７の周波数特性を打ち消すことができ、従って、電力増幅器３７の出力SAにおいて行Ｈに示すように歪が相殺されている。
図１９は図１７に示した第４関連例の原理的構成に基づく具体的実施例を示す。この実施例は、ディジタルプリディストータ２０、ディジタルアナログ変換器３１、局部発振器３３Ａとミキサ３３Ｂと帯域通過フィルタ３３Ｃからなる周波数アップコンバート部３３と、電力増幅器３７と、信号抽出部３８を構成する方向性結合器３８Ａと、信号抽出用帯域通過フィルタ３８Ｂと、周波数ダウンコンバート部４０を構成するミキサ４１と帯域通過フィルタ４２と、ディジタルプリディストータ用制御器５０からなる。周波数ダウンコンバート部４０はダウンコンバートした抽出信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル変換器を含んでいる。ディジタルプリディストータ２０は７次までの構成であるが、次数は構成より異なっても良い。
べき級数モデルを用いたプリディストータ２０は、送信信号の基本波成分が通過する線形伝達経路とべき級数による各奇数次の歪発生経路の加算による構成である。各奇数次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃは、入力される送信信号を各奇数次乗の演算処理を行う。例えば送信信号をｘとすれば、３次歪発生器はx3の演算処理を実行する。各周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８ＣとしてはFIR(finite impulse response)フィルタを使用し、フィルタ係数を係数制御器５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃにより設定制御する。フィルタの周波数特性は、フィルタに与える係数により決定される。歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの出力歪信号をフィルタ２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃに入力することで、歪信号の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を変化させることができる。
電力増幅器３７の出力信号は、方向性結合器３８Ａと帯域通過フィルタ３８Ｂにより抽出され、周波数ダウンコンバート部４０にてダウンコンバータされる。ディジタルプリディストータ制御部５０の入力信号はダウンコンバータされた信号をアナログ・ディジタル変換器４４でディジタル化した信号である。ディジタルプリディストータ制御部５０は、各奇数次の歪成分抽出器５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃとしての歪成分抽出用帯域通過フィルタと、各奇数次歪成分に対応する歪制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃと、各次数のFIRフィルタ２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの係数を制御する係数制御器５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃより構成される。各奇数次歪制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃはディジタルプリディストータ２０のそれぞれに対応する歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ出力の可変利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ及び位相調整器２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃを制御する。なお、各次数歪制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃ，係数制御器５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃは図１７における歪特性制御器５を構成している。
各奇数次用のFIR係数制御器５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃはそれぞれに対応するFIRフィルタの係数を制御する。各奇数次の歪成分抽出器５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃで、奇数次歪成分である信号を帯域通過フィルタなどで抽出する。抽出された信号を用いて電力増幅器３７の出力にて所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を達成する歪補償量まで、奇数次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの出力に基づいて可変利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃと位相調整器２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃを奇数次歪制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃで制御する。同時に、電力増幅器３７の周波数特性を抽出して、各奇数次のFIRフィルタ２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの係数を制御する。パラメータの制御方法には、各種最適化手法のアルゴリズムを適用できる。図１９の実施例においても、周波数特性補償器としてのＦＩＲフィルタ２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃは破線で示すように３次、５次、７次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの入力側に設けてもよいし、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
第５関連例
ディジタルプリディストータ２０の各周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８ＣにＦＦＴを用いた線形電力増幅器の実施例を図２０に示す。この実施例は図１９の実施例において、各周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃ（代表して２８Ａの場合で説明する）としてFIRフィルタの代わりにFFT部（ファーストフーリエ変換部）２８Ａ１と、係数乗算器２８Ａ２と、IFFT部（逆ファーストフーリエ変換部）２８Ａ３の組を使用するように構成したものであり、周波数特性補償器２８Ｂ，２８Ｃについても同様である。それ以外の部分は、図１９の実施例と同じである。従って、周波数特性制御部５３は図１９における周波数特性制御部５３と同様に３次歪、５次歪、７次歪に対応した係数制御器５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃを有しているが図示してない。後述の図２１、３０、３１の各実施例においても同様である。
ディジタルプリディストータ２０の各周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８ＣにＦＦＴを用いた線形電力増幅器の実施例を図２０に示す。この実施例は図１９の実施例において、各周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃ（代表して２８Ａの場合で説明する）としてFIRフィルタの代わりにFFT部（ファーストフーリエ変換部）２８Ａ１と、係数乗算器２８Ａ２と、IFFT部（逆ファーストフーリエ変換部）２８Ａ３の組を使用するように構成したものであり、周波数特性補償器２８Ｂ，２８Ｃについても同様である。それ以外の部分は、図１９の実施例と同じである。従って、周波数特性制御部５３は図１９における周波数特性制御部５３と同様に３次歪、５次歪、７次歪に対応した係数制御器５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃを有しているが図示してない。後述の図２１、３０、３１の各実施例においても同様である。
例えば３次歪発生器２２Ａからの歪信号はFFT部28A1で複数サンプル毎にフーリエ変換により周波数領域サンプルに変換され、それらの各周波数点のサンプルの振幅は係数乗算器２８Ａ２で係数制御器５３Ａからの係数と乗算され、更にIFFT部28A3で逆フーリエ変換されて時間領域のサンプルとされる。他の周波数特性補償器２８Ｂ，２８Ｃも同様である。FFTによる周波数特性制御は、このようにFFTの各乗算係数の制御によって可能である。ディジタルプリディストータ用制御器５０は、各歪次数の可変利得調整器と位相調整器とFFTの乗算係数を電力増幅器３７が生成する歪成分の送信信号に対するレベルが所定値以下となるように制御する。図２０の実施例においても、周波数特性補償器28Ａ，28Ｂ，28Ｃを破線で示すようにそれぞれ３次、５次、７次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの入力側に設けてもよく、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
第６関連例
図２１にこの発明の第６関連例を示す。この実施例は、図１９の実施例に対し図５で示した２つのパイロット信号を使用してディジタルプリディストータ２０の調整を行うように構成したものである。
べき級数モデルを用いたディジタルプリディストータ２０の各奇数次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃは、入力される送信信号及びパイロット信号を各奇数次乗の演算処理を行う。
ディジタルプリディストータ制御器５０の構成は、図１９及び２０の実施例におけるディジタルプリディストータ制御器５０の構成と同様である。各奇数次歪制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃはディジタルプリディストータ２０のそれぞれに対応する歪成分発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの可変利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ及び位相調整器２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃを制御し、周波数特性制御部５３の図示してない係数制御器５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃは周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの係数を制御する。パイロット信号に等レベル２波トーン信号が用いられているため、電力増幅器３７の出力にてトーン信号近傍に現れる奇数次の歪成分を各奇数次の歪成分抽出器５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃとしての奇数次歪成分抽出用帯域通過フィルタにて抽出する。この第６関連例のディジタルプリディストータ制御器５０はディジタル信号処理にて構成しているが、同様の構成をアナログ回路で構成してもよい。周波数特性補償は、図６で説明したパイロット信号の下側及び上側帯域に現れる歪成分PD3L, PD3Hを使用する。
図２１にこの発明の第６関連例を示す。この実施例は、図１９の実施例に対し図５で示した２つのパイロット信号を使用してディジタルプリディストータ２０の調整を行うように構成したものである。
べき級数モデルを用いたディジタルプリディストータ２０の各奇数次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃは、入力される送信信号及びパイロット信号を各奇数次乗の演算処理を行う。
ディジタルプリディストータ制御器５０の構成は、図１９及び２０の実施例におけるディジタルプリディストータ制御器５０の構成と同様である。各奇数次歪制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃはディジタルプリディストータ２０のそれぞれに対応する歪成分発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの可変利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ及び位相調整器２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃを制御し、周波数特性制御部５３の図示してない係数制御器５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃは周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの係数を制御する。パイロット信号に等レベル２波トーン信号が用いられているため、電力増幅器３７の出力にてトーン信号近傍に現れる奇数次の歪成分を各奇数次の歪成分抽出器５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃとしての奇数次歪成分抽出用帯域通過フィルタにて抽出する。この第６関連例のディジタルプリディストータ制御器５０はディジタル信号処理にて構成しているが、同様の構成をアナログ回路で構成してもよい。周波数特性補償は、図６で説明したパイロット信号の下側及び上側帯域に現れる歪成分PD3L, PD3Hを使用する。
周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃは、図１９の実施例のようにFIRフィルタで
構成してもよいし、または図２０の実施例のようにFFT部と係数乗算器とIFFT部により構成してもよい。周波数特性補償は、図６において上側及び下側の歪信号PD3H, PD3Lを用いて周波数特性を補正する。例えば、係数制御器５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃは各奇数次の歪成分抽出器５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃからの上側と下側の歪成分PD3H, PD3Lの検出値を補間することで周波数特性をモニタ値から推定する。周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃを構成するFIRフィルタまたはFFTは、補間された数値を各乗算係数に設定する。以後、所定の歪抑圧量対周波数特性を達成するまで、フィルタ又はFFTで乗算する係数を調整する。これら制御方法には、各種最適化手法のアルゴリズムを適用できる。
構成してもよいし、または図２０の実施例のようにFFT部と係数乗算器とIFFT部により構成してもよい。周波数特性補償は、図６において上側及び下側の歪信号PD3H, PD3Lを用いて周波数特性を補正する。例えば、係数制御器５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃは各奇数次の歪成分抽出器５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃからの上側と下側の歪成分PD3H, PD3Lの検出値を補間することで周波数特性をモニタ値から推定する。周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃを構成するFIRフィルタまたはFFTは、補間された数値を各乗算係数に設定する。以後、所定の歪抑圧量対周波数特性を達成するまで、フィルタ又はFFTで乗算する係数を調整する。これら制御方法には、各種最適化手法のアルゴリズムを適用できる。
パイロット信号としてトーン信号の代わりに変調波を用いても、上記と同様の効果が得られる。また、パイロット用のプリディスト一夕と送信信号用のプリディストータに分けても同様の効果が得られる。図２１の実施例においても、周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃは破線で示すようにそれぞれ３次、５次、７次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの入力側に設けてもよいし、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
図２２は図２１の実施例において、パイロット信号発生器１２として図８の実施例と同様に変調信号を発生する場合の変形例を示す。その他の部分は図２１の構成と同様なので説明を省略する。更に、前述の図１２の実施例におけるディジタルプリディストータ及び図１３及び１４の実施例にけるディジタルプリディストータ２０1、２０2のそれぞれを例えば図２１で示したディジタルプリディストータ２０と同様の構成とし、図１２、１３、１４の各ディジタルプリディストータ制御部５０も図２１で示したものと同様の構成としてもよい。
図２２は図２１の実施例において、パイロット信号発生器１２として図８の実施例と同様に変調信号を発生する場合の変形例を示す。その他の部分は図２１の構成と同様なので説明を省略する。更に、前述の図１２の実施例におけるディジタルプリディストータ及び図１３及び１４の実施例にけるディジタルプリディストータ２０1、２０2のそれぞれを例えば図２１で示したディジタルプリディストータ２０と同様の構成とし、図１２、１３、１４の各ディジタルプリディストータ制御部５０も図２１で示したものと同様の構成としてもよい。
第７関連例
図２３は図１７の実施例を図５に示した２つのパイロット信号を使用してディジタルプリディストータ２０の調整を行うようにした実施例の基本的構成を示す。図１７の構成に対し、更に２つのパイロット信号PL1, PL2を発生するパイロット信号発生器１２と、それらパイロット信号PL1, PL2と送信信号Ｓを加算する加算器１５とが追加されており、制御器５によりパイロット信号発生器１２を制御して等振幅のパイロット信号PL1, PL2の周波数間隔を変更可能に構成されている。ディジタルプリディストータ制御部５０には検出した歪成分の周波数特性から求めた利得及び位相を記憶する記憶部５５が設けられている。
前述のように送信信号Ｓはベースバンド信号であっても中間周波信号であってもよい。後者の場合、パイロット信号PL1, PL2の周波数は予め決めた中間周波数fIFに対しfIF-fi/2, fIF+fi/2となるように選べばよい。送信信号Ｓがベースバンド信号の場合は、振幅Ａ、周波数fi/2の信号Acosπfitに対し、周波数アップコンバート部３３において周波数fcのキャリア信号で直交変調を行う、即ちcosπfitに(cos2πfct+jsin2πfct)を乗算して乗算結果の実数部を得ることにより送信周波数帯に周波数fc-fi/2とfc+fi/2の２つのパイロット信号PL1, PL2が生成される。従って、パイロット信号発生器１２においては、実際には周波数fi/2のトーン信号を発生すればよい。cosπfitで表される信号は次式
cosπfit＝(expjπfit＋exp-jπfit)/2 (5)
と表されるように、正と負の周波数成分を有していると見ることができるので、以下の説明ではベースバンドの2つパイロット信号PL1, PL2の周波数を-fi/2, +fi/2として説明す
る。
図２３は図１７の実施例を図５に示した２つのパイロット信号を使用してディジタルプリディストータ２０の調整を行うようにした実施例の基本的構成を示す。図１７の構成に対し、更に２つのパイロット信号PL1, PL2を発生するパイロット信号発生器１２と、それらパイロット信号PL1, PL2と送信信号Ｓを加算する加算器１５とが追加されており、制御器５によりパイロット信号発生器１２を制御して等振幅のパイロット信号PL1, PL2の周波数間隔を変更可能に構成されている。ディジタルプリディストータ制御部５０には検出した歪成分の周波数特性から求めた利得及び位相を記憶する記憶部５５が設けられている。
前述のように送信信号Ｓはベースバンド信号であっても中間周波信号であってもよい。後者の場合、パイロット信号PL1, PL2の周波数は予め決めた中間周波数fIFに対しfIF-fi/2, fIF+fi/2となるように選べばよい。送信信号Ｓがベースバンド信号の場合は、振幅Ａ、周波数fi/2の信号Acosπfitに対し、周波数アップコンバート部３３において周波数fcのキャリア信号で直交変調を行う、即ちcosπfitに(cos2πfct+jsin2πfct)を乗算して乗算結果の実数部を得ることにより送信周波数帯に周波数fc-fi/2とfc+fi/2の２つのパイロット信号PL1, PL2が生成される。従って、パイロット信号発生器１２においては、実際には周波数fi/2のトーン信号を発生すればよい。cosπfitで表される信号は次式
cosπfit＝(expjπfit＋exp-jπfit)/2 (5)
と表されるように、正と負の周波数成分を有していると見ることができるので、以下の説明ではベースバンドの2つパイロット信号PL1, PL2の周波数を-fi/2, +fi/2として説明す
る。
周波数アップコンバート部３３でアップコンバートされたパイロット信号を電力増幅器３７で増幅した際に発生した相互変調歪を分配部３８、周波数ダウンコンバート部４０を介してディジタルプリディストータ制御部５０の歪成分検出部５１で検出する。この相互変調歪が所定の隣接チャンネル漏洩電力比以下となるように制御器５によって利得調整器２４のパラメータ、位相調整器２３のパラメータ、周波数特性補償器２８のパラメータを調整する。２つのパイロット信号を用いることで、べき級数でモデル化された奇数次の歪成分の抽出が容易になり、ディジタルプリディストータ２０の周波数特性補償器２８と利得調整器２４と位相調整器２３の調整を容易にする。
制御器５により２つのパイロット信号の周波数-fi/2, +fi/2を変化させることにより、送信周波数帯における対応するアップコンバートされた２つのパイロット信号の周波数間隔fiが変化し、周波数軸上で相互変調歪の発生周波数が変化する。パイロット信号の周波数-fi/2, +fi/2を一定間隔で変化させ、得られる相互変調歪の各発生周波数に対して所定の隣接チャンネル漏洩電力比を達成する補償歪の利得と位相を決めることができる。
この方法により周波数軸上で離散的に得られた利得及び位相を補間することで、補償歪に与える連続的な周波数特性を得ることができる。得られた周波数特性を周波数特性補償器２８で実現し、補償歪に周波数特性を与える。
制御器５により２つのパイロット信号の周波数-fi/2, +fi/2を変化させることにより、送信周波数帯における対応するアップコンバートされた２つのパイロット信号の周波数間隔fiが変化し、周波数軸上で相互変調歪の発生周波数が変化する。パイロット信号の周波数-fi/2, +fi/2を一定間隔で変化させ、得られる相互変調歪の各発生周波数に対して所定の隣接チャンネル漏洩電力比を達成する補償歪の利得と位相を決めることができる。
この方法により周波数軸上で離散的に得られた利得及び位相を補間することで、補償歪に与える連続的な周波数特性を得ることができる。得られた周波数特性を周波数特性補償器２８で実現し、補償歪に周波数特性を与える。
図２４に周波数特性補償器２８の特性を求める手順のフローチャートを示し、図２５の周波数ダイアグラムを参照して以下に説明する。
ステップＳ１：まず、変数ｉの値を１に初期設定する。
ステップＳ２：ベースバンドで周波数-fi/2, +fi/2（従って周波数間隔fi）、かつ等振幅の２つのディジタルトーン信号をパイロット信号PL1, PL2として発生する（図２５の行Ａ）。これらの信号を合成し、周波数アップコンバート部３３で中心周波数fcにアップコンバートして電力増幅器３７に入力すると、電力増幅器３７の出力に例えば次式
B3Hcos2π(fc+fi/2+fi)t＝B3Hcos2π(fc+3fi/2)t (6)
B3Lcos2π(fc-fi/2-fi)t＝B3Lcos2π(fc-3fi/2)t (7)
で表される周波数fc+3fi/2とfc-3fi/2の相互変調歪PD3H, PD3Lが発生する（行Ｂ）。B3H
及びB3Lはそれぞれキャリア周波数fcの上側と下側の歪の振幅を表すものとする。
ステップＳ１：まず、変数ｉの値を１に初期設定する。
ステップＳ２：ベースバンドで周波数-fi/2, +fi/2（従って周波数間隔fi）、かつ等振幅の２つのディジタルトーン信号をパイロット信号PL1, PL2として発生する（図２５の行Ａ）。これらの信号を合成し、周波数アップコンバート部３３で中心周波数fcにアップコンバートして電力増幅器３７に入力すると、電力増幅器３７の出力に例えば次式
B3Hcos2π(fc+fi/2+fi)t＝B3Hcos2π(fc+3fi/2)t (6)
B3Lcos2π(fc-fi/2-fi)t＝B3Lcos2π(fc-3fi/2)t (7)
で表される周波数fc+3fi/2とfc-3fi/2の相互変調歪PD3H, PD3Lが発生する（行Ｂ）。B3H
及びB3Lはそれぞれキャリア周波数fcの上側と下側の歪の振幅を表すものとする。
この相互変調歪PD3H, PD3Lを打ち消すために、プリディストータ２０でパイロット信号PL1, PL2に補償歪DL', DH'を付加した信号がプリディストータ出力信号となる（行Ｃ）。この信号を周波数アップコンバート部３３によりアップコンバートし、電力増幅器３７に入力する。電力増幅器３７の出力信号はディジタルプリディストータ２０によって補償された信号となる（行Ｄ）。発生した相互変調歪PD3H, PD3Lを打ち消すように、利得調整器２４と位相調整器２３と周波数特性補償器２８とを調整する。なお、利得調整器２４は周波数に対して一定の利得Ｇを与え、位相調整器２３は周波数に対して一定の位相変化Ｐを与えるものとする。
ステップＳ３：利得調整器２４を利得Ｇに、位相調整器２３を位相Ｐに設定する。これらの値は任意に設定してよいが、隣接チャネル漏洩電力比が比較的小さくなるように設定することが望ましい。
ステップＳ４：歪成分検出部５１によって電力増幅器３７の出力中の３次の相互変調歪を抽出し、上下の相互変調歪PD3H, PD3Lが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満たしているかどうかを調べ、上側のみ、又は上下両側の歪が所定隣接チャネル漏洩電力比以下を満たしてない場合はステップＳ５に移り、下側の歪のみが満足してない場合はステップＳ７に移り、両側の歪とも満足している場合はステップＳ９に移る。
ステップＳ３：利得調整器２４を利得Ｇに、位相調整器２３を位相Ｐに設定する。これらの値は任意に設定してよいが、隣接チャネル漏洩電力比が比較的小さくなるように設定することが望ましい。
ステップＳ４：歪成分検出部５１によって電力増幅器３７の出力中の３次の相互変調歪を抽出し、上下の相互変調歪PD3H, PD3Lが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満たしているかどうかを調べ、上側のみ、又は上下両側の歪が所定隣接チャネル漏洩電力比以下を満たしてない場合はステップＳ５に移り、下側の歪のみが満足してない場合はステップＳ７に移り、両側の歪とも満足している場合はステップＳ９に移る。
ステップＳ５：上側または上下両側の歪PD3H, PD3Lが所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たしていない場合、周波数特性補償器２８の周波数fc+3fi/2に対応する利得Gi、位相Piを所定量だけ変化させる。
ステップＳ６：上側の歪PD3Hが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満たすか判定し、満たさない場合はステップＳ５に戻って同様の処理を繰り返す。所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満足した場合、ステップＳ４に戻り、判定を再度繰り返す。
ステップＳ７：下側歪のみが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満足していない場合は、周波数特性補償器２８の周波数fc-3fi/2に対応する利得Gi'、位相Pi'を所定量だけ変化させる。
ここで、周波数特性補償器２８の利得G1, G1'は利得調整器２４の利得Ｇから差分、位
相P1, P1'は位相調整器２３の位相変化Ｐからの差分を表しているものとする。
ステップＳ８：下側歪PD3Lが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満たすか判定し、満たさなければステップＳ７に戻り同様の処理を行う。満たせばステップＳ４で上下両歪が所定隣接チャネル漏洩電力比以下を満足することを確認してステップＳ９に移る。あるいはその確認を省略して直接ステップＳ９に移ってもよい。
ステップＳ９：上側、下側歪PD3H, PD3Lの隣接チャネル漏洩電力比が所定値以下を満たした場合は、その時の利得G1, G1'と位相P1, P1'を記憶部５５に保存し、i=Nとなったか判
定する。
ステップＳ６：上側の歪PD3Hが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満たすか判定し、満たさない場合はステップＳ５に戻って同様の処理を繰り返す。所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満足した場合、ステップＳ４に戻り、判定を再度繰り返す。
ステップＳ７：下側歪のみが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満足していない場合は、周波数特性補償器２８の周波数fc-3fi/2に対応する利得Gi'、位相Pi'を所定量だけ変化させる。
ここで、周波数特性補償器２８の利得G1, G1'は利得調整器２４の利得Ｇから差分、位
相P1, P1'は位相調整器２３の位相変化Ｐからの差分を表しているものとする。
ステップＳ８：下側歪PD3Lが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満たすか判定し、満たさなければステップＳ７に戻り同様の処理を行う。満たせばステップＳ４で上下両歪が所定隣接チャネル漏洩電力比以下を満足することを確認してステップＳ９に移る。あるいはその確認を省略して直接ステップＳ９に移ってもよい。
ステップＳ９：上側、下側歪PD3H, PD3Lの隣接チャネル漏洩電力比が所定値以下を満たした場合は、その時の利得G1, G1'と位相P1, P1'を記憶部５５に保存し、i=Nとなったか判
定する。
ステップＳ１０：Ｎとなっていなければｉを１だけ増加させてステップＳ２に戻り、パイロット信号の周波数間隔をf2（後述の図２６Ａ，２６Ｂ、図２７Ａ，２７Ｂの例では変数ｉの増加とともに周波数間隔fiを狭めている）として、周波数間隔f1の場合と同様にステップＳ３〜Ｓ８により所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を達成する周波数特性補償器２８の利得及び位相G2, G2', P2, P2'を求め記憶部５５に格納する。このとき、利得調整器２４及び位相調整器２３の値はG, Pで固定しておく。
このようにしてi=1からi=Nまで２つのパイロット信号PL1, PL2の周波数間隔を変えてN回繰り返し処理を行うことによりG1〜GN, G1'〜GN', P1〜PN, P1'〜PN'が記憶部５５に得られる。
このようにしてi=1からi=Nまで２つのパイロット信号PL1, PL2の周波数間隔を変えてN回繰り返し処理を行うことによりG1〜GN, G1'〜GN', P1〜PN, P1'〜PN'が記憶部５５に得られる。
ステップＳ１１：得られたこれらの値G1〜GN, G1'〜GN', P1〜PN, P1'〜PN'を用いて、補償歪に与える周波数特性を求める。求める方法は図２６Ａ、２６Ｂまたは図２７Ａ，２７Ｂに示すように、得れた利得G1〜GN, G1'〜GN'、位相P1〜PN, P1'〜PN'を用い、点と点の間を補間する。図２６Ａ，２６Ｂでは、線形補間の場合を示し、図２７Ａ，２７Ｂの多項式補間の例を示しているが、補間する方法としては、線形補間、多項式補間以外に、スプライン補間、ラグランジュ補間法を用いることもできる。
このようにして離散的に得られた利得および位相を補間することで、歪成分の周波数特性を周波数特性補償器２８で実現する。最終的に補償歪に与える周波数特性は図２８Ａ，２８Ｂまたは図２９Ａ，２９Ｂに示すように、利得調整器２４と位相調整器２３と周波数特性補償器２８の周波数特性を合成した特性である。より高精度な歪補償を行う場合は、パイロット信号の周波数間隔を更に細かく設定する。上記の説明では３次歪についてのみであったが、５次歪以降の補償が必要な場合も同様の方法を適用できる。
このようにして離散的に得られた利得および位相を補間することで、歪成分の周波数特性を周波数特性補償器２８で実現する。最終的に補償歪に与える周波数特性は図２８Ａ，２８Ｂまたは図２９Ａ，２９Ｂに示すように、利得調整器２４と位相調整器２３と周波数特性補償器２８の周波数特性を合成した特性である。より高精度な歪補償を行う場合は、パイロット信号の周波数間隔を更に細かく設定する。上記の説明では３次歪についてのみであったが、５次歪以降の補償が必要な場合も同様の方法を適用できる。
第８関連例
図３０は図２３の実施例をより具体的に構成した例を示し、図１９の実施例と同様に各周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８ＣをFIRフィルタで構成したディジタルプリディ
ストータ２０を使用している。パイロット信号発生部１２はこの例では-fi/2及び+fi/2で表される可変周波数のディジタルトーン信号PL1, PL2を生成するものとする。また、ディジタルプリディストータ制御部５０には、更に周波数特性制御部５３による制御と対応してパイロット信号発生器１２の発振周波数fiを制御する周波数制御器５４が設けられている。その他の構成は図１９の構成と同様である。
周波数間隔fiで等振幅の２つのトーン信号がパイロット信号PL1, PL2としてディジタルプリディストータ２０に入力され、その出力信号は、パイロット信号に補償歪を付加した信号となる。この信号はＤＡ変換器３１でアナログ信号に変換され、周波数アップコンバート部３３に与えられ、中心周波数fcの高周波送信信号にアップコンバートされる。高周波送信信号は電力増幅器３７で電力増幅される。このとき、ディジタルプリディストータ２０で生成した補償歪は送信系統全体で歪補償を行うように設定される。従って、電力増幅器３７の入力信号の補償歪とディジタルプリディストータ２０の出力信号中の補償歪に相違があってもよい。つまり、ディジタルプリディストータ２０の出力と電力増幅器３７の入力との間に信号の位相、振幅に変化を与える任意のデバイスが挿入されていてもよい。
図３０は図２３の実施例をより具体的に構成した例を示し、図１９の実施例と同様に各周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８ＣをFIRフィルタで構成したディジタルプリディ
ストータ２０を使用している。パイロット信号発生部１２はこの例では-fi/2及び+fi/2で表される可変周波数のディジタルトーン信号PL1, PL2を生成するものとする。また、ディジタルプリディストータ制御部５０には、更に周波数特性制御部５３による制御と対応してパイロット信号発生器１２の発振周波数fiを制御する周波数制御器５４が設けられている。その他の構成は図１９の構成と同様である。
周波数間隔fiで等振幅の２つのトーン信号がパイロット信号PL1, PL2としてディジタルプリディストータ２０に入力され、その出力信号は、パイロット信号に補償歪を付加した信号となる。この信号はＤＡ変換器３１でアナログ信号に変換され、周波数アップコンバート部３３に与えられ、中心周波数fcの高周波送信信号にアップコンバートされる。高周波送信信号は電力増幅器３７で電力増幅される。このとき、ディジタルプリディストータ２０で生成した補償歪は送信系統全体で歪補償を行うように設定される。従って、電力増幅器３７の入力信号の補償歪とディジタルプリディストータ２０の出力信号中の補償歪に相違があってもよい。つまり、ディジタルプリディストータ２０の出力と電力増幅器３７の入力との間に信号の位相、振幅に変化を与える任意のデバイスが挿入されていてもよい。
図１９の場合と同様に、相互変調歪成分は方向性結合器３８Ａと帯域通過フィルタ３８Ｂにより抽出され、周波数ダウンコンバート部４０によりダウンコンバートされる。ディジタルプリディストータ制御部５０の入力信号はダウンコンバートされた信号をディジタル化した信号である。以下に３次歪の補償を例に説明する。ディジタルプリディストータ制御部５０の３次歪成分抽出器５１Ａは３次歪成分である上側及び下側の相互変調歪信号を上側帯域通過フィルタ及び下側帯域通過フィルタで抽出する。抽出された信号を用いて電力増幅器３７の出力の隣接チャンネル漏洩電力比を所定値以下にする歪補償量まで、３次歪信号発生器の出力の振幅と位相を利得調整器２４Ａ、位相調整器２３Ａ、周波数特性補償器２８Ａにより変化させる。
これらの補償パラメータを求める方法は、図２３で説明したようにまず、利得調整器２４Ａの利得Ｇと位相調整器２３Ａの位相Ｐを設定する。これらの値は任意に設定してよいが、隣接チャネル漏洩電力比が比較的に小さくなるように設定することが望ましい。
これらの補償パラメータを求める方法は、図２３で説明したようにまず、利得調整器２４Ａの利得Ｇと位相調整器２３Ａの位相Ｐを設定する。これらの値は任意に設定してよいが、隣接チャネル漏洩電力比が比較的に小さくなるように設定することが望ましい。
次に所定の隣接チャネル漏洩電力比以下となるように、周波数特性補償器２８Ａの上側周波数(fc+3f1/2)での利得G1と位相P1、下側周波数(fc-3f1/2)での利得G1'と位相P1'を調整する。これら制御方法には、最小二乗推定方法や最急降下法などの各種最適化手法のアルゴリズムを適用できる。次に、等振幅の２つのパイロット信号の周波数間隔をf2に変化させて同様にG2, G2', P2, P2'を求める。これをＮ回まで繰り返し、所定の隣接チャネル漏洩電力比を達成する周波数特性補償器２８Ａの周波数f1,…,fNに対する利得及び位相G2〜GN, G2'〜GN', P2〜PN, P2'〜PN'を得る。得られた利得及び位相の値を補間する方法は線形補間、多項式補間、ラグランジュ補間、スプライン補間などを用いることができる。補間して得られた利得特性及び周波数特性を実現するように、FIRフィルタのタップ係数
を制御器により設定する。
を制御器により設定する。
上述では３次歪についてのみの説明を行ったが、５次以降の補償が必要な場合は同様の方法を適用する。その際、補償する奇数次歪に対応する相互変調歪を抽出する。この実施例のFIRフィルタ２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃは各奇数次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの
入力側に配置してもよい。
電力増幅器３７の歪成分の振幅及び位相は温度変化または経年変化により変化する。このため、常に高い歪補償量を維持するには利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ、位相調整器２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ、及び周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの設定を適応的に制御する必要がある。上記第８関連例では、２つのパイロット信号を用いることでそれらの適応制御を可能にする。
入力側に配置してもよい。
電力増幅器３７の歪成分の振幅及び位相は温度変化または経年変化により変化する。このため、常に高い歪補償量を維持するには利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ、位相調整器２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ、及び周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの設定を適応的に制御する必要がある。上記第８関連例では、２つのパイロット信号を用いることでそれらの適応制御を可能にする。
第９関連例
図３１は図３０の実施例における各周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８ＣをFIRフ
ィルタで構成する代わりに、図２０の実施例と同様にFFT部と係数乗算器とIFFT部の３つの組28A1, 28A2, 28A3；28B1, 28B2, 28B3；28C1, 28C2, 28C3を用いて実現した実施例を示す。図２０で説明したように、各歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの出力信号にFFT部28A1, 28B1, 28C1でフーリエ変換処理により周波数領域に変換し、その周波数領域信号に係数乗算器28A2, 28B2, 28C2で周波数補償特性を乗算した後に、IFFT部28A3, 28B3, 28C3で時間領域信号に逆変換する。ディジタルプリディストータ制御部５０は、電力増幅器３７の出力中の歪成分を所定の隣接チャネル漏洩電力比を達成するように、各歪次数の利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃと位相調整器２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃと周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの乗算係数を制御する。パイロット信号を用いた周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの係数の設定方法は図３０の実施例で説明した設定方法と同一である。
図３１は図３０の実施例における各周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８ＣをFIRフ
ィルタで構成する代わりに、図２０の実施例と同様にFFT部と係数乗算器とIFFT部の３つの組28A1, 28A2, 28A3；28B1, 28B2, 28B3；28C1, 28C2, 28C3を用いて実現した実施例を示す。図２０で説明したように、各歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの出力信号にFFT部28A1, 28B1, 28C1でフーリエ変換処理により周波数領域に変換し、その周波数領域信号に係数乗算器28A2, 28B2, 28C2で周波数補償特性を乗算した後に、IFFT部28A3, 28B3, 28C3で時間領域信号に逆変換する。ディジタルプリディストータ制御部５０は、電力増幅器３７の出力中の歪成分を所定の隣接チャネル漏洩電力比を達成するように、各歪次数の利得調整器２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃと位相調整器２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃと周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの乗算係数を制御する。パイロット信号を用いた周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの係数の設定方法は図３０の実施例で説明した設定方法と同一である。
前述の図１９、２０（又は図３０、３１）に示したディジタルプリディストータ２０の構成とディジタルプリディストータ制御部５０の構成を、図１０、１１、１３の各実施例における２つのディジタルプリディストータ２０1、２０2とディジタルプリディストータ制御部５０に適用してもよい。同様に、図１９、２０（又は図３０、３１）に示したディジタルプリディストータ２０の構成とディジタルプリディストータ制御部５０の構成を図１２、１４に示したディジタルプリディストータ２０及びディジタルプリディストータ制御部５０に適用してもよい。
前述の実施例において、周波数特性補償器としてFIRフィルタを使用する例を示したが
、IIR(infinite impulse response)フィルタを使用してもよい。
前述の実施例において、周波数特性補償器としてFIRフィルタを使用する例を示したが
、IIR(infinite impulse response)フィルタを使用してもよい。
第１０関連例
前述の図２３の実施例及び図３０、３１の各実施例では、発生する等振幅２波のパイロット信号PL1, PL2間の周波数間隔Δfを順次変更して周波数特性補償器２８（２９Ａ，２
８Ｂ，２８Ｃ）の周波数特性を図２６Ａ，２６Ｂ（あるいは図２７Ａ，２７Ｂ）に示すように決定するように構成したが、以下の実施例ではパイロット信号の周波数は固定し、アップコンバート周波数を順次変更することにより電力増幅器の動作帯域内で高周波パイロット信号の周波数をΔfずつ順次変更し、それぞれの周波数での相互変調歪を検出して周
波数特性補償器２８の特性を決定する。
図３２を参照してこの発明の第１０関連例を説明する。
第１０関連例は、図３０の実施例と同様にパイロット信号発生器１２と、加算器１５と、ディジタルプリディストータ２０と、ディジタル／アナログ変換器(DAC)３１と、周波数アップコンバート部３３と、電力増幅器３７と、分配器３８と、周波数ダウンコンバート部４０と、ディジタルプリディストータ制御部５０と、から構成される。
前述の図２３の実施例及び図３０、３１の各実施例では、発生する等振幅２波のパイロット信号PL1, PL2間の周波数間隔Δfを順次変更して周波数特性補償器２８（２９Ａ，２
８Ｂ，２８Ｃ）の周波数特性を図２６Ａ，２６Ｂ（あるいは図２７Ａ，２７Ｂ）に示すように決定するように構成したが、以下の実施例ではパイロット信号の周波数は固定し、アップコンバート周波数を順次変更することにより電力増幅器の動作帯域内で高周波パイロット信号の周波数をΔfずつ順次変更し、それぞれの周波数での相互変調歪を検出して周
波数特性補償器２８の特性を決定する。
図３２を参照してこの発明の第１０関連例を説明する。
第１０関連例は、図３０の実施例と同様にパイロット信号発生器１２と、加算器１５と、ディジタルプリディストータ２０と、ディジタル／アナログ変換器(DAC)３１と、周波数アップコンバート部３３と、電力増幅器３７と、分配器３８と、周波数ダウンコンバート部４０と、ディジタルプリディストータ制御部５０と、から構成される。
図３０の実施例と異なる点は、図３２ではパイロット信号の周波数は変更せず、周波数制御器５４によりアップコンバート部３３の局部発振周波数を変更することにより電力増幅器３７の動作帯域内でパイロット信号の周波数を順次変更するよう制御するとともに、周波数ダウンコンバート部４０の局部発振器４５の発振周波数を対応して変更し、パイロット信号の歪成分をベースバンドに落としている点である。図３２の例では、アップコンバート部３３は２段階のアップコンバートを行うように構成されている。即ち、可変周波数fIFの局部発振器33A1と、ミキサ33B1と、帯域通過フィルタ33C1が１段目のアップコンバートを行い、ディジタルアナログ変換器３１の出力を中間周波信号に変換する。固定周波数fc'の局部発振器33A2と、ミキサ33B2と、帯域通過フィルタ33C2は２段目のアップコンバートを行い、中間周波信号を高周波信号に変換する。
中間周波信号に変換するための局部発振周波数fIFは図３０の場合のアップコンバート
用の局部発振周波数（キャリア周波数）fcより十分低いので、このように２段階でアップコンバートを行うほうが、ディジタルアナログ変換器３１の出力であるベースバンド信号に対し、アップコンバートの周波数をより高い精度で設定できる。しかしながら、原理的にはアップコンバート部３３は図３０と同様に１段構成でもよい。
中間周波信号に変換するための局部発振周波数fIFは図３０の場合のアップコンバート
用の局部発振周波数（キャリア周波数）fcより十分低いので、このように２段階でアップコンバートを行うほうが、ディジタルアナログ変換器３１の出力であるベースバンド信号に対し、アップコンバートの周波数をより高い精度で設定できる。しかしながら、原理的にはアップコンバート部３３は図３０と同様に１段構成でもよい。
なお、図３２の実施例において、ディジタルプリディストータ２０内の位相調整器２３Ａと利得調整器２４Ａの直列接続はベクトル調整器234Aを表しており、他の位相調整器利得調整器の直列接続も同様にベクトル調整器234B及び234Cを表わしている。他の実施例においても同様である。
図３２の実施例においても、周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃは破線で示すように各３次、５次、７次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの入力側に設けてもよく、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
図３３に図３２の実施例における周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの特性を設定するための制御フローチャートを示す。この設定は、信号の送信を行わない期間に行う。
図３２の実施例においても、周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃは破線で示すように各３次、５次、７次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの入力側に設けてもよく、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
図３３に図３２の実施例における周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの特性を設定するための制御フローチャートを示す。この設定は、信号の送信を行わない期間に行う。
ステップＳ１：周波数特性制御部５３は、パイロット信号を中間周波の信号に変換する周波数fIFを周波数アップコンバート部３３の局部発振器33A1に設定する。
ステップＳ２：パイロット信号PL1, PL2をディジタルプリディストータ２０に入力する。パイロット信号は、ディジタルプリディストータ２０を介してディジタルアナログ変換器３１でアナログ信号に変換された後、アップコンバート部３３で２段階の周波数アップコンバートを受け、ＲＦ信号として電力増幅器３７に入力される。
ステップＳ３：電力増幅器３７の出力ＲＦ信号を分配し、周波数ダウンコンバート部４０にてベースバンド帯域の歪成分を含むパイロット信号成分を生成する。
ステップＳ４：パイロット信号成分は各歪成分抽出器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃにて各奇数次歪成分を抽出する。このとき、各奇数次歪成分は基本波の上側及び下側に検出される。ステップＳ５：各奇数次歪制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃは検出された各奇数次歪成分を最小とするようにディジタルプリディストータ２０のベクトル調整器234A, 234B, 234Cにより各奇数次歪の位相と利得を制御する。また、各奇数次歪成分を最小にする周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの設定値をそれぞれの奇数次歪成分に対応して記憶部５５に記憶する。ここで各奇数次歪成分は、ある設定値以下になるように調整してもよい。また、その設定値は外部の設定手段、例えばキーボードなどにより設定してもよい。
ステップＳ６：次に周波数特性制御部５３は、ステップＳ１〜Ｓ５による一連の処理の繰り返し回数が所定回数になったか、即ち、周波数掃引が終了したか判定し、周波数掃引が終了していれば周波数特性の設定を終了する。
ステップＳ７：ステップＳ６で周波数掃引が終了してないと判定された場合は設定周波数fIFをfIF+Δfに増加させ、ステップＳ１に戻り、一連の処理ステップＳ１〜Ｓ５を繰り返す。
ステップＳ２：パイロット信号PL1, PL2をディジタルプリディストータ２０に入力する。パイロット信号は、ディジタルプリディストータ２０を介してディジタルアナログ変換器３１でアナログ信号に変換された後、アップコンバート部３３で２段階の周波数アップコンバートを受け、ＲＦ信号として電力増幅器３７に入力される。
ステップＳ３：電力増幅器３７の出力ＲＦ信号を分配し、周波数ダウンコンバート部４０にてベースバンド帯域の歪成分を含むパイロット信号成分を生成する。
ステップＳ４：パイロット信号成分は各歪成分抽出器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃにて各奇数次歪成分を抽出する。このとき、各奇数次歪成分は基本波の上側及び下側に検出される。ステップＳ５：各奇数次歪制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃは検出された各奇数次歪成分を最小とするようにディジタルプリディストータ２０のベクトル調整器234A, 234B, 234Cにより各奇数次歪の位相と利得を制御する。また、各奇数次歪成分を最小にする周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの設定値をそれぞれの奇数次歪成分に対応して記憶部５５に記憶する。ここで各奇数次歪成分は、ある設定値以下になるように調整してもよい。また、その設定値は外部の設定手段、例えばキーボードなどにより設定してもよい。
ステップＳ６：次に周波数特性制御部５３は、ステップＳ１〜Ｓ５による一連の処理の繰り返し回数が所定回数になったか、即ち、周波数掃引が終了したか判定し、周波数掃引が終了していれば周波数特性の設定を終了する。
ステップＳ７：ステップＳ６で周波数掃引が終了してないと判定された場合は設定周波数fIFをfIF+Δfに増加させ、ステップＳ１に戻り、一連の処理ステップＳ１〜Ｓ５を繰り返す。
図３２の実施例においても、周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃは、破線で示すようにそれぞれの奇数次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの入力側に設けてもよいし、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。奇数次歪発生器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの入力側と出力側の両方に周波数特性補償器２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃを設けた場合は、入力側と出力側の周波数特性補償器に対し別々に図３３の処理を実行して周波数特性補償器の特性を設定すればよい。
図１６Ａ，１６Ｂを参照して説明したように、電力増幅器の非線形性は、入力側及び出力側の非線形性の依存関係により決まる。電力増幅器による相互変調歪の周波数特性に対するゲート側（入力側）とドレイン側（出力側）の影響に相違があると、奇数次歪発生器の入力側のみ、又は出力側のみに周波数特性補償器を設けただけでは、図３３の処理により得られる周波数特性補償器の周波数特性を、電力増幅器による相互変調歪の周波数特性に対し十分な逆特性とすることが困難となる場合がある。しかし、奇数次歪発生器の入力側と出力側の両方に周波数特性補償器を設け、それぞれ独立に制御することにより、電力増幅器の入力側及び出力側の周波数特性に対し平坦化する特性、即ち逆特性となる周波数特性を得ることが可能になる。
図１６Ａ，１６Ｂを参照して説明したように、電力増幅器の非線形性は、入力側及び出力側の非線形性の依存関係により決まる。電力増幅器による相互変調歪の周波数特性に対するゲート側（入力側）とドレイン側（出力側）の影響に相違があると、奇数次歪発生器の入力側のみ、又は出力側のみに周波数特性補償器を設けただけでは、図３３の処理により得られる周波数特性補償器の周波数特性を、電力増幅器による相互変調歪の周波数特性に対し十分な逆特性とすることが困難となる場合がある。しかし、奇数次歪発生器の入力側と出力側の両方に周波数特性補償器を設け、それぞれ独立に制御することにより、電力増幅器の入力側及び出力側の周波数特性に対し平坦化する特性、即ち逆特性となる周波数特性を得ることが可能になる。
図３４に図３２の実施例の変形例を示す。図３４では、図１０の実施例と同様にパイロット信号と送信信号をそれぞれ独立なディジタルプリディストータ２０1、２０2で前置歪処理を行う。各ディジタルプリディストータ２０1、２０2の構成は図３２で示した実施例におけるディジタルプリディストータ２０と同様である。パイロット信号側のディジタルプリディストータ２０2の出力はディジタル／アナログ変換器３１2にてアナログ信号に変換され、第１周波数アップコンバート部３４で送信信号と異なる周波数帯域に周波数変換される。周波数アップコンバート部３４の局部発振器３４Ａの設定周波数をディジタルプリディストータ制御部５０にて掃引制御することで電力増幅器３７の動作帯域内のパイロット信号周波数を掃引制御する。２つのディジタルプリディストータ２０1、２０2は、ディジタルプリディストータ制御部５０にてパラメータの同期制御を行う。
このようにして、電力増幅器の周波数特性を考慮してディジタルプリディストータを構成できる。
このようにして、電力増幅器の周波数特性を考慮してディジタルプリディストータを構成できる。
以上説明したように、本発明によれば、(1) 高い歪補償量を達成でき、(2) 簡易な構成が可能であり、(3) 小型な送信機を提供でき、(4) 温度変化又は経年変化に対して歪補償量を最適に維持できるので、例えばマイクロ波帯無線通信送信機の線形電力増幅器、増幅方法及びそのディジタルプリディストータ設定方法に適用できる。
Claims (3)
- ディジタル送信信号と異なる周波数のディジタルパイロット信号を生成するパイロット信号発生器と、
上記ディジタル送信信号と、上記ディジタルパイロット信号を合成する加算器と、
上記加算器の出力信号を入力とし、べき級数モデルにより前置歪処理を行い前置歪付加信号を生成するディジタルプリディストータと、
上記ディジタルプリディストータにより出力された上記前置歪付加信号をアナログ前置歪付加信号に変換するディジタルアナログ変換器と、
上記アナログ前置歪付加信号を送信周波数帯にアップコンバートする周波数アップコンバート部と、
上記アップコンバートされた信号を電力増幅する電力増幅器と、
上記電力増幅器の出力の一部をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号を出力する周波数ダウンコンバート部と、
上記ダウンコンバート信号から上記べき級数モデルと同じ奇数次の歪成分を抽出し、その奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記プリディストータの係数を制御するディジタルプリディストータ制御部、
とを含み、上記ディジタルパイロット信号は上記送信信号よりも狭帯域の変調信号であることを特徴とする線形電力増幅器。 - 請求項１に記載の線形電力増幅器におけるディジタルプリディストータの設定方法であり、
(a) ディジタルパイロット信号を発生するステップと、
(b) 上記ディジタルパイロット信号と上記ディジタル送信信号を合成し、その合成信号に対しべき級数モデルによる予め決めた数の奇数次の歪成分を生成して上記合成信号に付加して前置歪付加信号を生成するステップと、
(c) 上記前置歪付加信号をアナログ前置歪付加信号に変換するステップと、
(d) 上記アナログ前置歪付加信号を予め決めたキャリア周波数で送信周波数帯にアップコンバートするステップと、
(e) 上記アップコンバートされた信号を電力増幅するステップと、
(f) 上記電力増幅された出力信号の一部をダウンコンバートとし、パイロット信号成分を出力するステップと、
(g) 上記パイロット信号成分からべき級数モデルによる奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記ディジタルプリディストータの係数を制御するステップ、
とを含むことを特徴とするディジタルプリディストータ設定方法。 - 請求項２に記載のディジタルプリディストータ設定方法において、上記ステップ(g) は、上記奇数次成分の上記送信信号に対するレベル比が予め決めた値以下となるように上記ディジタルプリディストータの係数を繰り返し調整するステップを含むことを特徴とするディジタルプリディストータ設定方法。
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