JP2006185846A

JP2006185846A - Power supply device

Info

Publication number: JP2006185846A
Application number: JP2004380714A
Authority: JP
Inventors: Yoshinobu Takayanagi; 善信高柳; Takeshi Fukui; 武司福井; Katsuaki Tanaka; 克明田中
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2004-12-28
Filing date: 2004-12-28
Publication date: 2006-07-13

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power supply device enabling stable operation. <P>SOLUTION: A control circuit 51 generates a control signal L5 for lighting a high intensity discharge lamp 8 at constant power. Also, a D-A converter 52 analogically converts the control signal L5 to a control signal L12. Then, the control signal L2 is inputted into the inverting input terminal of a comparator 63B. Since the operation of the power supply device is not made unstable by an oscillating phenomenon, the stable operation of the power supply device is enabled. In addition, the control circuit 51 sets the potential V12 of the control signal L12 within the amplitude voltage range of an oscillating pulse PLS1. As far as the high intensity discharge lamp 8 is in a constant power control mode, the duty ratio of a comparison result signal L22 is not fixed at 0% within a normal operating area. As a result, arc discharge can be prevented from being brought into a glow-discharge or lit-off state without being sustained. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、放電ランプに対する定電力制御機能を有する電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device having a constant power control function for a discharge lamp.

近年、ＨＩＤ（High Intensity Discharge；高輝度放電）ランプと呼ばれる、金属蒸気中の放電により発光する放電ランプが広く用いられ始めている。この高輝度放電ランプとしては、例えばメタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどが挙げられ、高効率で大光束が得られることから、公共施設や産業施設などに広く用いられている。 In recent years, a discharge lamp called a HID (High Intensity Discharge) lamp, which emits light by discharge in metal vapor, has begun to be widely used. Examples of the high-intensity discharge lamp include a metal halide lamp, a high-pressure sodium lamp, a mercury lamp, and the like, and a large luminous flux can be obtained with high efficiency, so that it is widely used in public facilities and industrial facilities.

このような高輝度放電ランプを点灯させるには、大きく分けて以下の３つの段階を経る必要がある。
（１）ランプ電極間に、放電経路を生成する
（２）放電経路の電流を維持・増大させながら、安定放電に移行するように、時間変化するランプ電圧に沿った制御を行う
（３）安定放電状態になったら、ランプ電力に対して定電力制御を行う In order to turn on such a high-intensity discharge lamp, it is necessary to go through the following three steps.
(1) A discharge path is generated between the lamp electrodes. (2) While maintaining / increasing the current in the discharge path, control is performed along the time-varying lamp voltage so as to shift to stable discharge. (3) Stable When discharged, perform constant power control on lamp power

ここで、上記の段階（１）の役割を果たすのが、イグナイタ（高圧パルス発生器）と呼ばれる始動器であり、上記の段階（２）および段階（３）の制御を行うのが、バラストと呼ばれる安定器（電源装置）である。このうち、安定器は主に、チョッパ回路などのスイッチング電源回路と、そのスイッチング電源回路のスイッチング素子に対してＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）制御を行うＰＷＭコントローラとから構成される。 Here, it is a starter called an igniter (high voltage pulse generator) that plays the role of the above stage (1), and the control of the above stage (2) and stage (3) controls the ballast. It is called a ballast (power supply device). Among these, the ballast mainly includes a switching power supply circuit such as a chopper circuit and a PWM controller that performs PWM (Pulse Width Modulation) control on the switching elements of the switching power supply circuit.

このような安定器における定電力制御方法の１つとして、マイコンなどの制御装置を用いたものが挙げられる。これは、この制御装置内の制御回路によって、検出されたランプ電圧およびランプ電流に基づいた電力換算が行われ、一定の電力となるような制御がなされるものである。具体的には、この制御回路から出力されたデジタル制御信号は、アナログ信号に変換され、ＰＷＭコントローラへ重畳される。そしてその信号は、ＰＷＭコントローラ内の三角波発振回路の出力パルスとＰＷＭコントローラ内の比較器で比較され、スイッチング電源回路におけるスイッチング素子のデューティ比が、一定の電力となるよう、パルス制御がなされるようになっている。このように制御回路を用いるようにした場合、安定器全体としての構成が簡易化するという利点がある。 One of the constant power control methods in such a ballast is a method using a control device such as a microcomputer. In this control, power conversion based on the detected lamp voltage and lamp current is performed by a control circuit in the control device, and control is performed so as to obtain constant power. Specifically, the digital control signal output from this control circuit is converted into an analog signal and superimposed on the PWM controller. The signal is compared with the output pulse of the triangular wave oscillation circuit in the PWM controller by a comparator in the PWM controller, and pulse control is performed so that the duty ratio of the switching element in the switching power supply circuit becomes constant power. It has become. When the control circuit is used in this way, there is an advantage that the configuration of the entire ballast is simplified.

例えば、特許文献１には、検出されたランプ電圧とランプ電流とに基づいてデジタル乗算器により算出された電力値と、データテーブルに記録されたデータとを比較することにより、定電力制御となるよう、スイッチング素子の動作をＰＷＭ制御する技術が開示されている。 For example, in Patent Document 1, constant power control is performed by comparing a power value calculated by a digital multiplier based on a detected lamp voltage and lamp current with data recorded in a data table. Thus, a technique for PWM-controlling the operation of the switching element is disclosed.

特開平１１−１４４８８７号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-144887

ところで、上記のようなＰＷＭコントローラの回路構成として、制御回路から出力されアナログ変換された制御信号を、例えばトランジスタなどの非線形素子を介して増幅器の非反転入力端子に入力し、この増幅器からの出力電圧を、上記比較器に入力するように構成することが考えられる。 By the way, as a circuit configuration of the PWM controller as described above, a control signal output from the control circuit and converted into an analog signal is input to a non-inverting input terminal of the amplifier via a non-linear element such as a transistor, and output from the amplifier. It is conceivable that the voltage is input to the comparator.

しかしながら、このような回路構成の場合、トランジスタなどの非線形素子が非線形動作をするため、上記三角波発振回路の振幅電圧範囲外となり、ＰＷＭコントローラからスイッチング電源回路へ供給されるＰＷＭ制御パルスのデューティ比が０％で固定されてしまうことがある。その結果、スイッチング電源回路の動作が停止してしまうこととなるが、このような高輝度放電ランプに対する安定器の場合、特に始動直後のブレークダウン時に高い電圧から低い電圧に瞬時に移行するため、その低い電圧時にスイッチング電源回路からのエネルギーが一瞬でも停止してしまうと、この高輝度放電ランプはアーク放電を維持できずに再び高いインピーダンスの状態となり、点灯するのが困難になってしまうという問題がある。 However, in such a circuit configuration, since a non-linear element such as a transistor performs non-linear operation, it falls outside the amplitude voltage range of the triangular wave oscillation circuit, and the duty ratio of the PWM control pulse supplied from the PWM controller to the switching power supply circuit is It may be fixed at 0%. As a result, the operation of the switching power supply circuit will be stopped, but in the case of a ballast for such a high-intensity discharge lamp, in particular, because a transition from a high voltage to a low voltage instantly occurs during breakdown immediately after starting, If the energy from the switching power supply circuit stops even at a moment when the voltage is low, the high-intensity discharge lamp cannot maintain arc discharge and becomes in a high impedance state again, making it difficult to light up. There is.

そこで、このようなスイッチング電源回路における動作の停止を防止するため、非線形動作をする非線形素子を介さずに、制御回路から出力されアナログ変換された制御信号を増幅器の非反転入力端子に直接入力させた回路構成とし、定電力制御を行うことが考えられる。しかしながら、このように増幅器の反転入力端子にアナログ化された制御信号を入力した場合、応答速度の関係により増幅器における位相余裕が小さくなってしまうと共に、その際の増幅器の利得は十分に大きな値であるため、増幅器が発振してしまい、ＰＷＭコントローラ全体の動作が不安定になってしまうこととなる。 Therefore, in order to prevent the operation of the switching power supply circuit from stopping, the control signal output from the control circuit and converted into an analog signal is directly input to the non-inverting input terminal of the amplifier without using a non-linear element that performs non-linear operation. It is conceivable to perform constant power control with a circuit configuration as described above. However, when an analog control signal is input to the inverting input terminal of the amplifier in this way, the phase margin in the amplifier becomes small due to the response speed, and the gain of the amplifier at that time is a sufficiently large value. As a result, the amplifier oscillates and the operation of the entire PWM controller becomes unstable.

また、制御回路から出力されアナログ変換された制御信号を、増幅器の非反転入力端子ではなく、反転入力端子（基準電圧が入力されている端子）に直接入力させる回路構成も考えられる。しかしながら、この場合も増幅器の基準電圧の電位を変化させている構成のため、やはり応答速度の関係により増幅器が発振してしまい、安定器全体の動作が不安定になってしまうこととなる。 Further, a circuit configuration in which the control signal output from the control circuit and analog-converted is directly input to the inverting input terminal (terminal to which the reference voltage is input) instead of the non-inverting input terminal of the amplifier is also conceivable. However, also in this case, since the potential of the reference voltage of the amplifier is changed, the amplifier oscillates due to the response speed, and the operation of the entire ballast becomes unstable.

このように従来の技術では、安定的な動作を実現することが可能な放電ランプ用の安定器（電源装置）を得るのが困難であった。また、内蔵するスイッチング電源回路の停止に起因してアーク放電が持続されず、グロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能な放電ランプ用の電源装置を得るのが困難であった。 As described above, in the conventional technique, it is difficult to obtain a discharge lamp ballast (power supply device) capable of realizing stable operation. In addition, it is difficult to obtain a power supply device for a discharge lamp that can prevent arc discharge from being sustained due to the stop of the built-in switching power supply circuit and causing glow discharge or light extinction. It was.

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、安定的な動作を実現することが可能な電源装置を提供することである。 The present invention has been made in view of such problems, and a first object thereof is to provide a power supply device capable of realizing a stable operation.

また、本発明の第２の目的は、アーク放電が持続されずグロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能な電源装置を提供することにある。 A second object of the present invention is to provide a power supply device capable of preventing arc discharge from being sustained and causing glow discharge or light extinction.

本発明の電源装置は、放電ランプのランプ電圧を検出するランプ電圧検出回路と、放電ランプのランプ電流を検出するランプ電流検出回路と、ランプ電圧検出回路によって検出されたランプ電圧とランプ電流検出回路によって検出されたランプ電流とに基づいて、放電ランプを定電力点灯させるための制御信号を生成する制御回路と、所定の周波数の発振信号を出力する発振回路と、この発振信号を比較電位として入力する比較電位端子と、固定電位からなる固定電位信号を第１の閾値電位として入力する第１の閾値電位端子と、上記制御信号を第２の閾値電位として入力する第２の閾値電位端子とを有し、第１の閾値電位と比較電位とを比較して固定電位からなる第１の比較結果信号を出力すると共に、第２の閾値電位と比較電位とを比較して可変電位からなる第２の比較結果信号を出力する比較器と、これら第１の比較結果信号および第２の比較結果信号に応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が変化するように、スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング素子駆動回路とを備えたものである。 A power supply apparatus according to the present invention includes a lamp voltage detection circuit that detects a lamp voltage of a discharge lamp, a lamp current detection circuit that detects a lamp current of the discharge lamp, and a lamp voltage and a lamp current detection circuit that are detected by the lamp voltage detection circuit. Based on the lamp current detected by the control circuit, a control circuit that generates a control signal for lighting the discharge lamp at a constant power, an oscillation circuit that outputs an oscillation signal of a predetermined frequency, and the oscillation signal is input as a comparison potential. A comparison potential terminal, a first threshold potential terminal that inputs a fixed potential signal composed of a fixed potential as a first threshold potential, and a second threshold potential terminal that inputs the control signal as a second threshold potential. The first threshold potential and the comparison potential are compared and a first comparison result signal composed of a fixed potential is output, and the second threshold potential and the comparison potential are compared. A comparator that outputs a second comparison result signal having a variable potential, and a duty ratio for the switching element is changed in accordance with the first comparison result signal and the second comparison result signal. And a switching element driving circuit for controlling driving.

本発明の電源装置では、ランプ電圧検出回路およびランプ電流検出回路によってそれぞれ、放電ランプのランプ電圧およびランプ電流が検出される。そして制御回路によって、これらランプ電圧およびランプ電流に基づいて、放電ランプを定電力点灯させるための制御信号が生成される。比較器が有する比較電位端子、第１の閾値電位端子、および第２の閾値電位端子にはそれぞれ、発振回路から出力された発振信号、固定電位信号、および上記制御信号が、それぞれ、比較電位、第１の閾値電位、および第２の閾値電位として入力する。この比較器によって、第１の閾値電位と比較電位とが比較され、固定電位からなる第１の比較結果信号が出力される一方、第２の閾値電位と比較電位とが比較され、可変電位からなる第２の比較結果信号が出力される。そしてスイッチング素子駆動回路によって、これら第１の比較結果信号および第２の比較結果信号に応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が変化するように、スイッチング素子の駆動が制御される。 In the power supply device of the present invention, the lamp voltage and the lamp current of the discharge lamp are detected by the lamp voltage detection circuit and the lamp current detection circuit, respectively. The control circuit generates a control signal for lighting the discharge lamp at constant power based on the lamp voltage and lamp current. The comparison potential terminal, the first threshold potential terminal, and the second threshold potential terminal of the comparator have an oscillation signal, a fixed potential signal, and the control signal output from the oscillation circuit, respectively, as a comparison potential, Input as the first threshold potential and the second threshold potential. The comparator compares the first threshold potential with the comparison potential, and outputs a first comparison result signal having a fixed potential, while comparing the second threshold potential with the comparison potential, and from the variable potential. The second comparison result signal is output. Then, the switching element driving circuit controls the driving of the switching element so that the duty ratio with respect to the switching element changes according to the first comparison result signal and the second comparison result signal.

本発明の電源装置では、制御回路が、正常動作範囲内においてスイッチング素子に対するデューティ比が０％で固定されないように、上記制御信号の電位を設定するように構成することが好ましい。この場合において、制御回路が、この制御信号の電位を、上記発振信号の振幅電圧範囲内に設定するように構成することが可能である。 In the power supply device of the present invention, the control circuit is preferably configured to set the potential of the control signal so that the duty ratio to the switching element is not fixed at 0% within the normal operation range. In this case, the control circuit can be configured to set the potential of the control signal within the amplitude voltage range of the oscillation signal.

本発明の電源装置では、それぞれ一定の電位に接続された２つの入力端子間の電位差を増幅した固定電位からなる固定増幅信号を、上記固定電位信号として第１の閾値電位端子に入力する増幅器をさらに備えるように構成することが可能である。また、上記スイッチング電源回路によって生成された直流出力電圧に基づいて交流出力電圧を生成すると共に放電ランプへ供給するインバータ回路をさらに備えるように構成することが可能である。 In the power supply device of the present invention, an amplifier that inputs a fixed amplification signal, which is a fixed potential obtained by amplifying a potential difference between two input terminals connected to a constant potential, to the first threshold potential terminal as the fixed potential signal. It can be configured to further comprise. Moreover, it is possible to further comprise an inverter circuit that generates an AC output voltage based on the DC output voltage generated by the switching power supply circuit and supplies the AC output voltage to the discharge lamp.

本発明の電源装置では、制御回路が、上記ランプ電圧と所定の電圧値とを比較すると共に、このランプ電圧が所定の電圧値よりも小さくなるのに応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が大きくなるように制御信号がなす第２の閾値電位を変化させる一方、このランプ電圧が所定の電圧値よりも大きくなるのに応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が大きくなるように第２の閾値電位を変化させるように構成することが可能である。 In the power supply device of the present invention, the control circuit compares the lamp voltage with a predetermined voltage value, and the duty ratio for the switching element increases as the lamp voltage becomes smaller than the predetermined voltage value. As described above, the second threshold potential generated by the control signal is changed, and the second threshold potential is changed so that the duty ratio with respect to the switching element increases as the ramp voltage becomes larger than a predetermined voltage value. It is possible to make it constitute.

本発明の電源装置によれば、放電ランプが定電力点灯するための制御信号を制御回路によって生成すると共に比較器が有する第２の閾値電位端子に入力するようにしたので、発振現象などにより動作が不安定となることがなく、安定的な動作を実現することが可能となる。 According to the power supply device of the present invention, the control signal for causing the discharge lamp to light at constant power is generated by the control circuit and is input to the second threshold potential terminal of the comparator. Therefore, stable operation can be realized without becoming unstable.

また、制御回路によって、正常動作範囲内においてスイッチング素子に対するデューティ比が０％で固定されないように設定するようにした場合には、アーク放電が持続されずグロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能となる。 In addition, when the control circuit is set so that the duty ratio to the switching element is not fixed at 0% within the normal operating range, the arc discharge is not sustained and the glow discharge or the extinguishing state is reached. It becomes possible to prevent.

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention (hereinafter simply referred to as an embodiment) will be described in detail with reference to the drawings.

図１は、本発明の一実施の形態に係る電源装置の構成を表すものである。この電源装置は、負荷である高輝度放電ランプ８が定電力点灯するように、高圧を発生し始動器として動作するイグナイタ７を介して制御を行うものである。この電源装置は、図示しない高圧側電源から供給される高圧の直流入力電圧Ｖinをチョッピング処理によって降圧し、低圧の直流出力電圧Ｖ１を得るチョッパ回路１と、フルブリッジ型の４つのスイッチング素子を有するインバータ回路２と、電流検出回路３と、電圧検出回路４と、高輝度放電ランプ８に対する定電力動作の制御を行う制御回路５１と、この制御回路５１からの制御信号Ｌ５に対するデジタル／アナログ変換（Ｄ／Ａ変換）を行うＤ／Ａ変換器５２と、チョッパ回路１を駆動するための駆動パルスＰＬＳ２を生成するＰＷＭコントローラ６とを備えている。なお、上記の高圧電源は、高圧バッテリであってもよいし、あるいは交流発電機と整流回路との組み合わせであってもよいし、さらに、それらの組み合わせであってもよい。 FIG. 1 shows a configuration of a power supply device according to an embodiment of the present invention. This power supply device performs control via an igniter 7 that generates a high voltage and operates as a starter so that the high-intensity discharge lamp 8 that is a load lights at a constant power. This power supply device includes a chopper circuit 1 that steps down a high-voltage DC input voltage Vin supplied from a high-voltage power supply (not shown) to obtain a low-voltage DC output voltage V1, and four full-bridge switching elements. The inverter circuit 2, the current detection circuit 3, the voltage detection circuit 4, the control circuit 51 for controlling the constant power operation for the high-intensity discharge lamp 8, and the digital / analog conversion for the control signal L 5 from the control circuit 51 ( A D / A converter 52 that performs D / A conversion) and a PWM controller 6 that generates a drive pulse PLS2 for driving the chopper circuit 1 are provided. The high-voltage power source may be a high-voltage battery, or a combination of an AC generator and a rectifier circuit, or a combination thereof.

チョッパ回路１は、直流入力電圧Ｖinが印加される一対の入力端子Ｔ１，Ｔ２、および直流出力電圧Ｖ１が出力される一対のチョッパ回路出力端子Ｔ３，Ｔ４の間をそれぞれ接続する電源線ＬＨおよび接地線ＬＧと、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された入力平滑コンデンサ１１と、入力平滑コンデンサ１１の出力側（入力端子Ｔ１，Ｔ２とは反対側）の電源線ＬＨに挿入配置されたＮチャネルＦＥＴ（Field Effect Transistor；電界効果トランジスタ）１２とを備えている。ＮチャネルＦＥＴ１２は、そのドレインＤが入力端子Ｔ１側に接続され、ソースＳがチョッパ回路出力端子Ｔ３側に接続されるように配置されている。また、ＮチャネルＦＥＴ１２のゲートＧは、後述するＰＷＭコントローラ６内の駆動回路６４の出力端子ＶＯに接続されている。入力平滑コンデンサ１１は、入力された直流入力電圧Ｖinを平滑化するためのものであり、ＮチャネルＦＥＴ１２は、直流入力電圧Ｖinを断続してほぼ矩形状のパルス電圧を生成するスイッチング素子として機能するものである。なお、ＮチャネルＦＥＴ１２の配置はこれに限られるものではなく、接地線ＬＧと下記の整流ダイオード１３のアノードとの間に挿入配置するようにしてもよい。また、図中のドレイン電圧Ｖ_D、ソース電圧Ｖ_Sおよびゲート電圧Ｖ_Gは、接地線ＬＧに対するＮチャネルＦＥＴ１２のドレインＤ、ソースＳおよびゲートＧの電位をそれぞれ表している。 The chopper circuit 1 includes a power line LH and a ground that connect a pair of input terminals T1 and T2 to which a DC input voltage Vin is applied and a pair of chopper circuit output terminals T3 and T4 to which a DC output voltage V1 is output, respectively. Line LG, an input smoothing capacitor 11 connected between the input terminals T1 and T2, and an N-channel FET inserted in the power line LH on the output side of the input smoothing capacitor 11 (the side opposite to the input terminals T1 and T2) (Field Effect Transistor) 12 is provided. The N-channel FET 12 is arranged such that its drain D is connected to the input terminal T1 side and its source S is connected to the chopper circuit output terminal T3 side. The gate G of the N-channel FET 12 is connected to an output terminal VO of a drive circuit 64 in the PWM controller 6 described later. The input smoothing capacitor 11 is for smoothing the input DC input voltage Vin, and the N-channel FET 12 functions as a switching element that generates a substantially rectangular pulse voltage by intermittently connecting the DC input voltage Vin. Is. The arrangement of the N-channel FET 12 is not limited to this, and it may be inserted between the ground line LG and the anode of the rectifier diode 13 described below. Also, the drain voltage V _D , source voltage V _S and gate voltage V _G in the figure represent the potentials of the drain D, source S and gate G of the N-channel FET 12 with respect to the ground line LG, respectively.

チョッパ回路１はまた、ＮチャネルＦＥＴ１２のソース側の電源線ＬＨにカソードが接続され、接地線ＬＧにアノードが接続された整流ダイオード１３と、この整流ダイオード１３のカソードよりもチョッパ回路出力端子Ｔ３側の電源線ＬＨに挿入配置されたチョークコイル１４と、このチョークコイル１４よりも出力側の電源線ＬＨと接地線ＬＧとの間（すなわち、チョッパ回路出力端子Ｔ３，Ｔ４の間）に接続された出力平滑コンデンサ１５とを備えている。整流ダイオード１３は、ＮチャネルＦＥＴ１２によって生成されたパルス電圧を整流するものであり、チョークコイル１４および出力平滑コンデンサ１５は、この整流された電圧波形を平滑化するためのものである。なお、チョッパ回路出力端子Ｔ３，Ｔ４には、インバータ回路２が接続されている。チョッパ回路１はこのような構成により、ＰＷＭコントローラ６から出力される駆動パルスＰＬＳ２に応じて、約数十〜数百ｋＨｚの動作周期でチョッピング動作をし、直流出力電圧Ｖ１をインバータ回路２へ供給するようになっている。 The chopper circuit 1 also includes a rectifier diode 13 having a cathode connected to the power line LH on the source side of the N-channel FET 12 and an anode connected to the ground line LG, and a chopper circuit output terminal T3 side from the cathode of the rectifier diode 13. Connected to the choke coil 14 inserted in the power line LH and between the power line LH on the output side of the choke coil 14 and the ground line LG (that is, between the chopper circuit output terminals T3 and T4). And an output smoothing capacitor 15. The rectifier diode 13 rectifies the pulse voltage generated by the N-channel FET 12, and the choke coil 14 and the output smoothing capacitor 15 are for smoothing the rectified voltage waveform. The inverter circuit 2 is connected to the chopper circuit output terminals T3 and T4. With such a configuration, the chopper circuit 1 performs a chopping operation with an operation cycle of about several tens to several hundreds of kHz in accordance with the drive pulse PLS2 output from the PWM controller 6, and supplies the DC output voltage V1 to the inverter circuit 2. It is supposed to be.

インバータ回路２は、互いにブリッジ接続された４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を有している。具体的には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の一端同士が互いに接続されて接続点Ｐ４を構成すると共に、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の一端同士が互いに接続されて接続点Ｐ５を構成している。また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の他端同士が互いに接続されて接続点Ｐ２を構成すると共に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の他端同士が互いに接続されて接続点Ｐ３を構成し、これら接続点Ｐ２，Ｐ３は、それぞれチョッパ回路出力端子Ｔ３，Ｔ４に接続されている。また、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はそれぞれ、制御回路５１からの制御信号Ｌ１〜Ｌ４によって、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態の期間と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態の期間とが交互に切り換えられるようになっている。インバータ回路２はこのような構成により、チョッパ回路出力端子Ｔ３，Ｔ４間に印加されるチョッパ回路１からの直流出力電圧Ｖ１を、約数百Ｈｚの動作周期による上記のスイッチング動作で交流出力電圧Ｖ２に変換し、この交流出力電圧Ｖ２をインバータ出力端子Ｔ５，Ｔ６およびイグナイタ７を介して高輝度放電ランプ８に供給するようになっている。なお、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はそれぞれ、例えばＦＥＴや、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子により構成される。 The inverter circuit 2 includes four switching elements S1 to S4 that are bridge-connected to each other. Specifically, one ends of the switching elements S1 and S2 are connected to each other to form a connection point P4, and one ends of the switching elements S3 and S4 are connected to each other to form a connection point P5. The other ends of the switching elements S1 and S3 are connected to each other to form a connection point P2, and the other ends of the switching elements S2 and S4 are connected to each other to form a connection point P3. P3 is connected to chopper circuit output terminals T3 and T4, respectively. Further, these switching elements S1 to S4 are controlled by the control signals L1 to L4 from the control circuit 51, respectively, while the switching elements S1 and S4 are on and the switching elements S2 and S3 are off, and the switching elements S2 and S3 are In the on state, the switching elements S1 and S4 are alternately switched to the off period. With this configuration, the inverter circuit 2 converts the DC output voltage V1 from the chopper circuit 1 applied between the chopper circuit output terminals T3 and T4 into the AC output voltage V2 by the above switching operation with an operation cycle of about several hundred Hz. The AC output voltage V2 is supplied to the high-intensity discharge lamp 8 via the inverter output terminals T5 and T6 and the igniter 7. Each of the switching elements S1 to S4 is configured by a switching element such as an FET, a bipolar transistor, or an IGBT (Insulated Gate Bipolor Transistor).

電流検出回路３は、チョッパ回路出力端子Ｔ４と接続点Ｐ３との間で接地線ＬＧに挿入配置されている。電流検出回路３はこのような構成により、チョッパ回路１の直流出力電流Ｉ１を高輝度放電ランプ８のランプ電流として検出し、電圧に変換するようになっており、このランプ電流Ｉ１の大きさに対応するランプ電流信号ＬＩを、制御回路５１の電流入力端子ＶＩに出力するようになっている。なお、この電流検出回路３の配置はこれに限られるものではなく、チョッパ回路出力端子Ｔ３と接続点Ｐ２との間で電源線ＬＨに挿入配置するようにしてもよい。 The current detection circuit 3 is inserted into the ground line LG between the chopper circuit output terminal T4 and the connection point P3. With this configuration, the current detection circuit 3 detects the DC output current I1 of the chopper circuit 1 as a lamp current of the high-intensity discharge lamp 8, and converts it into a voltage. The magnitude of the lamp current I1 is as follows. A corresponding lamp current signal LI is output to the current input terminal VI of the control circuit 51. The arrangement of the current detection circuit 3 is not limited to this, and the current detection circuit 3 may be inserted into the power supply line LH between the chopper circuit output terminal T3 and the connection point P2.

電圧検出回路４は、接続点Ｐ２と制御回路５１の電圧入力端子ＶＶとの間に挿入配置されている。電圧検出回路４はこのような構成により、チョッパ回路１の直流出力電圧Ｖ１を高輝度放電ランプ８のランプ電圧として検出し、このランプ電圧Ｖ１の大きさに対応するランプ電圧信号ＬＶを、制御回路５１の電圧入力端子ＶＶに出力するようになっている。なお、この電圧検出回路４の具体的な回路構成としては、例えば、接続点Ｐ２と接地との間に配置された図示しない分圧抵抗よって、直流出力電圧Ｖ１を検出すると共にこれに応じた信号ＬＶを生成するものが挙げられる。 The voltage detection circuit 4 is disposed between the connection point P2 and the voltage input terminal VV of the control circuit 51. With such a configuration, the voltage detection circuit 4 detects the DC output voltage V1 of the chopper circuit 1 as the lamp voltage of the high-intensity discharge lamp 8, and generates a lamp voltage signal LV corresponding to the magnitude of the lamp voltage V1. 51 is output to the voltage input terminal VV. As a specific circuit configuration of the voltage detection circuit 4, for example, a DC output voltage V1 is detected by a voltage dividing resistor (not shown) disposed between the connection point P2 and the ground, and a signal corresponding thereto is detected. The thing which produces LV is mentioned.

制御回路５１は、電流入力端子ＶＩと、電圧入力端子ＶＶと、４つのスイッチング素子制御端子ＶＳ１〜ＶＳ４と、ｎ個（ｎ：１以上の自然数）の出力端子ＶＯ１〜ＶＯｎとを有している。電流入力端子ＶＩはランプ電流信号ＬＩを介して電流検出回路３に接続され、電圧入力端子ＶＶはランプ電圧信号ＬＶを介して電圧検出回路４に接続され、スイッチング制御端子ＶＳ１〜ＶＳ４はそれぞれ、制御信号Ｌ１〜Ｌ４を介してインバータ回路２内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に接続され、出力端子ＶＯ１〜ＶＯｎは、ｎビットの制御信号Ｌ５を介してＤ／Ａ変換器５２の入力端子に接続されている。この制御回路５１は、前述のように高輝度放電ランプ８に対する定電力動作の制御を行うものである。具体的には、電流検出回路３によって検出されたランプ電流Ｉ１に対応するランプ電流信号ＬＩと、電圧検出回路４によって検出されたランプ電圧Ｖ１に対応するランプ電圧信号ＬＶとに基づいて演算を行い、高輝度放電ランプ８を定電力点灯させるためのデジタル（ｎビット）の制御信号Ｌ５を生成すると共に、Ｄ／Ａ変換器５２を介してこれらの制御信号を、ＰＷＭコントローラ６へ出力するようになっている。この制御回路５１はまた、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作を制御する制御信号Ｌ１〜Ｌ４を生成し、これらのスイッチング素子に供給するようになっている。なお、この制御回路５１は、例えばマイコンなどにより構成され、その場合、これら定電力動作の制御は、ソフトウェアによりなされるようになっている。 The control circuit 51 includes a current input terminal VI, a voltage input terminal VV, four switching element control terminals VS1 to VS4, and n (n: a natural number of 1 or more) output terminals VO1 to VOn. . The current input terminal VI is connected to the current detection circuit 3 via the lamp current signal LI, the voltage input terminal VV is connected to the voltage detection circuit 4 via the ramp voltage signal LV, and the switching control terminals VS1 to VS4 are respectively controlled. The output terminals VO1 to VOn are connected to the input terminal of the D / A converter 52 via the n-bit control signal L5 via the signals L1 to L4. Yes. The control circuit 51 controls the constant power operation for the high-intensity discharge lamp 8 as described above. Specifically, the calculation is performed based on the lamp current signal LI corresponding to the lamp current I1 detected by the current detection circuit 3 and the lamp voltage signal LV corresponding to the lamp voltage V1 detected by the voltage detection circuit 4. A digital (n-bit) control signal L5 for lighting the high-intensity discharge lamp 8 at a constant power is generated, and these control signals are output to the PWM controller 6 via the D / A converter 52. It has become. The control circuit 51 also generates control signals L1 to L4 for controlling the switching operations of the switching elements S1 to S4 and supplies them to these switching elements. The control circuit 51 is constituted by, for example, a microcomputer, and in this case, control of these constant power operations is performed by software.

Ｄ／Ａ変換器５２の入力端子は、ｎビットの制御信号Ｌ５を介して制御回路５１の出力端子ＶＯ１〜ＶＯｎに接続され、出力端子は、後述するように、制御信号Ｌ１２を介してＰＷＭコントローラ６内の比較器６３Ｂにおける反転入力端子に接続されている。このＤ／Ａ変換器５２は、前述のように制御回路５１からのデジタルの制御信号Ｌ５に対してＤ／Ａ変換を行い、アナログの制御信号Ｌ１２を生成するものであり、例えば複数の抵抗器が交互に接続された、いわゆるＲ−２Ｒラダーなどにより構成される。 The input terminal of the D / A converter 52 is connected to the output terminals VO1 to VOn of the control circuit 51 via an n-bit control signal L5, and the output terminal is connected to the PWM controller via a control signal L12 as will be described later. 6 is connected to the inverting input terminal of the comparator 63B. The D / A converter 52 performs D / A conversion on the digital control signal L5 from the control circuit 51 as described above to generate an analog control signal L12. For example, a plurality of resistors Are constituted by a so-called R-2R ladder or the like connected alternately.

ここで、この電源装置では、制御回路５１から出力されるｎビットの制御信号Ｌ５によって、ソフトスタート機能を利用したＰＷＭコントローラ６の動作モードが決定され、ＰＷＭコントローラ６では、高輝度放電ランプ６の電力状態に応じた動作がなされるようになっている。図２は、このソフトスタート機能を利用したＰＷＭコントローラ６の動作モードと、制御回路５１から出力されるｎビットの制御信号Ｌ５と、Ｄ／Ａ変換器５２により出力される制御信号Ｌ１２の電圧Ｖ１２との関係の一例を表すものである。この図において、横軸はＰＷＭコントローラ６の動作モードを、右側の縦軸は８ビットの制御信号Ｌ５の値を１６進数および１０進数（かっこ内の値）で示したものを、左側の縦軸はこれら制御信号Ｌ５の値に対応した制御信号Ｌ１２の電圧Ｖ１２を表している。なお、この例では、制御信号Ｌ５は８ビットであるものとし、また、制御信号Ｌ１２の電圧Ｖ１２は、０〜４．００Ｖまでの電圧範囲であるものとする。また、図中の符号Ｘ１，Ｙ１で示した範囲は、制御回路５１の制御範囲を表している。 Here, in this power supply device, the operation mode of the PWM controller 6 using the soft start function is determined by the n-bit control signal L5 output from the control circuit 51. In the PWM controller 6, the high-intensity discharge lamp 6 is The operation according to the power state is performed. FIG. 2 shows the operation mode of the PWM controller 6 using this soft start function, the n-bit control signal L5 output from the control circuit 51, and the voltage V12 of the control signal L12 output from the D / A converter 52. Represents an example of the relationship. In this figure, the horizontal axis indicates the operation mode of the PWM controller 6, the right vertical axis indicates the value of the 8-bit control signal L5 in hexadecimal and decimal numbers (value in parentheses), and the left vertical axis. Represents the voltage V12 of the control signal L12 corresponding to the value of the control signal L5. In this example, the control signal L5 is assumed to be 8 bits, and the voltage V12 of the control signal L12 is assumed to be in a voltage range from 0 to 4.00V. In addition, the range indicated by reference signs X1 and Y1 in the figure represents the control range of the control circuit 51.

このように、この例では、ＰＷＭコントローラ６の動作モードは、制御信号Ｌ５＝「００Ｈ（０）」〜「５０Ｈ（８０）」、すなわち電圧Ｖ１２＝０Ｖ〜０．８０Ｖまでの区間に対応する停止モードＡと、制御信号Ｌ５＝「６４Ｈ（１００）」〜「Ｃ０Ｈ（１９２）」、すなわち電圧Ｖ１２＝１．００Ｖ〜１．９２Ｖまでの区間に対応する定電力制御モードと、制御信号Ｌ５＝「Ｃ０Ｈ（１９２）」〜「ＦＦＨ（２５５）」、すなわち電圧Ｖ１２＝１．９２Ｖ〜２．５５Ｖまでの区間に対応する停止モードＢとに大別される。なお、停止モードＡと定電力制御モードとの間に位置する、制御信号Ｌ５＝「５０Ｈ（８０）」〜「６４Ｈ（１００）」、すなわち電圧Ｖ１２＝０．８０Ｖ〜１．００Ｖまでの区間は、ＰＷＭコントローラ６のスタンバイモードである。 Thus, in this example, the operation mode of the PWM controller 6 is the control signal L5 = “00H (0)” to “50H (80)”, that is, the stop corresponding to the interval from the voltage V12 = 0V to 0.80V. The mode A, the control signal L5 = “64H (100)” to “C0H (192)”, that is, the constant power control mode corresponding to the voltage V12 = 1.00V to 1.92V, and the control signal L5 = “ C0H (192) "to" FFH (255) ", that is, the stop mode B corresponding to the section of voltage V12 = 1.92V to 2.55V. Note that the control signal L5 = “50H (80)” to “64H (100)”, which is located between the stop mode A and the constant power control mode, that is, the voltage V12 = 0.80V to 1.00V, The standby mode of the PWM controller 6.

停止モードＡは、後述するように、ＰＷＭコントローラ６からチョッパ回路１への制御パルスＰＬＳ２の供給を停止させる動作モードである。このとき、チョッパ回路１内のＮチャネルＦＥＴ１２がオフ状態となることから、電源装置の動作は停止する。この停止モードＡは、例えば高輝度放電ランプ８が所定の電力値よりも電力の大きい過電力状態にある場合など、システムに異常が生じたときに設定されるものである。 The stop mode A is an operation mode in which the supply of the control pulse PLS2 from the PWM controller 6 to the chopper circuit 1 is stopped, as will be described later. At this time, since the N-channel FET 12 in the chopper circuit 1 is turned off, the operation of the power supply device is stopped. This stop mode A is set when an abnormality occurs in the system, for example, when the high-intensity discharge lamp 8 is in an overpower state in which the power is larger than a predetermined power value.

定電力制御モードは、高輝度放電ランプ８に対して定電力制御を行うときに設定される動作モードである。この定電力制御モードでは、制御信号Ｌ５の値が「６４Ｈ（１００）」から「Ｃ０Ｈ（１９２）」へ増加するのに応じて、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比も増加する（例えば、０％〜４６％）ように、ＰＷＭコントローラ６内で設定される。このような構成により、後述するように、制御回路５１からの制御信号Ｌ５によって、チョッパ回路１へ供給される制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が、任意の値に設定されるようになっている。また、この制御信号Ｌ１２の電圧Ｖ１２は、後述するように、ＰＷＭコントローラ６内の発振回路６２から出力される発振パルスＰＬＳ１の振幅電圧範囲内となるように設定されており、これにより定電力制御モードである限り、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が正常状態において０％には固定されないようになっている。 The constant power control mode is an operation mode that is set when constant power control is performed on the high-intensity discharge lamp 8. In this constant power control mode, as the value of the control signal L5 increases from “64H (100)” to “C0H (192)”, the duty ratio of the control pulse PLS2 also increases (for example, 0% to 46). %) In the PWM controller 6. With such a configuration, the duty ratio of the control pulse PLS2 supplied to the chopper circuit 1 is set to an arbitrary value by a control signal L5 from the control circuit 51, as will be described later. The voltage V12 of the control signal L12 is set so as to be within the amplitude voltage range of the oscillation pulse PLS1 output from the oscillation circuit 62 in the PWM controller 6 as will be described later. As long as the mode is selected, the duty ratio of the control pulse PLS2 is not fixed to 0% in the normal state.

なお、停止モードＢは、やはり制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が最大となり、電源装置の動作が停止する動作モードである。この停止モードＢは、例えばこの電源装置がラッチアップ状態となった場合などに設定される。 The stop mode B is an operation mode in which the duty ratio of the control pulse PLS2 is maximized and the operation of the power supply device is stopped. This stop mode B is set, for example, when this power supply device is in a latch-up state.

図１に戻り、ＰＷＭコントローラ６は、基準電圧Ｖ３と接続点Ｐ６との間の電位差を増幅する増幅器６１と、所定の周期の三角波からなる発振パルスＰＬＳ１（発振信号）を生成する発振回路６２と、比較器６３Ａ，６３Ｂからなる比較器６３と、それぞれ比較器６３Ａ，６３Ｂから出力される比較結果信号Ｌ２１，Ｌ２２に基づいて、チョッパ回路１を実際に駆動するための駆動パルスＰＬＳ２を生成する駆動回路６４とを有している。 Returning to FIG. 1, the PWM controller 6 includes an amplifier 61 that amplifies the potential difference between the reference voltage V3 and the connection point P6, and an oscillation circuit 62 that generates an oscillation pulse PLS1 (oscillation signal) composed of a triangular wave having a predetermined period. Drive for generating a drive pulse PLS2 for actually driving the chopper circuit 1 based on the comparator 63 composed of the comparators 63A and 63B and the comparison result signals L21 and L22 output from the comparators 63A and 63B, respectively. Circuit 64.

増幅器６１の非反転入力端子はＰＷＭコントローラ６の外部に配置された基準電圧電源６１１に接続され、反転入力端子は接続点Ｐ６に接続され、出力端子は比較器６３Ａの反転入力端子に接続されている。基準電圧電源６１１からは基準電圧Ｖ３が供給され、接続点Ｐ６には、定電圧電源６１２から供給される定電圧Ｖ４がＰＷＭコントローラ６の外部に配置された分圧抵抗６１３，６１４によって分圧された電圧が供給される。増幅器６１はこのような構成により、基準電圧Ｖ３と接続点Ｐ６との電位差を増幅し、固定電位Ｖ１１からなる固定増幅信号Ｌ１１を比較器６３Ａへ出力するようになっている。また、この固定増幅信号Ｌ１１の固定電位Ｖ１１は、発振回路６２から出力される発振パルスＰＬＳ１の電位よりも常に大きくなるように設定されている。 The non-inverting input terminal of the amplifier 61 is connected to a reference voltage power supply 611 arranged outside the PWM controller 6, the inverting input terminal is connected to the connection point P6, and the output terminal is connected to the inverting input terminal of the comparator 63A. Yes. The reference voltage V3 is supplied from the reference voltage power supply 611, and the constant voltage V4 supplied from the constant voltage power supply 612 is divided at the connection point P6 by the voltage dividing resistors 613 and 614 arranged outside the PWM controller 6. Voltage is supplied. With such a configuration, the amplifier 61 amplifies the potential difference between the reference voltage V3 and the connection point P6, and outputs a fixed amplification signal L11 composed of the fixed potential V11 to the comparator 63A. The fixed potential V11 of the fixed amplification signal L11 is set so as to be always higher than the potential of the oscillation pulse PLS1 output from the oscillation circuit 62.

発振回路６２の出力端子は、比較器６３Ａ，Ｂの非反転入力端子に接続されている。また、比較器６３Ａの反転入力端子は固定増幅信号Ｌ１１を介して増幅器６１の出力端子に接続され、比較器６３Ａの出力端子は比較結果信号Ｌ２１を介して駆動回路６４の入力端子ＶＣ１に接続されている。また、比較器６３Ｂの反転入力端子は制御信号Ｌ１２を介してＤ／Ａ変換器５２の出力端子に接続され、比較器６３Ｂの出力端子は比較結果信号Ｌ２２を介して駆動回路６４の入力端子ＶＣ２に接続されている。比較器６３Ａはこのような構成により、後述するように、増幅器６１から出力された固定増幅信号Ｌ１１の固定電位Ｖ１１と発振パルスＰＬＳ１の電位とを比較し、固定電位からなる比較結果信号Ｌ２１を駆動回路６４へ出力するようになっている。一方、比較器６３Ｂはこのような構成により、後述するように、Ｄ／Ａ変換器５２から出力される制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２と発振パルスＰＬＳ１の電位とを比較し、可変電位からなる比較結果信号Ｌ２２を駆動回路６４へ出力するようになっている。また、制御回路５１から出力されたデジタルの制御信号Ｌ５に基づいてアナログ変換された制御信号Ｌ１２は、増幅器６１の入力端子ではなく比較器６３Ｂの入力端子（反転入力端子）に入力されているので、増幅器における位相余裕が小さくなることから生じる発振現象などは生じず、ＰＷＭコントローラ６全体の動作は安定に保たれるようになっている。 The output terminal of the oscillation circuit 62 is connected to the non-inverting input terminals of the comparators 63A and 63B. The inverting input terminal of the comparator 63A is connected to the output terminal of the amplifier 61 via the fixed amplification signal L11, and the output terminal of the comparator 63A is connected to the input terminal VC1 of the drive circuit 64 via the comparison result signal L21. ing. The inverting input terminal of the comparator 63B is connected to the output terminal of the D / A converter 52 via the control signal L12, and the output terminal of the comparator 63B is connected to the input terminal VC2 of the drive circuit 64 via the comparison result signal L22. It is connected to the. With this configuration, the comparator 63A compares the fixed potential V11 of the fixed amplification signal L11 output from the amplifier 61 with the potential of the oscillation pulse PLS1, and drives the comparison result signal L21 having a fixed potential, as will be described later. The output is made to the circuit 64. On the other hand, as described later, the comparator 63B compares the potential V12 of the control signal L12 output from the D / A converter 52 with the potential of the oscillation pulse PLS1, and the comparison result consisting of a variable potential. The signal L22 is output to the drive circuit 64. Further, the control signal L12 analog-converted based on the digital control signal L5 output from the control circuit 51 is input not to the input terminal of the amplifier 61 but to the input terminal (inverted input terminal) of the comparator 63B. The oscillation phenomenon or the like caused by the small phase margin in the amplifier does not occur, and the entire operation of the PWM controller 6 is kept stable.

駆動回路６４は、入力端子ＶＣ１，ＶＣ２と、出力端子ＶＯとを有している。入力端子ＶＣ１，ＶＣ２はそれぞれ、比較結果信号Ｌ２１，Ｌ２２を介して比較器６３Ａ，６３Ｂの出力端子に接続され、出力端子ＶＯはＮチャネルＦＥＴ１２のゲートＧに接続されている。この駆動回路６４は、比較器６３Ａ，６３Ｂからそれぞれ出力される比較結果信号Ｌ２１，Ｌ２２に基づいて、出力端子ＶＯからＮチャネルＦＥＴ１２のゲートＧに供給される駆動パルスＰＬＳ２を生成するものである。駆動回路６４はこのような構成により、駆動パルスＰＬＳ２によって、ＮチャネルＦＥＴ１２をＰＷＭ制御駆動するようになっている。なお、図１の例では、駆動回路６４から出力された駆動パルスＰＬＳ２が直接ＮチャネルＦＥＴ１２に供給されているが、例えば、一定のアンプを介してＮチャネルＦＥＴ１２に供給するように構成してもよい。 The drive circuit 64 has input terminals VC1 and VC2 and an output terminal VO. The input terminals VC1 and VC2 are connected to the output terminals of the comparators 63A and 63B via the comparison result signals L21 and L22, respectively, and the output terminal VO is connected to the gate G of the N-channel FET 12. The drive circuit 64 generates a drive pulse PLS2 supplied from the output terminal VO to the gate G of the N-channel FET 12 based on the comparison result signals L21 and L22 output from the comparators 63A and 63B, respectively. With this configuration, the drive circuit 64 drives the N-channel FET 12 by PWM control using the drive pulse PLS2. In the example of FIG. 1, the drive pulse PLS2 output from the drive circuit 64 is directly supplied to the N-channel FET 12. However, for example, the drive pulse PLS2 may be supplied to the N-channel FET 12 via a certain amplifier. Good.

イグナイタ７は、高輝度ランプ８を点灯させる際に、高輝度ランプ８の図示しないランプ電極間に放電経路を生成する始動器として機能するものであり、インバータ回路２と高輝度放電ランプ８との間に挿入配置されている。また、高輝度放電ランプ８は、金属蒸気中の放電により発光する放電ランプであり、例えばメタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどが挙げられる。この高輝度放電ランプ８は、イグナイタ７によって放電経路が生成され、安定放電に移行された後は、インバータ回路２から供給される交流出力電流によって、定電力制御がなされる。 The igniter 7 functions as a starter that generates a discharge path between lamp electrodes (not shown) of the high-intensity lamp 8 when the high-intensity lamp 8 is lit. It is inserted between them. The high-intensity discharge lamp 8 is a discharge lamp that emits light by discharge in metal vapor, and examples thereof include a metal halide lamp, a high-pressure sodium lamp, and a mercury lamp. The high-intensity discharge lamp 8 is subjected to constant power control by an AC output current supplied from the inverter circuit 2 after a discharge path is generated by the igniter 7 and transition to stable discharge.

ここで、チョッパ回路１は、本発明における「スイッチング電源回路」の一具体例に対応するものであり、ＮチャネルＦＥＴ１２は、本発明における「スイッチング素子」の一具体例である。また、「高輝度放電ランプ８」は、本発明における「放電ランプ」の一具体例である。また、電流検出回路３および電圧検出回路４はそれぞれ、本発明における「ランプ電流検出回路」および「ランプ電圧検出回路」の一具体例に対応するものである。また、制御回路５１およびＤ／Ａ変換器５２は、本発明における「制御回路」の一具体例であり、制御信号Ｌ１２は、本発明における「制御信号」の一具体例である。また、比較器６３は、本発明における「比較器」の一具体例に対応するものであり、比較器６３Ａ，６３Ｂの非反転入力端子は本発明における「比較電位端子」の一具体例に対応するものであり、比較器６３Ａ，６３Ｂの反転入力端子はそれぞれ、本発明における「第１の閾値電位端子」および「第２の閾値電位端子」の一具体例に対応するものであり、固定増幅信号Ｌ１１および制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１１，Ｖ１２はそれぞれ、本発明における「第１の閾値電位」および「第２の閾値電位」の一具体例に対応するものである。また、駆動回路７４は、本発明における「スイッチング素子駆動回路」の一具体例である。 Here, the chopper circuit 1 corresponds to a specific example of “switching power supply circuit” in the present invention, and the N-channel FET 12 is a specific example of “switching element” in the present invention. The “high-intensity discharge lamp 8” is a specific example of the “discharge lamp” in the present invention. The current detection circuit 3 and the voltage detection circuit 4 respectively correspond to specific examples of the “lamp current detection circuit” and the “lamp voltage detection circuit” in the present invention. The control circuit 51 and the D / A converter 52 are specific examples of the “control circuit” in the present invention, and the control signal L12 is a specific example of the “control signal” in the present invention. The comparator 63 corresponds to a specific example of “comparator” in the present invention, and the non-inverting input terminals of the comparators 63A and 63B correspond to a specific example of “comparison potential terminal” in the present invention. The inverting input terminals of the comparators 63A and 63B correspond to specific examples of the “first threshold potential terminal” and the “second threshold potential terminal” in the present invention, respectively. The potentials V11 and V12 of the signal L11 and the control signal L12 correspond to specific examples of “first threshold potential” and “second threshold potential” in the present invention, respectively. The drive circuit 74 is a specific example of the “switching element drive circuit” in the present invention.

次に、図３を参照して、以上のような構成の電源装置の動作を説明する。ここで、図３は、図１に示した電源装置の各部の電圧波形を表すもので、（Ａ）は高輝度放電ランプ８におけるランプ電力Ｐ（＝ランプ電圧Ｖ１×ランプ電流Ｉ１）を示し、（Ｂ）は固定増幅信号Ｌ１１の電位Ｖ１１（第１の閾値電位）を示し、（Ｃ）は発振パルスＰＬＳ１の波形（比較電位）を示し、（Ｄ）は制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２（第２の閾値電位）を示し、（Ｅ）はソース電位Ｖ_Sから見た場合の駆動パルスＰＬＳ２の波形を示し、（Ｆ）はチョッパ回路１の直流出力電圧、すなわちランプ電圧Ｖ１を示している。ここに示した例では、電力Ｐにおける所定の目標電力値（定格電力値）をＰｔ、電位Ｖ１１の波高値＝３．５０Ｖ、発振パルスＰＬＳ１の波低値＝１．００Ｖ、発振パルスＰＬＳ１の波高値＝３．００Ｖ、電位Ｖ１２の波低値＝０．００Ｖ、電位Ｖ１２の波高値＝１．００〜１．９２Ｖ、駆動パルスＰＬＳ２の波低値＝０．００Ｖ、駆動パルスＰＬＳ２の波高値＝５．００Ｖ、ランプ電圧Ｖ１における所定の目標電圧値（定格電圧値）をＶｔとしている。なお、以下は、本発明の特徴部分である高輝度放電ランプ８の安定放電の際の定電力制御動作について説明し、安定放電に移行する前の制御動作については、その説明を省略する。 Next, the operation of the power supply apparatus having the above configuration will be described with reference to FIG. Here, FIG. 3 shows the voltage waveform of each part of the power supply device shown in FIG. 1, (A) shows the lamp power P (= lamp voltage V1 × lamp current I1) in the high-intensity discharge lamp 8, (B) shows the potential V11 (first threshold potential) of the fixed amplification signal L11, (C) shows the waveform (comparison potential) of the oscillation pulse PLS1, and (D) shows the potential V12 (second potential) of the control signal L12. (E) shows the waveform of the drive pulse PLS2 when viewed from the source potential V _S , and (F) shows the DC output voltage of the chopper circuit 1, that is, the lamp voltage V1. In the example shown here, the predetermined target power value (rated power value) in the power P is Pt, the peak value of the potential V11 = 3.50V, the peak value of the oscillation pulse PLS1 = 1.00V, the wave of the oscillation pulse PLS1. High value = 3.00V, Crest value of potential V12 = 0.00V, Crest value of potential V12 = 1.00 to 1.92V, Crest value of drive pulse PLS2 = 0.00V, Crest value of drive pulse PLS2 = A predetermined target voltage value (rated voltage value) at 5.00 V and the lamp voltage V1 is Vt. Hereinafter, the constant power control operation at the time of stable discharge of the high-intensity discharge lamp 8, which is a characteristic part of the present invention, will be described, and the description of the control operation before shifting to stable discharge will be omitted.

まず、高輝度放電ランプ８の電力Ｐが所定の目標電力値（定格電力値）Ｐｔよりも大きくなっており、この電源装置によってその電力Ｐを減少させる際の動作（図３のタイミングｔ１〜ｔ５の期間）について説明する。 First, the power P of the high-intensity discharge lamp 8 is larger than a predetermined target power value (rated power value) Pt, and the operation when the power P is reduced by this power supply device (timing t1 to t5 in FIG. 3). (Period).

まず、電流検出回路３および電圧検出回路４によって、それぞれ高輝度放電ランプ８のランプ電流Ｉ１およびランプ電圧Ｖ１が検出され、検出されたこれらの値に基づいて、制御回路５１によって、ランプ電力Ｐが算出される。そして、例えばタイミングｔ１においてランプ電圧Ｖ１が定格電圧値Ｖｔよりも大きくなっており（図３（Ｆ））、それに伴いランプ電力Ｐも定格電力値Ｐｔよりも大きくなっていること（図３（Ａ））、すなわちタイミングｔ１において高輝度放電ランプ８が過電力状態にあることが制御回路５１によって判断されると、チョッパ回路１への制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が小さくなるように、制御回路５１によって図２に示したようなｎビット（この例では、８ビット）の制御信号Ｌ５が生成され、Ｄ／Ａ変換器５２によってその信号がアナログ変換され、そのアナログ化された制御信号Ｌ１２が、比較器６３Ｂの非反転入力端子へ供給される。 First, the lamp current I1 and the lamp voltage V1 of the high-intensity discharge lamp 8 are detected by the current detection circuit 3 and the voltage detection circuit 4, respectively. Based on these detected values, the lamp power P is calculated by the control circuit 51. Calculated. For example, at timing t1, the lamp voltage V1 is larger than the rated voltage value Vt (FIG. 3F), and accordingly, the lamp power P is also larger than the rated power value Pt (FIG. 3A). )), That is, when the control circuit 51 determines that the high-intensity discharge lamp 8 is in an overpower state at timing t1, the control circuit 51 causes the duty ratio of the control pulse PLS2 to the chopper circuit 1 to be reduced. The control signal L5 of n bits (8 bits in this example) as shown in FIG. 2 is generated, the signal is analog-converted by the D / A converter 52, and the analogized control signal L12 is compared. To the non-inverting input terminal of the device 63B.

比較器６３Ｂでは、供給されたこの制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２と、発振パルスＰＬＳ１の電位との大小が比較される。ここで、電位Ｖ１２よりも発振パルスＰＬＳ１の電位のほうが小さい場合に、その出力信号である比較結果信号Ｌ２２は「Ｈ」レベルになり、逆に電位Ｖ１２よりも発振パルスＰＬＳ１の電位のほうが大きい場合に、比較結果信号Ｌ２２は「Ｌ」レベル（＝０Ｖ）となるようになっている。つまり、本実施の形態の電源装置では、前述のように制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２が発振パルスＰＬＳ１の振幅電圧範囲内となるように設定されている（図３（Ｄ））ことから、高輝度放電ランプ８の動作モードが停止モードＡまたは停止モードＢではない限り比較結果信号Ｌ２２のデューティ比は正常状態において０％で固定されることはなく、また、電位Ｖ１２の電圧変化に応じた可変信号となる。 The comparator 63B compares the supplied potential V12 of the control signal L12 with the potential of the oscillation pulse PLS1. Here, when the potential of the oscillation pulse PLS1 is smaller than the potential V12, the comparison result signal L22, which is an output signal thereof, becomes “H” level, and conversely, the potential of the oscillation pulse PLS1 is larger than the potential V12. In addition, the comparison result signal L22 is set to the “L” level (= 0V). That is, in the power supply device of the present embodiment, since the potential V12 of the control signal L12 is set to be within the amplitude voltage range of the oscillation pulse PLS1 as described above (FIG. 3D), high luminance is achieved. Unless the operation mode of the discharge lamp 8 is the stop mode A or the stop mode B, the duty ratio of the comparison result signal L22 is not fixed at 0% in the normal state, and a variable signal corresponding to the voltage change of the potential V12. It becomes.

一方、比較器６３Ａでは、増幅器６１から出力された固定増幅信号Ｌ１１の電位Ｖ１１と、発振パルスＰＬＳ１の電位との大小が比較される。ここで、前述のように電位Ｖ１１は固定電位であると共に発振パルスＰＬＳ１の電位よりも常に大きくなっている（図３（Ｂ））ことから、比較器６３Ａの出力信号である比較結果信号Ｌ２１も、発振パルスＰＬＳ１の電位よりも常に大きい「Ｈ」レベルの固定信号となる。 On the other hand, the comparator 63A compares the potential V11 of the fixed amplification signal L11 output from the amplifier 61 with the potential of the oscillation pulse PLS1. Here, as described above, since the potential V11 is a fixed potential and is always higher than the potential of the oscillation pulse PLS1 (FIG. 3B), the comparison result signal L21, which is the output signal of the comparator 63A, is also obtained. The fixed signal is always at “H” level, which is higher than the potential of the oscillation pulse PLS1.

このように、比較結果信号Ｌ２２が電位Ｖ１２の電圧変化に応じた可変信号である一方、比較結果信号Ｌ２１が発振パルスＰＬＳ１の電位よりも常に大きい「Ｈ」レベル（＝３．５０Ｖ）の固定信号であることから、駆動回路６４では、比較結果信号Ｌ２２の電位Ｖ１２が小さくなるのに応じて（図３（Ｄ）のタイミングｔ１〜ｔ５）そのデューティ比が小さくなるように変化する制御パルスＰＬＳ２が生成され（図３（Ｅ））、チョッパ回路１へ供給される。 Thus, while the comparison result signal L22 is a variable signal according to the voltage change of the potential V12, the comparison result signal L21 is a fixed signal of “H” level (= 3.50 V) that is always larger than the potential of the oscillation pulse PLS1. Therefore, in the drive circuit 64, the control pulse PLS2 that changes so that its duty ratio decreases as the potential V12 of the comparison result signal L22 decreases (timing t1 to t5 in FIG. 3D). It is generated (FIG. 3E) and supplied to the chopper circuit 1.

チョッパ回路１では、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給された直流入力電圧Ｖinは、入力平滑コンデンサ１１により平滑化される。また、この平滑化されたドレイン電圧Ｖ_Dは、ＮチャネルＦＥＴ１２がオン・オフ動作をすることにより方形波となり、チョークコイル１４および出力平滑コンデンサ１５により、その波形が平滑化される。そして、チョッパ回路１の直流出力電圧、すなわちランプ電圧Ｖ１は、ゲート電圧Ｖ_Gのパルス幅およびドレイン電圧Ｖ_Dによって決定され、負荷である高輝度放電ランプ８の電力状態に応じた出力電流Ｉ１が、インバータ回路２へ供給される。 In the chopper circuit 1, the DC input voltage Vin supplied from the input terminals T 1 and T 2 is smoothed by the input smoothing capacitor 11. The smoothed drain voltage V _D becomes a square wave when the N-channel FET 12 is turned on / off, and the waveform is smoothed by the choke coil 14 and the output smoothing capacitor 15. The DC output voltage of the chopper circuit 1, that is, the lamp voltage V1, is determined by the pulse width of the gate voltage V _G and the drain voltage V _D , and the output current I1 corresponding to the power state of the high-intensity discharge lamp 8 as a load is , Supplied to the inverter circuit 2.

インバータ回路２では、制御回路５１からのスイッチング素子制御信号Ｌ１〜Ｌ４に応じて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態の期間と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態の期間とが交互に切り換えられ、これによって、チョッパ回路１から供給された直流出力電圧Ｖ１（ランプ電圧）に基づいて、交流出力電圧Ｖ２が生成される。この交流出力電圧Ｖ２は、インバータ出力端子Ｔ５，Ｔ６を介して高輝度放電ランプ８へ供給される。そして高輝度放電ランプ８では、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が小さくなるのに応じて、そのランプ電圧Ｖ１およびランプ電力Ｐもそれぞれ、定格値Ｖｔ，Ｐｔとなるように減少する（図３（Ｆ），（Ａ））。このようにして、高輝度放電ランプ８が過電力状態から定格電力値Ｐｔとなるように、電源装置によって定格電力制御がなされる。 In the inverter circuit 2, the switching elements S 1 and S 4 are in the on state and the switching elements S 2 and S 3 are in the off state, and the switching elements S 2 and S 3 are in the on state in response to the switching element control signals L 1 to L 4 from the control circuit 51. Thus, the switching elements S1 and S4 are alternately switched to the off-state period, whereby the AC output voltage V2 is generated based on the DC output voltage V1 (lamp voltage) supplied from the chopper circuit 1. The AC output voltage V2 is supplied to the high-intensity discharge lamp 8 via inverter output terminals T5 and T6. In the high-intensity discharge lamp 8, as the duty ratio of the control pulse PLS2 decreases, the lamp voltage V1 and the lamp power P also decrease to the rated values Vt and Pt, respectively (FIG. 3F). , (A)). In this way, the rated power control is performed by the power supply device so that the high-intensity discharge lamp 8 changes from the overpower state to the rated power value Pt.

次に、高輝度放電ランプ８の電力Ｐが定格電力値Ｐｔよりも小さくなっており、この電源装置によってその電力Ｐを増加させる際の動作（図３のタイミングｔ６〜ｔ１０の期間）について説明する。 Next, the operation when the power P of the high-intensity discharge lamp 8 is smaller than the rated power value Pt and the power P is increased by the power supply apparatus (period t6 to t10 in FIG. 3) will be described. .

この場合も、上記のように高輝度放電ランプ８が過電力状態から定格電力値Ｐｔとなるように定格電力制御される場合と同様に、制御回路５１によって、例えばタイミングｔ６においてランプ電圧Ｖ１が定格電圧値Ｖｔよりも小さくなっており（図３（Ｆ））、それに伴いランプ電力Ｐも定格電力値Ｐｔよりも小さくなっていること（図３（Ａ））、すなわちタイミングｔ６において高輝度放電ランプ８が低電力状態にあることが判断されると、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が大きくなるように、制御回路５１によってｎビットの制御信号Ｌ５が生成され、アナログ化された制御信号Ｌ１２が、比較器６３Ｂの反転入力端子へ供給される。そして比較器６３Ａ，６３Ｂを介して、駆動信号６４では、比較結果信号Ｌ２２の電位Ｖ１２が大きくなるのに応じて（図３（Ｄ）のタイミングｔ６〜ｔ１０）そのデューティ比が大きくなるように変化する制御パルスＰＬＳ２が生成され（図３（Ｅ））、チョッパ回路１へ供給される。そして高輝度放電ランプ８では、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が大きくなるのに応じて、そのランプ電圧Ｖ１およびランプ電力Ｐもそれぞれ、定格値Ｖｔ，Ｐｔとなるように増加する（図３（Ｆ），（Ａ））。このようにして、高輝度放電ランプ８が低電力状態から定格電力値Ｐｔとなるように、電源装置によって定格電力制御がなされる。 In this case as well, as described above, the rated voltage is controlled so that the high-intensity discharge lamp 8 reaches the rated power value Pt from the overpower state. It is smaller than the voltage value Vt (FIG. 3F), and accordingly, the lamp power P is also smaller than the rated power value Pt (FIG. 3A), that is, the high-intensity discharge lamp at timing t6. When it is determined that 8 is in a low power state, the control circuit 51 generates an n-bit control signal L5 so that the duty ratio of the control pulse PLS2 is increased, and the analog control signal L12 is compared. To the inverting input terminal of the device 63B. Then, the drive signal 64 changes via the comparators 63A and 63B so that the duty ratio increases as the potential V12 of the comparison result signal L22 increases (timing t6 to t10 in FIG. 3D). The control pulse PLS2 to be generated is generated (FIG. 3E) and supplied to the chopper circuit 1. In the high-intensity discharge lamp 8, as the duty ratio of the control pulse PLS2 increases, the lamp voltage V1 and the lamp power P also increase to the rated values Vt and Pt, respectively (FIG. 3F). , (A)). In this way, the rated power control is performed by the power supply device so that the high-intensity discharge lamp 8 changes from the low power state to the rated power value Pt.

以上のように、本実施の形態では、制御回路５１が高輝度放電ランプ８を定電力点灯させるのための制御信号Ｌ５を生成すると共に、Ｄ／Ａ変換器５２がこの制御信号Ｌ５をアナログ変換して制御信号Ｌ１２とし、この制御信号Ｌ１２を比較器６３Ｂの反転入力端子（第２の閾値電位端子）に入力するようにしたので、発振現象などにより電源装置の動作が不安定となることがなく、安定的な動作を実現することが可能となる。 As described above, in the present embodiment, the control circuit 51 generates the control signal L5 for turning on the high-intensity discharge lamp 8 with constant power, and the D / A converter 52 converts the control signal L5 into an analog signal. Since the control signal L12 is input to the inverting input terminal (second threshold potential terminal) of the comparator 63B, the operation of the power supply device may become unstable due to an oscillation phenomenon or the like. Therefore, stable operation can be realized.

また、制御回路５１が、制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２を、発振パルスＰＬＳ１の振幅電圧範囲内に設定するようにしたので、高輝度放電ランプ８が定電力制御モードである限り、比較結果信号Ｌ２２のデューティ比が正常動作範囲内において０％で固定されることはなく、アーク放電が持続されずグロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能となる。 Since the control circuit 51 sets the potential V12 of the control signal L12 within the amplitude voltage range of the oscillation pulse PLS1, as long as the high-intensity discharge lamp 8 is in the constant power control mode, the comparison result signal L22 The duty ratio is not fixed at 0% within the normal operating range, and it is possible to prevent the arc discharge from being continued and causing a state in which glow discharge or light extinction is reached.

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。 While the present invention has been described with reference to the embodiment, the present invention is not limited to this embodiment, and various modifications can be made.

例えば、上記実施の形態では、スイッチング電源回路の部分を、チョッパ回路１により構成した場合について説明してきたが、例えば直流入力電圧Ｖinがランプ電圧よりも低い場合には、フライバック型などの昇圧回路により構成するようにしてもよい。 For example, in the above-described embodiment, the case where the switching power supply circuit portion is configured by the chopper circuit 1 has been described. For example, when the DC input voltage Vin is lower than the lamp voltage, a boost circuit such as a flyback type is used. You may make it comprise by.

また、上記実施の形態では、インバータ回路２を、フルブリッジ型の４つのスイッチング素子により構成した場合について説明してきたが、例えばハーフブリッジ型のスイッチング素子などにより構成するようにしてもよい。 Moreover, although the case where the inverter circuit 2 is configured by four full-bridge type switching elements has been described in the above embodiment, the inverter circuit 2 may be configured by, for example, a half-bridge type switching element.

また、上記実施の形態では、チョッパ回路１におけるスイッチング素子を、ＮチャネルＦＥＴ１２により構成した場合について説明してきたが、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどの他のスイッチング素子により構成するようにしてもよい。 Moreover, although the case where the switching element in the chopper circuit 1 is configured by the N-channel FET 12 has been described in the above embodiment, the switching element may be configured by another switching element such as a bipolar transistor or IGBT.

また、上記実施の形態では、チョッパ回路１から供給されるランプ電圧Ｖ１をインバータ回路２により交流変換し、交流出力電圧Ｖ２を高輝度放電ランプ８に供給する場合、すなわちこの電源装置を、交流駆動するＡＣ型により構成した場合について説明してきたが、例えばチョッパ回路１から供給されるランプ電圧Ｖ１を高輝度放電ランプ８に直接供給するようにし、この電源装置を、直流駆動するＤＣ型により構成することも可能である。 Further, in the above embodiment, when the lamp voltage V1 supplied from the chopper circuit 1 is AC converted by the inverter circuit 2 and the AC output voltage V2 is supplied to the high-intensity discharge lamp 8, that is, this power supply device is AC driven. However, for example, the lamp voltage V1 supplied from the chopper circuit 1 is directly supplied to the high-intensity discharge lamp 8, and the power supply device is configured by a DC type that is DC driven. It is also possible.

また、上記実施の形態では、比較器６３Ｂの反転入力端子（第１の閾値電位端子）に入力される固定電位Ｖ１１が、増幅器６１から供給される固定増幅信号Ｌ１１である場合について説明してきたが、この電位Ｖ１１は、固定電位であり、かつ発振回路６２から出力される発振パルスＰＬＳ１の電位よりも常に大きくなるように設定されているのであれば、増幅器の出力信号の代わりに、定電圧電源により供給される電位により構成するようにしてもよい。 In the above embodiment, the case where the fixed potential V11 input to the inverting input terminal (first threshold potential terminal) of the comparator 63B is the fixed amplification signal L11 supplied from the amplifier 61 has been described. If the potential V11 is a fixed potential and is always set to be larger than the potential of the oscillation pulse PLS1 output from the oscillation circuit 62, a constant voltage power supply is used instead of the output signal of the amplifier. It may be configured by the potential supplied by.

また、本発明の電源装置では、例えばＤ／Ａ変換器５２内や、Ｄ／Ａ変換器５２と比較器６３Ｂとの間、すなわち制御信号Ｌ１２の信号線上などに、コンデンサなどの容量素子を配置し、制御信号Ｌ１２の電位Ｖ１２が滑らかに電圧変化するように構成してもよい。このように構成した場合、上記実施の形態における効果に加え、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比の変化を滑らかにすることにより、より確実に高輝度放電ランプ８の定電力制御を行うことが可能となる。 Further, in the power supply device of the present invention, for example, a capacitive element such as a capacitor is arranged in the D / A converter 52 or between the D / A converter 52 and the comparator 63B, that is, on the signal line of the control signal L12. However, the potential V12 of the control signal L12 may be configured to change smoothly. When configured in this manner, in addition to the effects in the above-described embodiment, the constant power control of the high-intensity discharge lamp 8 can be more reliably performed by smoothing the change in the duty ratio of the control pulse PLS2. .

さらに、上記実施の形態では、電源装置の回路構成および定電力制御の動作構成を具体的に挙げて説明したが、これらの構成はこれに限定されるものではなく、他の回路構成および他の動作構成としてもよい。 Furthermore, in the above embodiment, the circuit configuration of the power supply device and the operation configuration of constant power control have been specifically described, but these configurations are not limited to this, and other circuit configurations and other configurations are also described. An operation configuration may be adopted.

本発明の一実施の形態に係る電源装置の構成を表す回路図である。It is a circuit diagram showing the structure of the power supply device which concerns on one embodiment of this invention. 制御回路により構成されるＰＷＭコントローラの動作モードと第２の閾値電位との関係の一例を表す特性図である。It is a characteristic view showing an example of the relationship between the operation mode of the PWM controller comprised by a control circuit, and a 2nd threshold potential. 図１の電源装置の動作を説明するためのタイミング図である。FIG. 2 is a timing diagram for explaining the operation of the power supply device of FIG. 1.

Explanation of symbols

１…チョッパ回路、１１…入力平滑コンデンサ、１２…ＮチャネルＦＥＴ、１３…整流ダイオード、１４…チョークコイル、１５…出力平滑コンデンサ、２…インバータ回路、３…電流検出回路、４…電圧検出回路、５１…制御回路、５２…Ｄ／Ａ変換器、６…ＰＷＭコントローラ、６１…増幅器、６１１…基準電圧電源、６１２…定電圧電源、６１３，６１４…抵抗器、６２…発振回路、６３…比較器、６４…駆動回路、７…イグナイタ、８…高輝度放電ランプ、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…チョッパ回路出力端子、Ｔ５，Ｔ６…インバータ回路出力端子、ＬＨ…電源線、ＬＧ…接地線、Ｉ１…ランプ電流（直流出力電流）、Ｖ１…ランプ電圧（直流出力電圧）、Ｖ２…交流出力電圧、Ｖ_D…ドレイン電圧、Ｖ_S…ソース電圧、Ｖ_G…ゲート電圧、Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、ＰＬＳ１…発振パルス、ＰＬＳ２…駆動パルス。

DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Chopper circuit, 11 ... Input smoothing capacitor, 12 ... N channel FET, 13 ... Rectifier diode, 14 ... Choke coil, 15 ... Output smoothing capacitor, 2 ... Inverter circuit, 3 ... Current detection circuit, 4 ... Voltage detection circuit, DESCRIPTION OF SYMBOLS 51 ... Control circuit, 52 ... D / A converter, 6 ... PWM controller, 61 ... Amplifier, 611 ... Reference voltage power supply, 612 ... Constant voltage power supply, 613, 614 ... Resistor, 62 ... Oscillation circuit, 63 ... Comparator 64, drive circuit, 7 ... igniter, 8 ... high intensity discharge lamp, T1, T2 ... input terminal, T3, T4 ... chopper circuit output terminal, T5, T6 ... inverter circuit output terminal, LH ... power line, LG ... ground Wire, I1 ... lamp current (DC output current), V1 ... lamp voltage (DC output voltage), V2 ... AC output voltage, V _D ... drain voltage, V _S ... source voltage, V _G : Gate voltage, S1 to S4: Switching element, PLS1: Oscillation pulse, PLS2: Drive pulse.

Claims

A power supply apparatus that includes a switching power supply circuit that includes a switching element that switches a DC input voltage and generates a DC output voltage, and that lights a discharge lamp based on the generated DC output voltage,
A lamp voltage detection circuit for detecting a lamp voltage of the discharge lamp;
A lamp current detection circuit for detecting a lamp current of the discharge lamp;
A control circuit for generating a control signal for lighting the discharge lamp at a constant power based on the lamp voltage detected by the lamp voltage detection circuit and the lamp current detected by the lamp current detection circuit;
An oscillation circuit that outputs an oscillation signal of a predetermined frequency;
A comparison potential terminal that inputs the oscillation signal as a comparison potential, a first threshold potential terminal that inputs a fixed potential signal composed of a fixed potential as a first threshold potential, and a control signal that is input as a second threshold potential A second threshold potential terminal, compares the first threshold potential with the comparison potential, outputs a first comparison result signal composed of a fixed potential, and compares the second threshold potential with the comparison potential; A comparator that outputs a second comparison result signal;
A switching element driving circuit that controls driving of the switching element so that a duty ratio with respect to the switching element changes according to the first comparison result signal and the second comparison result signal. Power supply.

The power supply apparatus according to claim 1, wherein the control circuit sets the potential of the control signal so that a duty ratio with respect to the switching element is not fixed at 0% within a normal operation range.

The power supply apparatus according to claim 2, wherein the control circuit sets the potential of the control signal within an amplitude voltage range of the oscillation signal.

An amplifier is further provided that inputs a fixed amplification signal composed of a fixed potential obtained by amplifying a potential difference between two input terminals each connected to a constant potential to the first threshold potential terminal as the fixed potential signal. The power supply device according to any one of claims 1 to 3.

The inverter circuit according to any one of claims 1 to 4, further comprising an inverter circuit that generates an AC output voltage based on a DC output voltage generated by the switching power supply circuit and supplies the AC output voltage to the discharge lamp. The power supply device described in 1.

The control circuit compares the lamp voltage with a predetermined voltage value, and the control signal is set so that a duty ratio with respect to the switching element increases as the lamp voltage becomes smaller than the predetermined voltage value. The second threshold potential is changed, and the second threshold potential is changed so that a duty ratio with respect to the switching element increases as the lamp voltage becomes larger than a predetermined voltage value. The power supply device according to any one of claims 1 to 5.