JP2006185846A - Power supply device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、放電ランプに対する定電力制御機能を有する電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device having a constant power control function for a discharge lamp.
近年、HID(High Intensity Discharge;高輝度放電)ランプと呼ばれる、金属蒸気中の放電により発光する放電ランプが広く用いられ始めている。この高輝度放電ランプとしては、例えばメタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどが挙げられ、高効率で大光束が得られることから、公共施設や産業施設などに広く用いられている。 In recent years, a discharge lamp called a HID (High Intensity Discharge) lamp, which emits light by discharge in metal vapor, has begun to be widely used. Examples of the high-intensity discharge lamp include a metal halide lamp, a high-pressure sodium lamp, a mercury lamp, and the like, and a large luminous flux can be obtained with high efficiency, so that it is widely used in public facilities and industrial facilities.
このような高輝度放電ランプを点灯させるには、大きく分けて以下の3つの段階を経る必要がある。
(1)ランプ電極間に、放電経路を生成する
(2)放電経路の電流を維持・増大させながら、安定放電に移行するように、時間変化するランプ電圧に沿った制御を行う
(3)安定放電状態になったら、ランプ電力に対して定電力制御を行う
In order to turn on such a high-intensity discharge lamp, it is necessary to go through the following three steps.
(1) A discharge path is generated between the lamp electrodes. (2) While maintaining / increasing the current in the discharge path, control is performed along the time-varying lamp voltage so as to shift to stable discharge. (3) Stable When discharged, perform constant power control on lamp power
ここで、上記の段階(1)の役割を果たすのが、イグナイタ(高圧パルス発生器)と呼ばれる始動器であり、上記の段階(2)および段階(3)の制御を行うのが、バラストと呼ばれる安定器(電源装置)である。このうち、安定器は主に、チョッパ回路などのスイッチング電源回路と、そのスイッチング電源回路のスイッチング素子に対してPWM(Pulse Width Modulation;パルス幅変調)制御を行うPWMコントローラとから構成される。 Here, it is a starter called an igniter (high voltage pulse generator) that plays the role of the above stage (1), and the control of the above stage (2) and stage (3) controls the ballast. It is called a ballast (power supply device). Among these, the ballast mainly includes a switching power supply circuit such as a chopper circuit and a PWM controller that performs PWM (Pulse Width Modulation) control on the switching elements of the switching power supply circuit.
このような安定器における定電力制御方法の1つとして、マイコンなどの制御装置を用いたものが挙げられる。これは、この制御装置内の制御回路によって、検出されたランプ電圧およびランプ電流に基づいた電力換算が行われ、一定の電力となるような制御がなされるものである。具体的には、この制御回路から出力されたデジタル制御信号は、アナログ信号に変換され、PWMコントローラへ重畳される。そしてその信号は、PWMコントローラ内の三角波発振回路の出力パルスとPWMコントローラ内の比較器で比較され、スイッチング電源回路におけるスイッチング素子のデューティ比が、一定の電力となるよう、パルス制御がなされるようになっている。このように制御回路を用いるようにした場合、安定器全体としての構成が簡易化するという利点がある。 One of the constant power control methods in such a ballast is a method using a control device such as a microcomputer. In this control, power conversion based on the detected lamp voltage and lamp current is performed by a control circuit in the control device, and control is performed so as to obtain constant power. Specifically, the digital control signal output from this control circuit is converted into an analog signal and superimposed on the PWM controller. The signal is compared with the output pulse of the triangular wave oscillation circuit in the PWM controller by a comparator in the PWM controller, and pulse control is performed so that the duty ratio of the switching element in the switching power supply circuit becomes constant power. It has become. When the control circuit is used in this way, there is an advantage that the configuration of the entire ballast is simplified.
例えば、特許文献1には、検出されたランプ電圧とランプ電流とに基づいてデジタル乗算器により算出された電力値と、データテーブルに記録されたデータとを比較することにより、定電力制御となるよう、スイッチング素子の動作をPWM制御する技術が開示されている。
For example, in
ところで、上記のようなPWMコントローラの回路構成として、制御回路から出力されアナログ変換された制御信号を、例えばトランジスタなどの非線形素子を介して増幅器の非反転入力端子に入力し、この増幅器からの出力電圧を、上記比較器に入力するように構成することが考えられる。 By the way, as a circuit configuration of the PWM controller as described above, a control signal output from the control circuit and converted into an analog signal is input to a non-inverting input terminal of the amplifier via a non-linear element such as a transistor, and output from the amplifier. It is conceivable that the voltage is input to the comparator.
しかしながら、このような回路構成の場合、トランジスタなどの非線形素子が非線形動作をするため、上記三角波発振回路の振幅電圧範囲外となり、PWMコントローラからスイッチング電源回路へ供給されるPWM制御パルスのデューティ比が0%で固定されてしまうことがある。その結果、スイッチング電源回路の動作が停止してしまうこととなるが、このような高輝度放電ランプに対する安定器の場合、特に始動直後のブレークダウン時に高い電圧から低い電圧に瞬時に移行するため、その低い電圧時にスイッチング電源回路からのエネルギーが一瞬でも停止してしまうと、この高輝度放電ランプはアーク放電を維持できずに再び高いインピーダンスの状態となり、点灯するのが困難になってしまうという問題がある。 However, in such a circuit configuration, since a non-linear element such as a transistor performs non-linear operation, it falls outside the amplitude voltage range of the triangular wave oscillation circuit, and the duty ratio of the PWM control pulse supplied from the PWM controller to the switching power supply circuit is It may be fixed at 0%. As a result, the operation of the switching power supply circuit will be stopped, but in the case of a ballast for such a high-intensity discharge lamp, in particular, because a transition from a high voltage to a low voltage instantly occurs during breakdown immediately after starting, If the energy from the switching power supply circuit stops even at a moment when the voltage is low, the high-intensity discharge lamp cannot maintain arc discharge and becomes in a high impedance state again, making it difficult to light up. There is.
そこで、このようなスイッチング電源回路における動作の停止を防止するため、非線形動作をする非線形素子を介さずに、制御回路から出力されアナログ変換された制御信号を増幅器の非反転入力端子に直接入力させた回路構成とし、定電力制御を行うことが考えられる。しかしながら、このように増幅器の反転入力端子にアナログ化された制御信号を入力した場合、応答速度の関係により増幅器における位相余裕が小さくなってしまうと共に、その際の増幅器の利得は十分に大きな値であるため、増幅器が発振してしまい、PWMコントローラ全体の動作が不安定になってしまうこととなる。 Therefore, in order to prevent the operation of the switching power supply circuit from stopping, the control signal output from the control circuit and converted into an analog signal is directly input to the non-inverting input terminal of the amplifier without using a non-linear element that performs non-linear operation. It is conceivable to perform constant power control with a circuit configuration as described above. However, when an analog control signal is input to the inverting input terminal of the amplifier in this way, the phase margin in the amplifier becomes small due to the response speed, and the gain of the amplifier at that time is a sufficiently large value. As a result, the amplifier oscillates and the operation of the entire PWM controller becomes unstable.
また、制御回路から出力されアナログ変換された制御信号を、増幅器の非反転入力端子ではなく、反転入力端子(基準電圧が入力されている端子)に直接入力させる回路構成も考えられる。しかしながら、この場合も増幅器の基準電圧の電位を変化させている構成のため、やはり応答速度の関係により増幅器が発振してしまい、安定器全体の動作が不安定になってしまうこととなる。 Further, a circuit configuration in which the control signal output from the control circuit and analog-converted is directly input to the inverting input terminal (terminal to which the reference voltage is input) instead of the non-inverting input terminal of the amplifier is also conceivable. However, also in this case, since the potential of the reference voltage of the amplifier is changed, the amplifier oscillates due to the response speed, and the operation of the entire ballast becomes unstable.
このように従来の技術では、安定的な動作を実現することが可能な放電ランプ用の安定器(電源装置)を得るのが困難であった。また、内蔵するスイッチング電源回路の停止に起因してアーク放電が持続されず、グロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能な放電ランプ用の電源装置を得るのが困難であった。 As described above, in the conventional technique, it is difficult to obtain a discharge lamp ballast (power supply device) capable of realizing stable operation. In addition, it is difficult to obtain a power supply device for a discharge lamp that can prevent arc discharge from being sustained due to the stop of the built-in switching power supply circuit and causing glow discharge or light extinction. It was.
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その第1の目的は、安定的な動作を実現することが可能な電源装置を提供することである。 The present invention has been made in view of such problems, and a first object thereof is to provide a power supply device capable of realizing a stable operation.
また、本発明の第2の目的は、アーク放電が持続されずグロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能な電源装置を提供することにある。 A second object of the present invention is to provide a power supply device capable of preventing arc discharge from being sustained and causing glow discharge or light extinction.
本発明の電源装置は、放電ランプのランプ電圧を検出するランプ電圧検出回路と、放電ランプのランプ電流を検出するランプ電流検出回路と、ランプ電圧検出回路によって検出されたランプ電圧とランプ電流検出回路によって検出されたランプ電流とに基づいて、放電ランプを定電力点灯させるための制御信号を生成する制御回路と、所定の周波数の発振信号を出力する発振回路と、この発振信号を比較電位として入力する比較電位端子と、固定電位からなる固定電位信号を第1の閾値電位として入力する第1の閾値電位端子と、上記制御信号を第2の閾値電位として入力する第2の閾値電位端子とを有し、第1の閾値電位と比較電位とを比較して固定電位からなる第1の比較結果信号を出力すると共に、第2の閾値電位と比較電位とを比較して可変電位からなる第2の比較結果信号を出力する比較器と、これら第1の比較結果信号および第2の比較結果信号に応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が変化するように、スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング素子駆動回路とを備えたものである。 A power supply apparatus according to the present invention includes a lamp voltage detection circuit that detects a lamp voltage of a discharge lamp, a lamp current detection circuit that detects a lamp current of the discharge lamp, and a lamp voltage and a lamp current detection circuit that are detected by the lamp voltage detection circuit. Based on the lamp current detected by the control circuit, a control circuit that generates a control signal for lighting the discharge lamp at a constant power, an oscillation circuit that outputs an oscillation signal of a predetermined frequency, and the oscillation signal is input as a comparison potential. A comparison potential terminal, a first threshold potential terminal that inputs a fixed potential signal composed of a fixed potential as a first threshold potential, and a second threshold potential terminal that inputs the control signal as a second threshold potential. The first threshold potential and the comparison potential are compared and a first comparison result signal composed of a fixed potential is output, and the second threshold potential and the comparison potential are compared. A comparator that outputs a second comparison result signal having a variable potential, and a duty ratio for the switching element is changed in accordance with the first comparison result signal and the second comparison result signal. And a switching element driving circuit for controlling driving.
本発明の電源装置では、ランプ電圧検出回路およびランプ電流検出回路によってそれぞれ、放電ランプのランプ電圧およびランプ電流が検出される。そして制御回路によって、これらランプ電圧およびランプ電流に基づいて、放電ランプを定電力点灯させるための制御信号が生成される。比較器が有する比較電位端子、第1の閾値電位端子、および第2の閾値電位端子にはそれぞれ、発振回路から出力された発振信号、固定電位信号、および上記制御信号が、それぞれ、比較電位、第1の閾値電位、および第2の閾値電位として入力する。この比較器によって、第1の閾値電位と比較電位とが比較され、固定電位からなる第1の比較結果信号が出力される一方、第2の閾値電位と比較電位とが比較され、可変電位からなる第2の比較結果信号が出力される。そしてスイッチング素子駆動回路によって、これら第1の比較結果信号および第2の比較結果信号に応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が変化するように、スイッチング素子の駆動が制御される。 In the power supply device of the present invention, the lamp voltage and the lamp current of the discharge lamp are detected by the lamp voltage detection circuit and the lamp current detection circuit, respectively. The control circuit generates a control signal for lighting the discharge lamp at constant power based on the lamp voltage and lamp current. The comparison potential terminal, the first threshold potential terminal, and the second threshold potential terminal of the comparator have an oscillation signal, a fixed potential signal, and the control signal output from the oscillation circuit, respectively, as a comparison potential, Input as the first threshold potential and the second threshold potential. The comparator compares the first threshold potential with the comparison potential, and outputs a first comparison result signal having a fixed potential, while comparing the second threshold potential with the comparison potential, and from the variable potential. The second comparison result signal is output. Then, the switching element driving circuit controls the driving of the switching element so that the duty ratio with respect to the switching element changes according to the first comparison result signal and the second comparison result signal.
本発明の電源装置では、制御回路が、正常動作範囲内においてスイッチング素子に対するデューティ比が0%で固定されないように、上記制御信号の電位を設定するように構成することが好ましい。この場合において、制御回路が、この制御信号の電位を、上記発振信号の振幅電圧範囲内に設定するように構成することが可能である。 In the power supply device of the present invention, the control circuit is preferably configured to set the potential of the control signal so that the duty ratio to the switching element is not fixed at 0% within the normal operation range. In this case, the control circuit can be configured to set the potential of the control signal within the amplitude voltage range of the oscillation signal.
本発明の電源装置では、それぞれ一定の電位に接続された2つの入力端子間の電位差を増幅した固定電位からなる固定増幅信号を、上記固定電位信号として第1の閾値電位端子に入力する増幅器をさらに備えるように構成することが可能である。また、上記スイッチング電源回路によって生成された直流出力電圧に基づいて交流出力電圧を生成すると共に放電ランプへ供給するインバータ回路をさらに備えるように構成することが可能である。 In the power supply device of the present invention, an amplifier that inputs a fixed amplification signal, which is a fixed potential obtained by amplifying a potential difference between two input terminals connected to a constant potential, to the first threshold potential terminal as the fixed potential signal. It can be configured to further comprise. Moreover, it is possible to further comprise an inverter circuit that generates an AC output voltage based on the DC output voltage generated by the switching power supply circuit and supplies the AC output voltage to the discharge lamp.
本発明の電源装置では、制御回路が、上記ランプ電圧と所定の電圧値とを比較すると共に、このランプ電圧が所定の電圧値よりも小さくなるのに応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が大きくなるように制御信号がなす第2の閾値電位を変化させる一方、このランプ電圧が所定の電圧値よりも大きくなるのに応じて、スイッチング素子に対するデューティ比が大きくなるように第2の閾値電位を変化させるように構成することが可能である。 In the power supply device of the present invention, the control circuit compares the lamp voltage with a predetermined voltage value, and the duty ratio for the switching element increases as the lamp voltage becomes smaller than the predetermined voltage value. As described above, the second threshold potential generated by the control signal is changed, and the second threshold potential is changed so that the duty ratio with respect to the switching element increases as the ramp voltage becomes larger than a predetermined voltage value. It is possible to make it constitute.
本発明の電源装置によれば、放電ランプが定電力点灯するための制御信号を制御回路によって生成すると共に比較器が有する第2の閾値電位端子に入力するようにしたので、発振現象などにより動作が不安定となることがなく、安定的な動作を実現することが可能となる。 According to the power supply device of the present invention, the control signal for causing the discharge lamp to light at constant power is generated by the control circuit and is input to the second threshold potential terminal of the comparator. Therefore, stable operation can be realized without becoming unstable.
また、制御回路によって、正常動作範囲内においてスイッチング素子に対するデューティ比が0%で固定されないように設定するようにした場合には、アーク放電が持続されずグロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能となる。 In addition, when the control circuit is set so that the duty ratio to the switching element is not fixed at 0% within the normal operating range, the arc discharge is not sustained and the glow discharge or the extinguishing state is reached. It becomes possible to prevent.
以下、本発明を実施するための最良の形態(以下、単に実施の形態という。)について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention (hereinafter simply referred to as an embodiment) will be described in detail with reference to the drawings.
図1は、本発明の一実施の形態に係る電源装置の構成を表すものである。この電源装置は、負荷である高輝度放電ランプ8が定電力点灯するように、高圧を発生し始動器として動作するイグナイタ7を介して制御を行うものである。この電源装置は、図示しない高圧側電源から供給される高圧の直流入力電圧Vinをチョッピング処理によって降圧し、低圧の直流出力電圧V1を得るチョッパ回路1と、フルブリッジ型の4つのスイッチング素子を有するインバータ回路2と、電流検出回路3と、電圧検出回路4と、高輝度放電ランプ8に対する定電力動作の制御を行う制御回路51と、この制御回路51からの制御信号L5に対するデジタル/アナログ変換(D/A変換)を行うD/A変換器52と、チョッパ回路1を駆動するための駆動パルスPLS2を生成するPWMコントローラ6とを備えている。なお、上記の高圧電源は、高圧バッテリであってもよいし、あるいは交流発電機と整流回路との組み合わせであってもよいし、さらに、それらの組み合わせであってもよい。
FIG. 1 shows a configuration of a power supply device according to an embodiment of the present invention. This power supply device performs control via an
チョッパ回路1は、直流入力電圧Vinが印加される一対の入力端子T1,T2、および直流出力電圧V1が出力される一対のチョッパ回路出力端子T3,T4の間をそれぞれ接続する電源線LHおよび接地線LGと、入力端子T1,T2間に接続された入力平滑コンデンサ11と、入力平滑コンデンサ11の出力側(入力端子T1,T2とは反対側)の電源線LHに挿入配置されたNチャネルFET(Field Effect Transistor;電界効果トランジスタ)12とを備えている。NチャネルFET12は、そのドレインDが入力端子T1側に接続され、ソースSがチョッパ回路出力端子T3側に接続されるように配置されている。また、NチャネルFET12のゲートGは、後述するPWMコントローラ6内の駆動回路64の出力端子VOに接続されている。入力平滑コンデンサ11は、入力された直流入力電圧Vinを平滑化するためのものであり、NチャネルFET12は、直流入力電圧Vinを断続してほぼ矩形状のパルス電圧を生成するスイッチング素子として機能するものである。なお、NチャネルFET12の配置はこれに限られるものではなく、接地線LGと下記の整流ダイオード13のアノードとの間に挿入配置するようにしてもよい。また、図中のドレイン電圧VD、ソース電圧VSおよびゲート電圧VGは、接地線LGに対するNチャネルFET12のドレインD、ソースSおよびゲートGの電位をそれぞれ表している。
The
チョッパ回路1はまた、NチャネルFET12のソース側の電源線LHにカソードが接続され、接地線LGにアノードが接続された整流ダイオード13と、この整流ダイオード13のカソードよりもチョッパ回路出力端子T3側の電源線LHに挿入配置されたチョークコイル14と、このチョークコイル14よりも出力側の電源線LHと接地線LGとの間(すなわち、チョッパ回路出力端子T3,T4の間)に接続された出力平滑コンデンサ15とを備えている。整流ダイオード13は、NチャネルFET12によって生成されたパルス電圧を整流するものであり、チョークコイル14および出力平滑コンデンサ15は、この整流された電圧波形を平滑化するためのものである。なお、チョッパ回路出力端子T3,T4には、インバータ回路2が接続されている。チョッパ回路1はこのような構成により、PWMコントローラ6から出力される駆動パルスPLS2に応じて、約数十〜数百kHzの動作周期でチョッピング動作をし、直流出力電圧V1をインバータ回路2へ供給するようになっている。
The
インバータ回路2は、互いにブリッジ接続された4つのスイッチング素子S1〜S4を有している。具体的には、スイッチング素子S1,S2の一端同士が互いに接続されて接続点P4を構成すると共に、スイッチング素子S3,S4の一端同士が互いに接続されて接続点P5を構成している。また、スイッチング素子S1,S3の他端同士が互いに接続されて接続点P2を構成すると共に、スイッチング素子S2,S4の他端同士が互いに接続されて接続点P3を構成し、これら接続点P2,P3は、それぞれチョッパ回路出力端子T3,T4に接続されている。また、これらスイッチング素子S1〜S4はそれぞれ、制御回路51からの制御信号L1〜L4によって、スイッチング素子S1,S4がオン状態でスイッチング素子S2,S3がオフ状態の期間と、スイッチング素子S2,S3がオン状態でスイッチング素子S1,S4がオフ状態の期間とが交互に切り換えられるようになっている。インバータ回路2はこのような構成により、チョッパ回路出力端子T3,T4間に印加されるチョッパ回路1からの直流出力電圧V1を、約数百Hzの動作周期による上記のスイッチング動作で交流出力電圧V2に変換し、この交流出力電圧V2をインバータ出力端子T5,T6およびイグナイタ7を介して高輝度放電ランプ8に供給するようになっている。なお、これらスイッチング素子S1〜S4はそれぞれ、例えばFETや、バイポーラトランジスタ、IGBT(Insulated Gate Bipolor Transistor)などのスイッチ素子により構成される。
The
電流検出回路3は、チョッパ回路出力端子T4と接続点P3との間で接地線LGに挿入配置されている。電流検出回路3はこのような構成により、チョッパ回路1の直流出力電流I1を高輝度放電ランプ8のランプ電流として検出し、電圧に変換するようになっており、このランプ電流I1の大きさに対応するランプ電流信号LIを、制御回路51の電流入力端子VIに出力するようになっている。なお、この電流検出回路3の配置はこれに限られるものではなく、チョッパ回路出力端子T3と接続点P2との間で電源線LHに挿入配置するようにしてもよい。
The
電圧検出回路4は、接続点P2と制御回路51の電圧入力端子VVとの間に挿入配置されている。電圧検出回路4はこのような構成により、チョッパ回路1の直流出力電圧V1を高輝度放電ランプ8のランプ電圧として検出し、このランプ電圧V1の大きさに対応するランプ電圧信号LVを、制御回路51の電圧入力端子VVに出力するようになっている。なお、この電圧検出回路4の具体的な回路構成としては、例えば、接続点P2と接地との間に配置された図示しない分圧抵抗よって、直流出力電圧V1を検出すると共にこれに応じた信号LVを生成するものが挙げられる。
The
制御回路51は、電流入力端子VIと、電圧入力端子VVと、4つのスイッチング素子制御端子VS1〜VS4と、n個(n:1以上の自然数)の出力端子VO1〜VOnとを有している。電流入力端子VIはランプ電流信号LIを介して電流検出回路3に接続され、電圧入力端子VVはランプ電圧信号LVを介して電圧検出回路4に接続され、スイッチング制御端子VS1〜VS4はそれぞれ、制御信号L1〜L4を介してインバータ回路2内のスイッチング素子S1〜S4に接続され、出力端子VO1〜VOnは、nビットの制御信号L5を介してD/A変換器52の入力端子に接続されている。この制御回路51は、前述のように高輝度放電ランプ8に対する定電力動作の制御を行うものである。具体的には、電流検出回路3によって検出されたランプ電流I1に対応するランプ電流信号LIと、電圧検出回路4によって検出されたランプ電圧V1に対応するランプ電圧信号LVとに基づいて演算を行い、高輝度放電ランプ8を定電力点灯させるためのデジタル(nビット)の制御信号L5を生成すると共に、D/A変換器52を介してこれらの制御信号を、PWMコントローラ6へ出力するようになっている。この制御回路51はまた、スイッチング素子S1〜S4のスイッチング動作を制御する制御信号L1〜L4を生成し、これらのスイッチング素子に供給するようになっている。なお、この制御回路51は、例えばマイコンなどにより構成され、その場合、これら定電力動作の制御は、ソフトウェアによりなされるようになっている。
The
D/A変換器52の入力端子は、nビットの制御信号L5を介して制御回路51の出力端子VO1〜VOnに接続され、出力端子は、後述するように、制御信号L12を介してPWMコントローラ6内の比較器63Bにおける反転入力端子に接続されている。このD/A変換器52は、前述のように制御回路51からのデジタルの制御信号L5に対してD/A変換を行い、アナログの制御信号L12を生成するものであり、例えば複数の抵抗器が交互に接続された、いわゆるR−2Rラダーなどにより構成される。
The input terminal of the D / A converter 52 is connected to the output terminals VO1 to VOn of the
ここで、この電源装置では、制御回路51から出力されるnビットの制御信号L5によって、ソフトスタート機能を利用したPWMコントローラ6の動作モードが決定され、PWMコントローラ6では、高輝度放電ランプ6の電力状態に応じた動作がなされるようになっている。図2は、このソフトスタート機能を利用したPWMコントローラ6の動作モードと、制御回路51から出力されるnビットの制御信号L5と、D/A変換器52により出力される制御信号L12の電圧V12との関係の一例を表すものである。この図において、横軸はPWMコントローラ6の動作モードを、右側の縦軸は8ビットの制御信号L5の値を16進数および10進数(かっこ内の値)で示したものを、左側の縦軸はこれら制御信号L5の値に対応した制御信号L12の電圧V12を表している。なお、この例では、制御信号L5は8ビットであるものとし、また、制御信号L12の電圧V12は、0〜4.00Vまでの電圧範囲であるものとする。また、図中の符号X1,Y1で示した範囲は、制御回路51の制御範囲を表している。
Here, in this power supply device, the operation mode of the PWM controller 6 using the soft start function is determined by the n-bit control signal L5 output from the
このように、この例では、PWMコントローラ6の動作モードは、制御信号L5=「00H(0)」〜「50H(80)」、すなわち電圧V12=0V〜0.80Vまでの区間に対応する停止モードAと、制御信号L5=「64H(100)」〜「C0H(192)」、すなわち電圧V12=1.00V〜1.92Vまでの区間に対応する定電力制御モードと、制御信号L5=「C0H(192)」〜「FFH(255)」、すなわち電圧V12=1.92V〜2.55Vまでの区間に対応する停止モードBとに大別される。なお、停止モードAと定電力制御モードとの間に位置する、制御信号L5=「50H(80)」〜「64H(100)」、すなわち電圧V12=0.80V〜1.00Vまでの区間は、PWMコントローラ6のスタンバイモードである。 Thus, in this example, the operation mode of the PWM controller 6 is the control signal L5 = “00H (0)” to “50H (80)”, that is, the stop corresponding to the interval from the voltage V12 = 0V to 0.80V. The mode A, the control signal L5 = “64H (100)” to “C0H (192)”, that is, the constant power control mode corresponding to the voltage V12 = 1.00V to 1.92V, and the control signal L5 = “ C0H (192) "to" FFH (255) ", that is, the stop mode B corresponding to the section of voltage V12 = 1.92V to 2.55V. Note that the control signal L5 = “50H (80)” to “64H (100)”, which is located between the stop mode A and the constant power control mode, that is, the voltage V12 = 0.80V to 1.00V, The standby mode of the PWM controller 6.
停止モードAは、後述するように、PWMコントローラ6からチョッパ回路1への制御パルスPLS2の供給を停止させる動作モードである。このとき、チョッパ回路1内のNチャネルFET12がオフ状態となることから、電源装置の動作は停止する。この停止モードAは、例えば高輝度放電ランプ8が所定の電力値よりも電力の大きい過電力状態にある場合など、システムに異常が生じたときに設定されるものである。
The stop mode A is an operation mode in which the supply of the control pulse PLS2 from the PWM controller 6 to the
定電力制御モードは、高輝度放電ランプ8に対して定電力制御を行うときに設定される動作モードである。この定電力制御モードでは、制御信号L5の値が「64H(100)」から「C0H(192)」へ増加するのに応じて、制御パルスPLS2のデューティ比も増加する(例えば、0%〜46%)ように、PWMコントローラ6内で設定される。このような構成により、後述するように、制御回路51からの制御信号L5によって、チョッパ回路1へ供給される制御パルスPLS2のデューティ比が、任意の値に設定されるようになっている。また、この制御信号L12の電圧V12は、後述するように、PWMコントローラ6内の発振回路62から出力される発振パルスPLS1の振幅電圧範囲内となるように設定されており、これにより定電力制御モードである限り、制御パルスPLS2のデューティ比が正常状態において0%には固定されないようになっている。
The constant power control mode is an operation mode that is set when constant power control is performed on the high-
なお、停止モードBは、やはり制御パルスPLS2のデューティ比が最大となり、電源装置の動作が停止する動作モードである。この停止モードBは、例えばこの電源装置がラッチアップ状態となった場合などに設定される。 The stop mode B is an operation mode in which the duty ratio of the control pulse PLS2 is maximized and the operation of the power supply device is stopped. This stop mode B is set, for example, when this power supply device is in a latch-up state.
図1に戻り、PWMコントローラ6は、基準電圧V3と接続点P6との間の電位差を増幅する増幅器61と、所定の周期の三角波からなる発振パルスPLS1(発振信号)を生成する発振回路62と、比較器63A,63Bからなる比較器63と、それぞれ比較器63A,63Bから出力される比較結果信号L21,L22に基づいて、チョッパ回路1を実際に駆動するための駆動パルスPLS2を生成する駆動回路64とを有している。
Returning to FIG. 1, the PWM controller 6 includes an amplifier 61 that amplifies the potential difference between the reference voltage V3 and the connection point P6, and an
増幅器61の非反転入力端子はPWMコントローラ6の外部に配置された基準電圧電源611に接続され、反転入力端子は接続点P6に接続され、出力端子は比較器63Aの反転入力端子に接続されている。基準電圧電源611からは基準電圧V3が供給され、接続点P6には、定電圧電源612から供給される定電圧V4がPWMコントローラ6の外部に配置された分圧抵抗613,614によって分圧された電圧が供給される。増幅器61はこのような構成により、基準電圧V3と接続点P6との電位差を増幅し、固定電位V11からなる固定増幅信号L11を比較器63Aへ出力するようになっている。また、この固定増幅信号L11の固定電位V11は、発振回路62から出力される発振パルスPLS1の電位よりも常に大きくなるように設定されている。
The non-inverting input terminal of the amplifier 61 is connected to a reference
発振回路62の出力端子は、比較器63A,Bの非反転入力端子に接続されている。また、比較器63Aの反転入力端子は固定増幅信号L11を介して増幅器61の出力端子に接続され、比較器63Aの出力端子は比較結果信号L21を介して駆動回路64の入力端子VC1に接続されている。また、比較器63Bの反転入力端子は制御信号L12を介してD/A変換器52の出力端子に接続され、比較器63Bの出力端子は比較結果信号L22を介して駆動回路64の入力端子VC2に接続されている。比較器63Aはこのような構成により、後述するように、増幅器61から出力された固定増幅信号L11の固定電位V11と発振パルスPLS1の電位とを比較し、固定電位からなる比較結果信号L21を駆動回路64へ出力するようになっている。一方、比較器63Bはこのような構成により、後述するように、D/A変換器52から出力される制御信号L12の電位V12と発振パルスPLS1の電位とを比較し、可変電位からなる比較結果信号L22を駆動回路64へ出力するようになっている。また、制御回路51から出力されたデジタルの制御信号L5に基づいてアナログ変換された制御信号L12は、増幅器61の入力端子ではなく比較器63Bの入力端子(反転入力端子)に入力されているので、増幅器における位相余裕が小さくなることから生じる発振現象などは生じず、PWMコントローラ6全体の動作は安定に保たれるようになっている。
The output terminal of the
駆動回路64は、入力端子VC1,VC2と、出力端子VOとを有している。入力端子VC1,VC2はそれぞれ、比較結果信号L21,L22を介して比較器63A,63Bの出力端子に接続され、出力端子VOはNチャネルFET12のゲートGに接続されている。この駆動回路64は、比較器63A,63Bからそれぞれ出力される比較結果信号L21,L22に基づいて、出力端子VOからNチャネルFET12のゲートGに供給される駆動パルスPLS2を生成するものである。駆動回路64はこのような構成により、駆動パルスPLS2によって、NチャネルFET12をPWM制御駆動するようになっている。なお、図1の例では、駆動回路64から出力された駆動パルスPLS2が直接NチャネルFET12に供給されているが、例えば、一定のアンプを介してNチャネルFET12に供給するように構成してもよい。
The
イグナイタ7は、高輝度ランプ8を点灯させる際に、高輝度ランプ8の図示しないランプ電極間に放電経路を生成する始動器として機能するものであり、インバータ回路2と高輝度放電ランプ8との間に挿入配置されている。また、高輝度放電ランプ8は、金属蒸気中の放電により発光する放電ランプであり、例えばメタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどが挙げられる。この高輝度放電ランプ8は、イグナイタ7によって放電経路が生成され、安定放電に移行された後は、インバータ回路2から供給される交流出力電流によって、定電力制御がなされる。
The
ここで、チョッパ回路1は、本発明における「スイッチング電源回路」の一具体例に対応するものであり、NチャネルFET12は、本発明における「スイッチング素子」の一具体例である。また、「高輝度放電ランプ8」は、本発明における「放電ランプ」の一具体例である。また、電流検出回路3および電圧検出回路4はそれぞれ、本発明における「ランプ電流検出回路」および「ランプ電圧検出回路」の一具体例に対応するものである。また、制御回路51およびD/A変換器52は、本発明における「制御回路」の一具体例であり、制御信号L12は、本発明における「制御信号」の一具体例である。また、比較器63は、本発明における「比較器」の一具体例に対応するものであり、比較器63A,63Bの非反転入力端子は本発明における「比較電位端子」の一具体例に対応するものであり、比較器63A,63Bの反転入力端子はそれぞれ、本発明における「第1の閾値電位端子」および「第2の閾値電位端子」の一具体例に対応するものであり、固定増幅信号L11および制御信号L12の電位V11,V12はそれぞれ、本発明における「第1の閾値電位」および「第2の閾値電位」の一具体例に対応するものである。また、駆動回路74は、本発明における「スイッチング素子駆動回路」の一具体例である。
Here, the
次に、図3を参照して、以上のような構成の電源装置の動作を説明する。ここで、図3は、図1に示した電源装置の各部の電圧波形を表すもので、(A)は高輝度放電ランプ8におけるランプ電力P(=ランプ電圧V1×ランプ電流I1)を示し、(B)は固定増幅信号L11の電位V11(第1の閾値電位)を示し、(C)は発振パルスPLS1の波形(比較電位)を示し、(D)は制御信号L12の電位V12(第2の閾値電位)を示し、(E)はソース電位VSから見た場合の駆動パルスPLS2の波形を示し、(F)はチョッパ回路1の直流出力電圧、すなわちランプ電圧V1を示している。ここに示した例では、電力Pにおける所定の目標電力値(定格電力値)をPt、電位V11の波高値=3.50V、発振パルスPLS1の波低値=1.00V、発振パルスPLS1の波高値=3.00V、電位V12の波低値=0.00V、電位V12の波高値=1.00〜1.92V、駆動パルスPLS2の波低値=0.00V、駆動パルスPLS2の波高値=5.00V、ランプ電圧V1における所定の目標電圧値(定格電圧値)をVtとしている。なお、以下は、本発明の特徴部分である高輝度放電ランプ8の安定放電の際の定電力制御動作について説明し、安定放電に移行する前の制御動作については、その説明を省略する。
Next, the operation of the power supply apparatus having the above configuration will be described with reference to FIG. Here, FIG. 3 shows the voltage waveform of each part of the power supply device shown in FIG. 1, (A) shows the lamp power P (= lamp voltage V1 × lamp current I1) in the high-
まず、高輝度放電ランプ8の電力Pが所定の目標電力値(定格電力値)Ptよりも大きくなっており、この電源装置によってその電力Pを減少させる際の動作(図3のタイミングt1〜t5の期間)について説明する。
First, the power P of the high-
まず、電流検出回路3および電圧検出回路4によって、それぞれ高輝度放電ランプ8のランプ電流I1およびランプ電圧V1が検出され、検出されたこれらの値に基づいて、制御回路51によって、ランプ電力Pが算出される。そして、例えばタイミングt1においてランプ電圧V1が定格電圧値Vtよりも大きくなっており(図3(F))、それに伴いランプ電力Pも定格電力値Ptよりも大きくなっていること(図3(A))、すなわちタイミングt1において高輝度放電ランプ8が過電力状態にあることが制御回路51によって判断されると、チョッパ回路1への制御パルスPLS2のデューティ比が小さくなるように、制御回路51によって図2に示したようなnビット(この例では、8ビット)の制御信号L5が生成され、D/A変換器52によってその信号がアナログ変換され、そのアナログ化された制御信号L12が、比較器63Bの非反転入力端子へ供給される。
First, the lamp current I1 and the lamp voltage V1 of the high-
比較器63Bでは、供給されたこの制御信号L12の電位V12と、発振パルスPLS1の電位との大小が比較される。ここで、電位V12よりも発振パルスPLS1の電位のほうが小さい場合に、その出力信号である比較結果信号L22は「H」レベルになり、逆に電位V12よりも発振パルスPLS1の電位のほうが大きい場合に、比較結果信号L22は「L」レベル(=0V)となるようになっている。つまり、本実施の形態の電源装置では、前述のように制御信号L12の電位V12が発振パルスPLS1の振幅電圧範囲内となるように設定されている(図3(D))ことから、高輝度放電ランプ8の動作モードが停止モードAまたは停止モードBではない限り比較結果信号L22のデューティ比は正常状態において0%で固定されることはなく、また、電位V12の電圧変化に応じた可変信号となる。
The
一方、比較器63Aでは、増幅器61から出力された固定増幅信号L11の電位V11と、発振パルスPLS1の電位との大小が比較される。ここで、前述のように電位V11は固定電位であると共に発振パルスPLS1の電位よりも常に大きくなっている(図3(B))ことから、比較器63Aの出力信号である比較結果信号L21も、発振パルスPLS1の電位よりも常に大きい「H」レベルの固定信号となる。
On the other hand, the
このように、比較結果信号L22が電位V12の電圧変化に応じた可変信号である一方、比較結果信号L21が発振パルスPLS1の電位よりも常に大きい「H」レベル(=3.50V)の固定信号であることから、駆動回路64では、比較結果信号L22の電位V12が小さくなるのに応じて(図3(D)のタイミングt1〜t5)そのデューティ比が小さくなるように変化する制御パルスPLS2が生成され(図3(E))、チョッパ回路1へ供給される。
Thus, while the comparison result signal L22 is a variable signal according to the voltage change of the potential V12, the comparison result signal L21 is a fixed signal of “H” level (= 3.50 V) that is always larger than the potential of the oscillation pulse PLS1. Therefore, in the
チョッパ回路1では、入力端子T1,T2から供給された直流入力電圧Vinは、入力平滑コンデンサ11により平滑化される。また、この平滑化されたドレイン電圧VDは、NチャネルFET12がオン・オフ動作をすることにより方形波となり、チョークコイル14および出力平滑コンデンサ15により、その波形が平滑化される。そして、チョッパ回路1の直流出力電圧、すなわちランプ電圧V1は、ゲート電圧VGのパルス幅およびドレイン電圧VDによって決定され、負荷である高輝度放電ランプ8の電力状態に応じた出力電流I1が、インバータ回路2へ供給される。
In the
インバータ回路2では、制御回路51からのスイッチング素子制御信号L1〜L4に応じて、スイッチング素子S1,S4がオン状態でスイッチング素子S2,S3がオフ状態の期間と、スイッチング素子S2,S3がオン状態でスイッチング素子S1,S4がオフ状態の期間とが交互に切り換えられ、これによって、チョッパ回路1から供給された直流出力電圧V1(ランプ電圧)に基づいて、交流出力電圧V2が生成される。この交流出力電圧V2は、インバータ出力端子T5,T6を介して高輝度放電ランプ8へ供給される。そして高輝度放電ランプ8では、制御パルスPLS2のデューティ比が小さくなるのに応じて、そのランプ電圧V1およびランプ電力Pもそれぞれ、定格値Vt,Ptとなるように減少する(図3(F),(A))。このようにして、高輝度放電ランプ8が過電力状態から定格電力値Ptとなるように、電源装置によって定格電力制御がなされる。
In the
次に、高輝度放電ランプ8の電力Pが定格電力値Ptよりも小さくなっており、この電源装置によってその電力Pを増加させる際の動作(図3のタイミングt6〜t10の期間)について説明する。
Next, the operation when the power P of the high-
この場合も、上記のように高輝度放電ランプ8が過電力状態から定格電力値Ptとなるように定格電力制御される場合と同様に、制御回路51によって、例えばタイミングt6においてランプ電圧V1が定格電圧値Vtよりも小さくなっており(図3(F))、それに伴いランプ電力Pも定格電力値Ptよりも小さくなっていること(図3(A))、すなわちタイミングt6において高輝度放電ランプ8が低電力状態にあることが判断されると、制御パルスPLS2のデューティ比が大きくなるように、制御回路51によってnビットの制御信号L5が生成され、アナログ化された制御信号L12が、比較器63Bの反転入力端子へ供給される。そして比較器63A,63Bを介して、駆動信号64では、比較結果信号L22の電位V12が大きくなるのに応じて(図3(D)のタイミングt6〜t10)そのデューティ比が大きくなるように変化する制御パルスPLS2が生成され(図3(E))、チョッパ回路1へ供給される。そして高輝度放電ランプ8では、制御パルスPLS2のデューティ比が大きくなるのに応じて、そのランプ電圧V1およびランプ電力Pもそれぞれ、定格値Vt,Ptとなるように増加する(図3(F),(A))。このようにして、高輝度放電ランプ8が低電力状態から定格電力値Ptとなるように、電源装置によって定格電力制御がなされる。
In this case as well, as described above, the rated voltage is controlled so that the high-
以上のように、本実施の形態では、制御回路51が高輝度放電ランプ8を定電力点灯させるのための制御信号L5を生成すると共に、D/A変換器52がこの制御信号L5をアナログ変換して制御信号L12とし、この制御信号L12を比較器63Bの反転入力端子(第2の閾値電位端子)に入力するようにしたので、発振現象などにより電源装置の動作が不安定となることがなく、安定的な動作を実現することが可能となる。
As described above, in the present embodiment, the
また、制御回路51が、制御信号L12の電位V12を、発振パルスPLS1の振幅電圧範囲内に設定するようにしたので、高輝度放電ランプ8が定電力制御モードである限り、比較結果信号L22のデューティ比が正常動作範囲内において0%で固定されることはなく、アーク放電が持続されずグロー放電または消灯に至る状態となることを防止することが可能となる。
Since the
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。 While the present invention has been described with reference to the embodiment, the present invention is not limited to this embodiment, and various modifications can be made.
例えば、上記実施の形態では、スイッチング電源回路の部分を、チョッパ回路1により構成した場合について説明してきたが、例えば直流入力電圧Vinがランプ電圧よりも低い場合には、フライバック型などの昇圧回路により構成するようにしてもよい。
For example, in the above-described embodiment, the case where the switching power supply circuit portion is configured by the
また、上記実施の形態では、インバータ回路2を、フルブリッジ型の4つのスイッチング素子により構成した場合について説明してきたが、例えばハーフブリッジ型のスイッチング素子などにより構成するようにしてもよい。
Moreover, although the case where the
また、上記実施の形態では、チョッパ回路1におけるスイッチング素子を、NチャネルFET12により構成した場合について説明してきたが、例えばバイポーラトランジスタやIGBTなどの他のスイッチング素子により構成するようにしてもよい。
Moreover, although the case where the switching element in the
また、上記実施の形態では、チョッパ回路1から供給されるランプ電圧V1をインバータ回路2により交流変換し、交流出力電圧V2を高輝度放電ランプ8に供給する場合、すなわちこの電源装置を、交流駆動するAC型により構成した場合について説明してきたが、例えばチョッパ回路1から供給されるランプ電圧V1を高輝度放電ランプ8に直接供給するようにし、この電源装置を、直流駆動するDC型により構成することも可能である。
Further, in the above embodiment, when the lamp voltage V1 supplied from the
また、上記実施の形態では、比較器63Bの反転入力端子(第1の閾値電位端子)に入力される固定電位V11が、増幅器61から供給される固定増幅信号L11である場合について説明してきたが、この電位V11は、固定電位であり、かつ発振回路62から出力される発振パルスPLS1の電位よりも常に大きくなるように設定されているのであれば、増幅器の出力信号の代わりに、定電圧電源により供給される電位により構成するようにしてもよい。
In the above embodiment, the case where the fixed potential V11 input to the inverting input terminal (first threshold potential terminal) of the
また、本発明の電源装置では、例えばD/A変換器52内や、D/A変換器52と比較器63Bとの間、すなわち制御信号L12の信号線上などに、コンデンサなどの容量素子を配置し、制御信号L12の電位V12が滑らかに電圧変化するように構成してもよい。このように構成した場合、上記実施の形態における効果に加え、制御パルスPLS2のデューティ比の変化を滑らかにすることにより、より確実に高輝度放電ランプ8の定電力制御を行うことが可能となる。
Further, in the power supply device of the present invention, for example, a capacitive element such as a capacitor is arranged in the D / A converter 52 or between the D / A converter 52 and the
さらに、上記実施の形態では、電源装置の回路構成および定電力制御の動作構成を具体的に挙げて説明したが、これらの構成はこれに限定されるものではなく、他の回路構成および他の動作構成としてもよい。 Furthermore, in the above embodiment, the circuit configuration of the power supply device and the operation configuration of constant power control have been specifically described, but these configurations are not limited to this, and other circuit configurations and other configurations are also described. An operation configuration may be adopted.
1…チョッパ回路、11…入力平滑コンデンサ、12…NチャネルFET、13…整流ダイオード、14…チョークコイル、15…出力平滑コンデンサ、2…インバータ回路、3…電流検出回路、4…電圧検出回路、51…制御回路、52…D/A変換器、6…PWMコントローラ、61…増幅器、611…基準電圧電源、612…定電圧電源、613,614…抵抗器、62…発振回路、63…比較器、64…駆動回路、7…イグナイタ、8…高輝度放電ランプ、T1,T2…入力端子、T3,T4…チョッパ回路出力端子、T5,T6…インバータ回路出力端子、LH…電源線、LG…接地線、I1…ランプ電流(直流出力電流)、V1…ランプ電圧(直流出力電圧)、V2…交流出力電圧、VD…ドレイン電圧、VS…ソース電圧、VG…ゲート電圧、S1〜S4…スイッチング素子、PLS1…発振パルス、PLS2…駆動パルス。
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記放電ランプのランプ電圧を検出するランプ電圧検出回路と、
前記放電ランプのランプ電流を検出するランプ電流検出回路と、
前記ランプ電圧検出回路によって検出されたランプ電圧と前記ランプ電流検出回路によって検出されたランプ電流とに基づいて、前記放電ランプを定電力点灯させるための制御信号を生成する制御回路と、
所定の周波数の発振信号を出力する発振回路と、
前記発振信号を比較電位として入力する比較電位端子と、固定電位からなる固定電位信号を第1の閾値電位として入力する第1の閾値電位端子と、前記制御信号を第2の閾値電位として入力する第2の閾値電位端子とを有し、第1の閾値電位と比較電位とを比較して固定電位からなる第1の比較結果信号を出力すると共に、第2の閾値電位と比較電位とを比較して第2の比較結果信号を出力する比較器と、
前記第1の比較結果信号および前記第2の比較結果信号に応じて、前記スイッチング素子に対するデューティ比が変化するように、前記スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング素子駆動回路と
を備えたことを特徴とする電源装置。 A power supply apparatus that includes a switching power supply circuit that includes a switching element that switches a DC input voltage and generates a DC output voltage, and that lights a discharge lamp based on the generated DC output voltage,
A lamp voltage detection circuit for detecting a lamp voltage of the discharge lamp;
A lamp current detection circuit for detecting a lamp current of the discharge lamp;
A control circuit for generating a control signal for lighting the discharge lamp at a constant power based on the lamp voltage detected by the lamp voltage detection circuit and the lamp current detected by the lamp current detection circuit;
An oscillation circuit that outputs an oscillation signal of a predetermined frequency;
A comparison potential terminal that inputs the oscillation signal as a comparison potential, a first threshold potential terminal that inputs a fixed potential signal composed of a fixed potential as a first threshold potential, and a control signal that is input as a second threshold potential A second threshold potential terminal, compares the first threshold potential with the comparison potential, outputs a first comparison result signal composed of a fixed potential, and compares the second threshold potential with the comparison potential; A comparator that outputs a second comparison result signal;
A switching element driving circuit that controls driving of the switching element so that a duty ratio with respect to the switching element changes according to the first comparison result signal and the second comparison result signal. Power supply.
ことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 The power supply apparatus according to claim 1, wherein the control circuit sets the potential of the control signal so that a duty ratio with respect to the switching element is not fixed at 0% within a normal operation range.
ことを特徴とする請求項2に記載の電源装置。 The power supply apparatus according to claim 2, wherein the control circuit sets the potential of the control signal within an amplitude voltage range of the oscillation signal.
ことを特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれか1項に記載の電源装置。 An amplifier is further provided that inputs a fixed amplification signal composed of a fixed potential obtained by amplifying a potential difference between two input terminals each connected to a constant potential to the first threshold potential terminal as the fixed potential signal. The power supply device according to any one of claims 1 to 3.
ことを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか1項に記載の電源装置。 The inverter circuit according to any one of claims 1 to 4, further comprising an inverter circuit that generates an AC output voltage based on a DC output voltage generated by the switching power supply circuit and supplies the AC output voltage to the discharge lamp. The power supply device described in 1.
ことを特徴とする請求項1ないし請求項5のいずれか1項に記載の電源装置。 The control circuit compares the lamp voltage with a predetermined voltage value, and the control signal is set so that a duty ratio with respect to the switching element increases as the lamp voltage becomes smaller than the predetermined voltage value. The second threshold potential is changed, and the second threshold potential is changed so that a duty ratio with respect to the switching element increases as the lamp voltage becomes larger than a predetermined voltage value. The power supply device according to any one of claims 1 to 5.
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2008004708A1 (en) | 2006-07-05 | 2008-01-10 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Method for manufacturing cast iron member, cast iron member, and engine for vehicle |
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