JP2006135526A - Output buffer circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体集積装置などに用いる出力バッファ回路に関し、特に、貫通電流及び不要輻射を低減した上で、入力から出力までの応答時間及び出力の遷移時間を抑制できるものである。 The present invention relates to an output buffer circuit used in a semiconductor integrated device or the like, and in particular, can reduce a response time from an input to an output and an output transition time while reducing a through current and unnecessary radiation.
近年の半導体製品は、受信機器の集積化などの理由から、同一システム内において、受信機器と共に使用されることが多くなっている。また、受信機器の高性能化により、半導体製品から発せられる不要輻射が、誤動作を引き起こす原因になることも多い。不要輻射を低減するための1つの手段としては、信号の遷移時間を長くすることが挙げられる。
ところで、半導体集積装置などに使用される電子回路として、出力バッファ回路が知られている。このような出力バッファ回路において、常なる課題である、貫通電流及び不要輻射を低減した上で、出力負荷が増大した場合にも、入力から出力までの応答時間及び出力の遷移時間が、極端に大きくならないものが知られている(例えば、特許文献1を参照)。
In recent years, semiconductor products are often used together with receiving devices in the same system for reasons such as integration of receiving devices. In addition, due to higher performance of receiving devices, unnecessary radiation emitted from semiconductor products often causes malfunctions. One means for reducing unwanted radiation is to increase the signal transition time.
Incidentally, an output buffer circuit is known as an electronic circuit used in a semiconductor integrated device or the like. In such an output buffer circuit, the response time from the input to the output and the transition time of the output are extremely large even when the output load is increased while reducing the through current and unnecessary radiation, which are usual problems. What does not become large is known (for example, refer to Patent Document 1).
この従来の出力バッファ回路は、図7に示すように、出力負荷を駆動する出力段のMOSトランジスタP1,N1と、このMOSトランジスタP1,N1と同様に動作するMOSトランジスタP2,N2と、入力段のMOSトランジスタP3,N3と、制御回路を構成するMOSトランジスタP4,N4とを備えている。図7では、出力段のMOSトランジスタP1、N1が駆動する出力負荷は図示していない。 As shown in FIG. 7, this conventional output buffer circuit includes output stage MOS transistors P1, N1 for driving an output load, MOS transistors P2, N2 operating in the same manner as the MOS transistors P1, N1, and an input stage. MOS transistors P3 and N3, and MOS transistors P4 and N4 constituting a control circuit. In FIG. 7, the output load driven by the MOS transistors P1 and N1 in the output stage is not shown.
次に、このような構成からなる従来の出力バッファ回路の動作について、図8を参照して説明する。以下では、便宜的に高い電源電圧VDDの電位を「H」レベル、低い電源電圧VSSの電位を「L」レベルとして説明する。
図8(a)に示すように、時刻t1において、入力信号Inの電位が「L」レベルから「H」レベルに遷移すると、P型MOSトランジスタP3はオフし、N型MOSトランジスタN3はオンする。N型MOSトランジスタN3のオンにより、ノードA2の電位は速やかに「L」レベルとなり(図8(c)参照)、N型MOSトランジスタN1及びN2はオフする。
Next, the operation of the conventional output buffer circuit having such a configuration will be described with reference to FIG. In the following description, for the sake of convenience, the potential of the high power supply voltage VDD is assumed to be “H” level, and the potential of the low power supply voltage VSS is assumed to be “L” level.
As shown in FIG. 8A, when the potential of the input signal In transitions from the “L” level to the “H” level at time t1, the P-type MOS transistor P3 is turned off and the N-type MOS transistor N3 is turned on. . When the N-type MOS transistor N3 is turned on, the potential of the node A2 quickly becomes “L” level (see FIG. 8C), and the N-type MOS transistors N1 and N2 are turned off.
また、時刻t1では、図8(d)に示すようにノードA3の電位は「L」レベルであり、N型MOSトランジスタN4はオフしており、P型MOSトランジスタP4はオンしている。このとき、図8(b)に示すようにノードA1の電位は「H」レベルであるが、N型MOSトランジスタN3及びP型MOSトランジスタP4はオンしているため、その後、「H」レベルからP型MOSトランジスタP4の閾値電圧(絶対値)に到達するまで下降する。 At time t1, as shown in FIG. 8D, the potential of the node A3 is at the “L” level, the N-type MOS transistor N4 is off, and the P-type MOS transistor P4 is on. At this time, as shown in FIG. 8B, the potential of the node A1 is at the “H” level, but since the N-type MOS transistor N3 and the P-type MOS transistor P4 are on, the “A” level thereafter. The voltage decreases until the threshold voltage (absolute value) of the P-type MOS transistor P4 is reached.
その後、時刻t2になると、P型MOSトランジスタP1及びP2は、ノードA1の電位が下降するに連れ徐々に半オン状態となり、出力信号Outの電位及びノードA3の電位は緩やかに上昇を開始する(図8(d)(e)参照)。
そして、時刻t2〜時刻t3において、ノードA3の電位は「L」レベルから「H」レベルに向けて上昇していく(図8(d)参照)。さらに、時刻t3〜時刻t4において、ノードA3の電位は上昇するので、N型MOSトランジスタN4は次第にオンする。
Thereafter, at time t2, the P-type MOS transistors P1 and P2 are gradually turned on as the potential of the node A1 decreases, and the potential of the output signal Out and the potential of the node A3 start to increase gradually ( (See FIGS. 8D and 8E).
Then, from time t2 to time t3, the potential of the node A3 increases from the “L” level toward the “H” level (see FIG. 8D). Furthermore, since the potential of the node A3 rises from time t3 to time t4, the N-type MOS transistor N4 is gradually turned on.
その後、時刻t4において、N型MOSトランジスタN4のオンに伴って、ノードA1の電位は速やかに「L」レベルに遷移し(図8(b)参照)、P型MOSトランジスタP1及びP2は完全にオン状態となり、出力信号Outの電位及びノードA3の電位は速やかに「H」レベルに遷移する(図8(d)(e)参照)。
ここで、図8(f)は、P型MOSトランジスタP1から出力負荷へと流れ出る電流Ivddを示し、図8(g)は、出力負荷からN型MOSトランジスタN1へと流れ込む電流Ivssを示している。
Thereafter, at time t4, as the N-type MOS transistor N4 is turned on, the potential of the node A1 quickly transitions to the “L” level (see FIG. 8B), and the P-type MOS transistors P1 and P2 are completely turned on. The output signal Out and the potential of the node A3 quickly transition to the “H” level (see FIGS. 8D and 8E).
Here, FIG. 8F shows the current Ivdd flowing from the P-type MOS transistor P1 to the output load, and FIG. 8G shows the current Ivss flowing from the output load to the N-type MOS transistor N1. .
上記の電流Ivddは、図8(f)に示すように、P型MOSトランジスタP1を半オン状態にする、時刻t2の時点から一定の値となり、時刻t3の時点からノードA1の電位が下降するに連れて増加し、P型MOSトランジスタP1を完全にオン状態にする時刻t4の時点からは次第に減少する。
なお、入力信号Inの電位が「H」レベルから「L」レベルに遷移する際には、MOSトランジスタP1、N1など、対になる各MOSトランジスタの動作が逆となり、電位の極性が各々反転するだけであり、回路動作は上記の場合と同様である。
As shown in FIG. 8 (f), the current Ivdd becomes a constant value from the time t2 when the P-type MOS transistor P1 is turned on, and the potential of the node A1 decreases from the time t3. And gradually decreases from time t4 when the P-type MOS transistor P1 is completely turned on.
When the potential of the input signal In transitions from the “H” level to the “L” level, the operation of each paired MOS transistor such as the MOS transistors P1 and N1 is reversed, and the polarity of the potential is inverted. The circuit operation is the same as in the above case.
図7に示す従来の出力バッファ回路の特長は、電源間に直列接続された各MOSトランジスタが、同時にオンすることがない。このため、電源間の貫通電流が少なく、出力段MOSトランジスタP1またはN1については、出力の遷移開始時において、出力段トランジスタと出力負荷との間に発生する突入電流が少ないことが挙げられる。
また、出力段のMOSトランジスタが完全にオン状態になる所定の時間経過は、出力負荷とは無関係なため、出力負荷が増大した場合にも、入力から出力までの応答時間及び出力の遷移時間が極端に大きくならないという、特長も併せ持っている。
In addition, since the predetermined time that the MOS transistor in the output stage is completely turned on is not related to the output load, the response time from the input to the output and the transition time of the output even when the output load increases. It also has the feature of not becoming extremely large.
しかし、従来の出力バッファ回路では、入力信号が高速な場合、及び出力段のMOSトランジスタの駆動能力に対して出力負荷が小さな場合には、出力段のMOSトランジスタが半オン状態である期間に、出力の遷移が完了するため、一般的な出力バッファ回路と比較して、入力から出力までの応答時間及び出力の遷移時間が大幅に増加するという問題がある。 However, in the conventional output buffer circuit, when the input signal is high-speed and when the output load is small with respect to the driving capability of the MOS transistor of the output stage, during the period when the MOS transistor of the output stage is in the half-on state, Since the transition of the output is completed, there is a problem that the response time from the input to the output and the transition time of the output are significantly increased as compared with a general output buffer circuit.
そこで、本発明の目的は、出力バッファ回路の常なる課題である、貫通電流及び不要輻射の低減を実現する際に、出力負荷が増大した場合にも、入力から出力までの応答時間及び出力の遷移時間が極端に増加しない従来技術の特長を生かし、入力信号が高速な場合、及び出力段のMOSトランジスタの駆動能力に対して出力負荷が小さな場合に、入力から出力までの応答時間及び出力の遷移時間を従来より速くすることができる出力バッファ回路を提供することにある。 Therefore, an object of the present invention is to realize a response time and an output from an input to an output even when an output load is increased when realizing reduction of a through current and unnecessary radiation, which is a constant problem of an output buffer circuit. Taking advantage of the conventional technology that the transition time does not increase excessively, when the input signal is high-speed and when the output load is small with respect to the driving capability of the MOS transistor in the output stage, the response time from the input to the output and the output An object of the present invention is to provide an output buffer circuit capable of making the transition time faster than the conventional one.
上記の課題を解決し、本発明の目的を達成するために、請求項1〜請求項6に係る発明は以下のような構成からなる。
すなわち、請求項1に係る発明は、出力信号を出力する出力段バッファと、入力信号を入力し、前記出力段バッファを駆動するプリバッファと、前記プリバッファが前記出力段バッファへ出力する信号に基づいて、前記プリバッファへの入力信号を制御する制御回路と、を備えている。
請求項2に係る発明は、請求項1に記載の出力バッファ回路において、前記プリバッファは、前記出力段バッファへ出力する信号に基づいて、その駆動能力が段階的に変化するものである。
In order to solve the above-described problems and achieve the object of the present invention, the inventions according to
That is, the invention according to
According to a second aspect of the present invention, in the output buffer circuit according to the first aspect, the driving capability of the pre-buffer varies stepwise based on a signal output to the output stage buffer.
請求項3に係る発明は、請求項1または請求項2に記載の出力バッファ回路において、前記制御回路は、前記入力信号の遷移開始時には、前記プリバッファが前記出力段バッファへ出力する信号を緩やかに遷移させ、前記入力信号の遷移開始時から所定の時間経過後には、前記プリバッファが前記出力段バッファへ出力する信号を速やかに遷移させるように、前記プリバッファへの入力信号を制御するようになっている。
請求項4に係る発明は、請求項3に記載の出力バッファ回路において、前記プリバッファの出力側と前記制御回路の制御端子との間に設け、前記入力信号の入力から前記出力信号の出力までの応答時間および出力の遷移時間を所望の値に設定する回路を、さらに備えている。
According to a third aspect of the present invention, in the output buffer circuit according to the first or second aspect, at the start of the transition of the input signal, the control circuit moderates a signal output from the pre-buffer to the output stage buffer. The input signal to the pre-buffer is controlled so that the signal output from the pre-buffer to the output stage buffer is quickly changed after a predetermined time has elapsed from the start of the input signal transition. It has become.
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the output buffer circuit according to the third aspect, wherein the output buffer circuit is provided between an output side of the prebuffer and a control terminal of the control circuit, and from the input of the input signal to the output of the output signal. And a circuit for setting the response time and the output transition time to desired values.
請求項5に係る発明は、第1のMOSトランジスタを有する出力段バッファと、第2のMOSトランジスタ、および前記第2のMOSトランジスタと直列に接続され、前記第2のMOSトランジスタとは極性が異なる第3のトランジスタを有するプリバッファと、第4のMOSトランジスタ、および前記第4のMOSトランジスタと並列に接続され、前記第4のMOSトランジスタとは極性が異なる第5のMOSトランジスタがスイッチを構成し、前記プリバッファの入力電圧を制御する制御回路とを備え、入力端子が、前記第2のMOSトランジスタのゲートに接続されるとともに、前記スイッチを介して前記第3のMOSトランジスタのゲートに接続され、前記第2及び第3のMOSトランジスタの接続点が、前記第1のMOSトランジスタのゲートに接続されるとともに、前記第4及び第5のMOSトランジスタの各ゲートに接続され、かつ、前記第1 のMOSトランジスタのドレインが出力端子に接続されている。
The invention according to
請求項6に係る発明は、第1のMOSトランジスタを有する出力段バッファと、第2のMOSトランジスタ、および前記第2のMOSトランジスタと直列に接続され、前記第2のMOSトランジスタとは極性が異なる第3のトランジスタを有するプリバッファと、第4のMOSトランジスタ、および前記第4のMOSトランジスタと並列に接続され、前記第4のMOSトランジスタとは極性が異なる第5のMOSトランジスタがスイッチを構成し、前記プリバッファの入力電圧を制御する制御回路とを備え、入力端子が、前記第2のMOSトランジスタのゲートに接続されるとともに、前記スイッチを介して前記第3のMOSトランジスタのゲートに接続され、前記第2及び第3のMOSトランジスタの接続点が、前記第1のMOSトランジスタのゲートに接続されるとともに、前記第4のMOSトランジスタのゲートに接続され、前記第5のMOSトランジスタのゲートが電源端子に接続され、かつ、前記第1のMOSトランジスタのドレインが出力端子に接続されている。
The invention according to
本発明によれば、出力の遷移開始時に、出力段トランジスタと出力負荷との間で発生する突入電流を抑制し、ノイズ及び不要輻射を低減することができる。
また、本発明では、出力段トランジスタのゲート電圧の遷移が停滞しないよう制御することにより、入力信号が高速な場合、及び出力段MOSトランジスタの駆動能力に対して出力負荷が小さな場合にも、入力から出力までの応答時間及び出力遷移時間を速くすることができる。
According to the present invention, an inrush current generated between the output stage transistor and the output load at the start of output transition can be suppressed, and noise and unnecessary radiation can be reduced.
Further, in the present invention, by controlling so that the transition of the gate voltage of the output stage transistor does not stagnate, even when the input signal is high speed and the output load is small relative to the driving capability of the output stage MOS transistor, The response time from output to output and the output transition time can be increased.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
(第1実施形態)
図1は、本発明の出力バッファ回路の第1実施形態の構成を示す回路図である。
この第1実施形態は、図1に示すように、出力段バッファ1と、この出力段バッファ1を駆動するプリバッファ2、3と、プリバッファ2、3が出力段バッファ1へ出力する信号に基づいてプリバッファ2、3への入力信号を制御する制御回路4、5と、入力信号Inが入力される入力端子6と、出力信号Outを取り出すための出力端子7と、を備えている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a first embodiment of an output buffer circuit of the present invention.
In the first embodiment, as shown in FIG. 1, an
出力段バッファ1は、図示しない出力負荷を駆動するものである。このため、出力段バッファ1は、図1に示すように、P型MOSトランジスタP1とN型MOSトランジスタN1とからなり、これらが直列に接続されてその共通接続部が出力端子7に接続されている。
すなわち、MOSトランジスタP1は、ソースに高い電源電圧VDDが供給されるようになっており、ドレインがMOSトランジスタN1のドレインに接続され、その共通接続部が出力端子7に接続されている。また、MOSトランジスタN1は、ソースに低い電源電圧VSSが供給されるようになっている。さらに、MOSトランジスタP1,N1の各ゲートには、プリバッファ2、3の各出力信号が供給されるようになっている。
The
That is, in the MOS transistor P1, a high power supply voltage VDD is supplied to the source, the drain is connected to the drain of the MOS transistor N1, and the common connection portion is connected to the
プリバッファ2、3は、それぞれ、入力信号Inと、この入力信号Inが制御回路4、5で制御される信号とにより動作し、その出力信号によって出力段バッファ1を駆動するものである。
このため、プリバッファ2は、図1に示すように、P型MOSトランジスタP2と、これとは極性の異なるN型MOSトランジスタN3とからなり、これらが直列に接続され、その共通接続部がMOSトランジスタP1のゲートに接続されている。
The
Therefore, as shown in FIG. 1, the
すなわち、MOSトランジスタP2は、ソースに高い電源電圧VDDが供給されるようになっており、ドレインがMOSトランジスタN3のドレインに接続され、その共通接続部がMOSトランジスタP1のゲートに接続されている。また、MOSトランジスタN3は、ソースに低い電源電圧VSSが供給されるようになっている。さらに、MOSトランジスタP2のゲートには入力信号Inが供給され、MOSトランジスタN3のゲートには入力信号Inを制御回路4で制御した信号が供給されるようになっている。
That is, in the MOS transistor P2, a high power supply voltage VDD is supplied to the source, the drain is connected to the drain of the MOS transistor N3, and the common connection portion is connected to the gate of the MOS transistor P1. The MOS transistor N3 is supplied with a low power supply voltage VSS at its source. Further, an input signal In is supplied to the gate of the MOS transistor P2, and a signal obtained by controlling the input signal In by the
また、プリバッファ3は、図1に示すように、P型MOSトランジスタP3と、これとは極性の異なるN型MOSトランジスタN2とからなり、これらが直列に接続され、その共通接続部がMOSトランジスタN1のゲートに接続されている。
すなわち、MOSトランジスタP3は、ソースに高い電源電圧VDDが供給されるようになっており、ドレインがMOSトランジスタN2のドレインに接続され、その共通接続部がMOSトランジスタN1のゲートに接続されている。また、MOSトランジスタN2は、ソースに低い電源電圧VSSが供給されるようになっている。さらに、MOSトランジスタP3のゲートには、入力信号Inを制御回路5で制御した信号が供給され、MOSトランジスタN2のゲートには、入力信号Inが供給されるようになっている。
As shown in FIG. 1, the
That is, in the MOS transistor P3, the high power supply voltage VDD is supplied to the source, the drain is connected to the drain of the MOS transistor N2, and the common connection portion is connected to the gate of the MOS transistor N1. The MOS transistor N2 is supplied with a low power supply voltage VSS at its source. Further, a signal obtained by controlling the input signal In by the
制御回路4、5は、入力信号Inの遷移開始時には、プリバッファ2,3が出力段バッファ1へ出力する信号を緩やかに遷移させ、入力信号Inの遷移開始時から所定の時間経過後には、プリバッファ2、3が出力段バッファ1へ出力する信号を速やかに遷移させるように、プリバッファ2、3への入力信号を制御するようになっている。
このため、制御回路4は、図1に示すように、P型MOSトランジスタP4と、これとは極性の異なるN型MOSトランジスタN5とからなり、これらが並列に接続された電子スイッチからなる。そして、並列回路の一端側に入力信号Inが供給され、その他端側から出力される出力信号は、MOSトランジスタN3のゲートに供給されるようになっている。さらに、MOSトランジスタP4,N5の各ゲートにはプリバッファ2の出力信号が供給され、MOSトランジスタP4,N5の導通制御が行われるようになっている。
The
Therefore, as shown in FIG. 1, the
すなわち、MOSトランジスタP4のドレインとMOSトランジスタN5のソースとを接続し、この共通接続部が入力端子6に接続されている。また、MOSトランジスタP4のソースとMOSトランジスタN5のドレインとを接続し、この共通接続部がMOSトランジスタN3のゲートに接続されている。さらに、MOSトランジスタP4,N5の各ゲートは共通接続され、この共通接続部が、MOSトランジスタP2,N3の共通接続部およびMOSトランジスタP1のゲートにそれぞれ接続されている。
That is, the drain of the MOS transistor P4 and the source of the MOS transistor N5 are connected, and this common connection is connected to the
また、制御回路5は、図1に示すように、P型MOSトランジスタP5と、これとは極性の異なるN型MOSトランジスタN4とからなり、これらが並列に接続された電子スイッチからなる。そして、並列回路の一端側に入力信号Inが供給され、その他端側から出力される出力信号は、MOSトランジスタP3のゲートに供給されるようになっている。さらに、MOSトランジスタP5,N4の各ゲートにはプリバッファ3の出力信号が供給され、MOSトランジスタP5,N4の導通制御が行われるようになっている。
Further, as shown in FIG. 1, the
すなわち、MOSトランジスタP5のドレインとMOSトランジスタN4のソースとを接続し、この共通接続部が入力端子6に接続されている。また、MOSトランジスタP5のソースとMOSトランジスタN4のドレインとを接続し、この共通接続部がMOSトランジスタP3のゲートに接続されている。さらに、MOSトランジスタP5,N4の各ゲートは共通接続され、この共通接続部が、MOSトランジスタP3,N2の共通接続部およびMOSトランジスタN1のゲートにそれぞれ接続されている。
That is, the drain of the MOS transistor P5 and the source of the MOS transistor N4 are connected, and this common connection is connected to the
次に、このような構成からなる第1実施形態の動作例について、図1および図2を参照して説明する。
図2(a)に示すように、時刻t1において、入力信号Inの電位が「L」レベルから「H」レベルに遷移すると、P型MOSトランジスタP2はオフし、N型MOSトランジスタN2はオンする。N型MOSトランジスタN2のオンにより、ノードAN1の電位は速やかに「L」レベルとなり(図2(c)参照)、N型MOSトランジスタN1及びN4はオフし、P型MOSトランジスタP5はオンする。
Next, an operation example of the first embodiment having such a configuration will be described with reference to FIG. 1 and FIG.
As shown in FIG. 2A, when the potential of the input signal In transitions from the “L” level to the “H” level at time t1, the P-type MOS transistor P2 is turned off and the N-type MOS transistor N2 is turned on. . When the N-type MOS transistor N2 is turned on, the potential of the node AN1 quickly becomes “L” level (see FIG. 2C), the N-type MOS transistors N1 and N4 are turned off, and the P-type MOS transistor P5 is turned on.
従って、ノードAN2には、入力信号Inの電位である「H」レベルが低下することなく伝播するため、ノードAN2電位は「H」レベルとなり(図2(e)参照)、P型MOSトランジスタP3はオフする。このとき、図2(b)に示すようにノードAP1の電位は「H」レベルであり、P型MOSトランジスタP4はオフし、N型MOSトランジスタN5はオンしている。従って、ノードAP2には、図2(d)に示すように入力信号Inの電位である「H」レベルから、N型MOSトランジスタN5の閾値電圧だけ降下した電位が伝播するため、N型MOSトランジスタN3は半オン状態となる。 Accordingly, since the “H” level that is the potential of the input signal In propagates to the node AN2 without being lowered, the potential of the node AN2 becomes the “H” level (see FIG. 2E), and the P-type MOS transistor P3. Turn off. At this time, as shown in FIG. 2B, the potential of the node AP1 is at “H” level, the P-type MOS transistor P4 is turned off, and the N-type MOS transistor N5 is turned on. Therefore, as shown in FIG. 2 (d), the potential that is lowered by the threshold voltage of the N-type MOS transistor N5 is propagated to the node AP2 from the "H" level that is the potential of the input signal In. N3 is in a semi-on state.
その後、時刻t2において、図2(b)に示すように、ノードAP1の電位は緩やかに下降を開始する。その下降に伴って、P型MOSトランジスタP1は半オン状態となり、出力信号Outの電位は「L」レベルから緩やかに上昇していく(図2(f)参照)。
そして、時刻t3になると、ノードAP1の電位が、P型MOSトランジスタP4の閾値電圧(絶対値)を超えるので、P型MOSトランジスタP4はオンになる。P型MOSトランジスタP4のオンにより、入力信号Inの電位である「H」レベルは低下することなく伝播するため、図2(d)に示すように、ノードAP2の電位は速やかに「H」レベルまで上昇する。
Thereafter, at time t2, as shown in FIG. 2B, the potential of the node AP1 starts to gradually decrease. Along with the decrease, the P-type MOS transistor P1 is in a half-on state, and the potential of the output signal Out gradually rises from the “L” level (see FIG. 2F).
At time t3, since the potential of the node AP1 exceeds the threshold voltage (absolute value) of the P-type MOS transistor P4, the P-type MOS transistor P4 is turned on. When the P-type MOS transistor P4 is turned on, the “H” level, which is the potential of the input signal In, propagates without decreasing. Therefore, as shown in FIG. 2D, the potential of the node AP2 is quickly set to the “H” level. To rise.
従って、時刻t4では、N型MOSトランジスタN3は、半オン状態から完全にオン状態に遷移し、ノードAP1の電位は、速やかに「L」レベルに低下する(図2(b)参照)。これに伴い、P型MOSトランジスタP1もまた、完全にオン状態へと遷移するため、出力信号Outの電位は速やかに「H」レベルへと遷移する(図2(f)参照)。
ここで、図2(g)は、P型MOSトランジスタP1から出力負荷へと流れ出る電流Ivddを示し、図2(h)は、出力負荷からN型MOSトランジスタN1へと流れ込む電流Ivssを示している。
Therefore, at time t4, the N-type MOS transistor N3 transitions from the half-on state to the complete on-state, and the potential of the node AP1 quickly decreases to the “L” level (see FIG. 2B). Along with this, the P-type MOS transistor P1 also completely transitions to the on state, so that the potential of the output signal Out quickly transitions to the “H” level (see FIG. 2 (f)).
Here, FIG. 2G shows the current Ivdd flowing from the P-type MOS transistor P1 to the output load, and FIG. 2H shows the current Ivss flowing from the output load to the N-type MOS transistor N1. .
上記の電流Ivddは、図2(g)に示すように、P型MOSトランジスタP1を半オン状態にする、時刻t2からは次第に増加し、P型MOSトランジスタP1を完全にオン状態にする、時刻t3の時点からは次第に減少する。
なお、上記では、入力信号Inの電位が「L」レベルから「H」レベルに遷移する場合について説明した。これに対して、入力信号Inの電位が「H」レベルから「L」レベルに遷移する場合には、MOSトランジスタP1、N1など、対になる各MOSトランジスタの動作が逆となり、電位の極性が各々反転するだけであり、回路動作は上記の場合と同様である。
As shown in FIG. 2G, the current Ivdd turns the P-type MOS transistor P1 into a half-on state, gradually increases from time t2, and turns on the P-type MOS transistor P1 completely. It gradually decreases from time t3.
In the above description, the case where the potential of the input signal In transitions from the “L” level to the “H” level has been described. On the other hand, when the potential of the input signal In transitions from the “H” level to the “L” level, the operation of each paired MOS transistor such as the MOS transistors P1 and N1 is reversed, and the polarity of the potential is changed. Each circuit is simply inverted, and the circuit operation is the same as in the above case.
以上述べたように、第1実施形態では、プリバッファ2、3のMOSトランジスタのゲート電圧を、出力段バッファ1のMOSトランジスタのゲート電圧に基づいて段階的に制御することにより、出力信号Outの遷移開始時には、出力段バッファ1のMOSトランジスタのゲート電圧を緩やかに変化させ、所定の時間経過後には、出力段バッファ1のMOSトランジスタのゲート電圧を速やかに変化させるようにした。
As described above, in the first embodiment, the gate voltage of the MOS transistors of the
すなわち、第1実施形態では、従来回路と異なり、出力信号Outの遷移開始から完了までの期間において、出力段バッファ1のMOSトランジスタのゲート電圧の遷移が停滞することのないよう制御した。
このため、第1実施形態によれば、入力信号が高速な場合、及び出力段のMOSトランジスタの駆動能力に対して出力負荷が小さな場合に、入力から出力までの応答時間及び出力の遷移時間の増加を抑制できる。
また、第1実施形態によれば、従来回路の特長であった、貫通電流及び不要輻射の低減、及び出力負荷が増大した際にも、応答時間及び遷移時間が極端に増加しない特長は失われていない。
That is, in the first embodiment, unlike the conventional circuit, control is performed so that the transition of the gate voltage of the MOS transistor of the
Therefore, according to the first embodiment, the response time from the input to the output and the transition time of the output when the input signal is high-speed and when the output load is small with respect to the driving capability of the MOS transistor in the output stage. Increase can be suppressed.
In addition, according to the first embodiment, the features that the response time and the transition time do not increase excessively when the output load is increased and the reduction of the through current and unnecessary radiation, which are the features of the conventional circuit, are lost. Not.
(第2実施形態)
図3は、本発明の出力バッファ回路の第2実施形態の構成を示す回路図である。
この第2実施形態は、図1に示す第1実施形態の構成と基本的に同一であり、図1に示す制御回路4、5を、図3に示す制御回路4A、5Aに置き換えたものである。
すなわち、図3に示すように、制御回路4Aは、それを構成するMOSトランジスタN5のゲートに高い電源電圧VDDを供給するようにし、制御回路5Aは、それを構成するMOSトランジスタP5のゲートに低い電源電圧VSSを供給するようにした。すなわち、MOSトランジスタN5,P5の各ゲートを電源端子に接続するようにした。そして、これらの点が、第1実施形態の制御回路4、5とその構成が異なる点である。
(Second Embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the second embodiment of the output buffer circuit of the present invention.
This second embodiment is basically the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, and is obtained by replacing the
That is, as shown in FIG. 3, the
従って、第2実施形態では、図3に示すように、上記の制御回路4A、5Aの構成を除いた他の部分の構成は図1に示す第1実施形態の構成と同一であるので、同一の構成要素には同一符号を付してその構成の説明は省略する。
このような構成から第2実施形態の動作は、上記の第1実施形態の動作と同様であるので、その動作の説明は省略する。また、第2実施形態によれば、上記の第1実施形態と同様の効果を実現できる。
Therefore, in the second embodiment, as shown in FIG. 3, the configuration of the other parts except the configuration of the
Since the operation of the second embodiment is the same as that of the first embodiment, the description of the operation is omitted. Further, according to the second embodiment, the same effect as the first embodiment can be realized.
(第3実施形態)
図4は、本発明の出力バッファ回路の第3実施形態の構成を示す回路図である。
この第3実施形態は、図4に示すように、出力段バッファ1と、この出力段バッファ1を駆動するプリバッファ2、3と、プリバッファ2、3が出力段バッファ1へ出力する信号に基づいてプリバッファ2、3への入力信号を制御する制御回路4、5と、プリバッファ2、3の各出力側と制御回路4、5の各制御端子との間に設けた遅延回路8、9と、入力信号Inが入力される入力端子6と、出力信号Outを取り出すための出力端子7と、を備えている。
(Third embodiment)
FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the third embodiment of the output buffer circuit of the present invention.
In the third embodiment, as shown in FIG. 4, the
すなわち、この第3実施形態は、図1に示す第1実施形態を基本とし、図4に示す遅延回路8、9をさらに追加するようにしたものである。従って、第3実施形態では、遅延回路8、9を追加した点の構成を除き、他の部分の構成は図1に示す第1実施形態の構成と同一であるので、同一の構成要素には同一符号を付してその構成の説明は省略する。
遅延回路8は、プリバッファ2のN型MOSトランジスタN3を半オン状態から完全にオン状態にするための時間を、所定の時間だけ遅延させる回路である。
That is, the third embodiment is based on the first embodiment shown in FIG. 1 and further adds
The
このため、遅延回路8は、ノードAP1とP型MOSトランジスタP4及びN型MOSトランジスタN5のゲート間に設けるようにし、そのMOSトランジスタP4,N5のゲートをノードAP3とした。
また、遅延回路9は、プリバッファ3のP型MOSトランジスタP3を半オン状態から完全にオン状態にするための時間を、所定の時間だけ遅延させる回路である。
このため、遅延回路9は、ノードAN2とP型MOSトランジスタP5及びN型MOSトランジスタN4のゲート間に設けるようにし、そのMOSトランジスタP5、N4のゲートをノードAN3とした。
Therefore, the
The
Therefore, the
次に、遅延回路8、9の具体的な構成例について、図5および図6を参照しながら説明する。
遅延回路8は、図5に示すように、P型MOSトランジスタP6と、ダイオード接続されるP型MOSトランジスタP7を直列に複数個接続した遅延素子81と、から構成される。
P型MOSトランジスタP6は、ゲートが入力端子6に接続され、ソースに高い電源電圧VDDが供給され、ドレインがノードAP3(MOSトランジスタP4,N5の各ゲート)に接続されるようになっている。遅延素子81は、その一端側(入力側)がノードAP1(MOSトランジスタP1のゲート)に接続され、その他端側(出力側)がノードAP3に接続されるようになっている。
遅延回路9は、図6に示すように、N型MOSトランジスタN6と、ダイオード接続されるN型MOSトランジスタN7を直列に複数個接続した遅延素子91と、から構成される。
Next, a specific configuration example of the
As shown in FIG. 5, the
The P-type MOS transistor P6 has a gate connected to the
As shown in FIG. 6, the
N型MOSトランジスタN6は、ゲートが入力端子6に接続され、ソースに低い電源電圧VSSが供給され、ドレインがノードAN3(MOSトランジスタP5,N4の各ゲート)に接続されるようになっている。遅延素子91は、その一端側(入力側)がノードAN1(MOSトランジスタN1のゲート)に接続され、その他端側(出力側)がノードAN3に接続されるようになっている。
ここで、遅延回路8、9は、図5および図6に示すようにMOSトランジスタの組み合わせにより構成したが、これに代えて、抵抗素子、あるいは抵抗素子と容量素子によって構成するようにしても良い。
The N-type MOS transistor N6 has a gate connected to the
Here, the
次に、図5に示す遅延回路8の動作について、図面を参照して説明する。
図5において、MOSトランジスタP6のゲートに供給される入力信号Inの電位が「H」レベルから「L」レベルに遷移すると、P型MOSトランジスタP6がオンし、ノードAP3の電位は「H」レベルに遷移する。一方、入力信号Inの電位が「L」レベルから「H」レベルに遷移すると、P型MOSトランジスタP6がオフし、ノードAP3の電位は「H」レベルを保持する。このとき、ノードAP1の電位は「H」レベルであるが、図4中のN型MOSトランジスタN3は半オン状態になるため、「H」レベルから徐々に下降する。
Next, the operation of the
In FIG. 5, when the potential of the input signal In supplied to the gate of the MOS transistor P6 transitions from the “H” level to the “L” level, the P-type MOS transistor P6 is turned on and the potential of the node AP3 is set to the “H” level. Transition to. On the other hand, when the potential of the input signal In transitions from the “L” level to the “H” level, the P-type MOS transistor P6 is turned off, and the potential of the node AP3 maintains the “H” level. At this time, although the potential of the node AP1 is at the “H” level, the N-type MOS transistor N3 in FIG. 4 is in a half-on state, and thus gradually decreases from the “H” level.
このため、複数のP型MOSトランジスタP7からなる遅延素子81は、ノードAP1と接続されたP型MOSトランジスタ7側から順次オンし、ノードAP3の電位は、複数のP型MOSトランジスタP7の各閾値電圧(絶対値)の和の電位まで下降する。従って、複数からなるP型MOSトランジスタP7の個数を設定すれば、入力から出力までの応答時間及び出力の遷移時間を、所望の値に変更することができる。
Therefore, the
次に、図6に示す遅延回路9の動作について、図面を参照して説明する。
図6において、MOSトランジスタN6のゲートに供給される入力信号Inの電位が「L」レベルから「H」レベルに遷移すると、N型MOSトランジスタN6がオンし、ノードAN3の電位は「L」レベルに遷移する。一方、入力信号Inの電位が「H」レベルから「L」レベルに遷移すると、N型MOSトランジスタN6がオフし、ノードAN3の電位は「L」レベルを保持する。このとき、ノードAN1の電位は「L」レベルであるが、図4中のP型MOSトランジスタP3は半オン状態になるため、「L」レベルから徐々に上昇する。
Next, the operation of the
In FIG. 6, when the potential of the input signal In supplied to the gate of the MOS transistor N6 transitions from the “L” level to the “H” level, the N-type MOS transistor N6 is turned on and the potential of the node AN3 is set to the “L” level. Transition to. On the other hand, when the potential of the input signal In transitions from the “H” level to the “L” level, the N-type MOS transistor N6 is turned off, and the potential of the node AN3 is maintained at the “L” level. At this time, the potential of the node AN1 is at the “L” level, but the P-type MOS transistor P3 in FIG. 4 is in a half-on state, and thus gradually increases from the “L” level.
このため、複数のN型MOSトランジスタN7からなる遅延素子91は、ノードAN1と接続されたN型MOSトランジスタN7側から順次オンし、ノードAN3の電位は、複数のN型MOSトランジスタN7の各閾値電圧(絶対値)の和の電位まで上昇する。従って、複数からなるN型MOSトランジスタN7の個数を設定すれば、入力から出力までの応答時間及び出力の遷移時間を、所望の値に変更することができる。
以上説明したように、第3実施形態では、図1に示す第1実施形態の構成に、遅延回路8、9をさらに追加するようにしたので、制御回路4、5が制御する際の入力から出力までの応答時間及び出力の遷移時間を、所望の値に定めることが可能になる。
Therefore, the
As described above, in the third embodiment, the
本発明は、出力バッファ回路であり、半導体集積装置などに適用される。 The present invention is an output buffer circuit and is applied to a semiconductor integrated device or the like.
P1〜P7 P型MOSトランジスタ
N1〜N7 N型MOSトランジスタ
1 出力段バッファ
2、3 プリバッファ
4、5 制御回路
6 入力端子
7 出力端子
8、9 遅延回路
P1-P7 P-type MOS transistor N1-N7 N-
Claims (6)
入力信号を入力し、前記出力段バッファを駆動するプリバッファと、
前記プリバッファが前記出力段バッファへ出力する信号に基づいて、前記プリバッファへの入力信号を制御する制御回路と、
を備えたことを特徴とする出力バッファ回路。 An output stage buffer for outputting an output signal;
A pre-buffer that inputs an input signal and drives the output stage buffer;
A control circuit for controlling an input signal to the pre-buffer based on a signal output from the pre-buffer to the output stage buffer;
An output buffer circuit comprising:
第2のMOSトランジスタ、および前記第2のMOSトランジスタと直列に接続され、前記第2のMOSトランジスタとは極性が異なる第3のトランジスタを有するプリバッファと、
第4のMOSトランジスタ、および前記第4のMOSトランジスタと並列に接続され、前記第4のMOSトランジスタとは極性が異なる第5のMOSトランジスタがスイッチを構成し、前記プリバッファの入力電圧を制御する制御回路とを備え、
入力端子が、前記第2のMOSトランジスタのゲートに接続されるとともに、前記スイッチを介して前記第3のMOSトランジスタのゲートに接続され、
前記第2及び第3のMOSトランジスタの接続点が、前記第1のMOSトランジスタのゲートに接続されるとともに、前記第4及び第5のMOSトランジスタの各ゲートに接続され、
かつ、前記第1 のMOSトランジスタのドレインが出力端子に接続されていることを特徴とする出力バッファ回路。 An output stage buffer having a first MOS transistor;
A pre-buffer having a second MOS transistor and a third transistor connected in series with the second MOS transistor and having a polarity different from that of the second MOS transistor;
A fourth MOS transistor and a fifth MOS transistor connected in parallel with the fourth MOS transistor and having a polarity different from that of the fourth MOS transistor constitute a switch, and control the input voltage of the prebuffer. A control circuit,
An input terminal is connected to the gate of the second MOS transistor and is connected to the gate of the third MOS transistor via the switch.
The connection point of the second and third MOS transistors is connected to the gate of the first MOS transistor and to the gates of the fourth and fifth MOS transistors,
An output buffer circuit, wherein a drain of the first MOS transistor is connected to an output terminal.
第2のMOSトランジスタ、および前記第2のMOSトランジスタと直列に接続され、前記第2のMOSトランジスタとは極性が異なる第3のトランジスタを有するプリバッファと、
第4のMOSトランジスタ、および前記第4のMOSトランジスタと並列に接続され、前記第4のMOSトランジスタとは極性が異なる第5のMOSトランジスタがスイッチを構成し、前記プリバッファの入力電圧を制御する制御回路とを備え、
入力端子が、前記第2のMOSトランジスタのゲートに接続されるとともに、前記スイッチを介して前記第3のMOSトランジスタのゲートに接続され、
前記第2及び第3のMOSトランジスタの接続点が、前記第1のMOSトランジスタのゲートに接続されるとともに、前記第4のMOSトランジスタのゲートに接続され、
前記第5のMOSトランジスタのゲートが電源端子に接続され、
かつ、前記第1のMOSトランジスタのドレインが出力端子に接続されていることを特徴とする出力バッファ回路。 An output stage buffer having a first MOS transistor;
A pre-buffer having a second MOS transistor and a third transistor connected in series with the second MOS transistor and having a polarity different from that of the second MOS transistor;
A fourth MOS transistor and a fifth MOS transistor connected in parallel with the fourth MOS transistor and having a polarity different from that of the fourth MOS transistor constitute a switch, and control the input voltage of the prebuffer. A control circuit,
An input terminal is connected to the gate of the second MOS transistor and is connected to the gate of the third MOS transistor via the switch.
The connection point of the second and third MOS transistors is connected to the gate of the first MOS transistor and to the gate of the fourth MOS transistor,
A gate of the fifth MOS transistor is connected to a power supply terminal;
An output buffer circuit, wherein a drain of the first MOS transistor is connected to an output terminal.
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---|---|---|---|---|
CN111524542A (en) * | 2019-02-01 | 2020-08-11 | 华邦电子股份有限公司 | Buffer output circuit and driving method thereof |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62276921A (en) * | 1986-05-26 | 1987-12-01 | Mitsubishi Electric Corp | Driver circuit |
JPH02166915A (en) * | 1988-11-09 | 1990-06-27 | Ncr Corp | Buffer circuit having |
JPH06209251A (en) * | 1992-08-31 | 1994-07-26 | Sgs Thomson Microelectron Inc | Output driver circuit |
JPH0856147A (en) * | 1994-04-22 | 1996-02-27 | Sgs Thomson Microelettronica Spa | Output buffer current slew rate controlling integrated circuit |
JPH08293772A (en) * | 1995-04-19 | 1996-11-05 | Mitsubishi Electric Corp | Output buffer circuit |
-
2004
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Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62276921A (en) * | 1986-05-26 | 1987-12-01 | Mitsubishi Electric Corp | Driver circuit |
JPH02166915A (en) * | 1988-11-09 | 1990-06-27 | Ncr Corp | Buffer circuit having |
JPH06209251A (en) * | 1992-08-31 | 1994-07-26 | Sgs Thomson Microelectron Inc | Output driver circuit |
JPH0856147A (en) * | 1994-04-22 | 1996-02-27 | Sgs Thomson Microelettronica Spa | Output buffer current slew rate controlling integrated circuit |
JPH08293772A (en) * | 1995-04-19 | 1996-11-05 | Mitsubishi Electric Corp | Output buffer circuit |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN111524542A (en) * | 2019-02-01 | 2020-08-11 | 华邦电子股份有限公司 | Buffer output circuit and driving method thereof |
CN111524542B (en) * | 2019-02-01 | 2022-04-01 | 华邦电子股份有限公司 | Buffer output circuit and driving method thereof |
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