JP2006084318A - Static capacitance type distance sensor - Google Patents

Static capacitance type distance sensor Download PDF

Info

Publication number
JP2006084318A
JP2006084318A JP2004269238A JP2004269238A JP2006084318A JP 2006084318 A JP2006084318 A JP 2006084318A JP 2004269238 A JP2004269238 A JP 2004269238A JP 2004269238 A JP2004269238 A JP 2004269238A JP 2006084318 A JP2006084318 A JP 2006084318A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
electrode
temperature correction
detection
signal
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2004269238A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP4356570B2 (en
Inventor
Mamoru Tokita
守 鴇田
Yuji Ota
裕二 太田
Tatsuya Inoki
竜也 猪木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Oki Electric Industry Co Ltd
Original Assignee
Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Oki Electric Industry Co Ltd filed Critical Oki Electric Industry Co Ltd
Priority to JP2004269238A priority Critical patent/JP4356570B2/en
Publication of JP2006084318A publication Critical patent/JP2006084318A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4356570B2 publication Critical patent/JP4356570B2/en
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
  • Switches That Are Operated By Magnetic Or Electric Fields (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a static capacitance type distance sensor having sufficiently high detection precision even when the distance to a detected object is long. <P>SOLUTION: A sensor section 101 comprises a transmission electrode 101a, a shield electrode 101b for shielding electromagnetic wave from the rear side of the transmission electrode 101a, and an auxiliary electrode 101c for shielding current flowing between the transmission electrode 101a and the shield electrode 101b. Alternating voltage outputted by a buffer circuit 103 is supplied to the transmission electrode 101a via a resistance element 104, and supplied to the auxiliary electrode 101c without the resistance element 104. The resistance element 104 detects the value of the detected current flowing out of the transmission electrode 101a as voltage between terminals. The alternating voltage is supplied to the transmission electrode and auxiliary electrode from the buffer circuit via different wires, and only the current flowing through the transmission electrode is detected by a current detecting resistance element, so that the detection precision of the detected object can be improved. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

この発明は、被検出物との間に形成された電磁界の強度に基づいて当該被検出物までの距離を検出する、非接触型の静電容量型距離センサに関する。   The present invention relates to a non-contact capacitive distance sensor that detects a distance to an object to be detected based on the intensity of an electromagnetic field formed between the object and the object to be detected.

従来より、電磁波を用いて被検出物の有無や該被検出物までの距離を測定する非接触型センサが知られており、例えば静電容量型距離センサと呼ばれている。静電容量型距離センサでは、当該センサと被検出物の接地面との間に形成される静電容量から、該被検出物までの距離を検出する。   2. Description of the Related Art Conventionally, a non-contact type sensor that measures the presence or absence of an object to be detected and the distance to the object to be detected using electromagnetic waves is known, and is called, for example, a capacitive distance sensor. In the capacitance type distance sensor, the distance to the detected object is detected from the capacitance formed between the sensor and the ground plane of the detected object.

静電容量型距離センサについて開示する文献としては、例えば下記特許文献1が知られている。この特許文献1に記載された静電容量型距離センサ11は、検知電極12aと、同相シールドパターン12bと、アースパターン12cとを備えている(特許文献1の段落0008、図1参照)。そして、検知電極12aと同相シールドパターン12bとは相互に接続されているので、該検知電極12aおよび該同相シールドパターン12bの電圧および位相は、常に同一となる。これにより、検知電極12aと同相シールドパターン12bとの間の静電容量の影響を排除することができるので、センサ部11と電子回路部14とを分離することが可能になる(特許文献1の段落0012参照)。   For example, the following Patent Document 1 is known as a document disclosing the capacitance type distance sensor. The capacitance type distance sensor 11 described in Patent Document 1 includes a detection electrode 12a, an in-phase shield pattern 12b, and a ground pattern 12c (see Paragraph 0008 of Patent Document 1 and FIG. 1). Since the detection electrode 12a and the in-phase shield pattern 12b are connected to each other, the voltage and phase of the detection electrode 12a and the in-phase shield pattern 12b are always the same. Thereby, since the influence of the electrostatic capacitance between the detection electrode 12a and the in-phase shield pattern 12b can be eliminated, the sensor unit 11 and the electronic circuit unit 14 can be separated (see Patent Document 1). (See paragraph 0012).

特許文献1の技術では、センサ部11と被検出物の接地面との間に形成される静電容量の値を、発振回路17の発振周波数から検出する。このため、特許文献1の技術には、被検出物までの距離が長距離の場合に、当該被検出物を精度良く検出することが困難になるという欠点がある。   In the technique of Patent Document 1, the value of the capacitance formed between the sensor unit 11 and the ground plane of the object to be detected is detected from the oscillation frequency of the oscillation circuit 17. For this reason, the technique of Patent Document 1 has a drawback that it is difficult to accurately detect the detection object when the distance to the detection object is a long distance.

また、特許文献1では、センサ部11をプリント基板で構成しているため、当該センサ部11に柔軟性が無く、曲面への設置が困難であるという欠点がある。
特開平7−29467号公報
Moreover, in patent document 1, since the sensor part 11 is comprised with the printed circuit board, there exists a fault that the said sensor part 11 does not have a softness | flexibility and the installation to a curved surface is difficult.
JP-A-7-29467

この発明の解決課題は、被検出物までの距離が長い場合も検出精度が十分に高い静電容量型距離センサを提供することにある。   An object of the present invention is to provide a capacitive distance sensor having sufficiently high detection accuracy even when the distance to an object to be detected is long.

本発明は、被検出物に流入する検出電流の大きさに基づいて被検出物の有無および距離を検出する、非接触型の静電容量型距離センサに関する。   The present invention relates to a non-contact capacitive distance sensor that detects the presence and distance of a detection object based on the magnitude of a detection current flowing into the detection object.

そして、被検出物に検出電流を供給するための電磁波を放射する送信電極と、送信電極の裏面側から放射される電磁波を遮蔽するために送信電極に対向して配置されたシールド電極と、送信電極とシールド電極との間に流れる電流を遮断するためにこれらの電極の間に配置された補助電極とを有するセンサ部と、発振器で生成された交流電圧を送信電極および補助電極に供給するためのバッファ回路と、検出電流を端子間電圧として検出するための電流検出抵抗素子と、電流検出抵抗素子を介してバッファ回路の出力端と送信電極とを接続する第1配線と、電流検出抵抗素子を介さずにバッファ回路の出力端と補助電極とを接続する第2配線とを備える。   A transmission electrode that radiates electromagnetic waves for supplying a detection current to the object to be detected; a shield electrode that is disposed opposite to the transmission electrodes to shield electromagnetic waves radiated from the back side of the transmission electrode; and In order to supply an AC voltage generated by an oscillator to the transmission electrode and the auxiliary electrode, and a sensor unit having an auxiliary electrode arranged between these electrodes in order to cut off the current flowing between the electrode and the shield electrode A buffer circuit, a current detection resistor element for detecting the detection current as a voltage between terminals, a first wiring connecting the output terminal of the buffer circuit and the transmission electrode via the current detection resistor element, and a current detection resistor element And a second wiring for connecting the output end of the buffer circuit and the auxiliary electrode.

この発明によれば、異なる配線を介してバッファ回路から送信電極および補助電極に交流電圧を供給し、送信電極を流れる電流のみを電流検出抵抗素子で検出するので、被検出物の検出精度を向上させることができる。   According to the present invention, the AC voltage is supplied from the buffer circuit to the transmission electrode and the auxiliary electrode via different wirings, and only the current flowing through the transmission electrode is detected by the current detection resistance element, so that the detection accuracy of the detection object is improved. Can be made.

以下、この発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。なお、図中、各構成成分の大きさ、形状および配置関係は、この発明が理解できる程度に概略的に示してあるにすぎず、また、以下に説明する数値的条件は単なる例示にすぎない。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the drawings, the size, shape, and arrangement relationship of each component are shown only schematically to the extent that the present invention can be understood, and the numerical conditions described below are merely examples. .

第1の実施の形態
以下、この発明の第1実施形態に係る静電容量型距離センサについて、図1〜図3を用いて説明する。
First Embodiment Hereinafter, a capacitance type distance sensor according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

図1は、この実施形態に係る静電容量型距離センサの構成を示す概略図である。   FIG. 1 is a schematic diagram showing the configuration of a capacitive distance sensor according to this embodiment.

図1に示したように、この実施形態の静電容量型距離センサ100は、センサ部101と、発振回路102と、バッファ回路103と、電流検出抵抗素子104と、シールドケーブル105と、第1差動増幅器106と、バンドパスフィルタ107と、検波回路108と、ローパスフィルタ109と、第2差動増幅器110と、アナログ/デジタル変換器111と、CPU(Central Processing Unit) 112と、デジタル/アナログ変換器113とを備えている。   As shown in FIG. 1, the capacitive distance sensor 100 of this embodiment includes a sensor unit 101, an oscillation circuit 102, a buffer circuit 103, a current detection resistor element 104, a shield cable 105, a first cable, A differential amplifier 106, a band pass filter 107, a detection circuit 108, a low pass filter 109, a second differential amplifier 110, an analog / digital converter 111, a CPU (Central Processing Unit) 112, and a digital / analog And a converter 113.

センサ部101は、送信電極101a、シールド電極101bおよび補助電極101cを備えている。送信電極101aは、被検出物(図示せず)との間に電磁界を形成するための電磁波を放射する。シールド電極101bは、送信電極101aの裏面側から放射される電磁波を遮蔽するための電極である。また、補助電極101cは、送信電極101aとシールド電極101bとの間に流れる電流を遮断するための電極である。この実施形態では、送信電極101aとシールド電極101bとの間に補助電極101cを設け、且つ、異なる配線を介して送信電極101aおよび補助電極101cに交流電圧を供給することとしたので、被検出物の検出精度を高めることができる(後述)。図1に示したように、シールド電極101bは、接地される。   The sensor unit 101 includes a transmission electrode 101a, a shield electrode 101b, and an auxiliary electrode 101c. The transmission electrode 101a radiates an electromagnetic wave for forming an electromagnetic field with an object to be detected (not shown). The shield electrode 101b is an electrode for shielding electromagnetic waves radiated from the back surface side of the transmission electrode 101a. The auxiliary electrode 101c is an electrode for interrupting the current flowing between the transmission electrode 101a and the shield electrode 101b. In this embodiment, the auxiliary electrode 101c is provided between the transmission electrode 101a and the shield electrode 101b, and an AC voltage is supplied to the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c via different wirings. Detection accuracy can be improved (described later). As shown in FIG. 1, the shield electrode 101b is grounded.

発振回路102は、送信電極101aに電磁界を放射させるための交流電圧を生成・出力する。以下の説明では、この発振回路102の、発振周波数をf[Hz]とする。   The oscillation circuit 102 generates and outputs an AC voltage for causing the transmission electrode 101a to emit an electromagnetic field. In the following description, the oscillation frequency of the oscillation circuit 102 is assumed to be f [Hz].

バッファ回路103は、発振回路102が出力する交流電圧を、センサ部101に供給するためのバッファである。図1に示したように、この実施形態では、バッファ回路103を、1個の電圧フォロア回路で構成した。すなわち、この実施形態では、送信電極101aおよび補助電極101cに、同じ電圧フォロア回路で交流電圧を供給することとした。これにより、バッファ回路103の出力側の変動が発振回路102の出力に与える影響を抑えて、被検出物の検出精度を高めることができる(後述)。   The buffer circuit 103 is a buffer for supplying the AC voltage output from the oscillation circuit 102 to the sensor unit 101. As shown in FIG. 1, in this embodiment, the buffer circuit 103 is configured by one voltage follower circuit. That is, in this embodiment, AC voltage is supplied to the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c by the same voltage follower circuit. As a result, the influence of the fluctuation on the output side of the buffer circuit 103 on the output of the oscillation circuit 102 can be suppressed, and the detection accuracy of the detected object can be increased (described later).

電流検出抵抗素子104は、センサ部101に流れる電流を電圧に変換するための抵抗素子である(後述)。電流検出抵抗素子104は、バッファ回路103の出力端とシールドケーブル105との間に接続される。   The current detection resistance element 104 is a resistance element for converting a current flowing through the sensor unit 101 into a voltage (described later). The current detection resistor element 104 is connected between the output terminal of the buffer circuit 103 and the shield cable 105.

シールドケーブル105は、バッファ回路103が出力する交流電圧をセンサ部101に供給する。このシールドケーブル105は、芯線105aと被覆線105bとを有している。芯線105aの一端は、抵抗素子104を介して、バッファ回路103の出力端に接続される。また、この芯線105aの他端は、送信電極101aに接続される。被覆線105bの一端は、バッファ回路103の出力端に、抵抗素子104を介さずに直接接続される。この被覆線105bの他端は、補助電極101cに接続される。   The shielded cable 105 supplies the AC voltage output from the buffer circuit 103 to the sensor unit 101. The shielded cable 105 has a core wire 105a and a covered wire 105b. One end of the core wire 105 a is connected to the output end of the buffer circuit 103 via the resistance element 104. The other end of the core wire 105a is connected to the transmission electrode 101a. One end of the covered wire 105 b is directly connected to the output end of the buffer circuit 103 without going through the resistance element 104. The other end of the covered wire 105b is connected to the auxiliary electrode 101c.

第1差動増幅器106は、計装用アンプであり、非反転入力端子(+)、反転入力端子(−)とも入力インピーダンスが高く、これら非反転入力端子と反転入力端子との電位差に応じた電圧を出力する。差動増幅器106の非反転入力端子は、抵抗素子104の一端(すなわちバッファ回路103側の端部)に接続される。また、この差動増幅器106の反転入力端子は、抵抗素子104の他端(すなわち送信電極101a側の端部)に接続される。したがって、差動増幅器106は、抵抗素子104の端子間電圧に応じた値の交流電圧信号を出力する。後述するように、抵抗素子104を流れる電流は送信電極101aと被検出物との距離に依存し、したがって、この抵抗素子104の端子間電圧も当該距離に依存して変化する。   The first differential amplifier 106 is an instrumentation amplifier, and both the non-inverting input terminal (+) and the inverting input terminal (−) have high input impedance, and a voltage corresponding to the potential difference between the non-inverting input terminal and the inverting input terminal. Is output. The non-inverting input terminal of the differential amplifier 106 is connected to one end of the resistance element 104 (that is, the end on the buffer circuit 103 side). The inverting input terminal of the differential amplifier 106 is connected to the other end of the resistance element 104 (that is, the end portion on the transmission electrode 101a side). Therefore, the differential amplifier 106 outputs an AC voltage signal having a value corresponding to the voltage across the resistance element 104. As will be described later, the current flowing through the resistance element 104 depends on the distance between the transmission electrode 101a and the object to be detected. Therefore, the voltage between the terminals of the resistance element 104 also varies depending on the distance.

バンドパスフィルタ107は、入力された交流電圧信号のうち、周波数fの信号成分(すなわち発振回路102と同じ周波数の成分)のみを通過させる。このバンドパスフィルタ107により、差動増幅器106が出力する交流電圧信号からノイズ成分を取り除くことができる。例えば、静電容量型距離センサ100の近傍にモータ等のノイズ源が配置されている場合、このモータ等が発生する電磁波によって交流電圧信号にノイズが混入し、誤検出の原因になる場合があるので、このようなノイズをバンドパスフィルタ107で除去する。   The band pass filter 107 passes only the signal component of the frequency f (that is, the component of the same frequency as that of the oscillation circuit 102) in the input AC voltage signal. This band pass filter 107 can remove noise components from the AC voltage signal output from the differential amplifier 106. For example, when a noise source such as a motor is disposed in the vicinity of the capacitive distance sensor 100, noise may be mixed into the AC voltage signal due to electromagnetic waves generated by the motor or the like, which may cause false detection. Therefore, such noise is removed by the band pass filter 107.

検波回路108は、入力された交流電圧信号を直流電圧信号に変換する。この実施形態では、検波回路108としては、時定数τを1/f程度に設定した全波整流回路を使用する(fは発振回路102の出力周波数)。図4は、検波回路108の時定数と出力信号との関係を概念的に示す波形図であり、Aは入力信号波形、Bは時定数τが1/fの場合の出力信号波形、Cは時定数τを非常に大きくした場合の出力信号波形である。ここで、入力信号波形Aは、本来の信号波形中にノイズ成分Anが混入している場合を示している。図4から解るように、時定数τが非常に大きい場合、本来の入力信号波形が入力されたときには変動の小さい平坦な出力信号波形(すなわちリップル成分が小さい出力信号波形)Cを得ることができるものの、ノイズ成分Anが入力されたときには出力信号レベルがノイズレベルに維持されてしまう。これに対して、時定数τが1/f程度の場合、本来の入力信号波形が入力されたときに変動の大きい出力信号波形(すなわちリップル成分が大きい出力信号波形)Bとなるものの、ノイズ成分Anが入力されたときに当該ノイズの影響が小さい。ここで、リップル成分は、検波回路108の後段にローパスフィルタを設けて除去することも可能である。このため、この実施形態では、時定数τを1/f程度に設定するとともに、後段にローパスフィルタ109を設けることとした。   The detection circuit 108 converts the input AC voltage signal into a DC voltage signal. In this embodiment, a full-wave rectifier circuit having a time constant τ set to about 1 / f is used as the detection circuit 108 (f is the output frequency of the oscillation circuit 102). FIG. 4 is a waveform diagram conceptually showing the relationship between the time constant of the detection circuit 108 and the output signal, where A is the input signal waveform, B is the output signal waveform when the time constant τ is 1 / f, and C is It is an output signal waveform when the time constant τ is very large. Here, the input signal waveform A shows a case where the noise component An is mixed in the original signal waveform. As can be seen from FIG. 4, when the time constant τ is very large, a flat output signal waveform (that is, an output signal waveform with a small ripple component) C with small fluctuation can be obtained when the original input signal waveform is input. However, when the noise component An is input, the output signal level is maintained at the noise level. On the other hand, when the time constant τ is about 1 / f, an output signal waveform (that is, an output signal waveform having a large ripple component) B having a large fluctuation when the original input signal waveform is input becomes a noise component. When An is input, the influence of the noise is small. Here, the ripple component can be removed by providing a low-pass filter after the detection circuit 108. For this reason, in this embodiment, the time constant τ is set to about 1 / f and the low-pass filter 109 is provided in the subsequent stage.

ローパスフィルタ109は、入力信号から、高周波成分を除去する。このローパスフィルタ109により、検波回路108が出力した直流電圧信号から、リップル成分を取り除くことができる。   The low pass filter 109 removes high frequency components from the input signal. This low-pass filter 109 can remove a ripple component from the DC voltage signal output from the detection circuit 108.

第2差動増幅器110は、非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)との電位差に応じた電圧を出力する。差動増幅器110の非反転入力端子は、ローパスフィルタ109の出力端に接続される。また、この差動増幅器110の反転入力端子は、デジタル/アナログ変換器113の出力端に接続される。後述するように、この差動増幅器110により、被検出物が検出されていないときの値が零となるように、検波回路108の出力信号が補正される。差動増幅器110が出力した直流電圧信号は、検出信号Sdとして、外部に出力される。   The second differential amplifier 110 outputs a voltage corresponding to the potential difference between the non-inverting input terminal (+) and the inverting input terminal (−). The non-inverting input terminal of the differential amplifier 110 is connected to the output terminal of the low-pass filter 109. The inverting input terminal of the differential amplifier 110 is connected to the output terminal of the digital / analog converter 113. As will be described later, the differential amplifier 110 corrects the output signal of the detection circuit 108 so that the value when the detected object is not detected becomes zero. The DC voltage signal output from the differential amplifier 110 is output to the outside as the detection signal Sd.

アナログ/デジタル変換器111は、差動増幅器110が出力した直流電圧信号(すなわち検出信号Sd)を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。   The analog / digital converter 111 converts the DC voltage signal (that is, the detection signal Sd) output from the differential amplifier 110 from an analog signal to a digital signal.

CPU112は、アナログ/デジタル変換器111から入力されたデジタル信号に所定のアルゴリズムによる演算処理を施すことによって補正信号Saを生成し、内部に保存するとともに、デジタル/アナログ変換器113に出力する。後述するように、この補正信号Saによって、検出信号Sdが補正される。   The CPU 112 generates a correction signal Sa by performing arithmetic processing using a predetermined algorithm on the digital signal input from the analog / digital converter 111, stores the correction signal Sa inside, and outputs the correction signal Sa to the digital / analog converter 113. As will be described later, the detection signal Sd is corrected by the correction signal Sa.

デジタル/アナログ変換器113は、CPU112の出力信号を、デジタル信号からアナログ信号に変換する。   The digital / analog converter 113 converts the output signal of the CPU 112 from a digital signal to an analog signal.

図2および図3はセンサ部101の構成を示す概念図であり、図2は側面図、図3は分解斜視図である。   2 and 3 are conceptual diagrams showing the configuration of the sensor unit 101, FIG. 2 is a side view, and FIG. 3 is an exploded perspective view.

図2、図3に示したように、センサ部101は、プリント基板201を有している。プリント基板201の表面には送信電極101aとしての金属薄膜が、裏面には補助電極101cとしての金属薄膜が、それぞれプリントされる。このため、プリント基板201の基材202は、送信電極101aおよび補助電極101cが構成するコンデンサの誘電体となる。基材202としては、十分な柔軟性のある絶縁板が使用される。例えば、厚さ0.2〜0.4mmのテフロン(登録商標)板を、基材202として使用することができる。   As shown in FIGS. 2 and 3, the sensor unit 101 has a printed circuit board 201. A metal thin film as the transmission electrode 101a is printed on the front surface of the printed board 201, and a metal thin film as the auxiliary electrode 101c is printed on the back surface. For this reason, the base material 202 of the printed circuit board 201 becomes a dielectric of a capacitor formed by the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c. As the substrate 202, a sufficiently flexible insulating plate is used. For example, a Teflon (registered trademark) plate having a thickness of 0.2 to 0.4 mm can be used as the substrate 202.

シールド電極101bは、十分な柔軟性および伸縮性を有する導電性材料で形成される。例えば、導電性ゴム、導電性布等を、シールド電極101bとして使用することができる。   The shield electrode 101b is formed of a conductive material having sufficient flexibility and stretchability. For example, conductive rubber, conductive cloth, or the like can be used as the shield electrode 101b.

補助電極101cとシールド電極101bとは、スペーサ203を介して固定される。このスペーサ203は、補助電極101cとシールド電極101bとを所定の均一な間隔で固定するために、使用される。このため、スペーサ203は、補助電極101cおよびシールド電極101bに、導電性の接着剤等(図示せず)を用いて接着される。スペーサ203は、柔軟性がある絶縁材料(例えば樹脂)で形成される。図3に示したように、スペーサ203は、格子状に形成され、空洞部分203aは貫通している。この空洞部分203aが、補助電極101cおよびシールド電極101bが構成するコンデンサの絶縁層となる。スペーサ203の高さd1は、大きすぎるとセンサ部101全体としての十分な柔軟性を確保することができず、また、小さすぎるとコンデンサの静電容量が大きくなりすぎる。したがって、スペーサ203の高さd1(図3参照)は、例えば1mm程度とする。また、格子状部分の厚さd2(図3参照)は、スペーサ203と電極101b,101cとを十分な強度で接着するために必要な面積が得られるように、決定される。   The auxiliary electrode 101c and the shield electrode 101b are fixed via a spacer 203. The spacer 203 is used to fix the auxiliary electrode 101c and the shield electrode 101b at a predetermined uniform interval. For this reason, the spacer 203 is bonded to the auxiliary electrode 101c and the shield electrode 101b using a conductive adhesive or the like (not shown). The spacer 203 is formed of a flexible insulating material (for example, resin). As shown in FIG. 3, the spacer 203 is formed in a lattice shape, and the hollow portion 203a passes therethrough. This hollow portion 203a becomes an insulating layer of a capacitor formed by the auxiliary electrode 101c and the shield electrode 101b. If the height d1 of the spacer 203 is too large, sufficient flexibility as the entire sensor unit 101 cannot be secured, and if it is too small, the capacitance of the capacitor becomes too large. Accordingly, the height d1 (see FIG. 3) of the spacer 203 is, for example, about 1 mm. Further, the thickness d2 (see FIG. 3) of the lattice portion is determined so as to obtain an area necessary for bonding the spacer 203 and the electrodes 101b and 101c with sufficient strength.

次に、この実施形態に係る静電容量型距離センサ100の動作について、図1および図5を用いて説明する。図5において、(A)はセンサ部101の検出可能範囲内に被検出物が存在しない場合を示す概念図であり、(B)はかかる検出可能範囲内に被検出物が存在する場合を示す概念図である。   Next, the operation of the capacitive distance sensor 100 according to this embodiment will be described with reference to FIGS. 5A is a conceptual diagram illustrating a case where an object to be detected does not exist within the detectable range of the sensor unit 101, and FIG. 5B illustrates a case where an object to be detected exists within the detectable range. It is a conceptual diagram.

まず、静電容量型距離センサ100の初期調整の動作について、図1および図5(A)を用いて説明する。この調整は、検出可能範囲内に被検出物が存在しないときに行われる。   First, the initial adjustment operation of the capacitive distance sensor 100 will be described with reference to FIGS. 1 and 5A. This adjustment is performed when there is no object to be detected within the detectable range.

バッファ回路103が交流電圧の出力を開始すると、この交流電圧は、抵抗素子104を介して送信電極101aに印加される。ここでは被検出物が存在しないので、被検出物が構成するコンデンサに送信電極101aから電流が流れることはない。したがって、被検出物の存在に起因して抵抗素子104の電圧降下が発生することもない。   When the buffer circuit 103 starts outputting an alternating voltage, the alternating voltage is applied to the transmission electrode 101a via the resistance element 104. Here, since there is no object to be detected, no current flows from the transmission electrode 101a to the capacitor formed by the object to be detected. Therefore, the voltage drop of the resistance element 104 does not occur due to the presence of the object to be detected.

また、バッファ回路103から出力された交流電圧は、補助電極101cにも印加される。その一方で、シールド電極101bは接地されている。したがって、補助電極101cおよびシールド電極101bが構成するコンデンサには端子間電圧が発生し、これにより、補助電極101cからシールド電極101bに電流I1が流れる。補助電極101cに電流I1が流れると、シールドケーブル105の被覆線105bの配線抵抗に起因して、当該補助電極101cの電圧が若干低下する。このため、送信電極101aと補助電極101cとの間に、非常に小さい電位差が発生する。したがって、送信電極101aから補助電極101cに微少電流I0が流れ、これにより抵抗素子104で微少な電圧降下が発生する。このため、差動増幅器106の反転入力端子(−)と非反転入力端子(+)との間には、微少な電位差が発生する。   The AC voltage output from the buffer circuit 103 is also applied to the auxiliary electrode 101c. On the other hand, the shield electrode 101b is grounded. Therefore, an inter-terminal voltage is generated in the capacitor formed by the auxiliary electrode 101c and the shield electrode 101b, whereby a current I1 flows from the auxiliary electrode 101c to the shield electrode 101b. When the current I1 flows through the auxiliary electrode 101c, the voltage of the auxiliary electrode 101c slightly decreases due to the wiring resistance of the covered wire 105b of the shield cable 105. For this reason, a very small potential difference is generated between the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c. Therefore, a minute current I0 flows from the transmitting electrode 101a to the auxiliary electrode 101c, and a minute voltage drop occurs in the resistance element 104. Therefore, a slight potential difference is generated between the inverting input terminal (−) and the non-inverting input terminal (+) of the differential amplifier 106.

差動増幅器106は、この電位差に応じた交流電圧信号を出力する。この電圧信号は、バンドパスフィルタ107でノイズ成分を除去され、検波回路108で交流信号から直流信号に変換され、ローパスフィルタ109でリップル成分を除去された後、差動増幅器110の非反転入力端子(+)に入力される。このとき、CPU112からは、補正信号Saとして、零が出力されている。したがって、デジタル/アナログ変換器113から差動増幅器110の反転入力端子へは、零ボルトが出力される。このため、この差動増幅器110は、ローパスフィルタ109が出力した直流電圧信号を、そのまま検出信号Sdとして出力する。   The differential amplifier 106 outputs an AC voltage signal corresponding to this potential difference. This voltage signal has its noise component removed by the band-pass filter 107, converted from an AC signal to a DC signal by the detection circuit 108, and after the ripple component has been removed by the low-pass filter 109, the non-inverting input terminal of the differential amplifier 110 Input to (+). At this time, the CPU 112 outputs zero as the correction signal Sa. Accordingly, zero volt is output from the digital / analog converter 113 to the inverting input terminal of the differential amplifier 110. Therefore, the differential amplifier 110 outputs the DC voltage signal output from the low-pass filter 109 as it is as the detection signal Sd.

ここで、センサ部101が被検出物を検出するときに十分な検出精度を得るためには、被検出物が存在しない場合の信号値が所定値(ここでは零ボルト)となるように、検出信号Sdを補正することが望ましい。この補正は、CPU112等により、以下のようにして行われる。   Here, in order to obtain sufficient detection accuracy when the sensor unit 101 detects an object to be detected, detection is performed so that the signal value when there is no object to be detected becomes a predetermined value (here, zero volts). It is desirable to correct the signal Sd. This correction is performed by the CPU 112 or the like as follows.

検出信号Sdは、アナログ/デジタル変換器111でデジタル化されて、CPU112に送られる。CPU112は、このデジタル検出信号Sdの実際の信号値と目標値(ここでは零ボルト)との差を所定のアルゴリズムによって演算し、演算結果を内部に保存するとともに、補正信号Saの値としてデジタル/アナログ変換器113に送る。デジタル/アナログ変換器113は、この補正信号Saに応じた値に、出力電圧を変更する。これにより、差動増幅器110の反転入力端子に供給される信号の値が、変更される。このようにして、当該反転入力端子の入力電圧は、非反転入力端子の入力電圧(すなわちローパスフィルタの出力信号値)と同じになり、差動増幅器110の出力が零ボルトになる。   The detection signal Sd is digitized by the analog / digital converter 111 and sent to the CPU 112. The CPU 112 calculates the difference between the actual signal value of the digital detection signal Sd and the target value (here, zero volts) by a predetermined algorithm, stores the calculation result inside, and also outputs the digital / value as the value of the correction signal Sa. Send to analog converter 113. The digital / analog converter 113 changes the output voltage to a value corresponding to the correction signal Sa. As a result, the value of the signal supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 110 is changed. In this way, the input voltage of the inverting input terminal becomes the same as the input voltage of the non-inverting input terminal (that is, the output signal value of the low-pass filter), and the output of the differential amplifier 110 becomes zero volts.

次に、センサ部101の検出可能範囲内に被検出物が存在する場合の動作について、図1および図5(B)を用いて説明する。   Next, an operation when an object to be detected exists within the detectable range of the sensor unit 101 will be described with reference to FIGS. 1 and 5B.

人間や動物等の被検出物501は、誘電体であるとみなすことができる。さらに、被検出物501が床や地面等と接している場合には、この誘電体の一端が接地されているとみなすことができる。このため、被検出物501が送信電極101aに十分に近づいた場合、この送信電極101aと地面等との間には、コンデンサ(静電容量をCsとする)が存在すると考えることができる。このため、バッファ回路103から送信電極101aに交流電圧が印加されると、被検出物501を介して、送信電極101aと地面等との間に電流Isが流れる。被検出物501がセンサ部101に近づいていくと、送信電極101aと被検出物501との距離が短くなっていくので、静電容量Csは増大し、したがって電流Isも増大する。逆に、被検出物501がセンサ部101から遠ざかっていくと、送信電極101aと被検出物501との距離が長くなっていくので、静電容量Csは減少し、したがって電流Isも減少する。   The detected object 501 such as a human being or an animal can be regarded as a dielectric. Furthermore, when the detected object 501 is in contact with the floor or the ground, it can be considered that one end of the dielectric is grounded. For this reason, when the detected object 501 is sufficiently close to the transmission electrode 101a, it can be considered that a capacitor (capacitance is Cs) exists between the transmission electrode 101a and the ground or the like. For this reason, when an AC voltage is applied from the buffer circuit 103 to the transmission electrode 101a, the current Is flows between the transmission electrode 101a and the ground or the like via the detected object 501. As the detected object 501 approaches the sensor unit 101, the distance between the transmission electrode 101a and the detected object 501 becomes shorter, so that the capacitance Cs increases, and thus the current Is also increases. Conversely, when the object to be detected 501 moves away from the sensor unit 101, the distance between the transmission electrode 101a and the object to be detected 501 increases, so that the capacitance Cs decreases, and therefore the current Is also decreases.

この電流Isは、抵抗素子104を介して、バッファ回路103から送信電極101aに供給される。すなわち、抵抗素子104を流れる電流は、送信電極101aから補助電極101cに流れる電流I0と、送信電極101aから被検出物501に流れる電流Isとの和になる。これにより、差動増幅器106の入力電位差(反転入力端子と非反転入力端子との電位差)は、電流Isが発生したことに起因して、増大する。   The current Is is supplied from the buffer circuit 103 to the transmission electrode 101a via the resistance element 104. That is, the current flowing through the resistance element 104 is the sum of the current I0 flowing from the transmission electrode 101a to the auxiliary electrode 101c and the current Is flowing from the transmission electrode 101a to the detected object 501. Thereby, the input potential difference (potential difference between the inverting input terminal and the non-inverting input terminal) of the differential amplifier 106 is increased due to the generation of the current Is.

上述のように、差動増幅器106は、この電位差に応じた交流電圧信号を出力する。この電圧信号は、バンドパスフィルタ107でノイズ成分を除去され、検波回路108で交流信号から直流信号に変換され、ローパスフィルタ109でリップル成分を除去された後、差動増幅器110の非反転入力端子に入力される。差動増幅器110は、この直流信号と補正信号Saとの差に応じた電圧を、検出信号Sdとして出力する。上述のように、補正信号Saは、被検出物501が存在しないときの検出信号Sdが零ボルトとなるように設定されている。したがって、検出信号Sdは、被検出物501に流れる電流Isに対応した値となる。   As described above, the differential amplifier 106 outputs an AC voltage signal corresponding to this potential difference. This voltage signal has its noise component removed by the band-pass filter 107, converted from an AC signal to a DC signal by the detection circuit 108, and after the ripple component has been removed by the low-pass filter 109, the non-inverting input terminal of the differential amplifier 110 Is input. The differential amplifier 110 outputs a voltage corresponding to the difference between the DC signal and the correction signal Sa as a detection signal Sd. As described above, the correction signal Sa is set so that the detection signal Sd when the detected object 501 does not exist is zero volts. Therefore, the detection signal Sd has a value corresponding to the current Is flowing through the detected object 501.

このような理由により、この実施形態に係る静電容量型距離センサは、被検出物501の有無および距離を、非接触で検出することができる。   For this reason, the capacitive distance sensor according to this embodiment can detect the presence / absence and the distance of the detection object 501 in a non-contact manner.

上述のように、この実施形態では、送信電極101aとシールド電極101bとの間に補助電極101cを設けるとともに、1個のバッファ回路103から、異なる配線を介して送信電極101aおよび補助電極101cに交流電圧を供給することとした。したがって、以下のような理由により、被検出物に対する検出精度を高めることができる。   As described above, in this embodiment, the auxiliary electrode 101c is provided between the transmission electrode 101a and the shield electrode 101b, and an alternating current is transmitted from one buffer circuit 103 to the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c via different wires. It was decided to supply voltage. Therefore, the detection accuracy for the detection object can be increased for the following reasons.

まず、バッファ回路103を1個にした理由を説明する。   First, the reason why one buffer circuit 103 is used will be described.

図1に示したように、この実施形態の静電容量型距離センサ100では、センサ部101と、電子回路部分(回路102〜104、106〜112)とが、シールドケーブル105によって接続されている。このため、センサ部101と電子回路部分とを離して設置する場合、シールドケーブル105が他の装置等に近接する場合がある。ここで、シールドケーブル105と接地された金属とが近接している場合、この金属と被覆線105bとの間に静電容量(ここではCL とする)が発生する。したがって、バッファ回路103から被覆線105bに交流電圧が供給されると、この被覆線105bからこの金属に電流(ここではIL とする)が流れる。このため、この静電容量CL は、バッファ回路103の負荷となる。一般に、オペアンプは、容量性の負荷が大きくなると、入力に対する出力の位相遅れが増大する。このため、送信電極101aと補助電極101cとに別々の電圧フォロア回路から交流電圧が供給される場合には、これらの電極101a,101cに供給される交流電圧間で位相差が生じ、これにより、これらの電極101a,101c間に電位差が発生することになる。このため、静電容量CL に起因して抵抗素子104に流れる電流が増大することになる。ここで、静電容量CL の値が一定であれば、この電流の影響は補正信号Sa(図1参照)によって排除される。しかしながら、静電容量CL の値が一定でない場合(すなわち、接地された金属とシールドケーブル105との距離が変動するような場合)には、この静電容量CL の変動は検出誤差の原因になる。これに対して、送信電極101aおよび補助電極101cに同一のバッファ回路103から交流電圧が供給される場合、静電容量CL に起因する位相遅れが発生しても、送信電極101aと補助電極101cとの間で位相差が生じることはない。このため、バッファ回路103を1個とすることにより、被検出物の検出精度を向上させることができる。 As shown in FIG. 1, in the capacitive distance sensor 100 of this embodiment, the sensor unit 101 and the electronic circuit portion (circuits 102 to 104 and 106 to 112) are connected by a shielded cable 105. . For this reason, when the sensor unit 101 and the electronic circuit part are installed apart from each other, the shielded cable 105 may be close to another device or the like. Here, if a grounded metal shield cable 105 are in close proximity, the electrostatic capacitance between the metal and the covered wire 105b (the C L in this case) is generated. Therefore, when an AC voltage is supplied from the buffer circuit 103 to the covered wire 105b, a current (here, I L ) flows from the covered wire 105b to the metal. For this reason, the electrostatic capacitance C L becomes a load of the buffer circuit 103. In general, when a capacitive load increases in an operational amplifier, an output phase delay with respect to an input increases. For this reason, when an alternating voltage is supplied to the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c from separate voltage follower circuits, a phase difference occurs between the alternating voltages supplied to these electrodes 101a and 101c. A potential difference is generated between the electrodes 101a and 101c. Therefore, so that the current flowing through the resistor 104 due to the electrostatic capacitance C L is increased. Here, if the value of the capacitance C L is constant, the influence of this current is eliminated by the correction signal Sa (see FIG. 1). However, when the value of the capacitance C L is not constant (that is, when the distance between the grounded metal and the shield cable 105 varies), the variation in the capacitance C L causes a detection error. become. In contrast, when an AC voltage is supplied from the same buffer circuit 103 to the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c, the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c are generated even if a phase delay due to the capacitance C L occurs. There is no phase difference between the two. Therefore, the detection accuracy of the detection object can be improved by using one buffer circuit 103.

次に、補助電極101cを設ける理由と、異なる配線を介して送信電極101aおよび補助電極101cに交流電圧を供給する理由とを説明する。   Next, the reason why the auxiliary electrode 101c is provided and the reason why an AC voltage is supplied to the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c via different wirings will be described.

センサ部101が被検出物の検出を行うのは、本来は、送信電極101aの表面方向のみである。しかし、実際には、送信電極101aの裏面方向にも電磁波が放出される。したがって、この送信電極101aの裏面方向に何らかの物体が存在する場合でも、その物体と送信電極101aとの間に電界が形成されないようにする必要がある。裏面方向の物体と送信電極101aとの間に電界が形成されると、その物体に位置変化に起因して抵抗素子104を流れる電流が変動してしまい、誤検出や検出精度悪化の原因になるからである。このため、送信電極101aの裏面側には、接地されたシールド電極101bが設けられる。しかしながら、シールド電極101bのみを設けた場合(すなわち、補助電極101cを設けない場合)には、送信電極101aとシールド電極101bとの間に電流が流れてしまうことになる。通常は、送信電極101aとシールド電極101bとの間の静電容量は、送信電極101aと被検出物との間の静電容量と比べて非常に大きくなり、したがって、送信電極101aとシールド電極101bとの間に流れる電流も、送信電極101aと被検出物との間を流れる電流と比較して非常に大きくなる。このため、送信電極101a・シールド電極101b間に電流が流れると、送信電極101a・被検出物間の電流を精度良く検出することは非常に困難になる。これに対して、送信電極101aとシールド電極101bとの間に補助電極101cを設けるとともにこれらの電極101a,101cの電位をほぼ同電位にした場合、送信電極101aの裏面側に存在する物体の影響を無くしつつ当該裏面側に流れる電流を非常に小さく抑えることができる。   Originally, the sensor unit 101 detects an object to be detected only in the surface direction of the transmission electrode 101a. However, actually, electromagnetic waves are also emitted in the direction of the back surface of the transmission electrode 101a. Therefore, even when an object is present in the back surface direction of the transmission electrode 101a, it is necessary to prevent an electric field from being formed between the object and the transmission electrode 101a. When an electric field is formed between the object in the back surface direction and the transmission electrode 101a, the current flowing through the resistance element 104 fluctuates due to a change in position of the object, which causes false detection and deterioration of detection accuracy. Because. Therefore, a grounded shield electrode 101b is provided on the back side of the transmission electrode 101a. However, when only the shield electrode 101b is provided (that is, when the auxiliary electrode 101c is not provided), a current flows between the transmission electrode 101a and the shield electrode 101b. Normally, the capacitance between the transmission electrode 101a and the shield electrode 101b is very large compared to the capacitance between the transmission electrode 101a and the object to be detected, and therefore the transmission electrode 101a and the shield electrode 101b. The current flowing between the transmission electrode 101a and the object to be detected is also very large. For this reason, when a current flows between the transmission electrode 101a and the shield electrode 101b, it becomes very difficult to accurately detect the current between the transmission electrode 101a and the object to be detected. On the other hand, when the auxiliary electrode 101c is provided between the transmission electrode 101a and the shield electrode 101b and the potentials of these electrodes 101a and 101c are set to substantially the same potential, the influence of an object existing on the back surface side of the transmission electrode 101a. The current flowing on the back surface side can be kept very small while eliminating the above.

加えて、この実施形態では、異なる配線を介して送信電極101aおよび補助電極101cに交流電圧を供給しており、バッファ回路103と送信電極101aとを接続する配線に抵抗素子104が設けられている。すなわち、送信電極101aはシールドケーブル105の芯線105aおよび抵抗素子104を介してバッファ回路103に接続され、補助電極101cはシールドケーブル105の被覆線105bを介してバッファ回路103に接続されている。すなわち、送信電極101aを流れる電流と補助電極101cを流れる電流とは分離されており、補助電極101cを流れる電流が抵抗素子104を流れることはない。このため、抵抗素子104を流れる電流を小さくすることができ、したがって、送信電極101aから被検出物に流出する電流の検出精度が向上する。   In addition, in this embodiment, an alternating voltage is supplied to the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c via different wirings, and the resistance element 104 is provided on the wiring that connects the buffer circuit 103 and the transmission electrode 101a. . That is, the transmission electrode 101 a is connected to the buffer circuit 103 via the core wire 105 a of the shielded cable 105 and the resistance element 104, and the auxiliary electrode 101 c is connected to the buffer circuit 103 via the covered wire 105 b of the shielded cable 105. That is, the current flowing through the transmission electrode 101a and the current flowing through the auxiliary electrode 101c are separated, and the current flowing through the auxiliary electrode 101c does not flow through the resistance element 104. For this reason, the electric current which flows through the resistive element 104 can be made small, Therefore The detection accuracy of the electric current which flows into the to-be-detected object from the transmission electrode 101a improves.

以上説明したように、この実施形態に係る静電容量型距離センサ100によれば、1個のバッファ回路103から異なる配線を介して送信電極101aおよび補助電極101cに交流電圧を供給するので、送信電極101aから被検出物に流出する電流を精度良く検出することができ、したがって、被検出物の検出精度を向上させることができる。   As described above, according to the capacitive distance sensor 100 according to this embodiment, an AC voltage is supplied from one buffer circuit 103 to the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c via different wires. The current flowing out from the electrode 101a to the detected object can be detected with high accuracy, and therefore the detection accuracy of the detected object can be improved.

また、被検出物が検出されていないときの検出信号値を用いて、被検出物が検出されたときの検出信号Sdを補正するので、被検出物の検出精度をさらに向上させることができる。   Further, since the detection signal Sd when the detected object is detected is corrected using the detection signal value when the detected object is not detected, the detection accuracy of the detected object can be further improved.

加えて、プリント基板201およびスペーサ203を柔軟性のある材料で形成し且つシールド電極101bを柔軟性および伸縮性のある材料で形成したので、曲面等へのセンサ部101の取り付けが容易になる。   In addition, since the printed circuit board 201 and the spacer 203 are formed of a flexible material and the shield electrode 101b is formed of a flexible and stretchable material, the sensor unit 101 can be easily attached to a curved surface or the like.

第2の実施の形態
以下、この発明の第2の実施形態に係る静電容量型距離センサについて、図6を用いて説明する。この実施形態は、温度補正を行うことができる静電容量型距離センサの例である。
Second Embodiment Hereinafter, a capacitive distance sensor according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment is an example of a capacitive distance sensor capable of performing temperature correction.

図6は、この実施形態に係る静電容量型距離センサの構成を示す概略図である。図6において、図1と同じ符号を付した構成要素は、それぞれ図1と同じものを示している。   FIG. 6 is a schematic diagram showing the configuration of the capacitive distance sensor according to this embodiment. In FIG. 6, components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1 are the same as those in FIG. 1.

この実施形態に係る静電容量型距離センサ600は、温度補正回路610を備えている。温度補正回路610は、本来のセンサ(101〜110,113)の等価回路を成す。また、正確な温度補正を行うためには、温度補正回路610は、本来のセンサの検出回路部分(102〜104,106〜110,113)と同じ温度であることが望ましく、したがって、かかる検出回路部分と同じ基板上に形成されることが望ましい。   The capacitive distance sensor 600 according to this embodiment includes a temperature correction circuit 610. The temperature correction circuit 610 forms an equivalent circuit of the original sensors (101 to 110, 113). In order to perform accurate temperature correction, it is desirable that the temperature correction circuit 610 has the same temperature as the detection circuit portions (102 to 104, 106 to 110, 113) of the original sensor. It is desirable to be formed on the same substrate as the part.

図6に示したように、温度補正回路610は、温度補正用擬似センサ部611と、温度補正用バッファ回路612と、温度補正用電流検出抵抗素子613と、温度補正用第1差動増幅器614と、温度補正用バンドパスフィルタ615と、温度補正用検波回路616と、温度補正用ローパスフィルタ617と、温度補正用第2差動増幅器618と、温度補正用デジタル/アナログ変換器619とを備えている。また、この実施形態の静電容量型距離センサ600は、CPU(Central Processing Unit) 630と、アナログ/デジタル変換器620とを備えている。この実施形態の温度補正回路610では、温度補正用擬似センサ部611を他の回路部分(611,612等)と離して配置する必要はなく、このため、シールドケーブルは使用されない。   As shown in FIG. 6, the temperature correction circuit 610 includes a temperature correction pseudo sensor unit 611, a temperature correction buffer circuit 612, a temperature correction current detection resistor element 613, and a temperature correction first differential amplifier 614. A temperature correction band-pass filter 615, a temperature correction detection circuit 616, a temperature correction low-pass filter 617, a temperature correction second differential amplifier 618, and a temperature correction digital / analog converter 619. ing. The capacitive distance sensor 600 of this embodiment includes a CPU (Central Processing Unit) 630 and an analog / digital converter 620. In the temperature correction circuit 610 of this embodiment, it is not necessary to dispose the temperature correction pseudo sensor unit 611 away from other circuit parts (611, 612, etc.), and therefore a shielded cable is not used.

温度補正用擬似センサ部611は、第1コンデンサ611aおよび第2コンデンサ611bを備えている。第1コンデンサ611aは、送信電極101aと補助電極101cとの間の静電容量と同一の静電容量を有している。また、第2コンデンサ611bは、補助電極101cとシールド電極101bの間の静電容量と同一の静電容量を有している。第2コンデンサ611bは、一端で接地されている。なお、本願において、回路や素子が「同一」(或いは「同じ」)とは、回路或いは素子の構成或いは特性(特に温度依存性)が設計上同一であるという意味である。   The temperature correction pseudo sensor unit 611 includes a first capacitor 611a and a second capacitor 611b. The first capacitor 611a has the same capacitance as the capacitance between the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c. The second capacitor 611b has the same capacitance as the capacitance between the auxiliary electrode 101c and the shield electrode 101b. The second capacitor 611b is grounded at one end. In this application, “the same” (or “same”) means that the configuration or characteristics (particularly temperature dependency) of the circuit or element are the same in design.

温度補正用バッファ回路612は、発振回路102が出力する交流電圧を、擬似センサ部611に供給するためのバッファである。この温度補正用バッファ回路612としては、バッファ回路103と同じものが使用される。図6に示したように、温度補正用バッファ回路612は、バッファ回路103と同様、1個の電圧フォロア回路で構成されている。   The temperature correction buffer circuit 612 is a buffer for supplying the pseudo-sensor unit 611 with the AC voltage output from the oscillation circuit 102. As the temperature correction buffer circuit 612, the same one as the buffer circuit 103 is used. As shown in FIG. 6, the temperature correction buffer circuit 612 is configured by one voltage follower circuit, like the buffer circuit 103.

温度補正用電流検出抵抗素子613は、第1コンデンサ611aに流れる電流を電圧に変換するための抵抗素子である(後述)。この温度補正用電流検出抵抗素子613としては、電流検出抵抗素子104と同じものが使用される。この温度補正用電流検出抵抗素子613は、一端でバッファ回路612の出力端に接続され、他端で第1コンデンサ611aの一端に接続される。   The temperature correction current detection resistance element 613 is a resistance element for converting a current flowing through the first capacitor 611a into a voltage (described later). As the temperature correction current detection resistor element 613, the same one as the current detection resistor element 104 is used. The temperature correction current detection resistor element 613 has one end connected to the output end of the buffer circuit 612 and the other end connected to one end of the first capacitor 611a.

温度補正用第1差動増幅器614は、非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)との電位差に応じた電圧を出力する。この温度補正用第1差動増幅器614としては、第1差動増幅器106と同じものが使用される。温度補正用差動増幅器614の非反転入力端子は、温度補正用抵抗素子613の一端(すなわち温度補正用バッファ回路612側の端部)に接続される。また、この温度補正用差動増幅器614の反転入力端子は、温度補正用抵抗素子613の他端(すなわち第1コンデンサ611a側の端部)に接続される。したがって、差動増幅器614は、抵抗素子613の端子間電圧に応じた値の交流電圧信号を出力する。   The temperature correction first differential amplifier 614 outputs a voltage corresponding to the potential difference between the non-inverting input terminal (+) and the inverting input terminal (−). The same temperature differential first differential amplifier 614 as the first differential amplifier 106 is used. The non-inverting input terminal of the temperature correction differential amplifier 614 is connected to one end of the temperature correction resistance element 613 (that is, the end on the temperature correction buffer circuit 612 side). The inverting input terminal of the temperature correcting differential amplifier 614 is connected to the other end of the temperature correcting resistor 613 (that is, the end on the first capacitor 611a side). Accordingly, the differential amplifier 614 outputs an AC voltage signal having a value corresponding to the voltage across the resistance element 613.

温度補正用バンドパスフィルタ615としては、バンドパスフィルタ107と同じものが使用される。すなわち、温度補正用バンドパスフィルタ615は、周波数fの信号成分(すなわち発振回路102と同じ周波数の成分)のみを通過させることにより、交流電圧信号からノイズ成分を取り除く。   As the temperature correction band-pass filter 615, the same one as the band-pass filter 107 is used. That is, the temperature correction band-pass filter 615 removes a noise component from the AC voltage signal by passing only a signal component having a frequency f (that is, a component having the same frequency as that of the oscillation circuit 102).

温度補正用検波回路616としては、検波回路108と同じもの(時定数τ≒1/f)が使用される。温度補正用検波回路616は、温度補正用バンドパスフィルタ615から入力された交流電圧信号を直流電圧信号に変換する。   As the temperature correction detection circuit 616, the same one as the detection circuit 108 (time constant τ≈1 / f) is used. The temperature correction detection circuit 616 converts the AC voltage signal input from the temperature correction bandpass filter 615 into a DC voltage signal.

温度補正用ローパスフィルタ617としては、ローパスフィルタ109と同じものが使用される。温度補正用ローパスフィルタ617は、温度補正用検波回路616から直流電圧信号を入力して、高周波成分を除去する。これにより、かかる直流電圧信号からリップル成分を取り除くことができる。   As the temperature correcting low-pass filter 617, the same one as the low-pass filter 109 is used. The temperature correction low-pass filter 617 receives a DC voltage signal from the temperature correction detection circuit 616 and removes a high-frequency component. Thereby, the ripple component can be removed from the DC voltage signal.

温度補正用第2差動増幅器618としては、第2差動増幅器110と同じものが使用される。この温度補正用第2差動増幅器618は、非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)との電位差に応じた電圧を出力する。温度補正用第2差動増幅器618の非反転入力端子は、ローパスフィルタ617の出力端に接続される。また、この温度補正用第2差動増幅器618の反転入力端子は、デジタル/アナログ変換器619の出力端に接続される。温度補正用第2差動増幅器618が出力した直流電圧信号は、アナログ/デジタル変換器620に送られる。   As the second differential amplifier 618 for temperature correction, the same one as the second differential amplifier 110 is used. The temperature correction second differential amplifier 618 outputs a voltage corresponding to the potential difference between the non-inverting input terminal (+) and the inverting input terminal (−). The non-inverting input terminal of the temperature correction second differential amplifier 618 is connected to the output terminal of the low-pass filter 617. Further, the inverting input terminal of the temperature correction second differential amplifier 618 is connected to the output terminal of the digital / analog converter 619. The DC voltage signal output from the temperature correction second differential amplifier 618 is sent to the analog / digital converter 620.

温度補正用デジタル/アナログ変換器619は、CPU630の出力信号を、デジタル信号からアナログ信号に変換する。この温度補正用デジタル/アナログ変換器619としては、デジタル/アナログ変換器113と同じものが使用される。   The temperature correction digital / analog converter 619 converts the output signal of the CPU 630 from a digital signal to an analog signal. As the temperature correcting digital / analog converter 619, the same one as the digital / analog converter 113 is used.

アナログ/デジタル変換器620は、差動増幅器110,618が出力した直流電圧信号(すなわち検出信号Sd1,Sd2)を、それぞれアナログ信号からデジタル信号に変換する。   The analog / digital converter 620 converts the DC voltage signals output from the differential amplifiers 110 and 618 (that is, the detection signals Sd1 and Sd2) from analog signals to digital signals, respectively.

CPU630は、アナログ/デジタル変換器620から入力したデジタル信号を用いて補正信号Sa1,Sa0を生成し、内部に保存するとともに、デジタル/アナログ変換器113,619に出力する。これにより、後述のような温度補正を行うことができる。   The CPU 630 generates correction signals Sa1 and Sa0 using the digital signal input from the analog / digital converter 620, stores the correction signals Sa1 and Sa0 therein, and outputs them to the digital / analog converters 113 and 619. Thereby, temperature correction as described later can be performed.

次に、この実施形態に係る静電容量型距離センサ600の動作を説明する。   Next, the operation of the capacitive distance sensor 600 according to this embodiment will be described.

まず、静電容量型距離センサ600の初期調整の動作について説明する。この調整は、検出可能範囲内に被検出物が存在しないときに行われる。   First, the initial adjustment operation of the capacitive distance sensor 600 will be described. This adjustment is performed when there is no object to be detected within the detectable range.

バッファ回路103が交流電圧の出力を開始すると、第1実施形態と同様にして、送信電極101aと補助電極101cとの間に、非常に小さい電位差が発生する。この電位差は、第1実施形態と同様にして直流電圧信号Sd1に変換され、アナログ/デジタル変換器620でデジタル信号に変換され、CPU630に入力される。CPU630は、第1実施形態のCPU112と同様にして、補正信号Sa1を生成・出力する。この補正信号Sa1は、デジタル/アナログ変換器113でアナログ信号に変換されて、差動増幅器110の反転入力端子に供給される。これにより、検出信号Sd1の値は、零に補正される。   When the buffer circuit 103 starts outputting an alternating voltage, a very small potential difference is generated between the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c, as in the first embodiment. This potential difference is converted into a DC voltage signal Sd1 as in the first embodiment, converted into a digital signal by the analog / digital converter 620, and input to the CPU 630. The CPU 630 generates and outputs the correction signal Sa1 in the same manner as the CPU 112 of the first embodiment. The correction signal Sa1 is converted into an analog signal by the digital / analog converter 113 and supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 110. As a result, the value of the detection signal Sd1 is corrected to zero.

また、バッファ回路103の動作開始と同時に、温度補正用バッファ回路612も、交流電圧の出力を開始する。この交流電圧は、補正用抵抗素子613を介して、第1コンデンサ611aの一端に印加される。また、温度補正用バッファ回路612の出力は、第1、第2コンデンサ611a,611bの他端に、抵抗素子613を介さずに直接印加される。これにより、第2コンデンサ611bに端子間電圧が発生し、電流I2(図示せず)が流れる。電流I2が流れると、補正用バッファ回路612と第2コンデンサ611b間の配線抵抗に起因して、当該第2コンデンサ611bの他端の電圧が若干低下する。このため、第1コンデンサ611aの端子間に、非常に小さい電位差が発生する。したがって、第1コンデンサ611aに微少電流I3(図示せず)が流れ、温度補正用抵抗素子613で微少な電圧降下が発生する。これにより、温度補正用第1差動増幅器614の反転入力端子(−)と非反転入力端子(+)との間には、微少な電位差が発生する。差動増幅器614の出力信号は、後段の回路素子615〜617で、回路素子107〜109の場合と同様の処理を施され、温度補正用第2差動増幅器618に供給される。そして、温度補正用第2差動増幅器618からは、直流電圧信号Sd0が出力される。直流電圧信号Sd0は、アナログ/デジタル変換器620でデジタル信号に変換され、CPU630に入力される。CPU630は、上述の信号Sd1の場合と同様にして、補正信号Sa0を生成・出力する。この補正信号Sa0は、デジタル/アナログ変換器619でアナログ信号に変換されて、差動増幅器618の反転入力端子に供給される。これにより、信号Sd0の値は、零に補正される。   Simultaneously with the start of the operation of the buffer circuit 103, the temperature correction buffer circuit 612 also starts to output an AC voltage. This AC voltage is applied to one end of the first capacitor 611a via the correcting resistor 613. Further, the output of the temperature correction buffer circuit 612 is directly applied to the other ends of the first and second capacitors 611a and 611b without passing through the resistance element 613. As a result, an inter-terminal voltage is generated in the second capacitor 611b, and a current I2 (not shown) flows. When the current I2 flows, the voltage at the other end of the second capacitor 611b slightly decreases due to the wiring resistance between the correction buffer circuit 612 and the second capacitor 611b. For this reason, a very small potential difference is generated between the terminals of the first capacitor 611a. Therefore, a minute current I3 (not shown) flows through the first capacitor 611a, and a slight voltage drop occurs in the temperature correcting resistance element 613. As a result, a slight potential difference occurs between the inverting input terminal (−) and the non-inverting input terminal (+) of the temperature correction first differential amplifier 614. The output signal of the differential amplifier 614 is subjected to the same processing as in the case of the circuit elements 107 to 109 by the circuit elements 615 to 617 in the subsequent stage, and is supplied to the second differential amplifier 618 for temperature correction. Then, the DC voltage signal Sd0 is output from the temperature correction second differential amplifier 618. The DC voltage signal Sd0 is converted into a digital signal by the analog / digital converter 620 and input to the CPU 630. The CPU 630 generates and outputs a correction signal Sa0 in the same manner as the signal Sd1 described above. The correction signal Sa0 is converted into an analog signal by the digital / analog converter 619 and supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 618. As a result, the value of the signal Sd0 is corrected to zero.

次に、初期調整後の、静電容量型距離センサ600動作について説明する。   Next, the operation of the capacitive distance sensor 600 after the initial adjustment will be described.

被検出物がセンサ部101の検出可能範囲内に入ると、上述の第1実施形態と同様にして、抵抗素子104に流れる電流I0が変動し、I0+Isとなる(図5(B)参照)。これにより、第1実施形態と同様にして、検出信号Sd1が、零ボルトから、被検出物に流れる電流Isに対応した値に変化する。   When the object to be detected falls within the detectable range of the sensor unit 101, the current I0 flowing through the resistance element 104 varies and becomes I0 + Is (see FIG. 5B), as in the first embodiment described above. As a result, similarly to the first embodiment, the detection signal Sd1 changes from zero volts to a value corresponding to the current Is flowing through the detected object.

一方、温度補正用擬似センサ部611に流れる電流は、被検出物の有無や距離に応じて変化しない。したがって、環境温度が変化しなければ、信号Sd0の値は、上述の初期調整時のまま維持される。   On the other hand, the current flowing through the temperature correction pseudo sensor unit 611 does not change according to the presence or absence of the object to be detected and the distance. Therefore, if the environmental temperature does not change, the value of the signal Sd0 is maintained as in the initial adjustment described above.

ここで、静電容量型距離センサ600の回路部分(すなわち、センサ部101およびシールドケーブル105以外の部分)の環境温度が変化した場合、この温度変化に起因して、回路103,106〜110を構成する各オペアンプ等のオフセット電圧等が変動する。上述のように、この実施形態では、差動増幅器110の出力が零ボルトになるように初期調整するので、環境温度が初期調整時のままであれば、オフセット電圧等に起因する検出信号Sd1の誤差は問題とならない。しかし、環境温度の変化によるオフセット電圧等が変動が大きい場合には、当該オフセット電圧等に起因する検出信号Sd1の誤差が無視できなくなる。   Here, when the environmental temperature of the circuit portion of the capacitive distance sensor 600 (that is, the portion other than the sensor unit 101 and the shielded cable 105) changes, the circuits 103 and 106 to 110 are caused by this temperature change. The offset voltage etc. of each operational amplifier etc. to change fluctuate. As described above, in this embodiment, initial adjustment is performed so that the output of the differential amplifier 110 becomes zero volts. Therefore, if the environmental temperature remains at the time of initial adjustment, the detection signal Sd1 caused by the offset voltage or the like Errors do not matter. However, when the offset voltage or the like due to a change in environmental temperature varies greatly, the error of the detection signal Sd1 due to the offset voltage or the like cannot be ignored.

この実施形態に係る静電容量型距離センサ600は、本来のセンサと等価な温度補正回路610を備えている。本来のセンサ部分でオフセット電圧等が変動した場合、温度補正回路610でも同等の変動が生じる。したがって、温度補正回路610の出力電圧Sd0の変動量を用いて検出信号Sd1を補正すれば、この検出信号Sd1の誤差をキャンセルすることができる。   The capacitive distance sensor 600 according to this embodiment includes a temperature correction circuit 610 equivalent to the original sensor. When the offset voltage or the like fluctuates in the original sensor portion, the same fluctuation occurs in the temperature correction circuit 610. Therefore, if the detection signal Sd1 is corrected using the fluctuation amount of the output voltage Sd0 of the temperature correction circuit 610, the error of the detection signal Sd1 can be canceled.

このために、この実施形態に係る静電容量型距離センサ600では、CPU630が、所定時間毎に信号Sd0の値をチェックする。そして、信号Sd0の値が零ボルトからΔSdだけ変化した場合、CPU630は、予め定められたアルゴリズムによる演算を行い、この信号Sd0が零ボルトになるように補正信号Sa0の値を調整する。これにより、信号Sd0は零ボルトに戻る。上述のように本来のセンサと温度補正回路610とは等価なので、信号Sd0に誤差ΔSdが発生したとき、検出信号Sd1にも誤差ΔSdが発生しているはずである。このため、CPUは、信号Sd0の誤差がキャンセルされたときの補正信号Sa0と同じ値となるように、補正信号Sa1の値を制御する。これにより、検出信号Sd1は、誤差ΔSdが補正されることとなり、環境温度の変化による誤差がキャンセルされる。このような補正処理は、被検出物がセンサ部101の検出可能範囲内に存在しないときだけでなく、被検出物の検出中においても行うことができる。   Therefore, in the capacitive distance sensor 600 according to this embodiment, the CPU 630 checks the value of the signal Sd0 every predetermined time. When the value of the signal Sd0 changes from ΔV by ΔSd, the CPU 630 performs an operation based on a predetermined algorithm and adjusts the value of the correction signal Sa0 so that the signal Sd0 becomes zero volts. As a result, the signal Sd0 returns to zero volts. Since the original sensor and the temperature correction circuit 610 are equivalent as described above, when the error ΔSd occurs in the signal Sd0, the error ΔSd should also occur in the detection signal Sd1. For this reason, the CPU controls the value of the correction signal Sa1 so as to be the same value as the correction signal Sa0 when the error of the signal Sd0 is canceled. As a result, the error ΔSd is corrected in the detection signal Sd1, and the error due to the change in the environmental temperature is cancelled. Such correction processing can be performed not only when the detected object does not exist within the detectable range of the sensor unit 101 but also during detection of the detected object.

この実施形態では、被検出物が存在しないときの検出信号Sd1の値を零ボルトに設定したが、他の値に設定しても良いことはもちろんである。   In this embodiment, the value of the detection signal Sd1 when there is no object to be detected is set to zero volts, but it goes without saying that the value may be set to other values.

以上説明したように、この実施形態に係る静電容量型距離センサ600によれば、環境温度の変化による検出信号の誤差を補正することができるので、上述の第1実施形態の静電容量型距離センサ100と比較して、さらに検出精度を高めることができる。   As described above, according to the capacitive distance sensor 600 according to this embodiment, an error in the detection signal due to a change in the environmental temperature can be corrected. Therefore, the capacitive type sensor according to the first embodiment described above. Compared with the distance sensor 100, the detection accuracy can be further increased.

また、1個のバッファ回路103から異なる配線を介して送信電極101aおよび補助電極101cに交流電圧を供給するので検出精度が向上する点、被検出物が検出されていないときの検出信号値を用いて被検出物が検出されたときの検出信号を補正するので検出精度が向上する点、および、プリント基板201およびスペーサ203を柔軟性のある材料で形成し且つシールド電極101bを柔軟性および伸縮性のある材料で形成することにより曲面等へのセンサ部101の取り付けが容易になる点は、第1実施形態と同様である。   In addition, since the AC voltage is supplied from one buffer circuit 103 to the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c via different wires, the detection accuracy is improved, and the detection signal value when the detected object is not detected is used. The detection signal is corrected when the object to be detected is corrected, and the detection accuracy is improved. The printed circuit board 201 and the spacer 203 are made of a flexible material, and the shield electrode 101b is flexible and stretchable. It is the same as in the first embodiment in that the sensor unit 101 can be easily attached to a curved surface or the like by forming with a certain material.

第3の実施の形態
以下、この発明の第3の実施形態に係る静電容量型距離センサについて、図7を用いて説明する。この実施形態は、複数個の検出系を有し、各検出系の温度補正を行うことができる静電容量型距離センサの例である。
Third Embodiment Hereinafter, a capacitance type distance sensor according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment is an example of a capacitance type distance sensor that has a plurality of detection systems and can perform temperature correction of each detection system.

図7は、この実施形態に係る静電容量型距離センサの構成を示す概略図である。図7において、図1と同じ符号を付した構成要素は、それぞれ図1と同じものを示している。   FIG. 7 is a schematic diagram showing the configuration of the capacitive distance sensor according to this embodiment. In FIG. 7, components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1 are the same as those in FIG. 1.

図7に示したように、この実施形態の静電容量型距離センサ700は、二個の検出系710,720と、1個の温度補正回路730と、3入力1出力のスイッチ741,742と、CPU750とを備えている。   As shown in FIG. 7, the capacitance type distance sensor 700 of this embodiment includes two detection systems 710 and 720, one temperature correction circuit 730, and switches 741 and 742 with three inputs and one output. CPU750.

検出系710は、センサ部711と、バッファ回路712と、電流検出抵抗素子713と、シールドケーブル714とを備えている。同様に、検出系720は、センサ部721と、バッファ回路722と、電流検出抵抗素子723と、シールドケーブル724とを備えている。また、温度補正回路730は、温度補正用擬似センサ部731と、温度補正用バッファ回路732と、温度補正用電流検出抵抗素子733とを備えている。   The detection system 710 includes a sensor unit 711, a buffer circuit 712, a current detection resistor element 713, and a shield cable 714. Similarly, the detection system 720 includes a sensor unit 721, a buffer circuit 722, a current detection resistance element 723, and a shield cable 724. Further, the temperature correction circuit 730 includes a temperature correction pseudo sensor unit 731, a temperature correction buffer circuit 732, and a temperature correction current detection resistor element 733.

センサ部711,721は、第1実施形態のセンサ部101と同様の構成を有している。すなわち、センサ部711は送信電極711a、シールド電極711bおよび補助電極711cを備えており、センサ部721は送信電極721a、シールド電極721bおよび補助電極721cを備えている。   The sensor units 711 and 721 have the same configuration as the sensor unit 101 of the first embodiment. That is, the sensor unit 711 includes a transmission electrode 711a, a shield electrode 711b, and an auxiliary electrode 711c, and the sensor unit 721 includes a transmission electrode 721a, a shield electrode 721b, and an auxiliary electrode 721c.

温度補正用擬似センサ部731は、第2実施形態の擬似センサ部611と同じ構成を有している。すなわち、温度補正用擬似センサ部731は、第1、第2コンデンサ731a,731bを備えている。第1コンデンサ731aの静電容量は、電極711a,711c間および電極721a,721c間の静電容量と同一である。また、第2コンデンサ731bの静電容量は、電極711b,711c間および電極721b,721c間の静電容量と同一である。   The pseudo sensor unit for temperature correction 731 has the same configuration as the pseudo sensor unit 611 of the second embodiment. That is, the temperature correction pseudo sensor unit 731 includes first and second capacitors 731a and 731b. The capacitance of the first capacitor 731a is the same as the capacitance between the electrodes 711a and 711c and between the electrodes 721a and 721c. The capacitance of the second capacitor 731b is the same as the capacitance between the electrodes 711b and 711c and between the electrodes 721b and 721c.

バッファ回路712,722,732は、第1実施形態のバッファ回路103と同様の構成を有している。これらのバッファ回路712,722,732の構成や特性は、相互に同一である。   The buffer circuits 712, 722, and 732 have the same configuration as the buffer circuit 103 of the first embodiment. These buffer circuits 712, 722, and 732 have the same configuration and characteristics.

電流検出抵抗素子713,723は、第1実施形態の電流検出抵抗素子104と同様、対応する送信電極711a,721aに流れる電流を電圧に変換するための抵抗素子である。また、温度補正用電流検出抵抗素子733は、第2実施形態の温度補正用電流検出抵抗素子613と同様、第1コンデンサ731に流れる電流を電圧に変換するための抵抗素子である。これらの抵抗素子713,723,733の抵抗値は、同一に設定される。   The current detection resistance elements 713 and 723 are resistance elements for converting the current flowing through the corresponding transmission electrodes 711a and 721a into a voltage, like the current detection resistance element 104 of the first embodiment. The temperature correction current detection resistor element 733 is a resistor element for converting the current flowing through the first capacitor 731 into a voltage, like the temperature correction current detection resistor element 613 of the second embodiment. These resistance elements 713, 723, and 733 have the same resistance value.

シールドケーブル714,724としても、第1実施形態のシールドケーブル105と同じものが使用される。シールドケーブル714において、芯線714aは抵抗素子713と送信電極711aとを接続し、被覆線714bはバッファ回路712の出力端と補助電極711cとを接続する。同様に、シールドケーブル724において、芯線724aは抵抗素子723と送信電極721aとを接続し、被覆線724bはバッファ回路722の出力端と補助電極721cとを接続する。   The same shielded cables 714 and 724 as the shielded cable 105 of the first embodiment are used. In the shielded cable 714, the core wire 714a connects the resistance element 713 and the transmission electrode 711a, and the covered wire 714b connects the output end of the buffer circuit 712 and the auxiliary electrode 711c. Similarly, in the shielded cable 724, the core wire 724a connects the resistance element 723 and the transmission electrode 721a, and the covered wire 724b connects the output end of the buffer circuit 722 and the auxiliary electrode 721c.

スイッチ741は、入力端子S11で抵抗素子713の一端(バッファ回路712側の端部)に接続され、入力端子S12で抵抗素子723の一端(バッファ回路722側の端部)に接続され、且つ、入力端子S13で抵抗素子733の一端(バッファ回路732側の端部)に接続される。また、スイッチ741の出力端子は、差動増幅器106の非反転入力端子に接続される。   The switch 741 is connected to one end of the resistance element 713 (the end on the buffer circuit 712 side) at the input terminal S11, connected to one end of the resistance element 723 (the end on the buffer circuit 722 side) at the input terminal S12, and The input terminal S13 is connected to one end of the resistance element 733 (the end on the buffer circuit 732 side). The output terminal of the switch 741 is connected to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 106.

スイッチ742は、入力端子S21で抵抗素子713の他端(送信電極711a側の端部)に接続され、入力端子S22で抵抗素子723の他端(送信電極721a側の端部)に接続され、且つ、入力端子S23で抵抗素子733の他端(第1コンデンサ731a側の端部)に接続される。また、スイッチ742の出力端子は、差動増幅器106の反転入力端子に接続される。   The switch 742 is connected to the other end of the resistance element 713 (end on the transmission electrode 711a side) at the input terminal S21, and connected to the other end of the resistance element 723 (end on the transmission electrode 721a side) at the input terminal S22. In addition, the input terminal S23 is connected to the other end of the resistance element 733 (the end portion on the first capacitor 731a side). The output terminal of the switch 742 is connected to the inverting input terminal of the differential amplifier 106.

CPU750は、アナログ/デジタル変換器111から入力したデジタル信号を用いて補正信号Sa1,Sa2,Sa0を生成し、内部に保存するとともに、デジタル/アナログ変換器113に出力する。これにより、後述のような温度補正を行うことができる。加えて、CPU750は、スイッチ741,742の入力切換等の制御を行う。   The CPU 750 generates correction signals Sa1, Sa2, and Sa0 using the digital signals input from the analog / digital converter 111, stores them inside, and outputs them to the digital / analog converter 113. Thereby, temperature correction as described later can be performed. In addition, the CPU 750 performs control such as input switching of the switches 741 and 742.

次に、この実施形態に係る静電容量型距離センサ700の動作について、図8を用いて説明する。   Next, the operation of the capacitive distance sensor 700 according to this embodiment will be described with reference to FIG.

まず、静電容量型距離センサ700の初期調整の動作について説明する。この調整は、検出可能範囲内に被検出物が存在しないときに行われる。   First, the initial adjustment operation of the capacitive distance sensor 700 will be described. This adjustment is performed when there is no object to be detected within the detectable range.

バッファ回路712,722,732が交流電圧の出力を開始すると、第1実施形態と同様にして、電極711a,711c間および電極721a,721c間に、非常に小さい電位差が発生する。また、第2コンデンサ731bにも、微少電流が流れるようになる。   When the buffer circuits 712, 722, and 732 start outputting an alternating voltage, a very small potential difference is generated between the electrodes 711a and 711c and between the electrodes 721a and 721c, as in the first embodiment. A minute current also flows through the second capacitor 731b.

CPU750がスイッチ741,742に入力端子S11,S21を選択させると、抵抗素子713の端子間電圧が、差動増幅器106に入力されるようになる。そして、差動増幅器106が出力する交流電圧信号は、第1実施形態と同様にして、ノイズ等が除去され、直流電圧信号Sd1に変換され、デジタル信号に変換されて、CPU750に送られる。CPU750は、第1実施形態のCPU112と同様にして、補正値を演算し、演算結果を内部に保存するとともに、補正信号Sa1として出力する。これにより、差動増幅器110が出力する検出信号は零ボルトになる。   When the CPU 750 causes the switches 741 and 742 to select the input terminals S11 and S21, the voltage between the terminals of the resistance element 713 is input to the differential amplifier 106. Then, the AC voltage signal output from the differential amplifier 106 is free from noise and the like, converted into a DC voltage signal Sd1, converted into a digital signal, and sent to the CPU 750 in the same manner as in the first embodiment. The CPU 750 calculates a correction value and stores the calculation result in the same manner as the CPU 112 of the first embodiment, and outputs it as a correction signal Sa1. As a result, the detection signal output from the differential amplifier 110 becomes zero volts.

次に、CPU750がスイッチ741,742に入力端子S12,S22を選択させると、抵抗素子723の端子間電圧が、差動増幅器106に入力されるようになる。そして、差動増幅器106が出力する交流電圧信号は、上述の場合と同様にして、差動増幅器110から直流電圧信号Sd2が出力され、デジタル信号に変換されて、CPU750に送られる。CPU750は、上述の場合と同様にして、補正値を演算し、演算結果を内部に保存するとともに、補正信号Sa2として出力する。これにより、差動増幅器110が出力する検出信号は零ボルトになる。   Next, when the CPU 750 causes the switches 741 and 742 to select the input terminals S12 and S22, the voltage across the resistance element 723 is input to the differential amplifier 106. Then, the AC voltage signal output from the differential amplifier 106 is output from the differential amplifier 110 as a DC voltage signal Sd2, converted into a digital signal, and sent to the CPU 750 in the same manner as described above. In the same manner as described above, the CPU 750 calculates a correction value, stores the calculation result therein, and outputs it as a correction signal Sa2. As a result, the detection signal output from the differential amplifier 110 becomes zero volts.

さらに、CPU750がスイッチ741,742に入力端子S13,S23を選択させると、抵抗素子733の端子間電圧が、差動増幅器106に入力されるようになる。そして、上述の場合と同様にして、差動増幅器106が出力する交流電圧信号が、差動増幅器110から直流電圧信号Sd0が出力され、デジタル信号に変換されて、CPU750に送られる。CPU750は、上述の場合と同様にして、補正値を演算し、演算結果を内部に保存するとともに、補正信号Sa0として出力する。これにより、差動増幅器110が出力する検出信号は零ボルトになる。   Further, when the CPU 750 causes the switches 741 and 742 to select the input terminals S13 and S23, the voltage across the resistance element 733 is input to the differential amplifier 106. In the same manner as described above, the AC voltage signal output from the differential amplifier 106 is output from the differential amplifier 110 as a DC voltage signal Sd0, converted into a digital signal, and sent to the CPU 750. The CPU 750 calculates the correction value in the same manner as described above, stores the calculation result therein, and outputs it as the correction signal Sa0. As a result, the detection signal output from the differential amplifier 110 becomes zero volts.

初期調整の終了後、CPU750は、内部のタイマを起動して、一定の時間間隔で割り込みを発生させる。   After completion of the initial adjustment, the CPU 750 activates an internal timer and generates interrupts at regular time intervals.

この割り込みタイミングt1(図8参照)で、CPU750は、まず、スイッチ741,742に入力端子S11,S21を選択させるとともに(図8のP1参照)、デジタル/アナログ変換器113に補正信号Sa1を出力する。これにより、差動増幅器110からは、補正された検出信号Sd1が出力される。   At this interrupt timing t1 (see FIG. 8), the CPU 750 first causes the switches 741 and 742 to select the input terminals S11 and S21 (see P1 in FIG. 8) and outputs the correction signal Sa1 to the digital / analog converter 113. To do. Thus, the corrected detection signal Sd1 is output from the differential amplifier 110.

この処理が終了すると、次に、CPU750は、スイッチ741,742に入力端子S12,S22を選択させるとともに(図8のP2参照)、デジタル/アナログ変換器113に補正信号Sa2を出力する。これにより、差動増幅器110からは、補正された検出信号Sd2が出力される。   When this processing is completed, the CPU 750 then causes the switches 741 and 742 to select the input terminals S12 and S22 (see P2 in FIG. 8) and outputs the correction signal Sa2 to the digital / analog converter 113. Thus, the corrected detection signal Sd2 is output from the differential amplifier 110.

続いて、CPU750は、スイッチ741,742に入力端子S13,S23を選択させるとともに(図8のP3参照)、デジタル/アナログ変換器113に補正信号Sa0を出力する。これにより、CPU750には、アナログ/デジタル変換器111を介して、補正後の電圧信号Sd0が入力される。CPU750は、第2実施形態と同様、所定のアルゴリズムによる演算を行い、信号Sd0が零ボルトになるような調整値ΔSaを演算する。CPU750が補正信号の値をSa0+ΔSaに変更すると、信号Sd0は零ボルトに戻る。   Subsequently, the CPU 750 causes the switches 741 and 742 to select the input terminals S13 and S23 (see P3 in FIG. 8) and outputs the correction signal Sa0 to the digital / analog converter 113. Accordingly, the corrected voltage signal Sd0 is input to the CPU 750 via the analog / digital converter 111. As in the second embodiment, the CPU 750 performs an operation based on a predetermined algorithm, and calculates an adjustment value ΔSa so that the signal Sd0 becomes zero volts. When the CPU 750 changes the value of the correction signal to Sa0 + ΔSa, the signal Sd0 returns to zero volts.

さらに、CPU750は、内部に保存された補正信号値Sa1,Sa2を、Sa1+ΔSa,Sa2+ΔSaに書き換える。これにより、次回の割り込み発生時の検出では、このΔSaを用いて検出信号Sd1,Sd2を温度補正できることになる。   Further, the CPU 750 rewrites the correction signal values Sa1 and Sa2 stored therein to Sa1 + ΔSa and Sa2 + ΔSa. As a result, the temperature of the detection signals Sd1 and Sd2 can be corrected by using this ΔSa in the detection when the next interruption occurs.

割り込みタイミングt2以降も、同様の処理P1,P2,P3が繰り返される(図8参照)。   Similar processing P1, P2, and P3 are repeated after the interrupt timing t2 (see FIG. 8).

以上説明したように、この実施形態によれば、2個の検出系を有する係る静電容量型距離センサ700において、環境温度の変化による検出信号の誤差を補正することができ、検出精度を高めることができる。   As described above, according to this embodiment, in the capacitive distance sensor 700 having two detection systems, an error in the detection signal due to a change in the environmental temperature can be corrected, and the detection accuracy is improved. be able to.

また、1個のバッファ回路から異なる配線を介して送信電極および補助電極に交流電圧を供給するので検出精度が向上する点、被検出物が検出されていないときの検出信号値を用いて被検出物が検出されたときの検出信号Sdを補正するので検出精度が向上する点、および、プリント基板201およびスペーサ203を柔軟性のある材料で形成し且つシールド電極を柔軟性および伸縮性のある材料で形成することにより曲面等へのセンサ部の取り付けが容易になる点は、第1実施形態と同様である。   Also, AC voltage is supplied from one buffer circuit to the transmission electrode and auxiliary electrode via different wires, so that detection accuracy is improved, and detection is performed using the detection signal value when no detection object is detected. Correction of detection signal Sd when an object is detected improves detection accuracy, and printed board 201 and spacer 203 are formed of a flexible material, and a shield electrode is formed of a flexible and stretchable material This is the same as the first embodiment in that the sensor part can be easily attached to a curved surface or the like.

なお、この実施形態では2個の検出系710,720を設けた場合を説明したが、3個以上の検出系を設けることも可能である。さらには、1個の検出系のみが設けられる場合に、この実施形態を適用することも可能である。検出系が1個のみの場合でも、この実施形態を適用することにより、第1差動増幅器106以降の回路を共通化することができるので、回路の規模やコストを低減することができる。   In this embodiment, the case where the two detection systems 710 and 720 are provided has been described. However, three or more detection systems may be provided. Furthermore, this embodiment can also be applied when only one detection system is provided. Even when there is only one detection system, the circuit after the first differential amplifier 106 can be shared by applying this embodiment, so that the scale and cost of the circuit can be reduced.

第4の実施の形態
以下、この発明の第4の実施形態に係る静電容量型距離センサについて、図9および図10を用いて説明する。この実施形態は、センサ部の温度変化に起因する誤差を補正できる静電容量型距離センサの他の例である。
Fourth Embodiment Hereinafter, a capacitance type distance sensor according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 9 and 10. FIG. This embodiment is another example of a capacitive distance sensor that can correct an error caused by a temperature change of the sensor unit.

図9は、この実施形態に係る静電容量型距離センサ900の構成を示す概略図である。図9において、図1と同じ符号を付した構成要素は、それぞれ図1と同じものを示している。   FIG. 9 is a schematic diagram showing the configuration of a capacitive distance sensor 900 according to this embodiment. 9, components having the same reference numerals as those in FIG. 1 are the same as those in FIG.

この実施形態の静電容量型距離センサ900は、温度補正回路910を備えている。温度補正回路910は、温度補正用抵抗素子911,912,913を備えている。   The capacitive distance sensor 900 of this embodiment includes a temperature correction circuit 910. The temperature correction circuit 910 includes temperature correction resistance elements 911, 912, and 913.

温度補正用抵抗素子911は、電流検出抵抗素子104(抵抗値をRs1とする)の一端(バッファ回路103側の端部)と、第1差動増幅器106の非反転入力端子(+)との間に設けられる。この抵抗素子911の抵抗値を、Rs2とする。   The temperature correcting resistance element 911 includes one end (an end on the buffer circuit 103 side) of the current detection resistance element 104 (resistance value Rs1) and a non-inverting input terminal (+) of the first differential amplifier 106. Between. The resistance value of the resistance element 911 is Rs2.

温度補正用抵抗素子912は、電流検出抵抗素子104の他端(送信電極101a側の端部)に一端で接続され、且つ、他端で接地される。この抵抗素子912の抵抗値を、Rf1とする。   The temperature correcting resistive element 912 is connected at one end to the other end (the end on the transmission electrode 101a side) of the current detecting resistive element 104 and grounded at the other end. The resistance value of the resistance element 912 is Rf1.

温度補正用抵抗素子913は、第1差動増幅器106の非反転入力端子に一端で接続され、且つ、他端で接地される。この抵抗素子912の抵抗値を、Rf2とする。   The temperature correcting resistance element 913 is connected to the non-inverting input terminal of the first differential amplifier 106 at one end and grounded at the other end. The resistance value of the resistance element 912 is Rf2.

ここで、抵抗素子104,911〜913の抵抗値Rs1,Rs2,Rf1,Rf2は、下式(1),(2)を満たすように決定される。
Rs1/Rf1=Rs2/Rf2 ・・・(1)
Rs1=Rf1,Rs2=Rf2 ・・・(2)
Here, the resistance values Rs1, Rs2, Rf1, and Rf2 of the resistance elements 104 and 911 to 913 are determined so as to satisfy the following expressions (1) and (2).
Rs1 / Rf1 = Rs2 / Rf2 (1)
Rs1 = Rf1, Rs2 = Rf2 (2)

式(1),(2)を満たすように各抵抗値を設定することにより、環境温度の変動による誤差を抑制することが可能になる。以下、この理由を説明する。   By setting each resistance value so as to satisfy the expressions (1) and (2), it becomes possible to suppress errors due to fluctuations in the environmental temperature. Hereinafter, the reason will be described.

センサ部101の環境温度が変化すると、センサ部101を構成する誘電体の比誘電率が変化する。そのため、送信電極101aと補助電極101cとの間および補助電極101cとシールド電極101bとの間の静電容量が変化する。特に、補助電極101cとシールド電極101bとの間の静電容量には、バッファ回路103から抵抗を介さずに電流が流れるために、バッファ回路103の負荷は大きくなる。図9に示したように、バッファ回路103は、オペアンプの電圧フォロア回路である。ここで、オペアンプの出力電流が変動すると、かかるオペアンプの温度が変動し、結果的に電圧フォロア回路の利得が変化する。このため、バッファ回路103の出力振幅は、センサ部101の環境温度の変動に応じて変動する。したがって、第1差動増幅器106の非反転入力端子および反転入力端子に入力される交流電圧の振幅も、センサ部101の環境温度に依存して変動することになる。   When the environmental temperature of the sensor unit 101 changes, the relative dielectric constant of the dielectric constituting the sensor unit 101 changes. Therefore, the capacitance between the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c and between the auxiliary electrode 101c and the shield electrode 101b changes. In particular, since a current flows from the buffer circuit 103 without passing through a resistor between the auxiliary electrode 101c and the shield electrode 101b, the load on the buffer circuit 103 increases. As shown in FIG. 9, the buffer circuit 103 is a voltage follower circuit of an operational amplifier. Here, when the output current of the operational amplifier fluctuates, the temperature of the operational amplifier fluctuates, and as a result, the gain of the voltage follower circuit changes. For this reason, the output amplitude of the buffer circuit 103 varies according to the variation of the environmental temperature of the sensor unit 101. Therefore, the amplitude of the AC voltage input to the non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the first differential amplifier 106 also varies depending on the environmental temperature of the sensor unit 101.

第1差動増幅器106は、計装用アンプであり、非反転入力端子、反転入力端子とも入力インピーダンスが高くなっているが、かかる非反転入力端子および反転入力端子には微少電流が流入する。そして、この流入電流は、入力電圧の振幅変化に依存して変化する。例えば、環境温度の変化によって振幅が増大した場合、この流入電流も増大することになる。   The first differential amplifier 106 is an instrumentation amplifier, and both the non-inverting input terminal and the inverting input terminal have high input impedance, but a minute current flows into the non-inverting input terminal and the inverting input terminal. This inflow current changes depending on the amplitude change of the input voltage. For example, when the amplitude increases due to a change in the environmental temperature, this inflow current also increases.

ここで、温度補正回路910を有さない静電容量型距離センサ(図1参照)の場合、差動増幅器106の非反転入力端子(+)は、抵抗素子を介さずに、バッファ回路103の出力端子と接続されている。したがって、バッファ回路103から当該非反転入力端子までの経路における電気抵抗は零であるとみなせるので、電圧降下は零ボルトである。一方、差動増幅器106の反転入力端子(−)は、抵抗素子104を介して、バッファ回路103の出力端子と接続されている。このため、抵抗素子104を流れる電流のために電圧降下が発生し、当該反転入力端子の電位が低下する。このような理由から、差動増幅器106では、非反転入力端子・反転入力端子間の電位差が発生する。この電位差に起因する検出誤差は、補正信号Saを用いた初期調整により、キャンセルされる。このため、環境温度が変化しなければ(すなわちバッファ回路103の出力振幅が変化しなければ)、検出信号Sdの誤差発生原因にはならない。しかしながら、環境温度が変動した場合には、バッファ回路103の出力振幅も変動し、これにより抵抗素子104による電圧降下量も変動する。したがって、非反転入力端子・反転入力端子間の電位差も初期調整時の値からずれる。この‘ずれ’は、検出信号Sdの誤差となって現れる。   Here, in the case of a capacitive distance sensor (see FIG. 1) that does not have the temperature correction circuit 910, the non-inverting input terminal (+) of the differential amplifier 106 is connected to the buffer circuit 103 without passing through a resistance element. Connected to the output terminal. Therefore, since the electric resistance in the path from the buffer circuit 103 to the non-inverting input terminal can be regarded as zero, the voltage drop is zero volts. On the other hand, the inverting input terminal (−) of the differential amplifier 106 is connected to the output terminal of the buffer circuit 103 via the resistance element 104. For this reason, a voltage drop occurs due to the current flowing through the resistance element 104, and the potential of the inverting input terminal is lowered. For this reason, the differential amplifier 106 generates a potential difference between the non-inverting input terminal and the inverting input terminal. The detection error due to this potential difference is canceled by the initial adjustment using the correction signal Sa. For this reason, if the environmental temperature does not change (that is, if the output amplitude of the buffer circuit 103 does not change), it does not cause an error in the detection signal Sd. However, when the environmental temperature fluctuates, the output amplitude of the buffer circuit 103 also fluctuates, and thereby the voltage drop amount due to the resistance element 104 also fluctuates. Therefore, the potential difference between the non-inverting input terminal and the inverting input terminal is also deviated from the initial adjustment value. This “deviation” appears as an error in the detection signal Sd.

これに対して、この実施形態では、温度補正回路910を設けることにより、非反転入力端子・反転入力端子間の電位差が生じないようにした。この実施形態では、バッファ回路103の出力電位をV0とすると、差動増幅器106の反転入力端子の電位V(-) および非反転入力端子の電位V(+) は、下式(3)、(4)で与えられる。したがって、上式(1),(2)が満たされるとき、V(-) =V(+) となる。V(-) =V(+) の場合、環境温度に拘わらず差動増幅器106の入力端子間の電位差が発生せず、したがって、環境温度の変動に起因して検出信号Sdの誤差が発生することもない。
V(-) =(Rf1/(Rs1+Rf1))・V0 ・・・(3)
V(+) =(Rf2/(Rs2+Rf2))・V0 ・・・(4)
On the other hand, in this embodiment, the temperature correction circuit 910 is provided to prevent a potential difference between the non-inverting input terminal and the inverting input terminal. In this embodiment, when the output potential of the buffer circuit 103 is V0, the potential V (−) of the inverting input terminal and the potential V (+) of the non-inverting input terminal of the differential amplifier 106 are expressed by the following equations (3), ( 4). Therefore, when the above expressions (1) and (2) are satisfied, V (−) = V (+). In the case of V (−) = V (+), a potential difference between the input terminals of the differential amplifier 106 does not occur regardless of the environmental temperature. Therefore, an error of the detection signal Sd occurs due to the fluctuation of the environmental temperature. There is nothing.
V (−) = (Rf1 / (Rs1 + Rf1)) · V0 (3)
V (+) = (Rf2 / (Rs2 + Rf2)) · V0 (4)

図10は、環境温度と検出信号Sdとの関係の測定結果を示すグラフである。図10において、縦軸は検出信号Sdの電圧値[V]および環境温度[℃]、横軸は経過時間[hour]である。また、図10において、曲線Tは環境温度、曲線Aはこの実施形態に係る静電容量型距離センサ900の検出信号Sd、曲線Bは温度補正回路910を有さない静電容量型距離センサ(図1参照)の検出信号Sdを示している。なお、A,Bともに、センサ部101の検出可能範囲内に被検出物が存在しない場合の値である。   FIG. 10 is a graph showing a measurement result of the relationship between the environmental temperature and the detection signal Sd. In FIG. 10, the vertical axis represents the voltage value [V] and the environmental temperature [° C.] of the detection signal Sd, and the horizontal axis represents the elapsed time [hour]. In FIG. 10, a curve T is an environmental temperature, a curve A is a detection signal Sd of the capacitive distance sensor 900 according to this embodiment, and a curve B is a capacitive distance sensor (without a temperature correction circuit 910). FIG. 1 shows a detection signal Sd. Note that both A and B are values when there is no object to be detected within the detectable range of the sensor unit 101.

図10から解るように、温度補正回路910を有さない静電容量型距離センサでは、環境温度Tを10℃〜70℃まで変化させると、これにほぼ追随して、検出信号Sdの値が変化する(曲線B参照)。これに対して、この実施形態の静電容量型距離センサ900は、環境温度Tが変化しても、検出信号Sdの変動はほとんど無かった。   As can be seen from FIG. 10, in the capacitive distance sensor that does not have the temperature correction circuit 910, when the environmental temperature T is changed from 10 ° C. to 70 ° C., the value of the detection signal Sd almost follows this. Change (see curve B). On the other hand, in the capacitive distance sensor 900 of this embodiment, even when the environmental temperature T changes, the detection signal Sd hardly fluctuates.

以上説明したように、この実施形態に係る静電容量型距離センサ900によれば、環境温度変化による検出信号の誤差を無くすことができるので、上述の第1実施形態の静電容量型距離センサ100と比較して、さらに検出精度を高めることができる。   As described above, according to the capacitive distance sensor 900 according to this embodiment, the error of the detection signal due to the environmental temperature change can be eliminated, so the capacitive distance sensor according to the first embodiment described above. Compared with 100, the detection accuracy can be further increased.

また、1個のバッファ回路103から異なる配線を介して送信電極101aおよび補助電極101cに交流電圧を供給するので検出精度が向上する点、被検出物が検出されていないときの検出信号値を用いて被検出物が検出されたときの検出信号Sdを補正するので検出精度が向上する点、および、プリント基板201およびスペーサ203を柔軟性のある材料で形成し且つシールド電極101bを柔軟性および伸縮性のある材料で形成することにより曲面等へのセンサ部101の取り付けが容易になる点は、第1実施形態と同様である。   In addition, since the AC voltage is supplied from one buffer circuit 103 to the transmission electrode 101a and the auxiliary electrode 101c via different wires, the detection accuracy is improved, and the detection signal value when the detected object is not detected is used. The detection signal Sd when the detected object is detected is corrected to improve the detection accuracy, and the printed board 201 and the spacer 203 are made of a flexible material, and the shield electrode 101b is flexible and stretchable. It is the same as in the first embodiment that the sensor unit 101 can be easily attached to a curved surface or the like by forming the material with a characteristic material.

第5の実施の形態
次に、この発明の第5の実施形態に係る静電容量型距離センサについて、図11および図12を用いて説明する。この実施形態では、センサ部の他の例を説明する。
Fifth Embodiment Next, a capacitive distance sensor according to a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In this embodiment, another example of the sensor unit will be described.

図11は、この実施形態に係るセンサ部1100を概念的に示す図であり、(A)は側面図、(B)は正面図である。   FIG. 11 is a diagram conceptually showing the sensor unit 1100 according to this embodiment, in which (A) is a side view and (B) is a front view.

図11に示したように、プリント基板1110は、絶縁基材1111を有している。そして、この絶縁基材1111の表面には送信電極1112が、裏面には補助電極1113が、それぞれプリントされている。   As shown in FIG. 11, the printed circuit board 1110 has an insulating base material 1111. A transmission electrode 1112 is printed on the surface of the insulating base material 1111, and an auxiliary electrode 1113 is printed on the back surface.

送信電極1112の表面には、接着剤1151によって、カーボンファイバー板1141が接着されている。カーボンファイバー板1141の面積は、例えば、送信電極1112の面積の数倍〜数十倍である。   A carbon fiber plate 1141 is bonded to the surface of the transmission electrode 1112 with an adhesive 1151. The area of the carbon fiber plate 1141 is, for example, several times to several tens of times the area of the transmission electrode 1112.

補助電極1113の裏面には、接着剤1152によって、カーボンファイバー板1142が接着されている。カーボンファイバー板1142の面積は、カーボンファイバー板1141と同じでよい。   A carbon fiber plate 1142 is bonded to the back surface of the auxiliary electrode 1113 with an adhesive 1152. The area of the carbon fiber plate 1142 may be the same as that of the carbon fiber plate 1141.

カーボンファイバー板1142の裏面には、接着剤1153によって、スペーサ1120が接着されている。スペーサ1120としては、例えば第1実施形態のスペーサ203(図3参照)と同様のものを使用できる。   A spacer 1120 is bonded to the back surface of the carbon fiber plate 1142 with an adhesive 1153. As the spacer 1120, for example, the same spacer as the spacer 203 (see FIG. 3) of the first embodiment can be used.

スペーサ1120の裏面には、接着剤1154によって、カーボンファイバー板1143が接着される。カーボンファイバー板1143の面積は、カーボンファイバー板1141,1142と同じでよい。   A carbon fiber plate 1143 is bonded to the back surface of the spacer 1120 with an adhesive 1154. The area of the carbon fiber plate 1143 may be the same as that of the carbon fiber plates 1141 and 1142.

カーボンファイバー板1143の裏面には、接着剤1155によって、シールド電極1130が接着されている。このシールド電極1130は、例えば導電性ゴム、導電性布等で形成することができる。   A shield electrode 1130 is bonded to the back surface of the carbon fiber plate 1143 by an adhesive 1155. The shield electrode 1130 can be formed of, for example, conductive rubber or conductive cloth.

次に、このセンサ部1100の動作原理について、図12を用いて説明する。図12は、この実施形態に係る静電容量型距離センサ1200の要部構成を示している。図12において、センサ部1100以外の構成は第1実施形態に係る静電容量型距離センサ100(図1参照)と同じであるので、一部を省略している。   Next, the operation principle of the sensor unit 1100 will be described with reference to FIG. FIG. 12 shows a main configuration of the capacitive distance sensor 1200 according to this embodiment. In FIG. 12, since the configuration other than the sensor unit 1100 is the same as that of the capacitive distance sensor 100 according to the first embodiment (see FIG. 1), a part thereof is omitted.

カーボンファイバー板1141〜1143は、内部は導電性であるが、表面は絶縁性であり、且つ、非常に薄い接着剤層1151,1152,1155を介して電極1112,1113,1130に接続されているため、容量性の結合になる。この実施形態では、接着剤1151〜1155として、絶縁性のものを使用する場合を説明する。ここで、接着剤層1151,1152,1155は非常に薄いので、結合容量は非常に大きくなる。   The carbon fiber plates 1141 to 1143 are electrically conductive inside, but the surface is insulative, and are connected to the electrodes 1112, 1113 and 1130 via very thin adhesive layers 1151, 1152 and 1155. Therefore, it becomes a capacitive coupling. In this embodiment, the case where an insulating material is used as the adhesives 1151 to 1155 will be described. Here, since the adhesive layers 1151, 1152, and 1155 are very thin, the coupling capacity becomes very large.

カーボンファイバー板1141の前方に被検出物1201が存在する場合、送信電極1112とグランドとの間に、コンデンサが存在すると考えることができる。このとき、接着剤層1151、カーボンファイバー板1141、被検出物1201、および、当該カーボンファイバー板1141と当該被検出物1201との間の空間が、当該コンデンサの誘電体を構成する。ここでは、接着剤層1151の静電容量をCcとし、カーボンファイバー板1141、被検出物1201および空間からなる部分の静電容量をCsとする。静電容量Cc,Csは直列接続であるため、合成容量Cは、下式(4)で与えられる。   When the detection object 1201 exists in front of the carbon fiber plate 1141, it can be considered that a capacitor exists between the transmission electrode 1112 and the ground. At this time, the adhesive layer 1151, the carbon fiber plate 1141, the detected object 1201, and the space between the carbon fiber plate 1141 and the detected object 1201 constitute a dielectric of the capacitor. Here, the electrostatic capacity of the adhesive layer 1151 is Cc, and the electrostatic capacity of the portion composed of the carbon fiber plate 1141, the detected object 1201, and the space is Cs. Since the capacitances Cc and Cs are connected in series, the combined capacitance C is given by the following equation (4).

C=Cs・Cc/(Cs+Cc) ・・・(4)
上述のように、接着剤層1151は非常に薄く、したがって静電容量Ccは非常に大きくなる。これと比較して、カーボンファイバー板1141、被検出物1201および空間からなる部分の静電容量Csは、非常に小さい。すなわち、Cc>>Csである。ここで、Cc>>Csの場合、Cc/(Cs+Cc)≒1となるので、上式(4)よりC≒Csとなる。したがって、カーボンファイバー板1141を用いて、被検出物の有無や距離を検出することが可能になる。
C = Cs · Cc / (Cs + Cc) (4)
As described above, the adhesive layer 1151 is very thin, and thus the capacitance Cc is very large. Compared with this, the electrostatic capacity Cs of the part which consists of the carbon fiber board 1141, the to-be-detected object 1201, and space is very small. That is, Cc >> Cs. Here, in the case of Cc >> Cs, Cc / (Cs + Cc) ≈1, so C≈Cs from the above equation (4). Therefore, it is possible to detect the presence / absence and distance of the detection object using the carbon fiber plate 1141.

この実施形態に係る静電容量型距離センサ1200では、被検出物1201の位置がカーボンファイバー板1141と平行にずれても、検出信号Sd(図1参照)の値は変化しない。すなわち、図12において、被検出物1201が存在するときと、被検出物1202が存在するときとで、検出信号Sdの値は、同じである。送信電極1112とグランドとの間に流れる電流値は、カーボンファイバー板1141と被検出物1201との距離や、カーボンファイバー板1141に対する被検出物1201の投影面積には依存するが、被検出物1201の位置がカーボンファイバー板1141と平行にずれても変化しないからである。   In the capacitive distance sensor 1200 according to this embodiment, the value of the detection signal Sd (see FIG. 1) does not change even if the position of the detection object 1201 is shifted in parallel with the carbon fiber plate 1141. That is, in FIG. 12, the value of the detection signal Sd is the same when the detected object 1201 exists and when the detected object 1202 exists. The value of the current flowing between the transmission electrode 1112 and the ground depends on the distance between the carbon fiber plate 1141 and the detected object 1201 and the projection area of the detected object 1201 on the carbon fiber plate 1141, but the detected object 1201. This is because the position does not change even if the position of is shifted in parallel with the carbon fiber plate 1141.

なお、カーボンファイバー板1141の裏面方向にカーボンファイバー板1142,1143を設けたのは、当該カーボンファイバー板1141の裏面方向にある物体が検出信号Sdに影響を与えないようにするためである。   The reason why the carbon fiber plates 1142 and 1143 are provided in the back surface direction of the carbon fiber plate 1141 is to prevent an object in the back surface direction of the carbon fiber plate 1141 from affecting the detection signal Sd.

以上説明したように、この実施形態によれば、電極1112,1113,1130等の面積を広げることなく、センサ部1100の検出可能面積を広げることができる。したがって、この実施形態によれば、検出可能面積が広い静電容量型距離センサ1200を、低コストで提供することができる。   As described above, according to this embodiment, the detectable area of the sensor unit 1100 can be expanded without increasing the areas of the electrodes 1112, 1113, 1130, and the like. Therefore, according to this embodiment, the capacitive distance sensor 1200 having a wide detectable area can be provided at a low cost.

また、1個のバッファ回路103から異なる配線を介して送信電極1112および補助電極1113に交流電圧を供給するので検出精度が向上する点、被検出物が検出されていないときの検出信号値を用いて被検出物が検出されたときの検出信号Sdを補正するので検出精度が向上する点、および、プリント基板1110およびスペーサ1120を柔軟性のある材料で形成し且つシールド電極1130を柔軟性および伸縮性のある材料で形成することにより曲面等へのセンサ部1100の取り付けが容易になる点は、第1実施形態と同様である。   In addition, since the AC voltage is supplied from one buffer circuit 103 to the transmission electrode 1112 and the auxiliary electrode 1113 via different wires, the detection accuracy is improved, and the detection signal value when the detection target is not detected is used. The detection signal Sd when the detected object is detected is corrected to improve the detection accuracy, and the printed board 1110 and the spacer 1120 are made of a flexible material, and the shield electrode 1130 is flexible and stretchable. It is the same as in the first embodiment that the sensor unit 1100 can be easily attached to a curved surface or the like by forming the material with a characteristic material.

第1の実施の形態に係る静電容量型距離センサの構成を概略的に示す回路図である。1 is a circuit diagram schematically showing a configuration of a capacitive distance sensor according to a first embodiment. FIG. 第1実施形態に係るセンサ部の構成を概略的に示す側面図である。It is a side view which shows roughly the structure of the sensor part which concerns on 1st Embodiment. 第1実施形態に係るセンサ部の構成を概略的に示す分解斜視図である。It is a disassembled perspective view which shows schematically the structure of the sensor part which concerns on 1st Embodiment. 第1実施形態に係る静電容量型距離センサの動作を説明するための電圧波形図である。It is a voltage waveform diagram for demonstrating operation | movement of the electrostatic capacitance type distance sensor which concerns on 1st Embodiment. 第1実施形態に係る静電容量型距離センサの動作を説明するための概念図である。It is a conceptual diagram for demonstrating operation | movement of the electrostatic capacitance type distance sensor which concerns on 1st Embodiment. 第2実施形態に係る静電容量型距離センサの構成を概略的に示す回路図である。It is a circuit diagram which shows roughly the structure of the electrostatic capacitance type distance sensor which concerns on 2nd Embodiment. 第3実施形態に係る静電容量型距離センサの構成を概略的に示す回路図である。It is a circuit diagram which shows roughly the structure of the electrostatic capacitance type distance sensor which concerns on 3rd Embodiment. 第3実施形態に係る静電容量型距離センサの動作を説明するためのタイミングチャートである。It is a timing chart for demonstrating operation | movement of the electrostatic capacitance type distance sensor which concerns on 3rd Embodiment. 第4実施形態に係る静電容量型距離センサの構成を概略的に示す回路図である。It is a circuit diagram which shows roughly the structure of the electrostatic capacitance type distance sensor which concerns on 4th Embodiment. 第4実施形態に係る静電容量型距離センサの特性測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic measurement result of the capacitance type distance sensor concerning a 4th embodiment. 第5実施形態に係るセンサ部の構成を概略的に示す回路図である。It is a circuit diagram which shows roughly the structure of the sensor part which concerns on 5th Embodiment. 第5実施形態に係る静電容量型距離センサの動作を説明するための概念図である。It is a conceptual diagram for demonstrating operation | movement of the electrostatic capacitance type distance sensor which concerns on 5th Embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

100 静電容量型距離センサ
101 センサ部
102 発振回路
103 バッファ回路
104 電流検出抵抗素子
105 シールドケーブル
106 第1差動増幅器
107 バンドパスフィルタ
108 検波回路
109 ローパスフィルタ
110 第2差動増幅器
111 アナログ/デジタル変換器
112 CPU
113 デジタル/アナログ変換器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Capacitance type distance sensor 101 Sensor part 102 Oscillation circuit 103 Buffer circuit 104 Current detection resistive element 105 Shield cable 106 1st differential amplifier 107 Band pass filter 108 Detection circuit 109 Low pass filter 110 2nd differential amplifier 111 Analog / digital Converter 112 CPU
113 Digital / analog converter

Claims (10)

被検出物に流入する検出電流の大きさに基づいて当該被検出物の有無および距離を検出する、非接触型の静電容量型距離センサであって、
前記被検出物に前記検出電流を供給するための電磁波を放射する送信電極と、該送信電極の裏面側から放射される電磁波を遮蔽するために当該送信電極に対向して配置されたシールド電極と、前記送信電極と前記シールド電極との間に流れる電流を遮断するためにこれらの電極の間に配置された補助電極とを有するセンサ部と、
発振器で生成された交流電圧を前記送信電極および前記補助電極に供給するためのバッファ回路と、
前記検出電流を端子間電圧として検出するための電流検出抵抗素子と、
前記電流検出抵抗素子を介して前記バッファ回路の出力端と前記送信電極とを接続する第1配線と、
前記電流検出抵抗素子を介さずに前記バッファ回路の前記出力端と前記補助電極とを接続する第2配線と、
を備えることを特徴とする静電容量型距離センサ。
A non-contact capacitive distance sensor that detects the presence and distance of the detected object based on the magnitude of the detected current flowing into the detected object,
A transmission electrode that radiates an electromagnetic wave for supplying the detection current to the object to be detected; and a shield electrode that is disposed opposite the transmission electrode to shield the electromagnetic wave radiated from the back side of the transmission electrode; A sensor unit having an auxiliary electrode disposed between the transmitting electrode and the shield electrode to interrupt a current flowing between the transmitting electrode and the shield electrode;
A buffer circuit for supplying an alternating voltage generated by an oscillator to the transmission electrode and the auxiliary electrode;
A current detection resistance element for detecting the detection current as a voltage between terminals;
A first wiring that connects the output terminal of the buffer circuit and the transmission electrode via the current detection resistor element;
A second wiring that connects the output terminal of the buffer circuit and the auxiliary electrode without passing through the current detection resistor element;
A capacitance type distance sensor comprising:
前記電流検出抵抗素子の前記端子間電圧に応じた電圧を出力する第1差動増幅器と、
該第1差動増幅器の出力信号を直流信号に変換する検波回路と、
該検波回路の出力信号を一方の入力端子から入力し且つ検出信号を出力端子から出力する第2差動増幅器と、
前記被検出物が検出されないときの前記検出信号の値に基づいて生成された補正信号を前記第2差動増幅器の他方の入力端子に供給する演算処理器と、
をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載の静電容量型距離センサ。
A first differential amplifier that outputs a voltage corresponding to the voltage between the terminals of the current detection resistor element;
A detection circuit for converting an output signal of the first differential amplifier into a DC signal;
A second differential amplifier that inputs an output signal of the detection circuit from one input terminal and outputs a detection signal from the output terminal;
An arithmetic processor for supplying a correction signal generated based on the value of the detection signal when the detection object is not detected to the other input terminal of the second differential amplifier;
The capacitive distance sensor according to claim 1, further comprising:
前記被検出物が存在しないときの前記検出信号と一致し且つ当該検出信号と同じ温度依存性を有する電圧信号を生成して、温度補正用検出信号として出力する温度補正回路をさらに備え、
前記演算処理器が、当該温度補正用検出信号の変動に応じて、前記補正信号をさらに補正することを特徴とする請求項2に記載の静電容量型距離センサ。
A temperature correction circuit that generates a voltage signal that matches the detection signal when the object to be detected does not exist and has the same temperature dependency as the detection signal, and outputs the voltage signal as a temperature correction detection signal;
The capacitance type distance sensor according to claim 2, wherein the arithmetic processor further corrects the correction signal according to a change in the temperature correction detection signal.
前記温度補正回路が、
前記送信電極と前記補助電極との間の静電容量と同一の静電容量を有する第1コンデンサと、前記補助電極と前記シールド電極の間の静電容量と同一の静電容量を有し且つ一端が接地される第2コンデンサとを有する温度補正用擬似センサ部と、
前記発振器で生成された交流電圧を前記第1、第2コンデンサの一端に供給する、前記バッファ回路と同一構成の温度補正用バッファ回路と、
当該温度補正用バッファ回路から前記第1コンデンサの他端に供給される電流を端子間電圧として検出する、前記電流検出抵抗素子と同じ温度依存性の温度補正用電流検出素子と、
前記温度補正用電流検出抵抗素子の前記端子間電圧に応じた電圧を出力する、前記第1差動増幅器と同じ構成の温度補正用第1差動増幅器と、
該温度補正用第1差動増幅器の出力信号を直流信号に変換する、前記検波回路と同じ構成の温度補正用検波回路と、
該温度補正用検波回路の出力信号を一方の入力端子から入力し且つ前記温度補正用検出信号を出力端子から出力する、前記第2差動増幅器と同じ構成の温度補正用第2差動増幅器と、
を備えることを特徴とする請求項3に記載の静電容量型距離センサ。
The temperature correction circuit is
A first capacitor having the same capacitance as the capacitance between the transmission electrode and the auxiliary electrode, a capacitance equal to the capacitance between the auxiliary electrode and the shield electrode, and A pseudo sensor unit for temperature correction having a second capacitor having one end grounded;
A buffer circuit for temperature correction having the same configuration as the buffer circuit, which supplies the AC voltage generated by the oscillator to one end of the first and second capacitors;
A current correction element for temperature correction having the same temperature dependency as the current detection resistor element, which detects a current supplied from the temperature correction buffer circuit to the other end of the first capacitor as a voltage between terminals;
A first differential amplifier for temperature correction having the same configuration as that of the first differential amplifier, which outputs a voltage corresponding to the voltage between the terminals of the current detection resistor element for temperature correction;
A temperature correction detection circuit configured to convert the output signal of the temperature correction first differential amplifier into a DC signal and having the same configuration as the detection circuit;
A second differential amplifier for temperature correction having the same configuration as the second differential amplifier, wherein the output signal of the temperature correction detection circuit is input from one input terminal and the temperature correction detection signal is output from the output terminal; ,
The capacitance type distance sensor according to claim 3, further comprising:
前記センサ部、前記バッファ回路、前記電流検出抵抗素子および前記第1、第2配線を含む1個または複数個の検出系と、
前記被検出物が存在しないときに前記電流検出抵抗素子に発生する端子間電圧と同一の端子間電圧を生成し且つ当該電流検出抵抗素子と同じ温度依存性の温度補正回路と、
前記検出系の前記電流検出抵抗素子で発生した前記端子間電圧および前記温度補正回路で生成された前記端子間電圧のいずれかを選択的に前記第1差動増幅器に供給するスイッチと、
をさらに備えることを特徴とする請求項2に記載の静電容量型距離センサ。
One or a plurality of detection systems including the sensor unit, the buffer circuit, the current detection resistor element, and the first and second wirings;
A temperature correction circuit that generates the same inter-terminal voltage as the inter-terminal voltage generated in the current detection resistor element when the object to be detected does not exist and has the same temperature dependency as the current detection resistor element;
A switch that selectively supplies one of the inter-terminal voltage generated by the current detection resistor element of the detection system and the inter-terminal voltage generated by the temperature correction circuit to the first differential amplifier;
The capacitive distance sensor according to claim 2, further comprising:
前記温度補正回路が、
前記送信電極と前記補助電極との間の静電容量と同一の静電容量を有する第1コンデンサと、前記補助電極と前記シールド電極の間の静電容量と同一の静電容量を有し且つ一端が接地される第2コンデンサとを有する温度補正用擬似センサ部と、
前記発振器で生成された交流電圧を前記第1、第2コンデンサの一端に供給する、前記バッファ回路と同一構成の温度補正用バッファ回路と、
当該温度補正用バッファ回路から前記第1コンデンサの他端に供給される電流を端子間電圧として検出する、前記電流検出抵抗素子と同じ温度依存性の温度補正用電流検出素子と、
と備えることを特徴とする請求項5に記載の静電容量型距離センサ。
The temperature correction circuit is
A first capacitor having the same capacitance as the capacitance between the transmission electrode and the auxiliary electrode, a capacitance equal to the capacitance between the auxiliary electrode and the shield electrode, and A pseudo sensor unit for temperature correction having a second capacitor having one end grounded;
A buffer circuit for temperature correction having the same configuration as the buffer circuit, which supplies the AC voltage generated by the oscillator to one end of the first and second capacitors;
A current correction element for temperature correction having the same temperature dependency as the current detection resistor element, which detects a current supplied from the temperature correction buffer circuit to the other end of the first capacitor as a voltage between terminals;
The capacitive distance sensor according to claim 5, comprising:
前記電流検出抵抗素子の前記バッファ回路側電位を前記第1差動増幅器の一方の入力端子に供給するための配線上に設けられた第1の温度補正抵抗素子と、
前記第1差動増幅器の前記一方の入力端子とグランドとの間に設けられた第2の温度補正抵抗素子と、
前記第1差動増幅器の他方の入力端子とグランドとの間に設けられた第3の温度補正抵抗素子と、
を有する温度補正回路をさらに備えることを特徴とする請求項1または2に記載の静電容量型距離センサ。
A first temperature correction resistor element provided on a wiring for supplying the buffer circuit side potential of the current detection resistor element to one input terminal of the first differential amplifier;
A second temperature correction resistor element provided between the one input terminal of the first differential amplifier and the ground;
A third temperature correction resistor element provided between the other input terminal of the first differential amplifier and the ground;
The capacitance type distance sensor according to claim 1, further comprising a temperature correction circuit including
前記送信電極が、プリント基板の表面にプリントされた導電性薄膜であり、
前記補助電極が、前記プリント基板の裏面にプリントされた導電性薄膜であり、
前記シールド電極が、スペーサを介して前記補助電極上に接着された導電板である、 ことを特徴とする請求項1〜7のいずれかに記載の静電容量型距離センサ。
The transmission electrode is a conductive thin film printed on the surface of a printed circuit board,
The auxiliary electrode is a conductive thin film printed on the back surface of the printed circuit board,
The capacitive distance sensor according to claim 1, wherein the shield electrode is a conductive plate bonded on the auxiliary electrode through a spacer.
前記シールド電極が導電性柔軟材料で形成され、且つ、前記スペーサが絶縁性柔軟伸縮材料で形成されたことを特徴とする請求項8に記載の静電容量型距離センサ。   9. The capacitive distance sensor according to claim 8, wherein the shield electrode is made of a conductive flexible material, and the spacer is made of an insulating flexible elastic material. 前記送信電極上に接着されることにより当該送信電極と容量結合された第1の導電板と、
前記補助電極と前記スペーサとの間に接着されることにより当該補助電極と容量結合された第2の導電板と、
前記スペーサと前記シールド電極との間に接着されることにより当該シールド電極と容量結合された第3の導電板と、
をさらに備えることを特徴とする請求項8または9に記載の静電容量型距離センサ。
A first conductive plate capacitively coupled to the transmission electrode by being bonded onto the transmission electrode;
A second conductive plate capacitively coupled to the auxiliary electrode by being bonded between the auxiliary electrode and the spacer;
A third conductive plate capacitively coupled to the shield electrode by being bonded between the spacer and the shield electrode;
The capacitive distance sensor according to claim 8 or 9, further comprising:
JP2004269238A 2004-09-16 2004-09-16 Capacitance type distance sensor Expired - Fee Related JP4356570B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004269238A JP4356570B2 (en) 2004-09-16 2004-09-16 Capacitance type distance sensor

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004269238A JP4356570B2 (en) 2004-09-16 2004-09-16 Capacitance type distance sensor

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2006084318A true JP2006084318A (en) 2006-03-30
JP4356570B2 JP4356570B2 (en) 2009-11-04

Family

ID=36162945

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2004269238A Expired - Fee Related JP4356570B2 (en) 2004-09-16 2004-09-16 Capacitance type distance sensor

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4356570B2 (en)

Cited By (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006343236A (en) * 2005-06-09 2006-12-21 Mitsubishi Electric Corp Gap detection device
JP2007155727A (en) * 2005-12-02 2007-06-21 Vibro-Meter Sa Eddy current sensor and its sensor coil
JP2007303895A (en) * 2006-05-10 2007-11-22 Fujikura Ltd Capacitance type sensor
JP2009021117A (en) * 2007-07-12 2009-01-29 Visteon Japan Ltd Omnidirectional operation switch device
JP2009508086A (en) * 2005-06-03 2009-02-26 シナプティクス インコーポレイテッド Method and system for protecting a charge transfer capacitive sensor for proximity detection
JP2010210582A (en) * 2009-03-12 2010-09-24 Aisin Seiki Co Ltd Electrostatic capacity type obstacle sensor and vehicular opening/closing system having the same
JP2011027630A (en) * 2009-07-28 2011-02-10 Toyota Motor Corp Noncontact operation detection device
WO2012164602A1 (en) * 2011-05-27 2012-12-06 株式会社島津製作所 Radiation image taking device
JP2013516601A (en) * 2009-12-31 2013-05-13 マッパー・リソグラフィー・アイピー・ビー.ブイ. Capacitive sensing system
JP2014520401A (en) * 2011-06-24 2014-08-21 マイクロチップ テクノロジー ジャーマニー ツー ゲーエムベーハー ウント コンパニー カーゲー Printed circuit board with capacitive sensor electrode configuration
JP2014185924A (en) * 2013-03-22 2014-10-02 Prop Co Ltd Non-contact type sensor formed using electroconductive fiber
JP2015094598A (en) * 2013-11-08 2015-05-18 東洋インキScホールディングス株式会社 Distance sensor
JP2015537195A (en) * 2012-10-05 2015-12-24 ボスティク エス.アー. Capacitive sensor for detecting the presence of objects and / or humans
WO2016208678A1 (en) * 2015-06-24 2016-12-29 バンドー化学株式会社 Electrostatic capacitance detection device, detection device, and sensor system
WO2020121778A1 (en) * 2018-12-11 2020-06-18 ローツェ株式会社 Electrostatic capacitance sensor
CN112294184A (en) * 2019-07-31 2021-02-02 苏州市春菊电器有限公司 Device and method for detecting distance between ground brush and ground of dust collector
WO2021205977A1 (en) * 2020-04-07 2021-10-14 住友理工株式会社 Electrostatic capacitance type proximity sensor
KR102571043B1 (en) * 2022-12-23 2023-08-28 (주)제이에스티앤랩 Seal gap measuring sensor for air preheater

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0148771A2 (en) * 1984-01-06 1985-07-17 Harold Autrey Cox Capacitance proximity sensor
WO1989008352A1 (en) * 1988-03-03 1989-09-08 Setec Messgeräte Gesellschaft M.B.H. Capacitive proximity detector
EP0518836A1 (en) * 1991-06-06 1992-12-16 GOVERNMENT OF THE UNITED STATES OF AMERICA as represented by THE ADMINISTRATOR OF THE NATIONAL AERONAUTICS AND SPACE ADM. Driven shielding capacitive proximity sensor
JPH07295735A (en) * 1994-02-03 1995-11-10 Massachusetts Inst Of Technol <Mit> Position and displacement current sensor for a mass distribution
JP2001094408A (en) * 1999-07-22 2001-04-06 Sumitomo Metal Ind Ltd Static capacitance type sensor, static capacitance type parts and article mount body
JP2001507882A (en) * 1996-12-10 2001-06-12 タッチ センサー テクノロジーズ,エルエルシー Differential touch sensor and its control circuit
JP2002140771A (en) * 2000-07-13 2002-05-17 Omron Corp Security system and sensor to be used for the same
JP2002523727A (en) * 1998-08-10 2002-07-30 ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング Measurement circuit
JP2003232866A (en) * 2001-11-02 2003-08-22 Elesys North America Inc Protection from wet seat for passenger detection on air bag control
JP2003254992A (en) * 2002-03-04 2003-09-10 Denso Corp Physical quantity detecting circuit
WO2009018354A1 (en) * 2007-07-31 2009-02-05 Vermeer Manufacturing Company Apparatus and method of capacitively sensing operator presence for a stump cutter

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0148771A2 (en) * 1984-01-06 1985-07-17 Harold Autrey Cox Capacitance proximity sensor
WO1989008352A1 (en) * 1988-03-03 1989-09-08 Setec Messgeräte Gesellschaft M.B.H. Capacitive proximity detector
EP0518836A1 (en) * 1991-06-06 1992-12-16 GOVERNMENT OF THE UNITED STATES OF AMERICA as represented by THE ADMINISTRATOR OF THE NATIONAL AERONAUTICS AND SPACE ADM. Driven shielding capacitive proximity sensor
JPH07295735A (en) * 1994-02-03 1995-11-10 Massachusetts Inst Of Technol <Mit> Position and displacement current sensor for a mass distribution
JP2001507882A (en) * 1996-12-10 2001-06-12 タッチ センサー テクノロジーズ,エルエルシー Differential touch sensor and its control circuit
JP2002523727A (en) * 1998-08-10 2002-07-30 ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング Measurement circuit
JP2001094408A (en) * 1999-07-22 2001-04-06 Sumitomo Metal Ind Ltd Static capacitance type sensor, static capacitance type parts and article mount body
JP2002140771A (en) * 2000-07-13 2002-05-17 Omron Corp Security system and sensor to be used for the same
JP2003232866A (en) * 2001-11-02 2003-08-22 Elesys North America Inc Protection from wet seat for passenger detection on air bag control
JP2003254992A (en) * 2002-03-04 2003-09-10 Denso Corp Physical quantity detecting circuit
WO2009018354A1 (en) * 2007-07-31 2009-02-05 Vermeer Manufacturing Company Apparatus and method of capacitively sensing operator presence for a stump cutter

Cited By (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009508086A (en) * 2005-06-03 2009-02-26 シナプティクス インコーポレイテッド Method and system for protecting a charge transfer capacitive sensor for proximity detection
JP2006343236A (en) * 2005-06-09 2006-12-21 Mitsubishi Electric Corp Gap detection device
JP4536602B2 (en) * 2005-06-09 2010-09-01 三菱電機株式会社 Gap detection device
JP2007155727A (en) * 2005-12-02 2007-06-21 Vibro-Meter Sa Eddy current sensor and its sensor coil
JP2007303895A (en) * 2006-05-10 2007-11-22 Fujikura Ltd Capacitance type sensor
JP2009021117A (en) * 2007-07-12 2009-01-29 Visteon Japan Ltd Omnidirectional operation switch device
JP2010210582A (en) * 2009-03-12 2010-09-24 Aisin Seiki Co Ltd Electrostatic capacity type obstacle sensor and vehicular opening/closing system having the same
JP2011027630A (en) * 2009-07-28 2011-02-10 Toyota Motor Corp Noncontact operation detection device
JP2013516601A (en) * 2009-12-31 2013-05-13 マッパー・リソグラフィー・アイピー・ビー.ブイ. Capacitive sensing system
WO2012164602A1 (en) * 2011-05-27 2012-12-06 株式会社島津製作所 Radiation image taking device
JP5741684B2 (en) * 2011-05-27 2015-07-01 株式会社島津製作所 Radiography equipment
JP2014520401A (en) * 2011-06-24 2014-08-21 マイクロチップ テクノロジー ジャーマニー ツー ゲーエムベーハー ウント コンパニー カーゲー Printed circuit board with capacitive sensor electrode configuration
US9702902B2 (en) 2011-06-24 2017-07-11 Microchip Technology Incorporated Printed circuit board comprising an electrode configuration of a capacitive sensor
JP2015537195A (en) * 2012-10-05 2015-12-24 ボスティク エス.アー. Capacitive sensor for detecting the presence of objects and / or humans
JP2014185924A (en) * 2013-03-22 2014-10-02 Prop Co Ltd Non-contact type sensor formed using electroconductive fiber
JP2015094598A (en) * 2013-11-08 2015-05-18 東洋インキScホールディングス株式会社 Distance sensor
WO2016208678A1 (en) * 2015-06-24 2016-12-29 バンドー化学株式会社 Electrostatic capacitance detection device, detection device, and sensor system
JPWO2016208678A1 (en) * 2015-06-24 2017-06-29 バンドー化学株式会社 Capacitance detection device, detection device, and sensor system
JP2017142270A (en) * 2015-06-24 2017-08-17 バンドー化学株式会社 Electrostatic capacity detector and sensor system
US11688617B2 (en) 2018-12-11 2023-06-27 Rorze Corporation Electrostatic capacitance sensor
CN113167564A (en) * 2018-12-11 2021-07-23 日商乐华股份有限公司 Electrostatic capacitance sensor
JPWO2020121778A1 (en) * 2018-12-11 2021-10-28 ローツェ株式会社 Capacitance sensor
EP3896385A4 (en) * 2018-12-11 2022-03-16 Rorze Corporation Electrostatic capacitance sensor
WO2020121778A1 (en) * 2018-12-11 2020-06-18 ローツェ株式会社 Electrostatic capacitance sensor
JP7352572B2 (en) 2018-12-11 2023-09-28 ローツェ株式会社 capacitive sensor
TWI826609B (en) * 2018-12-11 2023-12-21 日商樂華股份有限公司 Electrostatic capacity sensor
CN112294184A (en) * 2019-07-31 2021-02-02 苏州市春菊电器有限公司 Device and method for detecting distance between ground brush and ground of dust collector
WO2021205977A1 (en) * 2020-04-07 2021-10-14 住友理工株式会社 Electrostatic capacitance type proximity sensor
JP2021166149A (en) * 2020-04-07 2021-10-14 住友理工株式会社 Electrostatic capacity type proximity sensor
KR102571043B1 (en) * 2022-12-23 2023-08-28 (주)제이에스티앤랩 Seal gap measuring sensor for air preheater

Also Published As

Publication number Publication date
JP4356570B2 (en) 2009-11-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4356570B2 (en) Capacitance type distance sensor
JP6420901B2 (en) Non-contact voltage measuring device
KR100558379B1 (en) Impedance-to-voltage converter
CN108507632B (en) Electromagnetic flowmeter
EP4089424A1 (en) Capacitance detection device and input device
US6828806B1 (en) Electrostatic capacitance sensor, electrostatic capacitance sensor component, object mounting body and object mounting apparatus
JP6343984B2 (en) Non-contact voltage measuring device
US10345985B2 (en) Compensation of a target objects coupling to feeding lines in capacitive sensing system
JP2001094408A (en) Static capacitance type sensor, static capacitance type parts and article mount body
KR101391171B1 (en) Sensor device for generating signals that are indicative of the position or change of position of limbs
US7096732B2 (en) Semiconductor device with shielding
JP2001091205A (en) Object-loading apparatus
JP2003075487A (en) Impedance detection apparatus and capacitance detection apparatus
JP4872989B2 (en) Capacitance type sensor component, object mounting body, semiconductor manufacturing apparatus, and liquid crystal display element manufacturing apparatus
JP4161873B2 (en) Capacitance type distance sensor
JPS6074014A (en) Driving device of coordinate detection panel
WO2022080224A1 (en) Electrostatic capacitance detecting device
JP2016099207A (en) Voltage measuring device
JP2002318255A (en) Surface potential detector
JP4788270B2 (en) Paper sheet counting apparatus and paper sheet inspection system using the same
WO2021225061A1 (en) Capacitance detection device and input device
JP2002372559A (en) Surface potential detection sensor and surface potential detection device

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20061226

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20090407

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20090603

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20090714

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20090727

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120814

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4356570

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120814

Year of fee payment: 3

S531 Written request for registration of change of domicile

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120814

Year of fee payment: 3

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130814

Year of fee payment: 4

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees