JP2006033984A - Power supply device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、交流電源から系統に供給される電力の電圧を増減して、所定の電圧により負荷に電力を供給するための電源装置に関するものである。 The present invention relates to a power supply apparatus for increasing or decreasing the voltage of power supplied from an AC power supply to a system and supplying power to a load with a predetermined voltage.
従来の電源装置は、例えば、常時はトランスの主巻き線を短絡して、部分巻き線を通して系統から負荷に電力を供給することで、電圧を低下させずに系統電圧をほぼそのまま負荷に供給するが、節電を行いたい場合は、トランスを本来の単巻きトランスとして利用して、系統電圧を降圧させた上で負荷に供給することで、系統電圧より低い電圧を負荷に供給するので、負荷での消費電力が低下する節電の効果を得るように構成されていた。(例えば特許文献1参照) In a conventional power supply device, for example, the main winding of the transformer is always short-circuited, and power is supplied from the system to the load through the partial winding, so that the system voltage is supplied to the load almost as it is without reducing the voltage. However, if you want to save power, use a transformer as the original single-winding transformer, step down the system voltage and then supply it to the load, so that a voltage lower than the system voltage is supplied to the load. It has been configured to obtain the power saving effect of reducing the power consumption. (For example, see Patent Document 1)
また、例えば、スイッチからなる3相ブリッジ回路及びコンデンサを交流電源と負荷に対して並列に接続し、また、それら3相ブリッジ回路及びコンデンサと交流電源と負荷の間にそれぞれリアクトルを直列に挿入して、3相ブリッジ回路をPWM制御することで、変圧器を用いることなく負荷に0Vから入力より高い電圧まで連続的に無瞬断で供給することができるように構成されていた。(例えば特許文献2参照) Also, for example, a three-phase bridge circuit consisting of switches and a capacitor are connected in parallel to the AC power supply and the load, and a reactor is inserted in series between the three-phase bridge circuit and the capacitor, the AC power supply and the load. In addition, the PWM control of the three-phase bridge circuit allows the load to be continuously supplied from 0 V to a voltage higher than the input without using a transformer without instantaneous interruption. (For example, see Patent Document 2)
従来の電源装置は、特許文献1のような構成ではトランスを用いるために装置が大型となってしまう他、負荷への供給電圧を任意に変えられないため、電圧調整の特性をコントロールしにくいという課題があり、特許文献2の構成にではトランスは不要となり、また、電圧調整も連続的に可能となるが、この構成においても、交流電源と負荷に対して並列にブリッジ回路及びコンデンサを接続するので、ブリッジ回路を構成するスイッチ等が交流電源の電圧に相当する高い電圧に対応することが必要であるという課題が有った。
この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、低い電圧で動作して、負荷への供給電圧を任意に変更して所定の電圧に調整可能な小型の電源装置を得ることである。
In the conventional power supply device, the configuration as in Patent Document 1 uses a transformer, so that the size of the device becomes large, and the supply voltage to the load cannot be changed arbitrarily, so that it is difficult to control the voltage adjustment characteristics. There is a problem, and in the configuration of Patent Document 2, a transformer is unnecessary, and voltage adjustment can be continuously performed. In this configuration, a bridge circuit and a capacitor are connected in parallel to the AC power source and the load. Therefore, there has been a problem that it is necessary for the switches constituting the bridge circuit to cope with a high voltage corresponding to the voltage of the AC power supply.
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a compact power supply that operates at a low voltage and can arbitrarily adjust a supply voltage to a load to be adjusted to a predetermined voltage. Is to get the equipment.
この発明の電源装置は、交流電源と負荷のあいだの系統に、交流電源と負荷に対して直列にインバータ回路及びコンデンサを接続し、交流電源の電圧が所定の値より大きいときは交流電源と正負逆方向に、また交流電源の電圧が所定の値より小さいときは交流電源と正負同方向に、コンデンサの電圧が系統に印加されるようにインバータ回路を制御する第1の制御部を設けて、負荷に印加される電圧を所定の値に保持するようにしたものである。またこのとき、コンデンサには系統から電力が流入し、またはコンデンサから系統に電力が流出するが、コンデンサと系統の間に電力変換回路を接続し、コンデンサに電力が流入するときはその電力を系統に回生し、またコンデンサから電力が流出するときはその電力を系統から充電するように電力変換回路を制御する第2の制御部を設けて、コンデンサの電圧を所定の値に保持するようしたものである。 In the power supply device of the present invention, an inverter circuit and a capacitor are connected in series with the AC power supply and the load in the system between the AC power supply and the load, and when the voltage of the AC power supply is higher than a predetermined value, In the reverse direction, and when the voltage of the AC power supply is smaller than a predetermined value, a first control unit that controls the inverter circuit so that the voltage of the capacitor is applied to the system in the same direction as the AC power supply, The voltage applied to the load is held at a predetermined value. At this time, power flows into the capacitor from the system, or power flows out from the capacitor into the system. When a power conversion circuit is connected between the capacitor and the system and power flows into the capacitor, the power is A second control unit is provided to control the power conversion circuit so as to charge the power from the system when power flows out from the capacitor, so that the voltage of the capacitor is held at a predetermined value. It is.
あるいは、交流電源と負荷のあいだの系統に、交流電源と負荷に対して直列にインバータ回路及びコンデンサを接続し、交流電源の電圧が所定の値より大きいときは、交流電源と正負逆方向にコンデンサの電圧が系統に印加されるようにインバータ回路を制御する第1の制御部を設けて、負荷に印加される電圧を所定の値に保持するようにし、このとき、コンデンサに系統から流入する電力について、コンデンサと系統の間に電力変換回路を接続し、上記電力を系統に回生するように電力変換回路を制御する第2の制御部を設けて、コンデンサの電圧を所定の値に保持するようしたものである。 Alternatively, when an inverter circuit and a capacitor are connected in series with the AC power supply and the load in the system between the AC power supply and the load, and the voltage of the AC power supply is larger than a predetermined value, the capacitor is connected in the positive and negative direction with the AC power supply. A first control unit is provided to control the inverter circuit so that the voltage of the voltage is applied to the system so that the voltage applied to the load is maintained at a predetermined value. At this time, the power flowing into the capacitor from the system A power control circuit is connected between the capacitor and the system, and a second control unit is provided for controlling the power conversion circuit so as to regenerate the power in the system so that the voltage of the capacitor is maintained at a predetermined value. It is a thing.
あるいは、交流電源と負荷のあいだの系統に、交流電源と負荷に対して直列にインバータ回路及びコンデンサを接続し、交流電源の電圧が所定の値より小さいときは、交流電源と正負同方向にコンデンサの電圧が系統に印加されるようにインバータ回路を制御する第1の制御部を設けて、負荷に印加される電圧を所定の値に保持するようにし、このとき、コンデンサから系統に流出する電力について、コンデンサと系統の間に電力変換回路を接続し、上記電力を系統から充電するように電力変換回路を制御する第2の制御部を設けて、コンデンサの電圧を所定の値に保持するようしたものである。 Alternatively, when an inverter circuit and a capacitor are connected in series with the AC power source and the load in the system between the AC power source and the load, and the voltage of the AC power source is smaller than a predetermined value, the capacitor is connected in the same direction as the AC power source. A first control unit is provided to control the inverter circuit so that the voltage is applied to the system so that the voltage applied to the load is maintained at a predetermined value. At this time, the power flowing out from the capacitor to the system A power converter circuit is connected between the capacitor and the system, and a second control unit is provided for controlling the power converter circuit so as to charge the power from the system so as to hold the voltage of the capacitor at a predetermined value. It is a thing.
従来必要であったトランス等が不要となって装置の小型化が図れ、かつ負荷への供給電圧が任意に変更可能となった上で、スイッチの切り替えは交流電源の電圧が正負逆転する毎に1度ずつで良く低周波での動作であり、インバータ回路にかかる電圧も交流電源の電圧を所定の負荷電圧に調整するための差分に相当する低い電圧であるため、スイッチングロスが小さく、低電圧の素子を使用できる上、導通時の電圧も小さくできるので、効率よく系統と電力をやりとりすることができる。
さらには、交流電源の電圧が所定の値より高いとき、又は所定の値より低いときそれぞれにおいて有効となる様な、より簡単な構成の電源装置を得ることもでき、更なる小型化、低コスト化も可能となる。
The transformer, which was necessary in the past, is no longer needed, and the device can be downsized, and the supply voltage to the load can be changed arbitrarily. The operation at a low frequency may be performed only once, and the voltage applied to the inverter circuit is also a low voltage corresponding to the difference for adjusting the voltage of the AC power supply to a predetermined load voltage. In addition, since the voltage during conduction can be reduced, power can be efficiently exchanged with the system.
Furthermore, it is possible to obtain a power supply device having a simpler structure that is effective when the voltage of the AC power supply is higher than a predetermined value or lower than a predetermined value, and can be further reduced in size and cost. It becomes possible.
実施の形態1.
図1は、この発明に係る電源装置の実施の形態1の概略回路構成を示す回路図である。交流電源1と負荷2との間に、系統に電圧を印加して負荷にかかる電圧の調整を行うインバータ回路の一例としてフルブリッジ型のインバータ回路3aが直列に接続される。このインバータ回路3aは、例えばMOSFETを用いるスイッチ311から341、及びそれらスイッチの逆並列ダイオード312から342で構成される。
Embodiment 1 FIG.
1 is a circuit diagram showing a schematic circuit configuration of a power supply device according to Embodiment 1 of the present invention. A full bridge
また、インバータ回路3aに並列に、系統に印加される電圧の電圧源となる第1のコンデンサであるコンデンサ4が接続され、このコンデンサ4は系統との電力のやり取りを制御する電力変換回路5aを介して系統に接続される。
この電力変換回路5aにおいて、第1のスイッチであるスイッチ511及びインダクタ52がコンデンサ4に並列に接続され、このインダクタ52はコンデンサ4に蓄えられる電力の系統への回生、または系統からの取り込みの際の電流が経由するものであり、スイッチ511はそのインダクタ52とコンデンサ4との間の電流を制御するものである。
In parallel with the
In the
それらスイッチ511及びインダクタ52の中間点は、第2のスイッチであるスイッチ531及び第3のスイッチであるスイッチ541を介して系統に接続され、これらスイッチ531及び541は、この電力変換回路5aと系統との電力のやり取りを制御するものである。
An intermediate point between the
なお、スイッチ511、531及び541には、それぞれ逆並列ダイオード512、532及び542が接続される。
また、電力変換回路5aと系統との間の電流を平滑化するコンデンサ6が、交流電源1に並列に系統に接続される。
Note that
A
ここで、系統電圧をV0、負荷電圧をVL、インバータ回路の電圧をVxとすると、それらの間の関係はV0=Vx+VLとなる。この関係に基づき、Vxを調整してV0の大きさを加減して、所定の大きさのVLを得るのであるが、一般にV0の定格値からの変動は±10%程度であるので、V0からVLへの変化の比率は高々20%程度であり、Vx、すなわちインバータ回路の電圧の設定も最大でその程度となる。したがって、交流電源1の電圧に比べて小さな電圧を制御することで、所定の電圧調整ができることになる。
また、コンデンサ4には、あらかじめV0よりも低い所定の電圧VC1が充電されるものとする。
Here, assuming that the system voltage is V 0 , the load voltage is V L , and the voltage of the inverter circuit is V x , the relationship between them is V 0 = V x + V L. Based on this relationship, by adjusting the magnitude of V 0 by adjusting the V x, although to obtain a V L having a predetermined size, variation from the rated value of generally V 0 is the order of ± 10% Therefore, the rate of change from V 0 to V L is at most about 20%, and the setting of V x , that is, the voltage of the inverter circuit, is at the maximum. Therefore, a predetermined voltage adjustment can be performed by controlling a voltage smaller than the voltage of the AC power supply 1.
The
次に、減電圧を行うモード(以下、減電圧モードと称する)での動作について説明する。図2は、この実施の形態1の減電圧モードでの動作を示す動作チャート図である。(a)から(e)にそれぞれ系統電圧V0、負荷電圧VL、インバータ回路3aの出力電圧VX、インダクタ52の電流iL1及び電力変換回路5aから系統への電流iXの変化を示す。
Next, an operation in a mode for performing a voltage reduction (hereinafter referred to as a voltage reduction mode) will be described. FIG. 2 is an operation chart showing the operation in the reduced voltage mode of the first embodiment. (A) to (e) show changes in the system voltage V 0 , the load voltage V L , the output voltage V X of the
スイッチ311及び331が入りでスイッチ321及び341が切りの区間(X)では、VXはゼロとなっているが、この状態から、V0が正の時間の電圧瞬時値が高い領域の区間(Y)でスイッチ331を切りにしてスイッチ341を入りとする、すなわちスイッチ311及び341を入りとすると、VX=VC1となりVL=V0−VC1となる。
同様に、V0が負の時間の電圧瞬時値が低い領域の区間(Z)では、スイッチ311を切りにしてスイッチ321を入りとする、すなわちスイッチ321及び331を入りとすることでVL=V0+VC1となる。
In the section (X) in which the
Similarly, in the section (Z) where the voltage instantaneous value is low when V 0 is negative, the
上記動作により、VLの波形はピーク値を含む区間(Y)及び(Z)の部分が、VC1に相当する量だけV0から落ち込んだ波形となるので、正弦波の波高値が低下し、結果的にVLの実効値も低下する。それにより負荷での消費電力も低下するので、減電圧モードでは節電の効果が得られる。 With the above operation, the V L waveform has a waveform in which the sections (Y) and (Z) including the peak value are reduced from V 0 by an amount corresponding to V C1 , so that the peak value of the sine wave decreases. As a result, the effective value of V L also decreases. As a result, power consumption at the load is also reduced, so that a power saving effect can be obtained in the reduced voltage mode.
これらの区間(Y)及び(Z)では、コンデンサ4へ、インバータ回路3aを経由して系統から電流が入り込むので、VC1を一定値に抑えてVLを所定の値に維持するためには、コンデンサ4に蓄えられた電力を系統側に戻す必要がある。コンデンサ4に蓄えられた電力は、以下の動作により電力変換回路5aを介して系統に戻る。
In these sections (Y) and (Z), the current flows into the
まず、減電圧モードでは全域でスイッチ541を入り、スイッチ531を切りとしておく。このとき、スイッチ511が切りの区間(A)ではiL1はゼロであるが、区間(B)でスイッチ511を入りとするとiL1が増加する。次に、区間(C)でスイッチ511を切りにすると、iL1は逆並列ダイオード532及びスイッチ541を経由して系統に戻り、さらにコンデンサ6、スイッチ341及びコンデンサ4を通ってインダクタ52の一端に戻る。
First, in the reduced voltage mode, the
このループが構成されることでインダクタ52の電流がコンデンサ6に蓄えられ、コンデンサ6の系統に電力が回生される。次に、区間(C)でインダクタ52の電流が全て流れ出す前に、スイッチ511を入りにすると図の区間(D)に示したようにiL1は0にならない状態から増加を始める。以降も同様にこのサイクルを繰り返すことで、コンデンサ4に流入する電力を系統に戻すことができるので、減電圧モードで充電されたコンデンサ4の電力の系統への回生が実現できる。
By configuring this loop, the current of the
なお、この動作のときiXは短冊状の電流となるが、コンデンサ6は、その電流を平滑化して系統に戻す作用を持つ。
なお、電力変換回路5aを介することで、コンデンサ4から昇圧して系統に電力を送ることができるので、V0がVC1より高い領域でも電力の回生が可能となっている。
In this operation, i X becomes a strip-like current, but the
Since power can be boosted from the
次に、増電圧を行うモード(以下、増電圧モードと称する)での動作について説明する。図3は、この実施の形態1の増電圧モードでの動作を示す動作チャート図である。図2と同様、(a)から(e)にそれぞれ系統電圧V0、負荷電圧VL、インバータ回路3aの出力電圧VX、インダクタ52の電流iL1及びコンデンサ4に流れ込む電流iC1を示す。
Next, an operation in a mode for performing voltage increase (hereinafter referred to as voltage increase mode) will be described. FIG. 3 is an operation chart showing the operation in the voltage increase mode of the first embodiment. As in FIG. 2, (a) to (e) show the system voltage V 0 , the load voltage V L , the output voltage V X of the
スイッチ311及び331が入りでスイッチ321及び341が切りの区間(X)では、VXはゼロとなっているが、V0が正の時間で電圧瞬時値が高い領域区間(Y)でスイッチ311を切りにしてスイッチ321を入りにする、すなわちスイッチ321及び331を入りとすると、VX=−VC1となりVL=V0+VC1となる。
同様に、V0が負の時間の電圧瞬時値が低い領域の区間(Z)では、スイッチ331を切りとしてスイッチ341を入りとする、すなわちスイッチ311及び341を入りとすることでVL=V0−VC1となる。
In the section (X) in which the
Similarly, in the section (Z) where the voltage instantaneous value when V 0 is negative is low, the
上記動作により、VLの波形はピーク値を含む区間(Y)及び(Z)の部分が、VC1に相当する量だけV0から増加した波形となるので、正弦波の波高値が増加し、結果的にVLの実効値も増加する。この動作はV0が定格値より低下した場合などに有効である。 As a result of the above operation, the waveform of V L is a waveform in which the sections (Y) and (Z) including the peak value are increased from V 0 by an amount corresponding to V C1 , so that the peak value of the sine wave increases. As a result, the effective value of V L also increases. This operation is effective when V 0 falls below the rated value.
これらの区間(Y)及び(Z)では、コンデンサ4から、インバータ回路3aを通して電流が系統に流れ出すため、VC1を一定値に保ってVLを所定の値に維持するためには、コンデンサ4に系統側から電力を充電してやる必要がある。コンデンサ4には、以下の動作で系統から電力が充電される。
In these sections (Y) and (Z), a current flows from the
まず、増電圧モードでは全域でスイッチ541及び511を切りとしておく。このとき、スイッチ531が切りの区間(A)ではiL1はゼロであるが、区間(B)でスイッチ531を入りとすると、電圧の高い系統から電力変換回路5aに電流が流れ込みiL1が負の方向に増加する。次に、区間(C)でスイッチ531を切りにすると、iL1はコンデンサ4及び逆並列ダイオード512により構成される回路を通って、コンデンサ4に電流iC1が流れ込んでコンデンサ4を充電する。区間(D)以降も同様にこのサイクルを繰り返すことで、コンデンサ4から流出した電力に相当する電力を系統から充電できるため、増電圧モードを継続できる。
なお、この動作のとき、iXは短冊状の電流となるが、コンデンサ6は系統の電流を平滑化する作用を持つ。
First, in the voltage increase mode, the
In this operation, i X becomes a strip-like current, but the
次に、この実施の形態1の制御方法について説明する。図4は、この実施の形態1の制御回路の概略構成を示す構成図である。
図4において、第1の制御部である制御部8には、V0及びVLの計測値が入力される。制御部8は、VC1の目標値とV0及びVLの計測値を、第2の制御部である制御部9aに出力する。制御部9aにはこの他に、VC1の計測値が入力される。
また、制御部8からは、スイッチ311から341にそれぞれゲート信号が出力され、制御部9aからはスイッチ511、531及び541にそれぞれゲート信号が出力される。
Next, the control method of the first embodiment will be described. FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of the control circuit of the first embodiment.
In FIG. 4, the measured values of V 0 and V L are input to the
Further, the
まず、減電圧モードの制御方法について説明する。図5は、V0の変化と制御の概要を示す図である。(a)は減電圧モードでのV0の波形による動作を説明するものである。また、(b)は減電圧モードでの制御の概要を示し、制御部8の比較演算部10aが、VLの計測値と負荷目標電圧値を入力としてVC1の目標値を出力し、制御部9aの比較演算部11aが、VC1の目標値及びVC1の計測値を入力としてスイッチ511、531及び541の制御内容を出力し、変換部12aは比較演算部11aの出力を入力としてPWM変換してゲート信号を出力する。
First, a control method in the reduced voltage mode will be described. FIG. 5 is a diagram showing an outline of changes in V 0 and control. (A) explains the operation by the waveform of V 0 in the reduced voltage mode. (B) shows an outline of the control in the reduced voltage mode, and the
図5(a)に示したように、V0のピーク値が所定の補正しきい値を超えたら減電圧モードに入り、減電圧補正信号のフラグがHとなる。
この減電圧モードになる前、すなわち定常状態ではスイッチ311及び331を入りとしスイッチ321及び341を切りとしておく。この状態ではVX=0であり、VL=V0である。そして、減電圧補正信号のフラグがHの期間は、制御部8が所定の周期でスイッチ311から341の各スイッチの入り、切りを切り替えることでVLの減電圧を実現する。
As shown in FIG. 5A, when the peak value of V 0 exceeds a predetermined correction threshold value, the voltage reduction mode is entered, and the flag of the voltage reduction correction signal becomes H.
Before entering the reduced voltage mode, that is, in a steady state, the
その切り替えは、V0が正のときのピーク値を含む所定の期間、すなわち図3の区間(Y)でスイッチ311及び341を入りとし、負のときのピーク値を含む所定の期間、すなわち図3の区間(Z)でスイッチ321及び331を入りとするようにする。
なお、この所定の周期及び期間はあらかじめ定めておく以外に、計測したV0の変動周期等から決定することもできる。
The switching is performed for a predetermined period including the peak value when V 0 is positive, that is, when the
Note that the predetermined period and period can be determined from the measured fluctuation period of V 0 or the like, in addition to being determined in advance.
減電圧モードではVLを低下させるが、低下しすぎると負荷の動作に影響を与えてしまうので、負荷電圧目標値を定め、VLがその値になるようVC1を制御する。
減電圧モードに入ったとき、図5(b)に示すように、比較演算部10aにおいてVLと負荷電圧目標値を比較し、その結果に応じてVC1の目標値を変化させる。つまり、VLが負荷電圧目標値より小さい場合にはVC1の目標値が小さくなるように、VLが負荷電圧目標値より大きい場合にはVC1の目標値が大きくなるように設定する。
In the reduced voltage mode, V L is lowered, but if it is lowered too much, the operation of the load is affected. Therefore, a load voltage target value is determined, and V C1 is controlled so that V L becomes that value.
When the reduced voltage mode is entered, as shown in FIG. 5B, the
このVC1の調整は、減電圧モードではコンデンサ4に蓄えられた電力の系統への回生動作を調整することで行う。コンデンサ4に蓄えられた電力の系統への回生動作は、制御部9aがスイッチ511、531及び541の制御を行うことにより実施する。このうち、比較演算部11a及び変換部12aにおいて、VC1が目標値に一致するようにスイッチ511のゲートの時比率を調整する。つまり、VC1が目標値より小さければPWM出力の時比率が小さくなるように、VC1が目標値より大きければPWM出力の時比率が大きくなるようにする。その結果、VLを負荷電圧目標値どおりに制御できる。
The adjustment of V C1 is performed by adjusting the regenerative operation of the power stored in the
次に、増電圧モードの場合の制御方法について説明する。図5(c)は増電圧モードでのV0の波形による動作を説明するものである。また、図5(d)は増電圧モードでの制御の概要を示し、制御部8の比較演算部10bが、VLの計測値と負荷目標電圧値を入力としてVC1の目標値を出力し、制御部9aの比較演算部11bがVC1の目標値及びVC1の計測値からスイッチ511、531及び541の制御内容を出力し、変換部12bが比較演算部11bの出力を入力としてPWM変換してゲート信号を出力する。
Next, a control method in the voltage increase mode will be described. FIG. 5C illustrates the operation based on the waveform of V 0 in the voltage increase mode. FIG. 5D shows an outline of the control in the voltage increase mode, and the comparison calculation unit 10b of the
図5(c)に示したように、V0のピーク値が所定の補正しきい値を下回ったら増電圧モードに入り、増電圧補正信号のフラグがHとなる。
減電圧モードと同様、この増電圧モードになる前、すなわち定常状態ではスイッチ311及び331は入りとしておく。そして、増電圧補正信号のフラグがHの期間は、制御部8が所定の周期でスイッチ311から341の各スイッチの入り、切りを切り替えることでVLの増電圧を実現する。
As shown in FIG. 5C, when the peak value of V 0 falls below a predetermined correction threshold value, the voltage increase mode is entered and the flag of the voltage increase correction signal becomes H.
Similar to the reduced voltage mode, the
なお、減電圧モードでは、V0が正のときにスイッチ311及び341を入りとし、負のときにスイッチ321及び331を入りとしたが、この増電圧モードでは、V0が正のとき、すなわち図4の区間(Y)ではスイッチ321及び331を入りとし、負のとき、すなわち図4の区間(Z)でスイッチ311及び341を入りとする様に切り替える。
In the reduced voltage mode, the
増電圧モードについても、VLが増加しすぎると負荷の動作に影響を与えてしまうので、減電圧モードと同様にVLが負荷電圧目標値になるようVC1を制御する。
このVC1の調整は、この増電圧モードでは、コンデンサ4への系統からの電力の取り込み動作を調整することで行う。コンデンサ4への系統からの電力の取り込み動作は、制御部9aがスイッチ511、531及び541の制御を行うことにより実施する。このうち、比較演算部11b及び変換部12bにおいて、スイッチ531のゲートの時比率すなわちPWM出力の時比率を調整する。つまり、VC1が目標値より小さければPWM出力の時比率が大きくなるように、VC1が目標値より大きければPWM出力の時比率が小さくなるようにすることで、VLを負荷電圧目標値どおりに制御できる。
Also in the voltage increase mode, if V L increases too much, the operation of the load is affected. Therefore, V C1 is controlled so that V L becomes the load voltage target value as in the voltage reduction mode.
The adjustment of V C1 is performed by adjusting the operation of taking power from the system into the
なお、増電圧モードと減電圧モードのいずれにおいても、スイッチ511又はスイッチ531の切り替えによって系統との電力のやり取りを行う期間を長くすると、iL1を小さくできるのでインダクタ52を小型にでき、また、スイッチ511、531又は541での損失を小さくできる。
In both the voltage increase mode and the voltage decrease mode, if the period for exchanging power with the system is increased by switching the
次に、減電圧モード及び増電圧モードでのVLの波形について説明する。図6は、各モードにおけるVLの波形の例を示す波形図である。(a)から(d)は減電圧モードの場合、(e)から(h)は増電圧モードの場合について、それぞれ半サイクル分を示している。 Next, the waveform of VL in the reduced voltage mode and the increased voltage mode will be described. FIG. 6 is a waveform diagram showing an example of the waveform of V L in each mode. (A) to (d) show half-cycles in the reduced voltage mode, and (e) to (h) show half cycles in the increased voltage mode, respectively.
各例において、点線は負荷電圧目標値の電圧波形を示している。実線については、(a)ではV0が定格の電圧より増加したときの波形を示し、(b)から(d)では、(a)の条件において減電圧モードでの動作を行ったときのVLの波形を示している。また、(e)ではV0が定格の電圧より低下したときの波形を示し、(f)から(h)では、(e)の条件において増電圧モードでの動作を行ったときのVLの波形を示している。 In each example, the dotted line indicates the voltage waveform of the load voltage target value. As for the solid line, (a) shows the waveform when V 0 increases from the rated voltage, and (b) to (d) show the V when operating in the reduced voltage mode under the conditions of (a). The waveform of L is shown. Further, (e) shows a waveform when V 0 drops below the rated voltage, and (f) to (h) show V L when operating in the voltage increasing mode under the condition (e). The waveform is shown.
(b)及び(f)では、半サイクルの全域にわたって、VC1に相当する量だけV0から増減させてVLの波形を変形させている。これに対して、(c)、(d)、(g)及び(h)では、半サイクルの一部の期間で、VC1に相当する量だけV0から増減してVLの波形を変化させている。 In (b) and (f), the waveform of V L is deformed by increasing or decreasing from V 0 by an amount corresponding to V C1 over the entire half cycle. On the other hand, in (c), (d), (g) and (h), the waveform of VL is changed by increasing / decreasing from V 0 by an amount corresponding to V C1 in a part of a half cycle. I am letting.
これらのうち、(b)、(c)、(f)及び(g)は、負荷電圧目標値の電圧とVLのピーク値が一致するように電圧を補正したものであり、電圧のピーク値に依存して負荷電力が変わりやすい負荷に適した補正方法である。このうち、全域において補正を行う(b)及び(f)に比べて、一部の期間のみ補正を行う(c)及び(g)の波形では、ゼロ点付近の波形の繋がりが非常にスムースになるため、放電点灯装置などの、ゼロ点で不安定性を引き起こす負荷などに対して適している。一方、(b)及び(f)の波形はゼロ点付近以外ではスムースであり、波形の連続性を求める負荷などに適している。 Among these, (b), (c), (f) and (g) are obtained by correcting the voltage so that the voltage of the load voltage target value and the peak value of VL coincide with each other. This is a correction method suitable for a load whose load power tends to change depending on. Among these, compared with (b) and (f) in which correction is performed in the entire region, in the waveforms of (c) and (g) in which correction is performed only in a part of the period, the waveform connection near the zero point is very smooth. Therefore, it is suitable for a load that causes instability at a zero point, such as a discharge lighting device. On the other hand, the waveforms of (b) and (f) are smooth except in the vicinity of the zero point, and are suitable for loads for obtaining the continuity of the waveform.
また、(d)及び(h)は、波形の実効値が負荷電圧目標値のものと一致するように補正したものであるが、実効電圧に依存して電力などが変わる負荷に対して適している。 Also, (d) and (h) are corrected so that the effective value of the waveform matches that of the load voltage target value, but are suitable for loads whose power etc. vary depending on the effective voltage. Yes.
実施の形態2.
次に、実施の形態1に比べて、系統との電力のやり取りに係る電流iXがより滑らかな実施の形態について説明する。図7は、この実施の形態2の概略回路構成を示す回路図である。系統と負荷との間に直列にインバータ回路3aが接続され、そのインバータ回路3aに並列に接続されるコンデンサ4が、電力変換回路5bを介して系統に接続されることは実施の形態1と同様であり、電力変換回路5bの構成が異なる。
Embodiment 2. FIG.
Next, an embodiment in which the current i X related to the exchange of power with the grid is smoother than that in the first embodiment will be described. FIG. 7 is a circuit diagram showing a schematic circuit configuration of the second embodiment. As in the first embodiment, the
電力変換回路5bにおいて、スイッチ511及びインダクタ52がコンデンサ4に並列に接続され、このインダクタ52は、コンデンサ4に蓄えられる電力の系統への回生、または系統からの取り込みの際の電流が経由するものであり、スイッチ511は、インダクタ52とコンデンサ4との間の電流を制御するものである。
In the
また、スイッチ551及び第2のコンデンサであるコンデンサ56がインダクタ52に並列に接続され、このコンデンサ56は、インダクタ52を介してコンデンサ4に流入又は流出する電力を一旦蓄えるものであり、スイッチ551はインダクタ52とコンデンサ56との間の電流を制御するものである。
A
これらスイッチ551及びコンデンサ56の中間点は、電力変換回路5bと系統との電力のやり取りを制御するスイッチ531及び541を介して系統に接続される。
なお、スイッチ511、531、541及び551には、それぞれ逆並列ダイオード512、532、542及び552が接続される。
An intermediate point between the
Note that
また、スイッチ551及びコンデンサ56の中間点とスイッチ531のあいだには、電力変換回路5bと系統との間の電流の大きさを調整するための抵抗7が、直列に接続される。
Further, a
この実施の形態2の動作は、インバータ回路3aの動作により、VC1に相当する大きさだけV0から増減してVLを得ることは、実施の形態1と同様であるが、VC1を一定に保つために電力変換回路5bを通して系統との間で電力のやり取りを行う動作が異なる。
The operation the second embodiment, the operation of the
まず、減電圧モードでの動作について説明する。図8は、この実施の形態2の減電圧の動作を示す動作チャート図である。(a)から(e)にそれぞれ系統電圧V0、負荷電圧VL、インバータ回路3aの出力電圧VX、電力変換回路5bから系統への電流iX及びインダクタ52の電流iL1を示す。
First, the operation in the reduced voltage mode will be described. FIG. 8 is an operation chart showing the operation of decreasing voltage in the second embodiment. (A) to (e) show the system voltage V 0 , the load voltage V L , the output voltage V X of the
減電圧を行うとき、コンデンサ4の電力は以下の動作で系統に戻る。
全域でスイッチ531及び551を切りにしておき、スイッチ511の入り、切りを切り替えることにより、(e)に示すようにインダクタ52に電流iL1が流れ、コンデンサ4に蓄えられた電力がコンデンサ56に移行する。そして、V0が正の期間の一部の区間(y)にスイッチ541を入りとすると、抵抗7及び逆並列ダイオード532を経由して、(d)に示すように系統に電流iXが流れ込む。なお、このスイッチ541が入りの期間、すなわち区間(y)の間にスイッチ311及び341が入りになると、その期間、すなわち区間(Y)では抵抗7にかかる電圧が増加するから、iXはその期間中は増加する。
以上のとおり、iXが系統に流入することで、インダクタ52及びコンデンサ56を経由して、コンデンサ4に蓄えられた電力を系統に回生することができる。
When the voltage is reduced, the power of the
When the
As described above, when i X flows into the system, the power stored in the
次に、増電圧の動作について説明する。図9はこの実施の形態1の増電圧の動作を示す動作チャート図である。図8と同様、(a)から(e)にそれぞれ系統電圧V0、負荷電圧VL、インバータ回路3aの出力電圧VX、電力変換回路5bから系統への電流iX及びインダクタ52の電流iL1を示す。
Next, the operation of increasing voltage will be described. FIG. 9 is an operation chart showing the operation of increasing voltage in the first embodiment. As in FIG. 8, from (a) to (e), the system voltage V 0 , the load voltage V L , the output voltage V X of the
増電圧を行うとき、コンデンサ4には以下の動作で系統から電力が充電される。
全域でスイッチ511及び541を切りにしておき、スイッチ551の入り、切りを切り替えることにより、インダクタ52に電流iL1が流れ、コンデンサ56に蓄えられた電力がコンデンサ4に移行する。そして、V0が正の期間の一部の区間(y)にスイッチ531を入りとすると、抵抗7及び逆並列ダイオード542を経由して、系統からコンデンサ56に電流が流入するので、結局、増電圧モードでコンデンサ4に必要な電力を系統から充電することができる。
When increasing the voltage, the
When the
上記のとおり、この実施の形態2では、減電圧モード及び増電圧モードでの系統との電力のやり取りにおいてコンデンサ56を経由することで、平滑化された電流によりそのやり取りが行われる利点がある。
また、その電流が抵抗7を経由することで、スイッチ531又は541が入りになったときに過大な電流が流れることを防止して、各スイッチでの損失が増加したり、定格の大きなスイッチが必要になったりする等の制約が発生しない利点がある。
As described above, the second embodiment has an advantage that the exchange is performed by the smoothed current through the
In addition, since the current passes through the
抵抗7にiXが流れると抵抗7で損失が発生する。この損失が大きいと、コンデンサ4と系統との間で効率よく電力のやり取りができなくなってしまう。この点を考慮して、コンデンサ56の電圧VC2の値をどう決めるかという点について述べる。
抵抗7に電流が流れる期間が一定の場合、この抵抗7での損失、すなわち発熱による消費電力は、抵抗7にかかる電圧の大きさで決まる。つまり、抵抗7の両端の電圧をVrとすれば抵抗7での損失は∫Vr 2/R・dtとなるから、Vrを減らせばよいことになる。
When i X flows through the
When the period during which a current flows through the
図10は、この実施の形態2において、増電圧モードでのiXとそれに対応するVrの関係を示す比較図であり、VC2の値を変化させて比較したものである。(a)はV0に対して(X)から(Z)の3種類のVC2の値の例を示したもの、(b)はそれら(X)から(Z)それぞれのVC2でのiXとVrを示したものである。
(X)はVC2が最も低い場合であるが、この場合に、Vrが最も大きくなるので、抵抗7での損失が最も大きくなる。逆に(Z)は、VC2がほぼV0のピーク値に近い値であり、Vrは最も小さくなるので、抵抗7での損失が小さくなる。
FIG. 10 is a comparison diagram showing the relationship between i X and the corresponding V r in the voltage increase mode in the second embodiment, and is a comparison by changing the value of V C2 . (A) shows three examples of values of V C2 from (X) to (Z) with respect to V 0 , and (b) shows i at each V C2 of (X) to (Z). X and V r are shown.
(X) is the case where V C2 is the lowest. In this case, since V r is the largest, the loss at the
以上から、抵抗7での損失を少なくするには、増電圧モードのときにはVC2の値をV0のピーク値より少し低い値に設定し、V0のピーク値付近でスイッチ531を入りとするように設定すればよい。また、減電圧モードの時にも同様に、VC2の値をV0のピーク値より少し高い値に設定し、V0のピーク値付近でスイッチ541を入りとするように設定すればよい。
From the above, to reduce the loss in the
ただし、VC2の設定可能範囲は、例えば使用するスイッチ素子やコンデンサなどの部品の耐圧で決まることになるが、部品の選定等の理由によっては、VC2の値を十分高くすることができず、VC2をV0のピーク値に十分近くできない場合が考えられる。また、V0が変動した過渡期において、V0の変化にVC2がすぐには追従しないことが考えられる。この様にV0のピーク値に対してVC2を十分近くできない場合でも、上記と同様の考え方により、VC2の値とV0の瞬時値が近いときに限りスイッチ531又はスイッチ541を入りとすることで、抵抗7での損失を小さくできる。
However, the settable range of V C2 is determined by, for example, the withstand voltage of components such as switch elements and capacitors to be used, but the value of V C2 cannot be made sufficiently high depending on the reasons such as component selection. V C2 may not be sufficiently close to the peak value of V 0 . Further, it is conceivable that V C2 does not immediately follow the change in V 0 during the transition period when V 0 fluctuates. Even when V C2 cannot be sufficiently close to the peak value of V 0 in this way, the
次に、この実施の形態2の制御方法について説明する。図11は、この実施の形態2の制御回路の概略構成を示す構成図である。制御部8の構成は実施の形態1と同一である。制御部9bには、制御部8からVC1の目標値とV0及びVLの計測値が入力されるほか、VC1及びVC2の計測値が入力される。また、制御部9bからスイッチ511、531、541及び551にゲート信号が出力される。
Next, the control method of this Embodiment 2 is demonstrated. FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration of the control circuit of the second embodiment. The configuration of the
V0の変化と制御回路の動作との関係は、図5に示した実施の形態1のものと同様である。この実施の形態2でのVC1の制御について、以下に説明する。
減電圧モードでは、VC1が目標値に一致するようにスイッチ511のゲートの時比率を調整するように、つまり、VC1が目標値より小さければPWM出力の時比率が小さくなるように、大きければPWM出力の時比率が大きくなるように、制御部9bで制御することでVLを目標値どおりに制御できる。
The relationship between the change in V 0 and the operation of the control circuit is the same as that in the first embodiment shown in FIG. The control of V C1 in the second embodiment will be described below.
The reduced voltage mode, as V C1 adjusts the duty ratio of the gate of the
増電圧モードでは、VC1が目標値に一致するようにスイッチ551のゲートの時比率を調整するように、つまり、VC1が目標値より小さければPWM出力の時比率が大きくなるように、大きければPWM出力の時比率が小さくなるように制御部9bで制御することで、VLを目標値どおりに制御できる。
The increasing voltage mode, as V C1 adjusts the duty ratio of the gate of the
以上のとおり、スイッチ511又はスイッチ551の時比率を調整することで、減電圧モード及び増電圧モードでのVC1の制御を行う。このとき、VC2が変化するので、前述のような抵抗7での損失の最小化を考慮した制御において、VC2を所定の値に保つようにスイッチ531又はスイッチ541を制御する。
なお、減電圧モード及び増電圧モードのいずれも、VLの波形は実施の形態1と同様であり図6の例のようになる。
As described above, by adjusting the time ratio of the
Note that, in both the reduced voltage mode and the increased voltage mode, the waveform of V L is the same as that in the first embodiment and is as shown in the example of FIG.
実施の形態3.
図12から15は、MOSFET等の高価なスイッチではなく、安価なダイオードを用いる場合である、この実施の形態3の構成を示す構成図である。
図12は図1に示した実施の形態1の構成から、図13は図2に示した実施の形態2の構成から、それぞれスイッチ321とその逆並列ダイオード322の対、スイッチ341とその逆並列ダイオード342の対及びスイッチ531とその逆並列ダイオード532の対を、それぞれ単独のダイオード13から15で置き換えたものである。また、図13では更に、スイッチ551とその逆並列ダイオード552の対を、単独のダイオード16で置き換えている。
この置き換えを行った図12及び13の構成の場合には、VC1をV0に加えたVLを得ること、すなわち増電圧の動作はできないが、V0からVC1を差し引いたVLを得ることは可能であり、減電圧専用の回路として使用することができる。
Embodiment 3 FIG.
FIGS. 12 to 15 are configuration diagrams showing the configuration of the third embodiment in which an inexpensive diode is used instead of an expensive switch such as a MOSFET.
FIG. 12 shows the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, FIG. 13 shows the configuration of the second embodiment shown in FIG. 2, and the pair of the
12 and 13 with this replacement, V L obtained by adding V C1 to V 0 , that is, the operation of increasing voltage cannot be performed, but V L obtained by subtracting V C1 from V 0 is obtained. It can be obtained and can be used as a circuit dedicated to voltage reduction.
一方、図14は図1に示した実施の形態1の構成から、図15は図2に示した実施の形態2の構成から、それぞれスイッチ511とその逆並列ダイオード512の対及びスイッチ541とその逆並列ダイオード542の対を、それぞれ単独のダイオード17及び18で置き換えたものである。
この置き換えを行った図14及び15の構成の場合では、スイッチ541を通して行っていた、コンデンサ4又はコンデンサ6から系統への電力の流出ができないため、減電圧の動作はできないが、系統からの電力の流入は可能であり、増電圧専用の回路として使用することができる。
これら図12から15のいずれの構成においても、スイッチとその逆並列ダイオードの対を単独のダイオードに置き換えることで、安価に回路を実現できる。
On the other hand, FIG. 14 shows the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, and FIG. 15 shows the configuration of the second embodiment shown in FIG. The pair of
In the case of the configuration of FIGS. 14 and 15 in which this replacement has been performed, since the power cannot be discharged from the
In any of these configurations shown in FIGS. 12 to 15, a circuit can be realized at low cost by replacing the pair of the switch and its antiparallel diode with a single diode.
1 交流電源
2 負荷
3a、3b インバータ回路
4 第1のコンデンサ
5a、5b、5c、5d、5e、5f 電力変換回路
511 第1のスイッチ
52 インダクタ
531 第2のスイッチ
541 第3のスイッチ
551 第4のスイッチ
56 第2のコンデンサ
8 第1の制御部
9a、9b 第2の制御部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2
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