JP6976145B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device.
従来より、複数の絶縁形DC−DCコンバータの出力側を直列に接続した電力変換装置が知られている(特許文献1)。特許文献1に係る発明は、上記構成により、低電圧の電源から高電圧の出力電力を得ている。
Conventionally, a power conversion device in which the output sides of a plurality of isolated DC-DC converters are connected in series has been known (Patent Document 1). In the invention according to
一般に、DC−DCコンバータの効率は、定格電力で動作する場合は高くなるのに対し、入力側の電源の出力電力が変動した場合や出力側で必要とされる電力が変動した場合には、低下することが知られている。特許文献1に係る電力変換装置は、各DC−DCコンバータの一次側に設けられたスイッチング素子を同期駆動させることで、全てのDC−DCコンバータを同じように動作させている。このため、特許文献1に係る電力変換装置は、定格電力以外の状態で動作する場合には、全てのDC−DCコンバータの効率が低い状態で動作するため、電力変換装置全体の効率が低くなるという問題がある。
In general, the efficiency of a DC-DC converter is high when operating at rated power, whereas when the output power of the power supply on the input side fluctuates or when the power required on the output side fluctuates, the efficiency of the DC-DC converter increases. It is known to decrease. In the power conversion device according to
本発明は、上記問題に鑑みて成されたものであり、その目的は、効率よく動作する電力変換装置を提供することである。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a power conversion device that operates efficiently.
本発明の一態様に係る電力変換装置は、複数のコンバータの出力部を直列に接続して構成される出力端子と、出力端子より出力する電力量に基づいて複数のコンバータの出力分担比を設定する設定回路と、設定回路によって設定された出力分担比に基づいて電力変換回路の動作を制御する制御回路とを備える。複数のコンバータは、N個(Nは3以上の整数)である。各コンバータが出力する最大電圧を(N−2)倍した値は、出力端子に接続される負荷が動作する際に必要な最小負荷電圧よりも小さく、各コンバータが出力する最大電圧をN倍した値は、負荷が動作する際に許容される最大負荷電圧よりも大きい。 In the power conversion device according to one aspect of the present invention, an output terminal configured by connecting the output units of a plurality of converters in series and an output sharing ratio of the plurality of converters are set based on the amount of power output from the output terminals. A setting circuit for controlling the operation of the power conversion circuit and a control circuit for controlling the operation of the power conversion circuit based on the output sharing ratio set by the setting circuit are provided. The plurality of converters is N (N is an integer of 3 or more). The value obtained by multiplying the maximum voltage output by each converter by (N-2) is smaller than the minimum load voltage required for the load connected to the output terminal to operate, and the maximum voltage output by each converter is multiplied by N. The value is greater than the maximum load voltage allowed for the load to operate.
本発明によれば、効率よく動作する電力変換装置が実現する。 According to the present invention, a power conversion device that operates efficiently is realized.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the description of the drawings, the same parts are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
[第1の実施形態]
図1を参照して、第1実施形態に係る電力変換装置について説明する。図1に示すように、電力変換装置は、コンバータ1a及びコンバータ1bを備えている。また、電力変換装置は、センサ10と、判断回路11と、設定回路12と、制御回路13とを備えている。
[First Embodiment]
The power conversion device according to the first embodiment will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 1, the power conversion device includes a
コンバータ1aの入力部と、コンバータ1bの入力部は、並列に接続され、入力端子を構成する。入力端子には、直流電源6が接続される。一方、コンバータ1aの出力部と、コンバータ1bの出力部は、直列に接続され、出力端子を構成する。出力端子には、負荷7が接続される。
The input unit of the
コンバータ1a及びコンバータ1bは、絶縁形DC−DCコンバータであるが、これに限定されない。負荷7は、例えばバッテリーなどのエネルギー貯蔵デバイスであるが、これに限定されない。
The
センサ10は、出力端子から負荷7に出力される電力量を取得する。判断回路11は、センサ10によって取得された電力量を判断する。例えば、判断回路11は、センサ10によって取得された電力量が不足しているか否かを判断することができる。
The
設定回路12は、判断回路11によって判断された結果に基づいて、コンバータ1a及びコンバータ1bの出力分担比を設定する。換言すれば、設定回路12は、出力端子より出力する電力量に基づいて、コンバータ1a及びコンバータ1bの出力分担比を設定する。出力分担比とは、コンバータ1a及びコンバータ1bが、負荷7に出力する電力の比率である。コンバータ1aが負荷7に出力する電力が、コンバータ1bが負荷7に出力する電力より多い場合、コンバータ1aの出力分担比は、コンバータ1bの出力分担比より高くなる。一方、コンバータ1aが負荷7に出力する電力が、コンバータ1bが負荷7に出力する電力より少ない場合、コンバータ1aの出力分担比は、コンバータ1bの出力分担比より低くなる。
The
制御回路13は、コンバータ1a及びコンバータ1bの動作を制御する。より詳しくは、制御回路13は、設定回路12によって設定された出力分担比に基づいて、電力変換回路の動作を制御する。電力変換回路とは、後述するスイッチング素子(各スイッチング素子8a〜8d,9a〜9d)より構成されるブリッジ回路(フルブリッジ回路2)、変圧器(絶縁トランス3)及び整流回路(整流回路4)から構成される。制御回路13は、コンバータ1a及びコンバータ1bに係るフルブリッジ回路2の各スイッチング素子8a〜8d,9a〜9dのオンオフ状態を制御する。各スイッチング素子8a〜8d,9a〜9dは、直流電源6から入力される直流電力を変換する素子である。なお、各スイッチング素子8a〜8d,9a〜9dが変換した直流電力を、以下では第2直流電力とよぶ場合がある。また、直流電源6から入力される直流電力を、以下では第1直流電力とよぶ場合がある。電力変換回路は、直流電源6から入力される第1直流電力を第2直流電力に変換する。また、コンバータ1aの出力部と、コンバータ1bの出力部は、電力変換回路によって変換された第2直流電力を出力する。
The
判断回路11、設定回路12、及び制御回路13は、電気回路を含む処理装置等のプログラムされた処理装置を含む。また、判断回路11、設定回路12、及び制御回路13は、記載された機能を実行するようにアレンジされた特定用途向け集積回路(ASIC)や回路部品等の装置を含む。
The
次に、コンバータ1aの動作例を説明する。図1に示すように、直流電源6から入力される電圧を入力電圧Vinとした場合、入力電圧Vinは、絶縁トランス3によって昇圧される。昇圧後の電圧は、(Ns/Np)Vinとなる。ここで、Npは、絶縁トランス3の1次側巻線の巻数である。Nsは、絶縁トランス3の2次側巻線の巻数である。なお、コンバータ1bにおいても、絶縁トランス3の1次側巻線の巻数は、Npであり、2次側巻線の巻数は、Nsである。
Next, an operation example of the
絶縁トランス3によって昇圧された電圧は、整流回路4によって整流される。整流回路4によって整流された電圧を、以下では電圧Vrec1という。なお、コンバータ1bにおいて、整流回路4によって整流された電圧を、以下では電圧Vrec2という。
The voltage boosted by the
本実施形態では、制御回路13が、各スイッチング素子8a〜8dのオンオフ状態を制御するため、電圧Vrec1は、(Ns/Np)VinのPWM電圧となる。このPWM電圧が出力フィルタ回路5により平滑されることで、直流の出力電圧Vout1が出力される。同様に、コンバータ1bでは、直流の出力電圧Vout2が出力される。
In the present embodiment, the
本実施形態では、コンバータ1aは、ソフトスイッチング動作するように設計されている。この場合、コンバータ1aの効率を悪化させる要因となるのは、導通損失である。図2に示すように、整流回路4から出力される電流Irec1が常に正の値である場合(つまり、コンバータ1aが電流連続モードである場合)、導通損失を増加させる要因は、時比率D1と、電流Irec1のリプル成分である。時比率D1とは、コンバータ1aにおける各スイッチング素子8a〜8dのオンオフ状態の1周期に対するオン時間の比率である。また、後述する時比率D2とは、コンバータ1bにおける各スイッチング素子9a〜9dのオンオフ状態の1周期に対するオン時間の比率である。なお、電流連続モードとは、電流が連続して流れるモードである。また、コンバータ1bも、ソフトスイッチング動作するように設計されている。
In this embodiment, the
時比率D1が低くなるほど、コンバータ1aが電力を出力する時間比率が低下する。これにより、コンバータ1aが出力する電力は低下する。また、時比率D1が低くなるほど、フルブリッジ回路2ではコンバータ1aが出力する電力に寄与しない還流電流が流れる時間が増加する。Np<Nsである昇圧型コンバータにおいては、フルブリッジ回路2に流れる電流は、整流回路4に流れる電流よりも大きいため、全体の導通損失に対し、フルブリッジ回路2の導通損失が占める割合が高くなる。つまり、フルブリッジ回路2において還流電流が流れる時間の増加は、導通損失の増加を招き、コンバータ1aの効率を低下させる。
The lower the time ratio D1, the lower the time ratio at which the
そこで、制御回路13は、時比率D1を0.95以上で一定となるようにスイッチング素子8a〜8dのオンオフ状態を制御する。また、制御回路13は、時比率D2を時比率D1よりも低くなるようにスイッチング素子9a〜9dのオンオフ状態を制御する。このように、制御回路13は、時比率D1,D2を制御してコンバータ1a及びコンバータ1bが出力する電力を調整する。一般的に、複数のコンバータを備えた電力変換装置は、負荷分担を均一化することが多い。つまり、一般的な電力変換装置は、D=D1=D2の条件で、時比率Dを変化させながら各コンバータが出力する電力を調整する。
Therefore, the
これに対し、制御回路13は、時比率D1を0.95以上で一定となるようにスイッチング素子8a〜8dのオンオフ状態を制御する。これにより、コンバータ1aにおいて、時比率D1が常に0.95以上となるため、フルブリッジ回路2に還流電流が流れる時間が短くなる。これにより、導通損失が低減し、電力変換装置の全体の効率は向上する。一方で、制御回路13は、時比率D2を時比率D1よりも低くなるように制御するため、図2に示すように、コンバータ1bの電流Irec2がゼロになる時間の頻度が増える。換言すれば、コンバータ1bが電流不連続モードとなる頻度が増える。その結果、コンバータ1bに係るフルブリッジ回路2の一部のスイッチング素子がソフトスイッチングで動作できなくなるため、スイッチング損失が増加する。また、電流Irec2が不連続になるため、コンバータ1bが電力を出力できる時間が短くなり、コンバータ1bが出力する電力は減少する。このように相対的な損失割合が増加するため、コンバータ1b単体の効率は低下する。なお、電流不連続モードとは、電流が不連続で流れるモードである。
On the other hand, the
ここで、本実施形態に係る負荷7は、(1)式で表される電圧で動作する。 Here, the load 7 according to the present embodiment operates at the voltage represented by the equation (1).
[数1]
Vload_min<Vload<Vload_max・・・(1)
ここで、Vloadは、負荷電圧である。Vload_minは、最小負荷電圧である。最小負荷電圧とは、負荷7が動作する際に必要な電圧である。Vload_maxは、最大負荷電圧である。最大負荷電圧とは、負荷7が動作する際に許容される電圧である。
[Number 1]
Vload_min <Vload <Vload_max ... (1)
Here, Vload is a load voltage. Vload_min is the minimum load voltage. The minimum load voltage is a voltage required for the load 7 to operate. Vload_max is the maximum load voltage. The maximum load voltage is a voltage allowed when the load 7 operates.
また、本実施形態では、(2)式で表される関係が成立している。 Further, in the present embodiment, the relationship represented by the equation (2) is established.
[数2]
(Ns/Np)Vin<Vload_min・・・(2)
[Number 2]
(Ns / Np) Vin <Vload_min ... (2)
上記(1)式、(2)式より、コンバータ1aまたはコンバータ1bのどちらか一方だけでは直流電源6から負荷7へ電力を出力できないことがわかる。本実施形態では、コンバータ1aの出力部と、コンバータ1bの出力部とが、直列に接続されているため、出力電流Ioutは、コンバータ1a及びコンバータ1bで共通である。コンバータ1aが、最大電力を出力しようとしても、(Ns/Np)Vinが最小負荷電圧Vload_minに満たないため、負荷7に電力を出力するにはコンバータ1bを動作させる必要がある。図3に示すように、コンバータ1bが動作し始めると、時比率D2は増えていくものの、負荷電圧Vloadに対するコンバータ1aの出力電圧Vout1は一定であるため、出力分担比は変わらない。時比率D2がさらに増加すると出力電圧Vout2は増加し、(3)式で表される条件が満たされると、コンバータ1bは、電流不連続モードから電流連続モードへ移行する。
From the above equations (1) and (2), it can be seen that power cannot be output from the DC power supply 6 to the load 7 with only one of the
[数3]
(Ns/Np)Vin×(D1+D2)>Vload・・・(3)
[Number 3]
(Ns / Np) Vin × (D1 + D2)> Vload ... (3)
コンバータ1bが、電流不連続モードから電流連続モードへ移行した場合、出力分担比は、時比率D1と時比率D2との比と同等になる。
When the
次に、図4を参照して、時比率D1を0.99に固定し、時比率D2を変化させた場合の出力電力に対する変換効率と、D=D1=D2として時比率Dを変化させた場合の出力電力に対する変換効率を比較した結果を説明する。なお、出力電力とは、コンバータ1a及びコンバータ1bが出力する電力である。
Next, with reference to FIG. 4, the time ratio D1 was fixed at 0.99, the conversion efficiency with respect to the output power when the time ratio D2 was changed, and the time ratio D was changed with D = D1 = D2. The result of comparing the conversion efficiency with respect to the output power of the case will be described. The output power is the power output by the
時比率D1を0.99に固定した場合、出力分担比に差が生じる。この出力分担比の差を出力電力に応じて変化させた場合に、図4に示すように、広い出力電力動作範囲において変換効率が向上していることがわかる。なお、図4に示すVarは、変数である。 When the time ratio D1 is fixed at 0.99, there is a difference in the output sharing ratio. It can be seen that the conversion efficiency is improved in a wide output power operating range as shown in FIG. 4 when the difference in the output sharing ratio is changed according to the output power. The Var shown in FIG. 4 is a variable.
以上説明したように、第1実施形態に係る電力変換装置によれば、以下の作用効果が得られる。 As described above, according to the power conversion device according to the first embodiment, the following effects can be obtained.
第1実施形態に係る電力変換装置は、複数のコンバータ(コンバータ1a及びコンバータ1b)を備える。コンバータ1aの出力部と、コンバータ1bの出力部は、直列に接続され、出力端子を構成する。センサ10は、出力端子から負荷7に供給される電力量を取得する。設定回路12は、センサ10によって取得された電力量に基づいて、コンバータ1a及びコンバータ1bの出力分担比を設定する。そして、制御回路13は、設定回路12によって設定された出力分担比に基づいて、電力変換回路の動作を制御する。つまり、制御回路13は、設定回路12によって設定された出力分担比に基づいて、各スイッチング素子8a〜8d,9a〜9dのオンオフ状態を制御する。このように、電力変換装置は、出力分担比に基づいてコンバータ1a及びコンバータ1bが出力する電力を制御することにより、全体として効率よく動作することができる。
The power conversion device according to the first embodiment includes a plurality of converters (
また、本実施形態において、コンバータ1aが電流連続モードで動作する領域と、コンバータ1bが電流不連続モードで動作する領域とが混在する。電流連続モードで動作するコンバータ1aの変換効率は高く、出力分担比も高いため、電力変換装置は、全体として効率よく動作することができる。
Further, in the present embodiment, a region in which the
また、制御回路13は、コンバータ1a及びコンバータ1bのうち、出力分担比が低いコンバータ1bから出力される電力を調整する。これにより、電力変換装置は、電力制御負荷を低減することができるため、全体として効率よく動作することができる。なお、コンバータが3つ以上ある場合、制御回路13は、出力分担比がもっとも低いコンバータから出力される電力を調整すればよい。
Further, the
また、コンバータ1a及びコンバータ1bのうち、出力分担比が高いコンバータ1aのスイッチング素子のオンオフ状態は、出力分担比が低いコンバータ1bが出力する電力に依らず一定である。これにより、出力分担比が高いコンバータ1aは、常に効率よく動作するため、電力変換装置全体の効率は、向上する。なお、コンバータが3つ以上ある場合、出力分担比がもっとも高いコンバータのスイッチング素子のオンオフ状態が、他のコンバータが出力する電力に依らず一定であればよい。
Further, among the
コンバータ1a及びコンバータ1bは、絶縁トランス3を有する。出力分担比の低いコンバータ1bに係る絶縁トランス3の励磁インダクタンスは、出力分担比の高いコンバータ1aに係る絶縁トランス3の励磁インダクタンスよりも小さいことが好ましい。これにより、励磁電流が増加し、電流不連続モードでソフトスイッチングが成立する領域が拡大する。これにより、低電力領域における電力変換装置全体の効率が向上する。ソフトスイッチングが成立するために必要な励磁電流を得るため、コンバータ1bに係るスイッチング素子9a〜9dの出力容量は、低いほど好適である。
The
コンバータ1a及びコンバータ1bは、絶縁形DC−DCコンバータである。また、コンバータ1a及びコンバータ1bの入力部は並列に接続され、コンバータ1a及びコンバータ1bの出力部は直列に接続される。これにより、絶縁トランス3が分散され、コンバータ単体の小型化が可能となる。また、絶縁トランス3の発熱密度が低減されるため、総体積としても小型化が可能であり、高い昇圧比が得られる。さらに、電力変換装置は、コンバータ1a及びコンバータ1bの出力分担比をコンバータ1a及びコンバータ1bが出力する電力に応じて変化させる。これにより、電力変換装置は、変換効率が低い動作点で動作するコンバータの数を最小化することができる。変換効率が低い動作点で動作するコンバータの出力分担比が低くなることにより、電力変換装置は、全体として、出力分担比を均一化した場合よりも効率よく動作することができる。
The
特に、出力分担比を均一化した場合に電流不連続モードで動作する低電力領域において、電力変換装置が出力分担比に差を持たせることにより、電流不連続モードで動作するコンバータの数が減るため、電力変換装置の効率が向上する。また、出力分担比を均一化した場合に電流連続モードで動作する領域において、電力変換装置が出力分担比に差を持たせることにより、全てのコンバータが電流連続モードで動作しながら、より高い出力分担比のコンバータはもっとも効率が高い領域で動作できるため、電力変換装置の効率が向上する。 In particular, in the low power region operating in the current discontinuous mode when the output sharing ratio is made uniform, the number of converters operating in the current discontinuous mode is reduced by making the power conversion device have a difference in the output sharing ratio. Therefore, the efficiency of the power converter is improved. Further, in the region where the output sharing ratio is made uniform and operates in the current continuous mode, the power conversion device makes a difference in the output sharing ratio, so that all the converters operate in the current continuous mode and have a higher output. Since the share ratio converter can operate in the most efficient region, the efficiency of the power converter is improved.
また、入力電圧Vinに対する出力電圧Vout1の変換比率の上限は、スイッチング素子8a〜8dのオンオフ状態に依らず決定されてもよい。この場合、複数のコンバータのうち、少なくとも一つのコンバータ1aに係るスイッチング素子8a〜8dのオンオフ状態は、常に最大の電力を出力する状態であることが好ましい。さらに、負荷7が動作する際に許容される最大負荷電圧は、常に最大の電力を出力するコンバータ1aの入力電圧Vinに対する出力可能な最大電圧以上であることが好ましい。これにより、もっとも出力分担比が高いコンバータ1aが常に変換効率の高い条件で動作するため、電力変換装置全体の効率が向上する。なお、入力電圧Vinは、第1直流電力に基づいて算出されてもよく、出力電圧Vout1は、第2直流電力に基づいて算出されてもよい。
Further, the upper limit of the conversion ratio of the output voltage Vout1 to the input voltage Vin may be determined regardless of the on / off state of the
また、各スイッチング素子8a〜8d,9a〜9dは、半導体スイッチでもよい。この場合、出力分担比の低いコンバータ1bに係る半導体スイッチの出力容量は、出力分担比の高いコンバータ1aに係る半導体スイッチの出力容量よりも小さいことが好ましい。これにより、電流不連続モードでターンオン動作がハードスイッチングになる場合に、スイッチング損失が低減するため、低電力領域における電力変換装置全体の効率が向上する。
Further, each of the
なお、制御回路13がコンバータ1aに係る各スイッチング素子8a〜8dのオンオフ状態を一定に制御し、コンバータ1aをフェーズシフト型フルブリッジコンバータとして動作させた場合、各々のブリッジの上下のオン時間は50%の均一である。電力変換装置は、ブリッジ回路の駆動回路にパルストランスを用い、上下のスイッチング素子のゲートチャージ電荷をやり取りしながらリサイクルすることによって、コンバータ1aの駆動電力は低減するため、電力変換装置の効率が向上する。
When the
[第2実施形態]
次に、図5を参照して、本発明の第2実施形態について説明する。第2実施形態に係る電力変換装置は、3つのコンバータ1c,1d,1eを備えている。
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The power conversion device according to the second embodiment includes three
コンバータ1c,1dの各々の出力電圧Voutc,Voutdは、Vload_min/2以下の一定値に制御されている。第2実施形態に係る電力変換装置は、コンバータ1eに係るスイッチング素子のオンオフ状態を制御しながら、出力電流Ioutを変化させる。コンバータの数が増えた場合において、第1実施形態と同様の効果を得るためには、次のようにすればよい。全てのコンバータの数をN個(Nは3以上の整数)とした場合に、各コンバータが出力する最大電圧を(N−2)倍した値が、最小負荷電圧Vload_minより小さければよい。また、各コンバータが出力する最大電圧をN倍した値が、最大負荷電圧Vload_maxより大きければよい。これにより、第2実施形態に係る電力変換装置は、効率よく動作することができる。
The output voltages Voutc and Voutd of the
なお、各コンバータが出力する最大電圧を(N−1)倍した値が、最小負荷電圧Vload_minより小さくてもよい。これにより、第2実施形態に係る電力変換装置は、効率よく動作することができる。 The value obtained by multiplying the maximum voltage output by each converter by (N-1) may be smaller than the minimum load voltage Vload_min. As a result, the power conversion device according to the second embodiment can operate efficiently.
なお、負荷7が2次電池(例えばリチウムイオンバッテリー)である場合、最小負荷電圧Vload_minに対して、最大負荷電圧Vload_maxは1.5〜2倍程度である。したがって、各コンバータが出力する最大電圧が低い場合、最大電圧を(N−2)倍した値は、最小負荷電圧Vload_minより小さくなる。各コンバータが出力する最大電圧をN倍した値が、最大負荷電圧Vload_maxより大きくなるためには、N個のコンバータは、最大負荷電圧Vload_maxより大きい電圧を出力する必要がある。コンバータの数が増えるほど、出力分担比が低いコンバータの数が増えることになるため、電力変換装置の効率は低下する。したがって、電力変換装置の効率を向上させるためにはコンバータの数は、2〜5程度が好ましい。ただし、最小負荷電圧Vload_minと最大負荷電圧Vload_maxの差が小さい場合にはこの限りではない。 When the load 7 is a secondary battery (for example, a lithium ion battery), the maximum load voltage Vload_max is about 1.5 to 2 times the minimum load voltage Vload_min. Therefore, when the maximum voltage output by each converter is low, the value obtained by multiplying the maximum voltage by (N-2) becomes smaller than the minimum load voltage Vload_min. In order for the value obtained by multiplying the maximum voltage output by each converter by N to be larger than the maximum load voltage Vload_max, the N converters need to output a voltage larger than the maximum load voltage Vload_max. As the number of converters increases, the number of converters having a low output sharing ratio increases, so that the efficiency of the power converter decreases. Therefore, in order to improve the efficiency of the power converter, the number of converters is preferably about 2 to 5. However, this does not apply when the difference between the minimum load voltage Vload_min and the maximum load voltage Vload_max is small.
上記のように、本発明の実施形態を記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。 As mentioned above, embodiments of the invention have been described, but the statements and drawings that form part of this disclosure should not be understood to limit the invention. This disclosure will reveal to those skilled in the art various alternative embodiments, examples and operational techniques.
図6に示すように、3つのコンバータを備える電力変換装置において、様々な回路方式のコンバータを採用することができる。コンバータの回路方式は、例えば、図7に示すフォワード形でもよく、図8に示すフライバック形でもよく、図9に示すLLC形でもよく、図10に示すフェーズシフトフルブリッジ形などでもよい。 As shown in FIG. 6, in a power conversion device including three converters, converters of various circuit methods can be adopted. The circuit system of the converter may be, for example, the forward type shown in FIG. 7, the flyback type shown in FIG. 8, the LLC type shown in FIG. 9, the phase shift full bridge type shown in FIG. 10, or the like.
また、スイッチング素子のオンオフ状態が一定である定運転コンバータと、スイッチング素子のオンオフ状態を変化させながら出力する電力を調整する可変運転コンバータとの回路方式が異なっていてもよい。一定運転条件の場合に効率が最大となる定運転コンバータと、スイッチング素子のオンオフ状態が変化しても高効率を維持できる可変運転コンバータを組み合わせることによって、電力変換装置の効率が向上する。 Further, the circuit method of the constant operation converter in which the on / off state of the switching element is constant and the variable operation converter in which the output power is adjusted while changing the on / off state of the switching element may be different. The efficiency of the power converter is improved by combining a constant operation converter that maximizes efficiency under constant operation conditions and a variable operation converter that can maintain high efficiency even when the on / off state of the switching element changes.
1a、1b、1c、1d、1e コンバータ
2 フルブリッジ回路
3 絶縁トランス
4 整流回路
5 出力フィルタ回路
6 直流電源
7 負荷
8a〜8d,9a〜9d スイッチング素子
10 センサ
11 判断回路
12 設定回路
13 制御回路
1a, 1b, 1c, 1d, 1e
Claims (10)
前記複数のコンバータの出力部を直列に接続して構成される出力端子と、
前記出力端子より出力する電力量に基づいて複数のコンバータの出力分担比を設定する設定回路とを備え、
前記制御回路は、前記設定回路によって設定された出力分担比に基づいて前記電力変換回路の動作を制御し、
前記複数のコンバータは、N個(Nは3以上の整数)であり、
各コンバータが出力する最大電圧を(N−2)倍した値は、前記出力端子に接続される負荷が動作する際に必要な最小負荷電圧よりも小さく、
前記各コンバータが出力する最大電圧をN倍した値は、前記負荷が動作する際に許容される最大負荷電圧よりも大きい
ことを特徴とする電力変換装置。 An input unit for inputting the first DC power, a power conversion circuit for converting the first DC power input from the input unit into a second DC power, and the second DC power converted by the power conversion circuit. A power conversion device including a plurality of converters having an output unit for output and a control circuit for controlling the operation of the converter.
An output terminal configured by connecting the output units of the plurality of converters in series,
It is equipped with a setting circuit that sets the output sharing ratio of a plurality of converters based on the amount of power output from the output terminal.
The control circuit controls the operation of the power conversion circuit based on the output sharing ratio set by the setting circuit .
The plurality of converters are N (N is an integer of 3 or more).
The value obtained by multiplying the maximum voltage output by each converter by (N-2) is smaller than the minimum load voltage required for the load connected to the output terminal to operate.
A power conversion device characterized in that a value obtained by multiplying the maximum voltage output by each of the converters by N is larger than the maximum load voltage allowed when the load operates.
前記複数のコンバータの出力部を直列に接続して構成される出力端子と、 An output terminal configured by connecting the output units of the plurality of converters in series,
前記出力端子より出力する電力量に基づいて複数のコンバータの出力分担比を設定する設定回路とを備え、 It is equipped with a setting circuit that sets the output sharing ratio of a plurality of converters based on the amount of power output from the output terminal.
前記制御回路は、前記設定回路によって設定された出力分担比に基づいて前記電力変換回路の動作を制御し、 The control circuit controls the operation of the power conversion circuit based on the output sharing ratio set by the setting circuit.
前記複数のコンバータは、N個(Nは3以上の整数)であり、 The plurality of converters are N (N is an integer of 3 or more).
各コンバータが出力する最大電圧を(N−1)倍した値は、前記出力端子に接続される負荷が動作する際に必要な最小負荷電圧よりも小さく、 The value obtained by multiplying the maximum voltage output by each converter by (N-1) is smaller than the minimum load voltage required for the load connected to the output terminal to operate.
前記各コンバータが出力する最大電圧をN倍した値は、前記負荷が動作する際に許容される最大負荷電圧よりも大きい The value obtained by multiplying the maximum voltage output by each converter by N is larger than the maximum load voltage allowed when the load operates.
ことを特徴とする電力変換装置。A power conversion device characterized by that.
前記第1コンバータが前記電流連続モードで動作する領域と、前記第2コンバータが前記電流不連続モードで動作する領域とが混在することを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換装置。 The plurality of converters include a first converter that operates in a current continuous mode in which current flows continuously, and a second converter that operates in a current discontinuous mode in which current flows discontinuously.
The power conversion device according to claim 1 or 2 , wherein a region in which the first converter operates in the current continuous mode and a region in which the second converter operates in the current discontinuous mode coexist.
前記複数のコンバータのうち、前記出力分担比が最も高いコンバータに係る前記スイッチング素子のオンオフ状態は、他のコンバータが出力する電力に依らず一定であることを特徴とする請求項1〜4のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power conversion circuit includes a switching element.
Any of claims 1 to 4 , wherein the on / off state of the switching element of the converter having the highest output sharing ratio among the plurality of converters is constant regardless of the power output by the other converters. The power conversion device according to item 1.
前記入力部に入力される前記第1直流電力に基づいて算出される入力電圧に対する、前記第2直流電力に基づいて算出される出力電圧の変換比率の上限は、前記スイッチング素子のオンオフ状態に依らず決定され、
前記複数のコンバータのうち、少なくとも一つのコンバータに係る前記スイッチング素子のオンオフ状態は、常に最大の電力を出力する状態であり、
前記出力端子に接続される負荷が動作する際に許容される最大負荷電圧は、常に最大の電力を出力する前記コンバータの入力電圧に対する出力可能な最大電圧以上であることを特徴とする請求項1〜5のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power conversion circuit includes a switching element.
The upper limit of the conversion ratio of the output voltage calculated based on the second DC power to the input voltage calculated based on the first DC power input to the input unit depends on the on / off state of the switching element. Not decided,
The on / off state of the switching element related to at least one of the plurality of converters is a state in which the maximum power is always output.
Claim 1 is characterized in that the maximum load voltage allowed when the load connected to the output terminal operates is equal to or higher than the maximum output voltage with respect to the input voltage of the converter that always outputs the maximum power. The power conversion device according to any one of 5 to 5.
前記複数のコンバータのうち、前記出力分担比の低いコンバータに係る絶縁トランスの励磁インダクタンスは、前記出力分担比の高いコンバータに係る絶縁トランスの励磁インダクタンスよりも小さいことを特徴とする請求項1〜6のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The plurality of converters have an isolation transformer and
Among the plurality of converters, claims 1 to 6 are characterized in that the exciting inductance of the isolation transformer of the converter having a low output sharing ratio is smaller than the exciting inductance of the insulating transformer of the converter having a high output sharing ratio. The power conversion device according to any one of the above.
前記複数のコンバータのうち、前記出力分担比の低いコンバータに係る半導体スイッチの出力容量は、前記出力分担比の高いコンバータに係る半導体スイッチの出力容量よりも小さいことを特徴とする請求項1〜7のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power conversion circuit includes a semiconductor switch and includes a semiconductor switch.
Among the plurality of converters, claims 1 to 7 are characterized in that the output capacity of the semiconductor switch of the converter having a low output sharing ratio is smaller than the output capacity of the semiconductor switch of the converter having a high output sharing ratio. The power conversion device according to any one of the above.
前記複数のコンバータは、前記スイッチング素子のオンオフ状態が一定である定運転コンバータと、前記スイッチング素子のオンオフ状態を変化させながら出力する電力を調整する可変運転コンバータからなり、
前記定運転コンバータと、前記可変運転コンバータとの回路方式が異なることを特徴とする請求項1〜8のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power conversion circuit includes a switching element.
The plurality of converters include a constant operation converter in which the on / off state of the switching element is constant, and a variable operation converter that adjusts the output power while changing the on / off state of the switching element.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 8 , wherein the circuit system of the constant operation converter and the variable operation converter are different.
前記入力部を並列に接続して構成する入力端子を備えることを特徴とする請求項1〜9のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The plurality of converters are isolated DC-DC converters.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 9 , further comprising an input terminal configured by connecting the input units in parallel.
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