JP2005521909A - マルチメディア信号の透かしに関するウィンドウ・シェーピング関数 - Google Patents

Abstract

ウィンドウ・シェーピング関数で、該関数の積分がゼロのもの、を記載する。従来のウィンドウ・シェーピング関数と比較すれば、このウィンドウ・シェーピング関数はホスト信号の所定の品質に対する該透かし信号の耐性を改良するものである。透かし手法においてこのウィンドウ・シェーピング関数を利用するのに適切な方法及び装置を記載する。

Description

本発明は、ウィンドウ・シェーピング関数、及び、オーディオ、ビデオ又はデータ信号のような、マルチメディア信号において情報を符号化し、復号化する装置並びに方法、に関する。

マルチメディア信号の透かしは付加データをマルチメディア信号とともに送信する手法である。例えば、透かしを入れる手法は著作権及び複写制御の情報をオーディオ信号の中に埋め込むのに用い得る。

透かしを入れる手法の主たる要件は、透かしが識別できるものでない（すなわち、オーディオ信号の場合、透かしが聞き取れないものである）一方、該信号から該透かしを除去する攻撃に対する耐性がある（例えば、該透かしを除去することによって該信号に損傷を及ぼす。）ことである。透かしの該耐性は一般に、該透かしが埋め込まれる該信号の品質とのトレード・オフとなるものである。例えば、透かしがオーディオ信号の中に強健に埋め込まれた場合（したがって除去するのが困難な場合）、該オーディオ信号の品質が劣化する可能性が高くなる。

各種のオーディオ透かし手法が提案されていて、各々の手法には独自の利点及び欠点がある。例えば、オーディオ透かし手法の１つの種類としては時間的相関手法を用いて所望のデータ（例えば、著作権情報）を該オーディオ信号に埋め込むものがある。この手法は実質的にはエコー・ハイディング・アルゴリズムで、エコーの強度は二次方程式を解くことによって判定される。該二次方程式は2つの位置：τに等しい遅延での位置；及び0に等しい遅延での位置；での自己相関値によって生成される。検出器では、透かしは該２つの遅延位置での自己相関関数の比率を判定することによって抽出される。

（著作権情報のような）補助信号をマルチメディアのホスト信号又はカバー信号の中に埋め込むか符号化する別の手法を記載するものがある（特許文献１参照。）。該カバー信号のレプリカ、すなわち特定の領域（時間、周波数又は空間）における該カバー信号の一部分、は該カバー信号のパラメータに対する修正値を規定するステゴ鍵によって生成される。該レプリカ信号は更に、埋め込まれる該情報に相当する補助信号によって修正され、もう一度該カバー信号に挿入されて該ステゴ信号を形成する。
国際公開第00/000969号パンフレット

復号器では、元の補助データを抽出するために、元のカバー信号のレプリカと同様に該ステゴ信号のレプリカが生成され、同一のステゴ鍵の使用を必要とする。該生成レプリカは更に、該受信ステゴ信号との相関がとられて、該補助信号を抽出する。

そのような透かしを入れる手法では、該マルチメディア信号内部に埋め込む付加データは一般に、値列の形式をとる。この値列は更に、ウィンドウ・シェーピング関数を各値に適用することによって遅く変動する狭帯域信号に変換される。今日まで、レイズド・コサイン関数（例えば、図１に表すハニング・ウィンドウ関数）のような鐘形ウィンドウ・シェーピング関数のみが使用されている。

本発明の目的は別のウィンドウ・シェーピング関数で、従来技術のウィンドウ・シェーピング関数を上回る特性の改良を可能にするもの、を備えることにある。

第１の特徴では、本発明はマルチメディア・ホスト信号に埋め込む透かし信号を生成する方法を備え、該方法は：第１値列を取得する工程；及び該値列にウィンドウ・シェーピング関数を適用して緩やかに変動する信号で、該ホスト信号に埋め込むのに適切なもの、を形成する工程；を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分はゼロである。

該ウィンドウ・シェーピング関数は反対称的な時間特性を有することが望ましい。

該ウィンドウ・シェーピング関数は2相特性を有することが望ましい。

該2相ウィンドウは少なくとも２つの、逆極性の、ハニング・ウィンドウを有することが望ましい。

該緩やかに変動する信号の周波数スペクトルは該周波数スペクトルの中での如何なる非DCピークの成分よりも少ないDC成分を有することが望ましい。

該第１値列の各値は長方形の波形信号を形成するようT_sの幅のパルス列によって表され、該ウィンドウ・シェーピング関数もT_sの幅のものである、ことが望ましい。

該第１値列は該ウィンドウ・シェーピング関数と畳み込まれて該緩やかに変動する信号を形成することが望ましい。

該方法は更に、該緩やかに変動する信号を該ホスト信号に埋め込む工程を有することが望ましい。

別の特徴では、本発明は透かし信号で、ホスト・マルチメディア信号に埋め込むことが適切なもの、を生成するよう形成された装置を備え、該装置は：
a) 第１値列を取得することによって透かし信号を生成するよう形成された信号生成器；及び
ｂ） 該値列にウィンドウ・シェーピング関数を適用して緩やかに変動する信号で、ホスト信号に埋め込むのが適切なもの、を形成するよう形成された処理手段；
を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであるものである。

該装置は更に、該緩やかに変動する信号を該ホスト信号に埋め込む透かし埋め込み装置を有することが望ましい。

別の特徴では、本発明は透かしを有するマルチメディア信号を備え、元のマルチメディア信号はウィンドウ・シェーピング関数を値列に適用することによって形成された緩やかに変動する信号によって透かしが入れられたものであり、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分はゼロである。

該元の信号の時間エンベロープが該透かしによって修正されたことが望ましい。

別の特徴では、本発明はマルチメディア信号に埋め込まれた透かし信号を検出する方法を備え、該方法は：
マルチメディア信号で、該ホスト・マルチメディア信号を修正する透かし信号によって透かしが入れられる可能性があり得るもの、を受信する工程；及び
該透かしの予測値を該受信信号から、該透かしが、ウィンドウ・シェーピング関数が適用された値列、を有する、ことを想定することによって、抽出する工程；
を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであり；
更に、該透かしの該予測値を該透かしの基準バージョンによって処理して該受信信号に透かしが入れられているか否かを判定する工程；
を有する。

該方法は更に、ウィンドウ・シェーピング関数を該受信信号に適用する工程を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであることが望ましい。

該透かし信号はペイロードを有し、該方法は更に該透かしの該ペイロードを判定する工程を有することが望ましい。

別の特徴では、本発明は透かし信号がマルチメディア信号内部に埋め込まれているか否かを判定するよう形成された透かし検出器装置を備え、該透かし検出器は：
マルチメディア信号で、該ホスト・マルチメディア信号を修正する透かし信号によって
透かしが入れられる可能性があり得るもの、を受信するよう形成された受信器；及び
該受信信号から該透かしの推定値を、該透かしが、ウィンドウ・シェーピング関数が適用された値列を、有することを想定することによって、抽出するよう形成された抽出器；を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであり；
更に、該透かしの該推定値を該透かしの基準バージョンによって処理して該受信信号に透かしが入れられたか否かを判定するよう形成された処理器；
を有する。

該装置は更に、ウィンドウ・シェーピング関数を該受信信号に適用するよう形成されたユニットを有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであることが望ましい。

本発明を理解し、本発明の実施例を実際に実施する方法を表すよう、添付図面を例示として参照するものとする。

図２は本発明の好適実施例による時間の関数としてのウィンドウ・シェーピング関数を表す図である。該ウィンドウ・シェーピング関数の積分はゼロである、すなわち、該関数の総正面積は（平均面積がゼロになるように）総負面積に等しい。該ウィンドウ・シェーピング関数は反対称的時間特性を有する2相関数で、該ウィンドウ関数の各ローブはハニング・ウィンドウ関数である。

透かし手法の中でこのウィンドウ・シェーピング関数を用いることによって、図１に表すハニング・ウィンドウ・シェーピング関数を用いるよりも改良した特性を提供することが表されている。

図３はハニング・ウィンドウ・シェーピング関数と2相ウィンドウ・シェーピング関数との各々によってコンディショニングされた透かし数列（ｗ_di〔ｋ〕＝{1,1,−１,1,−１,１}に相当する周波数スペクトルを示す。図３に見られるように、該ハニング・ウィンドウによってコンディショニングされた透かし数列は周波数ｆ＝０で最大値を有する一方、2相形状の透かし数列はｆ＝０で最小値を有する、すなわち、該数列は非常に小さなDC成分を有する。

多くの場合、有用な情報を該透かしの非DC成分のみが有する。したがって、同様な付加透かしエネルギに対して、2相ウィンドウによってコンディショニングされた透かしはハニング・ウィンドウ・シェーピング関数によってコンディショニングされたものよりも多くの有用な情報を収容するものである。その結果、該２相ウィンドウは同様な耐性に対して改良可聴特性を提供し、逆に、該ウィンドウは同様な可聴品質に対して改良された耐性を可能にする。

図４は図２に表す2相ウィンドウ・シェーピング関数によってコンディショニングされた数列ｗ_diに対する（点線で表した）正規化積分を示す図である。逆に、図５はハニング・ウィンドウ・シェーピング関数によってコンディショニングされた同じ数列に対する正規化積分を表す図である。2相ウィンドウ関数によってコンディショニングされた数列に対する該正規化積分の最大値は、ハニング・ウィンドウ関数によってコンディショニングされた数列に対するものよりも低いことがわかる。

このウィンドウ・シェーピング関数を用いることは透かし手法とともに次に、説明する。しかしながら、当然、このウィンドウ・シェーピング関数の適用は以下の手法に限定されないものである一方、別の透かし手法、特に時間領域透かし手法に適用し得ることがわかるものである。該関数は更に、秘密鍵（例えば、暗号鍵）で、検出器側での基準乱数列の再生成に用い得るもの、を収容するのに用い得、異なる乱数列を異なるホスト信号に埋め込むことを可能にする。

図６は本発明の好適実施例によって複数ビットのペイロード透かしw_cをホスト信号ｘに埋め込むディジタル信号処理を行うのに必要な装置を表すブロック図である。

ホスト信号ｘは該装置の入力１２に入力される。該ホスト信号ｘは出力１４の方向に加算器22を介して転送される。しかしながら、該ホスト信号ｘのレプリカ（入力８）は乗算器１８の方向に、透かし情報を収容するよう、分割される。

透かし信号w_cはペイロード埋め込み器及び透かしコンディショニング装置６から取得され、該透かし乱数列w_sから導かれ、該信号は該ペイロード埋め込み器及び透かしコンディショニング装置に入力される。乗算器１８は透かし信号w_cとレプリカ・オーディオ信号ｘとの積を算定するのに利用される。該算定積、w_cｘ、は更に、利得調節器24を介して加算器２２に転送される。該利得調整器２４は利得係数αによって該信号を増幅か減衰させるのに用いられる。

該利得係数αは該透かしの可聴特性と耐性とのトレードオフを調節する。該係数は定数か、時間、周波数及び空間のうちの少なくとも１つにおける変数であり得る。図６における装置は、αが変数の場合、該係数が自動的に信号解析ユニット26を介して該ホスト信号ｘの特性に基づいて適合し得る。該利得αは、人間聴覚系（HAS）の心理音響モデルのような、適切に選択された知覚性コスト関数によって、自動的に適合されて、信号品質への影響を最小化することが望ましい。そのようなモデルは、例えば、E. Zwickerによる、「Audio Engineering and Psychacoustics： Matching signals to the final receiver, the Human Auditory System”と題する、Journal of the Audio Engineering Society, Vol. 39, pp. Vol. 115-126, March 1991の論文に記載されている。

以下に、オーディオ透かしを、本発明のこの実施例を説明するのに、単に例示の目的で、使用する。

該算定透かしオーディオ信号ｙは更に：
ｙ〔n〕＝ｘ〔ｎ〕＋αw_c〔ｎ〕ｘ〔n〕 (1)；
w_cとｘとの積の適切にスケーリングされたものを該ホスト信号に加算することによって埋め込み装置１０の該出力１４で取得される。

該透かしw_cは、ｘによって乗算された場合、該透かしw_cが主に、ｘの短時間エンベロープを修正する、よう、選択されることが望ましい。

図７は一好適実施例を表し、該実施例では、図６における乗算器１８に対する入力８はフィルタ・ユニット１５におけるフィルタHを用いて該ホスト信号ｘのレプリカをフィルタすることによって取得される。該フィルタの出力がｘ_bによって表される場合、本好適実施例によれば、透かし信号はx_bと該透かしw_cとの積を該ホスト信号ｘに加算することによって生成される。

を

になるように定義し、ｙ_bを

になるように定義すると、該透かし信号ｙは：

として表し得、該透かし信号ｙのエンベロープ変調部分ｙ_bは：
ｙ_b〔n〕＝（1+w_c〔ｎ〕）ｘ_b〔n〕 (３)；
として表される。

図８に表すように、該フィルタＨは、線形位相帯域通過フィルタで、その低い方のカットオフ周波数ｆ_L及び高い方のカットオフ周波数ｆ_Hによって特徴付けられることが望ましい。図８Bに表すように、該フィルタHは通過帯域（BW）内の周波数ｆに対して線形位相応答を有する。したがって、Hが帯域通過フィルタである場合、ｘ_bと

とは各々、該ホスト信号の帯域内成分及び帯域外成分である。性能を最適化するよう、該信号ｘ_bと

とは位相が合っていることが望ましい。これはフィルタHによって生成される位相歪みを適切に補償することによって達成される。線形位相フィルタの場合、該位相歪みは単純な遅延である。

図９では、該ペイロード埋め込み器及び透かしコンディショニング・ユニット６の細部を表す。本ユニットでは、透かしシード信号ｗ_ｓが複数ビットの透かし信号ｗ_cに変換される。

第１に、有限長で、平均がゼロで均一分布であることが望ましい、乱数列ｗ_ｓが初期シードSによる乱数生成器を用いて生成される。以下から分かるように、この初期シードSは該埋め込み器と該検出器との両方に、該透かし信号のコピーを該検出器で比較目的にて生成し得るよう、既知であることが望ましい。これは結果として、長さL_ｗの数列：
k=0,1,2,..,L_ｗ−１の場合、ｗ_ｓ〔ｋ〕∈〔−１,1〕 (４)；
をもたらす。

更に、該数列ｗ_ｓは数量ｄ_１及びｄ_２だけ、巡回シフト・ユニット３０を用いて、巡回シフトされて乱数列ｗ_ｄ１及びｗ_ｄ２各々を取得する。これらの2つの数列（ｗ_ｄ１及びｗ_ｄ２）は事実上、第１数列と第２数列とであり、該第２数列は該第１数列に対して巡回シフトされたものである。各数列ｗ_di, i=1,2, は後に、乗算器４０において各符号ビットｒ_iによって乗算され、ｒ_i=＋１又は−１で、ｒ_１及びｒ_２の各値は一定の状態のままとなり、該透かしのペイロードが変動した場合のみ変動する。各数列は更に、図９に表す透かしコンディショニング回路２０によって長さL_ｗT_ｓの緩慢に変動する、狭帯域信号ｗ_iに変換される。最後に、該緩慢に変動する狭帯域信号ｗ_１及びｗ_２は相対遅延T_ｒ（T_ｒ＜T_ｓ）によって加算され、複数ビットのペイロード透かし信号ｗ_ｃをもたらす。これは第１に該信号ｗ_２を数量T_ｒによって遅延ユニット４５を用いて遅延させ、後に該信号をｗ_１に加算ユニット５０によって加算することによって達成される。

図１０は詳細に、該ペイロード埋め込み器及び透かしコンディショニング装置６に用いられる透かしコンディショニング装置２０の１つの考えられる実施例を表す。透かし乱数列ｗ_ｓはコンディショニング装置２０に入力される。

便宜上、該数列ｗ_diのうちの１つのみの修正を図１０に表すが、該数列各々は同様な方法で修正され、該修正結果は該透かし信号ｗ_ｃを得るよう加算される。

図１０に表すように、各透かし信号列ｗ_di〔ｋ〕, i=1,2 がサンプル繰り返し器１８０に入力される。表１８１は該考えられる数列ｗ_diの1つを＋１と−１との間の乱数の値列として示し、該値列は長さL_ｗのものである。該サンプル繰り返し器は該透かし乱数列中の値各々をT_ｓ回繰り返して、長方形の形状のパルス列信号を生成する。T_ｓは透かしシンボル周期と呼ばれ、該オーディオ信号における該透かしシンボルの期間を表す。表１８３は表181に示した該信号が、該サンプル繰り返し器１８０を通過した結果を表す。

図２に表すような2相関数であるウィンドウ・シェーピング関数ｓ〔ｎ〕は更に、ｗ_ｄ１及びｗ_ｄ２から導かれた該長方形のパルス信号を各々、緩慢に変動する信号ｗ_１〔ｎ〕及びｗ_２〔ｎ〕に変換するよう適用される。該ウィンドウ・シェーピング関数は幅がT_ｓのものである。

該生成信号ｗ_１〔ｎ〕及びｗ_２〔ｎ〕は更に、相対遅延T_ｒ（T_ｒ＜T_ｓ）によって加算されて該複数ビットのペイロードの透かし信号ｗ_ｃ〔ｎ〕をもたらす、すなわち、
ｗ_ｃ〔ｎ〕＝ｗ_１〔ｎ〕＋ｗ_２〔ｎ−T_ｒ〕 (５）：
となる。

T_ｒの値は、ｗ_１のゼロ交差点がｗ_２の最大振幅点と一致し、逆もまた同様であるように、選択される。したがって、この２相ウィンドウ・シェーピング関数の場合、T_ｒ＝T_ｓ/４である。別のウィンドウ・シェーピング関数の場合、T_ｒの別の値が考えられる。

以下の説明から分かるように、検出中に、ｗ_ｃ〔ｎ〕の相関は（図１３から分かるように）ｐLだけ隔てられた２つの相関ピークを生成する。値ｐLはペイロードの一部分であり：

として規定される。
ｐLに加えて、追加情報を該埋め込み透かしの相対的な符号を変更することによって符号化し得る。該検出器では、これは該相関ピーク間の相対的な符号ｒ_signとして見られる。ｒ_signは４つの考えられる値をとり得：
ｒ_sign＝（（２・ρ_１＋ρ_２＋３）/２）∈{0,1,2,3} (7)；
であり、ρ_１＝sign（ｃL_１）及びρ_２＝sign（ｃL_２）が各々、図９の符号ビットｒ_１(入力８０)及びｒ_２(入力９０)の予測値であり、ｃL_１及びｃL_２が各々、ｗ_ｄ１及びｗ_ｄ２に相当する相関ピークの値である。誤りのない透かしペイロード全体ｐL_ｗはその場合、ｒ_signとｐLとの組み合わせ：
ｐL_ｗ＝＜ｒ_sign,ｐL＞ （８）；
として表される。

ビット数での、最大情報（I_max）で、長さL_ｗの透かし数列によって収容し得るもの、はしたがって：

として表される。

図１１は透かし検出器（２００、３００、４００）のブロック図を表す。該検出器は3つの主要ステージ：(a)透かしシンボル抽出ステージ（２００）；(b)バッファリング及び補間ステージ（３００）；及び(c)相関及び判定ステージ（４００）；を有する。

該シンボル抽出ステージ（２００）では、受信透かし信号ｙ‘〔ｎ〕は処理されて該透かし数列の複数（N_b）の予測値を生成する。該透かし数列のこれらの予測値は、該透かし検出器が該ホスト信号に挿入された該透かし数列に同期化し得るよう、該埋め込み器と該検出器との間に存在し得る時間的オフセットを解決するのに必要である。

該バッファリング及び補間ステージ（３００）では、これらの予測値はN_ｂの別個のバッファに逆多重化され、補間が、考えられる時間スケール修正で、行われたかもしれないもの、を解決するよう各バッファに後に適用される。例えば、サンプリング（クロック）周波数におけるドリフトは時間領域信号の伸長又は圧縮をもたらし得る（該透かしは伸長されたか圧縮されたかもしれない。）。

該相関及び判定ステージ（４００）では、各バッファの中身と基準透かしとの相関がとられ、最大相関ピークが、該透かしが実際に受信信号ｙ‘〔ｎ〕の中に埋め込まれているか否かの可能性を判定するよう、閾値と比較される。

該透かし検出の正確性を最大化するよう、該透かし検出処理は一般に、受信信号ｙ‘〔ｎ〕の長さで、該透かし数列の長さの3乃至４倍のもの、に及んで実施される。したがって、検出する各透かしシンボルはいくつかの該シンボルの予測値の平均をとることによって構成し得る。この平均化処理はスムージングと呼ばれ、該平均化が行われる回数はスムージング係数ｓ_ｆと呼ばれる。したがって、検出ウィンドウ長L_Dは透かし検出の真の値が報告される、オーディオ・セグメントの（サンプル数での）長さである。したがって、L_D＝ｓ_ｆL_ｗT_ｓであり、T_ｓはシンボル周期であり、L_ｗは該透かし数列におけるシンボル数である。一般に、該バッファリング及び補間ステージ中の各バッファ３２０の長さ（L_ｂ）はL_ｂ＝ｓ_ｆL_ｗである。

図１１に表す該透かしシンボル抽出ステージ２００では、着信透かし信号ｙ‘〔ｎ〕は信号コンディショニング・フィルタH_b（２１０）に入力される。このフィルタ２１０は一般に帯域通過フィルタで、透かし埋め込み器１０における相当するフィルタ(Hc, 20）と同様の特性を有する。該フィルタH_bの出力はｙ_ｂ‘〔ｎ〕であり、伝送媒体内部の線形性を前提とすると、式（１）及び（３）から：
ｙ_b‘〔ｎ〕≒ｙ_b〔ｎ〕＝（１＋αｗ〔ｎ〕）ｘ_ｂ〔ｎ〕 （１０）；
となる。

上記式では、該埋め込み器と該検出器との間の考えられる時間オフセットは暗黙的に無視している。一般的な透かし手法の原理の説明を簡単にするよう、以降、該埋め込み器と該検出器との間では完全に同期化されている（すなわち、オフセットがない）ものとする。しかしながら、該埋め込み器と該検出器との間で完全に同期化されていない場合、当該偏差は、当業者が既知の手法、例えば、スケールとオフセットにおける交互のシフトによって、最良の整合が達成されるまで、繰り返してサーチすること、を用いて、該バッファリング及び補間ステージ３００で、補償し得ることを特筆する。

該埋め込み器においてフィルタが何も用いられない場合（すなわち、H=1の場合）、該検出器におけるH_bも割愛し得るか、H_bは該検出特性を向上させるよう、なお有し得ることを特筆する。H_bが割愛された場合、式（１０）におけるｙ_ｂはｙと置換される。当該処理の残りの処理は同様である。該オーディオ信号が長さT_sのフレームに分割され、ｙ‘_b,m〔ｎ〕がm番目にフィルタされたフレーム信号のｎ番目のサンプルであるとすると、ｍ番目のフレームに相当するエネルギE〔ｍ〕はしたがって：

であり、S〔ｎ〕は図１０の透かしコンディショニング回路において用いられるものと同様のウィンドウ・シェーピング関数である。当業者は式１１が整合フィルタ受信器を表し、シンボル周期が完全に同期化された場合、最適な受信器であることがわかるものである。このことにもかかわらず、以降、後の説明を簡単にするためにS〔ｎ〕＝１に設定する。

これを式１０と組み合わせると：

となり、w_e〔ｍ〕はm番目に抽出した透かしシンボルであり、該埋め込み透かし数列のN_bの時間多重化予測値を有する。式１２においてw_e〔ｍ〕を解き、αの高次項を無視することによって以下：

の、近似値をもたらす。

図１１に表す透かし抽出ステージ２００では、該フィルタH_bの出力ｙ‘_b〔ｎ〕はフレーム分割器２２０に入力として供給され、該フレーム分割器は該オーディオ信号を長さ
T_ｓのフレーム、すなわちｙ‘_b,m〔ｎ〕、に分割し、更に、エネルギ算定ユニット２３０は式１１のように該フレーム信号の各々に相当するエネルギを算定するのに用いられる。このエネルギ算定ユニット230の出力は更に、ホワイトニング・ステージH_w（２４０）に対する入力として供給され、該ホワイトニング・ステージは式13に表す関数を実行して出力ｗ_e〔ｍ〕を供給する。

式１３の分母は該ホスト（元の）信号ｘを知っていることを要する項を有する。該信号ｘは該検出器によって利用可能となるものでないので、ｗ_e〔ｍ〕を算定するためには式１３の分母を予測することを要する。

そのような予測の達成方法を２相ウィンドウ・シェーピング関数について以下に説明するが、同様に、当該開示内容は別のウィンドウ・シェーピング関数にも拡張し得るものとする。

図２に表す２相ウィンドウ関数を吟味することによって、オーディオ・エンベロープがそのようなウィンドウ関数によって変調された場合、該フレームの最初の半分と残りの半分は反対方向にスケーリングされていることがわかるものである。該検出器では、この特性は該ホスト信号ｘのエンベロープ・エネルギを予測するのに利用される。

したがって、該検出器内部で、該オーディオ・フレームは最初に２分割される。該２分割されたフレームの最初の半分と残りの半分とに相当するエネルギ関数は、したがって：

及び

によって表される。元のオーディオのエンベロープが該２つのサブ・フレーム内で反対方向に変調されるので、元のオーディオ・エンベロープはE₁〔ｍ〕とE_２〔ｍ〕との平均として近似化し得る。

更に、瞬時変調値はこれらの２つの関数の間の差異をとり得る。したがって、２相ウィンドウ関数については、該透かしｗ_e〔ｍ〕は：

によって近似化し得る。

したがって、２相ウィンドウ・シェーピング関数に対するホワイトニング・フィルタH_ｗ２４０は図１０に表すように実現し得る。入力２４２及び２４３各々は第１ハーフ・フレーム及び第２ハーフ・フレームのエネルギ関数E₁〔ｍ〕及びE_２〔ｍ〕を受信する。各エネルギ関数は更に、２分割され、加算器２４５及び２４６に供給され、該加算器は各々、E_１〔ｍ〕−E_２〔ｍ〕及びE_１〔ｍ〕＋E_２〔ｍ〕によって算定される。これらの算定関数は両方とも更に、算定ユニット２４８に転送され、該ユニットは式１６によって加算器２４５からの値を加算器２４６からの値によって除算して透かしｗ_e〔ｍ〕に対する推定値を算定する。

この出力ｗ_e〔ｍ〕は更に、バッファリング及び補間ステージ３００に転送され、該ステージでは該信号は逆多重化装置３１０によって逆多重化され、長さL_ｂのバッファ３２０にバッファされて該埋め込み器と該検出器との如何なる同期化の欠如をも解決し、補間ユニット３３０内部で補間されて該埋め込み器と該検出器との間の考えられる時間スケール修正を補償する。そのような補償は既知の手法を利用し得、したがって本明細書及び特許請求の範囲においては更に詳しく説明しないものとする。

図１１に表すように、該バッファリング・ステージからの出力（ｗ_D1,ｗ_D2,…,ｗ_DNb）は該補間ステージに転送され、補間後、このステージの出力（ｗ_I1,ｗ_I2,ｗ_INb）で、正確に再スケーリングされた信号の種々の予測値に相当するものは、該相関及び判定ステージに転送される。時間スケーリング補償が何も必要ないと思われる場合、上記値（ｗ_D1,ｗ_D2,…,ｗ_DNb）は相関及び判定ステージ４００に直接、転送し得る、すなわち、該補間ステージ３３０は該装置から割愛し得る。

相関器４１０は各予測値ｗ_Iｊ,j=1,…,N_bの相関を、基準透かし数列ｗ_c〔ｋ〕に関して、算定する。各予測値に相当する各相関出力は更に、最大値検出ユニット４２０に入力され、該ユニットはどの2つの予測値が最大相関ピーク値を備えたかを判定し、これらの予測値は、該基準透かしの巡回シフト・バージョンｗ_d1及びｗ_d２に最良にフィットするものとして選択され、これらの予測値列に対する相関値が閾値検出器及びペイロード抽出器ユニット４３０に転送される。

該補間ステージが割愛された場合、代替として該相関器４１０は各予測値
ｗ_Dｊ,j=1,…,N_bと該基準透かし数列ｗ_s〔ｋ〕との相関を算定し、該算定結果は、上記ユニット420及び４３０に、事後処理するよう、転送される。

ペイロード抽出ユニット４３０は該検出透かし信号から該ペイロード（例えば、情報コンテンツ）を抽出するのに利用し得る。該ユニットが該検出閾値を超える２つの相関ピークｃL₁及びｃL_２を予測すると、（式（６）によって規定されたような）ピーク間の距離ｐLが測定される。次に、該相関ピークの符号ρ_１及びρ_２が判定され、したがってr_signが式(7)から算定される。透かしペイロード全体は更に、式（8）を用いて算定し得る。

例えば、図１３からｐLは２つのピークの間の相対距離であることが分かり得る。両方のピークとも正である、すなわち、ρ_１＝＋１で、ρ_２＝＋１である。式(7)から、r_sign＝３である。したがって、ペイロードｐL_w＝＜3,ｐL＞である。

該検出器内部で用いられる基準透かし数列ｗ_sは該ホスト信号に適用された、元の透かし数列（場合によっては、該数列が巡回シフトされたもの）に相当する。例えば、該透かし信号が該埋め込み器内部にシードSを有する乱数生成器を用いて算定された場合、同様に、該検出器は該透かし信号を判定するよう同様な乱数列を同様な乱数生成アルゴリズム及び同様の初期シードを用いて算定し得る。代替として、該埋め込み器に元々入力され、該検出器によって基準として利用される該透かし信号は単に、如何なる所定の数列でもあり得る。

図１３は該相関器４１０から出力される相関関数の典型形状を表す。水平方向の目盛りは（数列サンプルによる）相関遅延を表す。左側の垂直方向の目盛りで（コンフィデンス・レベルｃLとして表されるもの）は一般に正規分布である相関関数の標準偏差に対して正規化された相関ピークの値を表す。

図１３から分かるように、典型相関は比較的にｃLに対して平坦で、ｃL=0付近が中心となっている。しかしながら、該関数は2つのピークを有し、該ピークはｐLによって隔てられ（式６参照。）、透かしがある場合に、ｃL値で、検出閾値より上にあるもの、に向けて上方向に延びる。

（ｃL=８．７に設定されたものとして図１３に表す）水平線は検出閾値を表す。該検出閾値は偽アラームの発生率を制御する。

2つの種類の偽アラーム：偽陽性率で、非透かしアイテムにおいて透かしを検出する確率として定義されるもの；及び偽陰性率で、透かしアイテムにおいて透かしが検出されない確率として定義されるもの；が存在する。一般に、該偽陽性アラームの要件は該偽陰性アラームのものよりも厳格である。図１３の右側の目盛りは偽陽性アラームρの確率を示す。図１３からわかるように、例示では、偽陽性の確率ｐ＝１０＾（−１２）は閾値ｃL＝８．７に同等である一方、ｐ＝１０＾（−８３）はｃL=２０に同等である。

各検出期間後、該検出器は元の透かしが存在するか、存在しないか、を判定し、これに基づいて「はい」又は「いいえ」の判定を出力する。所望の場合、この意思決定プロセスを改良するよう、いくつかの検出ウィンドウを検討し得る。そのような場合、該偽陽性率は、所望の基準によってかわってくる、検討検出ウィンドウ毎の個々の確率の組み合わせである。例えば、相関関数が３つの検出期間のうちの何れか２つでｃL＝７の閾値を上回る２つのピークを有する場合、透かしがあるとみなされることを判定し得る。そのような検出基準を透かし信号の所望の用途によって、更に、該ホスト信号の元の品質及び正常な伝送時に該信号がどの程度ひどく損傷を受ける可能性があるかを考慮して、変更し得ることは明らかである。

当業者によって、特に記載していない種々の実施例が本発明の範囲内に収まるものであることが、わかるものである。

例えば、特定の2相ウィンドウ・シェーピング関数、特に各ローブがハニング関数である2相ウィンドウ・シェーピング関数、を記載したが、本発明は本特許請求の範囲内に収まる如何なるウィンドウ・シェーピング関数にも適用し得ることがわかるものである。周波数スペクトルのDC成分において見られた低減は、ウィンドウ・シェーピング関数で、該関数の積分がゼロである、すなわち、総正面積が総負面積に等しい、もの、に関することが判定されている。そのような関数を利用することによって、透かし数列にかかわらず、周波数スペクトルのDC成分を低減させる。有用な情報が該信号の、DC成分中に収容されずに、非DC成分中だけに収容されるので、DC成分における如何なる低減も望ましいものである。

図１４は本発明の範囲内になお収まる別のウィンドウ・シェーピング関数の例を表す。該関数は４つのローブを有する。隣接するゼロ交差点間の該ローブはハニング・ウィンドウ関数である。そのようなウィンドウ・シェーピング関数は対称的又は反対称的であり得る。

該埋め込み及び検出装置の機能のみを記載したが、該装置はディジタル回路、アナログ回路、コンピュータ・プログラム、又はそれらの組み合わせ、として実現し得ることがわかるものである。

同様に、上記実施例はオーディオ信号を参照して記載されたが、本発明は別の種類の信号、例えば、ビデオ信号及びデータ信号、に適用し得ることがわかるものである。

本明細書及び特許請求の範囲の原文においては、「comprising」の語は別の構成部分又は工程を除外するものでなく、「a」又は「and」は複数形を除外するものであり、単一のプロセッサ又は別のユニットは本特許請求の範囲記載のいくつかの手段の機能を充足し得ることがわかるものである。

従来技術によって利用されるような、ハニング・ウィンドウ・シェーピング関数を示す図である。 本発明の好適実施例による2相ウィンドウ・シェーピング関数で、該２つのローブの形状がハニング・ウィンドウ関数であるもの、を示す図である。 ｗ_di〔ｋ〕＝{1,1,−1,1,−1,−1}の数列で、ハニング・ウィンドウ・シェーピング関数及び2相ウィンドウ・シェーピング関数によってコンディショニングされたもの、についての周波数スペクトルを示す図である。 該数列ｗ_diを図２に表す2相ウィンドウ・シェーピング関数によってコンディショニングすることによって生成された数列ｗ_i、及びｗ_i（∫ｗ_i）の走行積分、を示す図である。 該数列ｗ_diをハニング・ウィンドウ・シェーピング関数によってコンディショニングすることによって生成された数列ｗ_i、及びｗ_i（∫ｗ_i）の走行積分、を示す図である。 本発明の好適実施例による透かし埋め込み装置を示す図である。 一好適実施例に用いる、信号部分抽出フィルタHを表す図である。 図７に表す該フィルタHの典型振幅応答を周波数の関数として表す図である。 図７に表す該フィルタHの典型位相応答を周波数の関数として表す図である。 ペイロード埋め込み及び透かしコンディショニング・ステージを表す図である。 各ステージでの関連信号の表を含む、図９の透かしコンディショニング装置H_cの１つの考えられる実施例の細部を示す図である。 本発明の実施例による透かし検出器を示す図である。 2相ウィンドウ・シェーピング関数とともに用いる、図１１のホワイトニング・フィルタH_wを表す概略図である。 図11に表す透かし検出器の相関器からの相関関数出力の典型形状を表す図である。 本発明の別の実施例による別のウィンドウ・シェーピング関数を示す図である。

Claims (17)

1. マルチメディア・ホスト信号に埋め込む透かし信号を生成する方法であって：
   第１値列を取得する工程；及び
   ウィンドウ・シェーピング関数を該値列に適用して、緩やかに変動する信号で、該ホスト信号に埋め込むのに適切なもの、を形成する工程；
   を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであることを特徴とする方法。
2. 請求項１記載の方法であって、該ウィンドウ・シェーピング関数が反対称的時間特性を有することを特徴とする方法。
3. 請求項１記載の方法であって、該ウィンドウ・シェーピング関数が2相特性を有することを特徴とする方法。
4. 請求項３記載の方法であって、該２相ウィンドウが少なくとも２つの、逆極性を有する、ハニング・ウィンドウを有することを特徴とする方法。
5. 請求項１記載の方法であって、該緩やかに変動する信号の周波数スペクトルが該周波数スペクトル中の如何なる非DCピークの成分よりも少ないDC成分を有することを特徴とする方法。
6. 請求項１記載の方法であって、該第１値列の各値は、長方形の波形信号を形成するよう、幅がT_sのパルス列によって表され、該ウィンドウ・シェーピング関数も幅がT_sのものであることを特徴とする方法。
7. 請求項１記載の方法であって、該第１値列は該ウィンドウ・シェーピング関数と畳み込まれて該緩やかに変動する信号を形成することを特徴とする方法。
8. 請求項１記載の方法であって、更に：
   該緩やかに変動する信号を該ホスト信号に埋め込む工程；
   を有することを特徴とする方法。
9. ホスト・マルチメディア信号に埋め込むのに適切な透かし信号を生成するよう形成された装置であって：
   第１値列を取得することによって透かし信号を生成するよう形成された信号生成器；及び
   ウィンドウ・シェーピング関数を該値列に適用して、緩やかに変動する信号で、ホスト信号に埋め込むのに適切なもの、を形成するよう形成された処理手段；
   を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであることを特徴とする装置。
10. 請求項９記載の装置であって、更に：
    該緩やかに変動する信号を該ホスト信号に埋め込む、透かし埋め込み器；
    を有することを特徴とする装置。
11. 透かしを有するマルチメディア信号であって、該マルチメディア信号の元の信号に、緩やかに変動する信号によって透かしが、値列にウィンドウ・シェーピング関数を適用することによって、入れられたものであり、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであることを特徴とする信号。
12. 請求項１１記載の信号であって、該元の信号の時間的エンベロープが該透かしによって修正されているものであることを特徴とする信号。
13. マルチメディア信号に埋め込まれた透かし信号を検出する方法であって：
    マルチメディア信号で、該ホスト・マルチメディア信号を修正する透かし信号によって透かしが入れられる可能性があり得るもの、を受信する工程；及び
    該透かしの予測値を該受信信号から、該透かしが、ウィンドウ・シェーピング関数が適用された値列を、有することを想定することによって、抽出する工程；
    を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであり；
    更に、該透かしの該予測値を該透かしの基準バージョンによって処理して該受信信号に透かしが入れられているか否かを判定する工程；
    を有することを特徴とする方法。
14. 請求項１３記載の方法であって、更に：
    ウィンドウ・シェーピング関数を該受信信号に適用する工程；
    を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであることを特徴とする方法。
15. 請求項１３記載の方法であって、該透かし信号がペイロードを有し：
    更に、該透かしの該ペイロードを判定する工程；
    を有することを特徴とする方法。
16. 透かし信号がマルチメディア信号の中に埋め込まれているか否かを検出するよう形成された透かし検出器装置であって：
    マルチメディア信号で、該ホスト・マルチメディア信号を修正する透かし信号によって透かしが入れられる可能性があり得るもの、を受信するよう形成された受信器；及び
    該透かしの予測値を該受信信号から、該透かしが、ウィンドウ・シェーピング関数が適用された値列を、有することを想定することによって、抽出するよう形成された抽出器；
    を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであり；
    更に、該透かしの該予測値を該透かしの基準バージョンによって処理して該受信信号に透かしが入れられているか否かを判定するよう形成された処理器；
    を有することを特徴とする装置。
17. 請求項１６記載の装置であって、更に：
    ウィンドウ・シェーピング関数を該受信信号に適用するよう形成されたユニット；
    を有し、該ウィンドウ・シェーピング関数の積分がゼロであることを特徴とする装置。

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