JP2005515698A - ワイヤレス通信システムにおいて送信されるシンボルの結合重み及びログ見込み率を決定する装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ダイバーシティチャネルを介して送信されるコードシンボル及びパイロットシンボルからの情報ビットを回復する。
【解決手段】コードシンボルのログ見込み率（ＬＬＲ）を決定する方法及び装置がここに提供される。パイロット及びコードシンボルは、ダイバーシティチャネルを介して送信され、これは緩やかな時間可変システムとしてモデル化される。マルチパスゲインベクトルの公式は、この緩やかな時間可変モデルに基づきここで得られる。マルチパスゲインベクトルは、反復手順（５５０）を用いて解決される。この解決されたマルチパスゲインベクトルを用いることにより、コードシンボルのＬＬＲが計算される。

Description

分野

本発明は、一般に無線通信に関する。より具体的には、本発明はダイバーシティチャネルを介して送信されるコードシンボル及びパイロットシンボルからの情報ビットを回復するものに関する。

背景
様々な無線インタフェースが、例えば周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ）、時分割多重接続（ＴＤＭＡ）及び符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）を含む無線通信において開発されている。これらに関連して、例えばアドバンスト移動電話サービス（ＡＭＰＳ）、移動グローバルシステム（ＧＳＭ）及び暫定規格９５（ＩＳ−９５）を含む様々な国内及び国際規格が確立されている。特に、ＩＳ−９５及びその派生規格であるＩＳ−９５Ａ、ＩＳ−９５Ｂ、ＡＮＳＩ Ｊ−ＳＴＤ−００８（しばしば集合的にＩＳ−９５として参照される）、及び提案されたデータなどのための高データレートシステムが遠隔通信産業協会（ＴＩＡ）及びその他のよく知られた規格体により公表されている。

ＩＳ−９５規格に従い構成された通信システムはＣＤＭＡ技術を用いて効率的でロバストなサービスを提供する。ＩＳ−９５規格を使用して実質的に構成された代表的な通信システムは、米国特許番号５，１０３，４５９号及び第４，９０１，３０７号に記述され、本発明の譲受人に譲渡され参考のためにここに組み込まれる。ＣＤＭＡ技術を用いた代表的なシステムは、ｃｄｍａ２０００ ＩＴＵ−Ｒ放送送信技術（ＲＴＴ）候補提案（ここでｃｄｍａ２０００として参照される）であり、ＴＩＡにより発行される。ｃｄｍａ２０００の規格は、ＩＳ−２０００の草稿版に記載され、ＴＩＡにより認可されている。このｃｄｍａ２０００の提案は、多くの手法においてＩＳ−９５システムでも利用可能である。他のＣＤＭＡ規格は、第３世代共同プロジェクト“３ＧＰＰ”、ドキュメント番号３Ｇ ＴＳ２５．２１１、３Ｇ ＴＳ２５．２１２、３Ｇ ＴＳ２５．２１３及び３Ｇ ＴＳ２５．２１４で具現化されたＷ−ＣＤＭＡ規格である。

コヒーレントな復調を用いたいずれの通信システムでも、既知のパイロット信号はデータ搬送信号とともに送信され、その結果受信機がデータ搬送信号をコヒーレントに復調し、送信データを回復する。典型的なコヒーレントな受信機は、受信したパイロット信号からのワイヤレスチャネルの振幅及び位相特性に関する情報を抽出し、そしてこの抽出情報をデータ搬送信号のコヒーレントな復調に用いる。チャネル特性にとって適切な情報もまた受信されたデータ搬送信号にあるが、受信機がどのようにこの情報を利用するかについて当該技術で現在知られていない。

ここで述べられた実施形態は、受信されたパイロット及びデータ搬送信号の双方のチャネル情報を用いており、したがってＳＮ比（ＳＮＲ）におけるゲインにより測定されるように、改善された復調動作を達成する。復調動作における改善は、明らかに望ましい、なぜならば、このような改善は、直接にロバスト性が増加したこと、また、間接に増加したシステムカバレッジ及びキャパシティを説明するものであるからである。ある実施形態では、パイロット及びコードシンボルは最適化されたダイバーシティ結合重みを決定するのに用いられ、これらは受信機により、送信されたコードシンボルを決定するのに用いられる。別の実施形態では、最適化されたダイバーシティ結合重みは受信機により受信されたコードシンボルの見込み率を決定するのに用いられ、これは、送信されたデータビットのソフト決定デコードに用いられる。

概要
以下で取り扱われる必要性を満たすべく、方法及び装置がここに示される。ある観点では、装置は複数のコードシンボル及び複数のパイロットシンボルからの入力データビットの見込み値を決定するために示され、この装置は、メモリ素子と、このメモリ素子に格納された命令の組を実行するプロセッサとを備え、この命令の組は、チャネル特性に従い複数のコードシンボル及び複数のパイロットシンボルに関するゲインベクトルを決定し、ゲインベクトルを用いて指定されたコードシンボルの見込み値を決定し、入力データビットは前記指定されたコードシンボルで搬送される。

他の観点では、ダイバーシティチャネルを介して送信される複数のコードシンボル及び複数のパイロットシンボルを用いることにより指定されたコードシンボルのログ見込み率を決定する装置であって、メモリ素子と、メモリ素子に格納された命令の組を実行するプロセッサとを備え、この命令の組は、Ｎ’個のコードシンボルのフレームを受信し、コードシンボルのフレームをＮ’／Ｋ個のコードシンボルのグループに分割し、ここでｉ番目のグループは指数ｉＫ＋１，…，（ｉ＋１）Ｋのシンボルを含み、０からＮ’／Ｋ−１の範囲でカウンタをｉに設定し、Ｊ＝｛ｉＫ＋１−Ｍ＿，…，（ｉ＋１）Ｋ＋Ｍ⁻｝、Ｊ’＝｛ｉＫ＋１−Ｎ＿，…，（ｉ＋１）Ｋ＋Ｎ⁻｝、Ｎ＝Ｎ＿＋Ｎ⁻＋Ｋ及びＭ＝Ｍ＿＋Ｍ⁻＋Ｋのように複数の指数を設定し、

で定義される初期ゲインベクトル条件を設定し、所定の数の反復回数だけゲインベクトル等式を反復し、このゲインベクトル等式は、

で定義され、σ_ｐ ^２／σ_ｔ ^２は、パイロットトラフィック比であり、最終値θ＾_ｎをθ＾に設定し、各ｋ＝ｉＫ＋１，…，（ｉ＋１）Ｋ毎に

で示される値を計算し、ｉを増分し、複数の値｛Λ_１，…，Λ_Ｎ’｝が得られるように上記ステップを繰り返す別の装置が提供される。

詳細な説明
通信システムにおける送信信号は、チャネルノイズ及び干渉のようにコヒーレントに減少する傾向にある。チャネルノイズ及び干渉のレベルによって、送信データは受信機で回復し得たりし得なかったりする。様々な誤り制御符号化（ＥＣＣ）技術が、チャネルからのノイズ及び干渉に対する通信システムのすべてのロバスト性を増加させるために存在する。このような技術の背後にある基本的な考えは、送信データのストリーム中に冗長な情報を導入することである。誤りが送信信号の受信において生じる場合、このデータはこの冗長性を用いることによりなお回復され得る。

ＥＣＣ技術の例は、畳み込み符号化である。畳み込み符号化では、１あるいはそれ以上の２進出力を各入力データビットごとに生成する２進データビットが有限状態マシン（ＦＳＭ）に入力される。このＦＳＭのこの出力は、コードシンボルと呼ばれる。このようなＦＳＭを構築する典型的な方法は、１あるいはそれ以上の畳み込みエンコーダ、すなわち、ガロア域ＧＦ（２）における演算を用いて動作する有限インパルス応答（ＦＩＲ）２進デジタルフィルタを介する。コードシンボルがノイズの多いチャネルを介した送信中に、ノイズ及び干渉により低下すると、データビットは不正のコードシンボルに基づく適切な推論を介してなお回復し得る。コードシンボルが“冗長”なため、すなわち、コードシンボルが入力データビットのみならずＦＳＭの“内部状態”についての情報をも含むため、推論が可能である。受信したコードシンボルからの入力データビットを最適に推論する方法は、当該技術で既知で、例えばビタビアルゴリズム、あるいはスタックアルゴリズムのように、格子状デコードアルゴリズムとしてよく参照される。

ＥＣＣ技術の他の例は、ターボ符号化である。ターボ符号化は、並列、直列、あるいはそれらの結合した２つあるいはそれ以上の畳み込みエンコーダを用いる。コードシンボルの結果のシーケンスは、また入力データビットについての冗長情報を有する。さらに、受信したコード絞るからの入力データビットを最適に推論する方法は、当該技術で既知であり、ターボデコードアルゴリズムとしてよく参照される。

典型的な通信システムでは、“ソース”は、たとえば音声やデータ“トラフィック”を表す情報ビットのストリームを生成する。このビットストリームは細分化及びグループ化され、様々な制御ビットが付加され、この結果は適切な送信フォーマットにパックされる。音声及びデータトラフィックは、フレーム、パケットと及びサブパケットのように、様々なフォーマットで送信され得る。ここで述べられたこの実施形態の範囲は、いかなる様々な送信フォーマットを用いたすべてのワイヤレス通信システムにも拡張する。しかしながら、説明の簡便化の目的のため、用語“フレーム”は、ここでトラフィックが搬送される送信フォーマットを説明するのに用いられる。

典型的なＣＤＭＡ拡散スペクトラム通信システムでは、ビット｛ｂ_１，…，ｂ_ｎ｝からなるフレームは畳み込む符号化あるいはターボ符号化され、繰り返され、パンクチュアされ、２進コードシンボル｛ｄ_１，…，ｄ_Ｎ’｝のシーケンスを生成する。効率的なコード率はｎ／Ｎ’である。結果としてのコードシンボルは、インターリーブされ、変調シンボル｛ｄ_π（１），…，ｄ_{π（Ｎ’）}｝のフレームを取得する。ここで、π：｛１，…，Ｎ’｝→｛１，…，Ｎ’｝は、インターリーブ機能、すなわち置換を意味する。図１は、符号化処理の機能ブロック図である。情報ビット｛ｂ_１，…，ｂ_ｎ｝は、ブロック１００で符号化される。繰り返し素子がブロック１１０で示され、ここで、符号化ビットは所定の反復率で繰り返される。符号化され繰り返されたシンボルは、次にブロック１２０でパンクチュアされる。符号化、繰り返し、及びパンクチュアの発生率は、送信率要求に依存したシステム定義されたパラメータである。ブロック１３０は、インターリーブ処理を示す。インターリーバの出力は、変調シンボルとしてここで参照される。

次に、復調シンボルは、ウォルシュカバーされ、直交位相分岐上でパイロットシーケンスと結合され、ＰＮ拡散され、ベースバンドフィルタされ、送信搬送信号に変調される。図２はこの処理の機能ブロック図である。ブロック１３０におけるインターリーバの出力である変調シンボル｛ｄ_π（１），…，ｄ_{π（Ｎ’）}｝は、ウォルシュカバー素子１４０ａによる直交拡散を経る。また、パイロットシーケンスは、ウォルシュカバー素子１４０ｂにより並行拡散される。ブロック１４０ａ及び１４０ｂからの出力は、加算素子ブロック１５０で結合され、ブロック１６０でクアドラチュアに拡散される。ブロック１７０では、結果のストリームはＰＮ拡散される。ブロック１８０では、結果のストリームはベースバンドフィルタされ、送信搬送信号に変調される。

この信号は、多重送信経路を介して受信機に伝搬し、各々はその独自の振幅、位相及び時間遅延とともに、多重成分の重ね合わせとして受信される。これら多重送信経路は、“マルチパス”として参照され、送信経路に存在する反射消滅対象により一般に生じる。受信機では、この信号は、探索器及びＲＡＫＥプロセッサに与えられる前に、フィルタ整合され、標本化され、デジタル化され、複素ベースバンドにダウンコンバートされる。この探索器は、通常、受信信号のマルチパス成分の時間遅延を決定する。ＲＡＫＥプロセッサは、多重“フィンガー”からなり、これらの各々は特定のマルチパス成分の時間遅延に同期化される。各ＲＡＫＥフィンガーは、標本化され、デジタル化された波形を、そのフィンガーの特定の時間遅延に同期化されたＰＮコードを用いて逆拡散するように構成される。さらに、各ＲＡＫＥフィンガーは、直交パイロットシンボルから変調シンボルを分離するウォルシュ逆カバーを実行することができる。ＲＡＫＥプロセッサの出力は、受信した変調シンボル｛ｘ_１，…，ｘ_Ｎ’｝のシーケンスと、対応するパイロットシンボル｛ｙ_１，…，ｙ_Ｎ’｝のシーケンスとにより表され得る。図３は、受信機内の上述した処理のブロック図である。少なくとも１つのアンテナ２００により、無線で信号が受信される。この信号は、探索器２２０及びＲＡＫＥプロセッサ２３０に与えられる前に、プリプロセス素子２１０によりフィルタ整合され、標本化され、デジタル化され、複素ベースバンドにダウンコンバートされる。探索器２２０は、受信信号の各成分の時間遅延を決定し、ＲＡＫＥプロセッサ２３０でＲＡＫＥフィンガー（不図示）を各成分に割り当てる。ＲＡＫＥプロセッサの出力は、２つのシーケンス｛ｘ_ｊ｝及び｛ｙ_ｊ｝である。

受信した変調及びパイロットシンボルは、長さＬの複素ベクトルであり、ここで、ＬはＲＡＫＥプロセッサのフィンガーの数である。ベクトルｘ_ｊのＩ番目の成分は、Ｉ番目のＲＡＫＥフィンガーで受信されたｊ番目の変調シンボルである。同様に、ベクトルｙ_ｊのＩ番目の成分は、Ｉ番目のＲＡＫＥフィンガーで受信されたｊ番目のパイロットシンボルである。表される量が複素ベースバンド形式であるため、これらベクトルは、複素数である。

受信した変調及びパイロットシンボルは、“マルチパスゲインベクトル”を介して互いに関連づけられ、以下で示される関係により２進コードシンボル｛ｄ_１，…，ｄ_Ｎ’｝に関連付けられる。

各々のｊ＝１，…，Ｎ’について、用語ｎ_ｊ及びｎ^〜 _ｊは受信された変調及びパイロットシンボルに影響を与えるノイズ及び干渉をそれぞれ示す。これらｎ_ｊ及びｎ^〜 _ｊの双方は、独立した、Ｌ次元ランダムベクトルのシーケンスとしてモデル化され得る。これらｎ_ｊ及びｎ^〜 _ｊの成分は、それぞれ分散σ_ｔ ^２及びσ_ｐ ^２を有する。マルチパスゲインベクトルθ^→ _ｊは、Ｉ番目の成分がＩ番目のＲＡＫＥフィンガー及びｊ番目の受信シンボルの複素振幅及び位相ゲインを表すＬ次元ベクトルである。マルチパスゲインベクトルθ^→は、マルチパスチャネルの関数であり、受信機にとって不知のアプリオリである。

等式（１）は、Ｌ次の複素ダイバーシティチャネルの一般的な表現である。ここで説明するとおり、この表現は、Ｌ個のＲＡＫＥフィンガーを受信信号のＬ個の異なるマルチパス成分に割り当てるところから生じ、しばしばマルチパスダイバーシティと呼ばれる。他の実施形態では、この表現は、受信機における多重の空間的に独立したアンテナの使用から生じ得るもので、ここでＲＡＫＥフィンガーは異なるアンテナにおける異なるマルチパス成分に割り当てられる。この方法は、空間あるいはアンテナダイバーシティとしてよく知られる。例えば、Ｌ_１個のＲＡＫＥフィンガーがアンテナ１のマルチパス成分に割り当てられ、Ｌ_２個のＲＡＫＥフィンガーがアンテナ２のマルチパス成分に割り当てられた場合、等式（１）の表現はＬ＝Ｌ_１＋Ｌ_２を維持する。同一の変調シンボルが異なる周波数帯あるいは異なるキャリアで送信される他の実施形態では、この表現はＲＡＫＥフィンガーを異なるキャリアの異なるマルチパス成分に割り当てることから生じ得る。この方法は、周波数あるいはキャリアダイバーシティと呼ばれる。同一の変調シンボルが反復し、あるいは将来のフレームあるいは時間スロットに送信されるさらに別の実施形態では、この表現はＲＡＫＥフィンガーを異なる時間スロットの異なるマルチパス成分に割り当てることから生じ得る。これは、しばしば時間ダイバーシティとして知られる。例えば、Ｌ_１個のＲＡＫＥフィンガーが第１の送信中にマルチパスに割り当てられ、Ｌ_２個のフィンガーが第２の送信でのマルチパス成分に割り当てられる場合、等式（１）の表現はＬ＝Ｌ_１＋Ｌ_２を維持する。

受信機における目的は、受信された変調及びパイロットシンボル｛ｘ_１，…，ｘ_Ｎ’｝及び｛ｙ_１，…，ｙ_Ｎ’｝からの情報ビット｛ｂ_１，…，ｂ_ｎ｝を回復することである。これは、畳み込み又はターボコードのデコードを同様に要求する。

デコード処理は、典型的にはコードシンボル毎のログ見込み率（ＬＬＲ）の計算を要求する。ｊ番目のコードシンボルにおいては、ＬＬＲは以下のように大まかに定義される。

ＬＬＲ｛Λ（ｄ_ｊ）｝の収集は、送信された情報ビットを回復する“十分な統計”として当該技術で知られている。したがって、ＬＬＲはフレームをデコードするのに適切な受信シンボルのすべての情報を含む。さらに、例えばビタビアルゴリズムあるいはスタックアルゴリズムのような典型的な畳み込みデコードアルゴリズムは、コードシンボルＬＬＲをその入力として必要とする。例えばBahl-Cocke-Jelinek-Ravivアルゴリズムのようなターボデコードアルゴリズムはまた、コードシンボルＬＬＲをその入力として必要とする。実際には、ＬＬＲの“十分な統計”のように振る舞う関数を見つけだし計算し、ダイバーシティチャネルの出力中の関連する情報を捕捉することは容易でない。伝統的なアプローチは、“パイロットフィルタ最大率結合（ＭＲＣ）”と呼ばれる部分最適化された計算に頼ることである。

パイロットフィルタＭＲＣ手法では、コードシンボルＬＬＲは受信したパイロットシンボルからのみ得られるチャネル特性情報に基づき計算される。多くのワイヤレス通信システムでは、パイロット信号はデータ搬送信号と同時に送信される。したがって、パイロット信号の送信経路は、同じ振幅及び位相特性をデータ搬送信号の送信経路として共有する。当該技術の通常のスキルによる実践では、パイロット信号の観察から得られる情報を用いてデータ搬送信号のコードシンボルの見込み値を決定する。

パイロットフィルタＭＲＣ手法では、結合重みは
ｙ＝（１／Ｎ）・Σｙ_ｊ 等式（３）
に従い計算される。

パイロットフィルタＭＲＣ手法を用いて計算されるＬＬＲ｛Λ_ｋ｝は、以下の値をとる。

ここで、定数ｃはコードシンボルＳＮ比（ＳＮＲ）に依存し、上付文字Ｈはマトリクスのエルミート転置を表す。

この結合重みｙがθ^→に近い限度で、これは、真のマルチパスゲインベクトルであるが、その動作はほぼ理想的な最大率結合（ＭＲＣ）に到達する。しかしながら、パイロットチャネルＳＮＲが高くなく、見積もりでは有限の多くのパイロットシンボルＮのみがあるため、パイロットフィルタ重みｙは通常真のマルチパスゲインベクトルからはずれる。この理想からのずれは、パイロットチャネルＳＮＲが“弱い”とき、非常に大きい。その見積もりのパイロットシンボルの数であるＮを増加させると、チャネルが安定しているとき、より多くの正確な結合重みが生じる。しかしながら、送信機及び／又は受信機の関連動作により、あるいは中間の変動により、チャネルが緩やかに時間可変なとき、チャネル特性がもはや固定されないため、Ｎの増加は反対にすべての動作に影響を与え得る。この場合、チャネル特性の変化がより長いフィルタ長からのいかなる増加した利益にも勝る。

ここで述べた実施形態は、受信した変調シンボルもまたマルチパスゲインベクトルθ^→上で情報を搬送するという事実を用いることにより、より多く結合重みを正確にする。この情報は、コードシンボルのＬＬＲの決定と、その結果、デコーダの動作を改善するのに用いられ得る。この結合重みの改善された決定は、緩やかな時間可変チャネル上でのすべての動作を犠牲にすることなく生じる。

ここでの実施形態は、コードシンボルＬＬＲを決定するための新たな手法を説明し、その結果ＬＬＲの計算手法を簡単にする。これら実施形態を用いることにより、従来のパイロットフィルタＭＲＣの手法に比して０．５ｄＢのオーダのＳＮＲゲインが達成され得る。

ある実施形態では、等式１の概念モデルは以下のモデルにより置き換えられる。

Ｍ＿，Ｍ⁻，Ｎ＿，Ｎ⁻の選択は、チャネルの変化率と、計算の複雑さ及びデコーダ動作の望ましいトレードオフとに依存する。異なるパラメータ値の実装の一例は以下に説明される。概念的には、指数ｊ及びｊ’は負の有限値から正の有限値までの範囲にあり得る。ここで述べられた実施形態は、ｄ_π（ｋ）ごとのＬＬＲを決定するためにあり、ここでπは１：１で整数のマッピング、すなわち置換である。

表記の便宜のため、以下のように定義する。

以下で説明される実施形態では、コードシンボルｄ_π（ｋ）ごとのＬＬＲは以下のように定義される。

ここで、ｐ_θ→（・｜・）はマルチパスゲインベクトルがθ^→であるときの各条件密度を意味する。加えて、以下の定義も用いられる。

ここで、上付文字Ｈは複素ベクトルのエルミート転置を表し、

である。

ある実施形態では、反復手順がΛ_ｋを決定するのに用いられ得る。図４は反復手順のフローチャートである。ステップ３００では、θ＾＝ｙとする。

ステップ３１０では、以下の等式により定義される反復を実行する。ここで、ｄ_π（ｋ）＝＋１である。

上記等式は、

になるまで、あるいはＳ反復が生じるまで、これらいずれかが最初に生じるまで反復される。項εはシステム定義された許容値であり、ノルム‖・‖は、ユークリッド距離、上限ノルムなどのように、任意の数学上の関数でよい。

ステップ３２０では、最終値θ＾_ｎをθ＾_＋にラベルする。

ステップ３３０では、ステップ３１０の反復を実行するが、ｄ_π（ｋ）＝−１である。

ステップ３４０では、最終値θ＾_ｎをθ＾₋にラベルする。

ステップ３５０では、以下の関係を計算する。

別の実施形態では、簡単化されたＬＬＲ計算手順がΛ_ｋを計算するために実装される。図５はΛ_ｋを計算する手順のフローチャートである。ステップ４００では、θ＾_０をｙにする。

ステップ４１０では、以下の等式で定義される反復を実行する。

上記等式は、

になるまで、またはＳ反復が生じるまで、これらのいずれかが最初に生じるまで反復される。

ステップ４２０では、最終値θ＾_ｎをθ＾にする。

ステップ４３０では、以下の関係を計算する。

両実施形態は、σ_ｐ ^２／σ_ｔ ^２を知っていることを必要とし、これはしばしばパイロットトラフィック比として知られている量である。この量は、送信あるいはデータチャネルの送信ゲインに対するパイロットチャネルの送信ゲインの率に密接に関連する。規格体の管理により、他の送信パラメータにしたがったこの率の値が指示される。また、これら実施形態にとって必要なのは変調シンボルの数であるＭと、パイロットシンボルの数であるＮである。Ｍ及びＮの選択は、等式５の緩やかな時間可変モデルが侵されない限り柔軟性がある。

ある実施形態では、ｃｄｍａ２０００ １Ｘリバースリンクの文脈で、簡単化されたＬＬＲ計算手順が実装される。受信された変調シンボル及びパイロットシンボル｛ｘ_ｋ｝及び｛ｙ_ｋ｝が送信されたフレームのシーケンスの中から考えられる。これらシンボルは、下付文字ｋにより表示され、ここでｋ＝−∞，…，＋∞である。データの単一のフレームに対して、下付文字ｋが１，…，Ｎ’の範囲にあると仮定する。図６は簡単化されたＬＬＲ計算手順の実装を示す。

ステップ５００では、Ｋに対する値を選択する。簡単化された実装では、Ｎ’を均一に分割するＫを選択する。

ステップ５１０では、フレーム中のＮ’個のシンボルをｉ番目のグループが指数ｉＫ＋１，…，（ｉ＋１）Ｋのシンボルを含むグループに分割する。フレームには、Ｎ’／Ｋ個のこのようなグループが存在する。

ステップ５２０では、０からＮ’／Ｋ−１の範囲でカウンタをｉごとに設定する。

ステップ５３０では、指数の組を以下のように定義する。

ステップ５４０では、

を定義し、θ＾_０＝ｙとする。

ステップ５５０では、等式９を、

またはＳ反復が生じるまで、これらのいずれかが最初に生じるまで反復する。用語σ_ｐ ^２／σ_ｔ ^２はパイロットトラフィック比であり、これは既知である。この最終値θ＾_ｎをθ＾にする。

ステップ５６０では、ｋ＝ｉＫ＋１，…，（ｉ＋１）Ｋの各々に対して、

を計算する。

ステップ５７０では、ｉを増分し、すべての組｛Λ_１，…，Λ_Ｎ’｝が得られるまで、ステップ５３０〜５６０を繰り返す。

ステップ５８０では、｛Λ_１，…，Λ_Ｎ’｝をデインターリーブし、デコーダを用いて情報ビットを回復する。

ステップ５９０では、次のフレームの処理を繰り返す。

上記説明した実施形態で必要とされる装置は、上記計算を実行するように構成されたプロセッサ及びメモリ素子を有する受信機からなる。同じプロセッサ又は他のプロセッサは、デインターリーブ機能を実行し得る。プロセッサ及びメモリ素子の機能は、図３のＲＡＫＥプロセッサ２３０又はデコーダのような受信機の他の部分に組み込まれ得る。このデコーダは、いかなる規格のデコーダでも、特定のデコーダでもよい。

ｃｄｍａ２０００ １Ｘシステムでは、無線で信号を送信する様々な比の構成が存在し、各々は指示された送信仕様を有する。例えば、比構成３において１９．２ｋｂｐｓで送信されるデータは、名目上のパイロットトラフィック比−６．２５ｄＢであり、これは

であることを示唆する。Ｎ’＝１５３６コード／変調シンボルを搬送する２０ｍｓフレームでは、このような９６のシンボルが１．２５ｍｓ電力制御グループ（ＰＣＧ）ごとにある。

ある実施形態では、Ｋが１に選択され、反復数Ｓが５で、εが０で、Ｍ⁻＝Ｍ＿＝Ｎ⁻＝Ｎ＿＝９６である。これらの反復パラメータについて、θ＾は、受信されたパイロット及びコードシンボルの２ＰＣＧ“対称ウィンドウ”を用いて１５３６個のコードシンボルの各々について別個に計算される。反復数は、θ＾の１５３６回の計算の各々について５に固定される。

データコードシンボル及びパイロットコードシンボルの数はこの実施形態で同じであるが、この実施形態では、等しくないコード／変調シンボル及びパイロットシンボルの数を用いて実装され得る。たとえば、ある実施形態では、反復パラメータはＭ⁻＝Ｍ＿＝９６及びＮ⁻＝Ｎ＿＝４８に設定され得る。

別の実施形態では、Ｋが９６に選択され、反復数Ｓが５で、εが０で、Ｍ⁻＝Ｍ＿＝Ｎ⁻＝Ｎ＿＝４８である。これらの反復パラメータについて、θ＾は、コードシンボルのＰＣＧ相当ごとに一度に計算される。したがって、各２０ｍｓフレームについて、１６回の計算のみが必要とされる。

別の実施形態では、この反復パラメータは２つの既に説明した実施形態のいずれかと同じでよいが、等式９に現れるｇ（・，・）は

に置換される。

ここで、ｇ^〜（ｚ）は一定の減少しないｚの関数である。上記定義した関数ｇ（・，・）は、ｇ^〜（ｚ）＝ｓｇｎ（ｚ）を用いる。しかしながら、異なるｇ^〜（ｚ）を選択すると、反復の収束を改善するのに役立つ。一例として、ｃ＞０の適切な選択に対して、ｇ^〜（ｚ）＝ａｒｃｔａｎ（ｚ／ｃ）が代替例として考えられ得る。

当該技術の長けた者は、上記説明した方法及び装置が多くの異なる種類のダイバーシティチャネルに適用され得ることを理解するであろう。コードシンボルｄ_π（ｊ）及びパイロットシンボルはＬ次のダイバーシティチャネル上を送信するものとして概念化され得る。ダイバーシティチャネルの出力は受信されたコードシンボル及びパイロットシンボルに対応する長さＬの２つの複素ベクトルである。例えば、ｃｄｍａ２０００ １Ｘリバースリンクでは、ＲＡＫＥ受信機において異なる時間遅延及び異なるアンテナで、ＬフィンガーをＬの異なるマルチパス成分に割り当てることにより、Ｌ次ダイバーシティチャネルが概念的に生成され得る。

周波数ダイバーシティを有するシステムでは、同じ符合化されたフレームが多重キャリアで送信され得、フィンガーは各キャリアのマルチパス成分に割り当てられ得る。２つのキャリアの各々に、Ｋ_１個及びＫ_２個のマルチパス成分がそれぞれある場合、すべてのダイバーシティ次数はＬ＝Ｋ_１＋Ｋ_２である。時間ダイバーシティを用いたシステムでは、同じ符号化されたフレームがいくつかの異なる時間スロットで送信及び再送信される。フィンガーは、各再送信のマルチパス成分に割り当てられ得る。送信されたフレームがいったん再送信され、各送信でのＫ_１個及びＫ_２個のマルチパス成分がある場合、すべてのダイバーシティ次数はＬ＝Ｋ_１＋Ｋ_２である。したがって、いくつかのプリプロセスが実行され得、その結果一般的なダイバーシティモデルを維持し、上記説明した実施形態がマルチパスダイバーシティ、空間／アンテナダイバーシティ、周波数ダイバーシティ、時間ダイバーシティ、あるいはいずれかのダイバーシティの結合に適用され得る。

上記実施形態がｃｄｍａ２０００リバースリンクの文脈で説明されたが、これら実施形態は過度の実験を経ることなく他の通信システムに拡張され得る。さらに、この実施形態はフォワード及びリバースリンクのいずれの使用にも拡張し得るもので、特に、パイロット信号がどれほど弱い場合でも最も使用し得るものである。

当該技術の長けた者であれば、上記説明を通して参照されたデータ、指令、命令、情報、信号、ビット、シンボル及びチップは、電圧、電流、電磁波、磁界あるいは粒子、光学フィールドあるいは粒子、あるいはいずれかのこれらの結合により表現され得る。

当該技術の長けた者は、さらに、ここで開示した実施形態に関連して説明され、様々な説明に役立つ論理ブロック、モジュール、回路及びアルゴリズムのステップは、電子的ハードウェア、コンピュータソフトウェアまたはこれら双方の結合として実装され得る。このハードウェア及びソフトウェアの相互互換性を明確に示すため、様々な説明に役立つ成分、ブロック、モジュール、回路及びステップは、これらの機能の用語として一般に上記のように説明された。このような機能がハードウェアで、あるいはソフトウェアとして実装されるかは、すべてのシステムに課せられた特定の応用及び設計の制約に依存する。熟練者は、説明された機能を各々の特定の応用に対して様々な方法で実装することができるが、このような実装の決定は、本発明の視野からの逸脱から生じるものとして解釈されるべきではない。

ここで開示された実施形態と関連して説明された、様々な説明に役立つ論理ブロック、モジュール及び回路は、通常使用目的のプロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）あるいは他のプログラマブル論理デバイス、ディスクリートゲートあるいはトランジスタロジック、ディスクリートハードウェア要素、あるいはここで説明された機能を実行するように設計されたこれらいずれかの結合とともに実装されあるいは実行され得る。通常使用目的のプロセッサは、マイクロプロセッサでよいが、代替的には、プロセッサはいかなる従来のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、あるいはステートマシンでもよい。プロセッサはまた、例えば、ＤＳＰコア、あるいは他のいずれかのこのような構成に関連した、ＤＳＰ及びマイクロプロセッサ、複数のマイクロプロセッサ、１あるいはそれ以上のマイクロプロセッサのような計算デバイスの結合として実装されてもよい。

ここで開示した実施形態に関連して説明された方法あるいはアルゴリズムのステップは、ハードウェアで直接に、プロセッサにより実行されるソフトウェアモジュールに、あるいはこれら２つの結合に具現化され得る。ソフトウェアモジュールはＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、あるいは当該技術で既知の他のいかなる形態の記憶媒体にもある。代表的な記憶媒体はプロセッサに結合され、このプロセッサが記憶媒体から情報を読み出し、あるいは情報を書き込むことができる。代替的には、この記憶媒体はプロセッサに必須である。このプロセッサ及び記憶媒体は、ＡＳＩＣにある。ＡＳＩＣは、ユーザ端末にあり得る。代替的には、プロセッサ及び記憶媒体はユーザ端末にディスクリート要素として存在する。

開示された実施形態のこの既述した説明が提供されることにより、当該技術の長けた者は本発明を製造しあるいは使用することができる。これら実施形態の様々な変形は、当該技術の長けた者により容易に明白であり、ここで定義された特有の原理は、本発明の精神あるいは視野から逸脱することなく他の実施形態に適用可能である。したがって、本発明は、ここで示された実施形態に限定されることを意図しているものではなく、ここで開示された原理及び新規の特徴にしたがう最も広い視野に沿う。

図１は、エンコード処理のブロック図。 図２は、復調スキームのブロック図。 図３は、探索器及びＲＡＫＥプロセッサを有する受信機のブロック図。 図４は、ＬＬＲ計算手順を図示したフローチャート。 図５は、簡単化したＬＬＲ計算手順を図示したフローチャート。 図６は、簡単化したＬＬＲ計算手順の実装を図示したフローチャート。

Claims (20)

1. 複数のコードシンボル及び複数のパイロットシンボルからの入力データビットの見込み値を決定する装置であって、
   メモリ素子と、
   前記メモリ素子に格納された命令の組を実行するプロセッサとを備え、前記命令の組は、
   チャネル特性に従い前記複数のコードシンボル及び前記複数のパイロットシンボルに関するゲインベクトルを決定し、
   前記ゲインベクトルを用いて指定されたコードシンボルの見込み値を決定し、前記入力データビットは前記指定されたコードシンボルで搬送される
   ことを特徴とする装置。
2. 前記ゲインベクトルを用いた指定されたコードシンボルの見込み値の決定は、前記指定されたコードシンボルの見込み値を、以下の等式
   

   

   に従いログ見込み率Λ_ｋと定義し、
   θ^→は前記ゲインベクトル、Ｐ_θ→（・｜・）は条件付確率、ｄ_π（ｋ）は前記指定されたコードシンボル、ｘ_ｊは前記複数のコードシンボル、ｙ_ｊ’は前記複数のパイロットシンボル、前記指数Ｊ及びＪ’は
   

   

   で定義され、項Ｍ＿、Ｍ⁻、Ｎ＿及びＮ⁻はウィンドウ境界値であることを特徴とする前記請求項１に記載の装置。
3. 前記ウィンドウ境界値Ｍ＿、Ｍ⁻、Ｎ＿及びＮ⁻は等しいことを特徴とする前記請求項２に記載の装置。
4. 前記ウィンドウ境界値Ｍ＿は前記ウィンドウ境界値Ｍ⁻に等しく、前記ウィンドウ境界値Ｎ＿は前記ウィンドウ境界値Ｎ⁻に等しいことを特徴とする前記請求項２に記載の装置。
5. 前記複数のコードシンボルｘ_ｊ及び前記複数のコードシンボルｙ_ｊ’の各々はＬ個の成分からなることを特徴とする前記請求項２に記載の装置。
6. 前記Ｌ個の成分の各々に割り当てられたＲＡＫＥ“フィンガー”からなることを特徴とする前記請求項５に記載の装置。
7. 前記Ｌ個の成分は、単一アンテナで受信されたＬ個のマルチパス信号を表すことを特徴とする前記請求項５に記載の装置。
8. 前記Ｌ個の成分は、２つあるいはそれ以上のアンテナで受信されたＬのマルチパス信号を表すことを特徴とする請求項５に記載の装置。
9. 前記Ｌ個の成分は、２つあるいはそれ以上の伝送から受信されたＬ個のマルチパス信号を表すことを特徴とする請求項５に記載の装置。
10. 前記Ｌ個の成分は、２つあるいはそれ以上のキャリアから受信されたＬ個のマルチパス信号を表すことを特徴とする請求項５に記載の装置。
11. チャネル特性に従った前記複数のコードシンボル及び前記複数のパイロットシンボルに関する前記ゲインベクトルの決定は、
    

    

    で定義されるゲインベクトル等式を評価し、
    ここで、σ_ｐ ^２／σ_ｔ ^２はパイロットトラフィック比、ｇ（・，・）は所定の関数、ｄ_π（ｋ）は前記指定されたコードシンボル、ｘ_ｊは前記複数のコードシンボル、前記指数Ｊは
    

    

    で示される範囲を超えて定義され、Ｍは前記複数のコードシンボルにおけるコードシンボル数、Ｎは前記複数のコードシンボルにおけるパイロットシンボル数であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
12. 前記ゲインベクトル等式は、
    

    

    で示される初期条件で、
    

    

    で示される反復式で反復して実行され、ｙ_ｊ’は前記複数のパイロットシンボルを表し、
    

    

    であることを特徴とすることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
13. 前記ゲインベクトルを用いた前記指定されたコードシンボルの見込み値の決定は、
    以下の等式
    

    

    に従い、前記指定されたコードシンボルの見込み値をログ見込み率Λ_ｋとして定義し、σ_ｐ ^２／σ_ｔ ^２は、パイロットトラフィック比であることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
14. チャネル特性に従った前記複数のコードシンボル及び前記複数のパイロットシンボルに関する前記ゲインベクトルの決定は、
    

    

    で定義されるゲインベクトル等式を評価し、
    ここで、σ_ｐ ^２／σ_ｔ ^２は、パイロットトラフィック比、ｇ（・，・）は所定の関数、ｘ_ｊは前記複数のコードシンボル、前記指数Ｊは
    

    

    で示される関係により定義され、Ｍは前記複数のコードシンボルにおけるコードシンボル数、Ｎは前記複数のコードシンボルにおけるパイロットシンボル数である
    ことを特徴とする請求項１に記載の装置。
15. 前記ゲインベクトル等式の評価は、
    

    

    で示される初期条件で、
    

    

    で示される反復式で反復して実行され、ｙ_ｊ’は前記複数のパイロットシンボルを表し、
    

    

    であることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
16. 前記ゲインベクトルを用いた前記指定されたコードシンボルの見込み値の決定は、
    以下の等式
    

    

    に従い、前記指定されたコードシンボルの見込み値をログ見込み率Λ_ｋとして定義し、ここで、上付文字Ｈは前記ゲインベクトルのエルミート転置であることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
17. ダイバーシティチャネルを介して送信される複数のコードシンボル及び複数のパイロットシンボルを用いることにより指定されたコードシンボルのログ見込み率を決定する装置であって、
    メモリ素子と、
    前記メモリ素子に格納された命令の組を実行するプロセッサとを備え、前記命令の組は、
    Ｎ’個のコードシンボルのフレームを受信し、
    前記コードシンボルのフレームをＮ’／Ｋ個のコードシンボルのグループに分割し、ここで前記ｉ番目のグループは指数ｉＫ＋１，…，（ｉ＋１）Ｋのシンボルを含み、
    ０から（ｉ＋１）Ｋ−１Ｎ’／Ｋ−１の範囲でカウンタをｉに設定し、
    以下のように複数の指数を設定し、
    

    

    

    で定義される初期ゲインベクトル条件を設定し、
    所定の数の反復回数だけゲインベクトル等式を反復し、前記ゲインベクトル等式は、
    

    

    で定義され、σ_ｐ ^２／σ_ｔ ^２は、パイロットトラフィック比であり、
    最終値θ＾_ｎをθ＾に設定し、
    各ｋ＝ｉＫ＋１，…，（ｉ＋１）Ｋ毎に、
    

    

    で示される値を計算し、
    ｉを増分し、複数の値｛Λ_１，…，Λ_Ｎ’｝が得られるように上記ステップを繰り返す
    ことを特徴とする装置。
18. 複数のコードシンボル及び複数のパイロットシンボルからの入力データビットの見込み値を決定する方法であって、
    チャネル特性に従い前記複数のコードシンボル及び前記複数のパイロットシンボルに関するゲインベクトルを決定し、
    前記ゲインベクトルを用いて指定されたコードシンボルの見込み値を決定し、前記入力データビットは前記指定されたコードシンボルで搬送される
    ことを特徴とする方法。
19. ダイバーシティチャネルを介して送信される複数のコードシンボル及び複数のパイロットシンボルを用いることにより指定されたコードシンボルのログ見込み率を決定する方法であって、
    Ｎ’個のコードシンボルのフレームを受信し、
    前記コードシンボルのフレームをＮ’／Ｋ個のコードシンボルのグループに分割し、ここで前記ｉ番目のグループは指数ｉＫ＋１，…，（ｉ＋１）Ｋのシンボルを含み、
    ０から（ｉ＋１）Ｋ−１Ｎ’／Ｋ−１の範囲でカウンタをｉに設定し、
    

    

    に示すように複数の指数を設定し、
    

    

    で定義される初期ゲインベクトル条件を設定し、
    所定の数の反復回数だけゲインベクトル等式を反復し、前記ゲインベクトル等式は、
    

    

    で定義され、σ_ｐ ^２／σ_ｔ ^２は、パイロットトラフィック比であり、
    最終値θ＾_ｎをθ＾に設定し、
    各ｋ＝ｉＫ＋１，…，（ｉ＋１）Ｋ毎に以下で示される値Λ_ｋを計算し、
    

    

    ｉを増分し、複数の値｛Λ_１，…，Λ_Ｎ’｝が得られるように上記ステップを繰り返す
    ことを特徴とする装置。
20. 複数のコードシンボル及び複数のパイロットシンボルからの入力データビットの見込み値を決定する装置であって、
    前記複数のコードシンボル及び前記複数のパイロットシンボルを緩時間可変モデルにプリプロセスする手段と、
    前記緩時間可変モデルに対して、前記複数のコードシンボル及び前記複数のパイロットシンボルに関するゲインベクトルを決定する手段と、
    前記ゲインベクトルを用いて指定されたコードシンボルの見込み値を決定手段と
    を具備してなり、前記入力データビットは前記指定されたコードシンボルで搬送される
    ことを特徴とする装置。

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