JP2005333639A - タイムホッピングインパルス無線システムの線形受信機及びタイムホッピングインパルス無線システムのシンボルを回復する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】タイムホッピングインパルス無線システムにおいて、Ｎ_ｆ個のフレームのセットとしての異なるマルチパス成分を有する各シンボルは、通信路を介して送信される。
【解決手段】各フレームは、１つのパルスを含む。シンボルに対応する受信信号のすべてのフレームは、Ｌが各フレームに対するサンプルの数である場合、Ｎ_ｆａ×Ｌ個のサンプルを生成するようにサンプリングされる。そして、Ｎ_ｆａ×Ｌ個のサンプルは、最小平均二乗誤差基準に従って合成されることにより、シンボルに対応する決定変数が取得される。
【選択図】図４

Description

本発明は、包括的には無線通信システムに関し、特に超広帯域（ＵＷＢ）システム用の受信機に関する。

米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）によって２００２年２月１４日に「First Report and Order」が発表されたことにより、超広帯域（ＵＷＢ）通信システムに対する関心が増大した。ＵＷＢ通信システムは、少なくとも５００ＭＨｚの広帯域幅で情報を拡散させる。この拡散操作のために、電力スペクトル密度および故に狭帯域幅受信機に対する干渉が小さい。

インパルス無線信号に対し、パルス位置変調（ＰＰＭ）およびパルス振幅変調（ＰＡＭ）は、最も広く利用されている信号方式技法である。これらの技法は、多重アクセスフォーマットのためのタイムホッピング（ＴＨ）と結合される。ＴＨでは、各シンボルは、一続きの「基本パルス」によって表される。パルスの位置または遅延は、送信機においてＴＨ符号によって確定される。ＴＨホッピング符号は、擬似乱数系列として生成される。

ＴＨインパルス無線では、各送信シンボルに対しフレーム（Ｎ_ｆ）のセットが割り付けられる。セットの各フレームにおいて、チップ間隔中に１つの超広帯域パルスが送信される。フレームのセットにおけるパルスから送信シンボルを回復するためには、最低ビット誤り率（ＢＥＰ）に達するために、フレームのセットからのサンプルを順次合成する必要がある。

多重送信機環境において、タイムホッピングされたインパルス無線システムのために、周波数選択的な通信路によって受信されるパルスのサンプルを最適に合成する線形受信機を提供することが望まれている。

本発明は、タイムホッピング（ＴＨ）インパルス無線システムのための線形受信機を提供する。本発明による最適な線形受信機は、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）基準に従って、送信されたシンボルに対し、すべてのフレームからのサンプルとすべてのマルチパス成分とを合成する。

最適な受信機が複雑であるために、２つの追加の受信機を提供する。

最適フレーム合成（ＯＦＣ）受信機は、異なるマルチパス成分を次善に合成する一方で、まずフレームのセットからのサンプルを最適に合成する。そして、合成されたサンプルを、ＭＭＳＥ基準に従って再合成する。

最適マルチパス合成（ＯＭＣ）受信機はまず、フレームのセットからのサンプルを次善に合成する一方で、異なるマルチパス成分からのサンプルを最適に合成する。そして、合成されたサンプルを、ＭＭＳＥ基準に従って再合成する。

本発明は、ＴＨ−ＩＲシステムに対し最適および次善の線形受信機を提供する。最適線形受信機は、すべての受信サンプルのＭＭＳＥ合成を実行する。この受信機は、最良のビット誤り率（ＢＥＰ）性能をもたらすが、非常に複雑である。

したがって、本発明はまた、受信されたマルチパス成分に対しＭＲＣを実行する一方で、フレームのセットからの寄与を最適に合成するＯＦＣ受信機も提供する。

ＯＭＣ受信機は、マルチパス成分に対してＭＭＳＥ基準を使用する一方で、異なるフレームからの成分を等しい重みで合成する。

システムパラメータに応じて、ＯＭＣモードまたはＯＦＣモードのいずれかを適応的に選択することができる。

比較として、図６は、まず等利得基準６１０に従い、次いで平均比基準６２０に従う、２つの段階における受信信号のサンプルを処理する典型的な従来技術による受信機を示す。

信号方式モード
本発明による受信機および方法は、Ｋ個の送信機による同期式２相位相変調タイムホッピングインパルス無線（ＴＨ−ＩＲ）システムに対して意図される。

図１は、本発明によって処理されるパルスベースの極性ランダム化を伴うタイムホッピングインパルス無線信号１００の一例を示す。各シンボルは、フレームのセットとして送信される。図１において、フレームのセットにおけるフレームの数Ｎ_ｆは６であり、各々フレーム時間Ｔ_ｆを有する。各フレーム１０１に１つのパルス１０２がある。各フレームのチップ１０３の数Ｎ_ｃは４であり、｛０，１，２，３｝とラベル付けされ、チップ時間はＴ_ｃである。パルスは、タイムホッピング系列ｃおよび極性符号ｄに従いフレームのセットにわたって「拡散される」。図示する例では、タイムホッピング系列ｃは｛２，１，２，３，１，０｝であり、極性符号ｄは｛＋１、＋１，−１，＋１，−１，＋１｝である。

送信機ｋからの信号は、

として表され、ここでｐ_ｔｘ（ｔ）は送信されたＵＷＢパルスである。変数Ｅ_ｋは、送信機ｋのビットエネルギーである。「フレーム」時間とも呼ばれる平均パルス反復時間は、Ｔ_ｆである。１つの情報シンボルｂを表すフレームまたはパルスの数はＮ_ｆであり、

は、送信機ｋによって送信される２値情報シンボルである。

通信路を複数の送信機で共有できるようにし、破局的衝突を回避するために、各送信機に対してタイムホッピング（ＴＨ）系列｛ｃ^（ｋ） _ｊ｝（ｃ^（ｋ） _ｊ∈｛０，１，…，Ｎ_ｃ−１｝）が割り当てられる。ここで、Ｎ_ｃはチップの数である。

このＴＨ系列は、ｋ番目の送信機のｊ番目のパルスに対しｃ^（ｋ） _ｊＴ_ｃ秒の追加の時間シフトを提供する。ここで、Ｔ_ｃはチップ間隔であり、隣接するパルスがオーバラップしないようにＴ_ｃ≦Ｎ_ｃを満足するように選択される。

ランダム極性符号ｄ^（ｋ） _ｊは、等しい確率で値±１をとる２値ランダム変数である。E.FishlerおよびH.V.Poor著、「On the tradeoff between two types of processing gain」、40th Annual Allerton Conference on Communication, Control, and Computing, October 2002と、S.Gezici、H.Kobayashi、H.V.PoorおよびA.F.Molisch著、「Performance Evaluation of Impulse Radio UWB Systems with Pulse-Based Polarity Randomization in Asynchronous Multiuser Environments」、IEEE Wireless Communications and Networking Conference (WCNC'04), March 2004と、Y.-P. NakacheおよびA.F.Molisch著、「Spectral shape of UWB signals influence of modulation format, multiple access scheme and pulse shape」、Proceedings of the IEEE Vehicular Technology Conference, (VTC 2003-Spring), vol.4, pp.2510-2514, April 2003と、を参照のこと。しかしながら、ランダム極性符号の使用は、本発明の適用性には必ずしも必要ではない。

チップ間隔Ｔ_ｃのマルチパス分解能を有するタップ付き遅延線通信路モデルを想定すると、送信機ｋに対し離散的通信路モデルα^（ｋ）＝［α^（ｋ） _１，…，α^（ｋ） _Ｌ］が採用される。ここで、Ｌを、一般性を喪失することなく、各送信機に対するマルチパス成分の数であると想定する。ここでは、マルチパス成分は、相当なマルチパス成分のみ、すなわち、所定閾値を大きく上回る信号強度の成分のみを意味する。

このように、シンボル毎にＮ_ｆ個のフレームがあり、各フレームは１つのパルスを含む。さらに、各パルスは、複数のエコーすなわちマルチパス成分をもたらす。受信機において、各パルスはＬ個のサンプルと関連付けられる。したがって、後述するように、Ｎ_ｆ×Ｌ個までのサンプルを処理することができる。

図２は、本発明による受信機２００のフロントエンドを示す。受信信号ｒ（ｔ）２０１は、

として表すことができる。ここで、ｐ_ｒｘ（ｔ）は、受信された単位エネルギーＵＷＢパルスであり、ｎ（ｔ）は、単位スペクトル密度を有するゼロ平均白色ガウス雑音である。図２に示すように、ＵＷＢパルスｐ_ｒｘ（ｔ）に一致するフィルタ２１０を考える。

このフィルタの出力は、各フレームにおいて信号がパスｌ∈Ｌ（Ｌ＝｛ｌ_ｌ，…，ｌ_Ｍ｝、Ｍ≦Ｌ）を介して到着する瞬間にサンプリングされる２０２。衝突があり得るために、情報シンボル毎の総サンプルｒ_ｌｊ１０３の実際の数Ｎは、Ｎ_ｆＭより小さくなる可能性がある。マッチドフィルタの出力におけるサンプルは、送信機の極性符号ｄに従って逆拡散される２２０。ＩＲシステムの文脈では、ランダムな極性符号ｄによる拡散および逆拡散は、信号の帯域幅を拡張することを意図されていない。拡散は、主に、多重アクセス干渉（ＭＡＩ）の影響を低減しスペクトル線を除去するのを助ける。

ｊ番目のフレームのｌ番目のパスにおける離散信号を、ｉ番目の情報ビットに対し、

として表すことができる。ここで、

は、所望の信号部分（ＳＰ）、フレーム間干渉（ＩＦＩ）および多重アクセス干渉（ＭＡＩ）項の合計

として表すことができるＫ×１ベクトルである。ここで、ｋ番目の要素を、

として表すことができ、

および

である。ここで、Ｆ_ｉ＝｛ｉＮ_ｆ，…，（ｉ＋１）Ｎ_ｆ−１｝である。

なお、Ａ_ｌ，ｊは、ｊ番目のものとは異なるフレームから発生し送信機のｊ番目のパルスのｌ番目のパスと衝突する、１つの送信機からのパルスのフレームおよびマルチパスのインデックスのセットである。

同様に、Ｂ^（ｋ） _ｌ，ｊは、送信機のｊ番目のパルスのｌ番目のパスと衝突する、送信機ｋからのパルスのフレームおよびパスのインデックスのセットである。

この説明を簡略化するために、通信路インパルス応答（ＣＩＲ）の長さに等しい情報シンボル間のガードインターバルを想定し、それはシンボル間干渉（ＩＳＩ）を回避する。しかしながら、これは本発明が作用するためには必要ではない。

したがって、ここでは、ビットｉに対し、現シンボルｉのフレームのセットのパルスから、すなわちフレームｉＮ_ｆ，…，（ｉ＋ｌ）Ｎ_ｆ−１のセットのパルスからの干渉のみを考慮する。

線形ＭＭＳＥ受信機
図３に示すように、まず、最小平均二乗誤差ＭＭＳＥ基準に従って、受信信号３０１のすべてのフレームのすべてのサンプル３０２を最適に合成する（３１０）、線形受信機３００について説明する。ＭＭＳＥでは、係数は、情報ビットと決定変数３０３との間でＭＳＥを最小化するものである。ＭＭＳＥ係数を計算するには、逆行列が必要である。

ｒを、別個のサンプルを示すＮ×１ベクトルであるものとすると、（ｌ、ｊ）∈Ｌ×｛１，…，Ｎ_ｆ｝に対するｒ_ｌｊは、

であり、ここで、Σ^Ｍ _ｉ＝１ｍ_ｉ＝Ｎはサンプルの総数であり、Ｎ≦ＭＮ_ｆである。

式（３）を使用すると、ｒを

として表すことができ、ここで、Ａおよびｂ_ｉは式（３）と同様であり、ｎ〜Ｎ（０，σ^２ _ｎＩ）である。シグネチャ行列はＳであり、その行として（ｌ，ｊ）∈Ｃに対しｓ^Ｔ _ｌｊを有する。ここで、

である。

式（４）〜（７）から、行列Ｓは、

として表すことができる。

そして、いくつかの操作後、ｒは

となる。ここで、

であり、ｌ_ｍはすべてのベクトルのうちのｍ×１ベクトルを示し、ｅは、要素が

であるＮ×１ベクトルである。

線形受信機は、ｒの要素を合成し、以下のように決定変数を取得する。

ここで、θは重み付けベクトルである。

式（１２）において受信信号の信号対干渉・雑音比（ＳＩＮＲ）を最大化するＭＭＳＥ重みは、

として取得することができ、ここで、ｗ＝Ｓ^{（ＭＡＩ）}Ａｂ_ｉ＋ｎおよびＲ_ｗ１＝Ｅ｛ｗ_１ｗ^Ｔ _１｝である。等確率情報シンボルを想定すると、相関行列は、

として表すことができる。

そして、線形ＭＭＳＥ受信機３００は、

となる。

なお、この受信機は、Ｎ×Ｎ行列（Ｎ≦ＭＮ_ｆ）の逆転を必要とする。このため、この受信機は、場合によっては複雑である可能性がある。したがって、下に、次善の線形受信機についても説明する。

最適フレーム合成（ＯＦＣ）
図４は、本発明による最適フレーム合成（ＯＦＣ）受信機４００を示す。この場合、セットの各フレームのマルチパス成分からのサンプル４０２はまず、最大比合成（ＭＲＣ）基準に従って合成される４１０。この場合、各サンプルは、通信路係数値の複素共役によって乗算され、その後サンプルは加算される。

そして、フレームのすべての合成されたサンプル４０２は、ＭＭＳＥ基準に従って再合成される４２０。すなわち、決定変数４０３が、

によって与えられる。ここで、γ_ｉＮｆ，…，γ_{（ｉ＋１）Ｎｆ−１}は、ｉ番目のビットの重み付け因子であり、α^＊は、複素共役パス重みである。

式（３）から、ｙ_２を、

として表すことができ、ここで、

は重み付け係数のベクトルであり、

は雑音ベクトルであり、それは、Ｎ（０，σ^２ _ｎＩ）として分散され、（＾）Ｓ_ｌは、そのｊ番目の行がｓ^Ｔ _{ｌ，ｉＮｆ＋ｊ−１}であるＮ_ｆ×Ｋ行列である。（なお、（＾）Ｓ_ｌは、Ｓ_ｌの上に＾があることを表す。以下同様です。）式（４）〜式（７）を使用して、（＾）Ｓを、

として表すことができる。

そして、

が取得され、ここで、（＾）ｅ_ｌは、ｊ番目の要素がｅ_{ｌ，ｉＮｆ＋ｊ−１}であるＮ_ｆ×１ベクトルであり、

である。

式（１９）から、ＭＭＳＥ重みを、

として取得することができ、ここで、

である。

ｌ_１＝ｌ_２に対し

であることを示すのは容易である。ｌ_１≠ｌ_２である場合、行ｊ_１および列ｊ_２における要素

は、

である場合、σ^２ _ｎに等しく、そうでなく

である場合、ゼロに等しい。

式（１９）および式（２０）から、ＯＦＣ受信機

は、Ｎ_ｆ×Ｎ_ｆ行列の逆転を必要とすることに留意する。

最適な線形ＭＭＳＥ受信機に比較して複雑性が低減するのは、マルチパス成分を次善に合成するためである。システムのＳＩＮＲを、

として表すことができ、ここで、

である。

最適マルチパス合成
ここで、図５を参照して、異なるフレームからの寄与に対し等利得合成法（ＥＧＣ）５１０を採用する一方で、異なるマルチパス成分をＭＭＳＥ基準に従って最適に再合成する５２０、最適マルチパス合成（ＯＭＣ）受信機５００について説明する。

ＥＧＣでは、サンプル５０２は直接加算される。この場合、決定変数５０３は、

によって与えられ、ここで

は重み付けベクトルである。

式（３）を使用して、ｙ_３を

として表すことができる。ここで、

は雑音ベクトルであり、（〜）Ｓ_ｊは、ｍ番目の行がｓ^Ｔ _ｌｍ，ｊであるＭ×Ｋシグネチャ行列である。式（４）〜式（７）を使用して、（〜）Ｓを

として表すことができる。

そして、

が得られ、ここで、

であり、（〜）ｅ_ｊは、ｍ番目の要素が

であるＭ×１ベクトルである。

式（２５）から、ＭＭＳＥ重みは、

として選択される。ここで、

である。

ｊ_１＝ｊ_２に対し、

であると観察することができる。ｊ_１≠ｊ_２である場合、行ｌ_１および列ｌ_２の要素

は、

である場合、σ^２ _ｎに等しく、そうでない場合はゼロに等しい。

式（２５）および（２６）から、ＯＭＣ受信機５００がＭ×Ｍ行列Ｒ_ｗ３を逆転する必要があることに留意する。

上述した最適線形受信機に比較して複雑性が低減したのは、異なるフレームからの寄与を次善合成した結果である。

システムのＳＩＮＲは、

として表すことができ、ここで、

である。

適応的受信機構造
受信機を、以下の基準に従って、第１の合成に対してＯＦＣモードとＯＭＣモードとから適応的に選択することができる。すなわち、
ＳＩＮＲ_ＯＦＣ≧ＳＩＮＲ_ＯＭＣの場合、ＯＦＣを選択し、
ＳＩＮＲ_ＯＦＣ＜ＳＩＮＲ_ＯＭＣの場合、ＯＭＣを選択する。

通信路状態および干渉に応じて、選択されたモード、すなわちＯＦＣまたはＯＭＣを変更してもよい。選択されたモードは、フレームの数と、相当なマルチパス成分の数と、に基づいてもよい。この情報を、平均化された通信路状態情報から取得することができる。フレームの数が相当なマルチパス成分の数より多い場合、ＯＦＣが選択され、そうでない場合、ＯＭＣが選択される。

受信機はまた、固定のすなわち最大サイズの行列Ｎ_ｍ×Ｎ_ｍを逆転させる構造を有してもよい。その場合、ＯＦＣまたはＯＭＣのいずれかにより、正確にＮ_ｍ個の中間変数γを生成することが最善である。そして、これらの中間変数を、ＭＭＳＥ基準に従って再合成してもよい。再合成には、行列逆転が必要である。たとえば、Ｎ_ｍが２０である場合、Ｎｆは１０であり、Ｌは４であって、正確に２つのマルチパス成分の最大比合成を実行することにより、ＭＭＳＥによる合成に対し合計２０個、すなわちフレーム毎に２つの中間変数が利用可能であるようにすることが最善である。

ＭＭＳＥ再合成部分に対して採用される行列逆転のサイズに対する制約がある場合、受信機は、ここでもまたそれに従って、行列逆転のためのＭＭＳＥ合成に対する複雑性制約を満足させるために、ＯＦＣ／ＯＭＣモードを使用してもよい。

本発明の精神および範囲内でさまざまな他の適応および変更を行ってもよい、ということを理解しなければならない。したがって、本発明の真の精神および範囲内にあるかかる変形および変更のすべてを包含することが添付の特許請求の範囲の目的である。

本発明による受信機によって処理されるパルスのタイミング図である。 本発明による受信機のフロントエンドのブロック図である。 本発明による最適線形受信機のフロントエンドのブロック図である。 本発明による最適フレーム合成受信機のフロントエンドのブロック図である。 本発明による最適マルチパス合成受信機のフロントエンドのブロック図である。 従来技術による受信機のフロントエンドのブロック図である。

Claims (10)

1. 各フレームが１つのパルスを有し、Ｎ_ｆ個のフレームのセットとして、異なるマルチパス成分を有する、各シンボルが通信路を介して送信されるタイムホッピングインパルス無線システムの線形受信機であって、
   Ｌが各フレームに対するサンプルの数である場合、前記シンボルに対応する受信信号のすべてのフレームをサンプリングすることにより、Ｎ_ｆａ×Ｌ個のサンプルを生成する手段と、
   前記Ｎ_ｆａ×Ｌ個のサンプルを最小平均二乗誤差基準に従って合成することにより、前記シンボルに対応する決定変数を取得する手段と
   を備えるタイムホッピングインパルス無線システムの線形受信機。
2. まず、各フレームの前記Ｌ個のサンプルが、等利得基準に従って合成されることにより、Ｎ_ｆ個の合成されたサンプルが生成され、次いで、前記Ｎ_ｆ個の合成されたサンプルが、前記平均二乗誤差基準に従って再合成されることにより、前記シンボルに対応する前記決定変数が取得される
   請求項１記載の線形受信機。
3. まず、Ｎ_ｆ個のフレームの各々のマルチパス成分の前記サンプルが、最大比利得基準に従って合成されることにより、合成されたサンプルが生成され、次いで、前記合成されたサンプルが、前記平均二乗誤差基準に従って再合成されることにより、前記シンボルに対応する前記決定変数が取得される
   請求項１記載の線形受信機。
4. 各フレームが１つのパルスを有し、Ｎ_ｆ個のフレームのセットとして、タイムホッピングインパルス無線システムのシンボルを回復する方法であって、
   Ｌが各フレームに対するサンプルの数である場合、前記シンボルに対応する受信信号のすべてのフレームをサンプリングし、Ｎ_ｆａ×Ｌ個のサンプルを生成することと、
   前記Ｎ_ｆａ×Ｌ個のサンプルを最小平均二乗誤差基準に従って合成し、前記シンボルに対応する決定変数を取得することと
   を含むタイムホッピングインパルス無線システムのシンボルを回復する方法。
5. 前記合成することは、
   各フレームの前記Ｌ個のサンプルを等利得基準に従って合成し、Ｎ_ｆ個の合成されたサンプルを生成することと、
   前記Ｎ_ｆ個の合成されたサンプルを前記平均二乗誤差基準に従って合成し、前記シンボルに対応する前記決定変数を取得することとをさらに含む
   請求項４記載の方法。
6. 前記合成することは、
   前記Ｎ_ｆ個のフレームの各々のマルチパス成分のサンプルを最大比利得基準に従って合成し、合成されたサンプルを生成することと、
   前記合成されたサンプルを前記平均二乗誤差基準に従って合成し、前記シンボルに対応する前記決定変数を取得することとをさらに含む
   請求項４記載の方法。
7. 前記合成することは、
   等利得合成と最大比合成との間の選択を適応的に選択することをさらに含み、
   前記等利得合成は、まず、各フレームの前記Ｌ個のサンプルを等利得基準に従って合成することにより、Ｎ_ｆ個の合成されたサンプルを生成し、その後、前記Ｎ_ｆ個の合成されたサンプルが前記平均二乗誤差基準に従って再合成されることにより、前記シンボルに対応する前記決定変数が取得され、
   前記最大比合成は、まず、Ｎ_ｆ個のフレームの各々のマルチパス成分のサンプルを最大比利得基準に従って合成することにより、合成されたサンプルを生成し、その後、前記合成されたサンプルが前記平均二乗誤差基準に従って再合成されることにより、前記シンボルに対応する前記決定変数が取得される
   請求項４記載の方法。
8. 前記選択することは、前記受信信号の干渉・雑音比に基づく
   請求項７記載の方法。
9. 前記選択することは、前記フレームの数と前記マルチパス成分の数に基づく
   請求項７記載の方法。
10. 前記平均比基準は、前記フレームの数が前記マルチパス成分の数を上回る場合に選択され、前記等利得基準は、そうでない場合に選択される
    請求項９記載の方法。

Images