JP2005333443A - Method for performing transmission diversity, radio device, and communication system using the same - Google Patents

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Satoshi Kurosaki
聰 黒崎
Yusuke Asai
裕介 淺井
Hiromasa Uchida
大誠 内田
Takatoshi Sugiyama
隆利 杉山
Masahiro Umehira
正弘 梅比良
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Nippon Telegraph and Telephone Corp
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To improve transmission quality by obtaining a diversity gain not only in reception but also in transmission. <P>SOLUTION: In a system, SDM communication is performed between a first radio device having M (M≥2:integer) antennas shared in transmission and reception and a second radio device having N (M>N≥2:integer) antennas shared in transmission and reception, and selection diversity is performed. In the selection diversity, the N antennas used for transmitting N independent signals each in transmission are selected from the M antennas shared in the transmission and reception by using a weighting factor based on SNR. Or the weighting factor is used to perform weighting transmission diversity (transmitting diversity circuit 113) for weighting the transmission power of a signal to be transmitted from M antennas, when N signals that are independent one another are simultaneously transmitted in the same frequency band from M antennas that the radio device has. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、例えば、無線ＬＡＮ等に用いて好適な、送信ダイバーシチを行う方法および無線装置ならびに同装置を用いた通信システムに関する。   The present invention relates to a method for performing transmission diversity, a radio apparatus, and a communication system using the apparatus, which are suitable for use in, for example, a wireless LAN.

近年、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が進んでいる。これらのシステムでは、最大で５４Ｍｂｐｓの伝送速度を実現しているが、無線ＬＡＮ（Local Area Network）の普及に伴い更なる伝送速度の高速化が求められている。
伝送速度の高速化の手段として、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output)チャネルを構成し、複数の送信アンテナから同一周波数帯で送信された送信信号を受信側において分離して復元することにより、占有周波数帯域幅を変えずに送信アンテナの数だけ伝送速度を増加させるＳＤＭ(Space Division Multiplexing：空間分割多重)方式が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。 In recent years, the IEEE802.11g standard, the IEEE802.11a standard, and the like have been spreading as high-speed wireless access systems using the 2.4 GHz band or the 5 GHz band. In these systems, a maximum transmission rate of 54 Mbps is realized. However, with the spread of wireless LAN (Local Area Network), further increase in transmission rate is required.
As means for increasing the transmission speed, a multiple-input multiple-output (MIMO) channel is configured using a plurality of transmission antennas and a plurality of reception antennas, and transmission signals transmitted in the same frequency band from the plurality of transmission antennas An SDM (Space Division Multiplexing) scheme has been proposed in which the transmission rate is increased by the number of transmission antennas without changing the occupied frequency bandwidth by separating and restoring on the receiving side (for example, non-patent) Reference 1).

ＳＤＭ方式は、送信アンテナ数を一定にした場合に、受信アンテナ数を増やすほど、受信ダイバーシチを行うことにより、誤り率特性が改善する。ＳＤＭ方式におけるダイバーシチ受信として、ＳＤＭ信号の分離がなされた後、分離後の信号の信号対雑音電力比(ＳＮＲ)に基づく重み係数を伝達係数行列から計算し、ここで計算された重み係数を分離後の信号のダイバーシチ重み付けに用いる合成ダイバーシチ受信が提案されている（例えば、非特許文献２参照）   In the SDM scheme, when the number of transmission antennas is constant, the error rate characteristic improves by performing reception diversity as the number of reception antennas increases. For diversity reception in the SDM system, after the SDM signal is separated, a weighting factor based on the signal-to-noise power ratio (SNR) of the separated signal is calculated from the transfer coefficient matrix, and the weighting factor calculated here is separated Combining diversity reception for use in diversity weighting of subsequent signals has been proposed (see, for example, Non-Patent Document 2).

ＳＤＭ方式において上記した合成ダイバーシチ受信を適用した無線装置について、図５を参照することにより説明する。図５は従来の無線装置の内部構成ブロック図であり、ＳＤＭ信号の分離がなされた後、分離後の信号の信号対雑音電力比(ＳＮＲ)に基づく重み係数を伝達係数行列から計算し、この重み係数を分離後の信号のダイバーシチ重み付けに用いる合成ダイバーシチ受信を行う無線装置の構成例が示されている。なお、ここでは、送信アンテナが２個、受信アンテナが３個ある場合を想定している。
図５に示されるように無線装置は以下に列挙する構成から成る。すなわち、２個の送信アンテナから同時に同一周波数帯で送信された２系統の異なる信号系列が無線伝搬路上で重畳されたＳＤＭ信号をそれぞれ受信する３個の受信アンテナ４１１〜４１３と、受信アンテナ４１１、４１２が出力する受信ＳＤＭ信号のうちトレーニング信号部分が入力され、２個の送信アンテナと受信アンテナ４１１、４１２との間の以下の演算式（１）で示される伝達係数行列（ここでｈｎｍはｎ個目の送信アンテナから受信アンテナ４１１（ｎ）〜４１３（ｍ）までの伝達係数を指す)を推定するチャネル推定回路４３１を備えている。 A radio apparatus to which the above-described combined diversity reception is applied in the SDM scheme will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a block diagram showing the internal configuration of a conventional radio apparatus. After the SDM signal is separated, a weighting factor based on the signal-to-noise power ratio (SNR) of the separated signal is calculated from the transfer coefficient matrix. A configuration example of a wireless apparatus that performs combined diversity reception used for diversity weighting of a signal after separation of weighting coefficients is shown. Here, it is assumed that there are two transmitting antennas and three receiving antennas.
As shown in FIG. 5, the radio apparatus has the following configuration. That is, three receiving antennas 411 to 413 that respectively receive SDM signals in which two different signal sequences transmitted simultaneously from the two transmitting antennas in the same frequency band are superimposed on the radio propagation path, and receiving antennas 411, The training signal portion of the received SDM signal output by 412 is input, and a transfer coefficient matrix (where h nm is expressed by the following equation (1) between the two transmitting antennas and the receiving antennas 411 and 412) a channel estimation circuit 431 for estimating a transfer coefficient from the n-th transmission antenna to the reception antennas 411 (n) to 413 (m).

Figure 2005333443
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また、受信アンテナ４１１、４１３が出力する受信ＳＤＭ信号のうちトレーニング信号部分が入力され、２個の送信アンテナと受信アンテナ４１１、４１３との間の以下の演算式（２）で示される伝達係数行列を推定するチャネル推定回路４３２も備えている。   In addition, a training signal portion of the received SDM signal output from the receiving antennas 411 and 413 is input, and a transfer coefficient matrix represented by the following arithmetic expression (2) between the two transmitting antennas and the receiving antennas 411 and 413 is used. Is also provided.

Figure 2005333443
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更に、受信アンテナ４１２、４１３が出力する受信ＳＤＭ信号のうちトレーニング信号部分が入力され、２個の送信アンテナと受信アンテナ４１２、４１３との間の以下の演算式（３）で示される伝達係数行列を推定するチャネル推定回路４３３も備えている。   Further, a training signal portion of the received SDM signal output from the receiving antennas 412 and 413 is input, and a transfer coefficient matrix represented by the following arithmetic expression (3) between the two transmitting antennas and the receiving antennas 412 and 413 is used. Is also provided.

Figure 2005333443
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また、受信アンテナ４１１、４１２が出力する受信ＳＤＭ信号のうちデータ信号部分が入力され、チャネル推定回路４３１が出力する伝達係数行列を用いて、上記した２個の送信アンテナから送信された変調信号ｔ’１１、ｔ’１２に分離する空間分割多重信号分離回路４４１と、受信アンテナ４１１、４１３が出力する受信ＳＤＭ信号のうちデータ信号部分が入力され、チャネル推定回路４３２が出力する伝達係数行列を用いて、上記した２個の送信アンテナから送信された変調信号t’21 、t’ 22 に分離する空間分割多重信号分離回路４４２を備えている。
更に、受信アンテナ４１２、４１３が出力する受信ＳＤＭ信号のうちデータ信号部分が入力され、チャネル推定回路４３３が出力する伝達係数行列を用いて、上記した２個の送信アンテナから送信された変調信号t’３１、t’３２に分離する空間分割多重信号分離回路４４３と、チャネル推定回路４３１が出力する伝達係数行列を用いて、重み係数ｗ１１、ｗ１２を算出する重み係数演算器４５１と、テャネル推定回路４３２が出力する伝達係数行列を用いて、重み係数ｗ２１、ｗ２２を算出する重み係数演算器４５２を備えている。 In addition, the data signal portion of the received SDM signal output from the receiving antennas 411 and 412 is input, and the modulation signal t transmitted from the two transmitting antennas described above is transmitted using the transfer coefficient matrix output from the channel estimation circuit 431. the space division multiplexing signal separation circuit 441 which separates the '11, t' 12, the data signal portion of the received SDM signal receiving antenna 411 and 413 output are inputted, using the transfer coefficient matrix channel estimation circuit 432 outputs Thus, a spatial division multiplexing signal separation circuit 442 for separating the modulated signals t ′ 21 and t ′ 22 transmitted from the two transmission antennas is provided.
Further, the data signal portion of the received SDM signal output from the receiving antennas 412 and 413 is input, and the modulated signal t transmitted from the two transmitting antennas described above using the transfer coefficient matrix output from the channel estimation circuit 433. the space division multiplexing signal separation circuit 443 which separates the '31, t' 32, using a transfer coefficient matrix channel estimation circuit 431 outputs a weighting factor calculator 451 that calculates a weighting factor w 11, w 12, Teyaneru A weighting coefficient calculator 452 that calculates weighting coefficients w 21 and w 22 using the transfer coefficient matrix output from the estimation circuit 432 is provided.

また、チャネル推定回路４３３が出力する伝達係数行列を用いて、重み係数ｗ３１、ｗ３２を算出する重み係数演算器４５３と、空間分割多重信号分離回路４４１が出力する分離後の変調信号であり１、２個目の送信アンテナから送信された信号t’１１、t’１２に対して、重み係数演算器４５１が出力した重み係数ｗ１１、ｗ１２をそれぞれ乗算する重み係数乗算器５１１、５１２と、空間分割多重信号分離回路４４２が出力する分離後の変調信号であり１、２個目の送信アンテナから送信された信号t’２１、t’２２に対して、重み係数演算器４５２が出力した重み係数ｗ２１、ｗ２２をそれぞれ乗算する重み係数乗算器５１３、５１４を備えている。 In addition, a weighting factor calculator 453 that calculates weighting factors w 31 and w 32 using a transmission factor matrix output from the channel estimation circuit 433 and a modulated signal after separation output from the spatial division multiplexing signal separation circuit 441 Weight coefficient multipliers 511 and 512 for multiplying the signals t ′ 11 and t ′ 12 transmitted from the first and second transmission antennas by the weight coefficients w 11 and w 12 output from the weight coefficient calculator 451, respectively. The weighting factor calculator 452 outputs the modulated signals after separation output from the space division multiplex signal separation circuit 442 and transmitted from the first and second transmission antennas t ′ 21 and t ′ 22 . Weighting factor multipliers 513 and 514 for multiplying the weighting factors w 21 and w 22 , respectively.

更に、空間分割多重信号分離回路４４３が出力する分離後の変調信号であり１、２個目の送信アンテナから送信された信号t’３１、t’３２に対して、重み係数演算器４５３が出力した重み係数ｗ３１、ｗ３２をそれぞれ乗算する重み係数乗算器５１５、５１６と、重み係数乗算器５１１、５１３、５１５が出力した重み係数乗算後の１個目の送信アンテナから送信された変調信号ｗ１t’１１、ｗ２１t’ ２１、ｗ３１t’ ３１ を加算し、重み係数乗算器５１２、５１４、５１６が出力した重み係数乗算後の２個目の送信アンテナから送信された変調信号ｗ１２t’１２、ｗ２２t’２２、ｗ３２t’３２を加算する加算回路４０５と、加算回路４０５から出力された２つの変調信号ｗ１t’１１＋ｗ２１t’２１＋ｗ３１t’３１とｗ１２t’１２＋ｗ＋２２t’２２ ＋ｗ３２t’３２がそれぞれ入力され復調を行う復調回路４６１、４６２とを備えた無線装置である。 Further, the weighting factor calculator 453 outputs the modulated signal after separation output from the space division multiplexing signal separation circuit 443 and transmitted from the first and second transmission antennas t ′ 31 and t ′ 32 . Weight coefficient multipliers 515 and 516 for multiplying the weight coefficient w 31 and w 32 , respectively, and the modulated signal transmitted from the first transmission antenna after the weight coefficient multiplication output from the weight coefficient multipliers 511, 513, and 515 w 1 t '11, w 21 t' 21, w 31 t '31 adds the modulated signal transmitted from the two first transmission antennas after weighting coefficient multiplication weighting coefficient multiplier 512, 514, 516 has an output An addition circuit 405 for adding w 12 t ′ 12 , w 22 t ′ 22 , and w 32 t ′ 32 , and two modulation signals w 1 t ′ 11 + w 21 t ′ 21 + w 31 t ′ output from the addition circuit 405 31 and w 1 t '12 + w + 22 t ' 22 + w 32 t '32 is a wireless device that includes a demodulation circuit 461 and 462 are inputted respectively to demodulate.

ＳＤＭ信号を送信アンテナから送信された変調信号に分離する方法にはいくつかあるが、ここでは、伝達係数行列の逆行列を受信信号に乗算することによってＳＤＭ信号に対する分離を行うＺＦ(Zero Forcing)法を用いる例を示す。
２個の送信された変調信号の組み合わせのベクトル表示をｔ、受信アンテナ４１１、４１２が出力する受信信号の組み合わせのベクトル表示をｒ1、受信信号に含まれるＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）成分のベクトル表示ｎ1をとすると、ｒ1は、以下の演算式（４）で書き表すことができる。 There are several methods for separating the SDM signal into the modulated signal transmitted from the transmitting antenna. Here, ZF (Zero Forcing) is performed to separate the SDM signal by multiplying the reception signal by the inverse matrix of the transfer coefficient matrix. An example using the method is shown.
The vector display of the combination of the two transmitted modulation signals is t, the vector display of the combination of the reception signals output from the reception antennas 411 and 412 is r 1 , and the vector of the AWGN (Additive White Gaussian Noise) component included in the reception signal If the display n 1 is taken, r 1 can be expressed by the following arithmetic expression (4).

Figure 2005333443
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ここで、ｒ1は、以下の演算式（５）で示される。 Here, r 1 is represented by the following arithmetic expression (5).

Figure 2005333443
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空間分割多重信号分離回路４４１は、受信アンテナ４１１、４１２が出力する受信信号ｒ1に、チャネル推定回路４３１が出力する伝達係数行列Ｈ１の逆行列を乗算することにより、送信された変調信号を分離する。信号分離後における変調信号の組み合わせのベクトル表示t’１は、以下に示す演算式（６）により導<ことができる。 The spatial division multiplexing signal separation circuit 441 multiplies the received signal r 1 output from the receiving antennas 411 and 412 by the inverse matrix of the transfer coefficient matrix H 1 output from the channel estimation circuit 431, thereby converting the transmitted modulated signal. To separate. The vector display t ′ 1 of the modulation signal combination after the signal separation can be derived from the following arithmetic expression (6).

Figure 2005333443
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ここで、ｔ’、（Ｈ１）−１は、それぞれ以下の演算式（７）（８）で示される。

Figure 2005333443
Here, t ′ and (H 1 ) −1 are respectively expressed by the following arithmetic expressions (7) and (8).
Figure 2005333443

ここで、仮に、送信データt１、t2の振幅がどれも｜t｜で等しいとすれば、信号分離後のデータシンボルt’ｉｊ（ｊ＝１、２）の信号対雑音電力比は以下の演算式（９）、（１０）で示される。 Here, assuming that the amplitudes of the transmission data t 1 and t 2 are all equal to | t |, the signal-to-noise power ratio of the data symbol t ′ ij (j = 1, 2) after signal separation is Are expressed by the following arithmetic expressions (9) and (10).

Figure 2005333443
Figure 2005333443

ここで、ＡＷＧＮ成分ｎ１、ｎ２は独立したガウス分布をとるので、上記した演算式（９）は、以下の演算式（１１）、（１２）で近似できる。 Here, since the AWGN components n 1 and n 2 have independent Gaussian distributions, the above equation (9) can be approximated by the following equations (11) and (12).

Figure 2005333443
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但し、σｖ ２はｎ１、ｎ２の複素ガウス分布における分散である。ここで、受信信号の平均雑音電力は各受信アンテナで等しいので、送信された変調信号における受信時のＳＮＲの比率は受信時における振幅の２乗の比率と等価となる。従って、t’１１、t’１２を最大比合成でダイバーシチ合成するための重み係数ｗ１１、ｗ１２は近似的に以下の演算式（１３）で表される。 However, σ v 2 is a variance in a complex Gaussian distribution of n 1 and n 2 . Here, since the average noise power of the received signal is the same for each receiving antenna, the ratio of the SNR at the time of reception in the transmitted modulated signal is equivalent to the ratio of the square of the amplitude at the time of reception. Accordingly, the weighting factors w 11 and w 12 for performing diversity combining of t ′ 11 and t ′ 12 by maximum ratio combining are approximately represented by the following arithmetic expression (13).

Figure 2005333443
Figure 2005333443

但し、Ｋ１は定数である。その他の重み係数ｗ２１、ｗ２２、ｗ３１、ｗ３２も同様に以下の運算式（１４）で求まる。 However, K 1 is a constant. Other weighting factors w 21 , w 22 , w 31 , and w 32 are similarly obtained by the following formula (14).

Figure 2005333443
Figure 2005333443

但し、（Ｈ２）−１は、以下の演算式（１５）によって示される。 However, (H 2 ) −1 is represented by the following arithmetic expression (15).

Figure 2005333443
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上記した重み係数ｗ１１〜ｗ３２の分母は、各伝達係数行列における逆行列の各行ベクトルにおける絶対値の自乗に他ならない。上記した演算式（６）から（１５）により、重み係数ｗ１１〜ｗ３２は分離後の変調信号のＳＮＲに比例する値を表していることがわかる。
以上の重み係数ｗ１１〜ｗ３２を空間分割多重信号分離回路の出力値t’１１〜t’３２に乗ずることで、合成ダイバーシチ回路４０５における最大比合成による合成ダイバーシチのための重み付けを行うことができる。また、上記した重み係数の大小を基準とし、選択ダイバーシチを行うことも可能である。 The denominator of the weighting factors w 11 to w 32 is nothing but the square of the absolute value in each row vector of the inverse matrix in each transfer coefficient matrix. From the above-described arithmetic expressions (6) to (15), it can be seen that the weight coefficients w 11 to w 32 represent values proportional to the SNR of the modulated signal after separation.
Is possible to more weighting factors w 11 to w 32 by multiplying the output value t '11 ~t' 32 space division multiplexing signal separation circuit, the weighting for combining diversity by maximum ratio synthesis in combining diversity circuit 405 it can. It is also possible to perform selection diversity based on the above-described weight coefficient.

これによってダイバーシチ後の変調信号の信号対雑音電力比(ＳＮＲ)を改善することができるため、ダイバーシチ利得を得て、伝送品質を向上させることができる。
黒崎、浅井、内田、杉山、梅比良「Ａ ＳＤＭ−ＣＯＦＤＭ ｓｃｈｅｍｅ ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ａ ｓｉｍｐｌｅ ｆｅｅｄ−ｆｏｒｗａｒｄ ｉｎｔｅｒ−ｃｈａｎｎｅｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌｅｒ ｆｏｒ ＭＩＭＯ ｂａｓｅｄ ｂｒｏａｄ ｂａｎｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮｓ」ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎ.,Ｖｏｌ．Ｅ８６−ＢＮｏ．１，Ｊａｎ．２００３ 黒崎、浅井、内田、杉山、梅比良「ＳＤＭ-ＣＯＦＤＭ用受信ダイバーシチ方式に関する検討」電子情報通信学会総合大会，Ｂ−５−５，２００４年３月 As a result, the signal-to-noise power ratio (SNR) of the modulated signal after diversity can be improved, so that diversity gain can be obtained and transmission quality can be improved.
Kurosaki, Asai, Uchida, Sugiyama, Umehira “A SDM-COFDM scheme implementing a simple feed-forward inter-channel interferance canceller for MIMO based broadband EIR” on Commun., Vol. E86-BNo. 1, Jan. 2003 Kurosaki, Asai, Uchida, Sugiyama, Umehira, “Study on SDM-COFDM Reception Diversity”, IEICE General Conference, B-5-5, March 2004

上記した非特許文献に開示された内容を含む従来の無線装置によれば、受信時においてＳＤＭ信号分離後の信号をＳＮＲに基づく重み係数を用いてダイバーシチ合成を行うことができるが、送信時におけるダイバーシチ効果についての提案、ならびに開示がない。   According to the conventional radio apparatus including the contents disclosed in the above-mentioned non-patent documents, it is possible to perform diversity combining on the signal after SDM signal separation at the time of reception using a weighting factor based on SNR. There is no proposal or disclosure about the diversity effect.

従って、本発明は、通信相手の無線装置のＮ(Ｎ≧２)個の送受信兼用アンテナから送信された信号を、空間上で多重された状態でＭ(Ｍ＞Ｎ)個の送受信兼用アンテナで受信し、空間分割多重(ＳＤＭ)信号分離後の信号のＳＮＲに基づく重み係数を用いた、該重み係数の大きさの比較結果を受信系統の選択基準とする選択ダイバーシチ受信、または上記した重み係数を重み付けに用いる合成ダイバーシチ受信を行う手段を備える場合において、送信時にＮ個の独立した信号をそれぞれ送信するのに用いるＮ個のアンテナを前記Ｍ個の送受信兼用アンテナから、ＳＮＲに基づく重み係数を用いて選択する選択ダイバーシチを、または重み係数を用いて、前記無線装置が備えるＭ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う重み付け送信ダイバーシチを行い、受信時だけでなく、送信時においてもダイバーシチ利得を得て、伝送品質を向上させることができる無線装置を提供することを目的としている。   Therefore, the present invention uses M (M> N) transmission / reception antennas in a state where signals transmitted from N (N ≧ 2) transmission / reception antennas of the wireless device of the communication partner are multiplexed in space. Selective diversity reception using the weighting factor based on the SNR of the signal after reception and space division multiplexing (SDM) signal separation and using the comparison result of the weighting factor as a selection criterion of the receiving system, or the above-described weighting factor Is used for weighting combining diversity reception, N antennas used for transmitting N independent signals at the time of transmission are transmitted from the M transmitting / receiving antennas to a weighting factor based on SNR. Using selection diversity to select using or weighting factors, N signals that are independent of each other from M antennas included in the wireless device are simultaneously transmitted in the same frequency band. When performing transmission, weighted transmission diversity is performed to weight transmission power of signals transmitted from a total of M antennas, and diversity gain is obtained not only during reception but also during transmission to improve transmission quality. An object of the present invention is to provide a wireless device capable of performing the above.

上記した課題を解決するために本発明は、送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備える第１の無線装置と、送受信兼用のＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本のアンテナを備える第２の無線装置との間で、無線回線を介して通信を行い、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナと前記第１の無線装置におけるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルがＬ（＝ＭＣＮ：整数）本構成される通信システムであって、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナから同一周波数帯で同時に送信され、互いに独立である計Ｎ個の送信信号が空間上で重畳された空間分割多重信号をＭ本のアンテナで受信し、当該空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、前記伝達係数行列推定手段から出力された伝達係数行列が入力され、前記伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択する送信ダイバーシチ手段を備える前記第１の無線装置、を有することを特徴とす。 In order to solve the above-described problems, the present invention provides a first wireless device including M antennas for transmission / reception (M ≧ 2: integer) and N (M> N ≧ 2: integer) antennas for transmission / reception. Communicating with a second wireless device including an antenna via a wireless line, and N × N antennas in the second wireless device and M antennas in the first wireless device A communication system in which N MIMO channels are configured to be L (= M C N : integer), and N antennas in the second radio apparatus are simultaneously transmitted from the N antennas in the same frequency band and are independent from each other. A spatial division multiplexed signal on which a plurality of transmission signals are superimposed in space is received by M antennas, and the spatial division multiplexed signal propagated through one of the MIMO channels is input as the spatial division multiplexed signal. , The MI K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for estimating the transfer coefficient matrix of the MO channel and the transfer coefficient matrix output from the transfer coefficient matrix estimation means are input, and rows of inverse matrices in the transfer coefficient matrix are input. K weight coefficient calculation means for obtaining a weight coefficient proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the vector, and N signals independent from each other from the M antennas based on the weight coefficient. And the first radio apparatus including transmission diversity means for selecting a total of N antennas for simultaneous transmission.

また、本発明は、送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備える第１の無線装置と、送受信兼用のＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本のアンテナを備える第２の無線装置との間で、無線回線を介して通信を行い、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナと前記第１の無線装置におけるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルがＬ（＝ＭＣＮ：整数）本構成される通信システムであって、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナから同一周波数帯で同時に送信され、互いに独立である計Ｎ個の送信信号が空間上で重畳された空間分割多重信号をＭ本のアンテナで受信し、当該空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、前記伝達係数行列推定手段から出力された伝達係数行列が入力され、前記伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う送信ダイバーシチ手段を備える前記第１の無線装置、を有することを特徴とする。 In addition, the present invention provides a first radio apparatus provided with M antennas (M ≧ 2: integer) used for both transmission and reception, and a second radio apparatus provided with N (M> N ≧ 2: integer) antennas used for transmission and reception. Communication is performed with a wireless device via a wireless line, and an N × N MIMO channel is set to L by the N antennas in the second wireless device and the M antennas in the first wireless device. (= M C N : integer) This communication system is configured to transmit a total of N transmission signals that are simultaneously transmitted in the same frequency band from N antennas in the second radio apparatus and are independent from each other. The spatial division multiplexed signal superimposed above is received by M antennas, and the spatial division multiplexed signal propagated through any one of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals is input, and transmission of the MIMO channel is performed. coefficient K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for estimating a matrix and a transfer coefficient matrix output from the transfer coefficient matrix estimation means are input, and absolute values of the row vectors of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix are calculated. When simultaneously transmitting N signals independent of each of the M antennas in the same frequency band using the K weight coefficient computing means for obtaining a weight coefficient proportional to the reciprocal of the square and the weight coefficient. In addition, the first wireless device includes transmission diversity means for weighting transmission power of signals transmitted from a total of M antennas.

また、本発明は、送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備える第１の無線装置と、送受信兼用のＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本のアンテナを備える第２の無線装置との間で、無線回線を介して通信を行い、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナと前記第１の無線装置におけるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルがＬ（＝ＭＣＮ：整数）本構成される通信システムであって、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナから同一周波数帯で同時に送信され、互いに独立である計Ｎ個の送信信号が空間上で重畳された空間分割多重信号をＭ本のアンテナで受信し、当該空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、前記伝達係数行列が入力され、前記伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択する第１の送信ダイバーシチ手段と、前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う第２の送信ダイバーシチ手段を備える前記第１の無線装置、を有することを特徴とする。 In addition, the present invention provides a first radio apparatus provided with M antennas (M ≧ 2: integer) used for both transmission and reception, and a second radio apparatus provided with N (M> N ≧ 2: integer) antennas used for transmission and reception. Communication is performed with a wireless device via a wireless line, and an N × N MIMO channel is set to L by the N antennas in the second wireless device and the M antennas in the first wireless device. (= M C N : integer) This communication system is configured to transmit a total of N transmission signals that are simultaneously transmitted in the same frequency band from N antennas in the second radio apparatus and are independent from each other. The spatial division multiplexed signal superimposed above is received by M antennas, and the spatial division multiplexed signal propagated through any one of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals is input, and transmission of the MIMO channel is performed. coefficient K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for estimating a matrix, the transfer coefficient matrix being input, and a weighting factor proportional to the inverse of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix First, a total of N antennas that simultaneously transmit N signals that are independent of each other in the same frequency band from the M antennas are selected based on the K weighting factor calculation means to be acquired and the weighting factors. When transmitting N signals independent of the M antennas simultaneously in the same frequency band using the transmission diversity means and the weighting factor, transmission of signals transmitted from a total of M antennas It has said 1st radio | wireless apparatus provided with the 2nd transmission diversity means which weights electric power, It is characterized by the above-mentioned.

また、本発明は、送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備え、通信相手である無線装置のＮ本のアンテナと、自身で備えるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルをＬ(＝ＭＣＮ：整数)本構成する無線装置であって、互いに独立であり同―周波数帯で同時にＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本の送信アンテナから送信されたＮ個の送信信号を空間上で重畳された空間分割多重信号を受信する前記Ｍ個のアンテナで受信し、前記空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、前記伝達係数行列が入力され、当該伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択する送信ダイバーシチ手段と、を有することを特徴とする。 Further, the present invention includes M (M ≧ 2: integer) antennas that are used for both transmission and reception, and N × N antennas are provided by N antennas of a wireless device that is a communication partner and M antennas provided by itself. A wireless apparatus comprising L (= M C N : integer) MIMO channels, which are independent from each other and transmitted from N (M> N ≧ 2: integer) transmission antennas simultaneously in the same frequency band. The spatial division multiplexed signals received by the M antennas that receive the spatial division multiplexed signals obtained by superimposing the transmitted signals on the space and propagated through any of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals. Is input, K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for estimating the transmission coefficient matrix of the MIMO channel, and the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix of A total of K weighting factor calculation means for obtaining a weighting factor proportional to the reciprocal of power, and N signals that are independent of each other from the M antennas based on the weighting factor in the same frequency band. Transmission diversity means for selecting N antennas.

また、本発明は、送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備え、通信相手である無線装置のＮ本のアンテナと、自身で備えるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルをＬ(＝ＭＣＮ：整数)本構成する無線装置であって、互いに独立であり同―周波数帯で同時にＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本の送信アンテナから送信されたＮ個の送信信号を空間上で重畳された空間分割多重信号を受信する前記Ｍ個のアンテナで受信し、前記空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、前記伝達係数行列が入力され、当該伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う送信ダイバーシチ手段と、を有することを特徴とする。 Further, the present invention includes M (M ≧ 2: integer) antennas that are used for both transmission and reception, and N × N antennas are provided by N antennas of a wireless device that is a communication partner and M antennas provided by itself. A wireless apparatus comprising L (= M C N : integer) MIMO channels, which are independent from each other and transmitted from N (M> N ≧ 2: integer) transmission antennas simultaneously in the same frequency band. The spatial division multiplexed signals received by the M antennas that receive the spatial division multiplexed signals obtained by superimposing the transmitted signals on the space and propagated through any of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals. Is input, K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for estimating the transmission coefficient matrix of the MIMO channel, and the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix of When simultaneously transmitting N signals independent of each other from the M antennas in the same frequency band using the K weight coefficient calculating means for obtaining a weight coefficient proportional to the reciprocal of the power and the weight coefficient And transmission diversity means for weighting transmission power of signals transmitted from a total of M antennas.

また、本発明は、送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備え、通信相手である無線装置のＮ本のアンテナと、自身で備えるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルをＬ(＝ＭＣＮ：整数)本構成する無線装置であって、互いに独立であり同―周波数帯で同時にＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本の送信アンテナから送信されたＮ個の送信信号を空間上で重畳された空間分割多重信号を受信する前記Ｍ個のアンテナで受信し、前記空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、前記伝達係数行列が入力され、当該伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択する第１の送信ダイバーシチ手段、前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う第２の送信ダイバーシチ手段と、を有することを特徴とする。 Further, the present invention includes M (M ≧ 2: integer) antennas that are used for both transmission and reception, and N × N antennas are provided by N antennas of a wireless device that is a communication partner and M antennas provided by itself. A wireless apparatus comprising L (= M C N : integer) MIMO channels, which are independent from each other and transmitted from N (M> N ≧ 2: integer) transmission antennas simultaneously in the same frequency band. The spatial division multiplexed signals received by the M antennas that receive the spatial division multiplexed signals obtained by superimposing the transmitted signals on the space and propagated through any of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals. Is input, K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for estimating the transmission coefficient matrix of the MIMO channel, and the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix of A total of K weighting factor calculation means for obtaining a weighting factor proportional to the reciprocal of power, and N signals that are independent of each other from the M antennas based on the weighting factor in the same frequency band. First transmission diversity means for selecting N antennas, using the weighting factor, when N signals that are independent from the M antennas are simultaneously transmitted in the same frequency band, a total of M signals And second transmission diversity means for weighting transmission power of a signal transmitted from the antenna.

また、本発明において、Ｉ(Ｉ≧１:整数)個のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ変調を用いた無線装置であって、前記各空間分割多重信号が入力され、該空間分割多重信号に対し高速フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の空間分割多重信号を出力するＭ個の高速フーリエ変換手段と、前記サブキャリア毎の空間分割多重信号のうち、前記ＭＩＭＯチャネルのいずれかを通じて伝搬された前記サブキャリア毎の空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎の伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、前記サブキャリア毎の伝達係数行列を推定する手段から出力されたサブキャリア毎の伝達係数行列が入力され、前記サブキャリア毎の伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例するサブキャリア毎の重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、前記サブキャリア毎の重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナをサブキャリア毎に選択する送信ダイバーシチ手段、を有することを特徴とする。   Also, in the present invention, a radio apparatus using OFDM modulation using I (I ≧ 1: integer) subcarriers, wherein each of the space division multiplexed signals is input, and the space division multiplexed signals are processed at high speed. M fast Fourier transform means for performing Fourier transform and outputting a spatial division multiplexed signal for each subcarrier, and among the spatial division multiplexed signals for each subcarrier, the subcarrier propagated through one of the MIMO channels K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for estimating the transmission coefficient matrix for each subcarrier of the MIMO channel, and the transmission coefficient matrix for each subcarrier are estimated. The transmission coefficient matrix for each subcarrier output from the means is input, and the absolute value of the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix for each subcarrier is calculated. N weighting factor calculation means for obtaining weighting factors for each subcarrier proportional to the reciprocal number of N, and N signals independent from each other from the M antennas based on the weighting factor for each subcarrier. Transmitter diversity means for selecting, for each subcarrier, a total of N antennas that transmit simultaneously in a frequency band.

また、本発明において、Ｉ(Ｉ≧１:整数)個のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ変調を用いた無線装置であって、前記各空間分割多重信号が入力され、該空間分割多重信号に対し高速フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の空間分割多重信号を出力するＭ個の高速フーリエ変換手段と、前記サブキャリア毎の空間分割多重信号のうち、前記ＭＩＭＯチャネルのいずれかを通じて伝搬された前記サブキャリア毎の空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎の伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、前記サブキャリア毎の伝達係数行列を推定する手段から出力されたサブキャリア毎の伝達係数行列が入力され、前記サブキャリア毎の伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例するサブキャリア毎の重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けをサブキャリア毎に行う送信ダイバーシチ手段、を有することを特徴とする。   Also, in the present invention, a radio apparatus using OFDM modulation using I (I ≧ 1: integer) subcarriers, wherein each of the space division multiplexed signals is input, and the space division multiplexed signals are processed at high speed. M fast Fourier transform means for performing Fourier transform and outputting a spatial division multiplexed signal for each subcarrier, and among the spatial division multiplexed signals for each subcarrier, the subcarrier propagated through one of the MIMO channels K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for estimating the transmission coefficient matrix for each subcarrier of the MIMO channel, and the transmission coefficient matrix for each subcarrier are estimated. The transmission coefficient matrix for each subcarrier output from the means is input, and the absolute value of the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix for each subcarrier is calculated. And K weight coefficient calculation means for obtaining a weight coefficient for each subcarrier proportional to the reciprocal of N, and using the weight coefficient, N signals independent from the M antennas can be simultaneously transmitted in the same frequency band. Transmitter diversity means for weighting the transmission power of signals transmitted from a total of M antennas for each subcarrier when transmitting is provided.

また、本発明において、Ｉ(Ｉ≧１:整数)個のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ変調を用いた無線装置であって、前記各空間分割多重信号が入力され、該空間分割多重信号に対し高速フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の空間分割多重信号を出力するＭ個の高速フーリエ変換手段と、前記サブキャリア毎の空間分割多重信号のうち、前記ＭＩＭＯチャネルのいずれかを通じて伝搬された前記サブキャリア毎の空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎の伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、前記サブキャリア毎の伝達係数行列を推定する手段から出力されたサブキャリア毎の伝達係数行列が入力され、前記サブキャリア毎の伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例するサブキャリア毎の重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、前記サブキャリア毎の重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナをサブキャリア毎に選択する第３の送信ダイバーシチ手段と、前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けをサブキャリア毎に行う第４の送信ダイバーシチ手段、を有することを特徴とする。   Also, in the present invention, a radio apparatus using OFDM modulation using I (I ≧ 1: integer) subcarriers, wherein each of the space division multiplexed signals is input, and the space division multiplexed signals are processed at high speed. M fast Fourier transform means for performing Fourier transform and outputting a spatial division multiplexed signal for each subcarrier, and among the spatial division multiplexed signals for each subcarrier, the subcarrier propagated through one of the MIMO channels K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for estimating the transmission coefficient matrix for each subcarrier of the MIMO channel, and the transmission coefficient matrix for each subcarrier are estimated. The transmission coefficient matrix for each subcarrier output from the means is input, and the absolute value of the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix for each subcarrier is calculated. N weighting factor calculation means for obtaining weighting factors for each subcarrier proportional to the reciprocal number of N, and N signals independent from each other from the M antennas based on the weighting factor for each subcarrier. Third transmission diversity means for selecting a total of N antennas to be transmitted simultaneously in the frequency band for each subcarrier, and using the weighting factor, N signals that are independent from the M antennas have the same frequency. And fourth transmission diversity means for weighting the transmission power of signals transmitted from a total of M antennas for each subcarrier when transmitting simultaneously in a band.

また、本発明は、送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備える第１の無線装置と、送受信兼用のＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本のアンテナを備える第２の無線装置との間で、無線回線を介して通信を行い、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナと前記第１の無線装置におけるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルがＬ（＝ＭＣＮ：整数）本構成される通信システムにおいて送信ダイバーシチを行う方法であって、前記第１の無線装置は、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナから同一周波数帯で同時に送信され、互いに独立である計Ｎ個の送信信号が空間上で重畳された空間分割多重信号をＭ本のアンテナで受信し、当該空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、前記推定された伝達係数行列が入力され、前記伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数をＫ個取得するステップと、前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択するステップと、を有することを特徴とする。 In addition, the present invention provides a first radio apparatus provided with M antennas (M ≧ 2: integer) used for both transmission and reception, and a second radio apparatus provided with N (M> N ≧ 2: integer) antennas used for transmission and reception. Communication is performed with a wireless device via a wireless line, and an N × N MIMO channel is set to L by the N antennas in the second wireless device and the M antennas in the first wireless device. (= M C N : integer) A method of performing transmission diversity in the communication system configured as described above, wherein the first radio apparatus transmits simultaneously in the same frequency band from N antennas in the second radio apparatus. In addition, a spatial division multiplexed signal in which a total of N transmission signals that are independent of each other are superimposed in space is received by M antennas, and is propagated through one of the MIMO channels of the spatial division multiplexed signal. The sky An inter-division multiplexed signal is input, the transmission coefficient matrix of the MIMO channel is estimated K (2 ≦ K ≦ L), the estimated transmission coefficient matrix is input, and an inverse matrix row in the transmission coefficient matrix is input. Obtaining K weighting factors proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the vector, and transmitting N signals independent from each other in the same frequency band from the M antennas based on the weighting factors. Selecting a total of N antennas.

また、本発明は、送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備える第１の無線装置と、送受信兼用のＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本のアンテナを備える第２の無線装置との間で、無線回線を介して通信を行い、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナと前記第１の無線装置におけるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルがＬ（＝ＭＣＮ：整数）本構成される通信システムにおいて送信ダイバーシチを行う方法であって、前記第１の無線装置は、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナから同一周波数帯で同時に送信され、互いに独立である計Ｎ個の送信信号が空間上で重畳された空間分割多重信号をＭ本のアンテナで受信し、当該空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、前記伝達係数行列が入力され、前記伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数をＫ個取得するステップと、前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行うステップと、を有することを特徴とする。 In addition, the present invention provides a first radio apparatus provided with M antennas (M ≧ 2: integer) used for both transmission and reception, and a second radio apparatus provided with N (M> N ≧ 2: integer) antennas used for transmission and reception. Communication is performed with a wireless device via a wireless line, and an N × N MIMO channel is set to L by the N antennas in the second wireless device and the M antennas in the first wireless device. (= M C N : integer) A method of performing transmission diversity in the communication system configured as described above, wherein the first radio apparatus transmits simultaneously in the same frequency band from N antennas in the second radio apparatus. In addition, a spatial division multiplexed signal in which a total of N transmission signals that are independent of each other are superimposed in space is received by M antennas, and is propagated through one of the MIMO channels of the spatial division multiplexed signal. The sky An inter-division multiplex signal is input, the transmission coefficient matrix of the MIMO channel is estimated K (2 ≦ K ≦ L), the transfer coefficient matrix is input, and the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix Obtaining K weighting factors proportional to the reciprocal of the square of the value, and using the weighting factors to simultaneously transmit N signals independent from the M antennas in the same frequency band, Weighting transmission power of signals transmitted from a total of M antennas.

また、本発明は、送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備え、通信相手である無線装置のＮ本のアンテナと、自身で備えるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルをＬ(＝ＭＣＮ：整数)本構成する無線装置において送信ダイバーシチを行う方法であって、互いに独立であり同―周波数帯で同時にＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本の送信アンテナから送信されたＮ個の送信信号を空間上で重畳された空間分割多重信号を受信する前記Ｍ個のアンテナで受信し、前記空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、前記伝達係数行列が入力され、当該伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数をＫ個取得するステップと、前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択するステップと、を有することを特徴とする。 Further, the present invention includes M (M ≧ 2: integer) antennas that are used for both transmission and reception, and N × N antennas are provided by N antennas of a wireless device that is a communication partner and M antennas provided by itself. A method of performing transmission diversity in a radio apparatus having L (= M C N : integer) MIMO channels, which are independent of each other and transmit N (M> N ≧ 2: integer) simultaneously in the same frequency band. N transmission signals transmitted from the antennas are received by the M antennas that receive the spatial division multiplexed signals superimposed in space, and propagated through any of the MIMO channels of the spatial division multiplexed signals. A step of estimating the transmission coefficient matrix of the MIMO channel by K (2 ≦ K ≦ L), the input of the transmission coefficient matrix, and an inverse matrix row in the transmission coefficient matrix; Obtaining K weighting factors proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in Kuttle, and transmitting N signals independent of each other in the same frequency band from the M antennas based on the weighting factors. Selecting a total of N antennas.

また、本発明は、送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備え、通信相手である無線装置のＮ本のアンテナと、自身で備えるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルをＬ(＝ＭＣＮ：整数)本構成する無線装置において送信ダイバーシチを行う方法であって、互いに独立であり同―周波数帯で同時にＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本の送信アンテナから送信されたＮ個の送信信号を空間上で重畳された空間分割多重信号を受信する前記Ｍ個のアンテナで受信し、前記空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、前記伝達係数行列が入力され、当該伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数をＫ個取得するステップと、前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行うステップと、を有することを特徴とする。 Further, the present invention includes M (M ≧ 2: integer) antennas that are used for both transmission and reception, and N × N antennas are provided by N antennas of a wireless device that is a communication partner and M antennas provided by itself. A method of performing transmission diversity in a radio apparatus having L (= M C N : integer) MIMO channels, which are independent of each other and transmit N (M> N ≧ 2: integer) simultaneously in the same frequency band. N transmission signals transmitted from the antennas are received by the M antennas that receive the spatial division multiplexed signals superimposed in space, and propagated through any of the MIMO channels of the spatial division multiplexed signals. A step of estimating the transmission coefficient matrix of the MIMO channel by K (2 ≦ K ≦ L), the input of the transmission coefficient matrix, and an inverse matrix row in the transmission coefficient matrix; Obtaining K weighting factors proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in Kuttle, and using the weighting factors, simultaneously transmit N signals that are independent of each other from the M antennas in the same frequency band. And a step of weighting the transmission power of signals transmitted from a total of M antennas.

また、本発明において、Ｉ(Ｉ≧１:整数)個のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ変調を用いた無線装置において送信ダイバーシチを行う方法であって、前記各空間分割多重信号が入力され、該空間分割多重信号に対し高速フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の空間分割多重信号をＭ個出力するステップと、前記サブキャリア毎の空間分割多重信号のうち、前記ＭＩＭＯチャネルのいずれかを通じて伝搬された前記サブキャリア毎の空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎の伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、前記出力されたサブキャリア毎の伝達係数行列が入力され、前記サブキャリア毎の伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例するサブキャリア毎の重み係数をＫ個取得するステップと、前記サブキャリア毎の重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナをサブキャリア毎に選択するステップと、を有することを特徴とする。   The present invention is also a method for performing transmission diversity in a radio apparatus using OFDM modulation using I (I ≧ 1: integer) subcarriers, wherein each of the spatial division multiplexed signals is input, Performing a fast Fourier transform on the division multiplexed signal and outputting M spatial division multiplexed signals for each subcarrier; and among the spatial division multiplexed signals for each subcarrier, the propagation through one of the MIMO channels A spatial division multiplexing signal for each subcarrier is input, and a step of estimating K (2 ≦ K ≦ L) transmission coefficient matrices for each subcarrier of the MIMO channel; and the output transmission coefficient matrix for each subcarrier is The overlap for each subcarrier proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix for each subcarrier. A total of N antennas that simultaneously transmit N signals independent of each other in the same frequency band from the M antennas based on the step of obtaining K coefficients and the weighting coefficient for each subcarrier. And selecting each of them.

また、本発明において、Ｉ(Ｉ≧１:整数)個のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ変調を用いた無線装置において送信ダイバーシチを行う方法であって、前記各空間分割多重信号が入力され、該空間分割多重信号に対し高速フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の空間分割多重信号をＭ個出力するステップと、前記サブキャリア毎の空間分割多重信号のうち、前記ＭＩＭＯチャネルのいずれかを通じて伝搬された前記サブキャリア毎の空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎の伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、前記出力されたサブキャリア毎の伝達係数行列が入力され、前記サブキャリア毎の伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例するサブキャリア毎の重み係数をＫ個取得するステップと、前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けをサブキャリア毎に行うステップと、を有することを特徴とする。   The present invention is also a method for performing transmission diversity in a radio apparatus using OFDM modulation using I (I ≧ 1: integer) subcarriers, wherein each of the spatial division multiplexed signals is input, Performing a fast Fourier transform on the division multiplexed signal and outputting M spatial division multiplexed signals for each subcarrier; and among the spatial division multiplexed signals for each subcarrier, the propagation through one of the MIMO channels A spatial division multiplexing signal for each subcarrier is input, and a step of estimating K (2 ≦ K ≦ L) transmission coefficient matrices for each subcarrier of the MIMO channel; and the output transmission coefficient matrix for each subcarrier is The overlap for each subcarrier proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix for each subcarrier. Using the weight coefficient, the step of acquiring K coefficients, and transmitting N signals that are independent from the M antennas simultaneously in the same frequency band, transmit from a total of M antennas. And a step of weighting the transmission power of the signal for each subcarrier.

本発明によれば、通信相手の無線装置のＮ(Ｎ≧２)個の送受信兼用アンテナから送信された信号を空間上で多重された状態でＭ(Ｍ＞Ｎ)個の送受信兼用アンテナで受信し、空間分割多重(ＳＤＭ)信号分離後の信号のＳＮＲに基づく重み係数を用いた、当該重み係数の大きさの比較結果を受信系統の選択基準とする選択ダイバーシチ受信し、または重み係数を重み付けに用いる合成ダイバーシチ受信を行う手段を無線装置が備えた通信システムにおいて、送信時にＮ個の独立した信号をそれぞれ送信するのに用いるＮ個のアンテナをＭ個の送受信兼用アンテナから、ＳＮＲに基づく重み係数を用いて選択する選択ダイバーシチを行うことにより、受信時は勿論のこと、送信時においてもダイバーシチ利得を得ることができ、従って、伝送品質を向上させることができる。
また、重み係数と伝達係数行列を用いて、無線装置が備えるＭ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同ー周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本のアンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う重み付け送信ダイバーシチを行うことにより、受信時は勿論、送信時においてもダイバーシチ利得を得ることができ、このことにより、伝送品質を向上させることができる。 According to the present invention, signals transmitted from N (N ≧ 2) transmission / reception antennas of a wireless device of a communication partner are received by M (M> N) transmission / reception antennas in a multiplexed state in space. Then, using a weighting factor based on the SNR of the signal after space division multiplexing (SDM) signal separation, selection diversity reception using the comparison result of the weighting factor as a selection criterion of the receiving system, or weighting the weighting factor Weights based on SNR from M antennas for transmitting and receiving N antennas used for transmitting N independent signals at the time of transmission in a communication system in which a radio apparatus has means for performing combined diversity reception used in By performing selection diversity using a coefficient, diversity gain can be obtained not only at reception but also at transmission, thus improving transmission quality. It can be.
Further, when N signals that are independent of each other from the M antennas included in the wireless device are simultaneously transmitted in the same frequency band by using the weight coefficient and the transfer coefficient matrix, signals transmitted from the total M antennas By performing weighted transmission diversity for weighting the transmission power, diversity gain can be obtained not only at the time of reception but also at the time of transmission, thereby improving the transmission quality.

図１、図２は、本実施形態の無線装置の構成を示すブロック図である。ここでは、本発明の無線装置は、送受信兼用アンテナを３個（１１〜１３）備え、通信相手である無線装置が送受信兼用アンテナを２個（３１１、３１２）備える場合を想定している。
図１、図２に示す各構成ブロックのうち、送受切替器１０１〜１０３は、受信時に送受信兼用アンテナ１１〜１３から入力された受信信号を、チャネル推定回路３１〜３３および空間分割多重信号分離回路４１〜４３に出力し、送信時に送信ダイバーシチ回路１１３から入力された送信信号を、送受信兼用アンテナ１１〜１３に出力する。 1 and 2 are block diagrams illustrating the configuration of the wireless device according to the present embodiment. Here, it is assumed that the wireless device of the present invention includes three antennas (11 to 13) that are used for transmission and reception, and the wireless device that is a communication partner includes two antennas (311 and 312) that are used for transmission and reception.
1 and 2, transmission / reception switchers 101 to 103 receive received signals input from transmission / reception antennas 11 to 13 during reception of channel estimation circuits 31 to 33 and space division multiplexing signal separation circuits. 41 to 43, and the transmission signal input from the transmission diversity circuit 113 during transmission is output to the transmission / reception antennas 11 to 13.

受信時における無線装置は、送受信兼用アンテナ１１〜１３が出力した受信信号が送受切替器１０１〜１０３を経由して、チャネル推定回路３１〜３３および空間分割多重信号分離回路４１〜４３に入力される以外は、図５に示す従来の無線装置と同一の動作を行う。
送信時における無線装置は、変調回路１１１〜１１２から出力される変調後の独立した２系統の送信信号と、重み係数演算器８１〜８３が出力する重み係数ｗ１１〜ｗ３２とが、送信ダイバーシチ回路１１３に入力される。送信ダイバーシチ回路１１３は、重み係数ｗ１１〜ｗ３２に基づき入力された２系統の送信信号ｕ１、ｕ２を送信するアンテナを送受信兼用アンテナ１１〜１３から２個選択する選択送信ダイバーシチを行う、または入力された２系統の送信信号ｕl、ｕ２に重み付けを行う重み付け送信ダイバーシチを行い、送信ダイバーシチ後の信号であるu”１〜u”３をそれぞれ送受切替器１０１〜１０３に出力する。 In the radio apparatus at the time of reception, the reception signals output from the transmission / reception antennas 11 to 13 are input to the channel estimation circuits 31 to 33 and the space division multiplexing signal separation circuits 41 to 43 via the transmission / reception switches 101 to 103. Except for the above, the same operation as the conventional radio apparatus shown in FIG. 5 is performed.
At the time of transmission, the radio apparatus has two independent transmission signals after modulation output from the modulation circuits 111 to 112 and weight coefficients w 11 to w 32 output from the weight coefficient calculators 81 to 83. Input to the circuit 113. Transmit diversity circuit 113 performs selection transmit diversity for two selected from the transmitting and receiving antenna with 11-13 antenna for transmitting a transmission signal u1, u2 of two systems input based on the weighting factor w 11 to w 32, or input The weighted transmission diversity for weighting the two transmission signals u1 and u2 is performed, and u "1 to u" 3, which are signals after transmission diversity, are output to the transmission / reception switches 101 to 103, respectively.

選択送信ダイバーシチを行う場合の送信ダイバーシチ回路１１３の構成例を図３に示す。図３において、送信ダイバーシチ回路１１３に入力された重み係数ｗ１１〜ｗ３２は、加算器１２１〜１２３に入力され、ｗ１１＋ｗ１２、ｗ２１＋ｗ２２、ｗ３１＋ｗ３２がそれぞれ計算され出力される。加算器１２１〜１２３の出力は、比較回路１２４で比較され、比較結果が切替器制御回路１２５に出力される。 FIG. 3 shows a configuration example of the transmission diversity circuit 113 in the case of performing selective transmission diversity. In FIG. 3, the weighting factors w 11 to w 32 input to the transmission diversity circuit 113 are input to the adders 121 to 123, and w 11 + w 12 , w 21 + w 22 and w 31 + w 32 are respectively calculated and output. The The outputs of the adders 121 to 123 are compared by the comparison circuit 124, and the comparison result is output to the switch control circuit 125.

例えば、ｗ１１＋ｗ１２が加算器１２１〜１２３の出力の中で最も大きい場合、受信時における空間分割多重信号分離回路４１の出力である２系統の信号におけるＳＮＲの和が、すなわち、送受信兼用アンテナ１１、１２での受信信号を分離した後における２系統の信におけるのＳＮＲの和が、他の空間分割多重信号分離回路における出力信号のそれより大きいということを意味する。従って、切替器制御回路１２５は、切替器１２６を制御して、切替器１２６の出力ｕ’1として出力変調回路１１１から入力された変調後の送信信号ｕ１を、切替器１２６の出力ｕ’２として出力変調回路１１１から入力された変調後の送信信号ｕ２をそれぞれ出力する。ｕ’３はこのとき値を零として出力する。これは、送信信号ｕ１を送受信兼用アンテナ１１から、送信信号ｕ２を送受信兼用アンテナ１２から、それぞれ送信することを意味する。 For example, when w 11 + w 12 is the largest among the outputs of the adders 121 to 123, the sum of the SNRs of the two signals that are the outputs of the spatial division multiplexing signal separation circuit 41 at the time of reception, that is, a transmission / reception antenna This means that the sum of the SNRs in the two systems of signals after separating the received signals at 11 and 12 is greater than that of the output signal in the other space division multiplex signal demultiplexing circuit. Therefore, the switch control circuit 125 controls the switch 126 to use the modulated transmission signal u1 input from the output modulation circuit 111 as the output u′1 of the switch 126 as the output u′2 of the switch 126. As a result, the modulated transmission signal u2 input from the output modulation circuit 111 is output. At this time, u′3 is output with a value of zero. This means that the transmission signal u1 is transmitted from the transmission / reception antenna 11 and the transmission signal u2 is transmitted from the transmission / reception antenna 12.

同様に、ｗ２１＋ｗ２２が加算器１２１〜１２３の出力の中で最も大きい場合、ｕ’１＝ｕ１、ｕ’２＝０、ｕ’３＝ｕ２として出力する。同様に、ｗ３１＋ｗ３２が加算器１２１〜１２３の出力の中で最も大きい場合、ｕ’１＝０、ｕ’２＝ｕ１、ｕ’３＝ｕ２として出力する。
このように図１、図２に示す無線装置は、選択送信ダイバーシチを行う場合、受信時の空間分割多重信号分離後における信号のＳＮＲの和が最も大きくなる受信アンテナと同一のアンテナを送信アンテナとして選択することになる。 Similarly, when w 21 + w 22 is the largest among the outputs of the adders 121 to 123, u′1 = u1, u′2 = 0, and u′3 = u2. Similarly, when w 31 + w 32 is the largest among the outputs of the adders 121 to 123, u′1 = 0, u′2 = u1, and u′3 = u2 are output.
As described above, when performing selective transmission diversity, the radio apparatus illustrated in FIG. 1 and FIG. 2 uses, as a transmission antenna, the same antenna as the reception antenna that has the largest sum of the SNRs of the signals after space division multiplexing signal separation at the time of reception. Will choose.

重み付け送信ダイバーシチを行う場合の送信ダイバーシチ回路１１３の構成例を図４に示す。
図４において、送信ダイバーシチ回路１１３に入力された変調後の送信信号ｕ１、ｕ２は、それぞれ分波器２８１、２８２で分波され、乗算器２９１〜２９６に出力される。送信ダイバーシチ回路１１３に入力された重み係数ｗ１１〜ｗ３２は、乗算器２９１〜２９６に入力され、ｕ１にｗ１１、ｗ２１、ｗ３１が、ｕ２にｗ１２、ｗ２２、ｗ３２がそれぞれ乗算される。 A configuration example of the transmission diversity circuit 113 in the case of performing weighted transmission diversity is shown in FIG.
In FIG. 4, modulated transmission signals u 1 and u 2 input to the transmission diversity circuit 113 are demultiplexed by demultiplexers 281 and 282, and output to multipliers 291 to 296. Weighting factor w 11 to w 32 input to the transmission diversity circuit 113 is input to a multiplier 291~296, w 11, w 21, w 31 to u 1 is the w 12, w 22, w 32 to u2 Each is multiplied.

乗算器２９１〜２９６の出力のうち、乗算器２９１の出力ｗ１１ｕ１と乗算器２９２の出力ｗ１２ｕ２とは、伝達係数逆行列乗算器２１０１に入力される。伝達係数逆行列乗算器２１０１は、チャネル推定器３１から入力された伝達係数行列Ｈ１の逆行列をｗ１１ｕ１、ｗ１２ｕ２からなるベクトルに乗算し、ｕ”11(＝ｈ'１１１ｗ１１ｕ１＋ｈ'１２１ｗ１２ｕ２)、ｕ'１２(＝ｈ'１１２ｗ１１ｕ１＋ｈ'１２２ｗ１２ｕ２)を出力する。
同様の操作で、伝達係数逆行列乗算器２１０２は、乗算器２９３〜２９４から入力された信号ｗ２１ｕ１、ｗ２２ｕ２と、チャネル推定器３２から入力されたＨ２から、ｕ'21(=ｈ'２１１ｗ２１ｕ１＋ｈ２２１ｗ２２ｕ２)、ｕ'２２(―ｈ'２１３ｗ２１ｕ１＋ｈ'２３３ｗ２２ｕ２)を出力する。また、同様の操作で、伝達係数逆行列乗算器２１０３は、乗算器２９５〜２９５から入力された信号ｗ３１ｕ１、ｗ３２ｕ２と、チャネル推定器３２から入力されたＨ３から、ｕ'３１(＝ｈ'３１２ｗ２１ｕ１＋ｈ'３２２ｗ２２ｕ２)、ｕ'３２(＝ｈ'３１３ｗ２２ｕ１＋ｈ'３３３ｗ２２ｕ２)を出力する。 Of the outputs of the multipliers 291 to 296, the output w 11 u1 of the multiplier 291 and the output w 12 u2 of the multiplier 292 are input to the transfer coefficient inverse matrix multiplier 2101. The transfer coefficient inverse matrix multiplier 2101 multiplies the inverse matrix of the transfer coefficient matrix H 1 input from the channel estimator 31 by a vector composed of w 11 u1 and w 12 u2, and u ″ 11 (= h ′ 111 w 11 u1 + h ′ 121 w 12 u2) and u ′ 12 (= h ′ 112 w 11 u1 + h ′ 122 w 12 u2) are output.
By the same operation, the transfer coefficient inverse matrix multiplier 2102 receives u ′ 21 (== the signals w 21 u1 and w 22 u2 input from the multipliers 293 to 294 and H 2 input from the channel estimator 32. h ′ 211 w 21 u 1 + h 221 w 22 u 2) and u ′ 22 (−h ′ 213 w 21 u 1 + h ′ 233 w 22 u 2) are output. Further, by the same operation, the transfer coefficient inverse matrix multiplier 2103 receives u ′ 31 from the signals w 31 u1 and w 32 u2 input from the multipliers 295 to 295 and H 3 input from the channel estimator 32. (= H ′ 312 w 21 u1 + h ′ 322 w 22 u2) and u ′ 32 (= h ′ 313 w 22 u1 + h ′ 333 w 22 u2) are output.

伝達係数逆行列乗算器２１０１〜２１０３の出力ｕ'１１〜ｕ'３２のうち、ｕ'１１ とｕ'２１とは加算器２１１１において加算され、ｕ'１(＝ｕ'１１＋ｕ'２１)が出力される。これと同様に、加算器２１１２からはｕ'２(＝ｕ’１２＋ｕ'３１)が、加算器２１１３からはｕ'３(＝ｕ'２２＋ｕ'３２)が、それぞれ出力される。
このとき送信ダイバーシチ回路１１３に入力される送信信号ｕ１、ｕ２とｕ'１〜ｕ'３との関係は、以下の演算式（１６）で表される。 Of the outputs u ′ 11 to u ′ 32 of the transfer coefficient inverse matrix multipliers 2101 to 2103, u ′ 11 and u ′ 21 are added by the adder 2111, and u ′ 1 (= u ′ 11 + u ′ 21 ) is obtained. Is output. Similarly, u ′ 2 (= u ′ 12 + u ′ 31 ) is output from the adder 2112, and u ′ 3 (= u ′ 22 + u ′ 32 ) is output from the adder 2113.
At this time, the relationship between the transmission signals u 1 and u 2 and u ′ 1 to u ′ 3 input to the transmission diversity circuit 113 is expressed by the following arithmetic expression (16).

Figure 2005333443
Figure 2005333443

ここで、ｕ１は以下の演算式（１７）で、（Ｈ１０）−１、（ｗ１０）−１は以下の演算式（１８）で示される。 Here, u1 is represented by the following arithmetic expression (17), and (H 10 ) −1 and (w 10 ) −1 are represented by the following arithmetic expression (18).

Figure 2005333443
Figure 2005333443

無線装置の送受信兼用アンテナ１１〜１３から送信される信号ｕ'１〜ｕ'３と、無線装置の送受信兼用アンテナ３１１、３１２で受信される信号ｖ１、ｖ２との関係は、無線装置がそれぞれ持つアンテナ間の各伝達係数が無線装置での受信時と同一ならば、以下の演算式（１９）のように表される。 The relationship between the signals u ′ 1 to u ′ 3 transmitted from the transmitting / receiving antennas 11 to 13 of the wireless device and the signals v 1 and v 2 received by the transmitting / receiving antennas 311 and 312 of the wireless device is as follows. If the respective transmission coefficients between the antennas are the same as those at the time of reception by the wireless device, the following equation (19) is obtained.

Figure 2005333443
Figure 2005333443

なお、上記した演算式（１９）は雑音成分を省略している。ここでｖとＨは、以下の演算式（２０）で示される。   In addition, the noise component is abbreviate | omitted in above-described arithmetic expression (19). Here, v and H are expressed by the following arithmetic expression (20).

Figure 2005333443
Figure 2005333443

上記した演算式（７）（８）、（１５）〜（２０）から、送信信号ｕ１、ｕ２と受信信号ｖ１、ｖ２との関係は、以下の演算式（２１）で表される。 From the arithmetic expressions (7), (8), and (15) to (20), the relationship between the transmission signals u 1 and u 2 and the reception signals v 1 and v 2 is expressed by the following arithmetic expression (21). The

Figure 2005333443
Figure 2005333443

このように、図１、図２に示す無線装置が上記のような重み付け送信ダイバーシチを行うことによって、通信相手である無線装置における受信信号は、無線装置における送信信号が最大比合成された場合と同等の重み付けをされた上で合成された信号となっている。
以上の重み係数ｗ１１〜ｗ３２を無線装置の選択送信ダイバーシチまたは重み付け送信ダイバーシチに用いることで、通信相手との無線伝送の品質を改善することができる。
なお、図１、図２に示す本発明実施形態では、無線装置が受信ダイバーシチと送信ダイパーシチとを共に行う場合について示したが、受信ダイバーシチを行わない場合でも、あるいは空間分割多重信号分離回路４１〜４３、重み係数乗算器９１１〜９１６、および加算回路１５がない場合でも、送信ダイバーシチを行うことが可能である。
また、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交波周波数分割多重）と組み合わせて送信ダイバーシチを行う時には、ＯＦＤＭサブキャリア毎に選択送信ダイバーシチまたは重み付け送信ダイバーシチを行うことも可能である。 As described above, when the wireless device shown in FIGS. 1 and 2 performs the weighted transmission diversity as described above, the reception signal in the wireless device that is the communication partner is the case where the transmission signal in the wireless device is combined at the maximum ratio. The signal is synthesized after being weighted equally.
By using the above weighting factors w11 to w32 for selective transmission diversity or weighted transmission diversity of the wireless device, it is possible to improve the quality of wireless transmission with the communication partner.
In the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 and FIG. 2, the case where the radio apparatus performs both reception diversity and transmission diversity is shown. However, even when reception diversity is not performed, the space division multiplexing signal separation circuits 41 to 43, transmission diversity can be performed even when the weighting factor multipliers 911 to 916 and the addition circuit 15 are not provided.
In addition, when transmission diversity is performed in combination with OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), selective transmission diversity or weighted transmission diversity can be performed for each OFDM subcarrier.

以上説明のように本発明は、通信相手の無線装置のＮ(Ｎ≧２)個の送受信兼用アンテナから送信された信号を空間上で多重された状態でＭ(Ｍ＞Ｎ)個の送受信兼用アンテナで受信し、空間分割多重(ＳＤＭ)信号分離後の信号のＳＮＲに基づく重み係数を用いた、当該重み係数の大きさの比較結果を受信系統の選択基準とする選択ダイバーシチ受信、または重み係数を重み付けに用いる合成ダイバーシチ受信を行う手段を無線装置が備える通信システムにおいて、送信時にＮ個の独立した信号をそれぞれ送信するのに用いるＮ個のアンテナを前記Ｍ個の送受信兼用アンテナから、ＳＮＲに基づく重み係数を用いて選択する選択ダイバーシチを行うものである。
また、重み係数と伝達係数行列を用いて、無線装置が備えるＭ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同ー周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本のアンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う重み付け送信ダイバーシチを行うことにより、受信時は勿論、送信時においてもダイバーシチ利得を得ることができ、このことにより、伝送品質を向上させることができる。 As described above, according to the present invention, M (M> N) transmission / reception signals are transmitted in a state where signals transmitted from N (N ≧ 2) transmission / reception antennas of a wireless device of a communication partner are multiplexed in space. Selective diversity reception using a weighting factor based on the SNR of a signal received by an antenna and subjected to space division multiplexing (SDM) signal separation, and using the comparison result of the weighting factor as a selection criterion for a receiving system, or weighting factor In a communication system in which a radio apparatus has means for performing combined diversity reception using weighting, N antennas used for transmitting N independent signals at the time of transmission are changed from the M transmitting / receiving antennas to the SNR. Selection diversity is performed by using a weighting factor based on the selection.
Further, when N signals that are independent of each other from the M antennas included in the wireless device are simultaneously transmitted in the same frequency band by using the weight coefficient and the transfer coefficient matrix, signals transmitted from the total M antennas By performing weighted transmission diversity for weighting the transmission power, diversity gain can be obtained not only at the time of reception but also at the time of transmission, thereby improving the transmission quality.

本発明の無線装置の一実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows one Embodiment of the radio | wireless apparatus of this invention. 本発明の無線装置の一実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows one Embodiment of the radio | wireless apparatus of this invention. 図２における送信ダイバーシチ回路の一実施形態を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram illustrating an embodiment of a transmission diversity circuit in FIG. 2. 送信ダイバーシチ回路の他の実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows other embodiment of a transmission diversity circuit. 従来の無線装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional radio | wireless apparatus.

符号の説明Explanation of symbols

１１〜１３…送受信兼用アンテナ、３１〜３３…チャネル推定回路、４１〜４３…空間分割多重信号分離回路、８１〜８３、９１１〜９１６…重み係数演算器、１１３…送信ダイバーシチ回路、１２１〜１２３…加算器、１２４…比較回路、１２５…切替器制御回路、
１２６…切替器、２９１〜２９６…乗算器、２１０１〜２１０３…伝達係数逆行列乗算器、
２１１１〜２１１３…加算器
11 to 13 antennas for transmission / reception 31 to 33 channel estimation circuits 41 to 43 space division multiplexing signal separation circuits 81 to 83 911 to 916 weight coefficient calculators 113 transmission diversity circuits 121 to 123 Adder, 124 ... comparison circuit, 125 ... switch control circuit,
126 ... switch, 291-296 ... multiplier, 2101-2103 ... transfer coefficient inverse matrix multiplier,
2111 to 2113 ... Adder

Claims (15)

送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備える第１の無線装置と、送受信兼用のＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本のアンテナを備える第２の無線装置との間で、無線回線を介して通信を行い、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナと前記第１の無線装置におけるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルがＬ（＝ＭＣＮ：整数）本構成される通信システムであって、
前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナから同一周波数帯で同時に送信され、互いに独立である計Ｎ個の送信信号が空間上で重畳された空間分割多重信号をＭ本のアンテナで受信し、当該空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、
前記推定された伝達係数行列が入力され、前記伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、
前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択する送信ダイバーシチ手段を備える前記第１の無線装置、
を有することを特徴とする通信システム。 Between a first radio apparatus having M (M ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception and a second radio apparatus having N (M> N ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception , The N × N MIMO channel is set to L (= M C N :) by N antennas in the second radio apparatus and M antennas in the first radio apparatus. (Integer) the present communication system,
The N antennas in the second radio apparatus are simultaneously transmitted in the same frequency band, and a total of N transmission signals that are independent from each other are received by the M antennas. K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for inputting the spatial division multiplexed signal propagated through any of the MIMO channels of the spatial division multiplexed signal and estimating a transmission coefficient matrix of the MIMO channel When,
K weight coefficient calculation means for receiving the estimated transfer coefficient matrix and obtaining a weight coefficient proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix;
The first radio apparatus comprising transmission diversity means for selecting a total of N antennas for simultaneously transmitting N signals independent of each other in the same frequency band from the M antennas based on the weighting factor;
A communication system comprising: 送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備える第１の無線装置と、送受信兼用のＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本のアンテナを備える第２の無線装置との間で、無線回線を介して通信を行い、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナと前記第１の無線装置におけるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルがＬ（＝ＭＣＮ：整数）本構成される通信システムであって、
前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナから同一周波数帯で同時に送信され、互いに独立である計Ｎ個の送信信号が空間上で重畳された空間分割多重信号をＭ本のアンテナで受信し、当該空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、
前記推定された伝達係数行列が入力され、前記伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、
前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う送信ダイバーシチ手段を備える前記第１の無線装置、
を有することを特徴とする通信システム。 Between a first radio apparatus having M (M ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception and a second radio apparatus having N (M> N ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception , The N × N MIMO channel is set to L (= M C N :) by N antennas in the second radio apparatus and M antennas in the first radio apparatus. (Integer) the present communication system,
The N antennas in the second radio apparatus are simultaneously transmitted in the same frequency band, and a total of N transmission signals that are independent from each other are received by the M antennas. K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for inputting the spatial division multiplexed signal propagated through any of the MIMO channels of the spatial division multiplexed signal and estimating a transmission coefficient matrix of the MIMO channel When,
K weight coefficient calculation means for receiving the estimated transfer coefficient matrix and obtaining a weight coefficient proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix;
Transmission for weighting transmission power of signals transmitted from a total of M antennas when N signals that are independent of each other from the M antennas are simultaneously transmitted in the same frequency band using the weighting factor. Said first wireless device comprising diversity means;
A communication system comprising: 送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備える第１の無線装置と、送受信兼用のＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本のアンテナを備える第２の無線装置との間で、無線回線を介して通信を行い、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナと前記第１の無線装置におけるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルがＬ（＝ＭＣＮ：整数）本構成される通信システムであって、
前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナから同一周波数帯で同時に送信され、互いに独立である計Ｎ個の送信信号が空間上で重畳された空間分割多重信号をＭ本のアンテナで受信し、当該空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、
前記推定された伝達係数行列が入力され、前記伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、
前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択する第１の送信ダイバーシチ手段と、
前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う第２の送信ダイバーシチ手段を備える前記第１の無線装置、
を有することを特徴とする通信システム。 Between a first radio apparatus having M (M ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception and a second radio apparatus having N (M> N ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception , The N × N MIMO channel is set to L (= M C N :) by N antennas in the second radio apparatus and M antennas in the first radio apparatus. (Integer) the present communication system,
The N antennas in the second radio apparatus are simultaneously transmitted in the same frequency band, and a total of N transmission signals that are independent from each other are received by the M antennas. K (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means for inputting the spatial division multiplexed signal propagated through any of the MIMO channels of the spatial division multiplexed signal and estimating a transmission coefficient matrix of the MIMO channel When,
K weight coefficient calculation means for receiving the estimated transfer coefficient matrix and obtaining a weight coefficient proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix;
First transmission diversity means for selecting a total of N antennas that simultaneously transmit N signals independent of each other in the same frequency band from the M antennas based on the weighting factor;
The weighting factor is used to weight transmission power of signals transmitted from a total of M antennas when N signals that are independent from each other from the M antennas are simultaneously transmitted in the same frequency band. Said first wireless device comprising two transmit diversity means;
A communication system comprising: 送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備え、通信相手である無線装置のＮ本のアンテナと、自身で備えるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルをＬ(＝ＭＣＮ：整数)本構成する無線装置であって、
互いに独立であり同―周波数帯で同時にＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本の送信アンテナから送信されたＮ個の送信信号を空間上で重畳された空間分割多重信号を受信する前記Ｍ個のアンテナで受信し、前記空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、
前記伝達係数行列が入力され、当該伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、
前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択する送信ダイバーシチ手段と、
を有することを特徴とする無線装置。 M (M ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception are used, and N × N MIMO channels are set to L (== N) by the N antennas of the wireless device that is a communication partner and the M antennas provided by itself. M C N : integer) a wireless device constituting this,
The M signals that are independent of each other and receive the spatial division multiplexed signal in which N transmission signals transmitted from N (M> N ≧ 2: integer) transmission antennas simultaneously in the same frequency band are superimposed in space. The spatial division multiplexed signal received by the antenna and propagated through any one of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals is input, and K (2 ≦ K ≦ L) for estimating a transmission coefficient matrix of the MIMO channel Channel estimation means,
K weight coefficient calculation means for receiving the transfer coefficient matrix and obtaining a weight coefficient proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix;
Transmit diversity means for selecting a total of N antennas that simultaneously transmit N signals independent of each other in the same frequency band from the M antennas based on the weighting factor;
A wireless device comprising: 送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備え、通信相手である無線装置のＮ本のアンテナと、自身で備えるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルをＬ(＝ＭＣＮ：整数)本構成する無線装置であって、
互いに独立であり同―周波数帯で同時にＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本の送信アンテナから送信されたＮ個の送信信号を空間上で重畳された空間分割多重信号を受信する前記Ｍ個のアンテナで受信し、前記空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、
前記伝達係数行列が入力され、当該伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、
前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う送信ダイバーシチ手段と、
を有することを特徴とする無線装置。 M (M ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception are used, and N × N MIMO channels are set to L (== N) by the N antennas of the wireless device that is a communication partner and the M antennas provided by itself. M C N : integer) a wireless device constituting this,
The M signals that are independent of each other and receive the spatial division multiplexed signal in which N transmission signals transmitted from N (M> N ≧ 2: integer) transmission antennas simultaneously in the same frequency band are superimposed in space. The spatial division multiplexed signal received by the antenna and propagated through any one of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals is input, and K (2 ≦ K ≦ L) for estimating a transmission coefficient matrix of the MIMO channel Channel estimation means,
K weight coefficient calculation means for receiving the transfer coefficient matrix and obtaining a weight coefficient proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix;
Transmission for weighting transmission power of signals transmitted from a total of M antennas when N signals that are independent of each other from the M antennas are simultaneously transmitted in the same frequency band using the weighting factor. Diversity means;
A wireless device comprising: 送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備え、通信相手である無線装置のＮ本のアンテナと、自身で備えるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルをＬ(＝ＭＣＮ：整数)本構成する無線装置であって、
互いに独立であり同―周波数帯で同時にＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本の送信アンテナから送信されたＮ個の送信信号を空間上で重畳された空間分割多重信号を受信する前記Ｍ個のアンテナで受信し、前記空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、
前記伝達係数行列が入力され、当該伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、
前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択する第１の送信ダイバーシチ手段、
前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行う第２の送信ダイバーシチ手段と、
を有することを特徴とする無線装置。 M (M ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception are used, and N × N MIMO channels are set to L (== N) by the N antennas of the wireless device that is a communication partner and the M antennas provided by itself. M C N : integer) a wireless device constituting this,
The M signals that are independent of each other and receive the spatial division multiplexed signal in which N transmission signals transmitted from N (M> N ≧ 2: integer) transmission antennas simultaneously in the same frequency band are superimposed in space. The spatial division multiplexed signal received by the antenna and propagated through any one of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals is input, and K (2 ≦ K ≦ L) for estimating a transmission coefficient matrix of the MIMO channel Channel estimation means,
K weight coefficient calculation means for receiving the transfer coefficient matrix and obtaining a weight coefficient proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix;
First transmission diversity means for selecting a total of N antennas for simultaneously transmitting N signals independent of each other in the same frequency band from the M antennas based on the weighting factors;
The weighting factor is used to weight transmission power of signals transmitted from a total of M antennas when N signals that are independent from each other from the M antennas are simultaneously transmitted in the same frequency band. Two transmit diversity means;
A wireless device comprising: Ｉ(Ｉ≧１:整数)個のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ変調を用いた無線装置であって、
前記各空間分割多重信号が入力され、該空間分割多重信号に対し高速フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の空間分割多重信号を出力するＭ個の高速フーリエ変換手段と、
前記サブキャリア毎の空間分割多重信号のうち、前記ＭＩＭＯチャネルのいずれかを通じて伝搬された前記サブキャリア毎の空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎の伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、
前記サブキャリア毎の伝達係数行列を推定する手段から出力されたサブキャリア毎の伝達係数行列が入力され、前記サブキャリア毎の伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例するサブキャリア毎の重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、
前記サブキャリア毎の重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナをサブキャリア毎に選択する送信ダイバーシチ手段、
を有することを特徴とする請求項１または４に記載の無線装置。 A wireless device using OFDM modulation using I (I ≧ 1: integer) subcarriers,
M fast Fourier transform means for receiving each spatial division multiplexed signal, performing fast Fourier transform on the spatial division multiplexed signal, and outputting a spatial division multiplexed signal for each subcarrier;
K that estimates the transmission coefficient matrix for each subcarrier of the MIMO channel by inputting the spatial division multiplexed signal for each subcarrier propagated through one of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals for each subcarrier. (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means;
The transmission coefficient matrix for each subcarrier output from the means for estimating the transmission coefficient matrix for each subcarrier is input, and is proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix for each subcarrier. K weighting factor calculating means for acquiring a weighting factor for each subcarrier to be
Transmit diversity means for selecting, for each subcarrier, a total of N antennas that simultaneously transmit N signals that are independent of each other from the M antennas in the same frequency band, based on the weighting factor for each subcarrier.
5. The wireless device according to claim 1, wherein the wireless device comprises: Ｉ(Ｉ≧１:整数)個のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ変調を用いた無線装置であって、
前記各空間分割多重信号が入力され、該空間分割多重信号に対し高速フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の空間分割多重信号を出力するＭ個の高速フーリエ変換手段と、
前記サブキャリア毎の空間分割多重信号のうち、前記ＭＩＭＯチャネルのいずれかを通じて伝搬された前記サブキャリア毎の空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎の伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、
前記サブキャリア毎の伝達係数行列を推定する手段から出力されたサブキャリア毎の伝達係数行列が入力され、前記サブキャリア毎の伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例するサブキャリア毎の重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、
前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けをサブキャリア毎に行う送信ダイバーシチ手段、
を有することを特徴とする請求項２または５に記載の無線装置。 A wireless device using OFDM modulation using I (I ≧ 1: integer) subcarriers,
M fast Fourier transform means for receiving each spatial division multiplexed signal, performing fast Fourier transform on the spatial division multiplexed signal, and outputting a spatial division multiplexed signal for each subcarrier;
K that estimates the transmission coefficient matrix for each subcarrier of the MIMO channel by inputting the spatial division multiplexed signal for each subcarrier propagated through one of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals for each subcarrier. (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means;
The transmission coefficient matrix for each subcarrier output from the means for estimating the transmission coefficient matrix for each subcarrier is input, and is proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix for each subcarrier. K weighting factor calculating means for acquiring a weighting factor for each subcarrier to be
When N signals that are independent from each other from the M antennas are simultaneously transmitted in the same frequency band using the weighting factor, the transmission power weights of signals transmitted from the M antennas in total are subcarriers. Transmit diversity means to be performed every time,
The wireless device according to claim 2, wherein the wireless device includes: Ｉ(Ｉ≧１:整数)個のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ変調を用いた無線装置であって、
前記各空間分割多重信号が入力され、該空間分割多重信号に対し高速フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の空間分割多重信号を出力するＭ個の高速フーリエ変換手段と、
前記サブキャリア毎の空間分割多重信号のうち、前記ＭＩＭＯチャネルのいずれかを通じて伝搬された前記サブキャリア毎の空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎の伝達係数行列を推定するＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個のチャネル推定手段と、
前記サブキャリア毎の伝達係数行列を推定する手段から出力されたサブキャリア毎の伝達係数行列が入力され、前記サブキャリア毎の伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例するサブキャリア毎の重み係数を取得するＫ個の重み係数演算手段と、
前記サブキャリア毎の重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナをサブキャリア毎に選択する第３の送信ダイバーシチ手段と、
前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けをサブキャリア毎に行う第４の送信ダイバーシチ手段、
を有することを特徴とする請求項３または６に記載の無線装置。 A wireless device using OFDM modulation using I (I ≧ 1: integer) subcarriers,
M fast Fourier transform means for receiving each spatial division multiplexed signal, performing fast Fourier transform on the spatial division multiplexed signal, and outputting a spatial division multiplexed signal for each subcarrier;
K that estimates the transmission coefficient matrix for each subcarrier of the MIMO channel by inputting the spatial division multiplexed signal for each subcarrier propagated through one of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals for each subcarrier. (2 ≦ K ≦ L) channel estimation means;
The transmission coefficient matrix for each subcarrier output from the means for estimating the transmission coefficient matrix for each subcarrier is input, and is proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix for each subcarrier. K weighting factor calculating means for acquiring a weighting factor for each subcarrier to be
Third transmission diversity for selecting a total of N antennas for each subcarrier that simultaneously transmits N signals independent of each other in the same frequency band from the M antennas based on the weighting factor for each subcarrier. Means,
When N signals that are independent from each other from the M antennas are simultaneously transmitted in the same frequency band using the weighting factor, the transmission power weights of signals transmitted from the M antennas in total are subcarriers. 4th transmission diversity means to be performed every time,
The wireless device according to claim 3, wherein the wireless device includes: 送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備える第１の無線装置と、送受信兼用のＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本のアンテナを備える第２の無線装置との間で、無線回線を介して通信を行い、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナと前記第１の無線装置におけるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルがＬ（＝ＭＣＮ：整数）本構成される通信システムにおいて送信ダイバーシチを行う方法であって、
前記第１の無線装置は、
前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナから同一周波数帯で同時に送信され、互いに独立である計Ｎ個の送信信号が空間上で重畳された空間分割多重信号をＭ本のアンテナで受信し、当該空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、
前記推定された伝達係数行列が入力され、前記伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数をＫ個取得するステップと、
前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択するステップと、
を有することを特徴とする通信システムにおいて送信ダイバーシチを行う方法。 Between a first radio apparatus having M (M ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception and a second radio apparatus having N (M> N ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception , The N × N MIMO channel is set to L (= M C N :) by N antennas in the second radio apparatus and M antennas in the first radio apparatus. (Integer) A method of performing transmission diversity in the communication system configured as follows:
The first wireless device is:
The N antennas in the second radio apparatus are simultaneously transmitted in the same frequency band, and a total of N transmission signals that are independent from each other are received by the M antennas. The spatial division multiplexed signal propagated through any of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals is input, and estimating K (2 ≦ K ≦ L) transmission coefficient matrices of the MIMO channel;
Receiving the estimated transfer coefficient matrix and obtaining K weighting factors proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix;
Selecting a total of N antennas that simultaneously transmit N signals independent of each other in the same frequency band from the M antennas based on the weighting factors;
A method for performing transmission diversity in a communication system comprising: 送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備える第１の無線装置と、送受信兼用のＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本のアンテナを備える第２の無線装置との間で、無線回線を介して通信を行い、前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナと前記第１の無線装置におけるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルがＬ（＝ＭＣＮ：整数）本構成される通信システムにおいて送信ダイバーシチを行う方法であって、
前記第１の無線装置は、
前記第２の無線装置におけるＮ本のアンテナから同一周波数帯で同時に送信され、互いに独立である計Ｎ個の送信信号が空間上で重畳された空間分割多重信号をＭ本のアンテナで受信し、当該空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、
前記伝達係数行列が入力され、前記伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数をＫ個取得するステップと、
前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行うステップと、
を有することを特徴とする通信システムにおいて送信ダイバーシチを行う方法。 Between a first radio apparatus having M (M ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception and a second radio apparatus having N (M> N ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception , The N × N MIMO channel is set to L (= M C N :) by N antennas in the second radio apparatus and M antennas in the first radio apparatus. (Integer) A method of performing transmission diversity in the communication system configured as follows:
The first wireless device is:
The N antennas in the second radio apparatus are simultaneously transmitted in the same frequency band, and a total of N transmission signals that are independent from each other are received by the M antennas. The spatial division multiplexed signal propagated through any of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals is input, and estimating K (2 ≦ K ≦ L) transmission coefficient matrices of the MIMO channel;
Obtaining the K weighting factors proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix, the transfer coefficient matrix being input;
A step of weighting transmission power of signals transmitted from a total of M antennas when N signals that are independent of each other from the M antennas are simultaneously transmitted in the same frequency band, using the weighting factor. When,
A method for performing transmission diversity in a communication system comprising: 送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備え、通信相手である無線装置のＮ本のアンテナと、自身で備えるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルをＬ(＝ＭＣＮ：整数)本構成する無線装置において送信ダイバーシチを行う方法であって、
互いに独立であり同―周波数帯で同時にＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本の送信アンテナから送信されたＮ個の送信信号を空間上で重畳された空間分割多重信号を受信する前記Ｍ個のアンテナで受信し、前記空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、
前記伝達係数行列が入力され、当該伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数をＫ個取得するステップと、
前記重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナを選択するステップと、
を有することを特徴とする無線装置において送信ダイバーシチを行う方法。 M (M ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception are used, and N × N MIMO channels are set to L (== N) by the N antennas of the wireless device that is a communication partner and the M antennas provided by itself. M C N : integer) A method of performing transmission diversity in the wireless device of the present configuration,
The M signals that are independent of each other and receive the spatial division multiplexed signal in which N transmission signals transmitted from N (M> N ≧ 2: integer) transmission antennas simultaneously in the same frequency band are superimposed in space. The spatial division multiplexed signal received by the antenna and propagated through any of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals is input, and K (2 ≦ K ≦ L) transmission coefficient matrices of the MIMO channel are input. Estimating, and
Receiving the transfer coefficient matrix, obtaining K weighting factors proportional to the inverse of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix;
Selecting a total of N antennas that simultaneously transmit N signals independent of each other in the same frequency band from the M antennas based on the weighting factors;
A method of performing transmit diversity in a wireless device comprising: 送受信兼用のＭ(Ｍ≧２：整数)本のアンテナを備え、通信相手である無線装置のＮ本のアンテナと、自身で備えるＭ本のアンテナとにより、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネルをＬ(＝ＭＣＮ：整数)本構成する無線装置において送信ダイバーシチを行う方法であって、
互いに独立であり同―周波数帯で同時にＮ(Ｍ＞Ｎ≧２：整数)本の送信アンテナから送信されたＮ個の送信信号を空間上で重畳された空間分割多重信号を受信する前記Ｍ個のアンテナで受信し、前記空間分割多重信号のうち前記ＭＩＭＯチャネルのうちいずれかを通じて伝搬された前記空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルの伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、
前記伝達係数行列が入力され、当該伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例する重み係数をＫ個取得するステップと、
前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けを行うステップと、
を有することを特徴とする無線装置において送信ダイバーシチを行う方法。 M (M ≧ 2: integer) antennas for both transmission and reception are used, and N × N MIMO channels are set to L (== N) by the N antennas of the wireless device that is a communication partner and the M antennas provided by itself. M C N : integer) A method of performing transmission diversity in the wireless device constituting the present invention,
The M signals that are independent of each other and receive the spatial division multiplexed signal in which N transmission signals transmitted from N (M> N ≧ 2: integer) transmission antennas simultaneously in the same frequency band are superimposed in space. The spatial division multiplexed signal received by the antenna and propagated through any of the MIMO channels among the spatial division multiplexed signals is input, and K (2 ≦ K ≦ L) transmission coefficient matrices of the MIMO channel are input. Estimating, and
Receiving the transfer coefficient matrix, obtaining K weighting factors proportional to the inverse of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transfer coefficient matrix;
A step of weighting transmission power of signals transmitted from a total of M antennas when N signals that are independent of each other from the M antennas are simultaneously transmitted in the same frequency band, using the weighting factor. When,
A method of performing transmit diversity in a wireless device comprising: Ｉ(Ｉ≧１:整数)個のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ変調を用いた無線装置において送信ダイバーシチを行う方法であって、
前記各空間分割多重信号が入力され、該空間分割多重信号に対し高速フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の空間分割多重信号をＭ個出力するステップと、
前記サブキャリア毎の空間分割多重信号のうち、前記ＭＩＭＯチャネルのいずれかを通じて伝搬された前記サブキャリア毎の空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎の伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、
前記出力されたサブキャリア毎の伝達係数行列が入力され、前記サブキャリア毎の伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例するサブキャリア毎の重み係数をＫ個取得するステップと、
前記サブキャリア毎の重み係数に基づき、前記Ｍ本のアンテナから、互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信する計Ｎ本のアンテナをサブキャリア毎に選択するステップと、
を有することを特徴とする請求項１０または１２に記載の無線装置において送信ダイバーシチを行う方法。 A method of performing transmission diversity in a wireless device using OFDM modulation using I (I ≧ 1: integer) subcarriers,
Each of the spatial division multiplexed signals is input, performing fast Fourier transform on the spatial division multiplexed signal, and outputting M spatial division multiplexed signals for each subcarrier;
Of the spatial division multiplexed signals for each subcarrier, the spatial division multiplexed signal for each subcarrier propagated through one of the MIMO channels is input, and a transmission coefficient matrix for each subcarrier of the MIMO channel is represented by K (2 ≦ K ≦ L) estimating steps,
The output transmission coefficient matrix for each subcarrier is input, and K weighting coefficients for each subcarrier proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix for each subcarrier are obtained. Steps,
Selecting a total of N antennas for each subcarrier that simultaneously transmit N signals that are independent of each other in the same frequency band from the M antennas based on the weighting factor for each subcarrier;
13. A method for performing transmit diversity in a wireless device according to claim 10 or 12, wherein: Ｉ(Ｉ≧１:整数)個のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ変調を用いた無線装置において送信ダイバーシチを行う方法であって、
前記各空間分割多重信号が入力され、該空間分割多重信号に対し高速フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の空間分割多重信号をＭ個出力するステップと、
前記サブキャリア毎の空間分割多重信号のうち、前記ＭＩＭＯチャネルのいずれかを通じて伝搬された前記サブキャリア毎の空間分割多重信号が入力され、前記ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎の伝達係数行列をＫ(２≦Ｋ≦Ｌ)個推定するステップと、
前記出力されたサブキャリア毎の伝達係数行列が入力され、前記サブキャリア毎の伝達係数行列における逆行列の行ベクトルにおける絶対値の自乗の逆数に比例するサブキャリア毎の重み係数をＫ個取得するステップと、
前記重み係数を用いて、前記Ｍ本のアンテナから互いに独立であるＮ個の信号を同一周波数帯で同時に送信するときに、計Ｍ本の前記アンテナから送信する信号の送信電力の重み付けをサブキャリア毎に行うステップと、
を有することを特徴とする請求項１１または１３に記載の無線装置において送信ダイバーシチを行う方法。
A method of performing transmission diversity in a wireless device using OFDM modulation using I (I ≧ 1: integer) subcarriers,
Each of the spatial division multiplexed signals is input, performing fast Fourier transform on the spatial division multiplexed signal, and outputting M spatial division multiplexed signals for each subcarrier;
Of the spatial division multiplexed signals for each subcarrier, the spatial division multiplexed signal for each subcarrier propagated through one of the MIMO channels is input, and a transmission coefficient matrix for each subcarrier of the MIMO channel is represented by K (2 ≦ K ≦ L) estimating steps,
The output transmission coefficient matrix for each subcarrier is input, and K weighting coefficients for each subcarrier proportional to the reciprocal of the square of the absolute value in the row vector of the inverse matrix in the transmission coefficient matrix for each subcarrier are obtained. Steps,
When N signals that are independent from each other from the M antennas are simultaneously transmitted in the same frequency band using the weighting factor, the transmission power weights of signals transmitted from the M antennas in total are subcarriers. Each step to do,
14. A method for performing transmit diversity in a wireless device according to claim 11 or 13, wherein:
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