JP2005326167A - 容量検出型センサ - Google Patents

Abstract

【課題】 被検出対象物からのノイズの影響を受けずに、良好な形状検出を行う容量検出型センサを提供する。
【解決手段】 本発明の容量検出型センサは、被検出物とセンサ表面に配設された検出電極との間の静電容量を検出し、この被検出物の形状を検出する容量検出型センサであり、前記検出電極近傍に配置され、被検出物の電位を検出するリファレンス電極と、電位を基準電位として、検出電極における静電容量に基づく検出電位を測定する電位検出部とを有している。
【選択図】 図１

Description

本発明は、指の指紋等の被検出対象物（被検出物）の凹凸を検出する容量検出型センサに関する。

従来から、被検出対象物の凹凸を検出する容量検出型センサとして、ガラス基板上に透明電極により列配置及び行配線を形成し、配線間の容量（配線が交差している部分、検出容量素子）を検出して、この容量変化を周辺回路で測定するものが提案されている。
この容量検出型センサには、容量検出を行う周辺回路において、例えば、図９に示すチャージアンプ回路が良く用いられている（例えば、特許文献１参照）。

このチャージアンプ回路は外部からのノイズの影響が無い場合、周辺回路へ信号を伝達する行配線の寄生容量の影響を受けずに、容量変化に対応した電圧値に変換する機能を有している。
しかし、チャージアンプ回路は披検出対象物からのノイズの影響がある場合、被検出物から入力されるノイズが、上記チャージアンプ回路に接続される行配線により形成される全ての検出容量素子から入力されるため、チャージアンプ回路の出力電圧Ｖoは以下に示す（１）式で表される電圧値となる。
Ｖo ＝ −Ｃx・Ｖi／Ｃf − Ｃn・Ｖn／Ｃf …（１）
ここで、Ｖiは入力電圧であり、Ｖnは入力されるノイズの電圧値であり、Ｃxは選択された検出容量素子の容量値であり、Ｃnは寄生容量値であり、Ｃfはチャージアンプ回路における帰還容量の容量値である。

これに対し、披検出対象物から入力されるノイズの影響を低減する方法において、ノイズの低減に効果的なものとして被検出対象物の接地を確実にとる方法が考えられる。
例えば、容量検出型センサ１０５ａの表面において、検出電極１０５の周囲にアース電極１０６を形成する方法（図１０参照）は、容量検出素子を静電破壊から防護する静電気対策として提案されたものである（例えば、特許文献２参照）。
しかしながら、上述した静電気対策の構成は、被検出対象物から入力されるノイズの影響を低減する効果も有していると考えられる。
特開２００１−４６３５９号公報 特開２００１−３２４３０３号公報

特許文献１に記載されている容量検出型センサには、容量変化に対応する電流を検出回路へ伝達する列配線に多くの容量検出素子が接続されているため、通常考えられる寄生容量Ｃnは、実際に測定対象となっている容量検出素子１つの容量値Ｃxの数百倍となるので、微小な容量変化を検出するためにチャージアンプ回路の感度を上げると、被検出対象物からのノイズに基づく容量変化による電圧値によって、チャージアンプ回路の出力初段の増幅器が飽和してしまい、測定対象の容量検出素子の容量の測定が行えないという欠点がある。

また、特許文献２に記載されている容量検出型センサは、図示されるように、限られた接地面積により、披検出対象物からのノイズを「０」に近いレベルまで、接地させることができない。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、被検出対象物からのノイズの影響を受けずに、良好な形状検出を行う容量検出型センサを提供することを目的とする。

本発明の容量検出型センサは、被検出物とセンサ表面に配設された検出電極との間の静電容量を検出し、この被検出物の形状を検出する容量検出型センサであり、前記検出電極近傍に配置され、前記被検出物の電位を検出するリファレンス電極と、前記電位を基準電位として、前記検出電極における静電容量に基づく検出電位を測定する電位検出部とを有している。
このため、本発明の容量検出型センサは、検出電極の周辺にリファレンス電極を配置することにより、被検出対象から入力されるノイズによる電圧をリファレンス電圧として、検出電極により測定される測定電圧と、上記リファレンス電圧との差分を演算することにより、実質的に、測定電圧に重畳するノイズ電圧の影響を低減させ、チャージアンプの初段の増幅器の飽和を低減することが可能となるため、被検出物と検出電極との間の静電容量による電圧を、高い精度により測定することができる。

本発明の容量検出型センサは、前記容量検出型センサが基板上に行配線と列配線とをマトリクス状に配設して形成され、これら行配線と列配線との交差点における両配線間の容量変化を検出するように構成した容量検出型センサであることを特徴としている。
上述した行配線と列配線とを交差させて測定容量素子を形成するタイプの容量検出センサは、一般的に、列配線と行配線との交差点が容量検出素子として、例えば列配線を容量検出のための駆動パルスの供給に用いた場合、行配線が検出回路に対して、上記パルスにより発生した電流を伝達することとなるが、測定において、駆動されない測定容量素子が寄生容量として行配線に接続されているため、寄生容量値が非常に大きくなり、ノイズから受ける影響が強くなる。
したがって、本発明の容量検出型センサは、測定電圧と、上記リファレンス電圧との差分を演算することにより、実質的に、測定電圧に重畳するノイズ電圧が高い場合においても、同様に重畳する電圧により差分を取るため、上記タイプのセンサに対しては、特に、ノイズの影響を低減させ、チャージアンプの初段の増幅器の飽和を低減することが可能となるため、被検出物と検出電極との間の静電容量による電圧を、高い精度により測定することができる。

本発明の容量検出型センサは、前記検出電極近傍に接地電極が配置されていることを特徴としている。
このため、本発明の容量検出型センサは、被検出対象物からのノイズを有る程度、近傍の接地電極により吸収させることになるため、検出電極に与えるノイズの重畳レベルを低下させることができ、チャージアンプの初段における差分をとるためのリファレンス電圧を低い電圧に押さえ込むことができ、チャージアンプの初段の増幅器の飽和をより低下させて、高精度な測定を行うことが可能となる。

本発明の容量検出型センサは、前記電位検出部が、被検出物の電位を検出している検出電極による検出電位と、該検出電極に隣接する他の検出電極の検出電位との差をとり、この差を測定結果の検出電位として出力することを特徴としている。
このため、本発明の容量検出型センサは、隣接している行配線同士の差分を取ることにより、レファレンス電圧との差を取る時点で除去されないノイズ成分（配線間でほぼ同相である）を、上述した構成に対して、より除去する効果を有している。

本発明の容量検出型センサは、前記リファレンス電極と前記接地電極とが櫛歯状に形成されており、前記検出電極がリファレンス電極及び接地電極各々の櫛歯の間に形成されていることを特徴としている。
このため、本発明の容量検出型センサは、リファレンス電極と前記接地電極とを、検出電極のより近傍に配置することができるため、近傍の接地電極によりノイズを吸収させ、かつ、検出電極及びリファレンス電極に影響するノイズの電圧変化の形状が同様な状態、すなわち検出電圧に重畳されているノイズと、リファレンス電圧とを対応させることで、検出電極に与えるノイズの重畳レベルを低下させることができ、チャージアンプの初段における差分をとるためのリファレンス電圧を低い電圧に押さえ込むことができ、チャージアンプの初段の増幅器の飽和をより低下させて、高精度な測定を行うことが可能となる。

以上説明したように、本発明の容量検出型センサは、被検出対象から入力されるノイズによる電圧をリファレンス電圧として、検出された検出電圧から減算して、減算結果を実質的な検出値とするため、チャージアンプ回路の感度を上げても飽和することが無くなり、高い精度で被検出対象物の凹凸を検出することができる。

本発明の容量検出型センサは、被検出物とセンサ表面に配設された検出電極との間の静電容量を検出し、この被検出物の形状を検出する容量検出型センサであり、検出電極近傍に配置され、被検出物の電位を検出するリファレンス電極と、電位を基準電位として、前記検出電極における静電容量に基づく検出電位を測定する電位検出部とを有することを特徴とする。
また、上記容量検出型センサが基板上に行配線と列配線とをマトリクス状に配設して形成され、これら行配線と列配線との交差点における両配線間の容量変化により、被検出物の凹凸を検出するように構成されている。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明の第１の実施形態による容量検出型センサを図面を参照して説明する。図１は同実施形態の一構成例の平面視の構成を示す概念図であり、図２は図１の線分Ａにおける断面を示す概念図である。
この図において、検出部Ｓには、所定のピッチ、例えば５０μｍピッチでｎ×ｍ（ｎ及びｍは自然数である複数）の検出電極１が設けられている。
設けられる検出部Ｓの周囲には、複数のリファレンス電極２が検出電極１と同様のピッチで設けられている（ここでは、検出部Ｓの上下左右に一列であるが、複数列でもかまわない）。
また、検出電極１及びリファレンス電極２の周囲は、所定のスペース（電気的に接続しないように空間的に絶縁されている）を有して設けられたグランド電極３により囲まれている。

以下に、図１及び図２を用いて、本発明の容量検出型センサのノイズの影響を除去する動作について説明する。
ここで、本発明の容量検出型センサは、トランジスタ等によるスイッチング素子を有さない、外部から列配線及び行配線に加えられる制御信号により動作する容量検出型センサの一例であり、図１の検出電極１の部分を拡大した図３及びこの図３の線分Ｂによる戦死断面図である図４に示すように、能動基板４上に行配線１３と列配線１２とをマトリクス状に配設されたものであり、行配線１３と列配線１２との交差部において、この列配線１２から延在された駆動電極５と、この駆動電極５と対をなし、駆動電極５に隣接して行配線１３から延在された感知電極６と、層間絶縁膜７を介して前記駆動電極５及び感知電極６上部に配設されたフローティング状の検出電極１とを有し、被検出物９と検出電極１との距離に応じて変化する、駆動電極５から感知電極６に流れる変位電流を検出する。

ここで、図３に示すように、駆動電極５及び感知電極６とが上記検出電極１と重なるように形成され、すなわち、容量結合されており、駆動電極５から感知電極６に対して、この検出電極１を介して変位電流が流れる構成となっている。
また、検出電極１の上面には、この検出電極１を保護するためのパッシべーション膜１０が設けられることもある。

図２に戻り、駆動回路から検出パルスが駆動電極５に対して出力されると、被検出物、例えば指９が検出電極１に対して十分な距離を有している場合（指９が触れていないまたは指９の谷線が検出電極１に対応した場合）、検出電極１と指９との容量Ｃxが非常に小さいため、容量駆動電極５に与えられた検出パルスの電圧に対応した変位電流が検出電極９を介在して、感知電極６に流れることになる。ここで、図におけるＺは所定のインピーダンス値である。

一方、被検出物、例えば指９が検出電極１に対して近傍にある場合（指９の隆線が検出電極１に対応した場合）、検出電極と指９との容量Ｃxが無視できない値となり（人体の電位によりシールドされ）、容量駆動電極５に与えられた検出パルスの電圧に対応した変位電流が検出電極９を介在して、指９及び感知電極６の双方に流れ、感知電極６に流れる変位電流が減少することになる。
これにより、指９における指紋の谷線と隆線との距離に応じて、駆動電極５と感知電極６との結合（カップリング）度合いがアナログ的に変化して、変位電流がこれに伴い変化するので、この変化量を検出することで、指紋の凹凸の度合いを検出する。

ここで、チャージアンプ１１（オペアンプを含んで構成される電位検出部）の反転端子に行配線１３が接続されており、駆動電極５に印加される駆動パルスの電圧Ｖiに対応して、感知電極６に流れる変位電流が上記反転端子に供給される。チャージアンプ１１は、電流／電圧変換回路であり、容量値により流れる変位電流を検出電圧（検出電位）に変換している。
容量Ｃfは帰還容量であり、反転端子（−）と出力端子との間に、スイッチＳＷ1と並列に設けられている。
このとき、例えば、人体がアンテナとなり周囲からの電磁波（蛍光灯などが放出）を受けて、指９からノイズ電圧Ｖnが検出電極１を介して、変位電流にノイズ電流が重畳して、ノイズ電流を含んで、変位電流が反転端子（−）に供給されることとなる。

検出電極１の周りには、グランド電極３が引き回されており、指９が検出電極１部に触れる際、同時にグランド電極３にも触れ、周囲の電磁波に基づく、人体の電位変動を抑制する働きをする。
また、検出電極１の周辺には、すでに述べたように、リファレンス電極２を配設しているため、指９が検出電極１に触れる際、上記グランド電極３のみでなく、同時にリファレンス電極２にも触れることとなる。

ここで、検出電極１とリファレンス電極２の位置関係は、検出電極１に指９が触れた場合に、必ずリファレンス電極２に触れさせる必要があるため、リファレンス電極２を検出電極１の近傍の位置（隣接する位置）に配設する必要がある。
そのため、本実施形態においては、リファレンス電極２を検出電極１と同様な表面形状として形成し、図５に示すように、このリファレンス電極２を内部配線２０を介して、チャージアンプ回路１１の非反転端子（＋）に接続している。

ここで、スイッチＳＷ1は測定開始前に、オン状態とされ、容量Ｃfに蓄積された電荷を放電させるものであり、測定時にオフ状態とされている。
また、入力電圧（検出電圧）Ｖiが容量Ｃxを介し、またリファレンス電圧Ｖnが容量Ｃnを介して、チャージアンプ回路１１の反転端子（−）に入力され、また、リファレンス電圧Ｖnが非反転端子（＋）に入力されている。

この構成によりチャージアンプ出力（Ｖo）は以下に示す（２）式のようになる。
Ｖo ＝ −Ｃx・Ｖi／Ｃf ＋ （１＋Ｃx／Ｃf）・Ｖn …（２）
ここで、Ｖiは入力電圧（変位電流に基づく検出電圧）であり、Ｖnは入力されるノイズの電圧値であり、Ｃxは選択された検出容量素子の容量値であり、Ｃnは寄生容量値であり、Ｃfはチャージアンプ回路における帰還容量の容量値である。

上述したように、チャージアンプ回路１１の非反転端子にノイズ電圧Ｖnを加えることにより、寄生容量Ｃnから反転端子に変位電流に重畳されて入力されるノイズ電圧Ｖnをキャンセルすることができ、従来例に比較してノイズ電圧Ｖnの増幅を大幅に押さえることができる。
したがって、チャージアンプ回路１１が所定の電源電圧で動作する場合において、ノイズ電圧Ｖnが大幅に増幅されて、飽和させることを防止できるので、入力電圧Ｖiを測定するためのダイナミックレンジを広くとることができ、高い精度の測定が行える。

＜第２の実施形態＞
また、第２の実施形態として、センサ自体の構成は第１の実施形態と同様であり、チャージアンプ回路１１以降に、各測定対象の行配線の電圧に重畳するノイズ電圧を除去する回路を設ける点が第１の実施形態と異なる。
すなわち、図６に示すように、隣接する（または近傍の）行配線Ｒ(i-１)及び行配線Ｒ(i-1)において、行配線Ｒ(i)の電圧値Ｖ(i)と、行配線Ｒ(i-1)の電圧値Ｖ(i-1)との差分をとる様な構成とする。

ここで、チャージアンプ回路１１Aにおいては、行配線Ｒ(i-1)の入力電圧Ｖ(i-1)とリファレンス電圧Ｖnとにより、（２）式により出力電圧Ｖo(i-1)が出力される。
また、同様に、チャージアンプ回路１１Bにおいては、行配線Ｒ(i)の入力電圧Ｖ(i)とリファレンス電圧Ｖnとにより、（２）式により出力電圧Ｖo(i)が出力される。
そして、出力電圧Ｖo(i)が作動アンプ３０の非反転端子に入力され、出力電圧Ｖo(i-1)が作動アンプ３０の反転端子に入力される。

すなわち、図６に示す回路において、出力電圧Ｖo(i)と出力電圧Ｖo(i-1)との差分が取られることになり、この差分である差分電圧Ｖs(i)を求める演算として、
Ｖs(i)＝Ｖ(i)−Ｖ(i-1) （１≦i≦Ｎ、Ｎは行配線の本数）
の減算を行う。ここで、Ｒ(0)は、所定の電圧値が印加されたダミーの行配線、すなわち基準行配線である。

この基準行配線Ｒ(0)にも他の行配線と同様のノイズが入力され、差分電圧Ｖs(0)は上記所定の電圧にノイズが重畳された電圧値となる。
したがって、隣接した行配線毎に電圧の差分を取るため、測定する行配線の入力電圧に重畳しているノイズ成分を除去することとなり、（２）式の右辺の第２項のノイズにかかわる項がキャンセルされ、作動アンプ３０によりノイズ成分が完全に除去されることになる。

差分電圧Ｖsの測定結果としては、
Ｖs(1)＝Ｖ(1)−Ｖ(0)
Ｖs(2)＝Ｖ(2)−Ｖ(1)
・
・
Ｖs(i)＝Ｖ(i)−Ｖ(i-1)
・
・
と、隣接する行配線間の測定電圧の差分を順次減算により演算して、各行配線間毎の差分電圧Ｖs(i)を求める。

次に、順次、取得した差分を加算していくことにより、行配線Ｒ(1)の差分電圧Ｖs(1)を基準として、各行配線の測定電圧としての電圧の変位電圧を求める。
配線Ｒ(1)の測定電圧： 差分電圧Ｖs(1)
配線Ｒ(2)の測定電圧： 差分電圧Ｖs(1)＋Ｖs(2)
・
・
配線Ｒ(i)の測定電圧： 差分電圧Ｖs(1)＋Ｖs(2)＋…＋Ｖs(i)
・
・
として、基準行配線との差分を取った行配線（第１の行配線）の差分電圧に対して、順次、各行配線毎に、自身に対応する差分電圧を加算（すなわち積分）することにより、第１の行配線の差分電圧Ｖs(1)を基準として、各行配線の測定電圧の変動電圧を得ることができるので、この変動電圧を元にして、被測定物の凹凸の状態を検出することができる。

＜第３の実施形態＞
測定におけるチャージアンプ回路１１（１１A,B）の他の構成例を第３の実施形態とする。
すなわち、チャージアンプ回路３１は、動作点の設定またはリファレンス電極オープン時の誤動作対策の観点から、図７のような回路構成とすることがより望ましい。

この図において、スイッチＳＷ1は、第１の実施形態で述べたように、測定開始前にオン状態として、容量Ｃfに蓄積された電荷を放電させたものである。
また、被測定対象の凹凸の検出を行わない際、スイッチＳＷ3をオフ状態とし、スイッチＳＷ2は、スイッチＳＷ1と同様のタイミングでオン状態とし、非反転端子（＋）を動作基準電位としてＶｐに設定するとともに、容量Ｃf，Ｃx，Ｃnの電荷を放電（リセット）して、反転端子（−）と出力電圧を所定のＤＣ電圧Ｖpに設定する。

そして、被測定対象の凹凸の測定を行う際、スイッチＳＷ1及びＳＷ2をオフ状態として、スイッチＳＷ3をオン状態として、非反転端子において、所定のＤＣ電圧Ｖpにリファレンス電圧（ノイズ電圧）が重畳された状態で動作させる。
これにより、反転端子と非反転端子とにおける動作開始時の電圧を同一のＤＣ電圧Ｖpにして、変位する電圧の基準とすることができる。

＜第４の実施形態＞
図８は、図１においてグランド電極３が敷き詰められていた部分に、グランド電極３とリファレンス電極２を、検出電極１に対して櫛歯状に交互に配設したものである。
すなわち、リファレンス電極２とグランド電極３とが櫛状に形成されており、これら櫛歯状の長手方向の歯電極が互い違いに配設されるように組み合わせられ、検出電極１が異なる電極の歯電極間に一列（または複数列）に並べられて、所定のピッチにて直列に、櫛歯の歯電極であるリファレンス電極２及びグランド電極３に挟まれる位置に設けられている。

すなわち、検出電極１の列の一方に隣接してリファレンス電極２の櫛歯の一つの歯電極が配設され、上記列の他方に隣接してグランド電極３の櫛歯の一つの歯電極が配設されている。
これにより、リファレンス電極２とグランド電極３とを検出電極１のより近傍に配置することができるので、近傍のグランド電極３によりノイズを吸収させることができるとともに、リファレンス電極２による人体電位レベルのモニタリング精度が向上でき、より高いノイズ成分の除去効果を得ることができる。

また、本発明におけるリファレンス電圧と測定電圧との差分を測定結果として用いる構成は、上述した構成の容量検出型センサに限らず、他の容量検出型センサにも適用させることができる。

本発明の一実施形態による容量検出型センサの一構成例の構造を示す平面図である。 図１の容量検出型センサの線分Ａにおける断面構造を示す概念図である。 図１の容量検出型線センサにおける検出電極１部分の構造を示す詳細図である。 図３の検出電極１部分の線分Ｂにおける断面構造を示す線示断面図である。 本発明に用いられるチャージアンプ回路１１の一構成例を示す概念図である。 本発明の第２の実施形態におけるチャージアンプ回路の構成を示す概念図である。 本発明の第３の実施形態におけるチャージアンプ回路の構成を示す概念図である。 本発明の第４の実施形態による容量検出型センサの平面構造を示す平面図である。 従来例の容量検出型センサに用いられているチャージアンプの構成を示す概念図である。 従来の容量検出型センサの平面構造を示す平面図である。

符号の説明

１…検出電極
２…リファレンス電極
３…グランド電極
４…能動基板
５…駆動電極
６…感知電極
７…層間絶縁膜
９…指
１０…パッシべーション膜
１１，１１A，１１B，３１…チャージアンプ
１２…列配線
１３…行配線
３０…作動アンプ

Claims (5)

1. 被検出物とセンサ表面に配設された検出電極との間の静電容量を検出し、この被検出物の形状を検出する容量検出型センサであり、
   前記検出電極近傍に配置され、前記被検出物の電位を検出するリファレンス電極と、
   前記電位を基準電位として、前記検出電極における静電容量に基づく検出電位を測定する電位検出部と
   を有することを特徴とする容量検出型センサ。
2. 前記容量検出型センサが基板上に行配線と列配線とをマトリクス状に配設して形成され、これら行配線と列配線との交差点における両配線間の容量変化を検出するように構成したことを特徴とする請求項１に記載の容量検出型センサ。
3. 前記検出電極近傍に接地電極が配置されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の容量検出型センサ。
4. 前記電位検出部が、被検出物の電位を検出している検出電極による検出電位と、該検出電極に隣接する他の検出電極の検出電位との差をとり、この差を測定結果の検出電位として出力することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の容量検出センサ。
5. 前記リファレンス電極と前記接地電極とが櫛歯状に形成されており、前記検出電極がリファレンス電極及び接地電極各々の櫛歯の間に形成されていることを特徴とする請求項３または請求項４に記載の容量検出型センサ。
   

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