JP2005318328A - Radio communications apparatus and transmission power control method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は無線通信装置及び送信電力制御方法に関する。 The present invention relates to a radio communication apparatus and a transmission power control method.
PHSシステム等の移動体通信システムでは、SDMA(Space Division Multiple Access,空間分割多重接続)方式等のアダプティブアレイ技術を使用する場合がある。そして、該アダプティブアレイ技術を使用する無線通信システムにおいては、複数のアンテナを用いてデータ伝送が行われる。この場合、該複数のアンテナで受信される受信信号は、受信信号と参照信号の相関関係に基づいて算出されるアンテナ重みを用いて信号再生される。また、該アンテナ重みに基づいて、送信信号の指向性が決定される。 In a mobile communication system such as a PHS system, an adaptive array technology such as an SDMA (Space Division Multiple Access) system may be used. In a wireless communication system using the adaptive array technology, data transmission is performed using a plurality of antennas. In this case, the received signals received by the plurality of antennas are regenerated using antenna weights calculated based on the correlation between the received signal and the reference signal. Further, the directivity of the transmission signal is determined based on the antenna weight.
なお、特許文献1には、端末アダプティブアレイアンテナ受信動作の制御に関し、受信状態によらない良好なデータ受信を、消費電力を増加させることなく可能にする発明が開示されている。また、非特許文献1は、アダプティブアンテナ技術についての教科書として広く使用されている書籍である。
しかしながら後に詳述するように、上記従来の方式では、コンピュータ等の情報処理装置を用いてアンテナ重みを演算する際には、SINR(Signal to interference and noise ratio,信号対干渉雑音比)が大きいと、かえってアンテナ重みの誤差が大きくなる場合がある。このため、送信信号の指向性が不適切となり、通信相手となる移動局装置との通信に支障が生じることは勿論、他の移動局装置に対しても干渉を生じさせていた。 However, as will be described in detail later, in the conventional method, when calculating the antenna weight using an information processing device such as a computer, the signal to interference and noise ratio (SINR) is large. On the contrary, the error of the antenna weight may increase. For this reason, the directivity of the transmission signal becomes inadequate, and communication with the mobile station apparatus serving as a communication partner is hindered, as well as interference with other mobile station apparatuses.
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであって、その目的は、受信信号のSINRがアンテナ重みの計算に与える影響を軽減することのできる無線通信装置及び送信電力制御方法を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a radio communication apparatus and a transmission power control method capable of reducing the influence of received signal SINR on calculation of antenna weight. is there.
上記課題を解決するための本発明に係る無線通信装置は、複数のアンテナの受信出力に基づいてアンテナ重みを算出するアンテナ重み算出手段と、前記アンテナ重みに基づいて送信信号のアンテナ指向性を制御する制御手段と、を備える無線通信装置において、前記各アンテナの受信信号のそれぞれについて、受信強度に関する情報を測定する受信レベル測定手段と、前記各アンテナの受信信号の受信強度に関する情報に応じて前記各受信信号の雑音強度を上昇させる雑音上昇手段と、を含み、前記アンテナ重み算出手段は、雑音強度を上昇された前記各受信信号に基づいてアンテナ重みを算出する、ことを特徴とする。 In order to solve the above problems, a wireless communication apparatus according to the present invention controls an antenna weight calculating unit that calculates an antenna weight based on reception outputs of a plurality of antennas, and controls an antenna directivity of a transmission signal based on the antenna weight. And a control means for performing reception level measurement means for measuring information related to reception strength for each of the reception signals of each antenna, and the information relating to reception strength of the reception signal of each antenna according to the information Noise increasing means for increasing the noise intensity of each received signal, wherein the antenna weight calculating means calculates an antenna weight based on each received signal whose noise intensity has been increased.
このようにすることにより、受信信号のSINRがアンテナ重みの計算に与える影響を軽減することができる。 By doing so, the influence of the SINR of the received signal on the calculation of the antenna weight can be reduced.
また、上記無線通信装置において、前記雑音上昇手段は、雑音を生成する手段と、前記雑音を前記各受信信号に加算することにより、前記各受信信号の雑音強度を上昇させる、こととしてもよい。 In the wireless communication apparatus, the noise increasing unit may increase the noise intensity of each received signal by adding noise to the received signal.
また、上記無線通信装置において、前記受信信号の受信強度に関する情報は、該受信信号の受信強度である、こととしてもよい。 In the wireless communication apparatus, the information regarding the reception strength of the reception signal may be the reception strength of the reception signal.
また、上記無線通信装置において、前記受信信号の受信強度に関する情報は、該受信信号の信号対干渉雑音比である、こととしてもよい。 In the wireless communication apparatus, the information regarding the reception intensity of the reception signal may be a signal-to-interference noise ratio of the reception signal.
また、上記無線通信装置において、前記各アンテナの受信強度に応じて、信号対干渉雑音比補正量を決定する信号対干渉雑音比補正量決定手段と、前記擬似雑音を加算された受信信号及び前記信号対干渉雑音比補正量に基づいて、送信信号の送信電力又は変調方式を決定する送信信号送信電力決定手段と、をさらに含むこととしてもよい。 Further, in the wireless communication apparatus, a signal-to-interference noise ratio correction amount determining unit that determines a signal-to-interference noise ratio correction amount according to the reception strength of each antenna, the received signal added with the pseudo noise, and the Transmission signal transmission power determining means for determining the transmission power or modulation scheme of the transmission signal based on the signal-to-interference noise ratio correction amount may be further included.
また、本発明に係る送信電力制御方法は、複数のアンテナの受信信号のそれぞれについて、受信強度に関する情報を測定する受信レベル測定ステップと、前記各アンテナの受信信号の受信強度に関する情報に応じて前記各受信信号の雑音強度を上昇させる雑音上昇ステップと、雑音強度を上昇された前記各受信信号に基づいてアンテナ重みを算出するアンテナ重み算出ステップと、前記アンテナ重みに基づいて送信信号のアンテナ指向性を制御する制御ステップと、を含むことを特徴とする。 In addition, the transmission power control method according to the present invention includes a reception level measurement step of measuring information on reception strength for each of the reception signals of a plurality of antennas, and the information according to information on reception strength of the reception signals of each antenna. A noise increasing step for increasing the noise intensity of each received signal, an antenna weight calculating step for calculating an antenna weight based on each received signal whose noise intensity has been increased, and an antenna directivity of the transmitted signal based on the antenna weight And a control step for controlling.
本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。 Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
本実施の形態に係る移動体通信システム1は、図1に示すように基地局装置2、移動局装置3、通信ネットワーク4を含んで構成されている。基地局装置2は、通常通信ネットワーク4及び移動局装置3と通信を行う。
A
基地局装置2として使用される通信装置5は、図2に示すように、制御部10と、無線通信部11と、記憶部12と、ネットワークインターフェイス部13と、を含んで構成されている。制御部10は、通信装置5の各部を制御し、通話やデータ通信に関わる処理を実行している。具体的には、無線通信部11から入力される無線区間の信号を復調・復号するとともに、ネットワークインターフェイス部13へ出力する処理や、ネットワークインターフェイス部13から入力される信号を符号化・変調して無線通信部11に出力する処理も行う。ネットワークインターフェイス部13は、通信ネットワーク4と接続されており、通信ネットワーク4からの音声信号や通信用パケット等を受信して制御部10に出力したり、制御部10の指示に従って音声信号や通信用パケット等を通信ネットワーク4に対して送信したりする。無線通信部11は、空中線を備え、移動局装置3からの音声信号や通信用パケット等をそれぞれ受信して周波数変換を行い制御部10に出力したり、制御部10から入力される指示に従って、制御部10から入力される音声信号や通信用パケット等に基づき搬送波周波数帯域での信号を生成して空中線を介して出力したり、といった処理を行う。記憶部12は、制御部10のワークメモリとして動作する。また、この記憶部12は、制御部10によって行われる各種処理に関わるプログラムやパラメータを保持している。
As shown in FIG. 2, the
移動局装置3として使用される通信装置6は、図3に示すように、制御部14と、無線通信部15と、記憶部16と、表示部17と、操作部18と、を含んで構成されている。制御部14は、通信装置6の各部を制御し、通話やデータ通信に関わる処理を実行している。無線通信部15は、空中線を備え、制御部14から入力される指示に従って、音声信号や通信用パケット等を変調して空中線を介して出力したり、空中線に到来する音声信号や通信用パケット等を受信して復調し、制御部14に出力したり、といった処理を行う。記憶部16は、制御部14のワークメモリとして動作する。また、この記憶部16は、制御部14によって行われる各種処理に関わるプログラムやパラメータを保持している。表示部17は、例えば液晶表示装置を含んで構成されており、制御部14から入力される信号に従って情報を表示出力する。操作部18は、例えばテンキー等であり、利用者から電話番号や文字列の入力を受けて制御部14に出力している。
As shown in FIG. 3, the communication device 6 used as the
なお、無線通信部11又は無線通信部15に備えられる空中線としては、複数のアンテナ素子の受信出力を電気的に合成することでアンテナ指向性を適応的に変化させることができるアダプティブアレイアンテナが利用される。図4は、該無線通信部11又は無線通信部15のより詳細な機能ブロック図である。同図に示すように、無線通信部11又は無線通信部15は、n本のアダプティブアレイアンテナを備え、搬送波周波数帯域での信号を生成するアナログ無線回路と、該アナログ無線回路に変調周波数を提供する基準信号回路と、該アナログ無線回路に入力する送信信号の周波数を変換するディジタル・アップサンプリング・コンバータ(DUC)と、該アナログ無線回路により出力される受信信号の周波数を変換するディジタル・ダウンサンプリング・コンバータ(DDC)とを含んで構成される送受信部24−1〜24−nを含む。また、制御部10又は制御部14は、DUCへの入力送信信号およびDDCからの出力受信信号の信号処理を行う送受信ディジタル・シグナル・プロセッサ(DSP)を含んで構成される信号処理部20と、DDCからの受信信号を該DSPに出力し該DSPからの送信信号と送信アンテナ重みを合成しDUCに搬送する経路制御回路(Path Controller)を含んで構成されるパス制御部22とを含んで構成される。さらに制御部10又は制御部14は、当該制御部10に含まれるDSPと接続される中央演算素子(CPU)も含んで構成される。
As an antenna provided in the
ここで、本発明の背景となる技術について、再度詳細に説明する。 Here, the technology as the background of the present invention will be described again in detail.
PHS(Personal Handyphone System)等の移動体通信システムにおいて採用される時分割マルチキャリア方式では、信号相互の直交性を利用して周波数軸上での信号の多重を行う。そしてアダプティブアレイアンテナを利用する場合には、時分割された受信信号毎に参照信号を挿入し、受信信号と参照信号の相関を基に算出されたアンテナ重みを用いて信号再生を得る事を可能にしている。つまり、選択性フェージングの影響を緩和させる為に時分割された信号をマルチキャリアによって伝送を行うと共にアダプティブアレイアンテナを利用して伝送帯域内に存在する干渉波の除去を行う事で、通信品質の向上を図っている。 In a time-division multicarrier system employed in a mobile communication system such as a PHS (Personal Handyphone System), signals are multiplexed on the frequency axis using orthogonality between signals. When using an adaptive array antenna, it is possible to insert a reference signal for each time-divided received signal and obtain signal reproduction using the antenna weight calculated based on the correlation between the received signal and the reference signal. I have to. In other words, in order to mitigate the effects of selective fading, time-division signals are transmitted by multicarrier and interference waves existing in the transmission band are removed using an adaptive array antenna. We are trying to improve.
該アンテナ重みは非特許文献1にも記載されているように、一般に式(1)に示す演算により求めることができる。ここでwはアンテナ重みベクトル、Rxxは受信信号の相関行列、rxrは受信信号と参照信号の相関ベクトルである。Rxx及びrxrは、それぞれ式(2)及び式(3)に示す計算により求められる。なお、X(t)はアダプティブアレイアンテナからの入力信号を並べた入力ベクトルである。また、r(t)は参照信号であり、該参照信号は、所望信号に関する予備知識として基地局装置2において取得される。具体的には例えば既知のパイロット信号を参照信号として用いることができる。また、Hはエルミート共役、*は複素共役、E[ ]は期待値を求める演算を表す。
As described in
式(1)より、アンテナ重みを求めるにはRxxの逆行列の演算が必要になる。相関行列は正定値対称行列であるため、コンピュータにおける演算では従来公知のコレスキー分解を使用して演算することが一般的である。コレスキー分解でRxxの逆行列を求める演算の原理を以下に説明する。 From equation (1), the calculation of the inverse matrix of R xx is required to determine the antenna weight. Since the correlation matrix is a positive definite symmetric matrix, it is common to perform calculations using a conventionally known Cholesky factorization in a computer. The principle of calculation for obtaining the inverse matrix of R xx by Cholesky decomposition will be described below.
正定値対称行列Rxxを下三角行列Lを用いて、式(4)のように分解することを一般にコレスキー分解という。なお、Tは転置行列を表している。 Decomposing the positive definite symmetric matrix R xx using the lower triangular matrix L as shown in Equation (4) is generally called Cholesky decomposition. T represents a transposed matrix.
そして、Rxxのi行j列の要素をrij、Lのi行j列の要素をlijとすると、式(4)より、これらの要素は式(5)のように表される。 Then, assuming that the element of R xx in the i row and j column is r ij , and the element in the i row and j column of L is l ij , these elements are expressed by the equation (5) from the equation (4).
ここで、Lは下三角行列であるので、i<jではlij=0となる。このため、式(5)は以下の式(6)に置き換えることができる。ただし、i,jは整数であり、min(i,j)はi,jの中から小さい方を取得する関数である。 Here, since L is a lower triangular matrix, l ij = 0 when i <j. For this reason, Formula (5) can be replaced with the following Formula (6). However, i and j are integers, and min (i, j) is a function for obtaining the smaller one of i and j.
さらに、Rxxは対称行列であることから、i≧jについてrijを求めれば、Rxxの全ての要素を求めることができる。そこで、以下の式(7)についてのみ演算することとする。 Furthermore, since R xx is a symmetric matrix, if r ij is obtained for i ≧ j, all elements of R xx can be obtained. Therefore, only the following equation (7) is calculated.
式(7)を成分ごとに書き下ろすと、以下の式(8)のようにrijがlijを用いて記述できる。 When equation (7) is written down for each component, r ij can be described using l ij as in equation (8) below.
このようにして正定値対称行列Rxxは下三角行列Lを用いて表すことができる。該下三角行列Lの要素は式(9)のように順にlijを求めていくことができる。 In this way, the positive definite symmetric matrix R xx can be expressed using the lower triangular matrix L. As for the elements of the lower triangular matrix L, l ij can be obtained in order as shown in Equation (9).
そして、Rxxの逆行列Rxx −1は式(10)を満たす行列であるので、該逆行列Rxx −1を列ごとに分解して記述すると、j列の要素rij −1からなるベクトルrjは、以下の式(11)を満たす。すなわち、式(12)に示すように、ベクトルrjを用いて逆行列Rxx −1が表される。なお、Iは単位行列、Ijは単位行列Iのj列の要素からなるベクトルである。 Since inverse matrix R xx -1 of R xx is a matrix satisfying the equation (10), when written by decomposing the inverse matrix R xx -1 for each column, of elements r ij -1 column j The vector r j satisfies the following expression (11). That is, as shown in Expression (12), an inverse matrix R xx −1 is represented using a vector r j . Note that I is a unit matrix, and I j is a vector composed of elements of j columns of the unit matrix I.
さらに式(11)は式(4)より、以下の式(13)のように表される。 Furthermore, Expression (11) is expressed as Expression (13) below from Expression (4).
式(9)よりLの要素は求められているので、以下の式(14)のようにrj’を定義して演算することにより、まず式(16)すなわち式(17)によりrj’を求めることができ、次いで式(14)すなわち式(15)よりベクトルrjを計算することができる。この処理は、Lが下三角行列であることから順に計算していくだけの処理となり、コンピュータでの計算に適している。 Since the elements of L from equation (9) are sought, r j as shown in the following expression (14) 'by calculating to define a first (16) or equation (17) by r j' And then the vector r j can be calculated from equation (14) or equation (15). This process is simply a process in which L is a lower triangular matrix, and is suitable for calculation by a computer.
このようにしてRxxの逆行列Rxx −1を求めることにより、式(1)よりアンテナ重みwを得ることができる。そして、該計算は理論的には厳密に行うことが可能であるが、コンピュータでの計算を行う場合には、加算・減算等の演算を多用することになるため、演算の丸め誤差が発生する。そして、該丸め誤差は行列Rxxの各要素間の値の差が大きいほど大きくなる。また、式(8)及び式(9)から分かるように、Rxxの対角成分に0が含まれる場合には、0による除算やマイナスの数字の平方根が発生してしまい、計算ができなくなる。 By obtaining the inverse matrix R xx -1 of R xx In this way, it is possible to obtain the antenna weights w the equation (1). The calculation can theoretically be performed strictly. However, when the calculation is performed by a computer, operations such as addition and subtraction are frequently used, so that a rounding error occurs. The rounding error increases as the value difference between the elements of the matrix Rxx increases. Further, as can be seen from the equations (8) and (9), when 0 is included in the diagonal component of R xx , division by 0 and the square root of a negative number occur, and calculation is impossible. .
そして、上記アンテナ重みが精度よく計算できない場合のひとつとして、受信信号のSINRが大きい場合が挙げられる。すなわち、移動局装置3が送信した信号である所望信号と、干渉信号或いは雑音との比が大きい場合である。ここでまず極端な場合として、干渉信号或いは雑音が全くなく、さらに所望信号は入射角0°で入射する場合を考える。この場合、全てのアンテナで受信される信号は同じ信号となり、各アンテナで受信される信号の相関を表す相関行列Rxxの要素は全て同じ値となる。そしてこのような場合、式(9)で表される下三角行列Lの要素li1(i=1,2,・・・,N)は全て同じ値となり、その他の要素は全て0となる。このような場合には式(16)及び式(14)により、精度よくRxx −1を求めることができる。
One case where the antenna weight cannot be calculated accurately is when the SINR of the received signal is large. That is, this is a case where the ratio between the desired signal, which is a signal transmitted by the
しかし、干渉信号或いは雑音は0ではないが、所望信号に比べて非常に小さい値である場合、式(16)及び式(14)において、下三角行列Lの要素li1(i=1,2,・・・,N)以外の要素の絶対値は、要素li1の絶対値に比べて非常に小さい値をとる。すなわち、下三角行列Lの要素間の大きさの比が非常に大きくなり、この場合に丸め誤差の影響が出て、Rxx −1を精度よく求めることができなくなってしまう。 However, when the interference signal or noise is not 0 but is a very small value compared to the desired signal, the elements l i1 (i = 1, 2) of the lower triangular matrix L in the equations (16) and (14). ,..., N) have very small absolute values compared to the absolute value of the element l i1 . That is, the ratio of the sizes of the elements of the lower triangular matrix L becomes very large. In this case, the influence of the rounding error appears, and R xx -1 cannot be obtained with high accuracy.
すなわち、固定小数点演算器は式(16)及び式(14)の演算において、特に計算を進めるにつれて、誤差が生じ易くなる。このため、式(1)においてアンテナ重みベクトルwを計算する場合においても、SINRが大きい場合には式(16)及び式(14)での誤差が、演算を繰り返し行うために蓄積され、アンテナ重みベクトルwの各要素の精度が劣化する。そして、この精度劣化は計算が多いほど増大するので、アンテナ本数が多いほど増大する。そして、アンテナ重みベクトルwの計算における精度劣化により、送信信号の適切な指向性が保てなくなる。その結果移動局装置3では、適切な受信電力が得られなくなり、フレームエラーが増加し伝送速度が劣化する。また、指向性の保てない送信信号は本来送信されるべきでない方向に送信され、他の移動局装置3が行う通信に対して干渉波として作用するため、該他の移動局装置3が行う通信の通信品質も劣化させる。
In other words, the fixed-point arithmetic unit tends to cause an error in the calculations of Expressions (16) and (14), particularly as the calculation proceeds. For this reason, even when the antenna weight vector w is calculated in Equation (1), if SINR is large, the errors in Equation (16) and Equation (14) are accumulated to repeat the calculation, and the antenna weight The accuracy of each element of the vector w deteriorates. This accuracy deterioration increases as the number of calculations increases, and thus increases as the number of antennas increases. Then, due to the accuracy deterioration in the calculation of the antenna weight vector w, it is impossible to maintain the appropriate directivity of the transmission signal. As a result, the
そこで本発明の発明者は、Rxxの各要素間の値の差を小さくすることにより、受信信号のSINRがアンテナ重みの計算に与える影響を軽減することができるとともに、Rxxの対角成分に0が含まれないようにする手段を発明した。以下に、本実施の形態について該手段を実現するための構成を説明する。 Therefore inventors of the present invention is to reduce the difference in values between the elements of R xx, with SINR of the received signal it is possible to reduce the impact on the calculation of the antenna weights, the diagonal elements of R xx Invented means to prevent 0 from being included. Hereinafter, a configuration for realizing the means in the present embodiment will be described.
図5は、本実施の形態における通信装置5又は6の信号処理部20における機能ブロック図である。アダプティブアレイアンテナで受信された受信信号は、パス制御部22を介して受信部30に入力される。そして該受信信号は入力ベクトルX(t)として相関行列演算部32と参照信号生成部34に対して出力される。
FIG. 5 is a functional block diagram of the
参照信号生成部34は入力される受信信号から参照信号r(t)を生成する。具体的には、例えば移動局装置3が参照信号としてトレーニングシーケンスと呼ばれる既知の信号を全てのフレームに含めて送信している場合には、該トレーニングシーケンスを取得することにより、参照信号を生成することができる。そして該参照信号を相関行列演算部32に出力する。
The
相関行列演算部32は、後述する擬似雑音加算部38から入力される擬似雑音を加算した受信信号と、参照信号生成部34から入力される参照信号との相関行列を演算する。すなわち、受信信号の1バースト中に含まれる既知の参照信号区間で式(2)の計算を行うことにより、自己相関行列Rxxを算出する。そして該擬似雑音を加算した受信信号、参照信号及び該自己相関行列Rxxを行列処理部40に出力する。また、受信部30から入力される受信信号のRSSI(受信強度)を測定し、受信信号とともに擬似雑音制御部36に出力する。
The correlation
行列処理部40は、入力される自己相関行列Rxxから上述のコレスキー分解を行うことにより下三角行列Lを算出し、受信信号及び参照信号とともに周波数補償部42に出力する。
The
周波数補償部42は、行列処理部40から入力される受信信号と参照信号の相関ベクトルrxrを式(3)により演算するとともに、受信信号と下三角行列Lより処理タイミング及び周波数を補償するための基準時間及び基準周波数からのオフセットと、参照信号と受信信号との誤差係数と、を算出するとともに、上述の方法により自己相関行列Rxxの逆行列Rxx −1を算出する。そして受信信号、該基準時間及び該基準周波数を復調部44に出力する。また、相関ベクトルrxr及び誤差係数を、受信変数演算部48に出力し、さらに受信信号、逆行列Rxx −1及び相関ベクトルrxrを最適重み演算部50に出力する。
The
擬似雑音制御部36は、擬似雑音を生成するとともに、前記相関行列演算部32から入力されるRSSIに基づいて、擬似雑音電力量と、擬似雑音を付加することで生じるSINRの誤差量を補正する補正量を算出する。すなわち、あるアンテナにおける受信信号の受信強度に関する情報であるRSSIが大きい場合には、該アンテナにおける受信強度に関する他の情報であるSINRが大きいとみなし、該RSSIに対応して記憶される擬似雑音電力量を決定する。さらに擬似雑音電力量に応じた値をSINR補正量として決定する。もちろん、受信信号のSINRを算出することにより、該SINRに基づいて擬似雑音電力量と、擬似雑音を付加することで生じるSINRの誤差量を補正する補正量を算出することとしてもよい。また、受信信号のRSSIやSINRの関数として擬似雑音電力量を算出することとしてもよい。なお、該SINR補正量は擬似雑音電力量と同じ値としてもよい。また、該生成される擬似雑音は、受信信号に含まれる所望信号とは相関がないことが望ましいため、例えば白色ノイズ等の無相関雑音が望ましい。また、該擬似雑音電力量及び該SINR補正量はアンテナごとに算出されてもよいし、複数のアンテナで同じ擬似雑音電力量及びSINR補正量を算出することとしてもよい。そして、該擬似雑音、擬似雑音電力量、SINR補正量及び相関行列演算部32から入力される受信信号を擬似雑音加算部38に出力する。
The pseudo
擬似雑音加算部38は、入力される擬似雑音電力量に基づいて、入力される擬似雑音の電力量を調整する。具体的には、例えば該擬似雑音の電力量がそのまま該擬似雑音電力量となるよう、調整することができる。そして該擬似雑音を受信信号に加算することにより該受信信号の雑音強度を上昇させ、擬似雑音を加算された該受信信号を相関行列演算部32に出力するとともに、擬似雑音制御部36から入力されるSINR補正量を復調部44に入力する。なお、擬似雑音電力量及びSINR補正量がアンテナごとに算出されている場合には、アンテナごとの受信信号に擬似雑音を加算することとしてもよい。
The pseudo
復調部44は、時間及び周波数補償部42より得られる時間及び周波数オフセットで受信信号の処理タイミングと周波数を補償し、受信信号とアンテナ重みを合成して、所望信号のみを抽出する。また、複数の変調方式の中から受信信号の変調方式を判定するリンクアダプテーションのための処理も行っている。さらに、擬似雑音加算部38から入力されるSINR補正量を受信信号の電力量から減算することにより、加算された擬似雑音を相殺する。そして、所望信号を復号部46に出力する。
The
復号部46は、入力される所望信号を復調部44で判定された変調方式を用いて適宜復号し、ディジタル信号データを図示しない上位の処理部に出力する。
The
最適重み演算部50は、入力される受信信号、逆行列Rxx −1及び相関ベクトルrxrに基づいて、式(1)に示す演算を行うことにより、受信に最適なアンテナ重みを算出する。そして、該アンテナ重みを合成部52に出力する。
The
受信変数演算部48は、入力される相関ベクトルrxr及び誤差係数に基づいて、信号対干渉雑音比(SINR)、所望信号強度(DSSI)を算出するとともに、受信信号が信号処理部20の処理タイミングに同期出来たかを判定する同期誤り判定係数を算出する。そして、該SINR、該DSSI、該同期誤り判定係数は、図示しない上位処理部に出力され、復調部44において上記SINR補正量に応じて復調された受信信号の受信強度に基づいて、送信電力制御やリンクアダプテーションにおける送信時の変調方式の決定等が行われる。
The reception
次に、当該通信装置5又は6から送信する場合の処理について説明する。合成部52は、最適重み演算部50が演算するアンテナ重みに基づいて、送信信号の送信電力を制御する。具体的には、回路上の特性が変化するために生じるハードウェア歪みを補正する校正ベクトルに、該アンテナ重みを乗算することにより、該校正ベクトルに該アンテナ重みを記憶させることとしてもよい。
Next, processing when transmitting from the
電力制御部54は、受信変数演算部48で算出される信号対干渉雑音比(SINR)、所望信号強度(DSSI)、同期誤り判定係数に基づいて、送信する際のアンテナ重みの最適な振幅量を算出し、送信アンテナ重みを調節する。この場合も、上記校正ベクトルに記憶されるアンテナ重みを調節することにより、送信アンテナ重みを調節することとしてもよい。
Based on the signal-to-interference and noise ratio (SINR), desired signal strength (DSSI), and synchronization error determination coefficient calculated by the reception
さらに送信されるディジタル信号データは、適宜必要な変調方式により符号化する符号化部58により符号化され、符号化部58から特定の変調信号に載せる符号化されたデータをマッピングして特定の変調方式の信号に変換する変調部60を通じて変調され、送信部56において校正ベクトルに記憶されるアンテナ重みによってアンテナごとの重みをつけた上でパス制御部22に対して出力される。このようにして、受信信号から算出されたアンテナ重みは送信信号の指向性を決定するために使用される。
Further, the digital signal data to be transmitted is encoded by an
擬似雑音制御部36及び擬似雑音加算部38の処理を、フロー図に基づいてさらに具体的に説明する。
The processing of the pseudo
図6は擬似雑音制御部36及び擬似雑音加算部38の処理の一例を示すフロー図である。まず、変数qの記憶領域を確保し、該qに0を代入する(S100)。次に、変数N,Kの記憶領域を確保し、それぞれアダプティブアレイアンテナのアンテナ素子の数,参照信号に含まれるシンボルの数(S102)、を代入する。そして、擬似雑音信号配列であるPNSig[N][K]を生成する(S104)。このPNSig[N][K]の値は、上述したように白色ノイズとなるような値が望ましい。なお、該擬似雑音信号配列はアンテナごとに異なるものであってもよいし、同じものでもよい。また、該擬似雑音信号配列として具体的には、例えば公知のアルゴリズムにより生成される0から65536までの乱数又は受信信号と相関がないと見なせるPN符号等の符号列を設定することができる。
FIG. 6 is a flowchart showing an example of processing of the pseudo
次に、アンテナごとの受信電力がP[q]より大きいか否かを判断する(S106)。P[q]は受信電力の範囲を決定するための受信電力範囲データであり、アンテナごとの受信電力に応じて決定される擬似雑音電力量及びSINR補正量を決定するために使用される。そして、該P[q]は図7に示すテーブルのように、qに対応付けて記憶されていてもよい。受信電力がP[q]より大きければ、qに1を加算し(S107)、該qがqmaxより小さければ(S108)、再度受信電力がP[q]より大きいか否かを判断する(S106)。すなわち、受信電力がP[q]によって決定される範囲にある場合に、次の処理であるS110に進む。あるいは、qの値がqmaxを超えた場合にも同様にS110に進むが、これもやはり受信電力がP[qmax]より大きい範囲である場合にS110に進むことを意味する。 Next, it is determined whether or not the received power for each antenna is larger than P [q] (S106). P [q] is received power range data for determining the range of received power, and is used to determine the pseudo noise power amount and SINR correction amount determined according to the received power for each antenna. The P [q] may be stored in association with q as in the table shown in FIG. If the received power is larger than P [q], 1 is added to q (S107), and if q is smaller than qmax (S108), it is determined again whether the received power is larger than P [q] (S106). ). That is, when the received power is in a range determined by P [q], the process proceeds to S110 which is the next process. Alternatively, the process proceeds to S110 in the same manner when the value of q exceeds qmax, which also means that the process proceeds to S110 when the received power is in a range larger than P [qmax].
そしてqの値に応じて、すなわち上記受信電力範囲データに応じて例えば図7に示すテーブルに記憶されるSINR補正量SINRMargin[q]を出力する(S110)。そして出力された該SINR補正量は、上述の通り復調部44で受信信号から減算される。
Then, according to the value of q, that is, according to the received power range data, for example, the SINR correction amount SINRMargin [q] stored in the table shown in FIG. 7 is output (S110). The output SINR correction amount is subtracted from the received signal by the
次に、変数i及びjの記憶領域を確保し、ともに0を代入する(S112)。そして擬似雑音信号配列PNSig[N][K]の電力量を、qの値に応じて、すなわち上記受信電力範囲データに応じて例えば図7に示すテーブルに記憶される擬似雑音電力量Scale[q]に設定する(S114)。そしてiをインクリメントし(S116)、さらにjもインクリメントし(S118)、受信信号配列RxSig[i][j]に擬似雑音信号配列PNSig[i][j]を加算する(S120)。そしてS116からS118の処理を受信信号配列の要素の数、すなわちアンテナの数N及び参照信号のシンボル数Kまで繰り返す(S117,S119)ことにより、受信信号に擬似雑音信号を加算する。 Next, the storage areas for the variables i and j are secured, and 0 is substituted for both (S112). Then, the amount of power of the pseudo noise signal array PNSig [N] [K] is changed according to the value of q, that is, according to the received power range data, for example, the pseudo noise power amount Scale [q stored in the table shown in FIG. ] (S114). Then, i is incremented (S116), j is further incremented (S118), and the pseudo noise signal array PNSig [i] [j] is added to the received signal array RxSig [i] [j] (S120). Then, the process from S116 to S118 is repeated until the number of elements of the received signal array, that is, the number N of antennas and the number K of symbols of the reference signal (S117, S119), thereby adding a pseudo noise signal to the received signal.
以上のようにすることにより、受信信号のSINRがアンテナ重みの計算に与える影響を軽減することができる。すなわち、アンテナ重みの計算の誤差を減らすことができ、送信におけるアダプティブアンテナの指向性を適切に決定することができる。 As described above, the influence of the SINR of the received signal on the calculation of the antenna weight can be reduced. That is, errors in calculation of antenna weight can be reduced, and the directivity of the adaptive antenna in transmission can be determined appropriately.
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。 The present invention is not limited to the above embodiment.
例えば、上記実施の形態は移動体通信システムに本発明を適用した場合について説明したが、複数のアンテナ素子の受信出力を電気的に合成することでアンテナ指向性を適応的に変化させることができるどのような無線通信装置にも適用は可能である。また、アダプティブアレイアンテナでなくとも、複数のアンテナ素子における受信電力に基づいて送信信号のアンテナ指向性を制御する場合に、本発明を適用することができる。 For example, although the above embodiment has been described for the case where the present invention is applied to a mobile communication system, the antenna directivity can be adaptively changed by electrically combining the reception outputs of a plurality of antenna elements. The present invention can be applied to any wireless communication device. Further, the present invention can be applied to the case where the antenna directivity of a transmission signal is controlled based on the received power in a plurality of antenna elements, even if not an adaptive array antenna.
図8から図10は、本発明の上記実施の形態のシミュレーションによる実験の結果である。 8 to 10 show the results of experiments by simulation of the above embodiment of the present invention.
図8から図10では、SINR(信号対干渉雑音比)に含まれる干渉信号はゼロであるとして、SNR(信号対雑音比)で計算を行っている。また、アンテナ素子は12本であるとしている。図8は適度な強度の電界をシミュレートしたものであり、図9はSNRが大きい場合をシミュレートしたものであり、図10はSNRが小さい場合をシミュレートしたものである。そして、入力信号X(t)に対してSNRが各13dB、30dB、−10dBとなるように該入力信号に白色ノイズを加えることにより、式(2)及び式(9)に基づいて相関行列Rxxと下三角行列Lを計算している。 In FIG. 8 to FIG. 10, calculation is performed with SNR (signal to noise ratio), assuming that the interference signal included in SINR (signal to interference and noise ratio) is zero. It is assumed that there are 12 antenna elements. FIG. 8 is a simulation of an electric field having a moderate strength, FIG. 9 is a simulation of a case where the SNR is large, and FIG. 10 is a simulation of a case where the SNR is small. Then, by adding white noise to the input signal so that the SNR becomes 13 dB, 30 dB, and −10 dB for the input signal X (t), the correlation matrix R is calculated based on the equations (2) and (9). xx and the lower triangular matrix L are calculated.
また、各図は相関行列Rxxと下三角行列Lの要素を表示しており、実際の計算は複素演算を行っているが、簡単のため実数部のみを表示している。そして、雑音は白色雑音としてアンテナ素子ごとに加えている。SNRは、小さければ小さいほど、所望受信信号に比して雑音が大きいことを示す。 Each figure shows the elements of the correlation matrix R xx and the lower triangular matrix L, and the actual calculation is a complex operation, but only the real part is shown for simplicity. Noise is added as white noise for each antenna element. The smaller the SNR, the greater the noise compared to the desired received signal.
図9では、上述の通り、下三角行列Lの要素li1(i=1,2,・・・,N)以外の対角要素の絶対値は、要素li1の絶対値に比べて非常に小さい値をとっていることが示されている。逆に図10では、下三角行列Lの対角要素の絶対値は均等な大きさの値をとっていることが示されている。そして、図8でも同様に下三角行列Lの対角要素の絶対値は均等な大きさの値をとっていることが示されている。 In FIG. 9, as described above, the absolute values of the diagonal elements other than the element l i1 (i = 1, 2,..., N) of the lower triangular matrix L are much higher than the absolute value of the element l i1. It is shown that it takes a small value. On the other hand, FIG. 10 shows that the absolute values of the diagonal elements of the lower triangular matrix L are equal in value. Similarly, FIG. 8 also shows that the absolute values of the diagonal elements of the lower triangular matrix L have equal values.
このように、SINRが大きくなると、下三角行列の要素間の値の絶対値の乖離が大きくなることがシミュレーション実験の結果明らかである。このような場合、上述のようにアンテナ重みの算出における計算精度が悪化してしまう。一方、SINRがあまり小さいと、受信信号が復調できなくなる。このため、例えば図8に示されるように、アンテナ重みの算出における計算精度が許容範囲になる最適なSINRになるように擬似雑音を加算することにより、アンテナ重みを精度よく算出し、問題なく復調も可能となる。また、上記実施の形態では擬似雑音を生成して加算しているが、例えば受信信号に含まれる雑音の電力量を上げることにより、受信信号の雑音強度を上昇させることもできる。 As described above, as a result of the simulation experiment, it is clear that as the SINR increases, the difference between the absolute values of the elements of the lower triangular matrix increases. In such a case, the calculation accuracy in calculating the antenna weight is deteriorated as described above. On the other hand, if the SINR is too small, the received signal cannot be demodulated. For this reason, for example, as shown in FIG. 8, by adding pseudo-noise so that the calculation accuracy in the calculation of the antenna weight becomes an optimum SINR within an allowable range, the antenna weight can be calculated accurately and demodulated without problems. Is also possible. In the above embodiment, pseudo noise is generated and added. However, for example, the noise intensity of the received signal can be increased by increasing the amount of noise power included in the received signal.
1 移動体通信システム、2 基地局装置、3 移動局装置、4 通信ネットワーク、5,6 通信装置、10,14 制御部、11,15 無線通信部、12,16 記憶部、13 ネットワークインターフェイス部、17 表示部、18 操作部、20 信号処理部、22パス制御部、24 送受信部、30 受信部、32 相関行列演算部、34 参照信号生成部、36 擬似雑音制御部、38 擬似雑音加算部、40 行列処理部、42 周波数補償部、44 復調部、46 復号部、48 受信変数演算部、50 最適重み演算部、52 合成部、54 電力制御部、56 送信部、58 符号化部、60 変調部。
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記アンテナ重みに基づいて送信信号のアンテナ指向性を制御する制御手段と、
を備える無線通信装置において、
前記各アンテナの受信信号のそれぞれについて、受信強度に関する情報を測定する受信レベル測定手段と、
前記各アンテナの受信信号の受信強度に関する情報に応じて前記各受信信号の雑音強度を上昇させる雑音上昇手段と、
を含み、
前記アンテナ重み算出手段は、雑音強度を上昇された前記各受信信号に基づいてアンテナ重みを算出する、
ことを特徴とする無線通信装置。 Antenna weight calculating means for calculating antenna weight based on the reception outputs of a plurality of antennas;
Control means for controlling the antenna directivity of the transmission signal based on the antenna weight;
In a wireless communication device comprising:
Receiving level measuring means for measuring information related to received intensity for each of the received signals of each antenna;
Noise increasing means for increasing the noise intensity of each received signal in accordance with information on the received intensity of the received signal of each antenna;
Including
The antenna weight calculation means calculates an antenna weight based on each received signal whose noise intensity has been increased.
A wireless communication apparatus.
前記雑音上昇手段は、
雑音を生成する手段と、
前記雑音を前記各受信信号に加算することにより、前記各受信信号の雑音強度を上昇させる、
ことを特徴とする無線通信装置。 The wireless communication device according to claim 1,
The noise raising means is
Means for generating noise;
Increasing the noise intensity of each received signal by adding the noise to each received signal;
A wireless communication apparatus.
前記受信信号の受信強度に関する情報は、該受信信号の受信強度である、
ことを特徴とする無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 1 or 2,
The information regarding the reception strength of the reception signal is the reception strength of the reception signal.
A wireless communication apparatus.
前記受信信号の受信強度に関する情報は、該受信信号の信号対干渉雑音比である、
ことを特徴とする無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 1 or 2,
The information regarding the reception strength of the received signal is a signal-to-interference noise ratio of the received signal.
A wireless communication apparatus.
前記各アンテナの受信強度に応じて、信号対干渉雑音比補正量を決定する信号対干渉雑音比補正量決定手段と、
前記雑音を加算された受信信号及び前記信号対干渉雑音比補正量に基づいて、送信信号の送信電力又は変調方式を決定する送信信号送信電力決定手段と、
をさらに含むことを特徴とする無線通信装置。 In the radio | wireless communication apparatus of any one of Claim 1 or 4,
Signal-to-interference noise ratio correction amount determining means for determining a signal-to-interference noise ratio correction amount according to the reception intensity of each antenna;
A transmission signal transmission power determining means for determining a transmission power or a modulation scheme of the transmission signal based on the received signal added with the noise and the signal-to-interference noise ratio correction amount;
A wireless communication apparatus, further comprising:
前記各アンテナの受信信号の受信強度に関する情報に応じて前記各受信信号の雑音強度を上昇させる雑音上昇ステップと、
雑音強度を上昇された前記各受信信号に基づいてアンテナ重みを算出するアンテナ重み算出ステップと、
前記アンテナ重みに基づいて送信信号のアンテナ指向性を制御する制御ステップと、
を含むことを特徴とする送信電力制御方法。
A reception level measuring step for measuring information on reception intensity for each of the reception signals of the plurality of antennas;
A noise increasing step for increasing the noise intensity of each received signal according to information on the received intensity of the received signal of each antenna;
An antenna weight calculating step for calculating an antenna weight based on each received signal whose noise intensity has been increased; and
A control step of controlling the antenna directivity of the transmission signal based on the antenna weight;
Including a transmission power control method.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2004134684A JP2005318328A (en) | 2004-04-28 | 2004-04-28 | Radio communications apparatus and transmission power control method |
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JP2011244087A (en) * | 2010-05-14 | 2011-12-01 | Kyocera Corp | Base station and adjustment method of transmission signals at base station |
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2004
- 2004-04-28 JP JP2004134684A patent/JP2005318328A/en active Pending
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